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WO2022004257A1 - フィルタ装置およびマルチプレクサ - Google Patents

フィルタ装置およびマルチプレクサ Download PDF

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WO2022004257A1
WO2022004257A1 PCT/JP2021/021022 JP2021021022W WO2022004257A1 WO 2022004257 A1 WO2022004257 A1 WO 2022004257A1 JP 2021021022 W JP2021021022 W JP 2021021022W WO 2022004257 A1 WO2022004257 A1 WO 2022004257A1
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WO
WIPO (PCT)
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filter device
resonator
conductor
wiring electrode
inductor
Prior art date
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Ceased
Application number
PCT/JP2021/021022
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English (en)
French (fr)
Inventor
拓也 佐藤
昌弘 寺本
圭介 小川
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Murata Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Murata Manufacturing Co Ltd
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Publication date
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Priority to CN202180044941.3A priority patent/CN115917965B/zh
Publication of WO2022004257A1 publication Critical patent/WO2022004257A1/ja
Priority to US17/981,600 priority patent/US12244287B2/en
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Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/42—Networks for transforming balanced signals into unbalanced signals and vice versa, e.g. baluns
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
    • H03K19/02—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components
    • H03K19/173—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using elementary logic circuits as components
    • H03K19/1733—Controllable logic circuits
    • H03K19/1737—Controllable logic circuits using multiplexers
    • H—ELECTRICITY
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    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F17/00—Fixed inductances of the signal type
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
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    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/08—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices
    • H01P5/10—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices for coupling balanced lines or devices with unbalanced lines or devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
    • H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
    • H03H7/1775—Parallel LC in shunt or branch path
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
    • H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
    • H03H7/1783—Combined LC in series path
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/46—Networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H7/463—Duplexers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H1/00—Constructional details of impedance networks whose electrical mode of operation is not specified or applicable to more than one type of network
    • H03H2001/0021—Constructional details
    • H03H2001/0085—Multilayer, e.g. LTCC, HTCC, green sheets

Definitions

  • the present disclosure relates to a filter device and a multiplexer, and more specifically, to a technique for miniaturizing a laminated filter device.
  • a balance filter (Balun) is used to mutually convert an unbalanced signal and a balanced signal.
  • the balanced signal is a pair of signals having the same amplitude and inverting each other's phases, and is generally used in a differential amplifier circuit or the like in an IC in a communication system.
  • the unbalanced signal is a signal used in a transmission method for transmitting a change in potential with respect to the ground potential, and corresponds to an input / output signal of a microstrip line or an antenna.
  • Some balanced filters have a configuration in which a resonator connected to an unbalanced terminal and a resonator connected to the balanced terminal are electromagnetically coupled to transmit a signal.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2012-109949
  • Patent Document 2 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2007-208395
  • Patent Document 3 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2012-201249
  • the composition is disclosed.
  • a resonator used in the balance filter As a resonator used in the balance filter, a configuration in which a balanced terminal or an unbalanced terminal connected to the resonator is connected to a reference potential via an inductor (hereinafter, also referred to as a “short-circuit type resonator”), and A configuration in which a balanced terminal or an unbalanced terminal is connected to a reference potential via a capacitor (hereinafter, also referred to as an “open resonator”) is adopted.
  • the wavelength of the transmitted signal is ⁇
  • the line length is generally set to ⁇ / 4 in the short-circuit type resonator and the line length is set to ⁇ / 2 in the open type resonator.
  • both the resonator on the unbalanced terminal side and the resonator on the balanced terminal side are formed of a short-circuit type resonator.
  • both resonators are formed of an open resonator.
  • the required line length is ⁇ / 2 (half wavelength), so when used as a resonator on the balanced terminal side, a 180 ° phase difference can be easily realized, which is excellent. It has the advantage of obtaining balance characteristics. Further, it is generally known that an open resonator can obtain a higher Q value than a short-circuit resonator, which is advantageous for passage characteristics and attenuation characteristics.
  • the short-circuit type resonator requires a shorter line length than the open type resonator, which is advantageous for miniaturization of the entire filter.
  • the balance filter may be used for a mobile terminal represented by a mobile phone or a smartphone, for example.
  • a mobile terminal represented by a mobile phone or a smartphone
  • parts such as balance filters are also required to be miniaturized and reduced in height.
  • the present disclosure has been made to solve the above-mentioned problems, and the purpose of the present disclosure is to realize miniaturization of a balance filter while suppressing deterioration of filter characteristics.
  • the filter device includes an unbalanced terminal, a first balanced terminal and a second balanced terminal, and a first resonance circuit and a second resonance circuit.
  • the first resonant circuit is connected to the unbalanced terminal.
  • the second resonant circuit is connected to the first balanced terminal and the second balanced terminal, and is electromagnetically coupled to the first resonant circuit.
  • the first resonator circuit includes a first resonator in which a first inductor and a first capacitor are connected in parallel between an unbalanced terminal and a reference potential.
  • the second resonant circuit includes a second inductor connected between the first balanced terminal and the second balanced terminal, and a second capacitor and a second capacitor connected in series between the first balanced terminal and the second balanced terminal. Includes a second resonator with 3 capacitors.
  • the filter device in the balanced filter that converts a signal between the unbalanced line and the balanced line, in the first resonant circuit connected to the unbalanced terminal, one end of the inductor is directly connected to the reference potential. It is formed of a short-circuit type resonator.
  • the second resonant circuit connected to the balanced terminal is formed by an open resonator in which an ungrounded inductor is connected between the two balanced terminals.
  • Good balance characteristics can be obtained by using an open resonator on the balanced line side (output side). Further, the size can be reduced by using a short-circuit type resonator other than the output side. Therefore, in the balance filter, it is possible to realize miniaturization while suppressing deterioration of the filter characteristics.
  • FIG. 3 is a block diagram of a communication device with a front-end circuit to which a filter device according to Embodiment 1 is applied. It is an equivalent circuit diagram of the filter device of FIG.
  • FIG. 2 is an external perspective view of the filter device of FIG. 2. It is a figure which shows the internal structure which omitted the dielectric in FIG. It is an exploded perspective view of the filter device of FIG. It is a figure for demonstrating the characteristic of the filter apparatus of Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the internal structure of the filter apparatus of modification 1.
  • FIG. It is a figure which shows the internal structure of the filter apparatus of the modification 2.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of a diplexer according to the second embodiment.
  • FIG. 15 is an external perspective view of the diplexer of FIG. It is an exploded perspective view of the diplexer of FIG.
  • FIG. 1 is a block diagram of a communication device 1 provided with a front-end circuit 10 to which the filter device 100 according to the first embodiment is applied.
  • the communication device 1 includes an antenna ANT and an RFIC 20 which is a signal processing circuit, in addition to the front-end circuit 10.
  • the RFIC 20 outputs a high frequency signal which is a transmission signal to the transmission side line TX, and the output high frequency signal is radiated as a radio wave from the antenna ANT via the front end circuit 10. Further, the radio wave received by the antenna ANT is input to the RFIC 20 from the receiving side line RX as a high frequency signal which is a receiving signal, and the RFIC 20 processes the received signal and transmits it to the subsequent circuit.
  • the front-end circuit 10 includes a switch SW, filters FLT1 and FLT2, a power amplifier PA, and a low-noise amplifier LNA in addition to the filter device 100.
  • the switch SW is used to switch between transmission and reception of radio waves in the antenna ANT.
  • the switch SW includes a common terminal TC and two selection terminals TA and TB.
  • the common terminal TC is connected to the antenna ANT.
  • the selection terminal TA is connected to the transmission side line TX via the filter FLT1 and the power amplifier PA.
  • the selection terminal TB is connected to the receiving line RX via the filter FLT2, the low noise amplifier LNA, and the filter device 100.
  • the common terminal TC of the switch SW When radiating radio waves from the antenna ANT, the common terminal TC of the switch SW is connected to the selection terminal TA. On the other hand, when the radio wave is received by the antenna ANT, the common terminal TC of the switch SW is connected to the selection terminal TB.
  • the power amplifier PA amplifies the high frequency signal which is the transmission signal transmitted from the RFIC 20 and outputs it to the filter FLT1.
  • the filter FLT1 is composed of a low-pass filter, a high-pass filter, or a band-pass filter, and passes a signal in a desired frequency band in a high-frequency signal amplified by the power amplifier PA.
  • the high frequency signal that has passed through the filter FLT1 is radiated as a radio wave from the antenna ANT via the switch SW.
  • the filter FLT2 is composed of a low-pass filter, a high-pass filter, or a bandpass filter like the above filter FLT1, and passes a signal in a desired frequency band from among high-frequency signals received by the antenna ANT. Let me.
  • the high frequency signal that has passed through the filter FLT2 is amplified with low noise by the low noise amplifier LNA and transmitted to the filter device 100.
  • the filter device 100 is a balance filter (balun) for converting an unbalanced signal into a balanced signal.
  • a balanced signal is a pair of signals having the same amplitude and inverted phases
  • an unbalanced signal is a signal used in a transmission method for transmitting a change in potential with respect to a ground potential.
  • the line connected to the antenna is an unbalanced line.
  • processing is performed by a balanced signal. Therefore, the received signal from the antenna ANT transmitted by the unbalanced signal is converted into a balanced signal suitable for processing in the RFIC 20 by using the filter device 100.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of the filter device 100
  • FIG. 3 is an external perspective view of the filter device 100
  • FIG. 4 is a diagram showing an internal structure in which the dielectric in FIG. 3 is omitted.
  • FIG. 5 is an exploded perspective view of the filter device 100.
  • the normal direction (stacking direction) of the dielectric layer is the Z-axis direction
  • the plane perpendicular to the Z-axis direction is the XY plane.
  • the scale in the stacking direction is partially exaggerated.
  • the filter device 100 includes an unbalanced terminal T1 on the input side, balanced terminals T2 and T3 on the output side, and a resonance circuit 110 (first resonance circuit) connected to the unbalanced terminal T1. And a resonance circuit 120 (second resonance circuit) connected to the balanced terminals T2 and T3.
  • Each of the resonant circuits 110, 120 is configured to include at least one LC parallel resonator.
  • the resonant circuit 110 includes three resonators RC11, RC12, and RC13, and the resonant circuit 120 includes one resonator RC21.
  • Each of the resonators RC11, RC12, and RC13 is an LC parallel resonator in which a capacitor and an inductor are connected in parallel.
  • the resonator RC11 has a capacitor C11 and an inductor L11 connected in parallel, one connection node is connected to a reference potential (ground potential), and the other connection node is connected to an unbalanced terminal T1. That is, the resonator RC11 has a configuration in which the capacitor C11 and the inductor L11 are connected in parallel between the unbalanced terminal T1 and the reference potential.
  • the resonator RC12 has a capacitor C12 and an inductor L12 connected in parallel, one connection node is connected to a reference potential (ground potential), and the other connection node is connected to the unbalanced terminal T1 via the capacitor C15. It is connected.
  • the resonator RC13 has a capacitor C13 and an inductor L13 connected in parallel, and one of the connection nodes is connected to a reference potential (ground potential). In the resonator RC13, the other connection node of the capacitor C13 and the inductor L13 is not connected anywhere and is open.
  • each resonator included in the resonance circuit 110 is a "short-circuit type resonator" in which the inductor is directly connected to the reference potential.
  • the resonator RC11 and the resonator RC12, and the resonator RC12 and the resonator RC13 are electromagnetically coupled. Further, the resonator RC11 and the resonator RC12 are capacitively coupled by the capacitor C15.
  • the resonator RC21 included in the resonance circuit 120 has an inductor L21 and capacitors C21A and C21B.
  • the inductor L21 is connected between the balanced terminals T2 and T3. Further, the capacitors C21A and C21B are connected in series between the balanced terminals T2 and T3. That is, the capacitors C21A and C21B connected in series and the inductor L21 are connected in parallel between the balanced terminals T2 and T3.
  • the connection node between the capacitor C21A and the capacitor C21B is connected to the reference potential.
  • the balanced terminals T2 and T3 are connected to the reference potential via the capacitors C21A and C21B, respectively, and the inductor L21 is not directly connected to the reference potential. That is, the resonator RC21 is an "open resonator".
  • the resonator RC13 and the resonator RC21 are electromagnetically coupled, and the signal input to the unbalanced terminal T1 is transmitted to the resonator RC21 by the electromagnetic field coupling. Since the resonator RC21 has a symmetrical structure in the circuit connected to the balanced terminal T2 and the circuit connected to the balanced terminal T3 with respect to the reference potential, the phases of the resonators T2 and T3 are mutually exclusive. The inverted signal of the same amplitude is output.
  • the filter device 100 includes a dielectric substrate (laminated body) 130 in which a plurality of dielectric layers (first layer LY1 to fifth layer LY5) are laminated, and has a substantially rectangular parallelepiped outer shape. have.
  • a dielectric substrate 130 laminated body 130 in which a plurality of dielectric layers (first layer LY1 to fifth layer LY5) are laminated, and has a substantially rectangular parallelepiped outer shape. have.
  • a plurality of substantially C-shaped external electrodes (side electrodes) extending over the upper surface 131, the side surfaces 133 to 136, and the lower surface 132 are provided.
  • the external electrode is used not only for connection with an external device but also for connection between electrodes provided in each layer of the dielectric substrate 130.
  • the external electrode includes an unbalanced terminal T1, a balanced terminal T2, T3, and a ground electrode GND (reference potential terminal) for connecting to a reference potential.
  • the unbalanced terminal T1 is provided on the side surface 136, and the balanced terminals T2 and T3 are provided on the side surfaces 134 and 133, respectively.
  • the ground electrode GND is provided on the side surfaces 133, 134, 135.
  • a directional mark DM indicating a direction is attached to the upper surface 131 of the dielectric substrate 130.
  • the unbalanced terminal T1 is connected to the flat plate electrode C0 provided in the third layer LY3.
  • the plate electrode C0 is connected to the via V1A extending from the second layer LY2 to the fourth layer LY4 in the stacking direction (Z-axis direction).
  • the via V1A is connected to the wiring electrode LP1 in the second layer LY2, and is connected to the flat plate electrode C1 in the fourth layer LY4.
  • the wiring electrode LP1 extends in the Y-axis direction in the second layer LY2 and is connected to the via V1.
  • the via V1 extends from the second layer LY2 to the fifth layer LY5 in the stacking direction, and is connected to the flat plate electrode CG in the fifth layer LY5.
  • the flat plate electrode CG is connected to a ground electrode GND formed on the outer surface of the dielectric substrate 130.
  • the inductor L11 in FIG. 2 is configured by the vias V1 and V1A and the wiring electrode LP1. Further, the flat plate electrode C1 of the fourth layer LY4 and the flat plate electrode CG of the fifth layer LY5 face each other, and the flat plate electrode C1 and the flat plate electrode CG constitute the capacitor C11 in FIG. 2. Therefore, the resonator RC11 in FIG. 2 is configured by the vias V1 and V1A, the wiring electrode LP1 and the flat plate electrodes C1 and CG.
