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WO2020090382A1 - マルチプレクサ、フィルタおよび通信装置 - Google Patents

マルチプレクサ、フィルタおよび通信装置 Download PDF

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WO2020090382A1
WO2020090382A1 PCT/JP2019/039707 JP2019039707W WO2020090382A1 WO 2020090382 A1 WO2020090382 A1 WO 2020090382A1 JP 2019039707 W JP2019039707 W JP 2019039707W WO 2020090382 A1 WO2020090382 A1 WO 2020090382A1
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WO
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band
node
filter
frequency
communication band
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PCT/JP2019/039707
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弘嗣 森
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Murata Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Murata Manufacturing Co Ltd
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    • H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
    • H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
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    • H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
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    • H03H9/703—Networks using bulk acoustic wave devices
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    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves
    • H03H9/725—Duplexers

Definitions

  • the present invention relates to a multiplexer, a filter, and a communication device.
  • 5GNR Fifth Generation New Radio
  • 3GPP Third Generation Partnership Project
  • a small multiplexer for demultiplexing and / or multiplexing high frequency signals in a plurality of frequency bands is required. ..
  • Patent Document 1 discloses a circuit configuration and a pass characteristic of an LC filter including an inductor and a capacitor. Specifically, by magnetically coupling the two inductors forming the LC filter, an attenuation pole corresponding to the magnetic field coupling is formed on the lower frequency side than the pass band, and the low frequency side is attenuated to a wide band. ing.
  • the attenuation pole formed by the magnetic field coupling is near the pass band. It is formed not in the attenuation band but in the attenuation band away from the pass band. Therefore, the amount of attenuation in the attenuation band near the pass band cannot be secured sufficiently, and therefore the amount of attenuation in the adjacent frequency band (communication band) cannot be secured sufficiently. That is, it is not possible to sufficiently attenuate the wide band from the band close to the pass band to the band distant from the pass band only by the attenuation poles due to the magnetic field coupling. In addition, the steepness at the end of the pass band cannot be secured. For this reason, the isolation between the filters forming the multiplexer becomes insufficient.
  • an object of the present invention is to provide a small-sized multiplexer, filter, and communication device having a sharp and wide-band attenuation characteristic with a small number of circuit elements. ..
  • a multiplexer includes a first antenna that radiates and receives a high-frequency signal in a first frequency band group including a 5GNR (5th Generation New Radio) communication band, and a first antenna.
  • a first filter connected between the output terminal, the common terminal and the first input / output terminal for passing a high frequency signal of a first communication band included in the first frequency band group; the common terminal; A second relay connected between the second input / output terminal and a high frequency signal of a second communication band included in the first frequency band group.
  • the second frequency band group is located on one of a high frequency side and a low frequency side of the first communication band, and the second communication band is a high frequency side of the first communication band.
  • the first filter is connected between a first resonance circuit and a first node on a path connecting the common terminal and the first input / output terminal and a ground.
  • a first inductor and a second inductor which is connected between the second node different from the first node on the path and the ground, and which is magnetically coupled to the first inductor;
  • a first attenuation pole generated by the first resonance circuit and a second attenuation pole generated by the magnetic field coupling are formed closer to the second communication band than the first communication band, and have a frequency of the first attenuation pole. Is the above Closer to the first communication band than the frequency of 2 attenuation pole.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a communication device according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram of the first filter included in the multiplexer according to the embodiment.
  • FIG. 3A is a diagram showing a first example of frequency relationships of communication bands applied to the multiplexer according to the embodiment.
  • FIG. 3B is a diagram showing a second example and a third example of frequency relationships of communication bands applied to the multiplexer according to the embodiment.
  • FIG. 4A is a circuit configuration diagram of the first filter included in the multiplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 4B is a circuit configuration diagram of the first filter included in the multiplexer according to the second embodiment.
  • FIG. 4C is a graph comparing the pass characteristics of the first filters according to the first and second embodiments.
  • FIG. 5 is a graph showing pass characteristics and Smith charts at each node of the first filter according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a graph showing pass characteristics and Smith charts at each node of the first filter according to the second embodiment.
  • FIG. 7A is a diagram showing a fourth example of frequency band relationships applied to the multiplexer according to the embodiment.
  • FIG. 7B is a graph showing the pass characteristic of the first filter applied to the fourth example.
  • FIG. 8 is a circuit configuration diagram of the first filter according to the first modification of the embodiment.
  • FIG. 9A is a circuit configuration diagram of the first filter according to the second modification of the embodiment.
  • FIG. 9B is a graph showing a pass characteristic of the first filter according to the second modification of the embodiment.
  • FIG. 10A is a diagram showing a relationship between frequency bands and a circuit configuration applied to the multiplexer according to the third modification of the embodiment.
  • FIG. 10B is a graph showing the pass characteristic of the diplexer according to the third modification of the embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram showing a mounting configuration of a circuit element forming the first filter according to the embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a communication device 5 according to the embodiment.
  • the communication device 5 includes a multiplexer 1, front end circuits (FE circuits) 61, 62, 63 and 64, antennas 21 and 22, an RF signal processing circuit (RFIC) 3, and a baseband. And a signal processing circuit (BBIC) 4.
  • FE circuits front end circuits
  • RFIC RF signal processing circuit
  • BBIC signal processing circuit
  • the RFIC 3 is an RF signal processing circuit that processes high frequency signals transmitted and received by the antennas 21 and 22. Specifically, the RFIC 3 processes the high frequency signal (here, the high frequency received signal) input from the antennas 21 and 22 via the multiplexer 1 and the FE circuits 61 to 64 by down conversion or the like, and performs the signal processing. The received signal thus generated is output to the BBIC 4. Further, the RFIC 3 performs signal processing on the transmission signal input from the BBIC 4 by up-conversion or the like, and outputs a high frequency signal (here, a high frequency transmission signal) generated by the signal processing via the FE circuits 61 to 64 and the multiplexer 1. It outputs to the antennas 21 and 22.
  • a high frequency signal here, a high frequency transmission signal
  • the antenna 21 is a second antenna that radiates and receives a high frequency signal in the second frequency band group.
  • the antenna 22 is a first antenna that radiates and receives a high-frequency signal in a first frequency band group including a 5GNR (5th Generation New Radio) communication band.
  • the multiplexer 1 includes common terminals 101 and 102, input / output terminals 111, 112, 113 and 114, and filters 11, 12, 13 and 14.
  • the common terminal 101 is connected to the antenna 21.
  • the common terminal 102 is connected to the antenna 22.
  • the filter 11 is a filter whose one end is connected to the common terminal 101 and the other end is connected to the input / output terminal 111, and which has the fourth communication band included in the second frequency band group as the pass band.
  • the filter 12 has one end connected to the common terminal 102 and the other end connected to the input / output terminal 112 (first input / output terminal), and has the first communication band included in the first frequency band group as the first pass band. It is a first filter.
  • the filter 13 has one end connected to the common terminal 102 and the other end connected to the input / output terminal 113 (second input / output terminal), and uses the second communication band included in the first frequency band group as the second pass band. It is a second filter.
  • the filter 14 is a filter whose one end is connected to the common terminal 102 and the other end is connected to the input / output terminal 114, and which uses the third communication band included in the first frequency band group as the pass band.
  • the FE circuit 61 is connected to the input / output terminal 111 and the RFIC3 (via the connection terminal 131).
  • the FE circuit 62 is connected to the input / output terminal 112 and the RFIC3 (via the connection terminal 132).
  • the FE circuit 63 is connected to the input / output terminal 113 and the RFIC3 (via the connection terminal 133).
  • the FE circuit 64 is connected to the input / output terminal 114 and the RFIC 3 (via the connection terminal 134).
  • the FE circuits 61 to 64 each include, for example, a filter, an amplifier circuit, a switch, and the like.
  • the filters 11 and 14 may be omitted in the multiplexer 1 according to the present embodiment. Further, the FE circuits 61 to 64 and the BBIC 4 may be omitted in the communication device 5 according to the present embodiment.
  • the filter 13 is, for example, an acoustic wave filter using SAW (Surface Acoustic Wave), an acoustic wave filter using BAW (Bulk Acoustic Wave), an LC resonance filter, a dielectric filter, and an LC including an acoustic wave resonator. It may be any of the filters and is not limited to these.
  • SAW Surface Acoustic Wave
  • BAW Bulk Acoustic Wave
  • LC resonance filter a dielectric filter
  • LC including an acoustic wave resonator It may be any of the filters and is not limited to these.
  • the second frequency band group is located on one of the high-frequency side and the low-frequency side of the first communication band, and the second communication band is located on the other of the high-frequency side and the low-frequency side of the first communication band. is doing.
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram of the filter 12 configuring the multiplexer 1 according to the embodiment.
  • the filter 12 includes terminals 121 and 122, a resonance circuit 31, inductors L1 and L2, and impedance elements 41 and 42.
  • the terminal 121 is connected to the common terminal 102, and the terminal 122 is connected to the input / output terminal 112.
  • the resonance circuit 31 is a first resonance circuit connected between the node n3 (third node) on the path connecting the terminals 121 and 122 and the ground.
  • the resonance circuit 31 may be arranged in series on the path connecting the terminals 121 and 122.
  • the inductor L1 is a first inductor connected between the node n1 (first node) on the above path and the ground.
  • the inductor L2 is a second inductor that is connected between a node n2 (second node) different from the node n1 on the path and the ground and is magnetically coupled to the inductor L1.
  • the node A and the node B are different” means that the node A and the node B are connected via an impedance element (inductor, capacitor, resonator, or the like).
  • the first attenuation pole generated by the resonance circuit 31 and the second attenuation pole generated by the magnetic field coupling of the inductors L1 and L2 are It is formed on the other side of the high frequency side and the low frequency side of one communication band, and the frequency of the first attenuation pole is closer to the first communication band (the first pass band of the filter 12) than the frequency of the second attenuation pole.
  • the 5GNR frequency band When the 5GNR frequency band is used in the multi-band method, interference with the 4G (LTE: 699-2690MHz) frequency band and the WiFi (5150-6000MHz) frequency band used in the same mobile communication device is suppressed. There is a need. For this reason, not only low loss but also wide-band attenuation characteristics corresponding to other frequency bands are required for a filter that constitutes a multiplexer for demultiplexing and combining high frequency signals in the mobile communication device.
  • the resonance circuit 31 forms the first pass band of the filter 12, and the resonance frequency (or anti-resonance frequency) of the resonance circuit 31 causes the first pass band to be close to the first pass band. Since the attenuation pole can be generated, the steepness in the end region of the first pass band is secured.
  • the resonance circuit 31 causes the first attenuation pole to generate the attenuation amount. Secure.
  • the second attenuation pole is generated by the magnetic field coupling of the inductors L1 and L2 to secure the attenuation amount. That is, in the filter 12, in order to ensure good attenuation characteristics in a wide frequency band including the second communication band, the magnetic field coupling of the inductors L1 and L2 is used without using a plurality of resonance circuits having different resonance frequencies. Therefore, the number of resonance circuits can be reduced.
  • the high frequency signal of the second frequency band group located on one of the high frequency side and the low frequency side of the first communication band is processed by using the antenna 21 different from the antenna 22 to which the filter 12 is connected. Since the attenuation characteristic of the second frequency band group in the filter 12 can be relaxed, it is possible to reduce the resonance circuit for ensuring the attenuation characteristic.
  • FIG. 3A is a diagram showing a first example of frequency relationships of communication bands applied to the multiplexer 1 according to the embodiment.
  • the antenna 21 can radiate and receive a high frequency signal in the unlicensed band (5150-7125 MHz).
  • WiFi 5150-6000 MHz
  • band A the fourth communication band
  • a first communication band (band B), a second communication band (band C), and a third communication band (band D) belong to the first frequency band group that can be radiated and received by the antenna 22.
  • the first communication band (band B) for example, 5GNR (UHB: 3300-4200MHz) is applied.
  • the second communication band (band C) for example, HB (2300-2690 MHz) of LTE (Long Term Evolution) is applied.
  • band D the third communication band (band D), for example, LTE LB / MB (699-2200 MHz) is applied.
  • the second frequency band group is located on the higher frequency side than the first communication band (band B), and the second communication band (band C) is located on the lower frequency side than the first communication band. There is.
  • the frequency interval Gap1 (950 MHz) between the second frequency band group and the first communication band is larger than the frequency interval Gap2 (610 MHz) between the first communication band and the second communication band.
  • WiFi 5150-6000 MHz
  • 5 GNR 5 GNR (n78)
  • first communication band band B
  • second communication band band C
  • WiFi 5150-6000 MHz
  • 3300-3800 MHz 3300-3800 MHz
  • LTE HB 2300-2690 MHz
  • the approximate pass characteristic of the filter 12 shown in the lower part of FIG. 3A is in the vicinity of the first communication band (band B).
  • a large attenuation amount is secured by the first attenuation pole generated by the resonance circuit 31 in the attenuation band near the second communication band (band C).
  • band D the attenuation band near the third communication band
  • a large attenuation amount is secured by the second attenuation pole generated by the magnetic field coupling of the inductors L1 and L2.
  • the attenuation band (second communication band) near the pass band of the filter 12 is the first attenuation pole generated by the resonance circuit 31, and the attenuation band (third communication band) apart from the pass band of the filter 12 is the inductor. It is formed by the second attenuation pole generated by the magnetic field coupling of L1 and L2. As a result, in the filter 12, it is possible to secure a steep and wide-band attenuation characteristic while realizing with a small number of circuit elements.
  • a switch may be arranged between the filters 12, 13 and 14 and the antenna 22.
  • FIG. 3B is a diagram showing a second example ((a) of FIG. 3B) and a third example ((b) of FIG. 3B) of frequency band relationships applied to the multiplexer 1 according to the embodiment.
  • WiFi 5150-6000 MHz
  • a first communication band (band B), a second communication band (band C), and a third communication band (band D) belong to the first frequency band group.
  • the first communication band (band B) for example, 5GNR (UHB: 3300-5000MHz) is applied.
  • the second communication band (band C) for example, LTE HB (2300-2690 MHz) is applied.
  • the third communication band (band D) for example, LTE LB / MB (699-2200 MHz) is applied.
