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WO2019123716A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2019123716A1
WO2019123716A1 PCT/JP2018/030807 JP2018030807W WO2019123716A1 WO 2019123716 A1 WO2019123716 A1 WO 2019123716A1 JP 2018030807 W JP2018030807 W JP 2018030807W WO 2019123716 A1 WO2019123716 A1 WO 2019123716A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
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switching element
semiconductor
voltage
control unit
smoothing capacitor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2018/030807
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
秀太 石川
岩田　明彦
樹 松永
公洋 松崎
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Priority to DE112018006429.8T priority Critical patent/DE112018006429B4/de
Priority to US16/645,689 priority patent/US11233453B2/en
Priority to JP2019560034A priority patent/JP6755415B2/ja
Publication of WO2019123716A1 publication Critical patent/WO2019123716A1/ja
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Ceased legal-status Critical Current

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    • H02P2201/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the converter used
    • H02P2201/09—Boost converter, i.e. DC-DC step up converter increasing the voltage between the supply and the inverter driving the motor
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present application relates to a power converter.
  • switching elements S1 and S2 and diodes D1 and D2 are arranged in series, and resistors R4, R3, R2 and R1 are respectively connected to switching elements S1 and S2 and diodes D1 and D2. They are arranged in parallel to each other.
  • the switching elements S1 and S2 are resistors for voltage balance which adjust the voltage applied to the diodes D1 and D2.
  • the voltage balancing resistors R1 to R4 are the voltage balances of the switching elements S1 and S2 and the diodes D1 and D2.
  • a power conversion device that performs the following control is disclosed.
  • the overvoltage detector outputs a trip signal of the inverter when the DC voltage of the smoothing capacitor exceeds a preset overvoltage value.
  • the DC voltage monitor measures the time when the DC voltage of the smoothing capacitor becomes equal to or higher than the overvoltage threshold, and outputs an alarm when a predetermined time or more has elapsed. Measures for reducing the voltage by manual operation such as opening the condenser of the system are performed (see, for example, Patent Document 2).
  • the overvoltage of each semiconductor element can be suppressed when the input voltage is reduced to zero or greatly and the power conversion device is stopped.
  • the voltage reduction measures by manual operation such as opening of the capacitor are taken. It took time to take action, and it was not possible to eliminate the overvoltage promptly.
  • the bus voltage may rise due to the regenerative power from the load, and the voltage of the smoothing capacitor connected to the bus voltage may rise. Due to the voltage increase of the smoothing capacitor, an excessive voltage may be applied to each semiconductor element in the power conversion device.
  • the withstand voltage of the semiconductor element of the boost converter is generally lower than the withstand voltage of the semiconductor element of the inverter.
  • the present application discloses a technique for solving the problems as described above, and it is an object of the present invention to provide a power conversion device capable of quickly suppressing an overvoltage of a semiconductor element in the power conversion device during operation of the power conversion device. I assume.
  • the power converter disclosed in the present application is A boost converter for boosting the output voltage from the DC power supply unit, a smoothing capacitor for smoothing the output voltage of the boost converter, an inverter for converting the voltage of the smoothing capacitor to an alternating voltage, and the boost converter and the inverter
  • the boost converter is A reactor whose first end is connected to the DC power supply unit;
  • Four semiconductor elements, ie, a first semiconductor element, a second semiconductor element, a first semiconductor switching element, and a second semiconductor switching element, each controlling conduction and interruption of current, are connected in series between positive and negative terminals of the smoothing capacitor, A leg portion in which a second end of the reactor is connected to a connection point between the second semiconductor element and the first semiconductor switching element;
  • An intermediate capacitor connected between a connection point of the first semiconductor element and the second semiconductor element, and a connection point of the first semiconductor switching element and the second semiconductor switching element;
  • the control unit Controlling the on / off of the first semiconductor switching device and the second semiconductor switching device in the normal
  • a power converter can be provided.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion system including a power conversion device according to a first embodiment.
  • 2 is an internal configuration diagram of a control unit according to Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the input and the output of the gate block unit according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a waveform diagram showing an operation of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing voltages of respective parts of the power conversion device according to the first embodiment. It is a figure which shows the voltage of each part in the power converter device by a comparative example.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion system including a power conversion device according to a first embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion system including a power conversion device according to a first embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion system including a power conversion device according to a first
  • FIG. 7 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion system including a power conversion device according to a second embodiment.
  • FIG. 7 is an internal configuration diagram of a control unit according to a second embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the input and the output of the gate block unit according to the second embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion system including a power conversion device according to a second embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion system including a power conversion device according to a third embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion system including a power conversion device according to a third embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion system including a power conversion device according to a third embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion system including a power conversion device according to a third embodiment.
  • FIG. 16 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion system including a power conversion device according to a fourth embodiment.
  • FIG. 16 is an internal configuration diagram of a control unit according to a fourth embodiment.
  • FIG. 17 is a diagram showing the relationship between the input and the output of the gate block unit according to the fourth embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion system including the power conversion device 100 according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is an internal configuration diagram of the control unit 50 in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between inputs and outputs of the gate block units 56, 57, 58 of the control unit 50 shown in FIG.
  • the power conversion device 100 is provided between the DC power supply unit 1 and the AC motor 40, converts a DC voltage from the DC power supply unit 1, and drives the AC motor 40.
  • Power conversion device 100 includes a multilevel boost circuit 20 as a boost converter for boosting the output voltage from DC power supply unit 1, a smoothing capacitor 30 for smoothing the output voltage of multilevel boost circuit 20, and a smoothing capacitor 30. It includes an inverter 35 which converts the smoothed voltage into an AC voltage and outputs it to the AC motor 40, and a control unit 50 which controls the multi-level booster circuit 20 and the inverter 35.
  • the power conversion system of the present embodiment is configured by power conversion device 100 configured as described above, DC power supply unit 1, and AC motor 40.
  • Multi-level boost circuit 20 of power conversion device 100 includes reactor 2, leg portion 8 connected between positive and negative terminals of smoothing capacitor 30, intermediate capacitor 7, and balance resistors 10 and 11.
  • the leg portion 8 of the multi-level booster circuit 20 controls the conduction and interruption of the current from the side connected to the positive terminal of the smoothing capacitor 30, respectively, the first diode 3 as a first semiconductor element and the second semiconductor element 4 semiconductor elements arranged in the order of a second diode 4 as a first semiconductor switching element, a first switching element 5 as a first semiconductor switching element, and a second switching element 6 as a second semiconductor switching element are connected in series .
  • the first diode 3 and the second diode 4 are arranged such that current flows from the intermediate node n, which is a connection point between the second diode 4 and the first switching element 5, toward the positive output terminal of the multilevel booster circuit 20. Be done.
  • the first switching element 5 and the second switching element 6 are arranged such that current flows from the intermediate node n toward the negative output end of the multilevel booster circuit 20.
  • An output end as the second end of reactor 2 is connected to intermediate node n, and an input end as the first end of reactor 2 is connected to DC power supply unit 1.
  • the positive terminal of the intermediate capacitor 7 is connected to the connection point between the first diode 3 and the second diode 4, and the negative terminal of the intermediate capacitor 7 is connected between the first switching element 5 and the second switching element 6.
  • the balance resistor 10 is connected in parallel to the first diode 3, and the balance resistor 11 is connected in parallel to the second switching element 6.
  • the balance resistors 10 and 11 are connected to only the first diode 3 and the second switching element 6 among the four semiconductor elements included in the leg portion 8.
  • the balance resistors 10 and 11 are provided for the purpose of stabilizing the ratio of the applied voltage distributed to each semiconductor element of the leg portion 8.
  • Power converter 100 further includes voltage detection means 30A for detecting voltage Vdc of smoothing capacitor 30.
  • the detected smoothing capacitor voltage Vdc is input to the control unit 50.
  • the first switching element 5 and the second switching element 6 used in the leg portion 8 of the multi-level booster circuit 20 may be IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) or MOSFETs (metal-oxide-semiconductor field-effect transistors). It can be configured with a semiconductor element.
  • the first switching element 5 and the second switching element 6 may have diodes in antiparallel.
  • the semiconductor elements (the first diode 3, the second diode 4, the first switching element 5, and the second switching element 6) of the leg portion 8 are made of silicon (Si), SiC (silicon carbide), GaN, and the like. It is needless to say that the semiconductor can be made of a semiconductor such as (gallium nitride).
  • the first diode 3 and the second diode 4 may have a switching function, and may be configured with semiconductor elements such as IGBTs or MOSFETs having diodes connected in reverse parallel, but the present embodiment.
  • semiconductor elements such as IGBTs or MOSFETs having diodes connected in reverse parallel, but the present embodiment.
  • the AC motor 40 may be either an induction machine or a synchronous machine.
  • the multilevel booster circuit 20 has a function of boosting the voltage of the smoothing capacitor 30, and causes the intermediate capacitor 7 to generate a DC voltage which is a voltage equal to or less than the voltage of the smoothing capacitor 30. That is, the multi-level booster circuit 20 is characterized in that the output voltage level is multi-level three levels. When the voltage Vm of the intermediate capacitor 7 is controlled to 1/2 Vdc which is half of the smoothing capacitor voltage Vdc, the multilevel booster circuit 20 can output three levels of 0, 1/2 Vdc, and Vdc. Such a multilevel booster circuit is characterized in that the switching loss of the switching element can be reduced and the carrier ripple current of the reactor can be reduced, so that the efficiency is high.