  • the inductor L12 in FIG. 2 is configured by the above method.
  • the flat plate electrode C2 connected to the via V2A in the fourth layer LY4 faces the flat plate electrode CG formed in the fifth layer LY5, and the flat plate electrode C2 and the flat plate electrode CG constitute the capacitor C12 in FIG.
  • the resonator RC12 in FIG. 2 is configured by the vias V2 and V2A, the wiring electrode LP2 and the flat plate electrodes C2 and CG.
  • the flat plate electrode C0 of the third layer LY3 connected to the unbalanced terminal T1 faces the flat plate electrode C2 provided in the fourth layer LY4, and the flat plate electrode C0 and the flat plate electrode C2 make the capacitor in FIG. C15 is configured.
  • the inductor L13 in FIG. 2 is configured by the above method.
  • the flat plate electrode C3 connected to the via V3A in the fourth layer LY4 faces the flat plate electrode CG provided in the fifth layer LY5, and the flat plate electrode C3 and the flat plate electrode CG constitute the capacitor C13 in FIG. .. That is, the resonator RC13 in FIG. 2 is configured by the vias V3, V3A, the wiring electrode LP3, and the flat plate electrodes C3, CG.
  • the wiring electrodes LP1, LP2, and LP3 are arranged apart from each other in the X-axis direction. Further, the intervals between the vias V1 and V1A, between the vias V2 and V2A, and between the vias V3 and V3A are set to be substantially the same.
  • the inductors L11, L12, and L13 are wound around the same winding axis along the X axis, and are electromagnetically coupled to each other.
  • the resonator RC21 of the resonance circuit 120 is composed of a wiring electrode LP4, a flat plate electrode C4, C5, CG and a via V4, V5.
  • the wiring electrode LP4 is provided on the same second layer LY2 as the wiring electrodes LP1, LP2, LP3 in the resonance circuit 110.
  • the wiring electrode LP4 has a substantially C-shape when viewed in a plan view in the stacking direction of the dielectric substrate 130, and is arranged so that the open end of the C-shape faces the resonance circuit 110. In other words, the open end of the wiring electrode LP4 is arranged so as to face the negative direction of the X-axis.
  • the wiring electrode LP4 for adjusting the difference in line length from the short-circuit type resonator RC13 is the short-circuit type resonator RC13 from the connection point with the vias V4 and V5. It has a path that extends away from it.
  • the shape of the wiring electrode LP4 is not limited to a substantially C-shape, and may be a V-shape, a U-shape, or a meander shape.
  • Vias V4 and V5 extending to the fourth layer LY4 in the stacking direction are connected to the two open ends of the wiring electrode LP4, respectively.
  • the via V4 is connected to the flat plate electrode C4 provided in the fourth layer LY4, and the via V5 is connected to the flat plate electrode C5 provided in the fourth layer LY4.
  • the wiring electrodes LP4 and vias V4 and V5 constitute the inductor L21 in FIG. 2.
  • the flat plate electrode C4 is connected to the balanced terminal T2, and the flat plate electrode C5 is connected to the balanced terminal T3.
  • the flat plate electrodes C4 and C5 face the flat plate electrode CG provided in the fifth layer LY5.
  • the flat plate electrode C4 and the flat plate electrode CG constitute the capacitor C21A in FIG. 2. Further, the flat plate electrode C5 and the flat plate electrode CG constitute the capacitor C21B in FIG. 2.
  • the distance between the vias V4 and V5 is set to be substantially the same as the distance between the vias V3 and V3A of the resonator RC31.
  • the inductor L21 is wound around a winding shaft along the X axis, which is the same as the inductors L11, L12, and L13 in the resonance circuit 110. Therefore, the resonator RC13 and the resonator RC21 are electromagnetically coupled, and the signal supplied to the unbalanced terminal T1 is transmitted to the resonator RC21 via the resonators RC11, RC12, and RC13.
  • the line length (that is, the line length of the inductor) required for the resonators RC11, RC12, and RC13, which are short-circuit resonators, is ⁇ / 4. ..
  • the line length required for the resonator RC21, which is an open resonator is ⁇ / 2. Since the lengths of the vias provided in the stacking direction are almost the same in each resonator, the difference in line length between the resonator RC21 and the resonators RC11, RC12, and RC13 is the wiring electrode LP4 provided in the second layer LY2. It is adjusted by the line length of.
  • vias are used for a part of the inductors of the short-circuit type resonators (resonators RC11, RC12, RC13) and the open-type resonators (resonator RC21), and the length of the vias of the short-circuit type resonator and the open-type resonance. Since the via lengths of the instruments are almost the same, it is possible to suppress the dimensions of the filter device in the height direction and reduce the size of the filter device even in a configuration including an open resonator.
  • each resonator by forming the inductor with vias, the Q value can be increased as compared with the case where the inductor is formed by the printed coil in the plane of the dielectric layer, so that the filter characteristics can be increased. Deterioration can be suppressed. Further, by using an open resonator having a line length of ⁇ / 2 for the resonator RC21 on the output side, the phase difference of the signals output from the balanced terminals T2 and T3 can be easily set to 180 °. Therefore, it is possible to realize good balance characteristics.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the characteristics of the filter device 100 of the first embodiment.
  • the left graph (a)) shows the insertion loss (Insertion Loss: IL) and the reflection loss (Return Loss: RL) after the balance conversion
  • the center graph (FIG. 6 (b)).
  • the phase difference (PD) is shown.
  • the pass band targeted by the filter device 100 is 3.2 GHz to 4.0 GHz.
  • the solid line LN10 shows the insertion loss from the unbalanced terminal T1 to the balanced terminals T2 and T3, and the broken line LN11 shows the reflection loss at the unbalanced terminal T1. Indicates the reflection loss of the balanced terminals T2 and T3 in the differential mode.
  • the insertion loss we were able to achieve the specification range of 3.5 dB or less through the target passband. Further, the reflection loss is also achieved within the specification range of 10 dB or less through the target pass band.
  • the difference between the amplitude of the signal output from the balanced terminal T3 and the amplitude of the signal output from the balanced terminal T2 is shown as a dB value.
  • the amplitude balance is ⁇ 0.10 dB to 0.32 in the target passband, and the specification range is within ⁇ 1.0 dB.
  • the phase deviation in FIG. 6C shows the difference between the phase of the signal output from the balanced terminal T2 and the phase of the signal output from the balanced terminal T3. As shown by the solid line LN30 in FIG. 6C, the phase deviation is ⁇ 2.0 ° to ⁇ 1.3 ° in the target passband, and is within ⁇ 10 ° of the specification range. ..
  • the size of the entire device is realized while achieving the desired filter characteristics and balance characteristics.
  • the "resonator RC11” and “resonator RC21” in the first embodiment correspond to the “first resonator” and the “second resonator” in the present disclosure, respectively.
  • the “inductor L11” and “capacitor C11” of the resonator RC11 in the first embodiment correspond to the “first inductor” and the “first capacitor” in the present disclosure, respectively.
  • the “inductor L21” of the resonator RC21 in the first embodiment corresponds to the "second inductor” of the present disclosure, and the “capacitor C21A” and “capacitor C21B” are the “second capacitor” and "third capacitor” of the present disclosure. Corresponds to each.
  • the “via V1" and “via V1A” in the first embodiment correspond to the "first conductor” and the “second conductor” in the present disclosure, respectively.
  • the “via V4" and “via V5" in the first embodiment correspond to the "third conductor” and the “fourth conductor” in the present disclosure, respectively.
  • the “wiring electrode LP1” and “wiring electrode LP4" in the first embodiment correspond to the "first wiring electrode” and the “second wiring electrode” in the present disclosure, respectively.
  • FIG. 7 is a diagram showing an internal structure of the filter device 100A of the first modification.
  • the wiring electrode LP4 constituting the inductor L21 of the resonance circuit 120 is replaced with the wiring electrode LP4A.
  • the description of the elements overlapping with the filter device 100 will not be repeated.
  • the wiring electrode LP4A in the filter device 100A has a substantially C-shape like the wiring electrode LP4 of the first embodiment, but the directions of the open ends are opposite to each other, and the wiring is performed.
  • the open end of the electrode LP4A is arranged so as to face the positive direction of the X axis.
  • the wiring electrode LP4A has a path extending from the connection point with the vias V4 and V5 toward the resonance circuit 110.
  • the shape of the wiring electrode LP4A is not limited to a substantially C-shape, and may be a V-shape, a U-shape, or a meander shape.
  • the flat plate electrode of the open resonator for adjusting the line length with the short-circuited resonator may be extended in a direction approaching the short-circuited resonator. good.
  • FIG. 8 is a diagram showing the internal structure of the filter device 100B of the modification 2.
  • the wiring electrode LP4 of the resonator RC21 is replaced with the wiring electrode LP4B, and the flat plate electrode facing the wiring electrode LP3 of the resonator RC13 and the wiring electrode LP4B of the resonator RC21.
  • It has a configuration in which C6 is added.
  • the flat plate electrode C6 is arranged at a position where it overlaps with at least a part of the wiring electrode LP3 and at least a part of the wiring electrode LP4B when viewed in a plan view from the stacking direction of the laminated body.
  • the description of the elements overlapping with the filter device 100 will not be repeated.
  • the wiring electrode LP4B of the resonator RC21 is extended in the Y-axis direction like the wiring electrode LP3 of the resonator RC13, and its line length is almost the same as that of the wiring electrode LP3. It is the same.
  • the line length of the resonator RC21 which is an open resonator, is adjusted by the length of the wiring electrode LP4, but in the case of the configuration as shown in FIG. 8, the wiring electrode and vias are used.
  • the line length of ⁇ / 2 which is required for the resonator RC21 which is an open resonator, cannot be secured only by itself. For example, such a state can occur when the dimensions of the filter device in the X-axis direction are limited.
  • the flat plate electrode C6 couples the wiring electrode LP4B of the resonator RC21 and the wiring electrode LP3 of the resonator RC13 with the same length, and the insufficient line length is the reference potential of the resonator RC21.
  • the resonance frequency is adjusted by adjusting the capacitance component between and.
  • the magnetic coupling between the resonators becomes stronger, especially when the region where the wiring electrode, the plate electrode and the via are arranged is narrow. Cases can occur. In such a case, as shown in FIG.
  • the magnetic coupling between the resonators is adjusted by adding the capacitive coupling between the wiring electrode LP4B and the wiring electrode LP3 by the flat plate electrode C6.
  • the flat plate electrode C6 is preferably arranged at the center of the line length of the resonator RC21. Since the current flowing in the central portion of the line length of the resonator RC21 becomes zero, the balance characteristic in the resonator RC21 can be maintained by arranging the flat plate electrode C6 at such a position.
  • the line length of the open resonator can be shortened by capacitively coupling the short-circuit resonator and the open resonator, so that the filter device can be further miniaturized. Become.
  • the "plate electrode C6" in the modified example 2 corresponds to the “coupling electrode” in the present disclosure.
  • FIG. 9 is a diagram showing an internal structure of the filter device 100C of the modification 3.
  • the distance D2 between the vias V4 and V5 constituting the inductor L21 of the resonant circuit 120 connected to the balanced terminals T2 and T3 constitutes the inductor L13 of the resonant circuit 110 connected to the unbalanced terminal T1.
  • the spacing between the vias V3 and V3A is wider than the interval D1 (D1 ⁇ D2).
  • the via V3 of the resonator RC13 and the via V5 of the resonator RC21 are coupled, and the via V3A of the resonator RC13 and the via V4 of the resonator RC21 are coupled.
  • the via V3 of the resonator RC13 is also coupled with the via V4 of the resonator RC21, and the via V3A of the resonator RC13 resonates.
  • the gap D2 of the vias of the resonator RC21 is wider than the gap D1 of the vias of the resonator RC13 as in the filter device 100C of the modification 3, the coupling between the via V4 and the via V3 and the via V5 and the via V3A Since the coupling with is reduced, it is possible to suppress an increase in insertion loss. Further, since the air core diameter of the inductor L21 is increased and the inductance of the inductor L21 can be increased, the Q value of the resonator RC21 can be increased to improve the passing characteristics.
  • the wiring electrode LP4C constituting the inductor L21 has a substantially V-shape in FIG. 9, it may have a substantially C-shape as in the first embodiment.
  • Modification example 4 a configuration of a filter device capable of supplying DC power to an external device from an open resonator connected to a balanced terminal will be described.
  • FIG. 10 is a diagram showing the internal structure of the filter device 100D of the modified example 4.
  • a power supply terminal for supplying DC power is provided at the center of the line length in the resonator RC21 which is an open resonator. More specifically, in the resonator RC21, since the vias V4 and V5 have the same length, the feeding terminal TDF is connected to the central portion of the wiring electrode LP4D.
  • the power supply terminal TDF is connected to an external electrode for power supply (not shown) provided on the outer surface of the dielectric substrate 130, and is connected by connecting another device to the external electrode. DC power is supplied to the power supply.
  • the center of the line length (that is, the center of the inductor L21) has a predetermined potential with respect to the reference potential, and the flowing current is at a position of zero. Therefore, even if power is supplied from the center of the line length, the signals output from the balanced terminals T2 and T3 (that is, the current output from the balanced terminals T2 and T3) are not affected.
  • the filter device can be used as a DC power source without affecting the characteristics of the filter device.
  • the spacing between the vias of the open resonator is wider than the spacing between the vias of the short-circuited resonator, as in the modified example 3 of FIG. 9, but the filter device shown in FIGS. 4 and 5 has a wider spacing.
  • the spacing between the vias of the open resonator and the spacing between the vias of the short-circuit resonator may be the same.
  • the central portion of the line length of the resonator RC21 is a flat plate electrode by the via V6 as in the filter device 100E of the reference example shown in FIG. Even if it is connected to the CG, it does not affect the characteristics of the filter device.
  • Modification 5 In the above-described first embodiment and each modification, a configuration in which a via penetrating the dielectric layer is used as the conductor for interlayer connection has been described. In the fifth modification, a configuration using a side electrode provided on the side surface of the dielectric substrate as a conductor for interlayer connection will be described.
  • FIG. 12 is a diagram showing the internal structure of the filter device 100F of the modified example 5.
  • a side electrode provided on the side surface of the dielectric substrate 130 is used as a conductor connecting the wiring electrode LP4D and the flat plate electrodes C4 and C5 in the resonator RC21 of the resonance circuit 120. More specifically, the balanced terminals T2 and T3 are used as the side electrodes.
  • the open resonator requires a longer line length than the short-circuit resonator, but since the distance between the conductors can be widened by using the side electrodes, the open resonator (resonance).
  • the line length of the vessel RC21) can be lengthened.