  • WiFi 5500-6000 MHz
  • a first communication band (band B), a second communication band (band C), and a third communication band (band D) belong to the first frequency band group.
  • the first communication band (band B) for example, 5GNR (UHB: 3300-5000MHz) is applied.
  • the second communication band (band C) for example, LTE MB / HB (1430-2690 MHz) is applied.
  • the third communication band (band D) for example, LTE LB (699-960 MHz) is applied.
  • the second frequency band group is located on the higher frequency side than the first communication band (band B), and the second communication band (band C) is on the lower frequency side than the first communication band. positioned.
  • the frequency interval Gap1 (150 MHz) between the second frequency band group and the first communication band is smaller than the frequency interval Gap2 (610 MHz) between the first communication band and the second communication band.
  • the frequency interval Gap1 (500 MHz) between the second frequency band group and the first communication band is smaller than the frequency interval Gap2 (610 MHz) between the first communication band and the second communication band.
  • the attenuation characteristic of the second frequency band group in the filter 12 is only the isolation between the antenna 21 and the antenna 22. This makes it difficult to secure.
  • WiFi 5150-6000 MHz
  • band A fourth communication band
  • band B first communication band
  • band C second communication band
  • 5GNR n78: 3300-3800MHz
  • LTE MB / HB LTE MB / HB (1430-2690MHz
  • FIG. 4A is a circuit configuration diagram of the filter 12A according to the first embodiment that configures the multiplexer 1.
  • the filter 12A shown in the figure is a first filter applied in the frequency relationship of the communication band shown in the above-mentioned second example and third example. That is, the filter 12A is applied when the frequency interval Gap1 between the second frequency band group and the first communication band is smaller than the frequency interval Gap2 between the first communication band and the second communication band.
  • the filter 12A includes terminals 121 and 122, resonance circuits 31A and 31B, inductors L1 and L2, and capacitors C1, C2, C4 and C5.
  • the terminal 121 is connected to the common terminal 102, and the terminal 122 is connected to the input / output terminal 112.
  • the resonance circuit 31A is a first resonance circuit connected between the node n3 (third node) on the path connecting the terminals 121 and 122 and the ground.
  • the resonance circuit 31A constitutes an LC series resonance circuit in which a capacitor C3a and an inductor L3a are connected in series.
  • the resonance circuit 31B is a second resonance circuit connected between the node n3 (third node) on the above path and the ground.
  • the resonance circuit 31B constitutes an LC series resonance circuit in which a capacitor C3b and an inductor L3b are connected in series.
  • the resonance circuits 31A and 31B are LC series resonance circuits
  • the attenuation poles corresponding to the resonance frequency of the LC series resonance circuit (first attenuation pole and 3 damping poles) can be formed. Further, the frequency of the attenuation pole can be adjusted by the inductance value of the inductor and the capacitance value of the capacitor that form the LC series resonance circuit.
  • the inductor L1 is a first inductor connected between the node n1 (first node) on the above path and the ground.
  • the inductor L2 is a second inductor that is connected between a node n2 (second node) different from the node n1 on the path and the ground and is magnetically coupled to the inductor L1.
  • the capacitor C1 is connected in parallel with the inductor L1.
  • the capacitor C2 is connected in parallel with the inductor L2.
  • the capacitor C4 is an impedance element connected between the node n1 and the node n2.
  • the capacitor C5 is an impedance element connected between the node n2 and the node n3.
  • the first attenuation pole generated by the resonance circuit 31A and the second attenuation pole generated by the magnetic field coupling of the inductors L1 and L2 are It is formed in the attenuation band closer to the second communication band than the first communication band, and the frequency of the first attenuation pole is closer to the first communication band (first pass band) of the filter 12A than the frequency of the second attenuation pole.
  • the third attenuation pole generated by the resonance circuit 31B is formed in the attenuation band closer to the second frequency band group than the first communication band.
  • the attenuation of the second frequency band group in the filter 12A is performed. It becomes difficult to secure the characteristics only by the isolation between the antenna 21 and the antenna 22.
  • the filter 12A according to the first embodiment in the attenuation band on the second frequency band group (high frequency) side of the first communication band (first pass band), the third attenuation pole is generated by the resonance circuit 31B. Is generated to secure the amount of attenuation.
  • the filter 12A having a steep and wide-band attenuation characteristic on both the high-frequency side and the low-frequency side of the first communication band and the small multiplexer 1 including the filter 12A with a small number of circuit elements.
  • the resonance circuits 31A and 31B are connected to the same node n3, but they may be connected to different nodes. That is, the resonance circuit 31A is connected between the node n3 (third node) on the path and the ground, and the resonance circuit 31B is connected to the fourth node and the ground different from the node n3 (third node) on the path. It may be connected between and.
  • the node n3 (third node) and the fourth node are the same node. Since the pass band of the filter 12A is wide, the first attenuation pole generated by the resonance circuit 31A and the third attenuation pole generated by the resonance circuit 31B are apart from each other across the pass band, and thus the resonance circuit 31A. It is not necessary to consider the interference between the resonance circuit 31B and the resonance circuit 31B. Therefore, in the filter 12A according to the present embodiment, it is not necessary to dispose the impedance element between the resonance circuit 31A and the resonance circuit 31B, so that the number of circuit elements can be further reduced.
  • FIG. 4B is a circuit configuration diagram of the filter 12B according to the second embodiment which configures the multiplexer 1.
  • the filter 12B shown in the figure is a first filter applied in the frequency relationship of the communication band shown in the second example and the third example. That is, the filter 12B is applied when the frequency interval Gap1 between the second frequency band group and the first communication band is smaller than the frequency interval Gap2 between the first communication band and the second communication band.
  • the filter 12B according to the second embodiment includes terminals 121 (first terminal) and 122 (second terminal), resonant circuits 31A (first resonant circuit) and 31B (second resonant circuit). , L1 (first inductor) and L2 (second inductor), and capacitors C1, C2, C4 and C5.
  • the filter 12B according to the second embodiment is different from the filter 12A according to the first embodiment in the connection position of the resonance circuits 31A and 31B.
  • description of the same circuit configuration as that of the filter 12A according to the first embodiment will be omitted, and the different configuration will be mainly described.
  • the node n3 connected to the resonance circuits 31A and 31B is located between the node n1 connected to the inductor L1 and the node n2 connected to the inductor L2 on the path. That is, the resonance circuits 31A and 31B are arranged between the inductor L1 and the inductor L2.
  • the filter 12B is connected between the first terminal and the second terminal, the first node (node n1) on the path connecting the first terminal and the second terminal, and the ground.
  • a first resonance circuit (resonance circuit 31A) connected between a third node (node n3) located between the first node and the second node on the path and the ground; and a third node and the ground.
  • a second resonance circuit (resonance circuit 31A) connected therebetween, and the first resonance circuit and the second resonance circuit are LC series resonance circuits, respectively.
  • FIG. 4C is a graph comparing the pass characteristics of the filter 12A according to the first embodiment and the filter 12B according to the second embodiment.
  • both the filter 12A according to the first embodiment and the filter 12B according to the second embodiment have a low insertion loss of 1.0 dB or less in the first communication band (5 GNR).
  • the attenuation characteristic in the second communication band (HB) is secured by the first attenuation pole by the resonance circuit 31A
  • the attenuation characteristic in the third communication band (LB / MB) is the second by the magnetic field coupling of the inductors L1 and L2. It is secured by the attenuation pole.
  • the attenuation characteristic in the second frequency band group (WiFi) is secured by the third attenuation pole by the resonance circuit 31B.
  • the insertion loss in the first pass band is small, and the wide band attenuation band and the first pass on the lower frequency side than the first pass band. A large amount of attenuation is ensured in the attenuation band on the high frequency side of the band.
  • the filter 12B according to the second embodiment has a smaller insertion loss in the first pass band and a higher steepness (attenuation characteristic) near the low frequency side of the first pass band. Below, the difference of the said characteristic of filter 12A and 12B is demonstrated.
  • FIG. 5 is a graph showing pass characteristics and Smith charts at each node of the filter 12A according to the first embodiment.
  • each node a, b, c, d of the filter 12A shown in the upper stage is shown.
  • a Smith chart showing the pass characteristics between e and the terminal 121 and the impedance when the terminal 121 side is viewed from each of the nodes a to e is shown.
  • the impedance of the inductor L1 connected in parallel to the node a at DC-8 GHz appears on the equal conductance circle of the Smith chart.
  • the impedance on the lower frequency side than the first pass band is parallel. It is influenced by the connected inductors L1 and L2 and shifts counterclockwise on the isoconductance circle of the Smith chart.
  • the impedance on the higher frequency side than the first pass band is influenced by the capacitors C1 and C2 connected in parallel and shifts clockwise on the equiconductance circle of the Smith chart.
  • the first attenuation pole by the resonance circuit 31A is formed near the low frequency of the first pass band
  • the third attenuation pole by the resonance circuit 31B is formed near the high frequency of the first pass band.
  • FIG. 5F shows that, in addition to FIG. 5E, the inductors L1 and L2 are magnetically coupled to form a second attenuation pole. Does not change the reflection coefficient in impedance.
  • the impedance in the attenuation band is shifted to the outer periphery of the Smith chart while maintaining the impedance in the first pass band at approximately 50 ⁇ at each node. Therefore, the impedance in the attenuation band cannot be completely shifted to the outer edge of the Smith chart.
  • FIG. 6 is a graph showing pass characteristics and Smith charts at each node of the filter 12B according to the second embodiment.
  • the nodes a, b, c, d, and e of the filter 12B and the terminal 121 are respectively.
  • 9 is a Smith chart showing the pass characteristics between and, and the impedance when the terminal 121 side is viewed from each of the nodes a to e.
  • the impedance of the inductor L1 connected in parallel to the node a at DC-8 GHz appears on the equal conductance circle of the Smith chart.
  • the impedance on the lower frequency side than the first pass band is parallel. It is influenced by the connected inductors L1 and L2 and shifts counterclockwise on the isoconductance circle of the Smith chart.
  • the impedance on the higher frequency side than the first pass band is influenced by the capacitors C1 and C2 connected in parallel and shifts clockwise on the equiconductance circle of the Smith chart.
  • the first attenuation pole by the resonance circuit 31A is formed near the low frequency of the first pass band
  • the third attenuation pole by the resonance circuit 31B is formed near the high frequency of the first pass band.
  • the impedance in the vicinity of the low frequency and in the vicinity of the high frequency does not maintain the impedance in the first pass band of the filter 12B at 50 ⁇ (non-50 ⁇ ). Therefore, the impedance near the low frequency and near the high frequency can be shifted to the outer edge of the Smith chart (the reflection coefficient is large).
  • the impedance in the first pass band is set to non-50 ⁇ , the insertion loss in the first pass band is deteriorated.
  • FIG. 6F shows that, in addition to FIG. 6E, the inductors L1 and L2 are magnetically coupled to form a second attenuation pole. Does not change the reflection coefficient at.
  • the filter 12B according to the second embodiment has a circuit configuration in which the resonance circuits 31A and 31B are sandwiched between the inductors L1 and L2, so that the resonance circuits 31A and 31B are connected to the external circuits connected to the terminals 121 and 122. Impedance matching can be achieved with inductors L1 and L2. Therefore, impedance adjustment of the attenuation band (first attenuation pole and third attenuation pole) formed by the resonance circuits 31A and 31B and the first pass band can be adjusted regardless of impedance matching with the external circuit. Therefore, the degree of freedom in adjusting the impedance of the attenuation band and the first pass band is improved, and the loss and the attenuation of the filter 12B can be reduced.
  • the resonance circuit 31 has a circuit configuration sandwiched between the inductor L1 and the inductor L2. That is, in the filter 12 shown in FIG. 2, the node n3 connected to the resonance circuit 31 is connected to the node n1 connected to the inductor L1 and the inductor L2 on the path connecting the terminals 121 and 122. It is preferably located between the node n2. According to this, impedance matching with an external circuit connected to the terminals 121 and 122 can be achieved by the inductors L1 and L2.
  • the impedance adjustment of the attenuation band (first attenuation pole) formed by the resonance circuit 31 and the first pass band can be performed regardless of the impedance matching with the external circuit, and thus the attenuation band and the first pass band can be adjusted.
  • the degree of freedom in impedance adjustment is improved, and it is possible to realize low loss and high attenuation of the filter 12.
  • FIG. 7A is a diagram showing a fourth example of the relationship of frequency bands applied to the multiplexer 1 according to the embodiment.
  • LTE LB (699-960 MHz) is applied as the fourth communication band (band A) belonging to the second frequency band group.
  • the first communication band (band B) for example, LTE MB / HB (1710-2690 MHz) is applied.
  • the second communication band (band C) for example, 5GNR (UHB: 3300-5000MHz) is applied.
  • the third communication band (band D) for example, WiFi (5150-6000 MHz) of the unlicensed band (5150-7125 MHz) is applied.
  • the second frequency band group is located on the lower frequency side than the first communication band (band B), and the second communication band (band C) is located on the higher frequency side than the first communication band. ..
  • the frequency interval Gap1 (950 MHz) between the second frequency band group and the first communication band is larger than the frequency interval Gap2 (610 MHz) between the first communication band and the second communication band.
  • the filter 12 configuring the multiplexer 1 As the filter 12 configuring the multiplexer 1, the filter 12A according to the first embodiment and the filter 12B according to the second embodiment are applied.
  • the filters 12A and 12B applied to the fourth example are different from the filters 12A and 12B applied to the first to third examples in the capacitance values of the circuit elements forming the filters 12A and 12B.
  • the inductance value, and the magnetic field coupling coefficients of the inductors L1 and L2 are different.
  • FIG. 7B is a graph showing the pass characteristic of the filter 12B applied to the fourth example.
  • the pass characteristic when the filter 12B is applied as the first filter with respect to the frequency relationship shown in the fourth example is shown.
  • the filter 12B applied to the fourth example low loss is secured in the first communication band (MB / HB).
  • the attenuation characteristic in the second communication band (5 GNR) is secured by the second attenuation pole due to the magnetic field coupling of the inductors L1 and L2, and the attenuation characteristic in the third communication band (WiFi) is the first attenuation pole by the resonance circuit 31A. Secured by. Further, the attenuation characteristic in the second frequency band group (LB) is ensured by the third attenuation pole by the resonance circuit 31B.