  • the control unit 50 includes a comparator 51, a latch unit 52, gate block units 56, 57, 58, and gate signal generation units 53, 54, 55.
  • the control unit 50 can be configured with an analog circuit, or can be configured using an application specific integrated circuit (ASIC), a field-programmable gate array (FPGA), a microcomputer, or the like.
  • ASIC application specific integrated circuit
  • FPGA field-programmable gate array
  • microcomputer or the like.
  • the smoothing capacitor voltage Vdc detected by the voltage detection means 30A is input to the positive side of the comparator 51, and the comparison signal Vdcref as a reference voltage value is input to the negative side of the comparator 51.
  • the comparison signal Vdcref inputs a voltage serving as a reference for stopping the inverter 35.
  • As a design value of the comparison signal Vdcref it is preferable to set the comparison signal Vdcref ⁇ 400 V in the AC 200 V inverter and to set the comparison signal V dcref 800 800 V in the AC 400 V inverter.
  • the comparator 51 compares the input smoothing capacitor voltage Vdc with the comparison signal Vdcref, and outputs “0” when the smoothing capacitor voltage Vdc ⁇ the comparison signal Vdcref, and the smoothing capacitor voltage Vdc ⁇ the comparison signal Vdcref If it is, output "1". That is, the comparator 51 outputs “1” only when the smoothing capacitor voltage Vdc becomes an overvoltage exceeding the reference voltage value, and outputs “0” otherwise normal. Thus, the comparator 51 has an abnormality determination function of detecting an overvoltage of the smoothing capacitor 30.
  • the output result of the comparator 51 is output to the latch unit 52.
  • the comparator 51 is formed by an analog circuit, it is generally designed by a comparator. Needless to say, it is also possible to design with an ASIC or an FPGA.
  • the latch unit 52 is provided to hold “1” which is an abnormal signal until the release signal S1 is input when the comparator 51 detects an overvoltage.
  • the latch unit 52 can be configured by an RS flip flop having input terminals of R (reset) and S (set) when designing with a logic circuit.
  • the output of the comparator 51 may be input to the set input terminal of the latch unit 52, and the release signal S1 may be input to the reset input terminal.
  • the release signal S1 may be externally input by the operator, for example, or may be generated in the control unit 50.
  • the output of the comparator 51 is inverted by an inverter and then delayed by a delay unit by a predetermined period.
  • the latch unit 52 sets the output to “0” in the normal state after a predetermined period has elapsed since the smoothing capacitor voltage Vdc becomes lower than the reference voltage value.
  • the control unit 50 is prevented from alternately repeating the protection operation and the normal operation at the time of an abnormality to be described later frequently, thereby damaging the device. It can prevent.
  • the gate signal generation unit 53 generates a gate signal G3a for the switching element 36 that the inverter 35 has.
  • the gate signal generation units 54 and 55 respectively generate gate signals G1a and G2a for the first switching element 5 and the second switching element 6 that the multilevel booster circuit 20 has.
  • the gate block units 56, 57, 58 will be described.
  • the gate signals G1, G2, G3 of the first switching element 5 and the second switching element 6 which the multilevel booster circuit 20 has and the switching element 36 which the inverter 35 has. are set to "0" and can be configured by a logic circuit.
  • the gate block unit 56 receives the output of the latch unit 52 and the gate signal G3a.
  • the gate block unit 57 receives the output of the latch unit 52 and the gate signal G1a.
  • the gate block unit 58 receives the output of the latch unit 52 and the gate signal G2a.
  • the output signals (gate signals G1, G2, G3) of the gate block units 56, 57, 58 are determined by the logic shown in FIG. That is, the control unit 50 outputs "1" from the gate block units 56, 57, 58 only when the gate signals G1a, G2a, G3a are "1" and the output of the latch unit 52 is "0" at the normal time.
  • the gate signals G1, G2, and G3 are output, and in the case of an abnormality, the protection mode is activated in which the gate signals G1, G2, and G3 of "0" are output.
  • the control unit 50 when the smoothing capacitor voltage Vdc is normally lower than the reference voltage value, the control unit 50 operates in the normal mode to control the on / off of the first switching element 5 and the second switching element 6 of the multilevel booster circuit 20. And causes the multi-level booster circuit 20 to output a multi-level voltage. Furthermore, the control unit 50 controls the on / off of the switching element 36 of the inverter 35 to generate an alternating voltage. On the other hand, when it is abnormal that the smoothing capacitor voltage Vdc becomes higher than the reference voltage value, the control unit 50 operates in the protection mode and turns off the first switching element 5 and the second switching element 6 of the multilevel boost circuit 20. At the same time, the switching operation of each switching element 36 of the inverter 35 is stopped and gate blocking is performed.
  • gate block portions 56, 57, 58 for outputting the gate signal G1 of the first switching element 5, the gate signal G2 of the second switching element 6, and the gate signal G3 for the inverter 35 are shown.
  • the configuration provided is shown.
  • six gate block portions are required. Therefore, if gate blocks for the first switching element 5 and the second switching element 6 of the multilevel booster circuit 20 are included, a total of eight gate block parts are required.
  • FIG. 2 in order to prevent the drawing from being complicated, illustration of a part of gate block portions is omitted.
  • FIG. 4 is a waveform diagram showing the operation of power conversion device 100 immediately after operating the protection mode while power conversion device 100 is in operation.
  • FIG. 5 is a diagram showing voltages of respective portions in power conversion device 100 operating the protection mode.
  • FIG. 4 three waveforms are shown, which are the smoothing capacitor voltage Vdc, the current of the AC motor 40, and the rotation speed of the AC motor 40 in order from the top. It is assumed that the smoothing capacitor voltage Vdc rises and becomes an overvoltage due to some abnormality during the operation of the power conversion device 100. Then, it is assumed that control unit 50 of power conversion device 100 detects a voltage rise of smoothing capacitor voltage Vdc, and operates the protection mode. By activating the protection mode, the first switching element 5 and the second switching element 6 of the multilevel booster circuit 20 are fixed in the OFF state at time 5.5 seconds, and the inverter 35 is gate-blocked and stopped. Do.
  • the smoothing capacitor voltage Vdc was taken from the result of FIG.
  • the changing speed of the intermediate capacitor voltage Vm is sufficiently slower than the changing of the smoothing capacitor voltage Vdc, and the voltage before the stop of the inverter does not change, so the voltage before the stop is set to 425V.
  • the first switching element 5 and the second switching element 6 of the leg portion 8 of the multilevel booster circuit 20 are fixed in the off state. Therefore, as shown in FIG. 6, the applied voltage of the first diode and the second switching element 6 of the leg portion 8 of the multilevel booster circuit 20 pulls the intermediate capacitor voltage Vm (425 V) from the smoothing capacitor voltage Vdc (1030 V). Divided by 2 gives a value of 302.5V. The voltage applied to the second diode 4 and the first switching element 5 is 212.5 V obtained by dividing the intermediate capacitor voltage Vm (425 V) by 2.
  • FIG. 6 is a diagram showing voltages of respective parts of the power conversion device in the case of this comparative example.
  • the first switching element 5 and the second switching element 6 are not fixed in the off state when the smoothing capacitor voltage Vdc is in an abnormal state as an overvoltage, as shown in FIG. 5, the first switching element 5 and the second switching element 6
  • the applied voltage of each semiconductor element of the leg portion 8 of the multi-level booster circuit 20 differs depending on the on / off state of the gate signals G1 and G2 of FIG.
  • the control unit 50 of the power conversion device 100 of the present embodiment operates the protection mode when the smoothing capacitor voltage Vdc becomes an overvoltage during the operation of the power conversion device 100. Then, the control unit 50 fixes the first switching element 5 and the second switching element 6 of the multilevel booster circuit 20 in the OFF state and stops the inverter 35 in this protection mode. Stopping the inverter 35 may increase the smoothing capacitor voltage Vdc in some cases, but even in this case, it is possible to prevent an excessive voltage from being applied to each semiconductor element in the multilevel booster circuit 20. As described above, the control unit 50 can stop the power conversion device 100 while suppressing the overvoltage of each semiconductor element in the multilevel boost circuit 20 when the power conversion device 100 is abnormal.
  • the semiconductor element corresponding to the part shown by (*) in FIG. 5 and FIG. 6 indicates the semiconductor element to which the voltage applied to the leg portion 8 is distributed.
  • the applied voltage is not evenly distributed if there is a variation in impedance among the respective semiconductor elements. Even in such a case, it is possible to evenly distribute the applied voltage by connecting a resistor whose impedance is sufficiently smaller than that of the semiconductor element in parallel with the semiconductor element. In power converter 100 of the present embodiment, it is sufficient to balance applied voltages distributed to first diode 3 and second switching element 6 of leg portion 8.
  • the first diode 3, the second diode 4, the first switching element 5, and the second switching element constituting the leg portion 8 only the first diode 3 and the second switching element 6 are provided.
  • the balance resistors 10 and 11 are connected in parallel, respectively. Further, the balance resistances 10 and 11 are taken into consideration after the impedances of the first diode 3 and the second switching element 6 are off so that the voltages applied to the first diode 3 and the second switching element 6 become equal. The resistance value of each is determined.
  • the impedances of the first diode 3, the second diode 4, the first switching element 5 and the second switching element 6 in the off state are set to the same value in all the semiconductor elements. Calculated. Moreover, the impedance at the time of one
  • FIG. 7 is a diagram showing a schematic configuration of the power conversion system in the case where the configuration of the DC power supply unit 1 is modified.
