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WO2020105589A1 - エクストラクタ - Google Patents

エクストラクタ

Info

Publication number
WO2020105589A1
WO2020105589A1 PCT/JP2019/045108 JP2019045108W WO2020105589A1 WO 2020105589 A1 WO2020105589 A1 WO 2020105589A1 JP 2019045108 W JP2019045108 W JP 2019045108W WO 2020105589 A1 WO2020105589 A1 WO 2020105589A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
band
inductor
filter
series arm
input
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2019/045108
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
中橋　憲彦
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Murata Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Murata Manufacturing Co Ltd filed Critical Murata Manufacturing Co Ltd
Priority to KR1020217013151A priority Critical patent/KR102645938B1/ko
Priority to CN201980075702.7A priority patent/CN113056874B/zh
Priority to CN202410976847.7A priority patent/CN119051623A/zh
Priority to JP2020558384A priority patent/JP7014308B2/ja
Publication of WO2020105589A1 publication Critical patent/WO2020105589A1/ja
Priority to US17/315,405 priority patent/US11923828B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Priority to US18/418,451 priority patent/US20240162885A1/en
Ceased legal-status Critical Current

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    • H03H9/02574—Characteristics of substrate, e.g. cutting angles of combined substrates, multilayered substrates, piezoelectrical layers on not-piezoelectrical substrate

Definitions

  • the present invention relates to an extractor having a bandpass filter and a bandstop filter.
  • the wireless terminal device can support communication by different wireless frequency bands and different wireless systems such as communication by the Cellular system and communication by Wi-Fi (registered trademark) and GPS (registered trademark) with one antenna.
  • a band-pass filter BPF that allows a high-frequency signal having one wireless carrier frequency to pass through an antenna of a wireless terminal device and another antenna that does not pass a high-frequency signal having the wireless carrier frequency.
  • An extractor may be connected in combination with a band rejection filter (BEF) that passes high frequency signals having a radio carrier frequency.
  • BEF band rejection filter
  • Patent Document 1 discloses an extractor having a configuration in which a band stop filter and a band pass filter are connected to a common antenna terminal.
  • harmonics of a high frequency signal passing through the band pass filter cause the band pass filter and the band stop filter to be in a band higher than the stop band of the band stop filter.
  • the isolation from the filter deteriorates. Therefore, there is a problem that the insertion loss of the band stop filter in the band on the higher frequency side than the stop band deteriorates.
  • an object of the present invention is to provide an extractor in which the insertion loss of a band stop filter is reduced.
  • an extractor includes an external connection terminal, a common terminal, a first input / output terminal, a second input / output terminal, the common terminal, and the first input / output terminal. And a band stop filter having a first frequency band as a stop band, and a band stop filter connected between the common terminal and the second input / output terminal and overlapping at least a part of the first frequency band.
  • a band-pass filter having a second frequency band as a pass band, and a first inductor connected in series or in parallel to a path connecting the common terminal and the external connection terminal, wherein the band-stop filter comprises an elastic wave.
  • One or more series arm resonators that are formed of resonators and are arranged in a series arm that connects the common terminal and the first input / output terminal, and one of the one or more series arm resonators is closest to the common terminal side.
  • a second inductor arranged in the series arm between the arranged series arm resonator and the first input / output terminal, wherein the first inductor and the second inductor are inductively coupled to each other.
  • FIG. 1 is a block configuration diagram of an extractor and an antenna according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram of the extractor according to the embodiment.
  • FIG. 3A is a plan view and a cross-sectional view schematically showing an example of an acoustic wave resonator according to an example.
  • FIG. 3B is a cross-sectional view schematically showing a modified example of the elastic wave resonator.
  • FIG. 4 is an external perspective view of the extractor according to the embodiment and a plan view of the substrate showing an example of the arrangement configuration of the inductors included in the extractor.
  • FIG. 5 is a graph comparing the pass characteristics of the band elimination filters according to the example and the comparative example.
  • FIG. 6A is a graph comparing the pass characteristics when the inductive coupling degree of the band elimination filter according to the example is changed.
  • FIG. 6B is a graph comparing the pass characteristics when the degree of capacitive coupling of the band elimination filter is changed.
  • FIG. 1 is a block configuration diagram of the extractor 1 and the antenna 2 according to the embodiment.
  • the extractor 1 includes an external connection terminal 300, a common terminal 330, input / output terminals 310 and 320, a band elimination filter 10, a band pass filter 20, and an inductor 31.
  • the band elimination filter 10 is a filter (BEF: Band Elimination Filter) connected between the common terminal 330 and the input / output terminal 310 (first input / output terminal) and having the first frequency band as the stop band.
  • BEF Band Elimination Filter
  • the bandpass filter 20 is connected between the common terminal 330 and the input / output terminal 320 (second input / output terminal), and has a second frequency band that overlaps at least a part of the first frequency band as a passband ( BPF: Band Pass Filter).
  • BPF Band Pass Filter
  • the inductor 31 is a first inductor connected to the path connecting the common terminal 330 and the external connection terminal 300.
  • the inductor 31 has one end connected to the common terminal 330 and the other end connected to the external connection terminal 300. That is, the inductor 31 is arranged in series in the above path.
  • the first inductor connected to the path may have one end connected to a node on the path and the other end connected to the ground.
  • the band elimination filter 10 and the band pass filter 20 are connected to the external connection terminal 300 via the common terminal 330 and the inductor 31.
  • the external connection terminal 300 is a terminal for connecting the external device and the extractor 1, and the extractor 1 is connected to, for example, the antenna 2 as shown in FIG.
  • the extractor 1 transmits, for example, a high frequency signal according to the Celluler method and a high frequency signal according to Wi-Fi (registered trademark) and GPS (registered trademark) to the antenna 2 with high quality. Further, the high frequency signal received from the antenna 2 is transmitted with high quality to an RF signal processing circuit (not shown) via a filter and an amplifier circuit.
  • the first frequency band and the second frequency band are, for example, frequency bands having a narrow bandwidth used for Wi-Fi (registered trademark) communication, and also a narrow bandwidth used for GPS (registered trademark) communication. Is a frequency band having.
  • the frequency bands excluding the first frequency band and the second frequency band include, for example, a frequency band having a wide bandwidth used for communication by the Celluler method.
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram of the extractor 1A according to the embodiment.
  • the extractor 1A includes an external connection terminal 300, a common terminal 330, input / output terminals 310 and 320, a band elimination filter 10A, a bandpass filter 20A, and an inductor 31.
  • the extractor 1A according to the example is a specific example of the extractor 1 according to the embodiment.
  • Band stop filter 10A is a specific example of band stop filter 10 according to the embodiment, and includes series arm resonators 101, 102 and 103, and inductors 11, 12 and 13.
  • the series arm resonators 101 to 103 are arranged in series on a series arm that connects the common terminal 330 and the input / output terminal 310, and each is composed of an elastic wave resonator.
  • the number of series arm resonators in the band elimination filter 10A is not limited to three and may be one or more.
  • the inductor 13 is a second inductor arranged in the series arm connecting the series arm resonators 101 to 103 and the input / output terminal 310.
  • the inductor 13 is arranged in the series arm between the series arm resonator 103 and the input / output terminal 310, and is connected to the input / output terminal 310 without another element.
  • the inductor 13 (second inductor) arranged in the series arm may not be connected to the input / output terminal 310, and may be arranged in the series arm between the series arm resonators 101 and 102, for example. Alternatively, it may be arranged in the series arm between the series arm resonators 102 and 103. That is, the inductor 13 is arranged in the series arm between the series arm resonator 101 and the input / output terminal 310 that are arranged closest to the common terminal 330 side among the series arm resonators 101 to 103.
  • the band elimination filter 10A has a third inductor arranged in the parallel arm connecting the node on the series arm and the ground.
  • the inductor 11 is a third inductor arranged in a parallel arm connecting a node on the series arm connecting the series arm resonators 101 and 102 and the ground.
  • the inductor 12 is a third inductor arranged in a parallel arm connecting a node on the series arm connecting the series arm resonators 102 and 103 and the ground.
  • the band elimination filter 10A since the series arm resonators 101 to 103 formed of elastic wave resonators are arranged in the series arm path, the stop band having a high steepness and the pass band having a low loss can be provided. It is possible to realize a band stop filter having the same. Further, since the inductors 11 and 12 are arranged in the parallel arm path, it is possible to realize a band elimination filter having a wide band pass band. It should be noted that the inductors 11 and 12 may be omitted or may be replaced with other types of passive elements such as capacitors.
  • the bandpass filter 20A is a specific example of the bandpass filter 20 according to the embodiment, and includes the series arm resonators 201, 202, 203 and 204, the parallel arm resonators 251, 252, 253 and 254, and the inductor 21. And
  • the series arm resonators 201 to 204 are arranged in a series arm that connects the common terminal 330 and the input / output terminal 320, and each is composed of an elastic wave resonator.
  • the parallel arm resonators 251 to 254 are arranged in parallel arms that connect different nodes on the series arm to the ground, and are composed of elastic wave resonators.
  • the inductor 21 is a fourth inductor arranged in a path connecting the parallel arm resonators 251 to 254 and the ground.