  • the insertion loss in the first pass band is small, the wide band attenuation band on the high frequency side of the first pass band and the low attenuation band on the low frequency side of the first pass band. A large amount of attenuation is secured.
  • the magnetic field coupling of the inductors L1 and L2 is used without using a plurality of resonance circuits having different resonance frequencies. By doing so, the number of resonance circuits can be reduced. Therefore, it is possible to realize the filter 12B with a small number of circuit elements and secure a steep and wide-band attenuation characteristic.
  • the resonance circuit 31B since Gap1> Gap2, the resonance circuit 31B may be omitted. Even in this case, the isolation between the antenna 21 and the antenna 22 makes it possible to sufficiently secure the amount of attenuation in the attenuation band on the lower frequency side than the first pass band. However, when the resonance circuit 31B is provided as in the circuit configuration of the present modification, the third attenuation pole by the resonance circuit 31B becomes more effective when Gap1 ⁇ Gap2.
  • the resonance circuit included in the first filter forming the multiplexer 1 has been described as the LC series resonance circuit.
  • the resonance circuit may be a circuit having an elastic wave resonator.
  • FIG. 8 is a circuit configuration diagram of a filter 12C according to Modification 1 of the embodiment.
  • the filter 12C shown in the figure is applied as a first filter forming the multiplexer 1.
  • a filter 12C according to Modification 1 includes terminals 121 and 122, parallel arm resonators P1 and P2, inductors L1 and L2, and impedance elements 41, 42, 43, 44, 45 and 46.
  • the filter 12C according to Modification 1 is different from the filter 12B according to Embodiment 2 in that the parallel arm resonators P1 and P2 are arranged instead of the resonance circuits 31A and 31B, and the impedance is used instead of the capacitor. The difference is that the elements are arranged.
  • description of the same circuit configuration as that of the filter 12B according to the second embodiment will be omitted, and different configurations will be mainly described.
  • the parallel arm resonator P1 is a first resonance circuit connected between the node n3 (third node) on the path connecting the terminals 121 and 122 and the ground.
  • the parallel arm resonator P1 is composed of an elastic wave resonator.
  • the parallel arm resonator P2 is a second resonance circuit connected between the node n3 (third node) on the above path and the ground.
  • the parallel arm resonator P2 is composed of an elastic wave resonator.
  • the impedance element 41 is connected between the terminal 121 and the node n1, the impedance element 42 is connected between the node n1 and the node n2, and the impedance element 43 is connected between the node n2 and the node n3. 44 is connected between the terminal 122 and the node n2.
  • the impedance element 45 is connected between the node n1 and the ground, and the impedance element 46 is connected between the node n2 and the ground.
  • the first attenuation pole and the third attenuation pole corresponding to the resonance frequencies of the parallel arm resonators P1 and P2 can be formed near the high frequency side and the low frequency side of the pass band of the filter 12C. Further, it is desirable that the filter 12C according to the present modification be applied particularly when it has a narrow pass band.
  • the first filter applied to the multiplexer 1 according to the present embodiment may be a so-called tunable filter in which the frequencies of the pass band and the attenuation band are variable.
  • FIG. 9A is a circuit configuration diagram of a filter 12D according to Modification 2 of the embodiment.
  • the filter 12D shown in the figure is applied as a first filter forming the multiplexer 1.
  • the filter 12D according to the second modification includes terminals 121 and 122, resonance circuits 31A and 31B, a frequency variable circuit 31C, inductors L1 and L2, and capacitors C1, C2, C4 and C5.
  • the filter 12D according to the second modification is different from the filter 12B according to the second embodiment in that a frequency variable circuit 31C is added.
  • description of the same circuit configuration as that of the filter 12B according to the second embodiment will be omitted, and the different configuration will be mainly described.
  • the frequency variable circuit 31C has a capacitor C6 and a switch SW1.
  • a circuit in which the capacitor C6 and the switch SW1 are connected in series is connected between the connection node of the inductor L3a and the capacitor C3a and the ground.
  • the resonance frequency of the resonance circuit 31A is defined by the LC series resonance of the inductor L3a and the capacitor C3a.
  • the resonance frequency of the resonance circuit 31A is defined by the LC series resonance of the inductor L3a and the capacitors C3a and C6. That is, the switch SW1 is a switch element for changing the resonance frequency of the resonance circuit 31A, and the frequency of the first attenuation pole defined by the resonance frequency of the resonance circuit 31A is changed by switching the switch SW1.
  • FIG. 9B is a graph showing the pass characteristic of the filter 12D according to the second modification of the embodiment.
  • the insertion loss in the first communication band (5 GNR) is 1.0 dB or less, which is low.
  • the attenuation characteristic in the second communication band (HB) is secured by the first attenuation pole by the resonance circuit 31A
  • the attenuation characteristic in the third communication band (LB / MB) is due to the magnetic field coupling of the inductors L1 and L2.
  • the second attenuation pole ensures the attenuation characteristic in the second frequency band group (WiFi) by the third attenuation pole by the resonance circuit 31B.
  • the insertion loss in the first pass band is small, and the attenuation band in the wide band on the low frequency side of the first pass band and the attenuation band in the high frequency side of the first pass band are attenuated. Large quantity is secured.
  • the switch SW1 by making the switch SW1 conductive, the first attenuation pole by the resonance circuit 31A shifts to the low frequency side, so that the attenuation characteristic in the second communication band (HB) is changed and the low frequency in the first pass band is changed.
  • the insertion loss at the end can be reduced.
  • the switch SW1 when the first communication band and the second communication band (of which, the high-frequency side band) are used at the same time, by setting the switch SW1 to the non-conducting state, the two used simultaneously. Isolation of high frequency signals is ensured.
  • the switch SW1 is turned on.
  • the state it is possible to reduce insertion loss of the high frequency signal in the first communication band (of which, the band on the low frequency side). That is, since the attenuation pole and the pass band of the filter 12D can be changed according to the switching of the combination of the communication bands used at the same time, it is possible to realize low-loss carrier aggregation corresponding to the combination of the communication bands.
  • the multiplexer according to the present modification has a configuration in which a third filter and a fourth filter for further demultiplexing and multiplexing the first communication band are cascade-connected to the first filter.
  • FIG. 10A is a diagram showing a relationship between frequency bands and a circuit configuration applied to the multiplexer according to the third modification of the embodiment.
  • the multiplexer according to this modification includes common terminals 101 and 102, input / output terminals 111, 112, 113, 114, 141 and 142, and filters 11, 12, 13, 14, 51 and 52.
  • the multiplexer according to Modification 3 is different from the multiplexer 1 according to the embodiment in that it includes filters 51 and 52.
  • description of the same circuit configuration as that of the multiplexer 1 according to the embodiment will be omitted, and a different configuration will be mainly described.
  • FIG. 10A (a) is a diagram showing a fifth example of frequency relationships of communication bands applied to the multiplexer according to the present modification.
  • the fourth communication band (band A) belonging to the second frequency band group that can be radiated and received by the antenna 21 for example, WiFi (5150-6000 MHz) Is applied.
  • a first communication band (band B), a second communication band (band C), and a third communication band (band D) belong to the first frequency band group that can be radiated and received by the antenna 22.
  • the first communication band (band B) for example, 5GNR (UHB: 3300-5000Hz) is applied.
  • the second communication band (band C) for example, LTE HB (2300-2690 MHz) is applied.
  • the third communication band (band D) for example, LTE LB / MB (699-2200 MHz) is applied.
  • band B is divided into band B1 (n79: 4400-5000Hz) and band B2 (n78: 3300-3800Hz).
  • the filter 11 is a filter whose one end is connected to the common terminal 101 and the other end is connected to the input / output terminal 111, and whose fourth band is the pass band.
  • the filter 12 is a first filter having one end connected to the common terminal 102 and the other end connected to the input / output terminal 112 (first input / output terminal) and having the first communication band as the first pass band.
  • the filter 13 is a second filter having one end connected to the common terminal 102 and the other end connected to the input / output terminal 113 (second input / output terminal) and having the second communication band as the second pass band.
  • the filter 14 is a filter having one end connected to the common terminal 102 and the other end connected to the input / output terminal 114, and having the third communication band as a pass band.
  • the filter 51 is a fourth filter whose one end is connected to the input / output terminal 112 (first input / output terminal) and the other end is connected to the input / output terminal 141 and whose nG band of 5 GNR is the pass band.
  • the filter 52 is a third filter whose one end is connected to the input / output terminal 112 (first input / output terminal) and the other end is connected to the input / output terminal 142, and which has the n78 band of 5 GNR as the pass band.
  • the input / output terminals 141 and 142 are connected to the FE circuit 62 (illustrated in FIG. 1), for example.
  • a switch or the like may be arranged between the input / output terminals 141 and 142 and the FE circuit 62.
  • the filter 12 the filters 51 and 52 configure the diplexer 50 that demultiplexes and multiplexes 5GNR (first communication band) into the n78 band and the n79 band.
  • 5GNR first communication band
  • the filter 51 includes terminals 511 and 512, inductors L7, L8a and L8b, and capacitors C7, C8a, C8b, C9 and C10.
  • the terminal 511 is connected to the input / output terminal 112.
  • the LC series resonance circuit in which the inductor L7 and the capacitor C7 are connected in series is connected between the node n1 on the path connecting the terminals 511 and 512 and the ground.
  • the LC series resonance circuit connected in series with the inductor L8a and the capacitor C8a is connected between the node n2 on the path and the ground.
  • the LC series resonance circuit in which the inductor L8b and the capacitor C8b are connected in series is connected between the node n2 on the path and the ground.
  • the capacitor C9 is connected between the terminal 511 and the node n1, and the capacitor C10 is connected between the node n1 and the node n2.
  • the LC series resonant circuit including the inductor L8a and the capacitor C8a and the LC series resonant circuit including the inductor L8b and the capacitor C8b are connected to the same node n2.
  • the pass band of the filter 51 is a wide band (n79: 600 MHz), and the attenuation poles generated by the two LC series resonance circuits are apart from each other across the wide band pass band. This is because it is not necessary to consider the interference of the resonance circuit. Therefore, in the filter 51, since it is not necessary to dispose the impedance element between the two LC series resonance circuits, the number of circuit elements can be reduced.
  • the filter 52 includes terminals 521 and 522, inductors L11, L12a, L12b, L13 and L14, and capacitors C11, C12a, C12b, C13 and C14.
  • the terminal 521 is connected to the input / output terminal 112.
  • the LC series resonance circuit in which the inductor L11 and the capacitor C11 are connected in series is connected between the node n1 on the path connecting the terminal 521 and the terminal 522 and the ground.
  • the LC series resonance circuit in which the inductor L12a and the capacitor C12a are connected in series is connected between the node n2 on the above path and the ground.
  • the LC series resonance circuit in which the inductor L12b and the capacitor C12b are connected in series is connected between the node n2 on the path and the ground.
  • the parallel connection circuit of the inductor L13 and the capacitor C13 is connected between the terminal 521 and the node n1, and the parallel connection circuit of the inductor L14 and the capacitor C14 is connected between the node n1 and the node n2.
  • the filter 52 constitutes an LC filter having the n78 band as the pass band.
  • the LC series resonant circuit including the inductor L12a and the capacitor C12a and the LC series resonant circuit including the inductor L12b and the capacitor C12b are connected to the same node n2.
  • the pass band of the filter 52 is a wide band (n78: 500 MHz), and the attenuation poles generated by the two LC series resonance circuits are apart from each other across the wide band pass band. This is because it is not necessary to consider the interference of the resonance circuit. Therefore, in the filter 52, since it is not necessary to dispose the impedance element between the two LC series resonance circuits, the number of circuit elements can be reduced.
  • FIG. 10B is a graph showing pass characteristics of the diplexer 50 according to the third modification of the embodiment.
  • the pass characteristics of the diplexer 50 (filter 12 + filter 51) between the common terminal 102 and the input / output terminal 141, and the diplexer 50 (filter 12 + filter 52) between the common terminal 102 and the input / output terminal 142. ) Is shown.
  • the diplexer 50 As shown in the figure, in the diplexer 50 according to the modification 3, low loss is ensured in both the pass bands of the n79 band (band B1) and the n78 band (band B2) belonging to 5GNR (band B). . Further, the attenuation characteristic in the second communication band (HB) is secured by the first attenuation pole of the first resonance circuit of the filter 12, and the attenuation characteristic in the third communication band (LB / MB) is the magnetic field of the inductors L1 and L2. It is secured by the second damping pole due to the coupling. Further, the attenuation characteristic in the second frequency band group (WiFi) is ensured by the third attenuation pole by the second resonance circuit.
  • WiFi the attenuation characteristic in the second frequency band group
  • the filters 51 and 52 can further demultiplex and combine the 5GNR (band B) into the n79 band (band B1) and the n78 band (band B2).
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a mounting configuration of circuit elements that configure the filter 12B according to the second embodiment.
  • the circuit configuration of the filter 12B according to the second embodiment is shown in (a) of the same figure, and the arrangement example of the circuit elements constituting the filter 12B is shown in (b) of the same figure.
  • an arrangement example of the inductors L1 and L2 is shown in (c) and (d) of the figure.
  • the circuit elements forming the filter 12B are mounted on, for example, a multilayer substrate.
  • Inductors L3a and L3b and capacitors C3a and C3b (referred to as circuit S) that form a resonance circuit are mounted on the first layer of the multilayer substrate.
  • Each of the inductors L3a and L3b and the capacitors C3a and C3b may be a chip-like surface-mounted element mounted on the surface layer of the multilayer substrate, or a substrate including a conductor pattern and a dielectric in the multilayer substrate. It may be a mold type element.
  • the terminals 121 and 122 are formed on the bottom layer (back surface) of the multilayer substrate.
  • the GND layer is arranged between the first layer on which the circuit S is mounted and the bottom layer on which the terminals 121 and 122 are formed.
  • inductors L1 and L2 are formed in a layer between the first layer and the GND layer.
  • the inductors L1 and L2 are, for example, board-embedded elements formed of conductor patterns in a multilayer board. Since the first layer on which the circuit S is mounted and the layer on which the inductors L1 and L2 are formed are separate layers, unnecessary magnetic fields of the inductors L1 and L2 and the inductors L3a and L3b forming the circuit S are eliminated. The binding can be suppressed.