  • the DC power supply unit 1 may be configured of a three-phase AC power supply 1c as an AC power supply and a diode rectifier 1d that rectifies an output voltage of the three-phase AC power supply 1c.
  • the three-phase AC power supply 1c may be replaced with a single-phase AC power supply as an AC power supply.
  • control unit 50 stops the inverter 35 in the protection mode after the smoothing capacitor voltage Vdc becomes an overvoltage.
  • the control unit 50 similarly operates the protection mode. Can.
  • control unit 50 controls first switching element 5 of the multilevel booster circuit 20, the second switching element 50 in the abnormal state when smoothing capacitor voltage Vdc becomes an overvoltage.
  • a protection mode is operated to fix the switching element 6 in the off state.
  • balance resistors 10 and 11 are connected in parallel to the first diode 3 and the second switching element 6 of the multilevel booster circuit 20, respectively.
  • the ratio of the applied voltage distributed to the first diode 3 and the second switching element 6 can be stabilized.
  • deterioration of each semiconductor element of the leg portion 8 can be further suppressed.
  • the balance resistors are provided only in the first diode 3 and the second switching element 6, the number of balance resistors used is small. Thus, the hardware configuration can be reduced.
  • the resistance values of the balance resistors 10 and 11 are determined so that the voltages applied to the first diode 3 and the second switching element 6 become equal. Thereby, the ratio of the applied voltage distributed to the first diode 3 and the second switching element 6 can be further stabilized.
  • control unit 50 stops the switching operation of each switching element 36 included in the inverter 35 and stops the inverter 35 in the protection mode at the time of an abnormality in which the smoothing capacitor voltage Vdc becomes an overvoltage.
  • the control unit 50 stops the switching operation of each switching element 36 included in the inverter 35 and stops the inverter 35 in the protection mode at the time of an abnormality in which the smoothing capacitor voltage Vdc becomes an overvoltage.
  • the control unit 50 cancels the protection mode after a predetermined period has elapsed from this detection. Therefore, it is possible to prevent the protection operation at the time of abnormality and the normal operation from being repeated alternately frequently, and to prevent the deterioration of the device of the power conversion device 100.
  • the control unit 50 sets the power running and regeneration operation modes of the multilevel booster circuit 20. Accordingly, on / off control of the semiconductor switching element is performed. Then, in the protection mode, the control unit 50 fixes the first switching element 5 and the second switching element 6 in the off state, and fixes the semiconductor switching element in the off state.
  • FIG. 8 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion system including the power conversion device 200a in the second embodiment.
  • FIG. 9 is an internal configuration diagram of the control unit 250 in the second embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the input and the output of the gate block units 56, 57, 58, 59 shown in FIG.
  • a step-down circuit 60 is provided between the DC power supply unit 1 and the multilevel booster circuit 20.
  • the step-down circuit 60 includes a third switching element 61, a reactor 2, and a free wheeling diode 62.
  • the third switching element 61 is connected in series between the DC power supply unit 1 and the input terminal of the reactor 2 and is PWM (Pulse Width Modulation) so that the DC voltage from the DC power supply unit 1 becomes the target voltage. It is controlled to be on and off by.
  • the reflux diode 62 is connected such that the cathode side is connected to the connection point between the DC power supply unit 1 and the reactor 2, and the current output from the output end of the reactor 2 is returned to the input end of the reactor 2.
  • the third switching element 61 can be formed of a semiconductor element such as an IGBT or a MOSFET.
  • the step-down circuit 60 and the multilevel booster circuit 20 double as the reactor 2.
  • the DC voltage can be stepped down.
  • the step-up / step-down converter having both the step-down function and the step-up function can be configured by the step-down circuit 60 and the multilevel step-up circuit 20, and the control range of the smoothing capacitor voltage Vdc can be expanded.
  • the control unit 250 of the second embodiment further includes a gate signal generation unit 253 that generates a gate signal G4a for the third switching element 61 of the step-down circuit 60, and a gate block unit 259 to which the gate signal G4a is input.
  • the operation method of the control unit 250 is substantially the same as the operation method of the control unit 50 described in the first embodiment, but the operation of the gate block unit 259 is different.
  • the output signal (gate signal G4) of the gate block unit 259 is determined by the logic shown in FIG. Two types of operation methods, A method and B method, can be realized.
  • a method the control unit 250 operates the same protection mode as that of the first embodiment at the time of abnormality (the output of the latch unit 52 is 1) when the smoothing capacitor voltage Vdc becomes equal to or higher than the reference voltage value.
  • the 60 third switching elements 61 are always fixed off.
  • B method the control unit 250 operates the same protection mode as that of the first embodiment at the time of abnormality in which the smoothing capacitor voltage Vdc becomes equal to or higher than the reference voltage value, and the third switching element 61 of the step-down circuit 60 is constantly Lock on.
  • the switching operation of the third switching element 61 by PWM is not performed when the smoothing capacitor voltage Vdc becomes an overvoltage, and thus the third switching element 61 is fixed in the on or off state. do it. It is needless to say that the step-down circuit 60 is not limited to the circuit configuration shown in FIG. 8 and can be changed to other circuit configurations such as multilevel.
  • FIG. 11 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion device 200b in the second embodiment.
  • DC power supply unit 1 formed of three-phase AC power supply 1c and diode rectifier 1d shown in FIG. 7 of the first embodiment, and step-down circuit 60 shown in FIG. And.
  • control range of the smoothing capacitor voltage Vdc can be expanded by including the step-down circuit 60. Furthermore, when smoothing capacitor voltage Vdc is an overvoltage, control unit 250 fixes first switching element 5 and second switching element 6 of multilevel boost circuit 20 in the off state as in the first embodiment. The protection mode is operated to stop the switching operation of each switching element 36 of the inverter 35. Further, the control unit 250 can properly stop the power conversion device 100 by fixing the third switching element 61 of the step-down circuit 60 in the on or off state in this protection mode.
  • the three-phase AC power supply 1c may be replaced by a single-phase AC power supply as an AC power supply.
  • FIG. 12 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion system including a power conversion device 300a according to the third embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion system including a power conversion device 300b having a configuration different from that of the power conversion device 300a shown in FIG.
  • FIG. 14 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion system including a power conversion device 300c having a configuration different from that of the power conversion devices 300a and 300b shown in FIGS. 12 and 13.
  • the present embodiment is different from the first embodiment in the number and arrangement of balance resistors for stabilizing the ratio of the applied voltage distributed to each semiconductor element of the leg portion 8 of the multilevel booster circuit 20.
  • the second diode 4 and the first switching element 5 connected in parallel with the intermediate capacitor 7 are connected.
  • a balance resistor 212 is connected.
  • balance resistors 213 and 214 are connected to second diode 4 and first switching element 5, respectively. Be done. Thereby, the ratio of the applied voltage distributed to each semiconductor element of the leg portion 8 can be reliably stabilized regardless of the off-state impedance of the second diode 4 and the first switching element 5.
  • the balance resistance is not provided.
  • the first diode 3 and the second switching element 6 are off and there is no risk of exceeding the withstand voltage of the semiconductor element, it is possible to make a configuration in which no balancing resistor is provided. This makes it possible to reduce the hardware configuration.
  • a step-down circuit 60 is added, or the DC power supply unit 1 is configured with a three-phase AC power supply 1c and a diode rectifier 1d. It goes without saying that you can.
  • the power conversion device 300 a of the present embodiment configured as described above, by connecting the balance resistor 212 in parallel to the intermediate capacitor 7, the semiconductor elements of the leg portion 8 regardless of the discharge state of the intermediate capacitor 7.
  • the ratio of applied voltage distributed to Therefore the application of an excessive voltage to each semiconductor element of the leg portion 8 of the multilevel booster circuit 20 can be further reliably prevented.
  • the second diode 4 and the first switching element 5 are connected to the balance resistors 213 and 214, respectively. It is possible to stabilize the ratio of the voltage applied to the semiconductor elements of the leg portion 8 regardless of the impedance of the first switching element 5 when the first switching element 5 is off. Therefore, the application of an excessive voltage to each semiconductor element of the leg portion 8 of the multilevel booster circuit 20 can be further reliably prevented. As described above, it is possible to provide a highly reliable power converter by quickly and surely preventing an excessive voltage from being applied to each semiconductor element in the power converter.
  • the configuration of the hardware can be reduced in size by adopting a configuration without providing the balance resistance.
  • FIG. 15 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion system including the power conversion device 400 in the third embodiment.
  • FIG. 16 is an internal configuration diagram of the control unit 450 in the fourth embodiment.
  • FIG. 17 is a diagram showing the relationship between inputs and outputs of the gate block units 56, 57, 58, 259 and 460 shown in FIG.
  • Power conversion device 400 of the present embodiment differs from power conversion device 200 a of the second embodiment shown in FIG. 8 in the configuration of step-down circuit 460 and in control in control unit 450.
  • the step-down circuit 460 is obtained by changing the free wheeling diode 62 in the step-down circuit 60 shown in the second embodiment to the fourth switching element 463.
  • synchronous rectification operation is performed using the fourth switching element 63.
  • the step-down circuit 460 has been changed to operate at high efficiency.
  • a MOSFET is used as the fourth switching element 463. By turning on this MOSFET at the time of current return, conduction loss can be reduced more than when the diode 62 is used.
