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WO2019017422A1 - マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置 - Google Patents

マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置 Download PDF

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WO2019017422A1
WO2019017422A1 PCT/JP2018/027060 JP2018027060W WO2019017422A1 WO 2019017422 A1 WO2019017422 A1 WO 2019017422A1 JP 2018027060 W JP2018027060 W JP 2018027060W WO 2019017422 A1 WO2019017422 A1 WO 2019017422A1
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WO
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filter
electrode
parallel arm
electrode fingers
connection terminal
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PCT/JP2018/027060
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English (en)
French (fr)
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高峰　裕一
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Murata Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Murata Manufacturing Co Ltd
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Publication date
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Priority to KR1020197038301A priority patent/KR102153878B1/ko
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    • H04B1/0057—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges with common antenna for more than one band using diplexing or multiplexing filters for selecting the desired band

Definitions

  • the present invention relates to a multiplexer including an elastic wave filter, a high frequency front end circuit, and a communication device.
  • one terminal can cope with a plurality of frequency bands and a plurality of wireless systems, so-called multiband and multimode.
  • a multiplexer that separates high frequency signals having a plurality of radio carrier frequencies is disposed immediately below one antenna of the communication device.
  • band pass filters constituting the multiplexer, elastic wave filters characterized by low loss in the pass band and steepness of the pass characteristic around the pass band are used (see, for example, Patent Document 1).
  • Patent Document 1 discloses a surface acoustic wave device (SAW duplexer) having a configuration in which a plurality of surface acoustic wave filters are connected to a common connection terminal.
  • SAW duplexer surface acoustic wave device
  • the complex impedance of the one surface acoustic wave filter viewed from the common connection terminal side and the combined impedance of the surface acoustic wave filters other than the one surface acoustic wave filter viewed from the common connection terminal side By using a conjugate relationship, the impedance viewed from the common connection terminal side of the surface acoustic wave device is matched with the characteristic impedance. Thereby, the deterioration of the insertion loss of the surface acoustic wave device is reduced.
  • the impedance closest to the common connection terminal among the plurality of parallel arm resonators is arranged closest to the common connection terminal so that the impedance viewed from the common connection terminal side of the one surface acoustic wave filter is placed on the short side.
  • the capacitance of the parallel arm resonator disposed at the position is made larger than that of the other parallel arm resonators.
  • a parallel arm disposed at a position closest to the common connection terminal among the plurality of parallel arm resonators so as not to deteriorate the low frequency side steepness of the pass band of the one surface acoustic wave filter due to this.
  • the resonant frequency of the resonator is made lower than the resonant frequencies of other parallel arm resonators. Therefore, a stop band ripple to be generated in the high frequency side stop band outside the pass band is generated at the high frequency end in the pass band, and there is a problem that the pass band width of the surface acoustic wave filter is narrowed.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and provides a multiplexer, a high frequency front end circuit, and a communication device that can suppress narrowing of the passband width of a surface acoustic wave filter.
  • the purpose is to
  • a multiplexer is disposed on a first path connecting a common connection terminal, a first terminal and a second terminal, the common connection terminal, and the first terminal. And a second filter disposed on a second path connecting the common connection terminal and the second terminal, wherein the first filter is disposed on the first path.
  • the one or more series arm resonators and the two or more parallel arm resonators comprising: the series arm resonators described above; and two or more parallel arm resonators disposed on a path connecting the first path and the ground.
  • Each of the arm resonators has an IDT electrode consisting of a pair of comb-like electrodes formed on a substrate and a reflector
  • the IDT electrode of each of the two or more parallel arm resonators has A plurality of first electrode fingers and the first electrode fingers And the direction connecting the tips of the plurality of first electrode fingers and the direction connecting the tips of the plurality of second electrode fingers intersect the elastic wave propagation direction, and
  • the IDT electrode constituting the parallel arm resonator described above is a third electrode whose electrode finger width at the tip is wider than the electrode finger width in the central portion.
  • the ratio of the number of the fourth electrode fingers to the plurality of first electrode fingers constituting the near parallel arm resonator and the plurality of second electrode fingers is the same as the plurality of first electrodes of the other parallel arm resonators. Electrode fingers and the plurality of second electrode fingers Higher than the number ratio of Mel the fourth electrode fingers.
  • the cross width of the IDT electrodes is weighted so that the direction connecting the ends connected to the bus bar electrodes of the plurality of electrode fingers of the IDT electrodes and the ends on the opposite side intersects the elastic wave propagation direction.
  • the crossover width weighted IDT electrode is used.
  • a so-called variant finger is used in which the electrode finger width at the tip of the electrode finger is wider than the electrode finger width at the center of the electrode finger. .
  • This configuration can suppress the occurrence of so-called transverse mode ripple in the IDT electrode.
  • the parallel arm resonance of the parallel arm resonator closest to the common connection terminal of the first filter is made lower than the percentage of variant fingers of other parallel arm resonators.
  • the IDT electrodes of the respective resonators are formed on the substrate of the laminated structure of the IDT, the piezoelectric film, the low sound velocity film, the high sound velocity film, and the support substrate, the Q value of each resonator including the IDT electrode is high. It can be maintained at the value.
  • the number of the third electrode fingers constituting the parallel arm resonator closest to the common connection terminal among the two or more parallel arm resonators is the same as that of the third electrode finger constituting the other parallel arm resonators. It may be smaller than the number.
  • the ratio of the number of variant fingers is made lower than the ratio of the number of variant fingers of the other parallel arm resonators, and the common connection of the first filter Since the number of variant fingers constituting the parallel arm resonator closest to the terminal is made smaller than the number of variant fingers of the other parallel arm resonators, the logarithm and crossover width of each IDT electrode constituting each parallel arm resonator, etc. It is possible to effectively suppress the ripples in the pass band even if the electrode parameters of V are different. Therefore, narrowing of the passband width of the surface acoustic wave filter can be suppressed.
  • the IDT electrode of the parallel arm resonator closest to the common connection terminal does not include the third electrode finger, and the IDT electrodes of the other parallel arm resonators are the same.
  • the third electrode finger may be included.
  • the direction connecting the tips of the plurality of first electrode fingers and the direction connecting the tips of the plurality of second electrode fingers do not have to cross each other.
  • it may have a first inductance element connected to a connection path between an antenna connection terminal connected to the antenna and the common connection terminal.
  • it may have a second inductance element connected in series in a connection path between the common connection terminal and the first filter.
  • the complex impedance of the multiplexer viewed from the common connection terminal can be finely adjusted in the direction of the inductive side It becomes. Also, the complex impedance of the multiplexer viewed from the common connection terminal can be adjusted to the characteristic impedance by using the complex conjugate relationship.
  • the first filter may have a ladder-type filter structure configured of the one or more series arm resonators and the two or more parallel arm resonators.
  • the first filter may further have a longitudinally coupled filter structure disposed on the first path.
  • the substrate includes a piezoelectric layer in which the IDT electrode is formed on one main surface, and a high sound velocity support substrate in which the bulk wave velocity of propagation is faster than the acoustic velocity of the elastic wave propagating in the piezoelectric layer. And a low sound velocity film disposed between the high sound velocity support substrate and the piezoelectric layer and having a bulk acoustic velocity for propagation that is slower than the acoustic velocity for sound waves propagating through the piezoelectric material layer. Good.
  • each resonator including the IDT electrode formed on the substrate having the piezoelectric layer can be maintained at a high value.
  • a high frequency front end circuit includes a multiplexer having the above-described features, and an amplifier circuit connected to the multiplexer.
  • a communication apparatus is an RF signal processing circuit that processes a high frequency signal transmitted and received by an antenna element, and the above-described high frequency signal transmitted between the antenna element and the RF signal processing circuit. And a high frequency front end circuit having the following features.
  • the narrowing of the passband width of the surface acoustic wave filter can be suppressed.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of the multiplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of a receiving-side filter of the Band 25 constituting the multiplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 3A is a schematic configuration view schematically showing a resonator of a reception-side filter of Band 25 according to the first embodiment, in which (a) is a plan view and (b) and (c) are cross-sectional views.
  • FIG. 3B is a cross-sectional view schematically showing another example of the resonator of the reception side filter of Band 25.
  • FIG. 4 is a plan view of an IDT electrode of the reception side filter of Band 25 according to the first embodiment.
  • FIG. 5A is a graph showing the transmission characteristics of the reception-side filter of the Band 25 in the multiplexer according to Embodiment 1.
  • FIG. 5B is a graph in which a part of FIG. 5A is enlarged.
  • FIG. 6A is a Smith chart showing impedance characteristics of the reception side filter of Band 25 in the multiplexer according to Embodiment 1 before connecting inductance elements.
  • FIG. 6B is a Smith chart showing impedance characteristics of the receiving side filter of Band 25 in the multiplexer according to Embodiment 1 after connecting inductance elements.
  • FIG. 7 is a graph comparing the pass characteristics of the receiving-side filter of the Band 25 according to the first embodiment and the comparative example.
  • FIG. 8 is a graph showing the resonance characteristics of the parallel arm resonator closest to the common connection terminal of the reception-side filter of Band 25 according to the first embodiment in comparison with the comparative example.
  • FIG. 9A is a graph showing the resonance characteristics of the parallel arm resonator closest to the common connection terminal of the reception-side filter of Band 25 according to the first embodiment in comparison with a comparative example.
  • FIG. 9B is a graph showing the reflection characteristics of the parallel arm resonator closest to the common connection terminal of the reception-side filter of Band 25 according to Embodiment 1 in comparison with a comparative example.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a multiplexer according to a modification.
  • FIG. 11 is a block diagram of the high frequency front end circuit according to the second embodiment.
  • Embodiment 1 [1. Basic configuration of multiplexer]
  • Band 25 (Transmission pass band: 1850 to 1915 MHz, Reception pass band: 1930 to 1995 MHz) and Band 66 (Transmission pass band: 1710 to 1780 MHz, Reception pass band) of the TD-LTE (Time Division Long Term Evolution) standard.
  • the quadplexer applied to 2010-2200 MHz.
  • the multiplexer 1 is a quadplexer in which a Band 25 duplexer and a Band 66 duplexer are connected by a common connection terminal 50.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of the multiplexer 1 according to the present embodiment.
  • the multiplexer 1 is commonly connected to the transmission filters 11 and 13, the reception filters 12 and 14, the inductance element 21, the transmission input terminals 10 and 30, and the reception output terminals 20 and 40.
  • a terminal 50 and an antenna connection terminal 60 are provided.
  • the transmission filter 11 and the reception filter 12 constitute a first duplexer, that is, a Band 25 duplexer.
  • the transmission filter 13 and the reception filter 14 constitute a duplexer for the Band 66, which is a second duplexer.
  • the multiplexer 1 is also connected to the antenna element 2 at the antenna connection terminal 60.