  • the series arm resonators 201 to 204 formed of elastic wave resonators are arranged in the series arm path, and the parallel arm resonators formed of the elastic wave resonators are arranged in the parallel arm path. Since 251 to 254 are arranged, it is possible to realize a ladder-type elastic wave filter having a low loss pass band and steepness in the transition band from the pass band to the attenuation band. Further, since the inductor 21 is arranged in the parallel arm path, the frequency and attenuation amount of the attenuation pole in the attenuation band can be adjusted and optimized.
  • the number of series arm resonators in the bandpass filter 20A is not limited to four and may be 1 or more. Further, the number of inductors arranged in the parallel arms is not limited to four and may be one or more. Further, the number of inductors connected between the parallel arm resonator and the ground is arbitrary, and may not be provided.
  • each of the acoustic wave resonators forming the band elimination filter 10A and the band pass filter 20A may be either a surface acoustic wave resonator or an acoustic wave resonator using BAW (Bulk Acoustic Wave). ..
  • the surface acoustic wave also includes, for example, a surface wave, a Love wave, a leaky wave, a Rayleigh wave, a boundary wave, a leakage SAW, a pseudo SAW, and a plate wave.
  • the bandpass filter 20A does not have to be composed of an elastic wave resonator, and may be an LC filter in addition to the LC resonance filter and the dielectric filter, and the filter structure is arbitrary.
  • the inductor 31 and the inductor 13 are inductively coupled.
  • the harmonics generated by the non-linearity of the band pass filter cause the band stop filter on the higher frequency side than the stop band of the band stop filter to The isolation from the band pass filter deteriorates. Therefore, the insertion loss in the band on the higher frequency side than the stop band of the band stop filter becomes worse.
  • the inductor 31 and the inductor 13 are inductively coupled to each other, the inductor 31 and the inductor 13 are externally connected without passing through the series arm resonators 101 to 103.
  • the bypass path passing through the terminal 300, the inductors 31 and 13, and the input / output terminal 310 it becomes possible to preferentially pass the high frequency signal in the band on the higher frequency side than the stop band. Therefore, in the pass characteristic of the band stop filter 10A, the deterioration amount of the insertion loss in the band on the higher frequency side than the stop band can be compensated by the bypass path by the inductive coupling. That is, it is possible to reduce the insertion loss in the band higher than the stop band.
  • the inductor 13 is connected to the input / output terminal 310.
  • the inductor 31 includes the impedance of the external circuit (for example, the antenna 2) connected to the external connection terminal 300, the band stop filter 10, and It is an impedance element for matching the combined impedance of the bandpass filter 20.
  • the inductor 31 for impedance matching with the external circuit is used to configure the bypass path, and therefore a circuit element for forming the bypass path is added in addition to the band elimination filter 10 (band elimination filter 10A). You don't have to. Therefore, it is possible to reduce the size of the extractor 1 (extractor 1A) and reduce the insertion loss in the band higher than the stop band of the band stop filter 10 (band stop filter 10A).
  • FIG. 3A is a schematic diagram schematically showing an example of an acoustic wave resonator according to an example, (a) is a plan view, and (b) and (c) are cross sections taken along the alternate long and short dash line shown in (a). It is a figure.
  • FIG. 3A shows an elastic structure having the basic structures of the series arm resonators 101 to 103 that form the band elimination filter 10A, and the series arm resonators 201 to 204 and the parallel arm resonators 251 to 254 that form the band pass filter 20A.
  • the wave resonator 100 is illustrated.
  • the acoustic wave resonator 100 shown in FIG. 3A is for explaining a typical structure of the acoustic wave resonator, and the number and length of the electrode fingers that form the electrodes are not limited to this. Not limited.
  • Elastic wave resonator 100 is composed of substrate 5 having piezoelectricity and comb-shaped electrodes 100a and 100b.
  • a pair of comb-shaped electrodes 100 a and 100 b facing each other is formed on the substrate 5.
  • the comb-shaped electrode 100a is composed of a plurality of electrode fingers 150a that are parallel to each other and a bus bar electrode 160a that connects the plurality of electrode fingers 150a.
  • the comb-shaped electrode 100b is composed of a plurality of electrode fingers 150b that are parallel to each other and a bus bar electrode 160b that connects the plurality of electrode fingers 150b.
  • the plurality of electrode fingers 150a and 150b are formed along a direction orthogonal to the elastic wave propagation direction (X-axis direction).
  • an IDT (InterDigital Transducer) electrode 54 including a plurality of electrode fingers 150a and 150b and bus bar electrodes 160a and 160b has an adhesive layer 541 and a main electrode layer 542. It has a laminated structure.
  • the adhesion layer 541 is a layer for improving the adhesion between the substrate 5 and the main electrode layer 542, and for example, Ti is used as the material.
  • the film thickness of the adhesion layer 541 is, for example, 12 nm.
  • the material of the main electrode layer 54 for example, Al containing 1% Cu is used.
  • the film thickness of the main electrode layer 542 is, for example, 162 nm.
  • the protective layer 55 is formed so as to cover the comb electrodes 100a and 100b.
  • the protective layer 55 is a layer for the purpose of protecting the main electrode layer 542 from the external environment, adjusting the frequency-temperature characteristic, and improving the moisture resistance, and for example, a dielectric film containing silicon dioxide as a main component. Is.
  • the protective layer 55 has a thickness of 25 nm, for example.
  • the materials forming the adhesion layer 541, the main electrode layer 542, and the protective layer 55 are not limited to the above materials. Further, the IDT electrode 54 does not have to have the above laminated structure.
  • the IDT electrode 54 may be made of, for example, a metal or alloy such as Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, and Pd, and is also made of a plurality of laminated bodies made of the above metals or alloys. May be. Further, the protective layer 55 may not be formed.
  • the substrate 5 includes a high acoustic velocity supporting substrate 51, a low acoustic velocity film 52, and a piezoelectric film 53, and the high acoustic velocity supporting substrate 51, the low acoustic velocity film 52, and the piezoelectric film 53. It has a structure laminated in this order.
  • the piezoelectric film 53 is a 50 ° Y-cut X-propagating LiTaO 3 piezoelectric single crystal or a piezoelectric ceramic (a lithium tantalate single crystal cut by a plane having an axis rotated 50 ° from the Y axis about the X axis as a normal line, or Ceramics, which is a single crystal or ceramics in which a surface acoustic wave propagates in the X-axis direction.
  • the piezoelectric film 53 has a thickness of 600 nm, for example.
  • the material and the cut angle of the piezoelectric single crystal used as the piezoelectric film 53 are appropriately selected according to the required specifications of each filter.
  • the high sound velocity support substrate 51 is a substrate that supports the low sound velocity film 52, the piezoelectric film 53, and the IDT electrode 54.
  • the sonic velocity supporting substrate 51 is a substrate in which the acoustic velocity of the bulk wave in the sonic velocity supporting substrate 51 is higher than that of acoustic waves such as surface waves and boundary waves propagating in the piezoelectric film 53.
  • the piezoelectric film 53 and the low sonic velocity film 52 are confined in a laminated portion and function so as not to leak below the interface between the low sonic velocity film 52 and the high sonic velocity support substrate 51.
  • the high sound velocity support substrate 51 is, for example, a silicon substrate and has a thickness of, for example, 200 ⁇ m.
  • the low acoustic velocity film 52 is a film in which the acoustic velocity of the bulk wave in the low acoustic velocity film 52 is lower than that of the bulk wave propagating in the piezoelectric film 53, and is arranged between the piezoelectric film 53 and the high acoustic velocity support substrate 51. It This structure and the property that the elastic waves concentrate the energy in the medium having an essentially low sound velocity suppresses the leakage of the surface acoustic wave energy to the outside of the IDT electrode.
  • the low acoustic velocity film 52 is, for example, a film containing silicon dioxide as a main component, and has a thickness of 670 nm, for example.
  • the above-mentioned laminated structure of the substrate 5 makes it possible to significantly increase the Q value at the resonance frequency and the anti-resonance frequency, as compared with the conventional structure in which the piezoelectric substrate is used as a single layer. That is, since an elastic wave resonator having a high Q value can be formed, it becomes possible to form a filter having a small insertion loss by using the elastic wave resonator.
  • the high sonic velocity support substrate 51 has a structure in which a support substrate and a high sonic velocity film in which the acoustic velocity of a propagating bulk wave is higher than that of acoustic waves such as surface waves and boundary waves propagating in the piezoelectric film 53 are laminated. May have.
  • the supporting substrate is a lithium tantalate, a lithium niobate, a piezoelectric material such as quartz, sapphire, alumina, magnesia, silicon nitride, aluminum nitride, silicon carbide, zirconia, cordierite, mullite, steatite, forsterite, etc.
  • the high sonic velocity film is formed of various materials such as aluminum nitride, aluminum oxide, silicon carbide, silicon nitride, silicon oxynitride, DLC film or diamond, a medium containing the above material as a main component, a medium containing a mixture of the above materials as a main component, and the like. Any high sonic material can be used.
  • FIG. 3B is a cross-sectional view schematically showing a modified example of the acoustic wave resonator.
  • the acoustic wave resonator 100 shown in FIG. 3A shows an example in which the IDT electrode 54 is formed on the substrate 5 having the piezoelectric film 53, but the substrate on which the IDT electrode 54 is formed is shown in FIG. 3B.