  • the gate signal generation unit 253 of the step-down circuit 460 generates the gate signal G5a for the fourth switching element 463 in addition to the generation of the gate signal G4a for the third switching element 61.
  • the control unit 450 further includes a gate block unit 460 to which the gate signal G5a is input.
  • the operation method of the control unit 450 is substantially the same as the operation method of the control unit 250 described in the second embodiment, but the operation of the added gate block unit 460 will be described below.
  • the output signal (gate signal G5) of the gate block unit 460 is determined by the logic shown in FIG. As in the second embodiment, two types of operation methods, A method and B method, can be realized.
  • the control unit 450 fixes the switching state of the fourth switching element 463 to be always off when the output of the latch unit 52 is 1 in either of the A method and the B method.
  • the control unit 450 does not perform the synchronous rectification operation of the step-down circuit 460, and always fixes the fourth switching element 463 off.
  • power conversion device 400 can be appropriately stopped when smoothing capacitor voltage Vdc becomes an overvoltage.
  • Reference Signs List 1 DC power supply unit 1c AC power supply 1d diode rectifier 2 reactor 3 first diode 4 second diode 5 first switching element 6 second switching element 7 intermediate capacitor 30 smoothing capacitor 35 inverter 50 , 250, 450 control unit, 10, 11, 212, 213, 214 balance resistance, 60, 460 step-down circuit, 61 third switching element, 463 fourth switching element, 100, 200a, 200b, 300a, 300b, 300c, 400 Power converter.

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Abstract

電力変換装置（１００）は、マルチレベル昇圧回路(２０)と、このマルチレベル昇圧回路(２０)の出力電圧を平滑する平滑コンデンサ（３０）とを備える。マルチレベル昇圧回路（２０）は、第１ダイオード（３）、第２ダイオード（４）、第１スイッチング素子（５）および第２スイッチング素子（６）の４つの半導体素子が直列に接続されたレグ部（８）と、第１ダイオード（３）、第２ダイオード（４）の接続点と、第１スイッチング素子（５）、第２スイッチング素子（６）の接続点と、の間に接続される中間コンデンサ（７）とを備える。制御部（５０）は、平滑コンデンサ（３０）の電圧が、基準電圧値以上となった場合に、第１スイッチング素子（５）および第２スイッチング素子（６）をオフ状態に固定する保護モードを動作させる。

Description

電力変換装置
　本願は、電力変換装置に関するものである。
　従来より、電力変換装置内の半導体素子に過電圧が印加されることを抑制するための、以下のような制御を行う電力変換装置が開示されている。
　ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の電力変換部において、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、ダイオードＤ１、Ｄ２は直列に配列され、抵抗Ｒ４、Ｒ３、Ｒ２、Ｒ１は、それぞれスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、ダイオードＤ１、Ｄ２に対して並列に配置される。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２は、ダイオードＤ１、Ｄ２にかかる電圧を調整する電圧バランス用抵抗である。直流電源の入力端子の入力電圧がゼロまたは大きく低下し、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２が制御停止状態にある際に、電圧バランス用抵抗Ｒ１～Ｒ４がスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２およびダイオードＤ１、Ｄ２の電圧バランスを保つ（例えば、特許文献１参照）。
　また、例えば、以下のような制御を行う電力変換装置が開示されている。
　過電圧検出器は、平滑コンデンサの直流電圧が予め設定された過電圧値を越えたとき、インバータのトリップ信号を出力する。直流電圧監視器は、平滑コンデンサの直流電圧が過電圧しきい値以上となる時間をタイマで計時し、所定時間以上経過したとき、警報を出力する。系統のコンデンサ開放などの手動操作による電圧低減措置を施す（例えば、特許文献２参照）。
特開２０１４－３３５５３号公報　（段落［００１４］～［００１７］、図１、図２、図３） 特開２００７－１６６８１５号公報　（段落［００１５］～［００３２］、図１、図２）
　上記特許文献１に記載される従来の電力変換装置では、入力電圧がゼロまたは大きく低下し、電力変換装置が停止している場合において、各半導体素子の過電圧を抑制できる。しかしながら、電力変換装置の動作中において、各半導体素子に過電圧が印加される状況が生じた場合に、これを抑制することができなかった。
　また、上記特許文献２に記載される従来の電力変換装置では、平滑コンデンサの過電圧時において、コンデンサ開放などの手動操作による電圧低減措置を施しているが、手動操作による対応では過電圧発生から電圧低減措置を施すまでに時間を要し、速やかに過電圧を解消できないものであった。
　特に、昇圧コンバータおよびインバータを備え、直流電圧を昇圧した後に交流電圧に変換して負荷に出力する電力変換装置において、電力変換装置に異常があった場合、あるいは、負荷動作に異常があった場合、等において、負荷からの回生電力により母線電圧が上昇し、母線電圧に接続された平滑コンデンサの電圧が上昇することがある。この平滑コンデンサの電圧上昇により、電力変換装置内の各半導体素子に過大な電圧が印加されることがあった。特に、マルチレベルの電圧を出力可能なマルチレベル昇圧コンバータを用いた場合では、一般に昇圧コンバータの半導体素子の耐圧は、インバータの半導体素子の耐圧より低く構成されるため、各半導体素子に過電圧が印加されやすいという問題点があった。
　本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、電力変換装置の動作中において、電力変換装置内の半導体素子の過電圧を速やかに抑制できる電力変換装置の提供を目的とする。
　本願に開示される電力変換装置は、
直流電源部からの出力電圧を昇圧する昇圧コンバータと、該昇圧コンバータの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、該平滑コンデンサの電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記昇圧コンバータおよび前記インバータを制御する制御部とを備えた電力変換装置において、
前記昇圧コンバータは、
前記直流電源部に第１端が接続されるリアクトルと、
それぞれ電流の導通および遮断を制御する第１半導体素子、第２半導体素子、第１半導体スイッチング素子および第２半導体スイッチング素子の４つの半導体素子が直列に、前記平滑コンデンサの正負端子間に接続され、前記第２半導体素子と前記第１半導体スイッチング素子との接続点に前記リアクトルの第２端が接続されるレグ部と、
前記第１半導体素子、前記第２半導体素子の接続点と、前記第１半導体スイッチング素子、前記第２半導体スイッチング素子の接続点と、の間に接続される中間コンデンサとを備え、
前記制御部は、
通常モードにおいて、前記第１半導体スイッチング素子および前記第２半導体スイッチング素子のオン、オフを制御して、前記昇圧コンバータにマルチレベルの電圧を出力させ、
前記平滑コンデンサの電圧が、基準電圧値以上となった場合に、前記第１半導体スイッチング素子および前記第２半導体スイッチング素子をオフ状態に固定する保護モードを動作させる、
ものである。
　本願に開示される電力変換装置によれば、電力変換装置の動作中において、電力変換装置内の半導体素子の過電圧を抑制することができるため、各半導体素子の劣化を抑制して信頼性の高い電力変換装置を提供することができる。
実施の形態１による電力変換装置を含む電力変換システムの概略構成を示す図である。 実施の形態１による制御部の内部構成図である。 実施の形態１によるゲートブロック部の入力と出力の関係を示す図である。 実施の形態１による電力変換装置の動作を示す波形図である。 実施の形態１による電力変換装置の各部の電圧を示す図である。 比較例による電力変換装置における各部の電圧を示す図である。 実施の形態１による電力変換装置を含む電力変換システムの概略構成を示す図である。 実施の形態２による電力変換装置を含む電力変換システムの概略構成を示す図である。 実施の形態２による制御部の内部構成図である。 実施の形態２によるゲートブロック部の入力と出力の関係を示す図である。 実施の形態２による電力変換装置を含む電力変換システムの概略構成を示す図である。 実施の形態３による電力変換装置を含む電力変換システムの概略構成を示す図である。 実施の形態３による電力変換装置を含む電力変換システムの概略構成を示す図である。 実施の形態３による電力変換装置を含む電力変換システムの概略構成を示す図である。 実施の形態４による電力変換装置を含む電力変換システムの概略構成を示す図である。 実施の形態４による制御部の内部構成図である。 実施の形態４によるゲートブロック部の入力と出力の関係を示す図である。
実施の形態１．
　以下、本願の実施の形態１による電力変換装置１００について図を用いて説明する。
　図１は、実施の形態１による電力変換装置１００を含む電力変換システムの概略構成を示す図である。
　図２は、本実施の形態１における制御部５０の内部構成図である。
　図３は、図２に示す制御部５０のゲートブロック部５６、５７、５８の入力と出力の関係を示す図である。
　図１に示すように、電力変換装置１００は、直流電源部１と交流モータ４０との間に設けられ、直流電源部１からの直流電圧を変換して交流モータ４０を駆動するものである。