  • An inductance element 31 is connected between a connection path between the antenna connection terminal 60 and the common connection terminal 50 and the ground which is a reference terminal.
  • the inductance element 31 is a first inductance element. This makes it possible to finely adjust the complex impedance of the multiplexer viewed from the common terminal.
  • the inductance element 31 may be connected in series in the connection path between the antenna connection terminal 60 and the common connection terminal 50. By connecting the first inductance element having a small inductance value between the common terminal and the antenna element, the complex impedance of the multiplexer viewed from the common terminal can be finely adjusted in the induction side direction. Further, the inductance element 31 may be included in the multiplexer 1 or may be externally attached to the multiplexer 1.
  • the transmission filter 11 inputs a transmission wave generated by a transmission circuit (RFIC or the like) via the transmission input terminal 10, and the transmission wave is transmitted in Band 25's transmission passband (1850-1915 MHz: first passband B) to output to the common connection terminal 50, and is a bandpass filter of the unbalanced input-unbalanced output type.
  • the transmission side filter 11 is a second filter in the present invention.
  • the reception filter 12 receives the reception wave input from the common connection terminal 50, filters the reception wave in the reception passband of Band 25 (1930-1995 MHz: second passband), and outputs the reception wave to the reception output terminal 20. Is an unbalanced input-unbalanced output type band pass filter.
  • the receiving filter 12 is a first filter in the present invention.
  • an inductance element 21 is connected in series between the reception filter 12 and the common connection terminal 50.
  • the inductance element 21 is a second inductance element.
  • the inductance elements 21 are connected to the common connection terminal 50 side of the reception filter 12 so that the transmission filters 11 and 13 having a band outside the pass band of the reception filter 12 as a pass band and the pass band of the reception filter 14.
  • the impedance in the pass band of the receiving filter 12, which corresponds to, is inductive.
  • the transmission filter 13 inputs a transmission wave generated by a transmission circuit (RFIC or the like) via the transmission input terminal 30, and transmits the transmission wave in Band 66 of the transmission passband (1710-1780 MHz: third passband B) to output to the common connection terminal 50, and is a bandpass filter of the unbalanced input-unbalanced output type.
  • the transmission side filter 13 is a second filter in the present invention.
  • the reception filter 14 receives the reception wave input from the common connection terminal 50, filters the reception wave in the reception passband (2010-2200 MHz: fourth passband) of Band 66, and outputs the reception wave to the reception output terminal 40. Is an unbalanced input-unbalanced output type band pass filter.
  • the receiving filter 14 is a second filter in the present invention.
  • the transmitting filters 11 and 13 and the receiving filter 14 are directly connected to the common connection terminal 50.
  • the transmission input terminals 10 and 30 and the reception output terminals 20 and 40 are provided corresponding to the transmission filters 11 and 13 and the reception filters 12 and 14, respectively.
  • the transmission input terminals 10 and 30 and the reception output terminals 20 and 40 are connected to an RF signal processing circuit (RFIC: Radio Frequency Integrated Circuit) via an amplifier circuit or the like (not shown) outside the multiplexer 1. Connected to the RF signal processing circuit (RFIC: Radio Frequency Integrated Circuit) via an amplifier circuit or the like (not shown) outside the multiplexer 1.
  • RFIC Radio Frequency Integrated Circuit
  • the inductance element 21 is not limited to between the reception filter 12 and the common connection terminal 50, and may be connected in series between the reception filter 14 and the common connection terminal 50.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the reception-side filter 12 of the Band 25 that constitutes the multiplexer 1 according to the present embodiment.
  • the receiving filter 12 includes a series arm resonator 101, parallel arm resonators 151 to 153, and a longitudinally coupled filter unit in which two longitudinally coupled filter units 103 are connected in parallel. Prepare.
  • the series arm resonator 101 is connected in series in a first path (series arm) connecting the reception input terminal 62 and the reception output terminal 20.
  • the parallel arm resonators 151 to 153 are connected with the reception input terminal 62 and the series arm resonator 101, the series arm resonator 101 and the longitudinally coupled filter unit, and the connection point of the longitudinally coupled filter unit and the reception output terminal 20, respectively.
  • the parallel arm resonators 151 to 153 are directly connected to the reference terminal.
  • the reception filter 12 has a ladder-type band pass filter.
  • the longitudinally coupled filter unit 103 has a longitudinally coupled filter structure disposed between the reception input terminal 62 and the reception output terminal 20. Two longitudinally coupled filter sections 103 are arranged in parallel on the reception output terminal 20 side of the series arm resonator 101. Each longitudinally coupled filter section 103 is composed of five IDTs 103a to 103e and reflectors (not shown) disposed at both ends thereof. In addition, illustration of a reflector is abbreviate
  • the position where the longitudinally coupled filter unit 103 is disposed is not limited to the above-described position, and may be, for example, between the reception input terminal 62 and the series arm resonator 101.
  • the reception input terminal 62 is connected to the common connection terminal 50 (see FIG. 1) via the inductance element 21 (see FIG. 1). Further, as shown in FIG. 2, the reception input terminal 62 is connected to the parallel arm resonator 151.
  • the receiving filter 12 includes one or more series arm resonators (series arm resonators 101 in this embodiment) disposed on the first path, and a first path and a reference terminal (ground).
  • a ladder-type filter structure including two or more parallel arm resonators (in the present embodiment, three parallel arm resonators 151 to 153) arranged on a path connecting .
  • the number of series arm resonators and the number of parallel arm resonators of the reception filter 12 are not limited to the number described above, and the number of series arm resonators may be one or more and the number of parallel arm resonators may be two or more.
  • the parallel arm resonators 151 to 153 may be connected to the reference terminal via an inductance element.
  • impedance elements such as an inductance element and a capacitance element may be inserted or connected on the serial arm or the parallel arm.
  • the reference terminals (grounds) to which the parallel arm resonators 151 to 153 are connected are individualized, the reference terminals to which the parallel arm resonators 151 to 153 are connected May be standardized.
  • the common reference terminal and the individualized reference terminal may be appropriately selected, for example, according to the constraints of the mounting layout of the receiving filter 12 or the like.
  • the transmission filters 11 and 13 and the reception filter 14 are not limited to the above configuration, and may be appropriately designed according to the required filter characteristics and the like. Specifically, the transmission filters 11 and 13 and the reception filter 14 may or may not have a ladder-type filter structure. In addition, the transmission filters 11 and 13 and the reception filter 14 may or may not have a longitudinally coupled filter structure.
  • the resonators constituting the transmitting filters 11 and 13 and the receiving filter 14 are not limited to the SAW resonators, and may be, for example, BAW (Bulk Acoustic Wave) resonators. Furthermore, the transmission filters 11 and 13 and the reception filter 14 may be configured without using a resonator, and may be, for example, an LC resonance filter or a dielectric filter.
  • the resonator is a surface acoustic wave (SAW) resonator.
  • SAW surface acoustic wave
  • FIG. 3A is a schematic configuration view schematically showing a resonator of the reception-side filter 12 of the Band 25 according to the present embodiment, (a) is a plan view, and (b) and (c) are cross-sectional views. (B) of FIG. 3A is an enlarged view of a part of (c). (A) to (c) of FIG. 3A are schematic plan views and cross-sectional schematic views showing the structure of the parallel arm resonator 151 closest to the common connection terminal 50 among the plurality of resonators constituting the receiving filter 12. Is illustrated.
  • the parallel arm resonators 151 shown in (a) to (c) of FIG. 3A are for explaining the typical structure of the plurality of resonators, and are for the electrode fingers constituting the electrodes. The number, length and the like are not limited to this.
  • the parallel arm resonator 151 has a pair of comb-like electrodes 32a and 32b facing each other and a pair of comb-like electrodes 32a and 32b in the propagation direction of the elastic wave. And a reflector 32c disposed.
  • the pair of interdigital electrodes 32a and 32b constitute an IDT electrode (InterDigital Transducer) electrode. Note that one of the pair of reflectors 32c may not be disposed due to the restriction of the mounting layout or the like.
  • the comb-like electrodes 32a are arranged in a comb-like shape, and have a plurality of parallel electrode fingers 322a and a plurality of offset electrode fingers 323a, and one ends of the plurality of electrode fingers 322a and a plurality of offset electrode fingers 323a, respectively.
  • the bus bar electrode 321a which connects one end of each other.
  • the plurality of electrode fingers 322a are first electrode fingers.
  • the comb-like electrodes 32b are disposed in a comb-like shape, and have a plurality of parallel electrode fingers 322b and a plurality of offset electrode fingers 323b, one ends of the plurality of electrode fingers 322b, and a plurality of offset electrode fingers 323b.
  • the bus bar electrode 321b which connects each one end of each.
  • the plurality of electrode fingers 322 b are second electrode fingers.
  • the plurality of electrode fingers 322a and 322b and the plurality of offset electrode fingers 323a and 323b are formed to extend in a direction orthogonal to the elastic wave propagation direction (X-axis direction).
  • the electrode finger 322a and the offset electrode finger 323b face each other in the above-described orthogonal direction, and the electrode finger 322b and the offset electrode finger 323a face each other in the above-described orthogonal direction.
  • the plurality of electrode fingers 322a and the plurality of electrode fingers 322b are alternately arranged in the elastic wave propagation direction (X-axis direction). That is, the plurality of electrode fingers 322 a and the plurality of electrode fingers 322 b are inserted.
  • each IDT electrode constituting the parallel arm resonator 151 is a cross width weighting IDT in which the cross width is weighted so that the elastic wave propagation direction and the alignment direction of the plurality of electrode fingers cross.
  • the parallel arm resonator 151 shown in (a) of FIG. 3A is formed of an inclined IDT in which the direction connecting the tips of the electrode fingers 322a and the direction connecting the tips of the electrode fingers 322b do not intersect.
  • the IDT electrodes of the series arm resonator 101 and the parallel arm resonators 152 and 153 are formed of inclined IDTs.
  • transverse mode ripple is generated between the resonant frequency and the antiresonant frequency to deteriorate the transmission characteristics in the passband.
  • transverse mode ripple is generated between the resonant frequency and the antiresonant frequency to deteriorate the transmission characteristics in the passband.
  • inclined IDTs are adopted as the IDT electrodes of the respective resonators.
  • the series arm resonator 101 and the parallel arm resonators 151 to 153 are not limited to the inclined IDT electrodes, and the direction in which the tips of the electrode fingers 322a are connected crosses the direction in which the tips of the electrode fingers 322b are connected.
  • the cross width weighted IDT electrode may be weighted to the cross width.
  • the IDT electrode may be a cross width weighted IDT electrode in which the cross width is weighted such that the cross width decreases from one end side to the other end side in the elastic wave propagation direction.