  • the electrode spacing becomes wide, as described in the modified example 3, it is possible to suppress the state in which each side electrode is coupled to both the vias V3 and V3A of the resonator RC13, so that the insertion loss can be reduced. Can be done.
  • the air core diameter of the inductor L21 composed of the wiring electrode LP4D and the side electrode is increased, and the inductance of the inductor L21 can be increased. As a result, the Q value of the resonator RC21 is increased, so that the passage characteristics can be improved.
  • the conductor in the resonator RC21 on the resonance circuit 120 side is composed of side electrodes
  • the conductor in the resonator on the resonance circuit 110 side is sideways. It may be composed of electrodes.
  • the conductor in some of the plurality of resonators may be composed of side electrodes.
  • Modification 6 In the filter device 100 of the first embodiment, the configuration in which the resonance circuit 110 connected to the unbalanced terminal T1 includes three resonators RC11, RC12, and RC13 has been described, but the resonator included in each resonator circuit has been described. The number may be one as in the resonant circuit 120.
  • FIG. 13 is an equivalent circuit diagram of the filter device 100G of the modification 6.
  • the filter device 100G has a configuration in which the resonance circuit 110 in the filter device 100 is replaced with the resonance circuit 110A. In the filter device 100G, the description of the elements overlapping with the filter device 100 will not be repeated.
  • the resonant circuit 110A is composed of one resonator RC11 composed of an inductor L11 and a capacitor C11. That is, the filter device 100G has a configuration in which the resonators RC12 and RC13 in the filter device 100 are removed. As described above, in the filter device 100, the resonant circuit 110 on the unbalanced terminal T1 side functions as a bandpass filter by using three resonators, but if the desired passing band is different, the modified example 6
  • the resonance circuit may be configured by a single resonator as in the filter device 100G of the above.
  • a short-circuit type resonator is used for the resonance circuit connected to the unbalanced terminal on the input side, and an open type resonator is used for the resonance circuit connected to the balanced terminal on the output side. It is possible to realize miniaturization of the device while achieving low loss and good balance characteristics.
  • Modification 7 In the modification example 7, the configuration in which the resonance circuit connected to the balanced terminals T2 and T3 is composed of a plurality of resonators will be described.
  • FIG. 14 is an equivalent circuit diagram of the filter device 100H of the modification 7.
  • the filter device 100H has a configuration in which the resonance circuit 120 in the filter device 100 is replaced with the resonance circuit 120A. In the filter device 100H, the description of the elements overlapping with the filter device 100 will not be repeated.
  • the resonance circuit 120A is configured to include two resonators RC21 and RC22.
  • the resonator RC21 is connected to the balanced terminals T2 and T3 as in the resonant circuit 120 in the first embodiment.
  • the resonator RC22 includes an inductor L22 and capacitors C22A and C22B.
  • the capacitors C22A and C22B are connected in series, and the capacitors C22A and C22B connected in series are connected in parallel with the inductor L22.
  • the connection node between the capacitor C22A and the capacitor C22B is connected to the reference potential. That is, in the resonator RC22, the inductor L22 corresponds to an open resonator in which the inductor L22 is connected to the reference potential via the capacitors C22A and C22B.
  • the resonator RC22 is arranged between the resonator RC21 and the resonator RC13 of the resonator circuit 110.
  • the signal supplied to the unbalanced terminal T1 passes through the resonators RC11, RC12, and RC13, and is transmitted to the resonator RC22 by the electromagnetic field coupling between the resonator RC13 and the resonator RC22.
  • the signal transmitted to the resonator RC22 is further transmitted from the resonator RC22 to the resonator RC21 by electromagnetic field coupling, and is output from the equilibrium terminals T2 and T3.
  • the short-circuit type resonator is used for the resonant circuit connected to the unbalanced terminal on the input side, and the output side is used.
  • FIG. 15 is an equivalent circuit diagram of the diplexer 200 according to the second embodiment.
  • the multiplexer may include three or more filter devices.
  • the diplexer 200 includes two filter devices 210 and 220 having different frequency bands.
  • the filter device 210 is connected to the unbalanced terminal T11 via an inductor L50 that functions as a low-pass filter. Further, the filter device 220 is connected to the unbalanced terminal T11 via a capacitor C70 that functions as a high-pass filter.
  • the unbalanced terminal T11 is connected to, for example, an antenna (not shown).
  • the filter device 210 is configured to pass, for example, a signal in the 2 GHz band (2.4 to 2.5 GHz). Further, the filter device 220 is configured to pass a signal higher than the filter device 210, for example, in the 5 to 7 GHz band (5.15 to 7.125 GHz).
  • the filter device 210 includes a resonance circuit 211 connected to the unbalanced terminal T11 and a resonance circuit 212 connected to the balanced terminals T12A and T13A.
  • the resonance circuit 211 is composed of three-stage resonators RC51, RC52, and RC53. Each of the resonators RC51, RC52, and RC53 is a short-circuit type resonator in which an inductor and a capacitor are connected in parallel.
  • the resonator RC51 has an inductor L51 and a capacitor C51 connected in parallel. One connecting node of the resonator RC51 is connected to the reference potential and the other connecting node is connected to the inductor L50.
  • the resonator RC52 has an inductor L52 and a capacitor C52 connected in parallel. One connecting node of the resonator RC52 is connected to the reference potential, and the other connecting node is connected to the inductor L50 via the capacitor C55.
  • the resonator RC53 has an inductor L53 and a capacitor C53 connected in parallel. One connection node of the resonator RC53 is connected to the reference potential, and the other connection node is connected to the inductor L50 via the capacitors C55 and C56.
  • the resonant circuit 212 includes the resonator RC61.
  • the resonator RC61 has an inductor L61 and capacitors C61A and C61B.
  • the inductor L61 is connected between the balanced terminals T12A and T13A.
  • the capacitors C61A and C61B are connected in series between the balanced terminals T12A and T13A. That is, the capacitors C61A and C61B connected in series and the inductor L61 are connected in parallel between the balanced terminals T12A and T13A.
  • the connection node between the capacitor C61A and the capacitor C61B is connected to the reference potential. That is, the resonator RC61 is an open resonator.
  • the filter device 220 includes a resonance circuit 221 connected to the unbalanced terminal T11 and a resonance circuit 222 connected to the balanced terminals T12B and T13B.
  • the resonance circuit 221 is composed of three-stage resonators RC71, RC72, and RC73. Each of the resonators RC71, RC72, and RC73 is a short-circuit type resonator in which an inductor and a capacitor are connected in parallel.
  • the resonator RC71 has an inductor L71 and a capacitor C71 connected in parallel. One connecting node of the resonator RC71 is connected to the reference potential and the other connecting node is connected to the capacitor C70.
  • the resonator RC72 has an inductor L72 and a capacitor C72 connected in parallel. One connecting node of the resonator RC72 is connected to the reference potential, and the other connecting node is connected to the capacitor C70 via the capacitor C75.
  • the resonator RC73 has an inductor L73 and a capacitor C73 connected in parallel. One connecting node of the resonator RC73 is connected to the reference potential, and the other connecting node is connected to the capacitor C70 via the capacitors C75 and C76.
  • the resonant circuit 222 includes the resonator RC81.
  • the resonator RC81 has an inductor L81 and capacitors C81A and C81B.
  • the inductor L81 is connected between the balanced terminals T12B and T13B.
  • the capacitors C81A and C81B are connected in series between the balanced terminals T12B and T13B. That is, the capacitors C81A and C81B connected in series and the inductor L81 are connected in parallel between the balanced terminals T12B and T13B.
  • the connection node between the capacitor C81A and the capacitor C81B is connected to the reference potential. That is, the resonator RC81 is an open resonator.
  • each of the filter device 210 and the filter device 220 is the filter described in the first embodiment except for the connection between the resonator RC52 and the resonator RC53 and the connection between the resonator RC72 and the resonator RC73. It has the same configuration as the device 100.
  • FIG. 16 is an external perspective view of the diplexer 200 of FIG. 15, and FIG. 17 is an exploded perspective view of the diplexer 200.
  • the diplexer 200 includes a dielectric substrate (laminated body) 230 in which a plurality of dielectric layers (11th layer LY11 to 24th layer LY24) are laminated, and has a substantially rectangular parallelepiped outer shape. Have. On the outer surface of the dielectric substrate 230, a plurality of substantially C-shaped external electrodes extending over the upper surface, the side surface, and the lower surface are provided. The external electrode is used not only for connection with an external device but also for connection between wiring patterns of each layer of the dielectric substrate 230.
  • the external electrode includes an unbalanced terminal T11, a balanced terminal T12A, T12B, T13A, T13B, and a ground electrode GND for connecting to a reference potential.
  • a directional mark DM1 indicating a direction is attached to the upper surface of the dielectric substrate 230.
  • the filter device 210 is provided on the left side portion of FIG. 17, and the filter device 220 is provided on the right side portion of FIG. 17.
  • the details of the structures of the filter devices 210 and 220 in the dielectric substrate 230 will be described.
  • the filter device 210 on the low frequency band side will be described.
  • the unbalanced terminal T11 is connected to the wiring electrode L1A provided in the 13th layer LY13.
  • the wiring electrode L1A is connected in series with the wiring electrode L1B provided on the 14th layer LY14 and the wiring electrode L1C provided on the 15th layer LY15.
  • the wiring electrodes L1A, L1B, and L1C in FIG. 15 constitute an inductor L50.
  • One end of the wiring electrode L1C is connected to a via V11A extending in the stacking direction (Z-axis direction) from the 11th layer LY11 to the 21st layer LY21.
  • the via V11A is connected to the wiring electrode LP1X in the 11th layer LY11. Further, the via V11A is connected to the flat plate electrode C6X in the 19th layer LY19 and is connected to the flat plate electrode C1X in the 21st layer LY21.
  • the wiring electrode LP1X extends in the Y-axis direction in the 11th layer LY11 and is connected to the via V11.
  • the via V11 extends from the 11th layer LY11 to the 22nd layer LY22 in the stacking direction, and is connected to the flat plate electrode CG1 in the 22nd layer LY22.
  • the flat plate electrode CG1 is connected to a ground electrode GND provided on the outer surface of the dielectric substrate 230.
  • the inductor L51 in FIG. 15 is configured by the vias V11, V11A and the wiring electrode LP1X. Further, the flat plate electrode C1X of the 21st layer LY21 and the flat plate electrode CG1 of the 22nd layer LY22 face each other, and the flat plate electrode C1X and the flat plate electrode CG1 constitute the capacitor C51 in FIG. Therefore, the resonator RC51 in FIG. 15 is configured by the vias V11, V11A, the wiring electrode LP1X, and the flat plate electrodes C1X, CG1.
  • the inductor L52 in FIG. 15 is configured by the above method.
  • the flat plate electrode C2X connected to the via V12A in the 20th layer LY20 faces the flat plate electrode CG1 provided in the 22nd layer LY22, and the flat plate electrode C2X and the flat plate electrode CG1 constitute the capacitor C52 in FIG. .. That is, the resonator RC52 in FIG.
  • the flat plate electrodes C2X, C6X, and C7X constitute the capacitor C55 in FIG.
  • the inductor L53 in FIG. 15 is configured by the above method.
  • the flat plate electrode C3X connected to the via V13A in the 20th layer LY20 faces the flat plate electrode CG1 provided in the 22nd layer LY22, and the flat plate electrode C3X and the flat plate electrode CG1 constitute the capacitor C53 in FIG. .. That is, the resonator RC53 in FIG.
  • the resonator RC61 of the resonance circuit 212 is composed of a wiring electrode LP4X, a flat plate electrode C4X, C5X, CG1, CG2, and vias V14, V14A.
  • the wiring electrode LP4X is provided on the same 11th layer LY11 as the wiring electrodes LP1X, LP2X, and LP3X in the resonance circuit 211.
  • the wiring electrode LP4X is connected to vias V14 and V14A extending in the stacking direction from the 11th layer LY11 to the 23rd layer LY23.
  • the wiring electrode LP4X and vias V14 and V14A constitute the inductor L61 in FIG.
  • the via V14 and the via V14A are connected to the flat plate electrode C5X and the flat plate electrode C4X in the 23rd layer LY23, respectively.
  • the flat plate electrode C4X is connected to the balanced terminal T12A
  • the flat plate electrode C5X is connected to the balanced terminal T13A.
  • the flat plate electrodes C4X and C5X face the flat plate electrodes CG1 provided on the 22nd layer LY22 and the flat plate electrodes CG2 provided on the 24th layer LY24, and constitute the capacitors C61A and C61B in FIG. 15, respectively.
  • the flat plate electrode CG2 is connected to the ground electrode GND in the 24th layer LY24.
  • Each inductor in the resonators RC51, RC52, RC53, RC61 is wound around a common winding shaft. Therefore, the high frequency signal supplied to the unbalanced terminal T11 is transmitted by the electromagnetic field coupling generated between the resonators and is output from the balanced terminals T12A and T13A.
  • the flat plate electrode C0A provided on the 18th layer LY18 is connected to the unbalanced terminal T11.
  • the plate electrode C0A faces the plate electrode C0B provided on the 17th layer LY17.
  • the plate electrode C0A and the plate electrode C0B constitute the capacitor C70 in FIG. 15.
  • the flat plate electrode C0B is connected to one end of the wiring electrode LP1Y provided in the 11th layer LY11 by a via V21 extending in the stacking direction from the 11th layer LY11 to the 18th layer LY18.
  • the other end of the wiring electrode LP1Y is connected to the flat plate electrode CG1 of the 22nd layer LY22 by the via V21A extending in the stacking direction from the 11th layer LY11 to the 22nd layer LY22. That is, the inductor L71 of FIG. 15 is configured by the wiring electrodes LP1Y and the vias V21 and V21A.
  • the flat plate electrode C1Y connected to the via V21 in the 16th layer LY16 faces the flat plate electrode CG1 provided in the 22nd layer LY22, and the flat plate electrode C1Y and the flat plate electrode CG1 constitute the capacitor C71 in FIG. .. That is, the resonator RC71 in FIG. 15 is configured by the vias V21, V21A, the wiring electrode LP1Y, and the flat plate electrodes C1Y, CG1.
  • the inductor L72 in FIG. 15 is configured by the above method.
  • the flat plate electrode C2Y connected to the via V22A in the 17th layer LY17 faces the flat plate electrode CG1 provided in the 22nd layer LY22, and the flat plate electrode C2Y and the flat plate electrode CG1 constitute the capacitor C72 in FIG. .. That is, the resonator RC72 in FIG.
  • the capacitor C75 between the resonator RC71 and the resonator RC72 in FIG. 15 is an inductor L71 composed of a wiring electrode LP1Y and vias V21 and V21A, and an inductor L72 composed of wiring electrodes LP2Y and vias V22 and V22A. Consists of parasitic capacitance between and.