　電力変換装置１００は、直流電源部１からの出力電圧を昇圧する昇圧コンバータとしてのマルチレベル昇圧回路２０と、このマルチレベル昇圧回路２０の出力電圧を平滑する平滑コンデンサ３０と、この平滑コンデンサ３０により平滑された電圧を交流電圧に変換して交流モータ４０に出力するインバータ３５と、マルチレベル昇圧回路２０およびインバータ３５を制御する制御部５０とを備える。
　このように構成された電力変換装置１００と、直流電源部１と、交流モータ４０とで、本実施の形態の電力変換システムが構成される。
　電力変換装置１００のマルチレベル昇圧回路２０は、リアクトル２と、平滑コンデンサ３０の正負端子間に接続されるレグ部８と、中間コンデンサ７と、バランス抵抗１０、１１と、を備える。
　マルチレベル昇圧回路２０のレグ部８は、平滑コンデンサ３０の正側端子に接続される側から、それぞれ電流の導通および遮断を制御する、第１半導体素子としての第１ダイオード３、第２半導体素子としての第２ダイオード４、第１半導体スイッチング素子としての第１スイッチング素子５、第２半導体スイッチング素子としての第２スイッチング素子６、の順に配置された４つの半導体素子が直列接続されて構成される。
　第１ダイオード３、第２ダイオード４は、第２ダイオード４と第１スイッチング素子５との接続点である中間ノードｎからマルチレベル昇圧回路２０の正側出力端に向けて電流が流れるように配置される。また、第１スイッチング素子５、第２スイッチング素子６は、上記中間ノードｎからマルチレベル昇圧回路２０の負側出力端に向けて電流が流れるように配置される。
　リアクトル２の第２端としての出力端は中間ノードｎに接続され、リアクトル２の第１端としての入力端は直流電源部１に接続される。
　また、中間コンデンサ７の正側端子は、第１ダイオード３と第２ダイオード４との接続点に接続され、中間コンデンサ７の負側端子は、第１スイッチング素子５と第２スイッチング素子６との接続点に接続される。
　更に、第１ダイオード３と並列にバランス抵抗１０が接続され、第２スイッチング素子６と並列にバランス抵抗１１が接続される。このように、本実施の形態では、レグ部８が有する４つの半導体素子の内、第１ダイオード３、第２スイッチング素子６にのみ、バランス抵抗１０、１１が接続される。このバランス抵抗１０、１１は、レグ部８の各半導体素子に分配される印加電圧の比を安定させる目的で設置される。
　また、インバータ３５は、図１においては簡略して示しているが、直流を三相交流に変換するため、各相２つ、計６つのスイッチング素子３６を備える。
　また、電力変換装置１００は、平滑コンデンサ３０の電圧Ｖｄｃを検出するための電圧検出手段３０Ａを備える。検出された平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃは、制御部５０に入力される。
　なお、マルチレベル昇圧回路２０のレグ部８において用いられる第１スイッチング素子５、第２スイッチング素子６は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）あるいはＭＯＳＦＥＴ（ｍｅｔａｌ－ｏｘｉｄｅ－ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　ｆｉｅｌｄ－ｅｆｆｅｃｔ　ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のような半導体素子で構成できる。また、第１スイッチング素子５、第２スイッチング素子６は、逆並列にダイオードを有するものでもよい。また、レグ部８の各半導体素子（第１ダイオード３、第２ダイオード４、第１スイッチング素子５、第２スイッチング素子６）は、材料がＳｉ（シリコン）の他、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（ガリウムナイトライド）の等の半導体でも構成できることは言うまでもない。
　また、第１ダイオード３、第２ダイオード４は、スイッチング機能を有し、逆並列に接続されたダイオードを有するＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴのような半導体素子で構成することも可能であるが、本実施の形態では、マルチレベル昇圧回路２０の回生動作を必要としないので、ダイオードで構成している。
　また、交流モータ４０は、誘導機、同期機のどちらでもよい。
　次に、マルチレベル昇圧回路２０の詳細動作について説明する。
　マルチレベル昇圧回路２０は、平滑コンデンサ３０の電圧を昇圧する機能を持つとともに、中間コンデンサ７に平滑コンデンサ３０の電圧以下の電圧である直流電圧を発生させる。すなわち、マルチレベル昇圧回路２０は、出力電圧レベルがマルチレベルの３レベルとなるのが特徴である。
　中間コンデンサ７の電圧Ｖｍを、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃの半分である１／２Ｖｄｃに制御すると、マルチレベル昇圧回路２０は、０、１／２Ｖｄｃ、Ｖｄｃの３レベルが出力できる。このようなマルチレベル昇圧回路は、スイッチング素子のスイッチング損失を小さくでき、リアクトルのキャリアリプル電流を小さくできるため、高効率となるのが特徴である。
　次に、制御部５０の構成、制御について図２を用いて説明する。
　図２に示すように、制御部５０は、比較器５１と、ラッチ部５２と、ゲートブロック部５６、５７、５８と、ゲート信号生成部５３、５４、５５と、を備える。制御部５０は、アナログ回路で構成することもできるし、ＡＳＩＣ（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　ｓｐｅｃｉｆｉｃ　ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（ｆｉｅｌｄ－ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ｇａｔｅ　ａｒｒａｙ）、マイコン等を用いて構成することもできる。
　以下、制御部５０のそれぞれのブロックについて詳細を説明していく。
　電圧検出手段３０Ａにより検出された平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが比較器５１のプラス側に入力され、基準電圧値としての比較信号Ｖｄｃｒｅｆが比較器５１のマイナス側に入力される。この比較信号Ｖｄｃｒｅｆは、インバータ３５を停止させる基準となる電圧を入力する。比較信号Ｖｄｃｒｅｆの設計値として、ＡＣ２００Ｖ系のインバータにおいては比較信号Ｖｄｃｒｅｆ≒４００Ｖとし、ＡＣ４００Ｖ系のインバータにおいては比較信号Ｖｄｃｒｅｆ≒８００Ｖ程度に設定するとよい。
　比較器５１は、入力された平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃと、比較信号Ｖｄｃｒｅｆとの比較を行い、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃ＜比較信号Ｖｄｃｒｅｆである場合に“０”を出力し、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃ≧比較信号Ｖｄｃｒｅｆである場合に“１”を出力する。
　即ち、比較器５１は、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが基準電圧値以上の過電圧となる異常時のみに“１”を出力し、それ以外の正常時には“０”を出力する。このように比較器５１は、平滑コンデンサ３０の過電圧を検出する異常判定機能を持つ。比較器５１の出力結果は、ラッチ部５２に出力される。
　なお、比較器５１は、アナログ回路で構成する場合、コンパレータで設計するのが一般的である。また、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡで設計することも可能であることはいうまでもない。
　次にラッチ部５２を説明する。ラッチ部５２は、比較器５１が過電圧を検出した場合、解除信号Ｓ１が入力されるまで、異常時の信号である“１”を保持するために設けられる。
　ラッチ部５２は、ロジック回路で設計する場合、Ｒ（リセット）とＳ（セット）の入力端子を有するＲＳフリップフロップで構成することができる。この場合、比較器５１の出力を、ラッチ部５２のセット入力端子に入力し、解除信号Ｓ１をリセット入力端子に入力すればよい。
　平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが基準電圧値以上となり、比較器５１の出力が異常時の“１”となった後、比較器５１の出力が正常時の“０”に変わった場合においても、ラッチ部５２の出力は“１”に固定される。解除信号Ｓ１が“１”を入力した場合において、ラッチ部５２の出力は“１”から“０”に変更され、異常判定を解除することができる。
　解除信号Ｓ１は、例えば、操作者により外部から入力されるものでもよいし、制御部５０内で生成されるものでもよい。制御部５０内で解除信号Ｓ１を生成する場合は、例えば、比較器５１の出力をインバータにより反転した後に、遅延器により所定の期間分遅延させる。これにより、ラッチ部５２は、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが基準電圧値より低くなってから、所定の期間を経過した後に、出力を正常時の”０”とする。このように、比較器５１の出力段にラッチ部５２を設けることで、制御部５０が、後述する異常時の保護動作と正常動作とを頻繁に交互に繰り返すことを防止し、機器の破損を防止できる。
　次に、ゲート信号生成部５３、５４、５５を説明する。
　ゲート信号生成部５３は、インバータ３５が有するスイッチング素子３６用のゲート信号Ｇ３ａを生成する。また、ゲート信号生成部５４、５５は、それぞれマルチレベル昇圧回路２０が有する第１スイッチング素子５、第２スイッチング素子６用のゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ２ａを生成する。
　最後にゲートブロック部５６、５７、５８を説明する。
　平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが過電圧となる異常時において、マルチレベル昇圧回路２０が有する第１スイッチング素子５、第２スイッチング素子６と、インバータ３５が有するスイッチング素子３６の、それぞれのゲート信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３を“０”にする目的で設置され、論理回路で構成することができる。
　ゲートブロック部５６には、ラッチ部５２の出力とゲート信号Ｇ３ａとが入力される。また、ゲートブロック部５７には、ラッチ部５２の出力とゲート信号Ｇ１ａとが入力される。また、ゲートブロック部５８には、ラッチ部５２の出力とゲート信号Ｇ２ａとが入力される。
　各ゲートブロック部５６、５７、５８の出力信号（ゲート信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３）は、図３に示した論理で決定される。即ち、制御部５０は、ゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ２ａ、Ｇ３ａが“１”で、且つラッチ部５２の出力が正常時の“０”の場合のみ、ゲートブロック部５６、５７、５８から“１”のゲート信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３を出力させ、異常時の場合では“０”のゲート信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３を出力する保護モードを動作させる。