  • the pair of reflectors 32c is disposed in the direction D described above with respect to the pair of comb electrodes 32a and 32b. Specifically, the pair of reflectors 32c is disposed so as to sandwich the pair of comb electrodes 32a and 32b in the direction D described above. Each reflector 32c has a grating structure. In the pair of reflectors 32c, reflector bus bar electrodes are formed along the direction D described above.
  • the pair of reflectors 32c configured in this way can confine the propagating standing wave of the elastic wave to the outside of the resonator (here, the parallel arm resonator 151). Thereby, the resonator propagates the high frequency signal of the pass band defined by the electrode pitch, the logarithm and the crossing width of the pair of comb electrodes 32a and 32b with a low loss, and the high frequency signal outside the pass band is high. It becomes possible to make it attenuate.
  • An IDT electrode composed of a pair of comb-like electrodes 32a and 32b (a plurality of electrode fingers 322a and 322b, a plurality of offset electrode fingers 323a and 323b, and bus bar electrodes 321a and 321b) is shown in FIG. As shown in), the laminated structure of the adhesion layer 324 and the main electrode layer 325 is provided. Moreover, since the cross-sectional structure of the reflector 32c is the same as that of the IDT electrode, the description thereof will be omitted below.
  • the adhesion layer 324 is a layer for improving the adhesion between the piezoelectric layer 327 and the main electrode layer 325, and, for example, Ti is used as a material.
  • the film thickness of the adhesion layer 324 is, for example, 12 nm.
  • the main electrode layer 325 for example, Al containing 1% of Cu is used as a material.
  • the film thickness of the main electrode layer 325 is, for example, 162 nm.
  • the protective layer 326 is formed to cover the IDT electrode.
  • the protective layer 326 is a layer for protecting the main electrode layer 325 from the external environment, adjusting frequency temperature characteristics, enhancing moisture resistance, and the like, and is, for example, a film mainly composed of silicon dioxide. .
  • the film thickness of the protective layer 326 is, for example, 25 nm.
  • glue layer 324, the main electrode layer 325, and the protective layer 326 is not limited to the material mentioned above.
  • the IDT electrode may not have the above-described laminated structure.
  • the IDT electrode may be made of, for example, a metal or alloy such as Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, Pd or the like, and may be made of a plurality of laminates made of the metals or alloys mentioned above It is also good.
  • the protective layer 326 may not be formed.
  • Such an IDT electrode and the reflector 32c are disposed on the main surface of the substrate 320 described below.
  • the laminated structure of the substrate 320 will be described.
  • the substrate 320 includes a high sound velocity support substrate 329, a low sound velocity film 328, and a piezoelectric layer 327.
  • the high sound velocity support substrate 329, the low sound velocity film 328 and the piezoelectric layer 327 has a stacked structure in this order.
  • the piezoelectric layer 327 is a piezoelectric film in which the IDT electrode and the reflector 32c are disposed on the main surface.
  • the piezoelectric layer 327 may be, for example, a 50 ° Y-cut X-propagation LiTaO 3 piezoelectric single crystal or a piezoelectric ceramic (lithium tantalate single crystal cut at a plane whose normal line is rotated by 50 ° from the Y axis with the X axis as the central axis). It is a crystal or a ceramic, and is made of a single crystal or a ceramic in which a surface acoustic wave propagates in the X-axis direction.
  • the thickness of the piezoelectric layer 327 is 3.5 ⁇ or less, for example, 600 nm, where ⁇ is a wavelength of an elastic wave determined by the electrode pitch of the IDT electrode.
  • the high sound velocity support substrate 329 is a substrate that supports the low sound velocity film 328, the piezoelectric layer 327, and the IDT electrode. Further, the high sound velocity support substrate 329 is a substrate in which the sound velocity of the bulk wave in the high sound velocity support substrate 329 is higher than the surface acoustic wave or boundary acoustic wave propagating through the piezoelectric layer 327. It is confined in the portion where the piezoelectric layer 327 and the low sound velocity film 328 are stacked, and functions so as not to leak below the high sound velocity support substrate 329.
  • the high sound velocity support substrate 329 is, for example, a silicon substrate, and the thickness is, for example, 125 ⁇ m.
  • the high sound velocity support substrate 329 is (1) a piezoelectric material such as aluminum nitride, aluminum oxide, silicon carbide, silicon nitride, silicon, sapphire, lithium tantalate, lithium niobate, or quartz, (2) alumina, zirconia, Various ceramics such as cordierite, mullite, steatite, or forsterite, (3) magnesia diamond, (4) materials containing the above-described materials as main components, and (5) mixtures of the above-described materials as main components It may be made of any of the following materials.
  • the low sound velocity film 328 is a film in which the sound velocity of the bulk wave in the low sound velocity film 328 is lower than the sound velocity of the elastic wave propagating through the piezoelectric layer 327. Placed in between. Due to this structure and the property that energy is concentrated in a low sound velocity medium, leakage of surface acoustic wave energy to the outside of the IDT electrode is suppressed.
  • the low sound velocity film 328 is, for example, a film containing silicon dioxide as a main component.
  • the thickness of the low sound velocity film 328 is equal to or less than 2 ⁇ , for example, 670 nm, where ⁇ is a wavelength of an elastic wave determined by the electrode pitch of the IDT electrode.
  • the substrate 320 it is possible to significantly increase the Q value at the resonant frequency and the antiresonant frequency as compared with the conventional structure in which the piezoelectric substrate is used as a single layer. That is, since a surface acoustic wave resonator having a high Q value can be configured, it is possible to configure a filter having a small insertion loss using the surface acoustic wave resonator.
  • the high sound velocity support substrate 329 has a structure in which a support substrate and a high sound velocity film in which the sound velocity of the bulk wave propagating is faster than the surface acoustic wave or boundary acoustic wave propagating in the piezoelectric layer 327 is stacked. May be included.
  • the support substrate is lithium tantalate, lithium niobate, piezoelectric such as quartz, alumina, magnesia, silicon nitride, aluminum nitride, silicon carbide, zirconia, cordierite, mullite, steatite, forsterite, etc.
  • dielectrics such as glass, semiconductors such as silicon, sapphire, gallium nitride, etc., resin substrates, etc.
  • the high sound velocity film is made of aluminum nitride, aluminum oxide, silicon carbide, silicon nitride, silicon oxynitride, DLC film or diamond, a medium containing the above-described material as a main component, a medium containing a mixture of the above-described materials as a main component, etc. , Various high sound velocity materials can be used.
  • FIG. 3B is a cross-sectional view schematically showing another example of the resonator of the reception filter 12 of the Band 25.
  • the IDT electrode constituting the resonator is formed on the piezoelectric substrate 320 having the piezoelectric layer 327, but the substrate on which the IDT electrode is formed is shown in FIG. 3B.
  • the piezoelectric substrate 57 may be a single layer of a piezoelectric layer as shown in FIG.
  • the piezoelectric substrate 57 is, for example, is composed of a piezoelectric single crystal of LiNbO 3.
  • the substrate on which the IDT electrode 54 is formed may have a structure in which a support substrate, an energy confinement layer, and a piezoelectric film are laminated in this order.
  • An IDT electrode 54 is formed on the piezoelectric film.
  • the piezoelectric film for example, LiTaO3 piezoelectric single crystal or piezoelectric ceramic is used.
  • the support substrate is a substrate that supports the piezoelectric film, the energy confinement layer, and the IDT electrode 54.
  • the energy confinement layer comprises one or more layers, and the velocity of the elastic bulk wave propagating in the at least one layer is higher than the velocity of the elastic wave propagating in the vicinity of the piezoelectric film.
  • it may have a laminated structure of a low sound velocity layer and a high sound velocity layer.
  • the low sound velocity layer is a film in which the sound velocity of the bulk wave in the low sound velocity layer is lower than the sound velocity of the elastic wave propagating through the piezoelectric film.
  • the high sound velocity layer is a film in which the sound velocity of the bulk wave in the high sound velocity layer is faster than the sound velocity of the elastic wave propagating through the piezoelectric film.
  • the support substrate may be a high sound velocity layer.
  • the energy confinement layer may be an acoustic impedance layer having a configuration in which a low acoustic impedance layer having a relatively low acoustic impedance and a high acoustic impedance layer having a relatively high acoustic impedance are alternately stacked. .
  • the piezoelectric layer 327 according to the present embodiment described above uses 50 ° Y-cut X-propagation LiTaO 3 single crystal
  • the cut angle of the single crystal material is not limited to this. That is, in accordance with the requirements pass characteristic of the elastic wave filter device, as appropriate, the laminated structure, material, and may be changed in thickness, LiTaO 3 piezoelectric substrate or LiNbO 3 piezoelectric substrate having a cut angle other than cut angle described above Even in the case of the surface acoustic wave filter using the same, it is possible to obtain the same effect.
  • the wavelength of the surface acoustic wave resonator is defined by a wavelength ⁇ which is a repetition period of a plurality of electrode fingers 322a or 322b constituting the IDT electrode shown in (b) of FIG. 3A.
  • the electrode pitch is 1/2 of the wavelength ⁇
  • the line width of the electrode fingers 322a and 322b constituting the comb-tooth electrodes 32a and 32b is W
  • the distance between the adjacent electrode finger 322a and the electrode finger 322b is When the space width is S, it is defined by (W + S). Further, as shown in FIG.
  • the crossing width L of the pair of comb-like electrodes 32a and 32b is the overlapping electrode finger length when viewed from the direction D of the electrode finger 322a and the electrode finger 322b. It is.
  • the electrode duty of each resonator is the line width occupancy rate of the plurality of electrode fingers 322a and 322b, and is the ratio of the line width to the sum of the line width of the plurality of electrode fingers 322a and 322b and the space width. , W / (W + S).
  • Table 1 shows details of the electrode parameters (wavelength ⁇ , cross width L, logarithm N, and electrode duty R) of the series arm resonator 101 and the parallel arm resonators 151 to 153 constituting the reception side filter 12 according to the embodiment. Show. In this configuration, the parallel arm resonator 151 has a larger capacity than the parallel arm resonators 152 and 153, and thus becomes the resonator with the lowest frequency among the parallel arm resonators 151 to 153.
  • Table 2 shows details of electrode parameters (wavelength ⁇ , crossover width L, logarithm N, and electrode duty R) of the IDTs 103a to 103e of the longitudinally coupled filter unit 103 constituting the reception side filter 12 according to the embodiment.
  • the IDTs 103a to 103e have a main pitch area of wavelength ⁇ 1 and a narrow pitch area of wavelength ⁇ 2 smaller than ⁇ 1.
  • the distance between each of the IDTs 103a and 103e and the reflector closest to each of the IDTs 103a and 103e is 0.53 ⁇ R.
  • all series arm resonators and parallel arm resonators in the receiving filter 12 are formed of inclined IDTs.
  • at least the parallel arm resonators 151 to 153 may be configured as inclined IDTs.