  • the piezoelectric single crystal substrate 57 including a single piezoelectric layer may be used.
  • the piezoelectric single crystal substrate 57 is made of, for example, a piezoelectric single crystal of LiNbO 3 .
  • the acoustic wave resonator 100 includes a piezoelectric single crystal substrate 57 of LiNbO 3 , an IDT electrode 54, and a protective layer 55 formed on the piezoelectric single crystal substrate 57 and the IDT electrode 54. ing.
  • the piezoelectric film 53 and the piezoelectric single crystal substrate 57 described above may be appropriately changed in laminated structure, material, cut angle, and thickness according to required passage characteristics of the acoustic wave filter device. Even the acoustic wave resonator 100 using a LiTaO 3 piezoelectric substrate or the like having a cut angle other than the above-described cut angle can achieve the same effect as the acoustic wave resonator 100 using the piezoelectric film 53 described above. ..
  • the substrate on which the IDT electrode 54 is formed may have a structure in which a support substrate, an energy confinement layer, and a piezoelectric film are laminated in this order.
  • the IDT electrode 54 is formed on the piezoelectric film.
  • the piezoelectric film for example, LiTaO 3 piezoelectric single crystal or piezoelectric ceramic is used.
  • the support substrate is a substrate that supports the piezoelectric film, the energy confinement layer, and the IDT electrode 54.
  • the energy confinement layer is composed of one layer or a plurality of layers, and the acoustic velocity of the elastic bulk wave propagating in at least one layer is higher than the acoustic velocity of the elastic wave propagating in the vicinity of the piezoelectric film.
  • it may have a laminated structure of a low sound velocity layer and a high sound velocity layer.
  • the low acoustic velocity layer is a film in which the acoustic velocity of the bulk wave in the low acoustic velocity layer is lower than the acoustic velocity of the bulk wave propagating in the piezoelectric film.
  • the high acoustic velocity layer is a film in which the acoustic velocity of the bulk wave in the high acoustic velocity layer is higher than the acoustic velocity of the elastic wave propagating through the piezoelectric film.
  • the supporting substrate may be a high sound velocity layer.
  • the energy confinement layer may be an acoustic impedance layer having a configuration in which a low acoustic impedance layer having a relatively low acoustic impedance and a high acoustic impedance layer having a relatively high acoustic impedance are alternately laminated. ..
  • the wavelength of the elastic wave resonator is defined by the wavelength ⁇ which is the repeating cycle of the plurality of electrode fingers 150a or 150b forming the IDT electrode 54 shown in FIG. 3A (b). Further, the electrode pitch is 1/2 of the wavelength ⁇ , the line width of the electrode fingers 150a and 150b forming the comb-shaped electrodes 100a and 100b is W, and the space width between the adjacent electrode fingers 150a and 150b. Is defined as (W + S). Further, as shown in (a) of FIG. 3A, the cross width L of the pair of comb-shaped electrodes 100a and 100b overlaps when the electrode fingers 150a and 150b are viewed from the elastic wave propagation direction (X-axis direction). This is the length of the electrode finger to be used.
  • the electrode duty of each elastic wave resonator is the line width occupation ratio of the plurality of electrode fingers 150a and 150b, and the ratio of the line width to the sum of the line width and the space width of the plurality of electrode fingers 150a and 150b. And is defined by W / (W + S).
  • W / (W + S) When the adjacent electrode fingers 150a and 150b are paired, the number N of pairs of the IDT electrodes 54 is the average of the number of electrode fingers 150a and the number of electrode fingers 150b.
  • the height of the comb electrodes 100a and 100b is h.
  • parameters related to the shape of the IDT electrode of the acoustic wave resonator such as the wavelength ⁇ , the cross width L, the electrode duty, the IDT logarithm, and the height h of the IDT electrode 54, are referred to as electrode parameters.
  • FIG. 4 is an external perspective view of the extractor 1A according to the embodiment and a plan view showing an example of the arrangement configuration of the inductors.
  • FIG. 4A shows an external perspective view of the extractor 1A
  • FIG. 4B shows the arrangement configuration of the inductors built in the substrate forming the extractor 1A. There is.
  • the extractor 1A has a mounting substrate 40 and piezoelectric substrates 60A and 60B.
  • the mounting substrate 40 is a multilayer substrate in which a plurality of layers are laminated, and examples thereof include a ceramic multilayer substrate and a PCB substrate.
  • the band stop filter 10A and the band pass filter 20A are composed of, for example, surface acoustic wave resonators.
  • IDT electrodes forming the series arm resonators 101 to 103 of the band elimination filter 10A are formed on the substrate 60A.
  • IDT electrodes forming the series arm resonators 201 to 204 and the parallel arm resonators 251 to 254 of the bandpass filter 20A are formed on the substrate 60B.
  • inductors 11 to 13, 21, and 31 are formed on the mounting board 40.
  • the boards 60A and 60B are mounted on the mounting board 40, and the IDT electrodes on the boards 60A and 60B and the inductors of the mounting board 40 are electrically connected to each other via the connection electrodes arranged on the mounting board 40.
  • the substrates 60A and 60B may be a single substrate. That is, the IDT electrodes forming the series arm resonators 101 to 103 of the band elimination filter 10A and the IDT electrodes forming the series arm resonators 201 to 204 and the parallel arm resonators 251 to 254 of the band pass filter 20A are 1 It may be formed on one substrate.
  • band elimination filter 10A and the band pass filter 20A may be built in the mounting board 40, or a part of each filter is built in the mounting board 40 and the other parts are mounted on the mounting board 40. May be.
  • FIG. 4B shows a planar wiring pattern formed on the layer 40 a, which is one of the plurality of layers forming the mounting board 40.
  • Each of the inductors 13 and 31 is formed of a plane coil pattern formed on the layer 40a.
  • the current flows are both clockwise and the magnetic flux direction is It is the same.
  • two magnetic flux directions being the same is defined as an angle formed by the two magnetic flux direction vectors being 0 ° or more and 45 ° or less.
  • the inductor 13 and the inductor 31 have the same magnetic flux direction, they can be inductively coupled (magnetically coupled) and a large adjustment range of the inductive coupling degree can be secured, so that the extractor 1A can be downsized while By the bypass path, it is possible to adjust the preferential passage of the high frequency signal in the band on the higher frequency side than the first frequency band (the stop band of the band elimination filter 10A) with high accuracy.
  • the winding axis direction of the plane coil pattern forming the inductor 13 and the winding axis direction of the plane coil pattern forming the inductor 31 are the same.
  • the two winding axis directions being the same is defined as the angle formed by the two winding axes being 0 ° or more and 45 ° or less.
  • no conductive member is arranged between the inductor 13 and the inductor 31. This makes it possible to ensure a high degree of inductive coupling between the inductor 13 and the inductor 31.
  • a conductive member may be arranged between the inductor 13 and the inductor 31.
  • the inductors 13 and 31 do not have to be configured by the planar coil pattern of the mounting board 40, and may be chip-shaped inductors mounted on the mounting board 40. Also in this mounting configuration, the inductors 13 and 31 are arranged so that the magnetic flux directions are the same, so that in the band on the higher frequency side than the first frequency band (stop band of the band stop filter 10A) due to the bypass path. The priority passage of high frequency signals can be adjusted with high accuracy.
  • each of the inductors 13 and 31 may be formed of a plurality of plane coil patterns formed in a plurality of layers that form the mounting substrate 40.
  • FIG. 5 is a graph comparing the pass characteristics of the band elimination filters according to the example and the comparative example.
  • the band elimination filter 10A according to the example has the circuit configuration shown in FIG. 2, and the band elimination filter according to the comparative example has the inductors 13 and 31 of the circuit configuration shown in FIG. It has a circuit configuration that is not coupled.
  • Table 1 shows the electrode parameters of the extractor and the inductance value of the inductor according to the embodiment.
  • the parameters of the extractor according to the comparative example are the same as those of the extractor 1A according to the example, except that the inductors 13 and 31 are not inductively coupled.
  • the coupling coefficient between the inductor 13 and the inductor 31 is +0.2.
  • the coupling coefficient between the inductor 13 and the inductor 31 is zero. That is, in the extractor 1A according to the example, the inductor 13 and the inductor 31 are inductively coupled, and in the extractor according to the comparative example, the inductor 13 and the inductor 31 are not inductively coupled.
  • the band elimination filter 10A is a BEF having a stop band in the GPS (registered trademark) (center frequency: 1575.42 MHz) band.
  • the band stop filter according to the embodiment is provided in the stop band.
  • the insertion loss on the higher frequency side than 3 GHz is smaller (improved) in the band elimination filter 10A according to the example than in the band elimination filter according to the comparative example.
  • the (2 times) harmonic of the high frequency signal in the GPS (registered trademark) band generated due to the non-linearity of the band pass filter causes a band (3 GHz) higher than the stop band of the band stop filter.
  • the isolation between the band stop filter and the band pass filter deteriorates. Therefore, the insertion loss in the band higher than the stop band of the band stop filter (the band of 3 GHz or more) is deteriorated.
  • the inductor 13 and the inductor 31 are inductively coupled with the coupling coefficient of 0.2, the inductor 13 and the inductor 31 do not pass through the series arm resonators 101 to 103 and are externally connected.