　即ち、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが基準電圧値より低い正常時では、制御部５０は通常モードで動作し、マルチレベル昇圧回路２０の第１スイッチング素子５、第２スイッチング素子６のオン、オフを制御して、マルチレベル昇圧回路２０にマルチレベルの電圧を出力させる。更に、制御部５０は、インバータ３５のスイッチング素子３６のオン、オフを制御して交流電圧を発生させる。
　一方、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが基準電圧値以上となる異常時の場合は、制御部５０は保護モードで動作し、マルチレベル昇圧回路２０の第１スイッチング素子５と第２スイッチング素子６をオフ状態に固定する共に、インバータ３５の各スイッチング素子３６のスイッチング動作を停止させてゲートブロックする。
　なお、図２では、第１スイッチング素子５のゲート信号Ｇ１、第２スイッチング素子６のゲート信号Ｇ２、インバータ３５用のゲート信号Ｇ３、を出力するための３つのゲートブロック部５６、５７、５８を設けた構成を示した。しかしながら、実際には、インバータ３５のゲート信号Ｇ３は、スイッチング素子３６の数に応じた６つの信号が必要であるため、ゲートブロック部は６個必要である。そのため、マルチレベル昇圧回路２０の第１スイッチング素子５、第２スイッチング素子６用のゲートブロック部を含めると合計８個のゲートブロック部が必要となる。図２では、図が煩雑になるのを防ぐため一部のゲートブロック部の図示を省略した。
　次に、本実施の形態の電力変換装置１００の制御部５０が行う保護モードの効果について図を用いて説明する。
　図４は、電力変換装置１００の動作中において、保護モードを動作させた直後の電力変換装置１００の動作を示す波形図である。
　図５は、保護モードを動作させた電力変換装置１００における各部の電圧を示す図である。
　図４において、波形を３つ掲示しており、上から順に平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃ、交流モータ４０の電流、交流モータ４０の回転数である。
　電力変換装置１００の動作中において、何らかの異常により平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが上昇して過電圧となったとする。そして電力変換装置１００の制御部５０が、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃの電圧上昇を検知し、保護モードを動作させたとする。保護モードが動作されることにより、時間５．５ｓｅｃ時において、マルチレベル昇圧回路２０の第１スイッチング素子５と第２スイッチング素子６がオフ状態に固定されると共に、インバータ３５がゲートブロックされて停止する。
　制御部５０がインバータ３５を停止させると、交流モータ４０のインダクタンスエネルギや、交流モータ４０の起電力によって回生動作が生じ、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃは８５０Ｖから更に上昇して１０３０Ｖ程度に上昇する。特に平滑コンデンサ３０が小容量の場合、交流モータ４０の回転数が大きい場合、等において平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃは上昇しやすい。
　このような、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃの過電圧時における、マルチレベル昇圧回路２０のレグ部８の各半導体素子に印加される電圧は、図５に示すようになる。
　図５では、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃ＝１０３０Ｖ、中間コンデンサ電圧Ｖｍ＝８５０／２＝４２５Ｖとしている。平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃは、上記図４の結果から引用した。中間コンデンサ電圧Ｖｍの変化する早さは、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃの変化に比べ十分遅く、インバータの停止前から変わらないため、停止前の電圧４２５Ｖとした。
　保護モードにおいては、マルチレベル昇圧回路２０のレグ部８の第１スイッチング素子５および第２スイッチング素子６はオフ状態に固定される。そのため、図６に示すように、マルチレベル昇圧回路２０のレグ部８の第１ダイオードと第２スイッチング素子６の印加電圧は、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃ（１０３０Ｖ）から中間コンデンサ電圧Ｖｍ（４２５Ｖ）を引いた値を２で割った、３０２．５Ｖとなる。また、第２ダイオード４、第１スイッチング素子５に印加される電圧は、中間コンデンサ電圧Ｖｍ（４２５Ｖ）を２で割った２１２．５Ｖとなる。
　ここで、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが過電圧時において、マルチレベル昇圧回路２０の第１スイッチング素子５、第２スイッチング素子６をオフ状態に固定しない比較例について説明する。
　図６は、この比較例の場合における電力変換装置の各部の電圧を示す図である。
　平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが過電圧となる異常時において、第１スイッチング素子５、第２スイッチング素子６をオフ状態に固定しない場合では、図５に示すように、第１スイッチング素子５、第２スイッチング素子６のゲート信号Ｇ１、Ｇ２のオン、オフ状態によって、マルチレベル昇圧回路２０のレグ部８の各半導体素子の印加電圧が異なる。
　ゲート信号Ｇ２がオン（第２スイッチング素子６がオン）のときに、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃ（１０３０Ｖ）から中間コンデンサ電圧Ｖｍ（４２５Ｖ）を引いた、６０５Ｖの過大な電圧が第１ダイオード３に印加されることが判る。マルチレベル回路の場合、インバータより耐圧が低い半導体素子を使うのが一般的であり、６００Ｖ耐圧の素子を使っている場合には、マルチレベル昇圧回路が劣化してしまう可能性がある。
　このように、本実施の形態の電力変換装置１００の制御部５０は、電力変換装置１００の動作中において、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが過電圧となった異常時に保護モードを動作させる。そして制御部５０は、この保護モードにより、マルチレベル昇圧回路２０の第１スイッチング素子５、第２スイッチング素子６をオフ状態に固定するとともに、インバータ３５を停止させる。インバータ３５を停止させることにより、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃは更に上昇する場合があるが、この場合でもマルチレベル昇圧回路２０内の各半導体素子に過大な電圧が印加されることを防止できる。
　このように、制御部５０は、電力変換装置１００の異常時において、マルチレベル昇圧回路２０内の各半導体素子の過電圧を抑止しつつ、電力変換装置１００を停止できる。
　図５、図６内の（※）で示された箇所に対応する半導体素子は、レグ部８への印加電圧が分配される半導体素子を示す。印加電圧がこのように各半導体素子に分配される場合、各半導体素子にインピーダンスのバラツキがあると、印加電圧は均等に分配されない。このような場合でも、半導体素子よりもインピーダンスが十分小さい抵抗を半導体素子と並列に接続することで印加電圧を均等に分配できる。
　本実施の形態の電力変換装置１００では、レグ部８の第１ダイオード３と第２スイッチング素子６とに分配される印加電圧のバランスを取ればよい。よって、レグ部８を構成する４つの半導体素子（第１ダイオード３、第２ダイオード４、第１スイッチング素子５、第２スイッチング素子）の内、第１ダイオード３と、第２スイッチング素子６にのみ、それぞれ並列にバランス抵抗１０、１１が接続される構成としている。
　また、第１ダイオード３と第２スイッチング素子６との各印加電圧が均等になるように、第１ダイオード３と第２スイッチング素子６のオフ時のインピーダンスを考量した上で、バランス抵抗１０、１１の抵抗値をそれぞれ決定している。
　なお、上記図５、図６では、第１ダイオード３、第２ダイオード４、第１スイッチング素子５、第２スイッチング素子６のオフ時のインピーダンスは、すべての半導体素子で同一の値とした条件で計算した。また、第１ダイオード３、第２ダイオード４と、第１スイッチング素子５、第２スイッチング素子６のオン時のインピーダンスは零として計算した。
　以下、直流電源部１の構成を変形した場合の、電力変換システムについて説明する。
　図７は、直流電源部１の構成を変形した場合の、電力変換システムの概略構成を示す図である。
　図１では、直流電源部１を直流電源を用いて構成した例を示した。しかしながらこの構成に限定するものではなく、直流電源部１は、交流電源としての三相交流電源１ｃと、この三相交流電源１ｃの出力電圧を整流するダイオード整流器１ｄとで構成してもよい。
　このように、直流電源部１の構成を変形した場合においても、同様に本実施の形態の電力変換装置１００を適用可能である。
　なお、三相交流電源１ｃを、交流電源としての単相交流電源に置き換えてもよい。
　また、上記では、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが過電圧となった後に、制御部５０が保護モードによりインバータ３５を停止する場合について説明した。しかしながら、電力変換装置１００内に何らかの異常が生じてインバータ３５を先に停止したことによって、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが基準電圧値以上となった場合でも、制御部５０は同様に保護モードを動作させることができる。
　上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置１００によると、制御部５０は、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが過電圧となる異常時において、マルチレベル昇圧回路２０の第１スイッチング素子５、第２スイッチング素子６をオフ状態に固定する保護モードを動作させる。
　これにより、マルチレベル昇圧回路２０のレグ部８の各半導体素子に過大な電圧が印加されることを速やかに防止し、レグ部８の各半導体素子の劣化を抑制して信頼性の高い電力変換装置１００を提供できる。
　更に、マルチレベル昇圧回路２０の第１ダイオード３と第２スイッチング素子６とには、それぞれ並列にバランス抵抗１０、１１が接続される。これにより、第１ダイオード３、第２スイッチング素子６のオフ時におけるインピーダンスのばらつきが大きい場合でも、第１ダイオード３、第２スイッチング素子６に分配される印加電圧の比を安定させることができる。これにより、レグ部８の各半導体素子の劣化を更に抑制できる。
　また、バランス抵抗を、第１ダイオード３と第２スイッチング素子６にのみ設けた構成としているため、使用するバランス抵抗の数が少ない。
こうして、ハードウェアの装置構成を小規模にできる。
　また、バランス抵抗１０、１１は、第１ダイオード３と第２スイッチング素子６の各印加電圧が均等になるように抵抗値が決定される。これにより、第１ダイオード３、第２スイッチング素子６に分配される印加電圧の比を更に安定させることができる。
　更に制御部５０は、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが過電圧となる異常時において、保護モードにより、インバータ３５が有する各スイッチング素子３６のスイッチング動作を停止させてインバータ３５を停止させる。このように電力変換装置１００の異常時においてインバータ３５が動作を継続している場合には、速やかにインバータ３５を停止させることで、電力変換装置１００を停止できる。また、インバータ３５を停止することにより、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが更に上昇した場合でも、マルチレベル昇圧回路２０内の各半導体素子は、保護制御により過電圧が防止された状態となる。