  • each IDT constituting a series arm resonator, a parallel arm resonator and a longitudinally coupled filter section constituting the transmission side filters 11 and 13 and the reception side filter 14 is an inclined IDT or another cross width weighted IDT. It may be an IDT in which the crossover width is not weighted.
  • the IDTs of the series arm resonator 101 and the longitudinally coupled filter unit 103 may be inclined IDTs or cross width weighted IDTs as described above, or IDTs in which the cross widths are not weighted. May be In the following, the series arm resonator 101 will be described together with the parallel arm resonators 152 and 153 as the same configuration as the parallel arm resonators 152 and 153.
  • FIG. 4 is a plan view of the IDT electrode of the reception side filter 12 of the Band 25 according to the present embodiment, (a) shows the overall structure of the IDT electrode, (b) shows the IDT electrode of the parallel arm resonator 151 12C is an enlarged view of a part of the IDT electrodes of the series arm resonator 101 and the parallel arm resonators 152 and 153.
  • FIG. 4 is a plan view of the IDT electrode of the reception side filter 12 of the Band 25 according to the present embodiment, (a) shows the overall structure of the IDT electrode, (b) shows the IDT electrode of the parallel arm resonator 151 12C is an enlarged view of a part of the IDT electrodes of the series arm resonator 101 and the parallel arm resonators 152 and 153.
  • FIG. 4 is a plan view of the IDT electrode of the reception side filter 12 of the Band 25 according to the present embodiment, (a) shows the overall structure of the IDT electrode, (b) shows the IDT electrode
  • the parallel arm resonators 152 and 153 and the series arm resonator 101 are formed of inclined IDTs, and a pair of combs
  • the electrode fingers 322a and 322b (322b2 having the end 322d shown in (c) of FIG. 4) constituting the tooth electrodes 32a and 32b and the offset electrode finger 323a (323a2 having the end 323d shown in (c) of FIG. 4) And 323b are third electrode fingers.
  • the electrode finger width at the end is greater than the electrode finger width at the center Too wide.
  • an electrode finger having a shape in which the electrode finger width at the end not connected to the bus bar electrode is wider than the electrode finger width at the central portion of the electrode finger is defined as a modified finger.
  • the parallel arm resonator 151 is also configured by the inclined IDT
  • the electrode fingers 322a and 322b (322b1 shown in FIG. 4B) and the offset electrode finger 323a that constitute the pair of comb electrodes 32a and 32b. (323a1 and 323b shown in (b) of FIG. 4) are fourth electrode fingers. That is, the plurality of electrode fingers 322a and 322b and the offset electrode fingers 323a and 323b constituting the parallel arm resonator 151 have electrode finger widths at the end portions equal to or less than the electrode finger widths at the central portion, and are so-called variant fingers. Absent.
  • the receiving filter 12 of the multiplexer according to the comparative example is, like the receiving filter 12 of the multiplexer 1 according to the embodiment, a series arm resonator 101 and a parallel arm between the receiving input terminal 62 and the receiving output terminal 20.
  • the resonators 151 to 153 and the longitudinally coupled filter unit 103 have longitudinally coupled filter units connected in parallel.
  • the electrode parameters of each of the IDTs 103 a to 103 e of the series arm resonator 101, the parallel arm resonators 151 to 153, and the longitudinally coupled filter unit 103 are shown in Table 1 and Table 2
  • the same electrode parameters as those of the IDTs 103a to 103e of the series arm resonator 101, the parallel arm resonators 151 to 153, and the longitudinally coupled filter unit 103 according to the illustrated embodiment are the same.
  • the difference between the reception filter 12 according to the comparative example and the reception filter 12 according to the present embodiment is that, in the parallel arm resonator 151, the electrode fingers 322a and 322b constituting the pair of comb electrodes 32a and 32b and the offset
  • the electrode fingers 323a and 323b are points of the third electrode finger (different type finger) where the electrode finger width at the end is wider than the electrode finger width at the center.
  • the electrode finger of the parallel arm resonator 151 closest to the common connection terminal 50 is configured with the fourth electrode finger and has the third electrode finger (different type finger). Absent.
  • the electrode fingers of the parallel arm resonators 152 and 153 are configured by third electrode fingers (atypical fingers).
  • the electrode fingers of the series arm resonator 101 are also configured by third electrode fingers (atypical fingers).
  • the electrode fingers of the series arm resonator 101 and the parallel arm resonators 151 to 153 are configured by the third electrode finger (different type finger).
  • the electrode fingers of the parallel arm resonator 151 are not limited to the configuration not having the third electrode finger (different type finger), but have the third electrode finger.
  • the configuration may be At this time, the ratio of the number of fourth electrode fingers in the electrode fingers of the parallel arm resonator 151 may be higher than the ratio of the number of fourth electrode fingers in the electrode fingers of the parallel arm resonators 152 and 153. Further, the number of third electrode fingers occupied in the electrode fingers of the parallel arm resonator 151 may be smaller than the number of third electrode fingers occupied in the electrode fingers of the parallel arm resonators 152 and 153.
  • FIG. 5A is a graph showing the transmission characteristics of the reception-side filter of the Band 25 in the multiplexer 1 according to the present embodiment.
  • FIG. 5B is a graph in which a part of FIG. 5A is enlarged.
  • FIGS. 5A and 5B show transmission characteristics obtained by measuring only the receiving filter 12 from the configuration of the multiplexer 1 according to the present embodiment.
  • 5A and 5B show, as a comparative example, the transmission characteristics of the receiving filter 12 when the parallel arm resonator 151 is provided with a modified finger as described above.
  • FIGS. 5A and 5B show the pass characteristic of the path passing through the receiving filter 12. More specifically, the reception with respect to the strength of the signal input to the common connection terminal 50 is shown.
  • the insertion loss which is the ratio of the strength of the signal output from the input terminal 62, is shown.
  • the attenuation pole generated on the high frequency side of the pass band is higher than that in the receiving filter 12 according to the comparative example.
  • the pass band width of the reception side filter 12 according to the present embodiment is increased by about 1 MHz when the insertion loss is 3 dB.
  • the other electrical characteristics, in particular the steepness on the low frequency side of the pass band, are hardly changed between the reception filter 12 according to the embodiment and the reception filter 12 according to the comparative example.
  • the non-defective rate of the multiplexer 1 can be improved, and the insertion loss can be further reduced.
  • FIG. 6A is a Smith chart showing impedance characteristics of the reception side filter 12 of the Band 25 in the multiplexer 1 according to the present embodiment before the inductance element 21 is connected.
  • FIG. 6B is a Smith chart showing impedance characteristics after connection of the inductance element 21 of the reception side filter 12 of the Band 25 in the multiplexer 1 according to the present embodiment.
  • Markers 1 and 2 shown in FIGS. 6A and 6B are passbands of the transmitting filter 13
  • markers 3 and 4 are passbands of the transmitting filter 11
  • markers 5 and 6 are passbands of the receiving filter 14
  • markers 7 And 8 indicate the pass band of the receiving filter 12.
  • the impedance of the pass band of the transmitting filters 11 and 13 and the receiving filters 12 and 14 connected to the connection terminal 50 needs to be moved from the impedance shown in FIG. 6A to the inductive side as the impedance shown in FIG. 6B.
  • the impedance of the passband of the transmission filters 11 and 13 and the reception filters 12 and 14 is shown in FIG. As shown in, it should be placed as close as possible to the short (the left end of the Smith chart).
  • the common connection terminal 50 of the receiving filter 12 is The capacitance of the near parallel arm resonator 151 needs to be larger than the capacitance of the parallel arm resonators 152 and 153.
  • the parallel arm resonator is also used for the purpose of improving the sharpness on the low frequency side of the pass band, but in order to improve the sharpness on the low frequency side of the pass band, the resonance of the parallel arm resonator is used. It is necessary to place the point at a frequency close to the passband. However, if the resonance point is arranged at a frequency near the pass band in the parallel arm resonator 151 having a large capacity, the loss will be aggravated.
  • FIG. 7 is a graph comparing the pass characteristics of the receiving-side filter 12 of the Band 25 according to the present embodiment and the comparative example.
  • the waveform (solid line) of the comparative example has the wavelength of the parallel arm resonator 151 disposed at a position closest to the common connection terminal 50 smaller by 0.02 ⁇ m than the waveform (dotted line) of the present embodiment. The characteristic is shown when the resonance point is brought close to the frequency near the pass band.
  • FIG. 8 is a graph showing the resonance characteristics of the parallel arm resonators 151, 152 and 153 of the reception side filter 12 of the Band 25 according to the first embodiment.
  • (a) shows the insertion loss of the receiving filter 12
  • (b) shows the frequency characteristics (so-called impedance characteristics) of the impedance of the parallel arm resonators 151, 152 and 153.
  • the resonance frequency frp 151 of the parallel arm resonator 151 is lower than the resonance frequency frp 152 of the parallel arm resonator 152 and the resonance frequency frp 153 of the parallel arm resonator 153. As shown in (a) of 8, it is possible to suppress the deterioration of the loss on the low frequency side of the pass band of the receiving filter 12.
  • a stop band ripple is generated on the high frequency side of the pass band (area of broken line circle).
  • the stop band ripple is a ripple-shaped impedance disturbance that occurs due to the reflector of the resonator in a stop band other than the pass band, for example, on the side where the frequency is higher than the antiresonance point of the resonator.
  • the pass band width on the high frequency side of the reception side filter 12 becomes narrow.
  • the reflector 32c has a high reflection coefficient in a predetermined band including the resonance frequency of the resonator in order to confine the propagated surface acoustic wave without leaking it to the outside. It is designed.
  • the side higher in frequency than the antiresonance point ie, either the resonance frequency fr or the antiresonance frequency fa Ripple occurs in the impedance characteristic in the higher band side.
  • frs and fap are made equal to the center frequency of the pass band by making the resonance frequency frs of the series arm resonator substantially coincide with the antiresonance frequency fap of the parallel arm resonator.
  • the SAW resonator is used as a parallel arm resonator in the ladder type filter structure, a stop band ripple due to the above-described reflector 32 c is generated on the high frequency side of the band pass filter.
  • the electrode fingers constituting the IDT electrode of the parallel arm resonator 151 of the reception filter 12 are the series arm resonator 101, the parallel arm resonator 152, and As in the case of the electrode fingers constituting the 153 IDT electrodes, ripples occur on the high frequency side of the reception filter 12 when the third electrode finger (different type finger) is used.
  • the electrode fingers forming the IDT electrodes of the parallel arm resonator 151 of the reception filter 12 are different from the electrode fingers forming the IDT electrodes of the parallel arm resonators 152 and 153.
  • the fourth electrode finger (without variant finger).
  • FIG. 9A is a graph showing the resonance characteristics of the parallel arm resonator 151 closest to the common connection terminal 50 of the reception side filter 12 of the Band 25 according to the first embodiment in comparison with the comparative example.