  • the magnetic flux direction of the inductor L1 (coil winding axis direction) and the magnetic flux direction of the inductor L2 (coil winding axis direction) may be aligned. desirable.
  • the coil winding axis of the inductor L1 and the coil winding axis of the inductor L2 may be aligned in the vertical direction.
  • the coil winding axis of the inductor L1 and the coil winding axis of the inductor L2 may be arranged in close proximity to each other.
  • the magnetic field coupling can be efficiently performed without increasing the inductance values of the inductors L1 and L2, and the sizes of the inductors L1 and L2 can be downsized, which contributes to downsizing of the filter 12B and the multiplexer 1.
  • one of the inductors L1 and L2 that are magnetically coupled is mounted on the first layer of the multilayer substrate on which the circuit S is mounted, and the first layer and the GND layer are combined.
  • the other of the inductors L1 and L2 may be formed in the layer between them.
  • inductors L1 and L2 that are magnetically coupled are formed in a layer between the first layer and the GND layer, and circuit elements other than the inductors L1 and L2 among the circuit elements forming the filter 12B ((a in FIG. 11). (Including the impedance element Z described in 1)) may be mounted on the first layer.
  • matching elements such as inductors and capacitors, and switch circuits may be connected between each component.
  • the inductor may include a wiring inductor formed by wiring that connects the respective constituent elements.
  • the multiplexer according to the above embodiment may be applied to any of a receiving circuit that only performs reception, a transmission circuit that only performs transmission, and a transmission / reception circuit that performs both transmission and reception.
  • the present invention can be widely used for communication devices such as mobile phones as a multiplexer, a filter and a communication device applicable to a multi-band system including 5GNR.
  • RFIC RF signal processing circuit
  • BBIC Baseband signal processing circuit
  • Communication Device 11, 12, 12A, 12B, 12C, 12D, 13, 14, 51, 52 Filter 21, 22 Antenna 31, 31A, 31B Resonance Circuit 31C Frequency Variable Circuit 41, 42, 43, 44, 45, 46 Impedance Element 50
  • Connection terminals C1, C2, C3a, C3b, C4, C5, C6, C7, C8a, C8b, C9, C10, C11, C12a, C12b, C13, C14
  • Capacitors L1, L2, L3a, L3b, L7, L8a, L8b, L11, L12a, L12b

Landscapes

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Abstract

マルチプレクサ（１）は、５ＧＮＲを含む第１周波数帯域群用のアンテナ（２１）および第２周波数帯域群用のアンテナ（２２）を有する通信装置（５）に用いられ、アンテナ（２２）に接続される共通端子（１０２）に接続され第１通信バンド用のフィルタ（１２）と、共通端子（１０２）に接続され第２通信バンド用のフィルタ（１３）とを備え、第２周波数帯域群は第１通信バンドよりも高く、第２通信バンドは第１通信バンドよりも低く、フィルタ（１２）は、共振回路（３１）と、直列腕経路上のノード（ｎ１）に接続されたインダクタ（Ｌ１）と、上記経路上のノード（ｎ２）に接続されインダクタ（Ｌ１）と磁界結合したインダクタ（Ｌ２）とを備え、共振回路（３１）による第１減衰極および磁界結合による第２減衰極は第１通信バンドよりも第２通信バンド側に形成され、第１減衰極は第２減衰極よりも第１通信バンドに近い。

Description

マルチプレクサ、フィルタおよび通信装置
　本発明は、マルチプレクサ、フィルタおよび通信装置に関する。
　昨今、より高い周波数帯域を用いる通信方式の策定および対応する周波数帯域の開放が進んでいる。例えば、３ＧＰＰ（Ｔｈｉｒｄ　Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ　Ｐｒｏｊｅｃｔ）によって策定が進められている５ＧＮＲ（５ｔｈ　Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　Ｎｅｗ　Ｒａｄｉｏ）がある。５ＧＮＲでは、３ＧＨｚ以上６ＧＨｚ未満の周波数帯域が早期に利用可能になると期待されている。実際に５ＧＮＲを利用する場合、５ＧＮＲの高周波信号と、４Ｇ（ＬＴＥ：６９９ＭＨｚ－２６９０ＭＨｚ）およびＷｉＦｉ（登録商標）（５１５０－６０００ＭＨｚ）の高周波信号との干渉を抑制する必要がある。このため、５ＧＮＲ用、４Ｇ用、およびＷｉＦｉ用のフィルタには、低損失だけでなく、広帯域の減衰特性が要求される。また、１つの移動体通信機器で、上述した複数の周波数帯域を使用するマルチバンド化に対応するため、複数の周波数帯域の高周波信号を分波および／または合波する小型のマルチプレクサが要求される。
　特許文献１には、インダクタおよびキャパシタで構成されたＬＣフィルタの回路構成および通過特性が開示されている。具体的には、ＬＣフィルタを構成する２つのインダクタを磁界結合させることにより、当該磁界結合に対応した減衰極を通過帯域よりも低周波側に形成して、当該低周波側を広帯域に減衰させている。
国際公開第２００９／０９６４７４号
　しかしながら、特許文献１に記載されたＬＣフィルタを、５ＧＮＲを含む複数の周波数帯域を分波および／または合波するマルチプレクサに適用した場合、上記磁界結合により形成される減衰極は通過帯域の近傍の減衰帯域ではなく、当該通過帯域から離れた減衰帯域に形成される。このため、通過帯域近傍の減衰帯域における減衰量を十分確保できないため、近接する周波数帯域（通信バンド）における減衰量を十分確保できない。つまり、上記磁界結合による減衰極だけでは、通過帯域に近接する帯域から当該通過帯域から離れた帯域に至るまでの広帯域を十分に減衰させることはできない。加えて、通過帯域端部における急峻性を確保できない。このため、マルチプレクサを構成するフィルタ間のアイソレーションが不十分となる。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、少ない回路素子数で、急峻かつ広帯域な減衰特性を有する小型のマルチプレクサ、フィルタおよび通信装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、５ＧＮＲ（５ｔｈ　Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　Ｎｅｗ　Ｒａｄｉｏ）の通信バンドを含む第１周波数帯域群の高周波信号を放射および受信する第１アンテナ、および、第２周波数帯域群の高周波信号を放射および受信する第２アンテナが搭載された通信装置に用いられるマルチプレクサであって、前記第１アンテナに接続される共通端子と、第１入出力端子および第２入出力端子と、前記共通端子と前記第１入出力端子との間に接続され、前記第１周波数帯域群に含まれる第１通信バンドの高周波信号を通過させる第１フィルタと、前記共通端子と前記第２入出力端子との間に接続され、前記第１周波数帯域群に含まれる第２通信バンドの高周波信号を通過させる第２フィルタと、を備え、前記第２周波数帯域群は、前記第１通信バンドよりも高周波側および低周波側の一方に位置し、前記第２通信バンドは、前記第１通信バンドよりも高周波側および低周波側の他方に位置し、前記第１フィルタは、第１共振回路と、前記共通端子と前記第１入出力端子とを結ぶ経路上の第１ノードとグランドとの間に接続された第１インダクタと、前記経路上の前記第１ノードと異なる第２ノードとグランドとの間に接続され、前記第１インダクタと磁界結合した第２インダクタと、を備え、前記第１フィルタの通過特性において、前記第１共振回路により発生する第１減衰極および前記磁界結合により発生する第２減衰極は、前記第１通信バンドよりも前記第２通信バンド側に形成され、前記第１減衰極の周波数は、前記第２減衰極の周波数よりも前記第１通信バンドに近い。
　本発明によれば、少ない回路素子数で、急峻かつ広帯域な減衰特性を有する小型のマルチプレクサ、フィルタおよび通信装置を提供することができる。
図１は、実施の形態に係る通信装置の回路構成図である。 図２は、実施の形態に係るマルチプレクサを構成する第１フィルタの回路構成図である。 図３Ａは、実施の形態に係るマルチプレクサに適用される通信バンドの周波数関係の第１例を示す図である。 図３Ｂは、実施の形態に係るマルチプレクサに適用される通信バンドの周波数関係の第２例および第３例を示す図である。 図４Ａは、実施例１に係るマルチプレクサを構成する第１フィルタの回路構成図である。 図４Ｂは、実施例２に係るマルチプレクサを構成する第１フィルタの回路構成図である。 図４Ｃは、実施例１および実施例２に係る第１フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図５は、実施例１に係る第１フィルタの各ノードにおける通過特性およびスミスチャートを示すグラフである。 図６は、実施例２に係る第１フィルタの各ノードにおける通過特性およびスミスチャートを示すグラフである。 図７Ａは、実施の形態に係るマルチプレクサに適用される周波数帯域の関係の第４例を示す図である。 図７Ｂは、第４例に適用される第１フィルタの通過特性を示すグラフである。 図８は、実施の形態の変形例１に係る第１フィルタの回路構成図である。 図９Ａは、実施の形態の変形例２に係る第１フィルタの回路構成図である。 図９Ｂは、実施の形態の変形例２に係る第１フィルタの通過特性を示すグラフである。 図１０Ａは、実施の形態の変形例３に係るマルチプレクサに適用される周波数帯域の関係および回路構成を示す図である。 図１０Ｂは、実施の形態の変形例３に係るダイプレクサの通過特性を示すグラフである。 図１１は、実施の形態に係る第１フィルタを構成する回路素子の実装構成を示す図である。
　以下、本発明の実施の形態について、実施例、変形例および図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施例および変形例は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施例および変形例で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施例および変形例における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
　（実施の形態）
　［１　通信装置、フィルタおよびマルチプレクサの構成］
　図１は、実施の形態に係る通信装置５の回路構成図である。同図に示すように、通信装置５は、マルチプレクサ１と、フロントエンド回路（ＦＥ回路）６１、６２、６３および６４と、アンテナ２１および２２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３と、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）４と、を備える。
　ＲＦＩＣ３は、アンテナ２１および２２で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路である。具体的には、ＲＦＩＣ３は、アンテナ２１および２２からマルチプレクサ１およびＦＥ回路６１～６４を介して入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をＢＢＩＣ４へ出力する。また、ＲＦＩＣ３は、ＢＢＩＣ４から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波信号（ここでは高周波送信信号）をＦＥ回路６１～６４およびマルチプレクサ１を介してアンテナ２１および２２に出力する。