　更に制御部５０は、保護モードを動作させた後に平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが基準電圧値より低くなったことを検知すると、この検知から所定の期間を経過した後に保護モードを解除する。これにより、異常時の保護動作と正常動作とが交互に頻繁に繰り返されることを防止して、電力変換装置１００の機器の劣化を防止できる。
　なお、マルチレベル昇圧回路２０において、第１ダイオード３、第２ダイオード４を、半導体スイッチング素子に置き換えた構成にする場合は、制御部５０は、マルチレベル昇圧回路２０の力行、回生の動作モードに応じて、この半導体スイッチング素子のオン、オフの制御を行う。そして制御部５０は、保護モードにおいて、第１スイッチング素子５、第２スイッチング素子６をオフ状態に固定すると共に、この半導体スイッチング素子をオフ状態に固定する。
実施の形態２．
　以下、本実施の形態２を、上記実施の形態１と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態１と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
　図８は、本実施の形態２における電力変換装置２００ａを含む電力変換システムの概略構成を示す図である。
　図９は、本実施の形態２における制御部２５０の内部構成図である。
　図１０は、図９に示すゲートブロック部５６、５７、５８、５９の入力と出力の関係を示す図である。
　本実施の形態では、直流電源部１とマルチレベル昇圧回路２０との間に、降圧回路６０を備える。この降圧回路６０は、第３スイッチング素子６１と、リアクトル２と、還流ダイオード６２と、を備える。
　第３スイッチング素子６１は、直流電源部１とリアクトル２の入力端との間に直列接続して設けられて、直流電源部１からの直流電圧が目標電圧になるようにＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）によりオン、オフ制御される。
　還流ダイオード６２は、カソード側が直流電源部１とリアクトル２との接続点に接続されて、リアクトル２の出力端から出力される電流をリアクトル２の入力端に戻すように設けられる。
　なお、第３スイッチング素子６１は、ＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴのような半導体素子で構成できる。
　なお降圧回路６０とマルチレベル昇圧回路２０は、リアクトル２を兼用している。
　このように、直流電源部１に降圧回路６０を接続することで、直流電圧を降圧することができる。こうして、降圧回路６０とマルチレベル昇圧回路２０とで、降圧機能と昇圧機能の両方の機能を有した昇降圧コンバータを構成することができ、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃの制御範囲を拡大させることができる。
　次に、制御部２５０の構成、制御について図９を用いて説明する。
　本実施の形態２の制御部２５０は、降圧回路６０の第３スイッチング素子６１に対するゲート信号Ｇ４ａを生成するゲート信号生成部２５３と、このゲート信号Ｇ４ａが入力されるゲートブロック部２５９とを更に備える。制御部２５０の動作方式は、実施の形態１に示した制御部５０の動作方式とほぼ同一であるが、ゲートブロック部２５９の動作が異なる。
　ゲートブロック部２５９の出力信号（ゲート信号Ｇ４）は、図１０に示した論理で決定される。Ａ方式と、Ｂ方式の２種類の動作方式が実現可能である。
　Ａ方式は、制御部２５０は、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが基準電圧値以上となる異常時（ラッチ部５２の出力が１）において、実施の形態１と同様の保護モードを動作させ、更に、降圧回路６０の第３スイッチング素子６１を常時オフに固定する。
　Ｂ方式は、制御部２５０は、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが基準電圧値以上となる異常時において、実施の形態１と同様の保護モードを動作させ、更に、降圧回路６０の第３スイッチング素子６１を常時オンに固定する。
　降圧回路６０を設けた場合、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが過電圧となった際には、ＰＷＭによる第３スイッチング素子６１のスイッチング動作を行わず、このように第３スイッチング素子６１をオンまたはオフ状態に固定すればよい。
　なお、降圧回路６０は、図８に示した回路構成に限定するものではなく、マルチレベルなど他の回路構成に変更できることは言うまでもない。
　以下、上記図８に示した電力変換装置２００ａの構成と異なる、他の電力変換装置の構成について説明する。
　図１１は、本実施の形態２における電力変換装置２００ｂの概略構成を示す図である。
　図１１に示す電力変換装置２００ｂでは、実施の形態１の図７に示した、三相交流電源１ｃとダイオード整流器１ｄとで構成された直流電源部１と、図８に示した降圧回路６０と、を備える。
　上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置２００ａ、２００ｂによると、降圧回路６０を備えることで、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃの制御範囲を拡大させることができる。更に、制御部２５０は、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが過電圧となった場合に、実施の形態１と同様にマルチレベル昇圧回路２０の第１スイッチング素子５と第２スイッチング素子６をオフ状態に固定する共に、インバータ３５の各スイッチング素子３６のスイッチング動作を停止させる保護モードを動作させる。そして更に、制御部２５０は、この保護モードにおいて、降圧回路６０の第３スイッチング素子６１をオンまたはオフ状態に固定することで、電力変換装置１００を適切に停止させることができる。
　こうして、電力変換装置２００ａ、２００ｂ内の各半導体素子に過大な電圧が印加されることを速やかに防止して、信頼性の高い電力変換装置２００ａ、２００ｂを提供できる。なお、三相交流電源１ｃを交流電源としての単相交流電源に置き換えてもよい。
実施の形態３．
　以下、本実施の形態３を、上記実施の形態１と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態１と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
　図１２は、本実施の形態３における電力変換装置３００ａを含む電力変換システムの概略構成を示す図である。
　図１３は、図１２に示した電力変換装置３００ａとは異なる構成の電力変換装置３００ｂを含む電力変換システムの概略構成を示す図である。
　図１４は、図１２、図１３に示した電力変換装置３００ａ、３００ｂ、とは異なる構成の電力変換装置３００ｃを含む電力変換システムの概略構成を示す図である。
　本実施の形態では、マルチレベル昇圧回路２０のレグ部８の各半導体素子に分配される印加電圧の比を安定させるためのバランス抵抗の数、配置が、実施の形態１と異なる。
　図１２に示す電力変換装置３００ａでは、実施の形態１に示したバランス抵抗１０、１１に加えて、中間コンデンサ７に並列に、即ち、直列接続された第２ダイオード４と第１スイッチング素子５に並列に、バランス抵抗２１２が接続される。
　これにより、中間コンデンサ７の充放電状態によらず、確実に、レグ部８の各半導体素子に分配される印加電圧の比を安定できる。
　図１３に示す電力変換装置３００ｂでは、実施の形態１に示したバランス抵抗１０、１１に加えて、更に、第２ダイオード４と、第１スイッチング素子５とに、バランス抵抗２１３、２１４がそれぞれ接続される。
　これにより、第２ダイオード４、第１スイッチング素子５のオフ時のインピーダンスによらず、確実に、レグ部８の各半導体素子に分配される印加電圧の比を安定できる。
　図１４に示す電力変換装置３００ｃでは、バランス抵抗を設けない構成としている。
　第１ダイオード３、第２スイッチング素子６のオフ時のインピーダンスのばらつきが少なく、半導体素子の耐圧超過の恐れが無い場合は、このように、バランス抵抗を設けない構成にできる。これにより、ハードウェアの装置構成を小規模にできる。
　なお、上記各電力変換装置３００ａ、３００ｂ、３００ｃにおいて、実施の形態２と同様に、降圧回路６０を追加したり、直流電源部１を三相交流電源１ｃとダイオード整流器１ｄとで構成したりすることができることは言うまでもない。
　上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置３００ａによると、中間コンデンサ７に並列にバランス抵抗２１２を接続させることで、中間コンデンサ７の放電状態によらずレグ部８の各半導体素子に分配される印加電圧の比を安定させることができる。そのため、マルチレベル昇圧回路２０のレグ部８の各半導体素子に過大な電圧が印加されることを更に確実に防止できる。
　また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置３００ｂによると、第２ダイオード４と、第１スイッチング素子５とに、バランス抵抗２１３、２１４をそれぞれ接続させることで、第２ダイオード４と、第１スイッチング素子５のオフ時のインピーダンスによらずレグ部８の各半導体素子に分配される印加電圧の比を安定させることができる。そのため、マルチレベル昇圧回路２０のレグ部８の各半導体素子に過大な電圧が印加されることを更に確実に防止できる。
　このように、電力変換装置内の各半導体素子に過大な電圧が印加されることを速やかに、且つ、確実に防止して、信頼性の高い電力変換装置を提供できる。
　また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置３００ｃによると、バランス抵抗を設けない構成とすることで、ハードウェアの装置構成を小規模にできる。
実施の形態４．
　以下、本実施の形態４を、上記実施の形態２と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態２と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
　図１５は本実施の形態３における電力変換装置４００を含む電力変換システムの概略構成を示す図である。
　図１６は、本実施の形態４における制御部４５０の内部構成図である。
　図１７は、図１６に示すゲートブロック部５６、５７、５８、２５９、４６０の入力と出力の関係を示す図である。
　本実施の形態の電力変換装置４００は、図８に示した実施の形態２の電力変換装置２００ａと比較して、降圧回路４６０の構成と、制御部４５０における制御が異なる。
　降圧回路４６０は、実施の形態２に示した降圧回路６０における還流ダイオード６２を、第４スイッチング素子４６３に変更したものであり、ここでは、第４スイッチング素子６３を用いて同期整流動作させることで、降圧回路４６０を高効率動作するために変更した。図１５に示すように、第４スイッチング素子４６３にはＭＯＳＦＥＴを用いており、電流還流時にこのＭＯＳＦＥＴをオンさせることで、ダイオード６２を使用した際よりも導通損失を低減させることができる。
　次に、制御部４５０の構成、制御について図１６、図１７を用いて説明する。
　本実施の形態４の制御部４５０では、降圧回路４６０のゲート信号生成部２５３が、第３スイッチング素子６１に対するゲート信号Ｇ４ａの生成に加えて、第４スイッチング素子４６３に対するゲート信号Ｇ５ａを生成する。そして、制御部４５０は、このゲート信号Ｇ５ａが入力されるゲートブロック部４６０を更に備える。