  • the inductor L73 in FIG. 15 is configured by the above method.
  • the flat plate electrode C3Y connected to the via V23 in the 17th layer LY17 faces the flat plate electrode CG1 provided in the 22nd layer LY22, and the flat plate electrode C3Y and the flat plate electrode CG1 constitute the capacitor C73 in FIG. .. That is, the resonator RC73 in FIG.
  • the capacitor C76 between the resonator RC72 and the resonator RC73 in FIG. 15 is an inductor L72 composed of a wiring electrode LP2Y and vias V22 and V22A, and an inductor L73 composed of wiring electrodes LP3Y and vias V23 and V23A. Consists of parasitic capacitance between and.
  • the resonator RC81 of the resonance circuit 222 is composed of a wiring electrode LP4Y, a flat plate electrode C4Y, C5Y, CG1 and vias V24, V24A.
  • the wiring electrode LP4Y is provided on the same 11th layer LY11 as the wiring electrodes LP1Y, LP2Y, and LP3Y in the resonance circuit 221.
  • the wiring electrode LP4Y is connected to vias V24 and V24A extending in the stacking direction from the 11th layer LY11 to the 20th layer LY20.
  • the wiring electrode LP4Y and vias V24 and V24A constitute the inductor L81 in FIG.
  • the via V24 and the via V24A are connected to the flat plate electrode C5Y and the flat plate electrode C4Y in the 20th layer LY20, respectively.
  • the flat plate electrode C4Y is connected to the balanced terminal T12B, and the flat plate electrode C5Y is connected to the balanced terminal T13B.
  • the flat plate electrodes C4Y and C5Y face the flat plate electrodes CG1 provided in the 20th layer LY20, and constitute the capacitors C81A and C81B in FIG. 15, respectively.
  • the flat plate electrode C6Y provided on the 12th layer LY12 faces the wiring electrode LP4Y of the resonator RC81 and the wiring electrode LP3Y of the resonator RC73, and the flat plate electrode C6Y causes the wiring electrode LP4Y and the wiring electrode LP3Y to have a capacitance. Join. As described in the above-mentioned modification 2, the difference between the line length of the resonator RC73 and the line length of the resonator RC81 is adjusted by the capacitive coupling using the flat plate electrode C6Y.
  • Each inductor in the resonators RC71, RC72, RC73, RC81 is wound around a common winding shaft. Therefore, the high frequency signal supplied to the unbalanced terminal T11 is transmitted by the electromagnetic field coupling generated between the resonators and is output from the balanced terminals T12B and T13B.
  • the multiplexer including two or more filter devices, by applying the filter device described in the first embodiment and each modification as at least one filter device, the size is reduced while suppressing the deterioration of the filter characteristics. Can be realized.
  • the vias V11, V12, and V13 connected to the reference potential are arranged on the same side, and the direction of the current flowing through each resonator is the same.
  • the vias connected to the reference potential are alternately arranged with the vias V21A, V22, and V23A, and the direction of the current flowing through the resonator RC72 is directed to the resonators RC71 and RC73. The direction of the flowing current is reversed.
  • the arrangement of vias connected to the reference potential is appropriately set according to the target frequency bandwidth.
  • 1 Communication device 10 Front-end circuit, 20 RFIC, 100, 100A-100H, 210, 220 Filter device, 110, 110A, 120, 120A, 211,212,221,222 Resonance circuit, 130, 230 Dielectric substrate, 200 Diplexer, ANT antenna, C0 to C6, C0A, C0B, C1X to C8X, C1Y to C6Y, CG, CG1, CG2 flat plate electrodes, C11 to C13, C15, C21A, C21B, C22A, C22B, C51 to C53, C55, C56 , C61A, C61B, C70 to C73, C75, C76, C81A, C81B Capacitor, DM, DM1 Directional Mark, FLT1, FLT2 Filter, GND Ground Electrode, L1A to L1C, LP1 to LP4, LP1X to LP4X, LP1Y to LP4Y, LP4A to LP4D wiring

Landscapes

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Abstract

フィルタ装置（１００）は、不平衡端子（Ｔ１）と、平衡端子（Ｔ２，Ｔ３）と、共振回路（１１０，１２０）とを備える。共振回路（１１０）は、不平衡端子（Ｔ１）に接続される。共振回路（１２０）は、平衡端子（Ｔ２，Ｔ３）に接続され、共振回路（１１０）と電磁界結合する。共振回路（１１０）は、不平衡端子（Ｔ１）と基準電位との間にインダクタ（Ｌ１１）およびキャパシタ（Ｃ１１）が並列に接続された共振器（ＲＣ１１）を含む。共振回路（１２０）は、平衡端子（Ｔ２，Ｔ３）間に接続されたインダクタ（Ｌ２１）と、平衡端子（Ｔ２，Ｔ３）間に直列に接続されたキャパシタ（Ｃ２１Ａ，Ｃ２１Ｂ）とを有する共振器（ＲＣ２１）を含む。

Description

フィルタ装置およびマルチプレクサ
　本開示は、フィルタ装置およびマルチプレクサに関し、より特定的には、積層型のフィルタ装置を小型化するための技術に関する。
　不平衡信号と平衡信号とを相互変換するために、バランスフィルタ（バラン：Balun）が用いられる。平衡信号は、振幅が等しく互いの位相が反転した一対の信号であり、一般的に通信システムにおけるＩＣ内の差動増幅回路などに用いられている。一方、不平衡信号は、接地電位に対する電位の変化を伝送する伝送方式に用いられる信号であり、マイクロストリップラインあるいはアンテナの入出力の信号が該当する。
　バランスフィルタにおいて、不平衡端子に接続された共振器と、平衡端子に接続された共振器とを電磁界結合させて信号を伝達する構成を有するものがある。特開２０１２－１０９９４９号公報（特許文献１）、特開２００７－２０８３９５号公報（特許文献２）、および特開２０１２－１２０１４９号公報（特許文献３）には、上記のようなバランスフィルタのいくつかの構成が開示されている。
特開２０１２－１０９９４９号公報 特開２００７－２０８３９５号公報 特開２０１２－１２０１４９号公報
　バランスフィルタに用いられる共振器として、当該共振器に接続される平衡端子あるいは不平衡端子がインダクタを介して基準電位に接続される構成（以下、「短絡型共振器」とも称する。）、および、平衡端子あるいは不平衡端子がキャパシタを介して基準電位に接続される構成（以下、「開放型共振器」とも称する。）が採用される。伝達する信号の波長をλとした場合、一般的に、短絡型共振器においては線路長がλ／４に設定され、開放型共振器においては線路長がλ／２に設定される。
　上述の特開２０１２－１０９９４９号公報（特許文献１）のバランスフィルタにおいては、不平衡端子側および平衡端子側の双方の共振器が短絡型共振器で形成されている。一方、特開２００７－２０８３９５号公報（特許文献２）および特開２０１２－１２０１４９号公報（特許文献３）においては、双方の共振器が開放型共振器で形成されている。
　開放型共振器においては、必要とされる線路長がλ／２（半波長）であるため、特に平衡端子側の共振器として用いる場合には１８０°の位相差が容易に実現できるため優れたバランス特性を得られるという利点がある。また、一般的に、開放型共振器の方が短絡型共振器よりも高いＱ値を得られることが知られており、通過特性および減衰特性には有利である。
　一方、短絡型共振器においては、必要となる線路長が開放型共振器に比べて短いため、フィルタ全体の小型化には有利である。
　バランスフィルタは、たとえば、携帯電話あるいはスマートフォンに代表される携帯端末に用いられる場合がある。これらの通信装置においては、通信品質の向上とともに、さらなる小型化，薄型化のニーズが高く、それに伴って、バランスフィルタなどの部品についても小型化，低背化が求められている。
　本開示は、上記のような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、バランスフィルタにおいて、フィルタ特性の低下を抑制しつつ小型化を実現することである。
　本開示に係るフィルタ装置は、不平衡端子と、第１平衡端子および第２平衡端子と、第１共振回路および第２共振回路とを備える。第１共振回路は、不平衡端子に接続される。第２共振回路は、第１平衡端子および第２平衡端子に接続され、第１共振回路と電磁界結合する。第１共振回路は、不平衡端子と基準電位との間に第１インダクタおよび第１キャパシタが並列に接続された第１共振器を含む。第２共振回路は、第１平衡端子と第２平衡端子との間に接続された第２インダクタと、第１平衡端子と第２平衡端子との間に直列に接続された第２キャパシタおよび第３キャパシタとを有する第２共振器を含む。
　本開示に係るフィルタ装置においては、不平衡線路と平衡線路との間で信号を変換するバランスフィルタにおいて、不平衡端子に接続される第１共振回路は、インダクタの一方端が基準電位に直接接続される短絡型共振器で形成されている。一方で、平衡端子に接続される第２共振回路は、非接地のインダクタが２つの平衡端子間に接続される開放型共振器で形成されている。平衡線路側（出力側）に開放型共振器を用いることによって良好なバランス特性を得ることができる。また、出力側以外に短絡型共振器を用いることによって小型化を図ることができる。したがって、バランスフィルタにおいて、フィルタ特性の低下を抑制しつつ小型化を実現することができる。