　アンテナ２１は、第２周波数帯域群の高周波信号を放射および受信する第２アンテナである。アンテナ２２は、５ＧＮＲ（５ｔｈ　Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　Ｎｅｗ　Ｒａｄｉｏ）の通信バンドを含む第１周波数帯域群の高周波信号を放射および受信する第１アンテナである。
　マルチプレクサ１は、共通端子１０１および１０２と、入出力端子１１１、１１２、１１３および１１４と、フィルタ１１、１２、１３および１４と、を備える。
　共通端子１０１は、アンテナ２１に接続されている。共通端子１０２は、アンテナ２２に接続されている。
　フィルタ１１は、一端が共通端子１０１に接続され、他端が入出力端子１１１に接続され、第２周波数帯域群に含まれる第４通信バンドを通過帯域とするフィルタである。
　フィルタ１２は、一端が共通端子１０２に接続され、他端が入出力端子１１２（第１入出力端子）に接続され、第１周波数帯域群に含まれる第１通信バンドを第１通過帯域とする第１フィルタである。
　フィルタ１３は、一端が共通端子１０２に接続され、他端が入出力端子１１３（第２入出力端子）に接続され、第１周波数帯域群に含まれる第２通信バンドを第２通過帯域とする第２フィルタである。
　フィルタ１４は、一端が共通端子１０２に接続され、他端が入出力端子１１４に接続され、第１周波数帯域群に含まれる第３通信バンドを通過帯域とするフィルタである。
　ＦＥ回路６１は、入出力端子１１１および（接続端子１３１を介して）ＲＦＩＣ３に接続されている。ＦＥ回路６２は、入出力端子１１２および（接続端子１３２を介して）ＲＦＩＣ３に接続されている。ＦＥ回路６３は、入出力端子１１３および（接続端子１３３を介して）ＲＦＩＣ３に接続されている。ＦＥ回路６４は、入出力端子１１４および（接続端子１３４を介して）ＲＦＩＣ３に接続されている。ＦＥ回路６１～６４は、それぞれ、例えば、フィルタ、増幅回路、およびスイッチなどで構成されている。
　なお、本実施の形態に係るマルチプレクサ１において、フィルタ１１および１４は、なくてもよい。また、本実施の形態に係る通信装置５において、ＦＥ回路６１～６４およびＢＢＩＣ４は、なくてもよい。
　また、フィルタ１３は、例えば、ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた弾性波フィルタ、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた弾性波フィルタ、ＬＣ共振フィルタ、誘電体フィルタ、および弾性波共振子を含むＬＣフィルタのいずれかであってもよく、さらには、これらには限定されない。
　ここで、第２周波数帯域群は、第１通信バンドよりも高周波側および低周波側の一方に位置し、第２通信バンドは、第１通信バンドよりも高周波側および低周波側の他方に位置している。
　図２は、実施の形態に係るマルチプレクサ１を構成するフィルタ１２の回路構成図である。同図に示すように、フィルタ１２は、端子１２１および１２２と、共振回路３１と、インダクタＬ１およびＬ２と、インピーダンス素子４１および４２と、を備える。
　端子１２１は、共通端子１０２に接続され、端子１２２は入出力端子１１２に接続されている。
　共振回路３１は、端子１２１と端子１２２とを結ぶ経路上のノードｎ３（第３ノード）とグランドとの間に接続された第１共振回路である。なお、共振回路３１は、端子１２１と端子１２２とを結ぶ経路上に直列配置されていてもよい。
　インダクタＬ１は、上記経路上のノードｎ１（第１ノード）とグランドとの間に接続された第１インダクタである。インダクタＬ２は、上記経路上のノードｎ１と異なるノードｎ２（第２ノード）とグランドとの間に接続され、インダクタＬ１と磁界結合した第２インダクタである。
　なお、「ノードＡとノードＢとが異なる」とは、ノードＡとノードＢとがインピーダンス素子（インダクタ、キャパシタ、または共振子など）を介して接続されていることを意味する。
　ここで、共通端子１０２から入出力端子１１２までのフィルタ１２の通過特性において、共振回路３１により発生する第１減衰極、および、インダクタＬ１およびＬ２の磁界結合により発生する第２減衰極は、第１通信バンドよりも高周波側および低周波側の上記他方に形成され、第１減衰極の周波数は、第２減衰極の周波数よりも第１通信バンド（フィルタ１２の第１通過帯域）に近い。
　マルチバンド方式において、５ＧＮＲの周波数帯域を利用する場合、同じ移動体通信機器で利用される４Ｇ（ＬＴＥ：６９９－２６９０ＭＨｚ）の周波数帯域およびＷｉＦｉ（５１５０－６０００ＭＨｚ）の周波数帯域との干渉を抑制する必要がある。このため、上記移動体通信機器における高周波信号の分波および合波を行うマルチプレクサを構成するフィルタには、低損失だけでなく、他の周波数帯域に対応する広帯域な減衰特性が要求される。
　本実施の形態に係るマルチプレクサ１の上記構成によれば、共振回路３１によりフィルタ１２の第１通過帯域を形成し、共振回路３１の共振周波数（または反共振周波数）により、第１通過帯域近傍に減衰極を生成できるので、第１通過帯域の端部領域における急峻性が確保される。
　また、フィルタ１２において、第１通信バンドよりも高周波側および低周波側の上記他方に位置する、第２通信バンドを含む周波数帯域においては、共振回路３１により第１減衰極を発生させて減衰量を確保する。一方、上記第２通信バンドを含む周波数帯域のうち、第１減衰極の周波数から離れた周波数帯域においては、インダクタＬ１およびＬ２の磁界結合により第２減衰極を発生させて減衰量を確保する。つまり、フィルタ１２において、上記第２通信バンドを含む広帯域な周波数帯域における良好な減衰特性を確保するにあたり、共振周波数の異なる複数の共振回路を用いずに、インダクタＬ１およびＬ２の磁界結合を利用することで、共振回路の数を削減できる。
　さらに、第１通信バンドよりも高周波側および低周波側の上記一方に位置する第２周波数帯域群の高周波信号については、フィルタ１２が接続されるアンテナ２２と異なるアンテナ２１を用いて処理されるため、フィルタ１２における第２周波数帯域群の減衰特性を緩和できるので、当該減衰特性を確保するための共振回路を削減することが可能となる。
　よって、少ない回路素子数で、急峻かつ広帯域な減衰特性を有するフィルタ１２およびそれを有する小型のマルチプレクサ１を実現できる。
　［２　マルチプレクサの構成＿第１例～第３例］
　図３Ａは、実施の形態に係るマルチプレクサ１に適用される通信バンドの周波数関係の第１例を示す図である。
　図３Ａに示された第１例では、アンテナ２１は、アンライセンスバンド（５１５０－７１２５ＭＨｚ）の高周波信号を放射および受信することが可能である。アンテナ２１により放射および受信が可能である第２周波数帯域群に属する第４通信バンド（帯域Ａ）として、例えば、ＷｉＦｉ（５１５０－６０００ＭＨｚ）が適用される。また、アンテナ２２により放射および受信が可能である第１周波数帯域群には、第１通信バンド（帯域Ｂ）、第２通信バンド（帯域Ｃ）および第３通信バンド（帯域Ｄ）が属する。第１通信バンド（帯域Ｂ）として、例えば、５ＧＮＲ（ＵＨＢ：３３００－４２００ＭＨｚ）が適用される。また、第２通信バンド（帯域Ｃ）として、例えば、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）のＨＢ（２３００－２６９０ＭＨｚ）が適用される。また、第３通信バンド（帯域Ｄ）として、例えば、ＬＴＥのＬＢ／ＭＢ（６９９－２２００ＭＨｚ）が適用される。
　上記第１例では、第２周波数帯域群は第１通信バンド（帯域Ｂ）よりも高周波側に位置し、第２通信バンド（帯域Ｃ）は第１通信バンドよりも低周波側に位置している。
　また、第２周波数帯域群および第１通信バンドの周波数間隔Ｇａｐ１（９５０ＭＨｚ）は、第１通信バンドおよび第２通信バンドの周波数間隔Ｇａｐ２（６１０ＭＨｚ）よりも大きい。
　なお、上記第１例のその他の組み合わせとしては、第４通信バンド（帯域Ａ）として、例えば、ＷｉＦｉ（５１５０－６０００ＭＨｚ）が適用され、第１通信バンド（帯域Ｂ）として、例えば、５ＧＮＲ（ｎ７８：３３００－３８００ＭＨｚ）が適用され、第２通信バンド（帯域Ｃ）として、例えば、ＬＴＥのＨＢ（２３００－２６９０ＭＨｚ）が適用される。
　上記第１例の場合、図２に示されたフィルタ１２を適用することにより、例えば、図３Ａの下段に示されたフィルタ１２の概略通過特性において、第１通信バンド（帯域Ｂ）近傍である第２通信バンド（帯域Ｃ）付近の減衰帯域を共振回路３１により発生する第１減衰極により大きな減衰量を確保する。一方、第３通信バンド（帯域Ｄ）付近の減衰帯域をインダクタＬ１およびＬ２の磁界結合により発生する第２減衰極により大きな減衰量を確保する。つまり、フィルタ１２の通過帯域近傍の減衰帯域（第２通信バンド）を共振回路３１により発生する第１減衰極で、および、フィルタ１２の通過帯域から離れた減衰帯域（第３通信バンド）をインダクタＬ１およびＬ２の磁界結合により発生する第２減衰極で形成する。これにより、フィルタ１２において、少ない回路素子数で実現しつつ急峻かつ広帯域な減衰特性を確保することが可能となる。
　なお、図３Ａに示された第１例において、フィルタ１２、１３および１４とアンテナ２２との間にスイッチが配置されていてもよい。
　図３Ｂは、実施の形態に係るマルチプレクサ１に適用される周波数帯域の関係の第２例（図３Ｂの（ａ））および第３例（図３Ｂの（ｂ））を示す図である。図３Ｂの（ａ）に示された第２例では、第２周波数帯域群に属する第４通信バンド（帯域Ａ）として、例えば、ＷｉＦｉ（５１５０－６０００ＭＨｚ）が適用される。また、第１周波数帯域群には、第１通信バンド（帯域Ｂ）、第２通信バンド（帯域Ｃ）および第３通信バンド（帯域Ｄ）が属する。第１通信バンド（帯域Ｂ）として、例えば、５ＧＮＲ（ＵＨＢ：３３００－５０００ＭＨｚ）が適用される。また、第２通信バンド（帯域Ｃ）として、例えば、ＬＴＥのＨＢ（２３００－２６９０ＭＨｚ）が適用される。また、第３通信バンド（帯域Ｄ）として、例えば、ＬＴＥのＬＢ／ＭＢ（６９９－２２００ＭＨｚ）が適用される。
　また、図３Ｂの（ｂ）に示された第３例では、第２周波数帯域群に属する第４通信バンド（帯域Ａ）として、例えば、ＷｉＦｉ（５５００－６０００ＭＨｚ）が適用される。また、第１周波数帯域群には、第１通信バンド（帯域Ｂ）、第２通信バンド（帯域Ｃ）および第３通信バンド（帯域Ｄ）が属する。第１通信バンド（帯域Ｂ）として、例えば、５ＧＮＲ（ＵＨＢ：３３００－５０００ＭＨｚ）が適用される。また、第２通信バンド（帯域Ｃ）として、例えば、ＬＴＥのＭＢ／ＨＢ（１４３０－２６９０ＭＨｚ）が適用される。また、第３通信バンド（帯域Ｄ）として、例えば、ＬＴＥのＬＢ（６９９－９６０ＭＨｚ）が適用される。
　第２例および第３例では、第２周波数帯域群は第１通信バンド（帯域Ｂ）よりも高周波側に位置し、第２通信バンド（帯域Ｃ）は第１通信バンドよりも低周波側に位置している。
　また、第２例では第２周波数帯域群および第１通信バンドの周波数間隔Ｇａｐ１（１５０ＭＨｚ）は、第１通信バンドおよび第２通信バンドの周波数間隔Ｇａｐ２（６１０ＭＨｚ）よりも小さい。また、第３例では第２周波数帯域群および第１通信バンドの周波数間隔Ｇａｐ１（５００ＭＨｚ）は、第１通信バンドおよび第２通信バンドの周波数間隔Ｇａｐ２（６１０ＭＨｚ）よりも小さい。第２例および第３例の場合、周波数間隔Ｇａｐ１が周波数間隔Ｇａｐ２よりも相対的に小さいため、フィルタ１２における第２周波数帯域群の減衰特性を、アンテナ２１とアンテナ２２との間のアイソレーションのみにより確保することが困難となる。
　これに対して、例えば、図３Ｂの下段に示されたフィルタ１２の概略通過特性において、第１通信バンド（帯域Ｂ）よりも高周波側の減衰帯域において、第２共振回路により第３減衰極を発生させて減衰量を確保することで、フィルタ１２の通過帯域よりも高周波側および低周波側の双方において急峻かつ広帯域な減衰特性を確保できる。
　なお、上記第２例および第３のその他の組み合わせとしては、第４通信バンド（帯域Ａ）として、例えば、ＷｉＦｉ（５１５０－６０００ＭＨｚ）が適用され、第１通信バンド（帯域Ｂ）として、例えば、５ＧＮＲ（ｎ７９：４４００－４６００（または５０００）ＭＨｚ）、が適用され、第２通信バンド（帯域Ｃ）として、例えば、５ＧＮＲ（ｎ７８：３３００－３８００ＭＨｚ）、または、ＬＴＥのＭＢ／ＨＢ（１４３０－２６９０ＭＨｚ）が適用される。
　図４Ａは、マルチプレクサ１を構成する実施例１に係るフィルタ１２Ａの回路構成図である。同図に示されたフィルタ１２Ａは、上記の第２例および第３例に示された通信バンドの周波数関係において適用される第１フィルタである。すなわち、フィルタ１２Ａは、第２周波数帯域群および第１通信バンドの周波数間隔Ｇａｐ１が、第１通信バンドおよび第２通信バンドの周波数間隔Ｇａｐ２よりも小さい場合に適用される。
　図４Ａに示すように、実施例１に係るフィルタ１２Ａは、端子１２１および１２２と、共振回路３１Ａおよび３１Ｂと、インダクタＬ１およびＬ２と、キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ４およびＣ５と、を備える。
　端子１２１は、共通端子１０２に接続され、端子１２２は入出力端子１１２に接続されている。
　共振回路３１Ａは、端子１２１と端子１２２とを結ぶ経路上のノードｎ３（第３ノード）とグランドとの間に接続された第１共振回路である。共振回路３１Ａは、キャパシタＣ３ａとインダクタＬ３ａとが直列接続されたＬＣ直列共振回路を構成している。
　共振回路３１Ｂは、上記経路上のノードｎ３（第３ノード）とグランドとの間に接続された第２共振回路である。共振回路３１Ｂは、キャパシタＣ３ｂとインダクタＬ３ｂとが直列接続されたＬＣ直列共振回路を構成している。
　共振回路３１Ａおよび３１ＢがＬＣ直列共振回路であることにより、フィルタ１２Ａの通過帯域の高周波側近傍および低周波側近傍に、ＬＣ直列共振回路の共振周波数に対応した減衰極（第１減衰極および第３減衰極）を形成できる。また、上記減衰極の周波数を、ＬＣ直列共振回路を構成するインダクタのインダクタンス値およびキャパシタの容量値により調整できる。