  • FIG. 9B is a graph showing the reflection characteristics of the parallel arm resonator 151 closest to the common connection terminal 50 of the reception side filter 12 of the Band 25 according to the first embodiment in comparison with the comparative example.
  • the resonance characteristics (dotted line) of the parallel arm resonator 151 according to the comparative example configured by the third electrode finger (variant finger) and the fourth electrode finger (without variant finger) are configured.
  • Resonant characteristics (solid line) of the parallel arm resonator 151 according to the embodiment are shown. Further, in FIG.
  • the reflection characteristics (solid line) of the parallel arm resonator 151 according to the example are shown.
  • This reflection characteristic indicates a reflection loss (return loss) which is an intensity ratio of the signal output to the common connection terminal 50 to the intensity of the signal input to the reception filter 12 from the common connection terminal 50. .
  • the IDT electrode By having a configuration having three electrode fingers (atypical fingers), as shown in FIG. 9A, the Q characteristic of the resonator is improved, but a large stop band ripple occurs on the high frequency side of the antiresonance point.
  • the IDT electrode of the parallel arm resonator 151 has only the fourth electrode finger (without a modified finger) having no third electrode finger (a deformed finger), as shown in FIG.
  • the stop band ripple shifts to a higher frequency side.
  • the deterioration of the resonance characteristic is because the frequency of the resonance point of the parallel arm resonator 151 is lower than the frequency of the resonance points of the other parallel arm resonators 152 and 153.
  • the steepness on the low frequency side of the pass band is not affected.
  • the level (size) of the ripple is reduced and the return loss is reduced.
  • the pass band of the receiving filter 12 according to the embodiment becomes wider than that of the comparative example.
  • the stop band ripple occurs in the stop band on the high frequency side of the receiving filter 12, it does not affect the pass band of the receiving filter 12.
  • the ratio of the number of variant fingers of the parallel arm resonator 151 is lower than that of the parallel arm resonators 152 and 153.
  • the stop band ripple of the reception filter 12 can be shifted to the high frequency side and can be reduced, so that the narrowing of the passband width of the reception filter 12 on the low frequency side can be suppressed.
  • the multiplexer according to the present invention is not limited to the above configuration.
  • the ratio of the number of the fourth electrode fingers to the electrode fingers constituting the parallel arm resonator 151 closest to the common connection terminal 50 corresponds to the other parallel arm resonators 152 and 153. It may be higher than the number ratio of the fourth electrode fingers occupying the electrode fingers constituting the.
  • the number of third electrode fingers (different type fingers) in the IDT electrode constituting the parallel arm resonator 151 closest to the common connection terminal 50 is the other parallel
  • the number may be smaller than the number of third electrode fingers (atypical fingers) in the IDT electrodes constituting the arm resonators 152 and 153.
  • the multiplexer according to the present invention is not limited to the configuration in which the inductance element 31 is connected between the connection path of the common connection terminal 50 and the antenna connection terminal 60 and the reference terminal as described in the first embodiment. .
  • FIG. 10 is a circuit configuration diagram of a multiplexer 1a according to a modification of the first embodiment.
  • the multiplexer 1a according to the present modification has a configuration in which an inductance element 31 is connected in series in a connection path between the common connection terminal 50 and the antenna connection terminal 60.
  • the common connection terminal 50 and the antenna connection terminal 60 not only a configuration in which one inductance element is connected but a configuration in which a plurality of inductance elements are connected may be used. Further, not only the inductance element but also a capacitance element may be connected. The inductance element and the capacitance element may be connected in series between the common connection terminal 50 and the antenna connection terminal 60, or the connection path between the common connection terminal 50 and the antenna connection terminal 60 and the reference terminal It may be connected between.
  • the multiplexer according to the first embodiment and its modification described above can also be applied to a high frequency front end circuit, and further to a communication apparatus provided with the high frequency front end circuit. Therefore, in the present embodiment, such a high frequency front end circuit and communication apparatus will be described.
  • FIG. 11 is a block diagram of the high frequency front end circuit 5 according to the second embodiment.
  • the figure also shows each component (the antenna element 2, the RF signal processing circuit (RFIC) 3, and the baseband signal processing circuit (BBIC) 4) connected to the high frequency front end circuit 5. It is done.
  • the high frequency front end circuit 5, the RF signal processing circuit 3, and the baseband signal processing circuit 4 constitute a communication device 6.
  • the high frequency front end circuit 5 includes the multiplexer 1 according to the first embodiment, a receiving switch 80 and a transmitting switch 70, a low noise amplifier circuit 81, and a power amplifier circuit 71.
  • the transmission side switch 70 is a switch circuit having two selection terminals individually connected to the transmission input terminals 10 and 30 of the multiplexer 1 and a common terminal connected to the power amplifier circuit 71.
  • the reception side switch 80 is a switch circuit having two selection terminals individually connected to the reception output terminals 20 and 40 of the multiplexer 1 and a common terminal connected to the low noise amplifier circuit 81.
  • the transmission side switch 70 and the reception side switch 80 respectively connect the common terminal and a signal path corresponding to a predetermined band in accordance with a control signal from a control unit (not shown), for example, SPDT (Single Pole) It consists of switches of the Double Throw type.
  • a control unit for example, SPDT (Single Pole) It consists of switches of the Double Throw type.
  • the number of selection terminals connected to the common terminal is not limited to one, and may be plural. That is, the high frequency front end circuit 5 may support carrier aggregation.
  • the power amplifier circuit 71 is a transmission amplifier circuit that amplifies a high frequency signal (here, high frequency transmission signal) output from the RF signal processing circuit 3 and outputs the amplified high frequency signal to the antenna element 2 via the transmission switch 70 and the multiplexer 1. .
  • the low noise amplifier circuit 81 is a reception amplifier circuit that amplifies a high frequency signal (here, a high frequency reception signal) passed through the antenna element 2, the multiplexer 1, and the reception side switch 80 and outputs the amplified signal to the RF signal processing circuit 3.
  • a high frequency signal here, a high frequency reception signal
  • the RF signal processing circuit 3 performs signal processing on the high frequency reception signal input from the antenna element 2 via the reception signal path by down conversion or the like, and the reception signal generated by the signal processing is processed in the baseband signal processing circuit 4 Output to Further, the RF signal processing circuit 3 performs signal processing of the transmission signal input from the baseband signal processing circuit 4 by up conversion or the like, and outputs a high frequency transmission signal generated by the signal processing to the power amplifier circuit 71.
  • the RF signal processing circuit 3 is, for example, an RFIC.
  • the signal processed by the baseband signal processing circuit 4 is used, for example, as an image signal for displaying an image or as an audio signal for calling.
  • the high frequency front end circuit 5 may include other circuit elements between the above-described components.
  • the multiplexer 1 According to the high frequency front end circuit 5 and the communication device 6 configured as described above, by providing the multiplexer 1 according to the first embodiment described above, it is possible to suppress the ripple in the pass band.
  • the high frequency front end circuit 5 may include the multiplexer 1 a according to the modification of the first embodiment instead of the multiplexer 1 according to the first embodiment.
  • the communication device 6 may not have the baseband signal processing circuit (BBIC) 4 according to the processing method of the high frequency signal.
  • BBIC baseband signal processing circuit
  • a quadplexer has been described as an example of a multiplexer, but in the present invention, for example, a triplexer in which the antenna connection terminals of three filters are common, and a common antenna connection terminal of six filters
  • the present invention is also applicable to the above-described hexaplexer. That is, the multiplexer only needs to have two or more filters.
  • the multiplexer is not limited to the configuration including both the transmission filter and the reception filter, and may be configured to include only the transmission filter or only the reception filter.
  • the receiving side filter 12 corresponded to a 1st filter. That is, the first filter is the reception filter in the first embodiment.
  • the present invention is not limited to the use of the first filter, and can be applied. Therefore, the first filter may be a transmission filter.
  • the present invention can be widely used in communication devices such as mobile phones as multiplexers, front end circuits and communication devices applicable to multiband systems.