  • a bypass path is formed through the connection terminal 300, the inductors 31 and 13, and the input / output terminal 310.
  • the bypass path has a pass characteristic that allows the high frequency signal in the band on the higher frequency side of the stop band (first frequency band) of the band stop filter 10A to pass through the inductive coupling.
  • the inductor 13 and the inductor 31 are arranged such that the bypass path allows high-frequency signals in a band higher than the stop band of the band stop filter 10A to pass through the inductive coupling of the inductors 13 and 31.
  • the pass characteristic of the band stop filter 10A the deterioration amount of the insertion loss in the band higher than the stop band can be compensated by the bypass path by the inductive coupling, and the insertion loss in the band higher than the stop band. Can be reduced.
  • FIG. 6A is a graph comparing the pass characteristics when the inductive coupling degrees of the inductors 13 and 31 are changed in the band elimination filter 10A according to the example. More specifically, FIG. 6A shows pass characteristics when the inductive coupling degree (coupling coefficient) of the inductors 13 and 31 is changed from +0.2 to +1.0 in the band elimination filter 10A according to the embodiment. The pass characteristic (coupling coefficient is 0) of the band elimination filter according to the comparative example is shown.
  • the coupling coefficient of the inductors 13 and 31 is increased from 0 to +1.0, the insertion loss in the band higher than the stop band of the band stop filter 10A (the band of 3.0 GHz or higher). Has been improved.
  • the coupling coefficient between the inductor 13 and the inductor 31 is larger than 0 and +1.0 or less.
  • the inductor 13 and the inductor 31 may be inductively coupled.
  • the inductor 31 In order to increase the coupling coefficient of the inductors 13 and 31, (1) decrease the distance between the inductor 13 and the inductor 31, (2) change the magnetic flux direction of the inductor 13 and the magnetic flux direction of the inductor 31 more. Examples thereof include parallelization (the angle formed by the two magnetic flux directions is close to 0 degree), and (3) a configuration in which a conductive member is not arranged between the inductor 13 and the inductor 31.
  • the inductor 31 has a function of matching impedance with an external circuit, and the inductor 13 has a function of optimizing the pass characteristic of the band elimination filter 10A via the series arm resonators 101 to 103. It is desirable not to change the inductance values of the inductors 13 and 31 as a measure for increasing the coupling coefficient while maintaining the function of.
  • FIG. 6B is a graph comparing the pass characteristics when the capacitive coupling degree of the band elimination filter according to the comparative example is changed. More specifically, FIG. 6B shows pass characteristics when the capacitive coupling degree (coupling coefficient) of the inductors 13 and 31 is changed from 0 to ⁇ 1.0 in the band elimination filter according to the comparative example. There is.
  • the coupling coefficient of the inductors 13 and 31 is decreased from 0 to ⁇ 1.0, that is, as the capacitive coupling is increased, the insertion is performed in a band higher than the stop band of the band stop filter. Losses are getting worse. Therefore, it is preferable that the inductor 13 and the inductor 31 are not capacitively coupled.
  • the inductor 13 and the inductor 31 are inductively coupled, not capacitively coupled.
  • the GPS (registered trademark) band is illustrated as the stop band of the band stop filter and the pass band of the band pass filter, but Wi-Fi (registered trademark) (2.4 GHz or 5 GHz band), and Any of Band32 (pass band: 1452-1496 MHz) of LTE (Long Term Evolution) may be used as the stop band and the pass band.
  • Wi-Fi registered trademark
  • Band32 pass band: 1452-1496 MHz
  • LTE Long Term Evolution
  • 5GNR n77 may be included as a band on the higher frequency side than the stop band, or may be a 4G (LTE) communication band.
  • the extractors 1 and 1A described above may have a configuration in which another band pass filter is connected to the input / output terminals 310 and 320 on the opposite side of the common terminal 330.
  • the extractors 1 and 1A described above may have a configuration in which PAs (power amplifiers), LNAs (noise removal amplifiers), etc. are connected to the input / output terminals 310 and 320 on the opposite side of the common terminal 330. Good.