　インダクタＬ１は、上記経路上のノードｎ１（第１ノード）とグランドとの間に接続された第１インダクタである。インダクタＬ２は、上記経路上のノードｎ１と異なるノードｎ２（第２ノード）とグランドとの間に接続され、インダクタＬ１と磁界結合した第２インダクタである。
　キャパシタＣ１は、インダクタＬ１と並列接続されている。キャパシタＣ２は、インダクタＬ２と並列接続されている。
　キャパシタＣ４は、ノードｎ１とノードｎ２との間に接続されたインピーダンス素子である。キャパシタＣ５は、ノードｎ２とノードｎ３との間に接続されたインピーダンス素子である。
　ここで、共通端子１０２から入出力端子１１２までのフィルタ１２Ａの通過特性において、共振回路３１Ａにより発生する第１減衰極、および、インダクタＬ１およびＬ２の磁界結合により発生する第２減衰極は、第１通信バンドよりも第２通信バンド側の減衰帯域に形成され、第１減衰極の周波数は、第２減衰極の周波数よりもフィルタ１２Ａの第１通信バンド（第１通過帯域）に近い。さらに、共振回路３１Ｂにより発生する第３減衰極は、第１通信バンドよりも第２周波数帯域群側の減衰帯域に形成されている。
　上述したように、第２周波数帯域群および第１通信バンドの周波数間隔Ｇａｐ１が第１通信バンドおよび第２通信バンドの周波数間隔Ｇａｐ２よりも小さい場合には、フィルタ１２Ａにおける第２周波数帯域群の減衰特性を、アンテナ２１とアンテナ２２との間のアイソレーションのみにより確保することが困難となる。これに対して、実施例１に係るフィルタ１２Ａによれば、第１通信バンド（第１通過帯域）よりも第２周波数帯域群（高周波）側の減衰帯域において、共振回路３１Ｂにより第３減衰極を発生させて減衰量を確保する。これにより、少ない回路素子数で、第１通信バンドよりも高周波側および低周波側の双方において急峻かつ広帯域な減衰特性を有するフィルタ１２Ａ、およびそれを有する小型のマルチプレクサ１を実現できる。
　なお、本実施例に係るフィルタ１２Ａでは、共振回路３１Ａおよび３１Ｂは同一のノードｎ３に接続されているが、それぞれ異なるノードに接続されていてもよい。つまり、共振回路３１Ａは、上記経路上のノードｎ３（第３ノード）とグランドとの間に接続され、共振回路３１Ｂは、上記経路上のノードｎ３（第３ノード）と異なる第４ノードとグランドとの間に接続されていてもよい。
　これに対して、本実施例に係るフィルタ１２Ａでは、ノードｎ３（第３ノード）と上記第４ノードとは同一ノードとなっている。フィルタ１２Ａの通過帯域が広帯域であることにより、共振回路３１Ａにより発生する第１減衰極と共振回路３１Ｂにより発生する第３減衰極とは、当該通過帯域を挟んで離れているため、共振回路３１Ａと共振回路３１Ｂとの干渉を考慮しなくてよい。よって、本実施例に係るフィルタ１２Ａでは、共振回路３１Ａと共振回路３１Ｂとの間にインピーダンス素子を配置する必要がないので、さらに回路素子の点数を削減できる。
　図４Ｂは、マルチプレクサ１を構成する実施例２に係るフィルタ１２Ｂの回路構成図である。同図に示されたフィルタ１２Ｂは、上記の第２例および第３例に示された通信バンドの周波数関係において適用される第１フィルタである。すなわち、フィルタ１２Ｂは、第２周波数帯域群および第１通信バンドの周波数間隔Ｇａｐ１が、第１通信バンドおよび第２通信バンドの周波数間隔Ｇａｐ２よりも小さい場合に適用される。
　図４Ｂに示すように、実施例２に係るフィルタ１２Ｂは、端子１２１（第１端子）および１２２（第２端子）と、共振回路３１Ａ（第１共振回路）および３１Ｂ（第２共振回路）と、インダクタＬ１（第１インダクタ）およびＬ２（第２インダクタ）と、キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ４およびＣ５と、を備える。実施例２に係るフィルタ１２Ｂは、実施例１に係るフィルタ１２Ａと比較して、共振回路３１Ａおよび３１Ｂの接続位置が異なる。以下、実施例２に係るフィルタ１２Ｂについて、実施例１に係るフィルタ１２Ａと同じ回路構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。
　共振回路３１Ａおよび３１Ｂが接続されたノードｎ３は、上記経路上のインダクタＬ１が接続されたノードｎ１とインダクタＬ２が接続されたノードｎ２との間に位置している。つまり、共振回路３１Ａおよび３１Ｂは、インダクタＬ１とインダクタＬ２との間に配置されている。
　つまり、実施例２に係るフィルタ１２Ｂは、第１端子および第２端子と、第１端子と第２端子とを結ぶ経路上の第１ノード（ノードｎ１）とグランドとの間に接続された第１インダクタ（インダクタＬ１）と、上記経路上の第１ノードと異なる第２ノード（ノードｎ２）とグランドとの間に接続され、第１インダクタと磁界結合した第２インダクタ（インダクタＬ２）と、上記経路上の第１ノードと第２ノードとの間に位置する第３ノード（ノードｎ３）とグランドとの間に接続された第１共振回路（共振回路３１Ａ）と、第３ノードとグランドとの間に接続された第２共振回路（共振回路３１Ａ）と、を備え、第１共振回路および第２共振回路は、それぞれ、ＬＣ直列共振回路である。
　図４Ｃは、実施例１に係るフィルタ１２Ａおよび実施例２に係るフィルタ１２Ｂの通過特性を比較したグラフである。同図に示すように、実施例１に係るフィルタ１２Ａおよび実施例２に係るフィルタ１２Ｂの双方において、第１通信バンド（５ＧＮＲ）における挿入損失は１．０ｄＢ以下であり低損失となっている。また、第２通信バンド（ＨＢ）における減衰特性は、共振回路３１Ａによる第１減衰極により確保され、第３通信バンド（ＬＢ／ＭＢ）における減衰特性は、インダクタＬ１およびＬ２の磁界結合による第２減衰極により確保されている。さらに、第２周波数帯域群（ＷｉＦｉ）における減衰特性は、共振回路３１Ｂによる第３減衰極により確保されている。
　つまり、実施例１に係るフィルタ１２Ａおよび実施例２に係るフィルタ１２Ｂの双方において、第１通過帯域内の挿入損失が小さく、第１通過帯域よりも低周波側の広帯域の減衰帯域および第１通過帯域よりも高周波側の減衰帯域の減衰量が大きく確保されている。
　ただし、実施例２に係るフィルタ１２Ｂのほうが、第１通過帯域における挿入損失がより小さく、また、第１通過帯域の低周波側近傍における急峻性（減衰特性）がより高くなっている。以下では、フィルタ１２Ａおよび１２Ｂの上記特性の差異について説明する。
　図５は、実施例１に係るフィルタ１２Ａの各ノードにおける通過特性およびスミスチャートを示すグラフである。同図の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）（および（ｆ））には、それぞれ、上段に示したフィルタ１２Ａの各ノードａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅと端子１２１との間の通過特性と各ノードａ～ｅから端子１２１側を見た場合のインピーダンスを示すスミスチャートが示されている。
　まず、図５の（ａ）において、ノードａに並列接続されたインダクタＬ１のＤＣ－８ＧＨｚにおけるインピーダンスが、スミスチャートの等コンダクタンス円上に現れている。
　次に、図５の（ｂ）において、ノードｂでは、ノードａに対して直列接続されたキャパシタＣ４が付加されているため、ノードｂから端子１２１側を見たインピーダンスは、スミスチャートの等抵抗円上を反時計周りにシフトする。
　次に、図５の（ｃ）において、ノードｃでは、ノードｂに対して並列接続されたインダクタＬ２が付加されているため、ノードｃから端子１２１側を見たインピーダンスは、スミスチャートの等コンダクタンス円上を反時計周りにシフトする。
　次に、図５の（ｄ）において、ノードｄでは、ノードｃに対して直列接続されたキャパシタＣ５が付加されているため、ノードｄから端子１２１側を見たインピーダンスは、スミスチャートの等抵抗円上を反時計周りにシフトする。このとき、上記インピーダンスは、フィルタ１２Ａの第１通過帯域におけるインピーダンスを約５０Ωに確保しつつシフトしているため、減衰帯域におけるインピーダンスがスミスチャートの外縁へとシフトしない（反射係数が小さい）。
　次に、図５の（ｅ）において、ノードｅでは、ノードｄに対して並列接続された共振回路３１Ａおよび３１Ｂが付加されているため、第１通過帯域よりも低周波側のインピーダンスは、並列接続されたインダクタＬ１およびＬ２に影響され、スミスチャートの等コンダクタンス円上を反時計周りにシフトする。一方、第１通過帯域よりも高周波側のインピーダンスは、並列接続されたキャパシタＣ１およびＣ２に影響され、スミスチャートの等コンダクタンス円上を時計周りにシフトする。このとき、通過特性において、共振回路３１Ａによる第１減衰極が第１通過帯域の低周波近傍に形成され、共振回路３１Ｂによる第３減衰極が第１通過帯域の高周波近傍に形成されるが、上記低周波近傍および上記高周波近傍におけるインピーダンスは、フィルタ１２Ａの第１通過帯域におけるインピーダンスを５０Ωに確保しつつシフトしているため、スミスチャートの外縁へとシフトしない（反射係数が小さい）。
　なお、図５の（ｆ）では、図５の（ｅ）に加えてインダクタＬ１およびＬ２が磁界結合することにより、第２減衰極が形成されることを示しているが、当該磁界結合は、インピーダンスにおける反射係数を変化させない。
　上述したように、実施例１に係るフィルタ１２Ａでは、各ノードにおいて、第１通過帯域におけるインピーダンスを略５０Ωに維持させながら減衰帯域におけるインピーダンスをスミスチャートの外周にシフトさせている。このため、減衰帯域におけるインピーダンスはスミスチャートの外縁へとシフトしきれない。
　図６は、実施例２に係るフィルタ１２Ｂの各ノードにおける通過特性およびスミスチャートを示すグラフである。同図の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）（および（ｆ））には、それぞれ、フィルタ１２Ｂの各ノードａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅと端子１２１との間の通過特性と各ノードａ～ｅから端子１２１側を見た場合のインピーダンスを示すスミスチャートが示されている。
　まず、図６の（ａ）において、ノードａに並列接続されたインダクタＬ１のＤＣ－８ＧＨｚにおけるインピーダンスが、スミスチャートの等コンダクタンス円上に現れている。
　次に、図６の（ｂ）において、ノードｂでは、ノードａに対して直列接続されたキャパシタＣ４が付加されているため、ノードｂから端子１２１側を見たインピーダンスは、スミスチャートの等抵抗円上を反時計周りにシフトする。
　次に、図６の（ｃ）において、ノードｃでは、ノードｂに対して並列接続された共振回路３１Ａおよび３１Ｂが付加されているため、第１通過帯域よりも低周波側のインピーダンスは、並列接続されたインダクタＬ１およびＬ２に影響され、スミスチャートの等コンダクタンス円上を反時計周りにシフトする。一方、第１通過帯域よりも高周波側のインピーダンスは、並列接続されたキャパシタＣ１およびＣ２に影響され、スミスチャートの等コンダクタンス円上を時計周りにシフトする。このとき、通過特性において、共振回路３１Ａによる第１減衰極が第１通過帯域の低周波近傍に形成され、共振回路３１Ｂによる第３減衰極が第１通過帯域の高周波近傍に形成されるが、上記低周波近傍および上記高周波近傍におけるインピーダンスは、フィルタ１２Ｂの第１通過帯域におけるインピーダンスを５０Ωに維持していない（非５０Ωとしている）。このため、上記低周波近傍および上記高周波近傍におけるインピーダンスは、スミスチャートの外縁へとシフトできる（反射係数が大きい）。なお、この段階では、第１通過帯域におけるインピーダンスを非５０Ωとしているため、第１通過帯域内の挿入損失は悪化している。
　次に、図６の（ｄ）において、ノードｄでは、ノードｃに対して直列接続されたキャパシタＣ５が付加されているため、ノードｄから端子１２１側を見たインピーダンスは、スミスチャートの等抵抗円上を反時計周りにシフトする。このとき、上記インピーダンスは、フィルタ１２Ｂの第１通過帯域におけるインピーダンスを５０Ωに維持していない（非５０Ωとしている）。このため、上記低周波近傍および上記高周波近傍におけるインピーダンスは、スミスチャートの外縁に位置している（反射係数が大きい）。
　次に、図６の（ｅ）において、ノードｅでは、ノードｄに対して並列接続されたインダクタＬ２が付加されているため、ノードｅから端子１２１側を見たインピーダンスは、スミスチャートの等コンダクタンス円上を反時計周りにシフトする。このとき、フィルタ１２Ｂの第１通過帯域におけるインピーダンスは、上記低周波近傍および上記高周波近傍におけるインピーダンスをスミスチャートの外縁に維持しながら、非５０Ωから５０Ωへと戻される。
　なお、図６の（ｆ）では、図６の（ｅ）に加えてインダクタＬ１およびＬ２が磁界結合することにより第２減衰極が形成されることを示しているが、当該磁界結合は、インピーダンスにおける反射係数を変化させない。
　上述したように、実施例２に係るフィルタ１２Ｂでは、共振回路３１Ａおよび３１ＢがインダクタＬ１とインダクタＬ２との間に挟まれた回路構成となるので、端子１２１および１２２に接続される外部回路とのインピーダンス整合は、インダクタＬ１およびＬ２でとることができる。このため、共振回路３１Ａおよび３１Ｂにより形成される減衰帯域（第１減衰極および第３減衰極）ならびに第１通過帯域のインピーダンス調整は、外部回路とのインピーダンス整合に関係なく調整できる。よって、上記減衰帯域および第１通過帯域のインピーダンス調整の自由度が向上し、フィルタ１２Ｂの低損失化および高減衰化を実現できる。
　なお、図２に示された実施の形態に係るフィルタ１２においても、共振回路３１がインダクタＬ１とインダクタＬ２との間に挟まれた回路構成となることが望ましい。つまり、図２に示されたフィルタ１２において、共振回路３１が接続されたノードｎ３は、端子１２１と端子１２２とを結ぶ経路上において、インダクタＬ１が接続されたノードｎ１とインダクタＬ２が接続されたノードｎ２との間に位置していることが望ましい。これによれば、端子１２１および１２２に接続される外部回路とのインピーダンス整合は、インダクタＬ１およびＬ２でとることができる。このため、共振回路３１により形成される減衰帯域（第１減衰極）ならびに第１通過帯域のインピーダンス調整は、外部回路とのインピーダンス整合に関係なく調整できるので、上記減衰帯域および第１通過帯域のインピーダンス調整の自由度が向上し、フィルタ１２の低損失化および高減衰化を実現できる。
　［３　マルチプレクサの構成＿第４例］