  • RFIC radio frequency identification circuit
  • BBIC Base band signal processing circuit

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Abstract

マルチプレクサ（１）は、受信側フィルタ（１２）と、通過帯域の周波数が受信側フィルタ（１２）より高い受信側フィルタ（１４）と、を備え、受信側フィルタ（１２）は、第１経路上に配置された直列腕共振子（１０１）、及び、第１経路とグランドとを結ぶ経路上に配置された並列腕共振子（１５１～１５３）とを有し、各共振子を構成する複数の電極指の先端を結ぶ方向Ｄは弾性波伝搬方向と所定の角度で交叉しており、共通接続端子（５０）に最も近い並列腕共振子（１５１）は、第３電極指（異型フィンガ）を含まず、その他の並列腕共振子（１５２および１５３）は、第３電極指（異型フィンガ）を含む。

Description

マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置
　本発明は、弾性波フィルタを備えるマルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置に関する。
　近年の携帯電話端末等の通信装置は、一端末で複数の周波数帯域および複数の無線方式、いわゆるマルチバンド化およびマルチモード化に対応することが要求されている。これに対応すべく、通信装置の１つのアンテナの直下には、複数の無線搬送周波数を有する高周波信号を分波するマルチプレクサが配置される。マルチプレクサを構成する複数の帯域通過型フィルタとしては、通過帯域内における低損失性および通過帯域周辺における通過特性の急峻性を特徴とする弾性波フィルタが用いられる（例えば、特許文献１参照）。
　特許文献１には、複数の弾性表面波フィルタが共通接続端子に接続された構成を有する弾性表面波装置（ＳＡＷデュプレクサ）が開示されている。当該弾性表面波装置では、一の弾性表面波フィルタを共通接続端子側から見たインピーダンスと、当該一の弾性表面波フィルタ以外の弾性表面波フィルタを共通接続端子側から見た合成インピーダンスとを複素共役の関係にすることで、弾性表面波装置の共通接続端子側からみたインピーダンスを特性インピーダンスに整合させている。これにより、弾性表面波装置の挿入損失の劣化を低減している。
国際公開第２０１６／２０８６７０号
　従来技術に係る弾性表面波装置では、上記一の弾性表面波フィルタの共通接続端子側から見たインピーダンスを、よりショート側に配置させるべく、複数の並列腕共振子のうち共通接続端子に最も近い位置に配置された並列腕共振子の容量を、他の並列腕共振子に比べて大きくしている。これに起因して、当該一の弾性表面波フィルタの通過帯域の低周波側の急峻性を悪化させないように、複数の並列腕共振子のうち共通接続端子に最も近い位置に配置された並列腕共振子の共振周波数を、他の並列腕共振子の共振周波数よりも低くしている。そのため、通過帯域外の高周波側の阻止域に生じるべきストップバンドリップルが、通過帯域内の高周波端に生じてしまい、当該弾性表面波フィルタの通過帯域幅が狭小化するという問題がある。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、弾性表面波フィルタの通過帯域幅が狭小化するのを抑制することができるマルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、共通接続端子、第１端子及び第２端子と、前記共通接続端子と前記第１端子とを結ぶ第１経路上に配置された第１フィルタと、前記共通接続端子と前記第２端子とを結ぶ第２経路上に配置された第２フィルタと、を備え、前記第１フィルタは、前記第１経路上に配置された１以上の直列腕共振子と、前記第１経路とグランドとを結ぶ経路上に配置された２以上の並列腕共振子と、を有し、前記１以上の直列腕共振子および前記２以上の並列腕共振子の各共振子は、基板上に形成された一対の櫛歯状電極からなるＩＤＴ電極および反射器を有し、前記２以上の並列腕共振子の各共振子が有する前記ＩＤＴ電極は、複数の第１電極指と、前記第１電極指と間挿し合っている複数の第２電極指とを有し、前記複数の第１電極指の先端を結ぶ方向及び前記複数の第２電極指の先端を結ぶ方向は、弾性波伝搬方向と交叉しており、前記２以上の並列腕共振子を構成する前記ＩＤＴ電極は、前記複数の第１電極指および前記複数の第２電極指のうち前記先端における電極指幅が中央部における電極指幅よりも広い第３電極指、および、前記先端における電極指幅が中央部における電極指幅以下である第４電極指、の少なくとも一方で構成されており、前記２以上の並列腕共振子のうち前記共通接続端子に最も近い並列腕共振子を構成する前記複数の第１の電極指および前記複数の第２の電極指に占める前記第４電極指の本数比率は、その他の並列腕共振子が有する前記複数の第１の電極指および前記複数の第２の電極指に占める前記第４電極指の本数比率よりも高い。
　圧電体層を用いて形成された１ポートの弾性表面波を利用した共振子では、共振周波数と反共振周波数との間に、いわゆるストップバンドリップルが発生し、かつ周波数が低くなるため、通過帯域内の伝送特性を劣化させる場合がある。この対策として、ＩＤＴ電極の複数の電極指のそれぞれのバスバー電極と接続された一端と反対側の先端同士を結ぶ方向が、弾性波伝搬方向と交叉するように、ＩＤＴ電極の交叉幅に重み付けをした交叉幅重み付けＩＤＴ電極が用いられる。また、この交叉幅重み付けＩＤＴと組み合わせて、通過帯域内の挿入損失をさらに改善するため、電極指先端の電極指幅を電極指中央部の電極指幅よりも広くした、いわゆる異型フィンガが用いられる。この構成により、ＩＤＴ電極において、いわゆる横モードリップルが発生するのを抑制することができる。
　また、交叉幅重み付けＩＤＴ電極および異型フィンガが用いられた１ポートの弾性表面波で構成された第１フィルタにおいて、当該第１フィルタの共通接続端子に最も近い並列腕共振子について、当該並列腕共振子を構成する全ての電極指に対する異型フィンガの本数割合を、その他の並列腕共振子の異型フィンガの本数割合より低くする。この構成により、第１フィルタを構成する全ての並列腕共振子の異型フィンガの本数割合を同等とした場合と比較して、通過帯域高域側において、第１フィルタのフィルタ特性が劣化するのを抑制することができる。
　また、ＩＤＴ、圧電膜、低音速膜、高音速膜および支持基板の積層構造の基板上に各共振子のＩＤＴ電極が形成されているので、当該ＩＤＴ電極を含む各共振子のＱ値を高い値に維持できる。
　これにより、弾性表面波フィルタの通過帯域幅が狭小化するのを抑制することができる。
　また、前記２以上の並列腕共振子のうち前記共通接続端子に最も近い並列腕共振子を構成する前記第３電極指の本数は、その他の並列腕共振子を構成する前記第３電極指の本数よりも少なくてもよい。
　これにより、第１フィルタの共通接続端子に最も近い並列腕共振子について、異型フィンガの本数割合を、その他の並列腕共振子の異型フィンガの本数割合より低くし、かつ、第１フィルタの共通接続端子に最も近い並列腕共振子を構成する異型フィンガの本数を、その他の並列腕共振子の異型フィンガの本数より少なくするので、各並列腕共振子を構成する各ＩＤＴ電極の対数および交叉幅などの電極パラメータが異なっても、通過帯域内のリップルを効果的に抑制することが可能となる。したがって、弾性表面波フィルタの通過帯域幅が狭小化するのを抑制することができる。
　また、前記２以上の並列腕共振子のうち前記共通接続端子に最も近い並列腕共振子の前記ＩＤＴ電極は、前記第３電極指を含まず、前記その他の並列腕共振子の前記ＩＤＴ電極は、前記第３電極指を含んでもよい。
　これにより、通過帯域内のリップルを最も効果的に抑制することが可能となる。したがって、弾性表面波フィルタの通過帯域幅が狭小化するのを抑制することができる。
　また、前記複数の第１電極指の先端を結ぶ方向と、前記複数の第２電極指の先端を結ぶ方向とは、交叉していなくてもよい。
　ＩＤＴ電極の複数の第１電極指の先端同士を結ぶ方向と、複数の第２電極指の先端同士を結ぶ方向とが交叉していない、いわゆる傾斜型ＩＤＴを用いることにより、いわゆる横モードリップルが発生するのを抑制するとともに、通過帯域内の伝送特性の劣化を抑制することができる。したがって、弾性表面波フィルタの通過帯域幅が狭小化するのを抑制することができる。
　また、アンテナに接続されるアンテナ接続端子と前記共通接続端子との間の接続経路に接続された第１インダクタンス素子を有してもよい。
　これにより、共通端子から見たマルチプレクサの複素インピーダンスを微調整することができる。
　また、前記共通接続端子と前記第１フィルタとの間の接続経路に直列接続された第２インダクタンス素子を有してもよい。
　これにより、第１フィルタの通過帯域外の帯域を通過帯域とするフィルタのインピーダンスは誘導性となるので、共通接続端子から見たマルチプレクサの複素インピーダンスを誘導性側方向へと微調整することが可能となる。また、複素共役の関係を利用して、共通接続端子から見たマルチプレクサの複素インピーダンスを特性インピーダンスに調整することができる。
　また、前記第１フィルタは、前記１以上の直列腕共振子及び前記２以上の並列腕共振子で構成されるラダー型のフィルタ構造を有してもよい。
　これにより、第１フィルタの低損失性を確保しつつ、通過帯域内のリップルを抑制することが可能となる。したがって、弾性表面波フィルタの通過帯域幅が狭小化するのを抑制することができる。
　また、前記第１フィルタは、さらに、前記第１経路上に配置された縦結合型のフィルタ構造を有してもよい。
　これにより、減衰強化等の要求されるフィルタ特性に適応することが可能となる。
　また、前記基板は、前記ＩＤＴ電極が一方の主面上に形成された圧電体層と、前記圧電体層を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が高速である高音速支持基板と、前記高音速支持基板と前記圧電体層との間に配置され、前記圧電体層を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が低速である低音速膜と、を備えてもよい。
　これにより、圧電体層を有する基板上に形成されたＩＤＴ電極を含む各共振子のＱ値を高い値に維持できる。
　また、前記第１フィルタを含む２つのフィルタを備える第１デュプレクサ、及び、第２デュプレクサによって構成されていてもよい。
　これにより、複数のデュプレクサを備えるマルチプレクサについて、通過帯域内のリップルを抑制することができる。したがって、弾性表面波フィルタの通過帯域幅が狭小化するのを抑制することができる。
　また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上述した特徴を有するマルチプレクサと、前記マルチプレクサに接続された増幅回路と、を備える。
　これにより、通過帯域内のリップルを抑制し、弾性表面波フィルタの通過帯域幅が狭小化するのを抑制することができる高周波フロントエンド回路を提供できる。
　また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上述した特徴を有する高周波フロントエンド回路と、を備える。
　これにより、通過帯域内のリップルを抑制し、弾性表面波フィルタの通過帯域幅が狭小化するのを抑制することができる通信装置を提供できる。
　本発明に係るマルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置によれば、弾性表面波フィルタの通過帯域幅が狭小化するのを抑制することができる。