  • the present invention can be widely used for communication devices such as mobile phones using a front-end circuit equipped with an extractor capable of supporting communication in different radio frequency bands and different radio systems, a transmission device, a reception device, and the like.

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Abstract

エクストラクタ（１Ａ）は、外部接続端子（３００）、共通端子（３３０）、入出力端子（３１０および３２０）と、共通端子（３３０）および入出力端子（３１０）に接続され、第１周波数帯域を阻止帯域とする帯域阻止フィルタ（１０Ａ）と、共通端子（３３０）および入出力端子（３２０）に接続され、第１周波数帯域の少なくとも一部と重複する第２周波数帯域を通過帯域とする帯域通過フィルタ（２０Ａ）と、共通端子（３３０）と外部接続端子（３００）とを結ぶ経路に接続されたインダクタ（３１）とを備え、帯域阻止フィルタ（１０Ａ）は、共通端子（３３０）と入出力端子（３１０）とを結ぶ直列腕に配置された直列腕共振子（１０１～１０３）と、直列腕共振子（１０１）と入出力端子（３１０）との間の直列腕に配置されたインダクタ（１３）とを有し、インダクタ（３１）とインダクタ（１３）とは誘導結合している。

Description

エクストラクタ
　本発明は、帯域通過フィルタと帯域阻止フィルタとを有するエクストラクタに関する。
　無線端末機器は、Ｃｅｌｌｕｌｅｒ方式による通信、ならびに、Ｗｉ－Ｆｉ（登録商標）およびＧＰＳ（登録商標）による通信など、異なる無線周波数帯域および異なる無線方式による通信に対して１つのアンテナで対応することが要求される。この要求に応える１つの方法として、無線端末機器のアンテナに、１つの無線搬送周波数を有する高周波信号を通過させる帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）と、当該無線搬送周波数を有する高周波信号を通過させず他の無線搬送周波数を有する高周波信号を通過させる帯域阻止フィルタ（ＢＥＦ）とを組み合わせたエクストラクタが接続される場合がある。
　特許文献１では、帯域阻止フィルタおよび帯域通過フィルタが共通のアンテナ端子に接続された構成を有するエクストラクタが開示されている。
国際公開第２０１８／１６８５０３号
　しかしながら、帯域通過フィルタと帯域阻止フィルタとを組み合わせたエクストラクタにおいて、帯域通過フィルタを通過する高周波信号の高調波によって、帯域阻止フィルタの阻止帯域よりも高周波側の帯域において、帯域通過フィルタと帯域阻止フィルタとのアイソレーションが悪化する。このため、上記阻止帯域よりも高周波側の帯域における帯域阻止フィルタの挿入損失が劣化するという問題がある。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、帯域阻止フィルタの挿入損失が低減されたエクストラクタを提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るエクストラクタは、外部接続端子、共通端子、第１入出力端子、および第２入出力端子と、前記共通端子と前記第１入出力端子との間に接続され、第１周波数帯域を阻止帯域とする帯域阻止フィルタと、前記共通端子と前記第２入出力端子との間に接続され、前記第１周波数帯域の少なくとも一部と重複する第２周波数帯域を通過帯域とする帯域通過フィルタと、前記共通端子と前記外部接続端子とを結ぶ経路に直列または並列に接続された第１インダクタと、を備え、前記帯域阻止フィルタは、弾性波共振子で構成され、前記共通端子と前記第１入出力端子とを結ぶ直列腕に配置された１以上の直列腕共振子と、前記１以上の直列腕共振子のうち最も前記共通端子側に配置された直列腕共振子と前記第１入出力端子との間の前記直列腕に配置された第２インダクタと、を有し、前記第１インダクタと前記第２インダクタとは、誘導結合している。
　本発明によれば、帯域阻止フィルタの挿入損失が低減されたエクストラクタを提供することが可能となる。
図１は、実施の形態に係るエクストラクタおよびアンテナのブロック構成図である。 図２は、実施例に係るエクストラクタの回路構成図である。 図３Ａは、実施例に係る弾性波共振子の一例を模式的に表す平面図および断面図である。 図３Ｂは、弾性波共振子の変形例を模式的に表す断面図である。 図４は、実施例に係るエクストラクタの外観斜視図およびエクストラクタが有するインダクタの配置構成の一例を示す基板平面図である。 図５は、実施例および比較例に係る帯域阻止フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図６Ａは、実施例に係る帯域阻止フィルタの誘導結合度を変化させた場合の通過特性を比較したグラフである。 図６Ｂは、帯域阻止フィルタの容量結合度を変化させた場合の通過特性を比較したグラフである。
　以下、本発明の実施の形態について、必要に応じて図面を参照しながら、実施例、変形例を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施例および変形例は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施例および変形例で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施例および変形例における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
　なお、以下の実施例および変形例において、基板上に実装されたＡ、ＢおよびＣにおいて、「当該基板（または当該基板の主面）を平面視した場合に、ＡとＢとの間にＣが配置されていない」とは、当該基板を平面視した場合、Ａの外周を構成する辺のうちＢと最近接する外辺の任意の点と、Ｂの外周を構成する辺のうちＡと最近接する外辺の任意の点とを結ぶ線に、当該基板を平面視した場合に投影されるＣの領域が重複していないことを指すものと定義される。
　（実施の形態）
　［１．エクストラクタの構成］
　図１は、実施の形態に係るエクストラクタ１およびアンテナ２のブロック構成図である。同図に示すように、エクストラクタ１は、外部接続端子３００と、共通端子３３０と、入出力端子３１０および３２０と、帯域阻止フィルタ１０と、帯域通過フィルタ２０と、インダクタ３１と、を備える。
　帯域阻止フィルタ１０は、共通端子３３０と入出力端子３１０（第１入出力端子）との間に接続され、第１周波数帯域を阻止帯域とするフィルタ（ＢＥＦ：Ｂａｎｄ　Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ　Ｆｉｌｔｅｒ）である。
　帯域通過フィルタ２０は、共通端子３３０と入出力端子３２０（第２入出力端子）との間に接続され、第１周波数帯域の少なくとも一部と重複する第２周波数帯域を通過帯域とするフィルタ（ＢＰＦ：Ｂａｎｄ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ）である。
　インダクタ３１は、共通端子３３０と外部接続端子３００とを結ぶ経路に接続された第１インダクタである。本実施の形態では、インダクタ３１は、一端が共通端子３３０に接続され、他端が外部接続端子３００に接続されている。つまり、インダクタ３１は、上記経路に直列配置されている。なお、上記経路に接続される第１インダクタは、一端が当該経路上のノードに接続され、他端がグランドに接続されていてもよい。
　つまり、帯域阻止フィルタ１０および帯域通過フィルタ２０は、共通端子３３０およびインダクタ３１を介して外部接続端子３００に接続されている。
　外部接続端子３００は、外部機器とエクストラクタ１とを接続するための端子であり、エクストラクタ１は、図１に示すように、例えばアンテナ２に接続される。
　上記構成により、エクストラクタ１は、例えば、Ｃｅｌｌｕｌｅｒ方式による高周波信号、ならびに、Ｗｉ－Ｆｉ（登録商標）およびＧＰＳ（登録商標）による高周波信号を、高品質でアンテナ２へ伝送する。また、アンテナ２から受信した上記高周波信号を、フィルタおよび増幅回路などを介してＲＦ信号処理回路（図示せず）へ高品質で伝送する。第１周波数帯域および第２周波数帯域は、例えば、Ｗｉ－Ｆｉ（登録商標）による通信に用いられる狭帯域幅を有する周波数帯域であり、また、ＧＰＳ（登録商標）による通信に用いられる狭帯域幅を有する周波数帯域である。また、第１周波数帯域および第２周波数帯域を除く周波数帯域には、例えば、Ｃｅｌｌｕｌｅｒ方式による通信に用いられる広帯域幅を有する周波数帯域が含まれる。
　［２．帯域阻止フィルタおよび帯域通過フィルタの回路構成］
　図２は、実施例に係るエクストラクタ１Ａの回路構成図である。同図に示すように、エクストラクタ１Ａは、外部接続端子３００と、共通端子３３０と、入出力端子３１０および３２０と、帯域阻止フィルタ１０Ａと、帯域通過フィルタ２０Ａと、インダクタ３１と、を備える。実施例に係るエクストラクタ１Ａは、実施の形態に係るエクストラクタ１の一具体例である。
　帯域阻止フィルタ１０Ａは、実施の形態に係る帯域阻止フィルタ１０の一具体例であり、直列腕共振子１０１、１０２および１０３と、インダクタ１１、１２および１３と、を備える。
　直列腕共振子１０１～１０３は、共通端子３３０と入出力端子３１０とを結ぶ直列腕に直列配置され、各々が弾性波共振子で構成されている。なお、帯域阻止フィルタ１０Ａにおける直列腕共振子の数は、３つに限定されず、１以上であればよい。
　インダクタ１３は、直列腕共振子１０１～１０３と入出力端子３１０とを結ぶ直列腕に配置された第２インダクタである。本実施の形態では、インダクタ１３は、直列腕共振子１０３と入出力端子３１０との間の直列腕に配置され、入出力端子３１０に他の素子を介さず接続されている。なお、上記直列腕に配置されたインダクタ１３（第２インダクタ）は、入出力端子３１０に接続されていなくてもよく、例えば、直列腕共振子１０１と１０２との間の直列腕に配置されていてもよく、また、直列腕共振子１０２と１０３との間の直列腕に配置されていてもよい。つまり、インダクタ１３は、直列腕共振子１０１～１０３のうち最も共通端子３３０側に配置された直列腕共振子１０１と入出力端子３１０との間の直列腕に配置されている。
　帯域阻止フィルタ１０Ａは、直列腕上のノードとグランドとを結ぶ並列腕に配置された第３インダクタを有す。インダクタ１１は、直列腕共振子１０１と１０２とを結ぶ直列腕上のノードとグランドとを結ぶ並列腕に配置された第３インダクタである。インダクタ１２は、直列腕共振子１０２と１０３とを結ぶ直列腕上のノードとグランドとを結ぶ並列腕に配置された第３インダクタである。