実施の形態１に従うフィルタ装置が適用されるフロントエンド回路を備えた通信装置のブロック図である。 図１のフィルタ装置の等価回路図である。 図２のフィルタ装置の外形斜視図である。 図３において誘電体を省略した内部構造を示す図である。 図３のフィルタ装置の分解斜視図である。 実施の形態１のフィルタ装置の特性を説明するための図である。 変形例１のフィルタ装置の内部構造を示す図である。 変形例２のフィルタ装置の内部構造を示す図である。 変形例３のフィルタ装置の内部構造を示す図である。 変形例４のフィルタ装置の内部構造を示す図である。 参考例のフィルタ装置の内部構造を示す図である。 変形例５のフィルタ装置の内部構造を示す図である。 変形例６のフィルタ装置の等価回路図である。 変形例７のフィルタ装置の等価回路図である。 実施の形態２に従うダイプレクサの等価回路図である。 図１５のダイプレクサの外形斜視図である。 図１６のダイプレクサの分解斜視図である。
　以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
　［実施の形態１］
　（通信装置の概要）
　図１は、実施の形態１に従うフィルタ装置１００が適用されるフロントエンド回路１０を備えた通信装置１のブロック図である。図１を参照して、通信装置１は、フロントエンド回路１０に加えて、アンテナＡＮＴと、信号処理回路であるＲＦＩＣ２０とを備える。
　ＲＦＩＣ２０は、送信側線路ＴＸに対して送信信号である高周波信号を出力し、出力された高周波信号はフロントエンド回路１０を介してアンテナＡＮＴから電波として放射される。また、アンテナＡＮＴで受信された電波が受信信号である高周波信号として受信側線路ＲＸからＲＦＩＣ２０に入力され、ＲＦＩＣ２０は当該受信信号を処理して後段の回路へ伝達する。
　フロントエンド回路１０は、フィルタ装置１００に加えて、スイッチＳＷと、フィルタＦＬＴ１，ＦＬＴ２と、パワーアンプＰＡと、低雑音アンプＬＮＡとを含む。スイッチＳＷは、アンテナＡＮＴにおける電波の送信と受信とを切換えるために用いられる。スイッチＳＷは、共通端子ＴＣと、２つの選択端子ＴＡ，ＴＢとを含む。共通端子ＴＣはアンテナＡＮＴに接続される。選択端子ＴＡは、フィルタＦＬＴ１およびパワーアンプＰＡを介して送信側線路ＴＸに接続される。選択端子ＴＢは、フィルタＦＬＴ２、低雑音アンプＬＮＡおよびフィルタ装置１００を介して、受信側線路ＲＸに接続される。
　アンテナＡＮＴから電波を放射する場合には、スイッチＳＷの共通端子ＴＣは選択端子ＴＡに接続される。一方、アンテナＡＮＴで電波を受信する場合には、スイッチＳＷの共通端子ＴＣは選択端子ＴＢに接続される。
　パワーアンプＰＡは、ＲＦＩＣ２０から伝達された送信信号である高周波信号を増幅し、フィルタＦＬＴ１に出力する。フィルタＦＬＴ１は、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタ、あるいはバンドパスフィルタで構成されており、パワーアンプＰＡで増幅された高周波信号における所望の周波数帯域の信号を通過させる。フィルタＦＬＴ１を通過した高周波信号は、スイッチＳＷを経由してアンテナＡＮＴから電波として放射される。
　フィルタＦＬＴ２は、上記のフィルタＦＬＴ１と同様にローパスフィルタ、ハイパスフィルタ、あるいはバンドパスフィルタで構成されており、アンテナＡＮＴで受信された受信信号である高周波信号の中から所望の周波数帯域の信号を通過させる。フィルタＦＬＴ２を通過した高周波信号は、低雑音アンプＬＮＡにより低雑音で増幅され、フィルタ装置１００へ伝達される。
　フィルタ装置１００は、不平衡信号を平衡信号に変換するためのバランスフィルタ（バラン）である。平衡信号は振幅が等しく互いの位相が反転した一対の信号であり、不平衡信号は接地電位に対する電位の変化を伝送する伝送方式に用いられる信号である。一般的に、アンテナに接続される線路は不平衡線路である。一方で、ＲＦＩＣ２０のようなＩＣ回路では、平衡信号により処理が行われる。そのため、不平衡信号で伝達されたアンテナＡＮＴからの受信信号は、フィルタ装置１００を用いて、ＲＦＩＣ２０における処理に適した平衡信号に変換される。
　（フィルタ装置の構成）
　次に、図２～図５を用いてフィルタ装置１００の詳細について説明する。図２はフィルタ装置１００の等価回路図であり、図３はフィルタ装置１００の外形斜視図である。図４は、図３における誘電体を省略した内部構造を示す図である。また、図５は、フィルタ装置１００の分解斜視図である。図３～図５においては、誘電体層の法線方向（積層方向）をＺ軸方向とし、Ｚ軸方向に垂直な平面をＸＹ平面とする。なお、図４および後述する図７～図１２の内部構造を示す図においては、積層方向の縮尺が部分的に誇張されている。
　図２の等価回路を参照して、フィルタ装置１００は、入力側の不平衡端子Ｔ１および出力側の平衡端子Ｔ２，Ｔ３と、不平衡端子Ｔ１に接続された共振回路１１０（第１共振回路）と、平衡端子Ｔ２，Ｔ３に接続された共振回路１２０（第２共振回路）とを備える。共振回路１１０，１２０の各々は、少なくとも１つのＬＣ並列共振器を含んで構成される。図２の例においては、共振回路１１０には３つの共振器ＲＣ１１，ＲＣ１２，ＲＣ１３が含まれており、共振回路１２０には１つの共振器ＲＣ２１が含まれている。
　共振器ＲＣ１１，ＲＣ１２，ＲＣ１３の各々は、キャパシタおよびインダクタが並列に接続されたＬＣ並列共振器である。共振器ＲＣ１１は、並列接続されたキャパシタＣ１１およびインダクタＬ１１を有しており、一方の接続ノードが基準電位（接地電位）に接続され、他方の接続ノードが不平衡端子Ｔ１に接続されている。すなわち、共振器ＲＣ１１は、不平衡端子Ｔ１と基準電位との間にキャパシタＣ１１およびインダクタＬ１１が並列に接続された構成を有している。
　共振器ＲＣ１２は、並列接続されたキャパシタＣ１２およびインダクタＬ１２を有しており、一方の接続ノードが基準電位（接地電位）に接続され、他方の接続ノードがキャパシタＣ１５を介して不平衡端子Ｔ１に接続されている。
　共振器ＲＣ１３は、並列接続されたキャパシタＣ１３およびインダクタＬ１３を有しており、一方の接続ノードが基準電位（接地電位）に接続されている。なお、共振器ＲＣ１３においては、キャパシタＣ１３およびインダクタＬ１３の他方の接続ノードはどこにも接続されておらず、開放されている。
　このように、共振回路１１０に含まれる各共振器は、インダクタが基準電位に直接接続された「短絡型共振器」である。共振器ＲＣ１１および共振器ＲＣ１２、ならびに、共振器ＲＣ１２および共振器ＲＣ１３は電磁界結合している。また、共振器ＲＣ１１および共振器ＲＣ１２は、キャパシタＣ１５により容量結合している。共振器ＲＣ１１，ＲＣ１２，ＲＣ１３の共振周波数を調整することによって、共振回路１１０はバンドパスフィルタとして機能する。
　共振回路１２０に含まれる共振器ＲＣ２１は、インダクタＬ２１およびキャパシタＣ２１Ａ，Ｃ２１Ｂを有する。インダクタＬ２１は、平衡端子Ｔ２，Ｔ３の間に接続される。また、キャパシタＣ２１Ａ，Ｃ２１Ｂは、平衡端子Ｔ２，Ｔ３の間に直列接続される。すなわち、直列接続されたキャパシタＣ２１Ａ，Ｃ２１Ｂと、インダクタＬ２１とが、平衡端子Ｔ２，Ｔ３の間に並列に接続されている。キャパシタＣ２１ＡとキャパシタＣ２１Ｂとの間の接続ノードは、基準電位に接続される。
　共振器ＲＣ２１においては、平衡端子Ｔ２，Ｔ３はキャパシタＣ２１Ａ，Ｃ２１Ｂをそれぞれ介して基準電位と接続されており、インダクタＬ２１は基準電位には直接接続されていない。すなわち、共振器ＲＣ２１は、「開放型共振器」である。
　共振器ＲＣ１３および共振器ＲＣ２１は電磁界結合しており、不平衡端子Ｔ１に入力された信号は、当該電磁界結合によって共振器ＲＣ２１に伝達される。共振器ＲＣ２１は、基準電位に対して、平衡端子Ｔ２に接続される回路、および、平衡端子Ｔ３に接続される回路が対称構造となっているため、平衡端子Ｔ２，Ｔ３からは、互いに位相が反転した同じ振幅の信号が出力される。
　図３～図５を参照して、フィルタ装置１００は、複数の誘電体層（第１層ＬＹ１～第５層ＬＹ５）が積層された誘電体基板（積層体）１３０を備え、略直方体の外形を有している。誘電体基板１３０の外表面には、上面１３１、側面１３３～１３６および下面１３２にわたって延在する、略Ｃ型形状の複数の外部電極（側面電極）が設けられている。外部電極は、外部機器との接続に用いられるとともに、誘電体基板１３０の各層に設けられた電極間の接続にも用いられる。外部電極は、不平衡端子Ｔ１、平衡端子Ｔ２，Ｔ３、および基準電位に接続するための接地電極ＧＮＤ（基準電位端子）を含む。不平衡端子Ｔ１は、側面１３６に設けられており、平衡端子Ｔ２，Ｔ３は側面１３４，１３３にそれぞれ設けられている。接地電極ＧＮＤは、側面１３３，１３４，１３５に設けられている。誘電体基板１３０の上面１３１には、方向を表わす方向性マークＤＭが付されている。
　不平衡端子Ｔ１は、第３層ＬＹ３に設けられた平板電極Ｃ０に接続されている。平板電極Ｃ０は、積層方向（Ｚ軸方向）に第２層ＬＹ２から第４層ＬＹ４まで延在するビアＶ１Ａに接続されている。ビアＶ１Ａは、第２層ＬＹ２において配線電極ＬＰ１に接続されており、第４層ＬＹ４において平板電極Ｃ１に接続されている。配線電極ＬＰ１は、図４および図５に示されるように、第２層ＬＹ２においてＹ軸方向に延在しており、ビアＶ１に接続されている。
　ビアＶ１は、積層方向に第２層ＬＹ２から第５層ＬＹ５まで延在しており、第５層ＬＹ５において平板電極ＣＧに接続されている。平板電極ＣＧは、誘電体基板１３０の外表面に形成された接地電極ＧＮＤに接続されている。
　ビアＶ１，Ｖ１Ａおよび配線電極ＬＰ１によって、図２におけるインダクタＬ１１が構成される。また、第４層ＬＹ４の平板電極Ｃ１と第５層ＬＹ５の平板電極ＣＧとは互いに対向しており、平板電極Ｃ１および平板電極ＣＧによって、図２におけるキャパシタＣ１１が構成される。したがって、ビアＶ１，Ｖ１Ａ、配線電極ＬＰ１および平板電極Ｃ１，ＣＧによって、図２における共振器ＲＣ１１が構成される。
　第２層ＬＹ２に設けられた配線電極ＬＰ２、第２層ＬＹ２から第４層ＬＹ４まで積層方向に延在するビアＶ２Ａ、および第２層ＬＹ２から第５層ＬＹ５まで積層方向に延在するビアＶ２によって、図２におけるインダクタＬ１２が構成される。第４層ＬＹ４においてビアＶ２Ａに接続される平板電極Ｃ２は、第５層ＬＹ５に形成される平板電極ＣＧに対向しており、平板電極Ｃ２および平板電極ＣＧによって、図２におけるキャパシタＣ１２が構成される。すなわち、ビアＶ２，Ｖ２Ａ、配線電極ＬＰ２および平板電極Ｃ２，ＣＧによって、図２における共振器ＲＣ１２が構成される。なお、不平衡端子Ｔ１に接続された第３層ＬＹ３の平板電極Ｃ０は、第４層ＬＹ４に設けられた平板電極Ｃ２と対向しており、平板電極Ｃ０および平板電極Ｃ２によって、図２におけるキャパシタＣ１５が構成される。
　第２層ＬＹ２に設けられた配線電極ＬＰ３、第２層ＬＹ２から第４層ＬＹ４まで積層方向に延在するビアＶ３Ａ、および第２層ＬＹ２から第５層ＬＹ５まで積層方向に延在するビアＶ３によって、図２におけるインダクタＬ１３が構成される。第４層ＬＹ４においてビアＶ３Ａに接続される平板電極Ｃ３は、第５層ＬＹ５に設けられる平板電極ＣＧに対向しており、平板電極Ｃ３および平板電極ＣＧによって、図２におけるキャパシタＣ１３が構成される。すなわち、ビアＶ３，Ｖ３Ａ、配線電極ＬＰ３および平板電極Ｃ３，ＣＧによって、図２における共振器ＲＣ１３が構成される。
　第２層ＬＹ２において、配線電極ＬＰ１，ＬＰ２，ＬＰ３は、Ｘ軸方向に離間して配列されている。また、ビアＶ１，Ｖ１Ａの間、ビアＶ２，Ｖ２Ａ間の間、およびビアＶ３，Ｖ３Ａ間の間は、ほぼ同じ間隔とされている。インダクタＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３は、Ｘ軸に沿った同じ巻回軸の周りに巻回されており、互いに電磁界結合している。
　共振回路１２０の共振器ＲＣ２１は、配線電極ＬＰ４、平板電極Ｃ４，Ｃ５，ＣＧおよびビアＶ４，Ｖ５によって構成される。配線電極ＬＰ４は、共振回路１１０における配線電極ＬＰ１，ＬＰ２，ＬＰ３と同じ第２層ＬＹ２に設けられている。配線電極ＬＰ４は、誘電体基板１３０の積層方向に平面視した場合に、略Ｃ字形状を有しており、当該Ｃ字形状の開放端が共振回路１１０に向くように配置されている。言い換えれば、配線電極ＬＰ４の開放端がＸ軸の負方向を向くように配置されている。共振器ＲＣ２１においては、短絡型共振器である共振器ＲＣ１３との線路長の差を調整するための配線電極ＬＰ４が、ビアＶ４，Ｖ５との接続点から、短絡型共振器である共振器ＲＣ１３に対して遠ざかる方向に延伸する経路を有している。なお、配線電極ＬＰ４の形状は略Ｃ字形状には限られず、Ｖ字形状、Ｕ字形状、あるいはミアンダ形状であってもよい。
　配線電極ＬＰ４の開放端の２つの端部には、積層方向に第４層ＬＹ４まで延在するビアＶ４，Ｖ５がそれぞれ接続されている。ビアＶ４は第４層ＬＹ４に設けられた平板電極Ｃ４に接続されており、ビアＶ５は第４層ＬＹ４に設けられた平板電極Ｃ５に接続されている。配線電極ＬＰ４およびビアＶ４，Ｖ５によって、図２におけるインダクタＬ２１が構成される。
　平板電極Ｃ４は平衡端子Ｔ２に接続されており、平板電極Ｃ５は平衡端子Ｔ３に接続されている。平板電極Ｃ４，Ｃ５は、第５層ＬＹ５に設けられた平板電極ＣＧに対向している。平板電極Ｃ４と平板電極ＣＧとによって、図２におけるキャパシタＣ２１Ａが構成される。また、平板電極Ｃ５と平板電極ＣＧとによって、図２におけるキャパシタＣ２１Ｂが構成される。