図１は、実施の形態１に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図２は、実施の形態１に係るマルチプレクサを構成するＢａｎｄ２５の受信側フィルタの回路構成図である。 図３Ａは、実施の形態１に係るＢａｎｄ２５の受信側フィルタの共振子を模式的に表す概略構成図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）および（ｃ）は断面図である。 図３Ｂは、Ｂａｎｄ２５の受信側フィルタの共振子の他の例を模式的に表す断面図である。 図４は、実施の形態１に係るＢａｎｄ２５の受信側フィルタのＩＤＴ電極の平面図である。 図５Ａは、実施の形態１に係るマルチプレクサにおけるＢａｎｄ２５の受信側フィルタの伝送特性を示すグラフである。 図５Ｂは、図５Ａの一部を拡大したグラフである。 図６Ａは、実施の形態１に係るマルチプレクサにおけるＢａｎｄ２５の受信側フィルタの、インダクタンス素子を接続する前のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。 図６Ｂは、実施の形態１に係るマルチプレクサにおけるＢａｎｄ２５の受信側フィルタの、インダクタンス素子を接続した後のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。 図７は、実施の形態１および比較例に係るＢａｎｄ２５の受信側フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図８は、実施の形態１に係るＢａｎｄ２５の受信側フィルタの共通接続端子に最も近い並列腕共振子の共振特性を、比較例と比べて示すグラフである。 図９Ａは、実施の形態１に係るＢａｎｄ２５の受信側フィルタの共通接続端子に最も近い並列腕共振子の共振特性を、比較例と比べて示すグラフである。 図９Ｂは、実施の形態１に係るＢａｎｄ２５の受信側フィルタの共通接続端子に最も近い並列腕共振子の反射特性を、比較例と比べて示すグラフである。 図１０は、変形例に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図１１は、実施の形態２に係る高周波フロントエンド回路の構成図である。
　以下、本発明の実施の形態について、実施の形態および図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
　（実施の形態１）
　［１．マルチプレクサの基本構成］
　本実施の形態では、ＴＤ－ＬＴＥ（Ｔｉｍｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）規格のＢａｎｄ２５（送信通過帯域：１８５０－１９１５ＭＨｚ、受信通過帯域：１９３０－１９９５ＭＨｚ）およびＢａｎｄ６６（送信通過帯域：１７１０－１７８０ＭＨｚ、受信通過帯域：２０１０－２２００ＭＨｚ）に適用されるクワッドプレクサについて例示する。
　本実施の形態に係るマルチプレクサ１は、Ｂａｎｄ２５用デュプレクサとＢａｎｄ６６用デュプレクサとが共通接続端子５０で接続されたクワッドプレクサである。
　図１は、本実施の形態に係るマルチプレクサ１の回路構成図である。同図に示すように、マルチプレクサ１は、送信側フィルタ１１および１３と、受信側フィルタ１２および１４と、インダクタンス素子２１と、送信入力端子１０および３０と、受信出力端子２０および４０と、共通接続端子５０と、アンテナ接続端子６０とを備えている。送信側フィルタ１１および受信側フィルタ１２により、第１のデュプレクサであるＢａｎｄ２５用デュプレクサが構成されている。送信側フィルタ１３および受信側フィルタ１４により、第２のデュプレクサであるＢａｎｄ６６用デュプレクサが構成されている。
　また、マルチプレクサ１は、アンテナ接続端子６０においてアンテナ素子２に接続されている。アンテナ接続端子６０と共通接続端子５０との接続経路と、基準端子であるグランドとの間には、インダクタンス素子３１が接続されている。本実施の形態において、インダクタンス素子３１は第１インダクタンス素子である。これにより、共通端子から見たマルチプレクサの複素インピーダンスを微調整することが可能となる。なお、インダクタンス素子３１は、アンテナ接続端子６０と共通接続端子５０との接続経路に直列に接続されていてもよい。共通端子とアンテナ素子との間に小さなインダクタンス値を有する第１インダクタンス素子を接続することにより、共通端子から見たマルチプレクサの複素インピーダンスを誘導側方向へと微調整することができる。また、インダクタンス素子３１は、マルチプレクサ１に含めた構成としてもよいし、マルチプレクサ１に外付けされた構成であってもよい。
　送信側フィルタ１１は、送信回路（ＲＦＩＣなど）で生成された送信波を、送信入力端子１０を経由して入力し、当該送信波をＢａｎｄ２５の送信通過帯域（１８５０－１９１５ＭＨｚ：第１の通過帯域）でフィルタリングして共通接続端子５０へ出力する非平衡入力－非平衡出力型の帯域通過型フィルタである。送信側フィルタ１１は、本発明における第２フィルタである。
　受信側フィルタ１２は、共通接続端子５０から入力された受信波を入力し、当該受信波をＢａｎｄ２５の受信通過帯域（１９３０－１９９５ＭＨｚ：第２の通過帯域）でフィルタリングして受信出力端子２０へ出力する非平衡入力－非平衡出力型の帯域通過型フィルタである。受信側フィルタ１２は、本発明における第１フィルタである。
　また、受信側フィルタ１２と共通接続端子５０との間には、インダクタンス素子２１が直列接続されている。本実施の形態において、インダクタンス素子２１は第２インダクタンス素子である。インダクタンス素子２１が受信側フィルタ１２の共通接続端子５０側に接続されることにより、受信側フィルタ１２の通過帯域外の帯域を通過帯域とする送信側フィルタ１１および１３ならびに受信側フィルタ１４の通過帯域に相当する、受信側フィルタ１２の通過帯域におけるインピーダンスは誘導性となる。
　送信側フィルタ１３は、送信回路（ＲＦＩＣなど）で生成された送信波を、送信入力端子３０を経由して入力し、当該送信波をＢａｎｄ６６の送信通過帯域（１７１０－１７８０ＭＨｚ：第３の通過帯域）でフィルタリングして共通接続端子５０へ出力する非平衡入力－非平衡出力型の帯域通過型フィルタである。送信側フィルタ１３は、本発明における第２フィルタである。
　受信側フィルタ１４は、共通接続端子５０から入力された受信波を入力し、当該受信波をＢａｎｄ６６の受信通過帯域（２０１０－２２００ＭＨｚ：第４の通過帯域）でフィルタリングして受信出力端子４０へ出力する非平衡入力－非平衡出力型の帯域通過型フィルタである。受信側フィルタ１４は、本発明における第２フィルタである。
　送信側フィルタ１１および１３ならびに受信側フィルタ１４は、共通接続端子５０に直接接続されている。
　送信入力端子１０および３０ならびに受信出力端子２０および４０は、送信側フィルタ１１および１３ならびに受信側フィルタ１２および１４にそれぞれ対応して設けられている。また、送信入力端子１０および３０ならびに受信出力端子２０および４０は、は、マルチプレクサ１の外部で、増幅回路等（図示せず）を介してＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ：Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ、図示せず）に接続される。
　なお、インダクタンス素子２１は、受信側フィルタ１２と共通接続端子５０との間に限らず、受信側フィルタ１４と共通接続端子５０との間に直列接続されていてもよい。
　［２．フィルタの基本構成］
　次に、送信側フィルタ１１および１３ならびに受信側フィルタ１２および１４の基本構成について、Ｂａｎｄ２５Ｒｘを通過帯域とする受信側フィルタ１２の基本構成を例に説明する。
　図２は、本実施の形態に係るマルチプレクサ１を構成するＢａｎｄ２５の受信側フィルタ１２の回路構成図である。図２に示すように、受信側フィルタ１２は、直列腕共振子１０１と、並列腕共振子１５１～１５３と、縦結合型フィルタ部１０３が２つ並列に接続された縦結合型フィルタ部とを備える。
　直列腕共振子１０１は、受信入力端子６２と受信出力端子２０とを結ぶ第１経路（直列腕）に直列に接続されている。また、並列腕共振子１５１～１５３は、受信入力端子６２と直列腕共振子１０１、直列腕共振子１０１と縦結合型フィルタ部、縦結合型フィルタ部と受信出力端子２０のそれぞれの接続点と、基準端子（グランド）とを結ぶ経路（並列腕）上に互いに並列に接続されている。並列腕共振子１５１～１５３は、基準端子に直接接続されている。直列腕共振子１０１および並列腕共振子１５１～１５３の上記接続構成により、受信側フィルタ１２は、ラダー型のバンドパスフィルタを有している。
　縦結合型フィルタ部１０３は、受信入力端子６２と受信出力端子２０との間に配置された縦結合型のフィルタ構造を有する。縦結合型フィルタ部１０３は、直列腕共振子１０１の受信出力端子２０側に、並列に２つ配置されている。各縦結合型フィルタ部１０３は、５つのＩＤＴ１０３ａ～１０３ｅとその両端に配置された反射器（図示せず）とで構成されている。なお、図２では、反射器の図示を省略している。縦結合型フィルタ部１０３が配置される位置は、上述した位置に限定されず、例えば、受信入力端子６２と直列腕共振子１０１との間であってもかまわない。
　受信入力端子６２は、インダクタンス素子２１（図１参照）を介して共通接続端子５０（図１参照）に接続されている。また、図２に示すように、受信入力端子６２は、並列腕共振子１５１に接続されている。
　このように、受信側フィルタ１２は、第１経路上に配置された１以上の直列腕共振子（本実施の形態では直列腕共振子１０１）、および、第１経路と基準端子（グランド）とを結ぶ経路上に配置された２以上の並列腕共振子（本実施の形態では、３つの並列腕共振子１５１～１５３）で構成されるラダー型のフィルタ構造、および縦結合型フィルタ部を有する。
　なお、受信側フィルタ１２の直列腕共振子および並列腕共振子の数は、上述した数に限定されず、直列腕共振子が１以上、並列腕共振子が２以上であればよい。
　また、並列腕共振子１５１～１５３は、インダクタンス素子を介して基準端子に接続されていてもよい。また、直列腕上あるいは並列腕上に、インダクタンス素子およびキャパシタンス素子等のインピーダンス素子が挿入または接続されていてもよい。
　また、図２に示した受信側フィルタ１２では、並列腕共振子１５１～１５３が接続される基準端子（グランド）は個別化されているが、並列腕共振子１５１～１５３が接続される基準端子は共通化されていてもよい。共通化されている基準端子および個別化されている基準端子は、例えば、受信側フィルタ１２の実装レイアウトの制約等によって適宜選択され得る。
　なお、送信側フィルタ１１および１３ならびに受信側フィルタ１４は、上記の構成に限定されず、要求されるフィルタ特性等に応じて適宜設計され得る。具体的には、送信側フィルタ１１および１３ならびに受信側フィルタ１４は、ラダー型のフィルタ構造を有する構成であってもよいし、有さない構成であってもよい。また、送信側フィルタ１１および１３ならびに受信側フィルタ１４は、縦結合型のフィルタ構造を有する構成であってもよいし、有さない構成であってもよい。また、送信側フィルタ１１および１３ならびに受信側フィルタ１４を構成する各共振子は、ＳＡＷ共振子に限らず、例えば、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）共振子であってもかまわない。さらには、送信側フィルタ１１および１３ならびに受信側フィルタ１４は、共振子を用いずに構成されていてもよく、例えば、ＬＣ共振フィルタあるいは誘電体フィルタであってもかまわない。
　［３．共振子の基本構成］
　次に、受信側フィルタ１２を構成する各共振子（直列腕共振子および並列腕共振子）の基本構成について説明する。本実施の形態では、共振子は、弾性表面波（ＳＡＷ：Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）共振子である。
　図３Ａは、本実施の形態に係るＢａｎｄ２５の受信側フィルタ１２の共振子を模式的に表す概略構成図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）および（ｃ）は断面図である。図３Ａの（ｂ）は、（ｃ）の一部を拡大した図である。図３Ａの（ａ）～（ｃ）には、受信側フィルタ１２を構成する複数の共振子のうち、共通接続端子５０に最も近い並列腕共振子１５１の構造を表す平面模式図および断面模式図が例示されている。なお、図３Ａの（ａ）～（ｃ）に示された並列腕共振子１５１は、上記複数の共振子の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数や長さなどは、これに限定されない。