　制御部４５０の動作方式は、実施の形態２に示した制御部２５０の動作方式とほぼ同一であるが、以下、追加されたゲートブロック部４６０の動作について説明する。
　ゲートブロック部４６０の出力信号（ゲート信号Ｇ５）は、図１７に示す論理で決定される。実施の形態２と同様に、Ａ方式と、Ｂ方式の２種類の動作方式が実現可能である。制御部４５０は、第４スイッチング素子４６３のスイッチング状態を、これらＡ方式およびＢ方式のどちらの方式においても、ラッチ部５２の出力が１の場合には、常時オフに固定にする。このように、制御部４５０は、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが過電圧となった際の保護モードにおいては、降圧回路４６０の同期整流動作を行わず、第４スイッチング素子４６３を常時オフ固定とする。これにより、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが過電圧となった際において電力変換装置４００を適切に停止させることができる。
　本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
　１　直流電源部、１ｃ　交流電源、１ｄ　ダイオード整流器、２　リアクトル、３　第１ダイオード、４　第２ダイオード、５　第１スイッチング素子、６　第２スイッチング素子、７　中間コンデンサ、３０　平滑コンデンサ、３５　インバータ、５０，２５０，４５０　制御部、１０，１１，２１２，２１３，２１４　バランス抵抗、６０，４６０　降圧回路、６１　第３スイッチング素子、４６３　第４スイッチング素子、１００，２００ａ，２００ｂ，３００ａ，３００ｂ，３００ｃ，４００　電力変換装置。

Claims (10)

  1. 直流電源部からの出力電圧を昇圧する昇圧コンバータと、該昇圧コンバータの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、該平滑コンデンサの電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記昇圧コンバータおよび前記インバータを制御する制御部とを備えた電力変換装置において、
    前記昇圧コンバータは、
    前記直流電源部に第１端が接続されるリアクトルと、
    それぞれ電流の導通および遮断を制御する第１半導体素子、第２半導体素子、第１半導体スイッチング素子および第２半導体スイッチング素子の４つの半導体素子が直列に、前記平滑コンデンサの正負端子間に接続され、前記第２半導体素子と前記第１半導体スイッチング素子との接続点に前記リアクトルの第２端が接続されるレグ部と、
    前記第１半導体素子、前記第２半導体素子の接続点と、前記第１半導体スイッチング素子、前記第２半導体スイッチング素子の接続点と、の間に接続される中間コンデンサとを備え、
    前記制御部は、
    通常モードにおいて、前記第１半導体スイッチング素子および前記第２半導体スイッチング素子のオン、オフを制御して、前記昇圧コンバータにマルチレベルの電圧を出力させ、
    前記平滑コンデンサの電圧が、基準電圧値以上となった場合に、前記第１半導体スイッチング素子および前記第２半導体スイッチング素子をオフ状態に固定する保護モードを動作させる、
    電力変換装置。
  2. 前記昇圧コンバータは、前記レグ部の各前記半導体素子に分配される印加電圧の比を安定させる複数のバランス抵抗を備え、
    前記バランス抵抗が、前記レグ部の前記第１半導体素子、前記第２半導体素子、前記第１半導体スイッチング素子および前記第２半導体スイッチング素子の内、前記第１半導体素子と、前記第２半導体スイッチング素子とにのみ、それぞれ並列に接続された、
    請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記昇圧コンバータは、前記レグ部の各前記半導体素子に分配される印加電圧の比を安定させる複数のバランス抵抗を備え、
    前記バランス抵抗が、前記第１半導体素子と前記第２半導体スイッチング素子と前記中間コンデンサとに、それぞれ並列に接続された、
    請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 前記昇圧コンバータは、前記レグ部の各前記半導体素子に分配される印加電圧の比を安定させる複数のバランス抵抗を備え、
    前記バランス抵抗が、前記第１半導体素子と前記第２半導体素子と前記第１半導体スイッチング素子と前記第２半導体スイッチング素子とに、それぞれ並列に接続された、
    請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 前記第１半導体素子と前記第２半導体スイッチング素子とにそれぞれ並列に接続された前記バランス抵抗は、前記第１半導体素子と前記第２半導体スイッチング素子との各印加電圧が均等になるように抵抗値が決定された、
    請求項２から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 第３スイッチング素子を有する降圧回路を、前記直流電源部と前記昇圧コンバータとの間に備え、
    前記制御部は、
    前記保護モードにおいて、前記降圧回路の前記第３スイッチング素子を、オンあるいはオフ状態に固定する、
    請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 前記降圧回路は、第４スイッチング素子を更に備え、
    前記第３スイッチング素子は、前記直流電源部と前記リアクトルの第１端との間に直列接続して設けられ、
    前記第４スイッチング素子は、前記リアクトルの第２端から出力される電流を前記リアクトルの第１端に戻すように設けられ、
    前記制御部は、
    前記保護モードにおいて、前記第３スイッチング素子を、オンあるいはオフ状態に固定すると共に、前記第４スイッチング素子をオフ状態に固定する、
    請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 前記制御部は、
    前記保護モード時において、前記インバータが有するスイッチング素子のスイッチング動作を停止させる、
    請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 前記直流電源部は、
    交流電源と、前記交流電源の出力電圧を整流するダイオード整流器とを備えた、
    請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  10. 前記制御部は、前記平滑コンデンサの電圧が前記基準電圧値よりも低くなってから、所定の期間を経過した後に、前記保護モードを解除する、
    請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102020114283B3 (de) 2020-05-28 2021-08-12 Schaeffler Technologies AG & Co. KG Elektrische Schaltungsanordnung und Antriebsanordnung zum Antreiben eines Kraftfahrzeugs
JP7094469B1 (ja) * 2021-06-21 2022-07-01 三菱電機株式会社 電力変換装置

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3605813A1 (de) * 2018-07-30 2020-02-05 Fronius International GmbH Wechselrichter mit zwischenkreisschutz
FR3093598B1 (fr) * 2019-03-05 2023-08-04 St Microelectronics Srl Dispositif de protection contre les surtensions

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007288993A (ja) * 2006-03-20 2007-11-01 Institute Of National Colleges Of Technology Japan 高圧電源回路
WO2011092932A1 (ja) * 2010-02-01 2011-08-04 三菱電機株式会社 Ｄｃ／ｄｃ電力変換装置
JP2012239324A (ja) * 2011-05-12 2012-12-06 Mitsubishi Electric Corp Ｄｃ／ｄｃ電力変換装置
JP2014033553A (ja) * 2012-08-03 2014-02-20 Mitsubishi Electric Corp Ｄｃ／ｄｃ電力変換装置および太陽光発電システム用パワーコンディショナ

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4942143B2 (ja) 2005-12-15 2012-05-30 東芝三菱電機産業システム株式会社 インバータ装置及びその過電圧保護方法
CN103053104B (zh) * 2010-07-30 2015-04-08 三菱电机株式会社 Dc/dc转换器
CN106464188B (zh) * 2014-07-03 2019-01-04 三菱电机株式会社 电力变换装置以及具备该电力变换装置的空调装置
JP2016019402A (ja) 2014-07-10 2016-02-01 トヨタ自動車株式会社 車両の駆動制御システム
JP6279089B2 (ja) * 2014-09-05 2018-02-14 三菱電機株式会社 電力変換装置及び冷凍サイクル装置
JP6274169B2 (ja) * 2015-08-19 2018-02-07 トヨタ自動車株式会社 モータ駆動装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007288993A (ja) * 2006-03-20 2007-11-01 Institute Of National Colleges Of Technology Japan 高圧電源回路
WO2011092932A1 (ja) * 2010-02-01 2011-08-04 三菱電機株式会社 Ｄｃ／ｄｃ電力変換装置
JP2012239324A (ja) * 2011-05-12 2012-12-06 Mitsubishi Electric Corp Ｄｃ／ｄｃ電力変換装置
JP2014033553A (ja) * 2012-08-03 2014-02-20 Mitsubishi Electric Corp Ｄｃ／ｄｃ電力変換装置および太陽光発電システム用パワーコンディショナ

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102020114283B3 (de) 2020-05-28 2021-08-12 Schaeffler Technologies AG & Co. KG Elektrische Schaltungsanordnung und Antriebsanordnung zum Antreiben eines Kraftfahrzeugs
US12068709B2 (en) 2020-05-28 2024-08-20 Schaeffler Technologies AG & Co. KG Electrical circuit arrangement and drive arrangement for driving a motor vehicle
JP7094469B1 (ja) * 2021-06-21 2022-07-01 三菱電機株式会社 電力変換装置
WO2022269662A1 (ja) * 2021-06-21 2022-12-29 三菱電機株式会社 電力変換装置

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