　図７Ａは、実施の形態に係るマルチプレクサ１に適用される周波数帯域の関係の第４例を示す図である。同図に示された第４例では、第２周波数帯域群に属する第４通信バンド（帯域Ａ）として、例えば、ＬＴＥのＬＢ（６９９－９６０ＭＨｚ）が適用される。また、第１周波数帯域群には、第１通信バンド（帯域Ｂ）、第２通信バンド（帯域Ｃ）および第３通信バンド（帯域Ｄ）が属する。第１通信バンド（帯域Ｂ）として、例えば、ＬＴＥのＭＢ／ＨＢ（１７１０－２６９０ＭＨｚ）が適用される。また、第２通信バンド（帯域Ｃ）として、例えば、５ＧＮＲ（ＵＨＢ：３３００－５０００ＭＨｚ）が適用される。また、第３通信バンド（帯域Ｄ）として、例えば、アンライセンスバンド（５１５０－７１２５ＭＨｚ）のうちのＷｉＦｉ（５１５０－６０００ＭＨｚ）が適用される。
　第４例では、第２周波数帯域群は第１通信バンド（帯域Ｂ）よりも低周波側に位置し、第２通信バンド（帯域Ｃ）は第１通信バンドよりも高周波側に位置している。
　また、第４例では第２周波数帯域群および第１通信バンドの周波数間隔Ｇａｐ１（９５０ＭＨｚ）は、第１通信バンドおよび第２通信バンドの周波数間隔Ｇａｐ２（６１０ＭＨｚ）よりも大きい。
　上記第４例において、マルチプレクサ１を構成するフィルタ１２として、実施例１に係るフィルタ１２Ａおよび実施例２に係るフィルタ１２Ｂが適用される。なお、この場合、第４例に適用されるフィルタ１２Ａおよび１２Ｂは、第１例～第３例に適用されるフィルタ１２Ａおよび１２Ｂと比較して、フィルタ１２Ａおよび１２Ｂを構成する回路素子の容量値およびインダクタンス値、ならびにインダクタＬ１およびＬ２の磁界結合係数が異なる。
　図７Ｂは、第４例に適用されるフィルタ１２Ｂの通過特性を示すグラフである。同図には、第４例に示された周波数関係に対して、第１フィルタとしてフィルタ１２Ｂを適用した場合の通過特性が示されている。
　同図に示すように、第４例に適用されるフィルタ１２Ｂにおいて、第１通信バンド（ＭＢ／ＨＢ）では低損失が確保されている。また、第２通信バンド（５ＧＮＲ）における減衰特性は、インダクタＬ１およびＬ２の磁界結合による第２減衰極により確保され、第３通信バンド（ＷｉＦｉ）における減衰特性は、共振回路３１Ａによる第１減衰極により確保されている。さらに、第２周波数帯域群（ＬＢ）における減衰特性は、共振回路３１Ｂによる第３減衰極により確保されている。
　つまり、第４例に適用されるフィルタ１２Ｂにおいて、第１通過帯域内の挿入損失が小さく、第１通過帯域よりも高周波側の広帯域の減衰帯域および第１通過帯域よりも低周波側の減衰帯域の減衰量が大きく確保されている。これにより、フィルタ１２Ｂにおいて、上記第２通信バンドを含む広帯域な周波数帯域における良好な減衰特性を確保するにあたり、共振周波数の異なる複数の共振回路を用いずに、インダクタＬ１およびＬ２の磁界結合を利用することで、共振回路の数を削減できる。よって、フィルタ１２Ｂを、少ない回路素子数で実現しつつ急峻かつ広帯域な減衰特性を確保することが可能となる。
　なお、本変形例において、Ｇａｐ１＞Ｇａｐ２であるため、共振回路３１Ｂはなくてもよい。この場合であっても、アンテナ２１とアンテナ２２とのアイソレーションにより、第１通過帯域よりも低周波側の減衰帯域における減衰量を十分に確保することが可能となる。ただし、本変形例の回路構成のように共振回路３１Ｂを有する場合、Ｇａｐ１＜Ｇａｐ２の場合に、共振回路３１Ｂによる第３減衰極がより有効となる。
　［４　弾性波共振子を有する第１フィルタ］
　ここまで、マルチプレクサ１を構成する第１フィルタが備える共振回路は、ＬＣ直列共振回路であるとして説明した。しかし、当該共振回路は弾性波共振子を有する回路であってもよい。
　図８は、実施の形態の変形例１に係るフィルタ１２Ｃの回路構成図である。同図に示されたフィルタ１２Ｃは、マルチプレクサ１を構成する第１フィルタとして適用される。変形例１に係るフィルタ１２Ｃは、端子１２１および１２２と、並列腕共振子Ｐ１およびＰ２と、インダクタＬ１およびＬ２と、インピーダンス素子４１、４２、４３、４４、４５および４６と、を備える。変形例１に係るフィルタ１２Ｃは、実施例２に係るフィルタ１２Ｂと比較して、共振回路３１Ａおよび３１Ｂの代わりに並列腕共振子Ｐ１およびＰ２が配置されている点、および、キャパシタの代わりにインピーダンス素子が配置されている点が異なる。以下、変形例１に係るフィルタ１２Ｃについて、実施例２に係るフィルタ１２Ｂと同じ回路構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。
　並列腕共振子Ｐ１は、端子１２１と端子１２２とを結ぶ経路上のノードｎ３（第３ノード）とグランドとの間に接続された第１共振回路である。並列腕共振子Ｐ１は、弾性波共振子で構成されている。
　並列腕共振子Ｐ２は、上記経路上のノードｎ３（第３ノード）とグランドとの間に接続された第２共振回路である。並列腕共振子Ｐ２は、弾性波共振子で構成されている。
　インピーダンス素子４１は端子１２１とノードｎ１との間に接続され、インピーダンス素子４２はノードｎ１とノードｎ２との間に接続され、インピーダンス素子４３はノードｎ２とノードｎ３との間に接続され、インピーダンス素子４４は端子１２２とノードｎ２との間に接続されている。また、インピーダンス素子４５はノードｎ１とグランドとの間に接続され、インピーダンス素子４６はノードｎ２とグランドとの間に接続されている。
　上記構成によれば、フィルタ１２Ｃの通過帯域の高周波側近傍および低周波側近傍に、並列腕共振子Ｐ１およびＰ２の共振周波数に対応した第１減衰極および第３減衰極を形成できる。また、本変形例に係るフィルタ１２Ｃは、特に、狭帯域の通過帯域を有する場合に適用されることが望ましい。
　［５　帯域可変型の第１フィルタ］
　本実施の形態に係るマルチプレクサ１に適用される第１フィルタは、通過帯域および減衰帯域の周波数が可変する、いわゆるチューナブルなフィルタであってもよい。
　図９Ａは、実施の形態の変形例２に係るフィルタ１２Ｄの回路構成図である。同図に示されたフィルタ１２Ｄは、マルチプレクサ１を構成する第１フィルタとして適用される。変形例２に係るフィルタ１２Ｄは、端子１２１および１２２と、共振回路３１Ａおよび３１Ｂと、周波数可変回路３１Ｃと、インダクタＬ１およびＬ２と、キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ４およびＣ５と、を備える。変形例２に係るフィルタ１２Ｄは、実施例２に係るフィルタ１２Ｂと比較して、周波数可変回路３１Ｃが付加されている点が異なる。以下、変形例２に係るフィルタ１２Ｄについて、実施例２に係るフィルタ１２Ｂと同じ回路構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。
　周波数可変回路３１Ｃは、キャパシタＣ６と、スイッチＳＷ１と、を有している。キャパシタＣ６およびスイッチＳＷ１が直列接続された回路が、インダクタＬ３ａおよびキャパシタＣ３ａの接続ノードとグランドとの間に接続されている。
　上記構成によれば、スイッチＳＷ１が非導通状態の場合、共振回路３１Ａの共振周波数は、インダクタＬ３ａとキャパシタＣ３ａとのＬＣ直列共振で規定される。一方、スイッチＳＷ１が導通状態の場合、共振回路３１Ａの共振周波数は、インダクタＬ３ａとキャパシタＣ３ａおよびＣ６とのＬＣ直列共振で規定される。つまり、スイッチＳＷ１は、共振回路３１Ａの共振周波数を可変するためのスイッチ素子であり、スイッチＳＷ１の切り替えにより、共振回路３１Ａの共振周波数で規定される第１減衰極の周波数が可変する。
　図９Ｂは、実施の形態の変形例２に係るフィルタ１２Ｄの通過特性を示すグラフである。同図に示すように、変形例２に係るフィルタ１２Ｄにおいて、第１通信バンド（５ＧＮＲ）における挿入損失は１．０ｄＢ以下であり低損失となっている。また、第２通信バンド（ＨＢ）における減衰特性は、共振回路３１Ａによる第１減衰極により確保され、また、第３通信バンド（ＬＢ／ＭＢ）における減衰特性は、インダクタＬ１およびＬ２の磁界結合による第２減衰極により確保され、第２周波数帯域群（ＷｉＦｉ）における減衰特性は、共振回路３１Ｂによる第３減衰極により確保されている。
　つまり、変形例２に係るフィルタ１２Ｄにおいて、第１通過帯域内の挿入損失が小さく、第１通過帯域よりも低周波側の広帯域の減衰帯域および第１通過帯域よりも高周波側の減衰帯域の減衰量が大きく確保されている。
　さらに、スイッチＳＷ１を導通状態とすることにより、共振回路３１Ａによる第１減衰極が低周波側にシフトするので、第２通信バンド（ＨＢ）における減衰特性を変化させ、第１通過帯域の低周波端部における挿入損失を低減できる。これにより、例えば、第１通信バンドと第２通信バンド（のうちの高周波側のバンド）とが同時使用される場合には、スイッチＳＷ１を非導通状態とすることで、同時使用される２つの高周波信号のアイソレーションが確保される。一方、第１通信バンド（のうちの低周波側のバンド）と第２通信バンド（のうちの低周波側のバンド）または第３通信バンドとが同時使用される場合には、スイッチＳＷ１を導通状態とすることで、第１通信バンド（のうちの低周波側のバンド）の高周波信号の挿入損失を低減できる。つまり、同時使用される通信バンドの組み合わせの切り替えに応じてフィルタ１２Ｄの減衰極および通過帯域を可変できるので、通信バンドの組み合わせに対応した低損失なキャリアアグリゲーションを実現できる。
　［６　第１フィルタを含むダイプレクサ］
　本変形例に係るマルチプレクサは、第１通信バンドをさらに分波および合波するための第３フィルタおよび第４フィルタが、第１フィルタに縦続接続された構成を有する。
　図１０Ａは、実施の形態の変形例３に係るマルチプレクサに適用される周波数帯域の関係および回路構成を示す図である。本変形例に係るマルチプレクサは、共通端子１０１および１０２と、入出力端子１１１、１１２、１１３、１１４、１４１および１４２と、フィルタ１１、１２、１３、１４、５１および５２と、を備える。変形例３に係るマルチプレクサは、実施の形態に係るマルチプレクサ１と比較して、フィルタ５１および５２を備える点が異なる。以下、変形例３に係るマルチプレクサについて、実施の形態に係るマルチプレクサ１と同じ回路構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。
　図１０Ａの（ａ）は、本変形例に係るマルチプレクサに適用される通信バンドの周波数関係の第５例を示す図である。図１０Ａの（ａ）に示された第５例では、アンテナ２１により放射および受信が可能である第２周波数帯域群に属する第４通信バンド（帯域Ａ）として、例えば、ＷｉＦｉ（５１５０－６０００ＭＨｚ）が適用される。また、アンテナ２２により放射および受信が可能である第１周波数帯域群には、第１通信バンド（帯域Ｂ）、第２通信バンド（帯域Ｃ）および第３通信バンド（帯域Ｄ）が属する。第１通信バンド（帯域Ｂ）として、例えば、５ＧＮＲ（ＵＨＢ：３３００－５０００Ｈｚ）が適用される。また、第２通信バンド（帯域Ｃ）として、例えば、ＬＴＥのＨＢ（２３００－２６９０ＭＨｚ）が適用される。また、第３通信バンド（帯域Ｄ）として、例えば、ＬＴＥのＬＢ／ＭＢ（６９９－２２００ＭＨｚ）が適用される。
　さらに、第１通信バンド（帯域Ｂ）は、帯域Ｂ１（ｎ７９：４４００－５０００Ｈｚ）と、帯域Ｂ２（ｎ７８：３３００－３８００Ｈｚ）とに分割される。
　フィルタ１１は、一端が共通端子１０１に接続され、他端が入出力端子１１１に接続され、第４通信バンドを通過帯域とするフィルタである。フィルタ１２は、一端が共通端子１０２に接続され、他端が入出力端子１１２（第１入出力端子）に接続され、第１通信バンドを第１通過帯域とする第１フィルタである。フィルタ１３は、一端が共通端子１０２に接続され、他端が入出力端子１１３（第２入出力端子）に接続され、第２通信バンドを第２通過帯域とする第２フィルタである。フィルタ１４は、一端が共通端子１０２に接続され、他端が入出力端子１１４に接続され、第３通信バンドを通過帯域とするフィルタである。
　フィルタ５１は、一端が入出力端子１１２（第１入出力端子）に接続され、他端が入出力端子１４１に接続され、５ＧＮＲのｎ７９バンドを通過帯域とする第４フィルタである。フィルタ５２は、一端が入出力端子１１２（第１入出力端子）に接続され、他端が入出力端子１４２に接続され、５ＧＮＲのｎ７８バンドを通過帯域とする第３フィルタである。
　入出力端子１４１および１４２は、例えば、ＦＥ回路６２（図１に図示）に接続されている。なお、入出力端子１４１および１４２とＦＥ回路６２との間には、スイッチなどが配置されていてもよい。
　上記構成により、フィルタ１２、フィルタ５１および５２は、５ＧＮＲ（第１通信バンド）を、ｎ７８バンドおよびｎ７９バンドに分波および合波するダイプレクサ５０を構成している。
　フィルタ５１は、図１０Ａの（ｃ）に示すように、端子５１１および５１２と、インダクタＬ７、Ｌ８ａおよびＬ８ｂと、キャパシタＣ７、Ｃ８ａ、Ｃ８ｂ、Ｃ９およびＣ１０と、を備える。
　端子５１１は、入出力端子１１２に接続されている。インダクタＬ７およびキャパシタＣ７が直列接続されたＬＣ直列共振回路は、端子５１１と端子５１２とを結ぶ経路上のノードｎ１とグランドとの間に接続されている。インダクタＬ８ａおよびキャパシタＣ８ａと直列接続されたＬＣ直列共振回路は、上記経路上のノードｎ２とグランドとの間に接続されている。インダクタＬ８ｂおよびキャパシタＣ８ｂが直列接続されたＬＣ直列共振回路は、上記経路上のノードｎ２とグランドとの間に接続されている。キャパシタＣ９は端子５１１とノードｎ１との間に接続され、キャパシタＣ１０はノードｎ１とノードｎ２との間に接続されている。上記回路構成により、フィルタ５１は、ｎ７９バンドを通過帯域とするＬＣフィルタを構成している。
　なお、フィルタ５１では、インダクタＬ８ａおよびキャパシタＣ８ａからなるＬＣ直列共振回路と、インダクタＬ８ｂおよびキャパシタＣ８ｂからなるＬＣ直列共振回路とは、同一のノードｎ２に接続されている。これは、フィルタ５１の通過帯域が広帯域（ｎ７９：６００ＭＨｚ）であることにより、２つの上記ＬＣ直列共振回路により発生する減衰極が広帯域の通過帯域を挟んで離れているため、２つの上記ＬＣ直列共振回路の干渉を考慮しなくてよいことによるものである。よって、フィルタ５１では、２つの上記ＬＣ直列共振回路の間にインピーダンス素子を配置する必要がないので、回路素子の点数を削減できる。
　フィルタ５２は、図１０Ａの（ｃ）に示すように、端子５２１および５２２と、インダクタＬ１１、Ｌ１２ａ、Ｌ１２ｂ、Ｌ１３およびＬ１４と、キャパシタＣ１１、Ｃ１２ａ、Ｃ１２ｂ、Ｃ１３およびＣ１４と、を備える。