　帯域阻止フィルタ１０Ａの上記構成によれば、直列腕経路に弾性波共振子で構成された直列腕共振子１０１～１０３が配置されているので、急峻度の高い阻止帯域および低損失な通過帯域を有する帯域阻止フィルタを実現できる。また、並列腕経路にインダクタ１１および１２が配置されているので、広帯域の通過帯域を有する帯域阻止フィルタを実現できる。なお、インダクタ１１および１２は、なくてもよく、または、キャパシタなどの他の種類の受動素子に置き換えてもよい。
　帯域通過フィルタ２０Ａは、実施の形態に係る帯域通過フィルタ２０の一具体例であり、直列腕共振子２０１、２０２、２０３および２０４と、並列腕共振子２５１、２５２、２５３および２５４と、インダクタ２１と、を備える。
　直列腕共振子２０１～２０４は、共通端子３３０と入出力端子３２０とを結ぶ直列腕に配置され、各々が弾性波共振子で構成されている。
　並列腕共振子２５１～２５４は、それぞれ、直列腕上の異なるノードとグランドとを結ぶ並列腕に配置され、弾性波共振子で構成されている。
　インダクタ２１は、並列腕共振子２５１～２５４とグランドとを結ぶ経路に配置された第４インダクタである。
　帯域通過フィルタ２０Ａの上記構成によれば、直列腕経路に弾性波共振子で構成された直列腕共振子２０１～２０４が配置され、並列腕経路に弾性波共振子で構成された並列腕共振子２５１～２５４が配置されているので、低損失な通過帯域および通過帯域から減衰帯域における遷移帯域の急峻性を有するラダー型の弾性波フィルタを実現できる。また、並列腕経路にインダクタ２１が配置されているので、減衰帯域における減衰極の周波数および減衰量を調整して最適化できる。
　なお、帯域通過フィルタ２０Ａにおける直列腕共振子の数は、４つに限定されず、１以上であればよい。また、並列腕に配置されたインダクタの数は、４つに限定されず、１以上であればよい。また、並列腕共振子とグランドとの間に接続されるインダクタの数は任意であり、さらにはなくてもよい。
　また、帯域阻止フィルタ１０Ａおよび帯域通過フィルタ２０Ａを構成する各弾性波共振子は、弾性表面波共振子、および、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた弾性波共振子のいずれかであってもよい。なお、弾性表面波には、例えば、表面波、ラブ波、リーキー波、レイリー波、境界波、漏れＳＡＷ、疑似ＳＡＷ、板波も含まれる。
　これにより、より低損失、かつ、より高い急峻度を有する帯域阻止フィルタ１０Ａおよび帯域通過フィルタ２０Ａを実現できる。
　なお、帯域通過フィルタ２０Ａは、弾性波共振子で構成されていなくてもよく、ＬＣ共振フィルタ、および誘電体フィルタの他、ＬＣフィルタなどであってもよく、フィルタ構造は任意である。
　ここで、インダクタ３１とインダクタ１３とは、誘導結合している。
　共通端子に帯域阻止フィルタと帯域通過フィルタとが接続された従来のエクストラクタにおいては、帯域通過フィルタの非線形性により発生する高調波により、帯域阻止フィルタの阻止帯域よりも高周波側における帯域阻止フィルタと帯域通過フィルタとのアイソレーションが悪化する。このため、帯域阻止フィルタの阻止帯域よりも高周波側の帯域における挿入損失が悪化する。
　これに対して、本実施例に係るエクストラクタ１Ａの上記構成によれば、インダクタ３１とインダクタ１３とが誘導結合していることにより、直列腕共振子１０１～１０３を経由せずに、外部接続端子３００、インダクタ３１および１３、ならびに入出力端子３１０を経由するバイパス経路において、上記阻止帯域よりも高周波側の帯域における高周波信号を優先的に通過させることが可能となる。よって、帯域阻止フィルタ１０Ａの通過特性において、上記阻止帯域よりも高周波側の帯域における挿入損失の劣化分を、上記誘導結合によるバイパス経路により補償できる。つまり、上記阻止帯域よりも高周波側の帯域の挿入損失を低減できる。
　なお、本実施の形態では、インダクタ１３は、入出力端子３１０に接続されている。
　これにより、帯域阻止フィルタ１０Ａが有する全ての直列腕共振子１０１～１０３を経由せずに、外部接続端子３００、インダクタ３１および１３、ならびに入出力端子３１０のみを経由するバイパス経路において、上記阻止帯域よりも高周波側の帯域における高周波信号を優先的に通過させる（振幅および位相を調整する）自由度が向上する。よって、帯域阻止フィルタ１０Ａの通過特性において、上記阻止帯域よりも高周波側の帯域における挿入損失の劣化分を、上記誘導結合によるバイパス経路により、最適に補償できる。
　また、本実施の形態に係るエクストラクタ１（実施例に係るエクストラクタ１Ａ）では、インダクタ３１は、外部接続端子３００に接続される外部回路（例えばアンテナ２）のインピーダンスと、帯域阻止フィルタ１０および帯域通過フィルタ２０の合成インピーダンスとを整合させるためのインピーダンス素子である。
　これにより、外部回路とのインピーダンス整合をとるためのインダクタ３１を用いて上記バイパス経路を構成するので、帯域阻止フィルタ１０（帯域阻止フィルタ１０Ａ）以外に上記バイパス経路を形成するための回路素子を追加する必要がない。よって、エクストラクタ１（エクストラクタ１Ａ）を小型化しつつ、帯域阻止フィルタ１０（帯域阻止フィルタ１０Ａ）の上記阻止帯域よりも高周波側の帯域の挿入損失を低減できる。
　以下、実施例に係るエクストラクタ１Ａが、従来のエクストラクタと比較して、帯域阻止フィルタ１０Ａの挿入損失を低減できる原理および作用について、詳細に説明する。
　［３．弾性波共振子の構造］
　図３Ａは、実施例に係る弾性波共振子の一例を模式的に表す概略図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）および（ｃ）は、（ａ）に示した一点鎖線における断面図である。図３Ａには、帯域阻止フィルタ１０Ａを構成する直列腕共振子１０１～１０３、ならびに、帯域通過フィルタ２０Ａを構成する直列腕共振子２０１～２０４および並列腕共振子２５１～２５４の基本構造を有する弾性波共振子１００が例示されている。なお、図３Ａに示された弾性波共振子１００は、弾性波共振子の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数および長さなどは、これに限定されない。
　弾性波共振子１００は、圧電性を有する基板５と、櫛形電極１００ａおよび１００ｂとで構成されている。
　図３Ａの（ａ）に示すように、基板５の上には、互いに対向する一対の櫛形電極１００ａおよび１００ｂが形成されている。櫛形電極１００ａは、互いに平行な複数の電極指１５０ａと、複数の電極指１５０ａを接続するバスバー電極１６０ａとで構成されている。また、櫛形電極１００ｂは、互いに平行な複数の電極指１５０ｂと、複数の電極指１５０ｂを接続するバスバー電極１６０ｂとで構成されている。複数の電極指１５０ａおよび１５０ｂは、弾性波伝搬方向（Ｘ軸方向）と直交する方向に沿って形成されている。
　また、複数の電極指１５０ａおよび１５０ｂ、ならびに、バスバー電極１６０ａおよび１６０ｂで構成されるＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極５４は、図３Ａの（ｂ）に示すように、密着層５４１と主電極層５４２との積層構造となっている。
　密着層５４１は、基板５と主電極層５４２との密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層５４１の膜厚は、例えば、１２ｎｍである。
　主電極層５４２は、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層５４２の膜厚は、例えば１６２ｎｍである。
　保護層５５は、櫛形電極１００ａおよび１００ｂを覆うように形成されている。保護層５５は、主電極層５４２を外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、および、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする誘電体膜である。保護層５５の厚さは、例えば２５ｎｍである。
　なお、密着層５４１、主電極層５４２および保護層５５を構成する材料は、上述した材料に限定されない。さらに、ＩＤＴ電極５４は、上記積層構造でなくてもよい。ＩＤＴ電極５４は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属または合金から構成されてもよく、また、上記の金属または合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層５５は、形成されていなくてもよい。
　次に、基板５の積層構造について説明する。
　図３Ａの（ｃ）に示すように、基板５は、高音速支持基板５１と、低音速膜５２と、圧電膜５３とを備え、高音速支持基板５１、低音速膜５２および圧電膜５３がこの順で積層された構造を有している。
　圧電膜５３は、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸から５０°回転した軸を法線とする面で切断したリチウムタンタレート単結晶、またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。圧電膜５３は、例えば、厚みが６００ｎｍである。なお、圧電膜５３として使用される圧電単結晶の材料およびカット角は、各フィルタの要求仕様により適宜選択される。
　高音速支持基板５１は、低音速膜５２、圧電膜５３ならびにＩＤＴ電極５４を支持する基板である。高音速支持基板５１は、さらに、圧電膜５３を伝搬する表面波および境界波などの弾性波よりも、高音速支持基板５１中のバルク波の音速が高速となる基板であり、弾性表面波を圧電膜５３および低音速膜５２が積層されている部分に閉じ込め、低音速膜５２と高音速支持基板５１の界面より下方に漏れないように機能する。高音速支持基板５１は、例えば、シリコン基板であり、厚みは、例えば２００μｍである。
　低音速膜５２は、圧電膜５３を伝搬するバルク波よりも、低音速膜５２中のバルク波の音速が低速となる膜であり、圧電膜５３と高音速支持基板５１との間に配置される。この構造と、弾性波が本質的に低音速な媒質にエネルギーが集中するという性質とにより、弾性表面波エネルギーのＩＤＴ電極外への漏れが抑制される。低音速膜５２は、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜であり、厚みは、例えば６７０ｎｍである。
　なお、基板５の上記積層構造によれば、圧電基板を単層で使用している従来の構造と比較して、共振周波数および反共振周波数におけるＱ値を大幅に高めることが可能となる。すなわち、Ｑ値が高い弾性波共振子を構成し得るので、当該弾性波共振子を用いて、挿入損失が小さいフィルタを構成することが可能となる。