　ビアＶ４とＶ５との間隔は、共振器ＲＣ３１のビアＶ３とＶ３Ａとの間隔とほぼ同じ間隔に設定される。インダクタＬ２１は、共振回路１１０におけるインダクタＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３と同じ、Ｘ軸に沿った巻回軸の周りに巻回されている。そのため、共振器ＲＣ１３と共振器ＲＣ２１とは電磁界結合しており、これによって不平衡端子Ｔ１に供給された信号が、共振器ＲＣ１１，ＲＣ１２，ＲＣ１３を介して共振器ＲＣ２１に伝達される。
　ここで、伝達対象の信号の波長をλとした場合に、短絡型共振器である共振器ＲＣ１１，ＲＣ１２，ＲＣ１３に必要とされる線路長（すなわち、インダクタの線路長）はλ／４である。一方、開放型共振器である共振器ＲＣ２１に必要とされる線路長はλ／２である。各共振器において、積層方向に設けられるビアの長さはほぼ同じとなるため、共振器ＲＣ２１と共振器ＲＣ１１，ＲＣ１２，ＲＣ１３との線路長の差は、第２層ＬＹ２に設けられる配線電極ＬＰ４の線路長で調整される。
　このように、短絡型共振器（共振器ＲＣ１１，ＲＣ１２，ＲＣ１３）および開放型共振器（共振器ＲＣ２１）のインダクタの一部にビアが用いられ、短絡型共振器のビアの長さと開放型共振器のビアの長さがほぼ同じであることによって、開放型共振器を備える構成であっても、フィルタ装置の高さ方向の寸法を抑制してフィルタ装置の小型化を図ることができる。また、各共振器において、ビアによってインダクタが構成されることによって、誘電体層の面内にプリントコイルによってインダクタが構成される場合と比較してＱ値を高くすることができるので、フィルタ特性の劣化を抑制することができる。さらに、出力側の共振器ＲＣ２１にλ／２の線路長の開放型共振器が用いられることによって、平衡端子Ｔ２，Ｔ３から出力される信号の位相差を１８０°に容易に設定することができるので、良好なバランス特性を実現することが可能となる。
　図６は、実施の形態１のフィルタ装置１００の特性を説明するための図である。図６においては、左側のグラフ（図６（ａ））にはバランス変換後の挿入損失（Insertion　Loss：ＩＬ）および反射損失（Return　Loss：ＲＬ）が示され、中央のグラフ（図６（ｂ））には平衡端子Ｔ２，Ｔ３から出力される信号の振幅バランス（Amplitude　Balance：ＡＢ）が示され、右側のグラフ（図６（ｃ））には平衡端子Ｔ２，Ｔ３から出力される信号の位相偏差（Phase　Difference：ＰＤ）が示されている。なお、図６において、フィルタ装置１００の対象とする通過帯域は、３．２ＧＨｚ～４．０ＧＨｚである。
　図６（ａ）を参照して、実線ＬＮ１０は不平衡端子Ｔ１から平衡端子Ｔ２，Ｔ３への挿入損失を示しており、破線ＬＮ１１は不平衡端子Ｔ１における反射損失を示しており、一点鎖線ＬＮ１２は平衡端子Ｔ２，Ｔ３のディファレンシャルモードにおける反射損失を示している。
　挿入損失については、対象通過帯域を通して、仕様範囲の３．５ｄＢ以下を達成することができている。また、反射損失についても、対象通過帯域を通して、仕様範囲の１０ｄＢ以下が達成されている。
　図６（ｂ）の振幅バランスについては、平衡端子Ｔ３から出力される信号の振幅と、平衡端子Ｔ２から出力される信号の振幅の差がｄＢ値で示されている。図６（ｂ）の実線ＬＮ２０に示されるように、対象通過帯域において、振幅バランスは－０．１０ｄＢ～０．３２となっており、仕様範囲の±１．０ｄＢ以内が達成されている。
　図６（ｃ）の位相偏差は、平衡端子Ｔ２から出力される信号の位相と、平衡端子Ｔ３から出力される信号の位相の差を示している。図６（ｃ）の実線ＬＮ３０に示されるように、位相偏差は、対象通過帯域において－２．０°～－１．３°となっており、仕様範囲の±１０°以内が達成されている。
　以上のように、実施の形態１のフィルタ装置１００においては、所望のフィルタ特性およびバランス特性を達成しつつ、装置全体の小型化を実現されている。
　なお、実施の形態１における「共振器ＲＣ１１」および「共振器ＲＣ２１」は、本開示における「第１共振器」および「第２共振器」にそれぞれ対応する。実施の形態１における共振器ＲＣ１１の「インダクタＬ１１」および「キャパシタＣ１１」は、本開示おける「第１インダクタ」および「第１キャパシタ」にそれぞれ対応する。実施の形態１における共振器ＲＣ２１の「インダクタＬ２１」は本開示の「第２インダクタ」に対応し、「キャパシタＣ２１Ａ」および「キャパシタＣ２１Ｂ」は本開示の「第２キャパシタ」および「第３キャパシタ」にそれぞれ対応する。実施の形態１における「ビアＶ１」および「ビアＶ１Ａ」は、本開示における「第１導電体」および「第２導電体」にそれぞれ対応する。実施の形態１における「ビアＶ４」および「ビアＶ５」は、本開示における「第３導電体」および「第４導電体」にそれぞれ対応する。実施の形態１における「配線電極ＬＰ１」および「配線電極ＬＰ４」は、本開示における「第１配線電極」および「第２配線電極」にそれぞれ対応する。
　＜変形例＞
　（変形例１）
　図７は、変形例１のフィルタ装置１００Ａの内部構造を示す図である。フィルタ装置１００Ａにおいては、実施の形態１のフィルタ装置１００において、共振回路１２０のインダクタＬ２１を構成する配線電極ＬＰ４が配線電極ＬＰ４Ａに置き換わった構成となっている。フィルタ装置１００Ａにおいて、フィルタ装置１００と重複する要素の説明は繰り返さない。
　図７を参照して、フィルタ装置１００Ａにおける配線電極ＬＰ４Ａは、実施の形態１の配線電極ＬＰ４と同様に略Ｃ字形状を有しているが、開放端の方向が反対になっており、配線電極ＬＰ４Ａの開放端がＸ軸の正方向を向くように配置されている。言い換えれば、配線電極ＬＰ４Ａは、ビアＶ４，Ｖ５との接続点から、共振回路１１０に向かう方向に延伸する経路を有している。なお、この配置に伴って、ビアＶ４，Ｖ５の位置が、フィルタ装置１００に比べてＸ軸の正方向に若干移動した位置に変更されている。
　なお、配線電極ＬＰ４Ａの形状は略Ｃ字形状には限られず、Ｖ字形状、Ｕ字形状、あるいはミアンダ形状であってもよい。
　このように、平衡端子に接続される共振回路において、短絡型共振器との線路長を調整するための開放型共振器の平板電極を、短絡型共振器に近づく方向に延伸させるようにしてもよい。
　（変形例２）
　上述のように、開放型共振器の線路長は、短絡型共振器の線路長よりも長くすることが必要となる。しかしながら、フィルタ装置全体のサイズの制約等から、開放型共振器に必要とされる線路長が確保できない場合が生じ得る。
　変形例２においては、開放型共振器に必要とされる線路長が十分に確保できない場合に、短絡型共振器と開放型共振器とが容量結合することによって、経路長の不足を補償する構成について説明する。
　図８は、変形例２のフィルタ装置１００Ｂの内部構造を示す図である。図８を参照して、フィルタ装置１００Ｂにおいては、共振器ＲＣ２１の配線電極ＬＰ４が配線電極ＬＰ４Ｂに置き換えられるとともに、共振器ＲＣ１３の配線電極ＬＰ３と共振器ＲＣ２１の配線電極ＬＰ４Ｂとに対向する平板電極Ｃ６が追加された構成となっている。言い換えると、平板電極Ｃ６は、積層体の積層方向から平面視した場合に、配線電極ＬＰ３の少なくとも一部、および、配線電極ＬＰ４Ｂの少なくとも一部と重なる位置に配置されている。フィルタ装置１００Ｂにおいて、フィルタ装置１００と重複する要素の説明は繰り返さない。
　図８を参照して、フィルタ装置１００Ｂにおいては、共振器ＲＣ２１の配線電極ＬＰ４Ｂは、共振器ＲＣ１３の配線電極ＬＰ３と同様にＹ軸方向に延伸しており、その線路長も配線電極ＬＰ３とほぼ同じである。実施の形態１のフィルタ装置１００においては、開放型共振器である共振器ＲＣ２１の線路長は配線電極ＬＰ４の長さによって調整されていたが、図８のような構成の場合、配線電極とビアのみでは、開放型共振器である共振器ＲＣ２１に必要とされるλ／２の線路長が確保できない可能性がある。たとえば、フィルタ装置のＸ軸方向の寸法が制限されるような場合に、このような状態となり得る。
　フィルタ装置１００Ｂにおいては、平板電極Ｃ６によって共振器ＲＣ２１の配線電極ＬＰ４Ｂと共振器ＲＣ１３の配線電極ＬＰ３とは同程度の長さで結合しつつ、不足する線路長については、共振器ＲＣ２１における基準電位との間の容量成分の調整によって共振周波数が調整されている。しかしながら、このような状態で共振器ＲＣ１３と共振器ＲＣ２１とを結合させると、特に配線電極、平板電極およびビアが配置される領域が狭い場合には、共振器間の磁気結合が強くなってしまう場合が生じ得る。このような場合には、図８に示されるように、平板電極Ｃ６によって配線電極ＬＰ４Ｂと配線電極ＬＰ３との間の容量結合が付加されることによって共振器間の磁気結合が調整される。なお、配線電極間の容量結合が付加される際、平板電極Ｃ６は、共振器ＲＣ２１の線路長の中央部に配置されることが好ましい。共振器ＲＣ２１の線路長の中央部においては流れる電流がゼロとなるため、このような位置に平板電極Ｃ６が配置されることによって、共振器ＲＣ２１におけるバランス特性を保持することができる。
　以上のように、短絡型共振器と開放型共振器とが容量結合することによって、開放型共振器の線路長を短くすることができるので、フィルタ装置のさらなる小型化を実現することが可能となる。
　なお、変形例２における「平板電極Ｃ６」は、本開示における「結合電極」に対応する。
　（変形例３）
　図９は、変形例３のフィルタ装置１００Ｃの内部構造を示す図である。フィルタ装置１００Ｃにおいては、平衡端子Ｔ２，Ｔ３に接続される共振回路１２０のインダクタＬ２１を構成するビアＶ４，Ｖ５の間隔Ｄ２が、不平衡端子Ｔ１に接続される共振回路１１０のインダクタＬ１３を構成するビアＶ３，Ｖ３Ａの間隔Ｄ１よりも広い（Ｄ１＜Ｄ２）。
　共振器ＲＣ１３と共振器ＲＣ２１との電磁界結合において、共振器ＲＣ１３のビアＶ３と共振器ＲＣ２１のビアＶ５とが結合し、共振器ＲＣ１３のビアＶ３Ａと共振器ＲＣ２１のビアＶ４とが結合する。このとき、共振器ＲＣ２１のビアの間隔Ｄ２が共振器ＲＣ１３のビアの間隔Ｄ１よりも狭い場合、共振器ＲＣ１３のビアＶ３が共振器ＲＣ２１のビアＶ４とも結合し、共振器ＲＣ１３のビアＶ３Ａが共振器ＲＣ２１のビアＶ５とも結合する可能性がある。ビアＶ３に流れる電流の方向とビアＶ４に流れる電流の方向は逆であるため、ビアＶ４がビアＶ３およびビアＶ３Ａの双方と結合すると、伝達される信号の一部が相殺されてしまい、挿入損失の増加につながるおそれがある。
　変形例３のフィルタ装置１００Ｃのように、共振器ＲＣ２１のビアの間隔Ｄ２が共振器ＲＣ１３のビアの間隔Ｄ１よりも広いことによって、ビアＶ４とビアＶ３との結合、および、ビアＶ５とビアＶ３Ａとの結合が低減されるので、挿入損失の増加を抑制することが可能となる。また、インダクタＬ２１の空芯径が大きくなりインダクタＬ２１のインダクタンスを大きくすることができるので、共振器ＲＣ２１のＱ値を高めて通過特性を向上させることができる。
　なお、図９において、インダクタＬ２１を構成する配線電極ＬＰ４Ｃが略Ｖ字形状となっているが、実施の形態１と同様に略Ｃ字形状であってもよい。
　（変形例４）
　変形例４においては、平衡端子に接続される開放型共振器から外部機器へ直流電源を供給することが可能なフィルタ装置の構成について説明する。
　図１０は、変形例４のフィルタ装置１００Ｄの内部構造を示す図である。フィルタ装置１００Ｄにおいては、開放型共振器である共振器ＲＣ２１における線路長の中央部に、直流電源供給用の給電端子が設けられる。より具体的には、共振器ＲＣ２１においては、ビアＶ４，Ｖ５の長さが等しいため、配線電極ＬＰ４Ｄの中央部に給電端子ＴＤＦが接続されている。給電端子ＴＤＦは、誘電体基板１３０の外表面に設けられた給電用の外部電極（図示せず）に接続されており、当該外部電極に他の機器が接続されることにより、接続された機器に対して直流電源が供給される。
　開放型共振器において、線路長の中央（すなわち、インダクタＬ２１の中央）は基準電位に対して所定の電位を有し、かつ流れる電流がゼロの位置となる。そのため、線路長の中央から電源を供給しても、平衡端子Ｔ２，Ｔ３から出力される信号（すなわち、平衡端子Ｔ２，Ｔ３から出力される電流）への影響は生じない。
　したがって、開放型共振器の線路長の中央部に電源供給用端子が設けられることによって、フィルタ装置の特性に影響を与えることなく、フィルタ装置を直流電源としても利用することができる。
　なお、図１０においては、図９の変形例３と同様に、短絡型共振器のビアの間隔よりも開放型共振器のビアの間隔が広いが、図４および図５で示したフィルタ装置のように、開放型共振器のビアの間隔と短絡型共振器のビアの間隔とが同じであってもよい。
　また、開放型共振器の線路長の中央を流れる電流がゼロであるため、図１１に示した参考例のフィルタ装置１００Ｅのように、共振器ＲＣ２１の線路長の中央部がビアＶ６によって平板電極ＣＧに接続されても、フィルタ装置の特性に対する影響は生じない。
　（変形例５）
　上記の実施の形態１および各変形例においては、層間接続用の導電体として、誘電体層を貫通するビアが用いられる構成について説明した。変形例５においては、層間接続用の導電体として、誘電体基板の側面に設けられた側面電極を利用する構成について説明する。
　図１２は、変形例５のフィルタ装置１００Ｆの内部構造を示す図である。フィルタ装置１００Ｆにおいては、共振回路１２０の共振器ＲＣ２１における配線電極ＬＰ４Ｄと平板電極Ｃ４，Ｃ５とを接続する導電体として、誘電体基板１３０の側面に設けられた側面電極が用いられている。より具体的には、側面電極として平衡端子Ｔ２，Ｔ３が用いられている。
　上述のように、開放型共振器は短絡型共振器よりも長い線路長が必要になるが、側面電極を利用することによって導電体の間隔を広くとることができるので、開放型共振器（共振器ＲＣ２１）の線路長を長くすることができる。また、電極間隔が広くなるため、変形例３で説明したように、各側面電極が共振器ＲＣ１３のビアＶ３，Ｖ３Ａの双方と結合する状態を抑制することができるので、挿入損失を低減することができる。さらに、配線電極ＬＰ４Ｄと側面電極とで構成されるインダクタＬ２１の空芯径が大きくなり、インダクタＬ２１のインダクタンスを大きくすることができる。これによって、共振器ＲＣ２１のＱ値が高められるので、通過特性を向上させることができる。