　端子５２１は、入出力端子１１２に接続されている。インダクタＬ１１およびキャパシタＣ１１が直列接続されたＬＣ直列共振回路は、端子５２１と端子５２２とを結ぶ経路上のノードｎ１とグランドとの間に接続されている。インダクタＬ１２ａおよびキャパシタＣ１２ａが直列接続されたＬＣ直列共振回路は、上記経路上のノードｎ２とグランドとの間に接続されている。インダクタＬ１２ｂおよびキャパシタＣ１２ｂが直列接続されたＬＣ直列共振回路は、上記経路上のノードｎ２とグランドとの間に接続されている。インダクタＬ１３およびキャパシタＣ１３の並列接続回路は端子５２１とノードｎ１との間に接続され、インダクタＬ１４およびキャパシタＣ１４の並列接続回路はノードｎ１とノードｎ２との間に接続されている。上記回路構成により、フィルタ５２は、ｎ７８バンドを通過帯域とするＬＣフィルタを構成している。
　なお、フィルタ５２では、インダクタＬ１２ａおよびキャパシタＣ１２ａからなるＬＣ直列共振回路と、インダクタＬ１２ｂおよびキャパシタＣ１２ｂからなるＬＣ直列共振回路とは、同一のノードｎ２に接続されている。これは、フィルタ５２の通過帯域が広帯域（ｎ７８：５００ＭＨｚ）であることにより、２つの上記ＬＣ直列共振回路により発生する減衰極が広帯域の通過帯域を挟んで離れているため、２つの上記ＬＣ直列共振回路の干渉を考慮しなくてよいことによるものである。よって、フィルタ５２では、２つの上記ＬＣ直列共振回路の間にインピーダンス素子を配置する必要がないので、回路素子の点数を削減できる。
　図１０Ｂは、実施の形態の変形例３に係るダイプレクサ５０の通過特性を示すグラフである。同図には、共通端子１０２と入出力端子１４１との間のダイプレクサ５０（フィルタ１２＋フィルタ５１）の通過特性、および、共通端子１０２と入出力端子１４２との間のダイプレクサ５０（フィルタ１２＋フィルタ５２）の通過特性が示されている。
　同図に示すように、変形例３に係るダイプレクサ５０において、５ＧＮＲ（帯域Ｂ）に属するｎ７９バンド（帯域Ｂ１）およびｎ７８バンド（帯域Ｂ２）の双方の通過帯域内において低損失が確保されている。また、第２通信バンド（ＨＢ）における減衰特性は、フィルタ１２の第１共振回路による第１減衰極により確保され、第３通信バンド（ＬＢ／ＭＢ）における減衰特性は、インダクタＬ１およびＬ２の磁界結合による第２減衰極により確保されている。さらに、第２周波数帯域群（ＷｉＦｉ）における減衰特性は、第２共振回路による第３減衰極により確保されている。
　つまり、変形例３に係るダイプレクサ５０において、第１通過帯域内の挿入損失が小さく、第１通過帯域よりも低周波側の広帯域の減衰帯域および第１通過帯域よりも高周波側の減衰帯域の減衰量が大きく確保されている。さらに、フィルタ５１および５２により、５ＧＮＲ（帯域Ｂ）を、さらに、ｎ７９バンド（帯域Ｂ１）およびｎ７８バンド（帯域Ｂ２）に分波および合波できる。
　［７　第１フィルタを構成する回路素子の配置構成］
　図１１は、実施例２に係るフィルタ１２Ｂを構成する回路素子の実装構成を示す図である。同図の（ａ）には、実施例２に係るフィルタ１２Ｂの回路構成が示されており、同図の（ｂ）には、フィルタ１２Ｂを構成する回路素子の配置例が示されており、同図の（ｃ）および（ｄ）には、インダクタＬ１およびＬ２の配置例が示されている。
　同図の（ｂ）に示すように、フィルタ１２Ｂを構成する回路素子は、例えば、多層基板に実装されている。多層基板の第１層に、共振回路を構成するインダクタＬ３ａおよびＬ３ｂならびにキャパシタＣ３ａおよびＣ３ｂ（回路Ｓとする）が実装されている。インダクタＬ３ａ、Ｌ３ｂおよびキャパシタＣ３ａ、Ｃ３ｂは、それぞれ、多層基板の表層に実装されたチップ状の表面実装素子であってもよく、または、多層基板内の導体パターンおよび誘電体で構成された基板内蔵型の素子であってもよい。
　端子１２１および１２２は、多層基板の最下層（裏面）に形成されている。回路Ｓが実装された第１層と端子１２１および１２２が形成された最下層との間には、ＧＮＤ層が配置されている。さらに、第１層とＧＮＤ層との間の層にインダクタＬ１およびＬ２が形成されている。インダクタＬ１およびＬ２は、例えば、多層基板内の導体パターンで構成された基板内蔵型の素子である。回路Ｓが実装された第１層とインダクタＬ１およびＬ２が形成された層とが別層となっていることにより、インダクタＬ１およびＬ２と、回路Ｓを構成するインダクタＬ３ａおよびＬ３ｂとの不要な磁界結合を抑制できる。
　また、同図の（ｃ）および（ｄ）に示すように、インダクタＬ１の磁束方向（コイル巻回軸方向）とインダクタＬ２の磁束方向（コイル巻回軸方向）とは、揃っていることが望ましい。これを実現すべく、同図の（ｃ）に示すように、インダクタＬ１のコイル巻回軸とインダクタＬ２のコイル巻回軸とが縦方向に一致していてもよく、また、同図の（ｄ）に示すように、インダクタＬ１のコイル巻回軸とインダクタＬ２のコイル巻回軸とが近接して平行に配置されていてもよい。これにより、インダクタＬ１およびＬ２のインダクタンス値を大きくすることなく効率よく磁界結合を効率でき、インダクタＬ１およびＬ２のサイズを小型化できるので、フィルタ１２Ｂおよびマルチプレクサ１の小型化に貢献できる。
　なお、本実施例に係るフィルタ１２Ｂの実装構成において、回路Ｓが実装された多層基板の第１層に磁界結合するインダクタＬ１およびＬ２の一方が実装され、上記第１層と上記ＧＮＤ層との間の層にインダクタＬ１およびＬ２の他方が形成されていてもよい。
　また、磁界結合するインダクタＬ１およびＬ２が上記第１層と上記ＧＮＤ層との間の層に形成され、フィルタ１２Ｂを構成する回路素子のうちインダクタＬ１およびＬ２以外の回路素子（図１１の（ａ）に記載されたインピーダンス素子Ｚを含む）の全てが上記第１層に実装されていてもよい。
　（その他の実施の形態）
　以上、本発明に係るマルチプレクサ、フィルタおよび通信装置について、実施の形態、実施例および変形例を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態、実施例および変形例に限定されるものではない。上記実施の形態、実施例および変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係るマルチプレクサ、フィルタおよび通信装置を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　また、例えば、上記実施の形態、実施例および変形例に係るマルチプレクサ、フィルタおよび通信装置において、各構成要素の間に、インダクタおよびキャパシタなどの整合素子、ならびにスイッチ回路が接続されていてもかまわない。なお、インダクタには、各構成要素間を繋ぐ配線による配線インダクタが含まれてもよい。
　また、上記実施の形態に係るマルチプレクサは、受信のみを行う受信回路、送信のみを行う送信回路、ならびに、送信および受信の双方を行う送受信回路のいずれに適用されてもよい。
　本発明は、５ＧＮＲを含むマルチバンドシステムに適用できるマルチプレクサ、フィルタおよび通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１　　マルチプレクサ
　３　　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）
　４　　ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）
　５　　通信装置
　１１、１２、１２Ａ、１２Ｂ、１２Ｃ、１２Ｄ、１３、１４、５１、５２　　フィルタ
　２１、２２　　アンテナ
　３１、３１Ａ、３１Ｂ　　共振回路
　３１Ｃ　　周波数可変回路
　４１、４２、４３、４４、４５、４６　　インピーダンス素子
　５０　　ダイプレクサ
　６１、６２、６３、６４　　ＦＥ回路
　１０１、１０２　　共通端子
　１１１、１１２、１１３、１１４、１４１、１４２　　入出力端子
　１２１、１２２、５１１、５１２、５２１、５２２　　端子
　１３１、１３２、１３３、１３４　　接続端子
　Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３ａ、Ｃ３ｂ、Ｃ４、Ｃ５、Ｃ６、Ｃ７、Ｃ８ａ、Ｃ８ｂ、Ｃ９、Ｃ１０、Ｃ１１、Ｃ１２ａ、Ｃ１２ｂ、Ｃ１３、Ｃ１４　　キャパシタ
　Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３ａ、Ｌ３ｂ、Ｌ７、Ｌ８ａ、Ｌ８ｂ、Ｌ１１、Ｌ１２ａ、Ｌ１２ｂ、Ｌ１３、Ｌ１４　　インダクタ
　ｎ１、ｎ２、ｎ３　　ノード
　Ｐ１、Ｐ２　　並列腕共振子
　ＳＷ１　　スイッチ

Claims (12)

  1. 　５ＧＮＲ（５ｔｈ　Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　Ｎｅｗ　Ｒａｄｉｏ）の通信バンドを含む第１周波数帯域群の高周波信号を放射および受信する第１アンテナ、および、第２周波数帯域群の高周波信号を放射および受信する第２アンテナが搭載された通信装置に用いられるマルチプレクサであって、
    　前記第１アンテナに接続される共通端子と、
    　第１入出力端子および第２入出力端子と、
    　前記共通端子と前記第１入出力端子との間に接続され、前記第１周波数帯域群に含まれる第１通信バンドの高周波信号を通過させる第１フィルタと、
    　前記共通端子と前記第２入出力端子との間に接続され、前記第１周波数帯域群に含まれる第２通信バンドの高周波信号を通過させる第２フィルタと、を備え、
    　前記第２周波数帯域群は、前記第１通信バンドよりも高周波側および低周波側の一方に位置し、
    　前記第２通信バンドは、前記第１通信バンドよりも高周波側および低周波側の他方に位置し、
    　前記第１フィルタは、
    　第１共振回路と、
    　前記共通端子と前記第１入出力端子とを結ぶ経路上の第１ノードとグランドとの間に接続された第１インダクタと、
    　前記経路上の前記第１ノードと異なる第２ノードとグランドとの間に接続され、前記第１インダクタと磁界結合した第２インダクタと、を備え、
    　前記第１フィルタの通過特性において、前記第１共振回路により発生する第１減衰極および前記磁界結合により発生する第２減衰極は、前記第１通信バンドよりも前記第２通信バンド側に形成され、前記第１減衰極の周波数は、前記第２減衰極の周波数よりも前記第１通信バンドに近い、
    　マルチプレクサ。
  2. 　前記第１共振回路は、前記経路上の前記第１ノードと前記第２ノードとの間に位置する第３ノードとグランドとの間に接続されている、
    　請求項１に記載のマルチプレクサ。
  3. 　前記第２周波数帯域群および前記第１通信バンドの周波数間隔は、前記第１通信バンドおよび前記第２通信バンドの周波数間隔よりも小さく、
    　前記第１共振回路は、前記経路上の前記第１ノードおよび前記第２ノードと異なる第３ノードとグランドとの間に接続され、
    　前記第１フィルタは、さらに、
    　前記経路上の前記第１ノードおよび前記第２ノードと異なる第４ノードとグランドとの間に接続された第２共振回路を備え、
    　前記第１フィルタの前記共通端子から前記第１入出力端子までの通過特性において、前記第２共振回路により発生する第３減衰極は、前記第１通信バンドよりも前記第２周波数帯域群側に形成されている、
    　請求項１に記載のマルチプレクサ。
  4. 　前記第３ノードと前記第４ノードとは同一ノードであり、
    　前記第３ノードおよび前記第４ノードは、前記経路上の前記第１ノードと前記第２ノードとの間に位置する、
    　請求項３に記載のマルチプレクサ。
  5. 　前記第１共振回路および前記第２共振回路は、それぞれ、ＬＣ直列共振回路である、
    　請求項３または４に記載のマルチプレクサ。
  6. 　前記第１共振回路および前記第２共振回路は、それぞれ、弾性波共振子を有する、
    　請求項３または４に記載のマルチプレクサ。
  7. 　前記第１通信バンドは、５ＧＮＲである、
    　請求項１～６のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  8. 　さらに、
    　前記第１入出力端子に接続され、５ＧＮＲのｎ７８（３３００－３８００ＭＨｚ）の高周波信号を通過させる第３フィルタと、
    　前記第１入出力端子に接続され、５ＧＮＲのｎ７９（４４００－５０００ＭＨｚ）の高周波信号を通過させる第４フィルタと、を備える、
    　請求項７に記載のマルチプレクサ。
  9. 　前記第１共振回路は、
    　前記第１共振回路の共振周波数を可変するためのスイッチ素子を有する、
    　請求項１～８のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  10. 　前記第１周波数帯域群は、前記第２周波数帯域群よりも低周波側に位置し、
    　前記第１減衰極の周波数は、前記第２減衰極の周波数よりも高い、
    　請求項１～９のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  11. 　前記第１アンテナおよび前記第２アンテナと、
    　前記第１アンテナおよび前記第２アンテナで受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    　前記第１アンテナおよび前記第２アンテナと前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項１～１０のいずれか１項に記載のマルチプレクサと、を備える、
    　通信装置。
  12. 　第１端子および第２端子と、
    　前記第１端子と前記第２端子とを結ぶ経路上の第１ノードとグランドとの間に接続された第１インダクタと、
    　前記経路上の前記第１ノードと異なる第２ノードとグランドとの間に接続され、前記第１インダクタと磁界結合した第２インダクタと、
    　前記経路上の前記第１ノードと前記第２ノードとの間に位置する第３ノードとグランドとの間に接続された第１共振回路と、
    　前記第３ノードとグランドとの間に接続された第２共振回路と、を備え、
    　前記第１共振回路および前記第２共振回路は、それぞれ、ＬＣ直列共振回路である、
    　フィルタ。
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