　なお、高音速支持基板５１は、支持基板と、圧電膜５３を伝搬する表面波および境界波などの弾性波よりも、伝搬するバルク波の音速が高速となる高音速膜とが積層された構造を有していてもよい。この場合、支持基板は、リチウムタンタレート、リチウムニオベイト、水晶等の圧電体、サファイア、アルミナ、マグネシア、窒化ケイ素、窒化アルミニウム、炭化ケイ素、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、フォルステライト等の各種セラミック、ガラス等の誘電体またはシリコン、窒化ガリウム等の半導体および樹脂基板等を用いることができる。また、高音速膜は、窒化アルミニウム、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、酸窒化ケイ素、ＤＬＣ膜またはダイヤモンド、上記材料を主成分とする媒質、上記材料の混合物を主成分とする媒質等、様々な高音速材料を用いることができる。
　また、図３Ｂは、弾性波共振子の変形例を模式的に表す断面図である。図３Ａに示した弾性波共振子１００では、ＩＤＴ電極５４が、圧電膜５３を有する基板５上に形成された例を示したが、当該ＩＤＴ電極５４が形成される基板は、図３Ｂに示すように、圧電体層の単層からなる圧電単結晶基板５７であってもよい。圧電単結晶基板５７は、例えば、ＬｉＮｂＯ３の圧電単結晶で構成されている。本変形例に係る弾性波共振子１００は、ＬｉＮｂＯ３の圧電単結晶基板５７と、ＩＤＴ電極５４と、圧電単結晶基板５７上およびＩＤＴ電極５４上に形成された保護層５５と、で構成されている。
　上述した圧電膜５３および圧電単結晶基板５７は、弾性波フィルタ装置の要求通過特性などに応じて、適宜、積層構造、材料、カット角、および、厚みを変更してもよい。上述したカット角以外のカット角を有するＬｉＴａＯ３圧電基板などを用いた弾性波共振子１００であっても、上述した圧電膜５３を用いた弾性波共振子１００と同様の効果を奏することができる。
　また、ＩＤＴ電極５４が形成される基板は、支持基板と、エネルギー閉じ込め層と、圧電膜がこの順で積層された構造を有していてもよい。圧電膜上にＩＤＴ電極５４が形成される。圧電膜は、例えば、ＬｉＴａＯ３圧電単結晶または圧電セラミックスが用いられる。支持基板は、圧電膜、エネルギー閉じ込め層、およびＩＤＴ電極５４を支持する基板である。
　エネルギー閉じ込め層は１層または複数の層からなり、その少なくとも１つの層を伝搬する弾性バルク波の音速は、圧電膜近傍を伝搬する弾性波の音速よりも高速である。例えば、低音速層と、高音速層との積層構造となっていてもよい。低音速層は、圧電膜を伝搬するバルク波の音速よりも、低音速層中のバルク波の音速が低速となる膜である。高音速層は、圧電膜を伝搬する弾性波の音速よりも、高音速層中のバルク波の音速が高速となる膜である。なお、支持基板を高音速層としてもよい。
　また、エネルギー閉じ込め層は、音響インピーダンスが相対的に低い低音響インピーダンス層と、音響インピーダンスが相対的に高い高音響インピーダンス層とが、交互に積層された構成を有する音響インピーダンス層であってもよい。
　ここで、弾性波共振子１００を構成するＩＤＴ電極の電極パラメータの一例について説明する。
　弾性波共振子の波長とは、図３Ａの（ｂ）に示すＩＤＴ電極５４を構成する複数の電極指１５０ａまたは１５０ｂの繰り返し周期である波長λで規定される。また、電極ピッチは、波長λの１／２であり、櫛形電極１００ａおよび１００ｂを構成する電極指１５０ａおよび１５０ｂのライン幅をＷとし、隣り合う電極指１５０ａと電極指１５０ｂとの間のスペース幅をＳとした場合、（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、一対の櫛形電極１００ａおよび１００ｂの交叉幅Ｌは、図３Ａの（ａ）に示すように、電極指１５０ａと電極指１５０ｂとの弾性波伝搬方向（Ｘ軸方向）から見た場合の重複する電極指の長さである。また、各弾性波共振子の電極デューティーは、複数の電極指１５０ａおよび１５０ｂのライン幅占有率であり、複数の電極指１５０ａおよび１５０ｂのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合であり、Ｗ／（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、隣り合う電極指１５０ａと電極指１５０ｂを一対とすると、ＩＤＴ電極５４の対数Ｎは、複数の電極指１５０ａの本数および複数の電極指１５０ｂの本数の平均である。
　また、櫛形電極１００ａおよび１００ｂの高さをｈとしている。以降では、波長λ、交叉幅Ｌ、電極デューティー、ＩＤＴ対数、ＩＤＴ電極５４の高さｈ等、弾性波共振子のＩＤＴ電極の形状に関するパラメータを、電極パラメータという。
　［４．誘導結合するインダクタの配置構成］
　図４は、実施例に係るエクストラクタ１Ａの外観斜視図およびインダクタの配置構成の一例を示す平面図である。図４の（ａ）には、エクストラクタ１Ａの外観斜視図が示されており、図４の（ｂ）には、エクストラクタ１Ａを構成する基板に内蔵されたインダクタの配置構成が示されている。
　図４の（ａ）に示すように、エクストラクタ１Ａは、実装基板４０と、圧電性を有する基板６０Ａおよび６０Ｂと、を有している。実装基板４０は、複数の層が積層された多層基板であり、例えば、セラミックス多層基板およびＰＣＢ基板などが挙げられる。
　帯域阻止フィルタ１０Ａおよび帯域通過フィルタ２０Ａは、例えば、弾性表面波共振子で構成されている。基板６０Ａ上には、帯域阻止フィルタ１０Ａの直列腕共振子１０１～１０３を構成するＩＤＴ電極が形成されている。基板６０Ｂ上には、帯域通過フィルタ２０Ａの直列腕共振子２０１～２０４および並列腕共振子２５１～２５４を構成するＩＤＴ電極が形成されている。実装基板４０には、インダクタ１１～１３、２１、および３１が形成されている。
　基板６０Ａおよび６０Ｂは、実装基板４０上に実装されており、基板６０Ａおよび６０Ｂ上のＩＤＴ電極と実装基板４０のインダクタとは、実装基板４０上に配置された接続電極を介して電気的に接続されている。なお、基板６０Ａおよび６０Ｂは、１枚の基板であってもよい。つまり、帯域阻止フィルタ１０Ａの直列腕共振子１０１～１０３を構成するＩＤＴ電極、ならびに、帯域通過フィルタ２０Ａの直列腕共振子２０１～２０４および並列腕共振子２５１～２５４を構成するＩＤＴ電極が、１枚の基板上に形成されていてもよい。
　また、帯域阻止フィルタ１０Ａおよび帯域通過フィルタ２０Ａは、実装基板４０に内蔵されていてもよく、また、各フィルタの一部が実装基板４０に内蔵され、他部が実装基板４０上に実装されていてもよい。
　図４の（ｂ）には、実装基板４０を構成する複数の層のうちの一層である層４０ａに形成された平面配線パターンが示されている。インダクタ１３および３１は、それぞれ、層４０ａに形成された平面コイルパターンで構成されている。
　図４の（ｂ）に示すように、層４０ａを平面視した場合、インダクタ１３の平面コイルパターンおよびインダクタ３１の平面コイルパターンにおいて、電流の流れは、ともに時計周りとなっており、磁束方向が同じとなっている。なお、本実施の形態において、２つの磁束方向が同じであるとは、当該２つの磁束方向ベクトルのなす角度が０度以上かつ４５度以下であると定義される。
　これにより、インダクタ１３とインダクタ３１とは、磁束方向が同じであることから誘導結合（磁界結合）し、かつ、当該誘導結合度の調整幅を大きく確保できるので、エクストラクタ１Ａを小型化しつつ、上記バイパス経路により第１周波数帯域（帯域阻止フィルタ１０Ａの阻止帯域）よりも高周波側の帯域における高周波信号の優先通過を高精度に調整することが可能となる。
　さらに、インダクタ１３を構成する平面コイルパターンの巻回軸方向とインダクタ３１を構成する平面コイルパターンの巻回軸方向とは、同じである。なお、本実施の形態において、２つの巻回軸方向が同じであるとは、当該２つの巻回軸のなす角度が０度以上かつ４５度以下であると定義される。
　また、図４の（ｂ）に示すように、インダクタ１３とインダクタ３１との間には、導電部材が配置されていない。これにより、インダクタ１３とインダクタ３１との誘導結合度を高く確保することが可能となる。ただし、インダクタ１３とインダクタ３１との間に、導電部材が配置されていてもよい。
　なお、インダクタ１３および３１は、実装基板４０の平面コイルパターンで構成されていなくてもよく、実装基板４０上に実装されたチップ状のインダクタであってもよい。この実装構成においても、インダクタ１３および３１の磁束方向が同じであるように配置されることで、上記バイパス経路により、第１周波数帯域（帯域阻止フィルタ１０Ａの阻止帯域）よりも高周波側の帯域における高周波信号の優先通過を高精度に調整できる。
　さらに、インダクタ１３および３１のそれぞれは、実装基板４０を構成する複数の層に形成された複数の平面コイルパターンで構成されていてもよい。
　［５．実施例および比較例に係るエクストラクタの比較］
　図５は、実施例および比較例に係る帯域阻止フィルタの通過特性を比較したグラフである。実施例に係る帯域阻止フィルタ１０Ａは、図２に示された回路構成を有しており、比較例に係る帯域阻止フィルタは、図２に示された回路構成のうちインダクタ１３と３１とが誘導結合していない回路構成を有している。
　表１に、実施例に係るエクストラクタの電極パラメータおよびインダクタのインダクタンス値を示す。なお、比較例に係るエクストラクタの各パラメータは、インダクタ１３および３１が誘導結合していないことを除いて、実施例に係るエクストラクタ１Ａと同じである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　また、表１には示されていないが、実施例に係るエクストラクタ１Ａにおいて、インダクタ１３とインダクタ３１との結合係数は、＋０．２である。一方、比較例に係るエクストラクタにおいて、インダクタ１３とインダクタ３１との結合係数は、０である。つまり、実施例に係るエクストラクタ１Ａにおいて、インダクタ１３とインダクタ３１とは誘導結合しており、比較例に係るエクストラクタにおいて、インダクタ１３とインダクタ３１とは誘導結合していない。
　図５に示すように、帯域阻止フィルタ１０Ａは、ＧＰＳ（登録商標）（中心周波数：１５７５．４２ＭＨｚ）帯域を阻止帯域とするＢＥＦである。図５に示された帯域阻止フィルタの通過特性では、阻止帯域、当該阻止帯域よりも低周波側の通過帯域、および当該阻止帯域近傍の高周波側の通過帯域においては、実施例に係る帯域阻止フィルタ１０Ａと比較例に係る帯域阻止フィルタとの間で挿入損失の有意的な差異は見られない。これに対して、３ＧＨｚより高周波側の挿入損失は、実施例に係る帯域阻止フィルタ１０Ａのほうが、比較例に係る帯域阻止フィルタよりも小さくなって（改善されて）いる。