　なお、図１２においては、共振回路１２０側の共振器ＲＣ２１における導電体が側面電極で構成される例について説明したが、それに代えてあるいは加えて、共振回路１１０側の共振器における導電体を側面電極で構成してもよい。また、各共振回路が複数の共振器を有する場合には、当該複数の共振器のうちの一部の共振器における導電体を側面電極で構成してもよい。
　（変形例６）
　実施の形態１のフィルタ装置１００においては、不平衡端子Ｔ１に接続される共振回路１１０が、３つの共振器ＲＣ１１，ＲＣ１２，ＲＣ１３を含む構成について説明したが、各共振回路に含まれる共振器の数は、共振回路１２０のように１つであってもよい。
　図１３は、変形例６のフィルタ装置１００Ｇの等価回路図である。フィルタ装置１００Ｇにおいては、フィルタ装置１００における共振回路１１０が共振回路１１０Ａに置き換わった構成となっている。フィルタ装置１００Ｇにおいて、フィルタ装置１００と重複する要素の説明は繰り返さない。
　図１３を参照して、共振回路１１０Ａは、インダクタＬ１１およびキャパシタＣ１１で構成される１つの共振器ＲＣ１１によって構成されている。すなわち、フィルタ装置１００Ｇは、フィルタ装置１００における共振器ＲＣ１２，ＲＣ１３が除かれた構成となっている。上述のように、フィルタ装置１００において不平衡端子Ｔ１側の共振回路１１０は、３つの共振器が用いられることでバンドパスフィルタとして機能しているが、所望の通過帯域が異なれば、変形例６のフィルタ装置１００Ｇのように、単独の共振器で共振回路が構成されてもよい。
　このような構成においても、入力側の不平衡端子に接続された共振回路に短絡型共振器が用いられ、出力側の平衡端子に接続された共振回路に開放型共振器が用いられることによって、低損失かつ良好なバランス特性を達成しつつ、装置の小型化を実現することができる。
　（変形例７）
　変形例７においては、平衡端子Ｔ２，Ｔ３に接続される共振回路が、複数の共振器によって構成される構成について説明する。
　図１４は、変形例７のフィルタ装置１００Ｈの等価回路図である。フィルタ装置１００Ｈにおいては、フィルタ装置１００における共振回路１２０が共振回路１２０Ａに置き換わった構成となっている。フィルタ装置１００Ｈにおいて、フィルタ装置１００と重複する要素の説明は繰り返さない。
　図１４を参照して、フィルタ装置１００Ｈにおいては、共振回路１２０Ａが、２つの共振器ＲＣ２１，ＲＣ２２を含んで構成されている。共振器ＲＣ２１は、実施の形態１における共振回路１２０と同様に、平衡端子Ｔ２，Ｔ３に接続されている。
　共振器ＲＣ２２は、インダクタＬ２２と、キャパシタＣ２２Ａ，Ｃ２２Ｂとを含む。キャパシタＣ２２ＡおよびキャパシタＣ２２Ｂは直列に接続されており、直列接続されたキャパシタＣ２２Ａ，Ｃ２２Ｂが、インダクタＬ２２と並列に接続されている。キャパシタＣ２２ＡとキャパシタＣ２２Ｂとの間の接続ノードは、基準電位に接続されている。すなわち、共振器ＲＣ２２においては、インダクタＬ２２がキャパシタＣ２２Ａ，Ｃ２２Ｂを介して基準電位に接続される開放型共振器に対応する。
　共振器ＲＣ２２は、共振器ＲＣ２１と、共振回路１１０の共振器ＲＣ１３との間に配置される。不平衡端子Ｔ１に供給された信号は、共振器ＲＣ１１，ＲＣ１２，ＲＣ１３を通過し、共振器ＲＣ１３と共振器ＲＣ２２との間の電磁界結合により共振器ＲＣ２２に伝達される。共振器ＲＣ２２に伝達された信号は、電磁界結合により共振器ＲＣ２２から共振器ＲＣ２１へとさらに伝達されて、平衡端子Ｔ２，Ｔ３から出力される。
　このように、平衡端子に接続される共振回路が複数の共振器によって構成される場合であっても、入力側の不平衡端子に接続された共振回路に短絡型共振器が用いられ、出力側の平衡端子に接続された共振回路に開放型共振器が用いられることによって、低損失かつ良好なバランス特性を達成しつつ、装置の小型化を実現することができる。
　［実施の形態２］
　実施の形態２においては、複数のフィルタ装置で構成されるマルチプレクサにおいて、少なくとも１つのフィルタ装置に実施の形態１のフィルタ装置の構成が適用される例について説明する。
　図１５は、実施の形態２に従うダイプレクサ２００の等価回路図である。図１５においては、マルチプレクサとして２つのフィルタ装置を含むダイプレクサの例について説明するが、マルチプレクサは３つ以上のフィルタ装置が含まれていてもよい。
　図１５を参照して、ダイプレクサ２００は、周波数帯域の異なる２つのフィルタ装置２１０，２２０を備える。フィルタ装置２１０は、ローパスフィルタとして機能するインダクタＬ５０を介して、不平衡端子Ｔ１１に接続される。また、フィルタ装置２２０は、ハイパスフィルタとして機能するキャパシタＣ７０を介して不平衡端子Ｔ１１に接続される。不平衡端子Ｔ１１は、たとえば、図示しないアンテナに接続される。フィルタ装置２１０は、たとえば２ＧＨｚ帯（２．４～２．５ＧＨｚ）の信号を通過するように構成される。また、フィルタ装置２２０は、フィルタ装置２１０よりも高い、たとえば５～７ＧＨｚ帯（５．１５～７．１２５ＧＨｚ）の信号を通過するように構成される。
　フィルタ装置２１０は、不平衡端子Ｔ１１に接続される共振回路２１１と、平衡端子Ｔ１２Ａ，Ｔ１３Ａに接続される共振回路２１２とを含む。共振回路２１１は、３段の共振器ＲＣ５１，ＲＣ５２，ＲＣ５３により構成されている。共振器ＲＣ５１，ＲＣ５２，ＲＣ５３の各々は、インダクタおよびキャパシタが並列接続された短絡型共振器である。
　共振器ＲＣ５１は、並列接続されたインダクタＬ５１およびキャパシタＣ５１を有している。共振器ＲＣ５１の一方の接続ノードは基準電位に接続され、他方の接続ノードはインダクタＬ５０に接続されている。共振器ＲＣ５２は、並列接続されたインダクタＬ５２およびキャパシタＣ５２を有している。共振器ＲＣ５２の一方の接続ノードは基準電位に接続され、他方の接続ノードはキャパシタＣ５５を介してインダクタＬ５０に接続されている。共振器ＲＣ５３は、並列接続されたインダクタＬ５３およびキャパシタＣ５３を有している。共振器ＲＣ５３の一方の接続ノードは基準電位に接続され、他方の接続ノードはキャパシタＣ５５，Ｃ５６を介してインダクタＬ５０に接続されている。
　共振回路２１２は、共振器ＲＣ６１を含む。共振器ＲＣ６１は、インダクタＬ６１およびキャパシタＣ６１Ａ，Ｃ６１Ｂを有する。インダクタＬ６１は、平衡端子Ｔ１２Ａ，Ｔ１３Ａの間に接続される。また、キャパシタＣ６１Ａ，Ｃ６１Ｂは、平衡端子Ｔ１２Ａ，Ｔ１３Ａの間に直列接続される。すなわち、直列接続されたキャパシタＣ６１Ａ，Ｃ６１Ｂと、インダクタＬ６１とが、平衡端子Ｔ１２Ａ，Ｔ１３Ａの間に並列に接続されている。キャパシタＣ６１ＡとキャパシタＣ６１Ｂとの間の接続ノードは基準電位に接続される。すなわち、共振器ＲＣ６１は開放型共振器である。
　同様に、フィルタ装置２２０は、不平衡端子Ｔ１１に接続される共振回路２２１と、平衡端子Ｔ１２Ｂ，Ｔ１３Ｂに接続される共振回路２２２とを含む。共振回路２２１は、３段の共振器ＲＣ７１，ＲＣ７２，ＲＣ７３により構成されている。共振器ＲＣ７１，ＲＣ７２，ＲＣ７３の各々は、インダクタおよびキャパシタが並列接続された短絡型共振器である。
　共振器ＲＣ７１は、並列接続されたインダクタＬ７１およびキャパシタＣ７１を有している。共振器ＲＣ７１の一方の接続ノードは基準電位に接続され、他方の接続ノードはキャパシタＣ７０に接続されている。共振器ＲＣ７２は、並列接続されたインダクタＬ７２およびキャパシタＣ７２を有している。共振器ＲＣ７２の一方の接続ノードは基準電位に接続され、他方の接続ノードはキャパシタＣ７５を介してキャパシタＣ７０に接続されている。共振器ＲＣ７３は、並列接続されたインダクタＬ７３およびキャパシタＣ７３を有している。共振器ＲＣ７３の一方の接続ノードは基準電位に接続され、他方の接続ノードはキャパシタＣ７５，Ｃ７６を介してキャパシタＣ７０に接続されている。
　共振回路２２２は、共振器ＲＣ８１を含む。共振器ＲＣ８１は、インダクタＬ８１およびキャパシタＣ８１Ａ，Ｃ８１Ｂを有する。インダクタＬ８１は、平衡端子Ｔ１２Ｂ，Ｔ１３Ｂの間に接続される。また、キャパシタＣ８１Ａ，Ｃ８１Ｂは、平衡端子Ｔ１２Ｂ，Ｔ１３Ｂの間に直列接続される。すなわち、直列接続されたキャパシタＣ８１Ａ，Ｃ８１Ｂと、インダクタＬ８１とが、平衡端子Ｔ１２Ｂ，Ｔ１３Ｂの間に並列に接続されている。キャパシタＣ８１ＡとキャパシタＣ８１Ｂとの間の接続ノードは基準電位に接続される。すなわち、共振器ＲＣ８１は開放型共振器である。
　このように、フィルタ装置２１０およびフィルタ装置２２０の各々は、共振器ＲＣ５２と共振器ＲＣ５３との接続、および、共振器ＲＣ７２と共振器ＲＣ７３との接続を除いて、実施の形態１で説明したフィルタ装置１００と同様の構成を有している。
　図１６は図１５のダイプレクサ２００の外形斜視図である、図１７はダイプレクサ２００の分解斜視図である。図１６および図１７を参照して、ダイプレクサ２００は、複数の誘電体層（第１１層ＬＹ１１～第２４層ＬＹ２４）が積層された誘電体基板（積層体）２３０を備え、略直方体の外形を有している。誘電体基板２３０の外表面には、上面、側面および下面にわたって延在する、略Ｃ型形状の複数の外部電極が設けられている。外部電極は、外部機器との接続に用いられるとともに、誘電体基板２３０の各層の配線パターン間の接続にも用いられる。外部電極は、不平衡端子Ｔ１１、平衡端子Ｔ１２Ａ，Ｔ１２Ｂ，Ｔ１３Ａ，Ｔ１３Ｂ、および基準電位に接続するための接地電極ＧＮＤを含む。誘電体基板２３０の上面には、方向を表わす方向性マークＤＭ１が付されている。
　ダイプレクサ２００においては、図１７の左側の部分にフィルタ装置２１０が設けられており、図１７の右側部分にフィルタ装置２２０が設けられている。以下、誘電体基板２３０におけるフィルタ装置２１０，２２０の構造の詳細について説明する。
　まず、低周波数帯域側のフィルタ装置２１０について説明する。不平衡端子Ｔ１１は、第１３層ＬＹ１３に設けられた配線電極Ｌ１Ａに接続されている。配線電極Ｌ１Ａは、第１４層ＬＹ１４に設けられた配線電極Ｌ１Ｂおよび第１５層ＬＹ１５に設けられた配線電極Ｌ１Ｃと直列に接続される。図１５における配線電極Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂ，Ｌ１Ｃは、インダクタＬ５０を構成している。
　配線電極Ｌ１Ｃの一方端は、第１１層ＬＹ１１から第２１層ＬＹ２１まで積層方向（Ｚ軸方向）に延在するビアＶ１１Ａに接続されている。ビアＶ１１Ａは、第１１層ＬＹ１１において配線電極ＬＰ１Ｘに接続されている。また、ビアＶ１１Ａは、第１９層ＬＹ１９において平板電極Ｃ６Ｘに接続され、第２１層ＬＹ２１において平板電極Ｃ１Ｘに接続されている。配線電極ＬＰ１Ｘは、第１１層ＬＹ１１においてＹ軸方向に延在しており、ビアＶ１１に接続されている。
　ビアＶ１１は、積層方向に第１１層ＬＹ１１から第２２層ＬＹ２２まで延在しており、第２２層ＬＹ２２において平板電極ＣＧ１に接続されている。平板電極ＣＧ１は、誘電体基板２３０の外表面に設けられた接地電極ＧＮＤに接続されている。
　ビアＶ１１，Ｖ１１Ａおよび配線電極ＬＰ１Ｘによって、図１５におけるインダクタＬ５１が構成される。また、第２１層ＬＹ２１の平板電極Ｃ１Ｘと第２２層ＬＹ２２の平板電極ＣＧ１とは互いに対向しており、平板電極Ｃ１Ｘおよび平板電極ＣＧ１によって、図１５におけるキャパシタＣ５１が構成される。したがって、ビアＶ１１，Ｖ１１Ａ、配線電極ＬＰ１Ｘおよび平板電極Ｃ１Ｘ，ＣＧ１によって、図１５における共振器ＲＣ５１が構成される。
　第１１層ＬＹ１１に設けられた配線電極ＬＰ２Ｘ、第１１層ＬＹ１１から第２０層ＬＹ２０まで積層方向に延在するビアＶ１２Ａ、および第１１層ＬＹ１１から第２２層ＬＹ２２まで積層方向に延在するビアＶ１２によって、図１５におけるインダクタＬ５２が構成される。第２０層ＬＹ２０においてビアＶ１２Ａに接続される平板電極Ｃ２Ｘは、第２２層ＬＹ２２に設けられる平板電極ＣＧ１に対向しており、平板電極Ｃ２Ｘおよび平板電極ＣＧ１によって、図１５におけるキャパシタＣ５２が構成される。すなわち、ビアＶ１２，Ｖ１２Ａ、配線電極ＬＰ２Ｘおよび平板電極Ｃ２Ｘ，ＣＧ１によって、図１５における共振器ＲＣ５２が構成される。なお、ビアＶ１１Ａに接続された第１９層ＬＹ１９の平板電極Ｃ６Ｘの一部は、第１８層ＬＹ１８においてビアＶ１２Ａに接続された平板電極Ｃ７Ｘ、および、第２０層ＬＹ２０の平板電極Ｃ２Ｘと対向しており、平板電極Ｃ２Ｘ，Ｃ６Ｘ，Ｃ７Ｘによって図１５におけるキャパシタＣ５５が構成される。
　第１１層ＬＹ１１に設けられた配線電極ＬＰ３Ｘ、第１１層ＬＹ１１から第２０層ＬＹ２０まで積層方向に延在するビアＶ１３Ａ、および第１１層ＬＹ１１から第２２層ＬＹ２２まで積層方向に延在するビアＶ１３によって、図１５におけるインダクタＬ５３が構成される。第２０層ＬＹ２０においてビアＶ１３Ａに接続される平板電極Ｃ３Ｘは、第２２層ＬＹ２２に設けられる平板電極ＣＧ１に対向しており、平板電極Ｃ３Ｘおよび平板電極ＣＧ１によって、図１５におけるキャパシタＣ５３が構成される。すなわち、ビアＶ１３，Ｖ３１Ａ、配線電極ＬＰ３Ｘおよび平板電極Ｃ３Ｘ，ＣＧ１によって、図１５における共振器ＲＣ５３が構成される。なお、第２０層ＬＹ２０に設けられた平板電極Ｃ３Ｘおよび第１８層ＬＹ１８に設けられた平板電極Ｃ７Ｘは、第１７層ＬＹ１７に設けられた平板電極Ｃ８Ｘと部分的に対向しており、平板電極Ｃ３Ｘ，Ｃ７Ｘ，Ｃ８Ｘによって図１５におけるキャパシタＣ５６が構成される。
　共振回路２１２の共振器ＲＣ６１は、配線電極ＬＰ４Ｘ、平板電極Ｃ４Ｘ，Ｃ５Ｘ，ＣＧ１，ＣＧ２およびビアＶ１４，Ｖ１４Ａによって構成される。配線電極ＬＰ４Ｘは、共振回路２１１における配線電極ＬＰ１Ｘ，ＬＰ２Ｘ，ＬＰ３Ｘと同じ第１１層ＬＹ１１に設けられている。配線電極ＬＰ４Ｘは、第１１層ＬＹ１１から第２３層ＬＹ２３まで積層方向に延在するビアＶ１４，Ｖ１４Ａに接続されている。配線電極ＬＰ４ＸおよびビアＶ１４，Ｖ１４Ａによって、図１５におけるインダクタＬ６１が構成される。
　ビアＶ１４およびビアＶ１４Ａは、第２３層ＬＹ２３において平板電極Ｃ５Ｘおよび平板電極Ｃ４Ｘにそれぞれ接続されている。平板電極Ｃ４Ｘは平衡端子Ｔ１２Ａに接続されており、平板電極Ｃ５Ｘは平衡端子Ｔ１３Ａに接続されている。平板電極Ｃ４Ｘ，Ｃ５Ｘは、第２２層ＬＹ２２に設けられた平板電極ＣＧ１および第２４層ＬＹ２４に設けられた平板電極ＣＧ２に対向しており、図１５におけるキャパシタＣ６１Ａ，Ｃ６１Ｂをそれぞれ構成する。平板電極ＣＧ２は、第２４層ＬＹ２４において接地電極ＧＮＤに接続されている。
　共振器ＲＣ５１，ＲＣ５２，ＲＣ５３，ＲＣ６１における各インダクタは、共通の巻回軸の周りに巻回されている。そのため、不平衡端子Ｔ１１に供給された高周波信号は、各共振器間に生じる電磁界結合により伝達されて、平衡端子Ｔ１２Ａ，Ｔ１３Ａから出力される。
　次に、高周波数帯域側のフィルタ装置２２０について説明する。第１８層ＬＹ１８に設けられた平板電極Ｃ０Ａは、不平衡端子Ｔ１１に接続されている。平板電極Ｃ０Ａは、第１７層ＬＹ１７に設けられた平板電極Ｃ０Ｂに対向している。平板電極Ｃ０Ａおよび平板電極Ｃ０Ｂによって、図１５におけるキャパシタＣ７０が構成される。
　平板電極Ｃ０Ｂは、第１１層ＬＹ１１から第１８層ＬＹ１８まで積層方向に延在するビアＶ２１によって、第１１層ＬＹ１１に設けられた配線電極ＬＰ１Ｙの一方端に接続されている。配線電極ＬＰ１Ｙの他方端は、第１１層ＬＹ１１から第２２層ＬＹ２２まで積層方向に延在するビアＶ２１Ａによって、第２２層ＬＹ２２の平板電極ＣＧ１に接続されている。すなわち、配線電極ＬＰ１ＹおよびビアＶ２１，Ｖ２１Ａによって、図１５のインダクタＬ７１が構成される。第１６層ＬＹ１６においてビアＶ２１に接続される平板電極Ｃ１Ｙは、第２２層ＬＹ２２に設けられる平板電極ＣＧ１に対向しており、平板電極Ｃ１Ｙおよび平板電極ＣＧ１によって、図１５におけるキャパシタＣ７１が構成される。すなわち、ビアＶ２１，Ｖ２１Ａ、配線電極ＬＰ１Ｙ、平板電極Ｃ１Ｙ，ＣＧ１によって、図１５における共振器ＲＣ７１が構成される。
　第１１層ＬＹ１１に設けられた配線電極ＬＰ２Ｙ、第１１層ＬＹ１１から第１７層ＬＹ１７まで積層方向に延在するビアＶ２２Ａ、および第１１層ＬＹ１１から第２２層ＬＹ２２まで積層方向に延在するビアＶ２２によって、図１５におけるインダクタＬ７２が構成される。第１７層ＬＹ１７においてビアＶ２２Ａに接続される平板電極Ｃ２Ｙは、第２２層ＬＹ２２に設けられる平板電極ＣＧ１に対向しており、平板電極Ｃ２Ｙおよび平板電極ＣＧ１によって、図１５におけるキャパシタＣ７２が構成される。すなわち、ビアＶ２２，Ｖ２２Ａ、配線電極ＬＰ２Ｙ、平板電極Ｃ２Ｙ，ＣＧ１によって、図１５における共振器ＲＣ７２が構成される。なお、図１５における共振器ＲＣ７１と共振器ＲＣ７２との間のキャパシタＣ７５は、配線電極ＬＰ１ＹおよびビアＶ２１，Ｖ２１Ａによって構成されるインダクタＬ７１と、配線電極ＬＰ２ＹおよびビアＶ２２，Ｖ２２Ａによって構成されるインダクタＬ７２との間の寄生容量によって構成される。
　第１１層ＬＹ１１に設けられた配線電極ＬＰ３Ｙ、第１１層ＬＹ１１から第１７層ＬＹ１７まで積層方向に延在するビアＶ２３、および第１１層ＬＹ１１から第２２層ＬＹ２２まで積層方向に延在するビアＶ２３Ａによって、図１５におけるインダクタＬ７３が構成される。第１７層ＬＹ１７においてビアＶ２３に接続される平板電極Ｃ３Ｙは、第２２層ＬＹ２２に設けられる平板電極ＣＧ１に対向しており、平板電極Ｃ３Ｙおよび平板電極ＣＧ１によって、図１５におけるキャパシタＣ７３が構成される。すなわち、ビアＶ２３，Ｖ２３Ａ、配線電極ＬＰ３Ｙ、平板電極Ｃ３Ｙ，ＣＧ１によって、図１５における共振器ＲＣ７３が構成される。なお、図１５における共振器ＲＣ７２と共振器ＲＣ７３との間のキャパシタＣ７６は、配線電極ＬＰ２ＹおよびビアＶ２２，Ｖ２２Ａによって構成されるインダクタＬ７２と、配線電極ＬＰ３ＹおよびビアＶ２３，Ｖ２３Ａによって構成されるインダクタＬ７３との間の寄生容量によって構成される。
　共振回路２２２の共振器ＲＣ８１は、配線電極ＬＰ４Ｙ、平板電極Ｃ４Ｙ，Ｃ５Ｙ，ＣＧ１およびビアＶ２４，Ｖ２４Ａによって構成される。配線電極ＬＰ４Ｙは、共振回路２２１における配線電極ＬＰ１Ｙ，ＬＰ２Ｙ，ＬＰ３Ｙと同じ第１１層ＬＹ１１に設けられている。配線電極ＬＰ４Ｙは、第１１層ＬＹ１１から第２０層ＬＹ２０まで積層方向に延在するビアＶ２４，Ｖ２４Ａに接続されている。配線電極ＬＰ４ＹおよびビアＶ２４，Ｖ２４Ａによって、図１５におけるインダクタＬ８１が構成される。
　ビアＶ２４およびビアＶ２４Ａは、第２０層ＬＹ２０において平板電極Ｃ５Ｙおよび平板電極Ｃ４Ｙにそれぞれ接続されている。平板電極Ｃ４Ｙは平衡端子Ｔ１２Ｂに接続されており、平板電極Ｃ５Ｙは平衡端子Ｔ１３Ｂに接続されている。平板電極Ｃ４Ｙ，Ｃ５Ｙは、第２０層ＬＹ２０に設けられた平板電極ＣＧ１に対向しており、図１５におけるキャパシタＣ８１Ａ，Ｃ８１Ｂをそれぞれ構成する。
　また、第１２層ＬＹ１２に設けられた平板電極Ｃ６Ｙは、共振器ＲＣ８１の配線電極ＬＰ４Ｙおよび共振器ＲＣ７３の配線電極ＬＰ３Ｙに対向しており、平板電極Ｃ６Ｙによって、配線電極ＬＰ４Ｙおよび配線電極ＬＰ３Ｙが容量結合する。上述の変形例２で説明したように、平板電極Ｃ６Ｙを用いた容量結合により、共振器ＲＣ７３の線路長と共振器ＲＣ８１の線路長との差が調整されている。
　共振器ＲＣ７１，ＲＣ７２，ＲＣ７３，ＲＣ８１における各インダクタは、共通の巻回軸の周りに巻回されている。そのため、不平衡端子Ｔ１１に供給された高周波信号は、各共振器間に生じる電磁界結合により伝達されて、平衡端子Ｔ１２Ｂ，Ｔ１３Ｂから出力される。
　以上のように、２つ以上のフィルタ装置を含むマルチプレクサにおいて、少なくとも１つのフィルタ装置として実施の形態１および各変形例で説明したフィルタ装置を適用することによって、フィルタ特性の低下を抑制しつつ小型化を実現することができる。
　なお、フィルタ装置２１０の共振回路２１１においては、基準電位に接続されるビアＶ１１，Ｖ１２，Ｖ１３が同じ側に配置されており、各共振器に流れる電流の方向は同じである。一方、フィルタ装置２２０の共振回路２２１においては、基準電位に接続されるビアが、ビアＶ２１Ａ，Ｖ２２，Ｖ２３Ａと交互に配置されており、共振器ＲＣ７２に流れる電流の向きが共振器ＲＣ７１，ＲＣ７３に流れる電流の向きが逆になっている。基準電位に接続されるビアの配置については、対象となる周波数帯域幅に応じて適宜設定される。
　今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１　通信装置、１０　フロントエンド回路、２０　ＲＦＩＣ、１００，１００Ａ～１００Ｈ，２１０，２２０　フィルタ装置、１１０，１１０Ａ，１２０，１２０Ａ，２１１，２１２，２２１，２２２　共振回路、１３０，２３０　誘電体基板、２００　ダイプレクサ、ＡＮＴ　アンテナ、Ｃ０～Ｃ６，Ｃ０Ａ，Ｃ０Ｂ，Ｃ１Ｘ～Ｃ８Ｘ，Ｃ１Ｙ～Ｃ６Ｙ，ＣＧ，ＣＧ１，ＣＧ２　平板電極、Ｃ１１～Ｃ１３，Ｃ１５，Ｃ２１Ａ，Ｃ２１Ｂ，Ｃ２２Ａ，Ｃ２２Ｂ，Ｃ５１～Ｃ５３，Ｃ５５，Ｃ５６，Ｃ６１Ａ，Ｃ６１Ｂ，Ｃ７０～Ｃ７３，Ｃ７５，Ｃ７６，Ｃ８１Ａ，Ｃ８１Ｂ　キャパシタ、ＤＭ，ＤＭ１　方向性マーク、ＦＬＴ１，ＦＬＴ２　フィルタ、ＧＮＤ　接地電極、Ｌ１Ａ～Ｌ１Ｃ，ＬＰ１～ＬＰ４，ＬＰ１Ｘ～ＬＰ４Ｘ，ＬＰ１Ｙ～ＬＰ４Ｙ，ＬＰ４Ａ～ＬＰ４Ｄ　配線電極、Ｌ１１～Ｌ１３，Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌ５０～Ｌ５３，Ｌ６１，Ｌ７１～Ｌ７３，Ｌ８１　インダクタ、ＬＮＡ　低雑音アンプ、ＬＹ１～ＬＹ５，ＬＹ１１～ＬＹ２４　誘電体層、ＰＡ　パワーアンプ、ＲＣ１１～ＲＣ１３，ＲＣ２１，ＲＣ２２，ＲＣ３１，ＲＣ５１～ＲＣ５３，ＲＣ６１，ＲＣ７１～ＲＣ７３，ＲＣ８１　共振器、ＲＸ　受信側線路、ＳＷ　スイッチ、Ｔ１，Ｔ１１　不平衡端子、Ｔ２，Ｔ３，Ｔ１２Ａ，Ｔ１２Ｂ，Ｔ１３Ａ，Ｔ１３Ｂ　平衡端子、ＴＡ　選択端子、ＴＣ　共通端子、ＴＤＦ　給電端子、ＴＸ　送信側線路、Ｖ１～Ｖ６，Ｖ１Ａ～Ｖ３Ａ，Ｖ１１～Ｖ１４，Ｖ１１Ａ～Ｖ１４Ａ，Ｖ２１～Ｖ２４，Ｖ２１Ａ～Ｖ２４Ａ，Ｖ３１Ａ　ビア。

Claims (17)

  1. 　不平衡端子と、
    　第１平衡端子および第２平衡端子と、
    　前記不平衡端子に接続された第１共振回路と、
    　前記第１平衡端子および前記第２平衡端子に接続され、前記第１共振回路と電磁界結合する第２共振回路とを備え、
    　前記第１共振回路は、前記不平衡端子と基準電位との間に第１インダクタおよび第１キャパシタが並列に接続された第１共振器を含み、
    　前記第２共振回路は、前記第１平衡端子と前記第２平衡端子との間に接続された第２インダクタと、前記第１平衡端子と前記第２平衡端子との間に直列に接続された第２キャパシタおよび第３キャパシタとを有する第２共振器を含む、フィルタ装置。
  2. 　前記第２インダクタの線路長は、前記第１インダクタの線路長よりも長い、請求項１に記載のフィルタ装置。
  3. 　前記フィルタ装置は、複数の誘電体層を積層した積層体を備える、請求項１または２に記載のフィルタ装置。
  4. 　前記複数の誘電体層は第１層を含み、
    　前記第１インダクタは、前記第１層に設けられた第１配線電極と、前記第１配線電極に接続され前記積層体の積層方向に延在する第１導電体および第２導電体とによって構成されており、
    　前記第２インダクタは、前記第１層に設けられた第２配線電極と、前記第２配線電極に接続され前記積層体の積層方向に延在する第３導電体および第４導電体とによって構成されており、
    　前記第２配線電極の線路長は、前記第１配線電極の線路長よりも長い、請求項３に記載のフィルタ装置。
  5. 　前記第１配線電極と前記第２配線電極との間の容量結合を構成する結合電極をさらに備える、請求項４に記載のフィルタ装置。
  6. 　前記第２配線電極は、前記積層体の積層方向から平面視した場合に、前記第３導電体および前記第４導電体との接続点から、前記第１共振回路に対して遠ざかる方向に延伸する経路を有する、請求項４または５に記載のフィルタ装置。
  7. 　前記第２配線電極は、前記積層体の積層方向から平面視した場合に、前記第３導電体および前記第４導電体との接続点から、前記第１共振回路に向かう方向に延伸する経路を有する、請求項４または５に記載のフィルタ装置。
  8. 　前記第３導電体と前記第４導電体との間隔は、前記第１導電体と前記第２導電体との間隔よりも広い、請求項４～７のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  9. 　前記第３導電体および前記第４導電体の長さは等しく、
    　前記フィルタ装置は、前記第２配線電極における中央部に接続された給電端子をさらに備える、請求項４～８のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  10. 　前記フィルタ装置は、複数の誘電体層を積層した積層体を備え、
    　前記複数の誘電体層は第１層を含み、
    　前記第１インダクタは、前記第１層に設けられた第１配線電極と、前記第１配線電極に接続され前記積層体の積層方向に延在する第１導電体および第２導電体とによって構成されており、
    　前記第２インダクタは、前記第１層に設けられた第２配線電極と、前記第２配線電極に接続され前記積層体の積層方向に延在する第３導電体および第４導電体とによって構成されており、
    　前記第１配線電極と前記第２配線電極との間の容量結合を構成する結合電極をさらに備える、請求項１に記載のフィルタ装置。
  11. 　前記第１導電体および前記第２導電体は、前記積層体の側面に設けられた側面電極により構成される、請求項４～１０のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  12. 　前記第３導電体および前記第４導電体は、前記積層体の側面に設けられた側面電極により構成される、請求項４～１１のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  13. 　前記第１導電体～前記第４導電体は、ビアによって構成される、請求項４～１０のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  14. 　前記第１共振回路および前記第２共振回路の各々は、少なくとも１つのＬＣ並列共振器を含み、
    　前記フィルタ装置は、複数の誘電体層を積層した積層体を備え、
    　前記少なくとも１つのＬＣ並列共振器は、前記積層体の積層方向に延在する導電体を含み、
    　前記少なくとも１つのＬＣ並列共振器のうちの少なくとも１つにおける前記導電体は、前記積層体の側面に設けられた側面電極により構成される、請求項１に記載のフィルタ装置。
  15. 　前記第２キャパシタと前記第３キャパシタとの間の接続ノードは、基準電位に接続される、請求項１～１４のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  16. 　前記結合電極は、前記積層体の積層方向から平面視した場合に、前記第１配線電極の少なくとも一部、および、前記第２配線電極の少なくとも一部と重なる位置に配置される、請求項５または請求項１０に記載のフィルタ装置。
  17. 　第１端子と、
    　前記第１端子にインダクタを介して接続された第１フィルタ装置と、
    　前記第１端子にキャパシタを介して接続された第２フィルタ装置とを備え、
    　前記第１フィルタ装置および前記第２フィルタ装置の少なくとも１つは、請求項１～１６のいずれか１項に記載のフィルタ装置により形成される、マルチプレクサ。
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