　比較例に係るエクストラクタにおいては、帯域通過フィルタの非線形性により発生するＧＰＳ（登録商標）帯域の高周波信号の（２倍）高調波により、帯域阻止フィルタの阻止帯域よりも高周波側の帯域（３ＧＨｚ以上の帯域）において、帯域阻止フィルタと帯域通過フィルタとのアイソレーションが悪化する。このため、帯域阻止フィルタの阻止帯域よりも高周波側の帯域（３ＧＨｚ以上の帯域）における挿入損失が悪化する。
　これに対して、実施例に係るエクストラクタ１Ａでは、インダクタ１３とインダクタ３１とが、結合係数０．２で誘導結合していることにより、直列腕共振子１０１～１０３を経由せずに、外部接続端子３００、インダクタ３１および１３、ならびに入出力端子３１０を経由するバイパス経路が形成される。このバイパス経路は、上記誘導結合により、帯域阻止フィルタ１０Ａの阻止帯域（第１周波数帯域）よりも高周波側の帯域の高周波信号を通過させるような通過特性を有している。
　つまり、インダクタ１３とインダクタ３１とは、上記バイパス経路が、インダクタ１３および３１の誘導結合により帯域阻止フィルタ１０Ａの阻止帯域よりも高周波側の帯域の高周波信号を通過させるよう、配置されている。
　これにより、上記バイパス経路において、上記阻止帯域の高周波信号を通過させずに、上記阻止帯域よりも高周波側の帯域における高周波信号を優先的に通過させることが可能となる。よって、帯域阻止フィルタ１０Ａの通過特性における、上記阻止帯域よりも高周波側の帯域における挿入損失の劣化分を、上記誘導結合によるバイパス経路により補償でき、上記阻止帯域よりも高周波側の帯域の挿入損失を低減できる。
　図６Ａは、実施例に係る帯域阻止フィルタ１０Ａにおいて、インダクタ１３および３１の誘導結合度を変化させた場合の通過特性を比較したグラフである。より具体的には、図６Ａには、実施例に係る帯域阻止フィルタ１０Ａにおいてインダクタ１３および３１の誘導結合度（結合係数）を＋０．２～＋１．０まで変化させた場合の通過特性と、比較例に係る帯域阻止フィルタの通過特性（結合係数が０）とが示されている。
　図６Ａに示すように、インダクタ１３および３１の結合係数を０から＋１．０へと増加させるにつれ、帯域阻止フィルタ１０Ａの阻止帯域よりも高周波側の帯域（３．０ＧＨｚ以上の帯域）における挿入損失が改善されている。
　これにより、インダクタ１３とインダクタ３１との結合係数は、０より大きく、かつ、＋１．０以下であることが望ましい。言い換えれば、インダクタ１３とインダクタ３１とは、誘導結合していればよい。
　なお、インダクタ１３および３１の結合係数をより大きくする構成としては、（１）インダクタ１３とインダクタ３１との距離を小さくする、（２）インダクタ１３の磁束方向とインダクタ３１の磁束方向とを、より平行にする（２つの磁束方向のなす角度を０度に近づける）、（３）インダクタ１３とインダクタ３１との間に、導電部材が配置されていない構成とする、などが挙げられる。なお、インダクタ３１は、外部回路とのインピーダンス整合をとる機能を有し、インダクタ１３は、帯域阻止フィルタ１０Ａの直列腕共振子１０１～１０３を経由した通過特性を最適化する機能を有するため、これらの機能は維持したままで上記結合係数を大きくする方策として、インダクタ１３および３１のインダクタンス値を変化させないことが望ましい。
　図６Ｂは、比較例に係る帯域阻止フィルタの容量結合度を変化させた場合の通過特性を比較したグラフである。より具体的には、図６Ｂには、比較例に係る帯域阻止フィルタにおいてインダクタ１３および３１の容量結合度（結合係数）を０～－１．０まで変化させた場合の通過特性が示されている。
　図６Ｂに示すように、インダクタ１３および３１の結合係数を０から－１．０へと減少させるにつれ、つまり、容量結合が大きくなるにつれ、帯域阻止フィルタの阻止帯域よりも高周波側の帯域における挿入損失が悪化している。これにより、インダクタ１３とインダクタ３１とは、容量結合していないほうが望ましい。
　つまり、本実施例に係るエクストラクタ１Ａにおいて、インダクタ１３とインダクタ３１とは、容量結合せず、誘導結合している。
　（その他の変形例など）
　以上、本発明の実施の形態および実施例に係るエクストラクタについて説明したが、本発明は、上記実施の形態および実施例には限定されない。例えば、上記実施の形態および実施例に次のような変形を施した態様も、本発明に含まれ得る。
　例えば、上記実施例では、帯域阻止フィルタの阻止帯域および帯域通過フィルタの通過帯域としてＧＰＳ（登録商標）帯域を例示したが、Ｗｉ－Ｆｉ（登録商標）（２．４ＧＨｚまたは５ＧＨｚ帯）、および、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）のＢａｎｄ３２（通過帯域：１４５２－１４９６ＭＨｚ）のいずれかを、上記阻止帯域および上記通過帯域としてもよい。
　また、上記実施例において、上記阻止帯域よりも高周波側の帯域として、５ＧＮＲのｎ７７を含んでもよく、または、４Ｇ（ＬＴＥ）の通信バンドであってもよい。
　また、上述したエクストラクタ１および１Ａは、共通端子３３０と反対側の入出力端子３１０および３２０に、他の帯域通過フィルタが接続された構成を有していてもよい。また、上述したエクストラクタ１および１Ａは、共通端子３３０と反対側の入出力端子３１０および３２０に、ＰＡ（パワーアンプ）、ＬＮＡ（ノイズ除去アンプ）等が接続された構成を有していてもよい。
　また、本実施の形態に係るエクストラクタ１および本実施例に係るエクストラクタ１Ａにおいて、図面に開示された各回路素子および信号経路を接続する経路の間に、別の回路素子および配線などが挿入されていてもよい。
　本発明は、異なる無線周波数帯域および異なる無線方式による通信に対応することができるエクストラクタを備えるフロントエンド回路、送信装置および受信装置等を用いた、携帯電話等の通信機器に広く利用できる。
　１、１Ａ　　エクストラクタ
　２　　アンテナ
　５、６０Ａ、６０Ｂ　　基板
　１０、１０Ａ　　帯域阻止フィルタ
　１１、１２、１３、２１、３１　　インダクタ
　２０、２０Ａ　　帯域通過フィルタ
　４０　　実装基板
　４０ａ　　層
　５１　　高音速支持基板
　５２　　低音速膜
　５３　　圧電膜
　５４　　ＩＤＴ電極
　５５　　保護層
　５７　　圧電単結晶基板
　１００　　弾性波共振子
　１００ａ、１００ｂ　　櫛形電極
　１０１、１０２、１０３、２０１、２０２、２０３、２０４　　直列腕共振子
　１５０ａ、１５０ｂ　　電極指
　１６０ａ、１６０ｂ　　バスバー電極
　２５１、２５２、２５３、２５４　　並列腕共振子
　３００　　外部接続端子
　３３０　　共通端子
　３１０、３２０　　入出力端子
　５４１　　密着層
　５４２　　主電極層

Claims (10)

  1. 　外部接続端子、共通端子、第１入出力端子、および第２入出力端子と、
    　前記共通端子と前記第１入出力端子との間に接続され、第１周波数帯域を阻止帯域とする帯域阻止フィルタと、
    　前記共通端子と前記第２入出力端子との間に接続され、前記第１周波数帯域の少なくとも一部と重複する第２周波数帯域を通過帯域とする帯域通過フィルタと、
    　前記共通端子と前記外部接続端子とを結ぶ経路に直列または並列に接続された第１インダクタと、を備え、
    　前記帯域阻止フィルタは、
    　弾性波共振子で構成され、前記共通端子と前記第１入出力端子とを結ぶ直列腕に配置された１以上の直列腕共振子と、
    　前記１以上の直列腕共振子のうち最も前記共通端子側に配置された直列腕共振子と前記第１入出力端子との間の前記直列腕に配置された第２インダクタと、を有し、
    　前記第１インダクタと前記第２インダクタとは、誘導結合している、
    　エクストラクタ。
  2. 　前記第２インダクタは、前記第１入出力端子に他の素子を介さず接続されている、
    　請求項１に記載のエクストラクタ。
  3. 　前記第１インダクタは、前記外部接続端子に接続される外部機器のインピーダンスと、前記帯域阻止フィルタおよび前記帯域通過フィルタの合成インピーダンスとを整合させるためのインピーダンス素子である、
    　請求項１または２に記載のエクストラクタ。
  4. 　前記帯域阻止フィルタは、前記直列腕上のノードとグランドとを結ぶ並列腕に配置された第３インダクタを有する、
    　請求項１～３のいずれか１項に記載のエクストラクタ。
  5. 　前記第１インダクタの磁束方向と前記第２インダクタの磁束方向とは、同じである、
    　請求項１～４のいずれか１項に記載のエクストラクタ。
  6. 　前記エクストラクタは、
    　前記帯域阻止フィルタおよび前記帯域通過フィルタの内蔵および実装の少なくとも一方が実施された実装基板を備え、
    　前記第１インダクタおよび前記第２インダクタは、それぞれ、前記実装基板に形成された平面コイルパターンで構成されており、
    　前記第１インダクタを構成する平面コイルパターンの巻回軸方向と前記第２インダクタを構成する平面コイルパターンの巻回軸方向とは、同じである、
    　請求項５に記載のエクストラクタ。
  7. 　前記第１インダクタと前記第２インダクタとの間には、導電部材が配置されていない、
    　請求項５または６に記載のエクストラクタ。
  8. 　前記第１インダクタと前記第２インダクタとは、
    　前記１以上の直列腕共振子を経由せずに、前記外部接続端子、前記第１インダクタ、前記第２インダクタ、前記第１入出力端子を経由するバイパス経路が、前記誘導結合により前記第１周波数帯域よりも高周波側の帯域の高周波信号を通過させるように、配置されている、
    　請求項１～７のいずれか１項に記載のエクストラクタ。
  9. 　前記帯域通過フィルタは、
    　弾性波共振子で構成され、前記共通端子と前記第２入出力端子とを結ぶ直列腕に配置された１以上の直列腕共振子と、
    　弾性波共振子で構成され、前記直列腕上のノードとグランドとを結ぶ並列腕上に配置された１以上の並列腕共振子と、
    　前記１以上の並列腕共振子とグランドとの間に接続された第４インダクタと、を有する、
    　請求項１～８のいずれか１項に記載のエクストラクタ。
  10. 　前記弾性波共振子は、弾性表面波共振子、および、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）のいずれかを用いた弾性波共振子である、
    　請求項１～９のいずれか１項に記載のエクストラクタ。
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