　図３Ａの（ａ）に示すように、並列腕共振子１５１は、互いに対向する一対の櫛歯状電極３２ａおよび３２ｂと、一対の櫛歯状電極３２ａおよび３２ｂに対して弾性波の伝搬方向に配置された反射器３２ｃとを有する。一対の櫛歯状電極３２ａおよび３２ｂは、ＩＤＴ電極（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極を構成している。なお、実装レイアウトの制約等によって、一対の反射器３２ｃのうち一方が配置されていなくてもよい。
　櫛歯状電極３２ａは、櫛歯形状に配置され、互いに平行な複数の電極指３２２ａおよび複数のオフセット電極指３２３ａと、複数の電極指３２２ａのそれぞれの一端同士および複数のオフセット電極指３２３ａのそれぞれの一端同士を接続するバスバー電極３２１ａとで構成されている。本実施の形態において、複数の電極指３２２ａは第１電極指である。
　また、櫛歯状電極３２ｂは、櫛歯形状に配置され、互いに平行な複数の電極指３２２ｂおよび複数のオフセット電極指３２３ｂと、複数の電極指３２２ｂのそれぞれの一端同士および複数のオフセット電極指３２３ｂのそれぞれの一端同士を接続するバスバー電極３２１ｂとで構成されている。本実施の形態において、複数の電極指３２２ｂは第２電極指である。
　複数の電極指３２２ａおよび３２２ｂならびに複数のオフセット電極指３２３ａおよび３２３ｂは、弾性波伝搬方向（Ｘ軸方向）の直交方向に延びるように形成されている。また、電極指３２２ａとオフセット電極指３２３ｂとは、上述した直交方向において対向し、電極指３２２ｂとオフセット電極指３２３ａとは、上述した直交方向において対向している。また、複数の電極指３２２ａと複数の電極指３２２ｂとは、弾性波伝搬方向（Ｘ軸方向）に交互に配置されている。つまり、複数の電極指３２２ａと複数の電極指３２２ｂとは、間挿し合っている。
　ここで、複数の電極指３２２ａのそれぞれの先端同士（複数の電極指３２２ａのそれぞれのバスバー電極３２１ａと接続されていない端部同士）を結ぶ方向Ｄは、弾性波伝搬方向（Ｘ軸方向）と所定の角度で交差している。また、複数の電極指３２２ｂのそれぞれの先端同士（複数の電極指３２２ｂのそれぞれのバスバー電極３２１ｂと接続されていない端部同士）を結ぶ方向Ｄは、弾性波伝搬方向（Ｘ軸方向）と上述した所定の角度で交差している。つまり、並列腕共振子１５１を構成する各ＩＤＴ電極は、弾性波伝搬方向と複数の電極指の並び方向とが交叉するように交叉幅に重み付けがされた、交叉幅重み付けＩＤＴとなっている。さらに、図３Ａの（ａ）に示す並列腕共振子１５１は、電極指３２２ａの先端同士を結ぶ方向と、電極指３２２ｂの先端同士を結ぶ方向とが交叉しない傾斜型ＩＤＴにより構成されている。直列腕共振子１０１、並列腕共振子１５２および１５３についても、並列腕共振子１５１と同様、各ＩＤＴ電極は傾斜型ＩＤＴにより構成されている。
　圧電体層を用いて形成された１ポートの弾性表面波を利用した共振子では、共振周波数と反共振周波数との間に、いわゆる横モードリップルが発生し、通過帯域内の伝送特性を劣化させる場合がある。本実施の形態に係る受信側フィルタ１２では、この対策として、各共振子のＩＤＴ電極には傾斜型ＩＤＴが採用されている。なお、直列腕共振子１０１、並列腕共振子１５１～１５３は、傾斜型ＩＤＴ電極に限らず、電極指３２２ａの先端同士を結ぶ方向と、電極指３２２ｂの先端同士を結ぶ方向とが交叉するように交叉幅に重み付けがされた、交叉幅重み付けＩＤＴ電極であってもよい。例えば、ＩＤＴ電極において弾性波伝搬方向の一端側から他端側に行くにつれて交叉幅が減少するように交叉幅に重み付けがされた交叉幅重み付けＩＤＴ電極であってもよい。
　一対の反射器３２ｃは、一対の櫛歯状電極３２ａおよび３２ｂに対して上述した方向Ｄに配置されている。具体的には、一対の反射器３２ｃは、上述した方向Ｄにおいて、一対の櫛歯状電極３２ａおよび３２ｂを挟むように配置されている。各反射器３２ｃは、グレーティング構造である。一対の反射器３２ｃは、反射器バスバー電極が上述した方向Ｄに沿って形成されている。
　このように構成された一対の反射器３２ｃは、伝搬される弾性波の定在波を、共振子（ここでは並列腕共振子１５１）の外部に漏らすことなく閉じ込めることができる。これにより、当該共振子は、一対の櫛歯状電極３２ａおよび３２ｂの電極ピッチ、対数および交叉幅等で規定される通過帯域の高周波信号を低損失で伝搬し、通過帯域外の高周波信号を高減衰させることが可能となる。
　また、一対の櫛歯状電極３２ａおよび３２ｂ（複数の電極指３２２ａおよび３２２ｂ、複数のオフセット電極指３２３ａおよび３２３ｂ、ならびに、バスバー電極３２１ａおよび３２１ｂ）で構成されるＩＤＴ電極は、図３Ａの（ｂ）に示すように、密着層３２４と主電極層３２５との積層構造となっている。また、反射器３２ｃの断面構造は、ＩＤＴ電極の断面構造と同様のため、以下ではその説明を省略する。
　密着層３２４は、圧電体層３２７と主電極層３２５との密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層３２４の膜厚は、例えば、１２ｎｍである。
　主電極層３２５は、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層３２５の膜厚は、例えば１６２ｎｍである。
　保護層３２６は、ＩＤＴ電極を覆うように形成されている。保護層３２６は、主電極層３２５を外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、および、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。保護層３２６の膜厚は、例えば２５ｎｍである。
　なお、密着層３２４、主電極層３２５および保護層３２６を構成する材料は、上述した材料に限定されない。さらに、ＩＤＴ電極は、上述した積層構造でなくてもよい。ＩＤＴ電極は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属又は合金から構成されてもよく、また、上述した金属または合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層３２６は、形成されていなくてもよい。
　このようなＩＤＴ電極ならびに反射器３２ｃは、次に説明する基板３２０の主面上に配置されている。以下、基板３２０の積層構造について説明する。
　図３Ａの（ｃ）に示すように、基板３２０は、高音速支持基板３２９と、低音速膜３２８と、圧電体層３２７とを備え、高音速支持基板３２９、低音速膜３２８および圧電体層３２７がこの順で積層された構造を有している。
　圧電体層３２７は、ＩＤＴ電極ならびに反射器３２ｃが主面上に配置された圧電膜である。圧電体層３２７は、例えば、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸から５０°回転した軸を法線とする面で切断したタンタル酸リチウム単結晶またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。圧電体層３２７の厚みは、ＩＤＴ電極の電極ピッチで定まる弾性波の波長をλとした場合、３．５λ以下であり、例えば、６００ｎｍである。
　高音速支持基板３２９は、低音速膜３２８、圧電体層３２７ならびにＩＤＴ電極を支持する基板である。高音速支持基板３２９は、さらに、圧電体層３２７を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも、高音速支持基板３２９中のバルク波の音速が高速となる基板であり、弾性表面波を圧電体層３２７および低音速膜３２８が積層されている部分に閉じ込め、高音速支持基板３２９より下方に漏れないように機能する。高音速支持基板３２９は、例えば、シリコン基板であり、厚みは、例えば１２５μｍである。なお、高音速支持基板３２９は、（１）窒化アルミニウム、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、シリコン、サファイア、リチウムタンタレート、リチウムニオベイト、または水晶等の圧電体、（２）アルミナ、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、またはフォルステライト等の各種セラミック、（３）マグネシアダイヤモンド、（４）上述した各材料を主成分とする材料、ならびに、（５）上述した各材料の混合物を主成分とする材料、のいずれかで構成されていてもよい。
　低音速膜３２８は、圧電体層３２７を伝搬する弾性波の音速よりも、低音速膜３２８中のバルク波の音速が低速となる膜であり、圧電体層３２７と高音速支持基板３２９との間に配置される。この構造と、弾性波は低音速な媒質にエネルギーが集中するという性質とにより、弾性表面波エネルギーのＩＤＴ電極外への漏れが抑制される。低音速膜３２８は、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。低音速膜３２８の厚みは、ＩＤＴ電極の電極ピッチで定まる弾性波の波長をλとした場合、２λ以下であり、例えば６７０ｎｍである。
　基板３２０の上述した積層構造によれば、圧電基板を単層で使用している従来の構造と比較して、共振周波数および反共振周波数におけるＱ値を大幅に高めることが可能となる。すなわち、Ｑ値が高い弾性表面波共振子を構成し得るので、当該弾性表面波共振子を用いて、挿入損失が小さいフィルタを構成することが可能となる。
　なお、高音速支持基板３２９は、支持基板と、圧電体層３２７を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも、伝搬するバルク波の音速が高速となる高音速膜とが積層された構造を有していてもよい。この場合、支持基板は、リチウムタンタレート、リチウムニオベイト、水晶等の圧電体、アルミナ、マグネシア、窒化ケイ素、窒化アルミニウム、炭化ケイ素、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、フォルステライト等の各種セラミック、ガラス等の誘電体またはシリコン、サファイア、窒化ガリウム等の半導体および樹脂基板等を用いることができる。また、高音速膜は、窒化アルミニウム、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、酸窒化ケイ素、ＤＬＣ膜またはダイヤモンド、上述した材料を主成分とする媒質、上述した材料の混合物を主成分とする媒質等、様々な高音速材料を用いることができる。
　また、図３Ｂは、Ｂａｎｄ２５の受信側フィルタ１２の共振子の他の例を模式的に表す断面図である。図３Ａに示した共振子では、共振子を構成するＩＤＴ電極が、圧電体層３２７を有する圧電基板３２０上に形成された例を示したが、当該ＩＤＴ電極が形成される基板は、図３Ｂに示すように、圧電体層の単層からなる圧電基板５７であってもよい。圧電基板５７は、例えば、ＬｉＮｂＯ３の圧電単結晶で構成されている。
　また、ＩＤＴ電極５４が形成される基板は、支持基板と、エネルギー閉じ込め層と、圧電膜がこの順で積層された構造を有していてもよい。圧電膜上にＩＤＴ電極５４が形成される。圧電膜は、例えば、ＬｉＴａＯ３圧電単結晶または圧電セラミックスが用いられる。支持基板は、圧電膜、エネルギー閉じ込め層、およびＩＤＴ電極５４を支持する基板である。
　エネルギー閉じ込め層は１層または複数の層からなり、その少なくとも１つの層を伝搬する弾性バルク波の速度は、圧電膜近傍を伝搬する弾性波の速度よりも大きい。例えば、低音速層と、高音速層との積層構造となっていてもよい。低音速層は、圧電膜を伝搬する弾性波の音速よりも、低音速層中のバルク波の音速が低速となる膜である。高音速層は、圧電膜を伝搬する弾性波の音速よりも、高音速層中のバルク波の音速が高速となる膜である。なお、支持基板を高音速層としてもよい。
　また、エネルギー閉じ込め層は、音響インピーダンスが相対的に低い低音響インピーダンス層と、音響インピーダンスが相対的に高い高音響インピーダンス層とが、交互に積層された構成を有する音響インピーダンス層であってもよい。
　また、上述した本実施の形態に係る圧電体層３２７は、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３単結晶を使用したものであるが、単結晶材料のカット角はこれに限定されない。つまり、弾性波フィルタ装置の要求通過特性などに応じて、適宜、積層構造、材料、および厚みを変更してもよく、上述したカット角以外のカット角を有するＬｉＴａＯ３圧電基板またはＬｉＮｂＯ３圧電基板などを用いた弾性表面波フィルタであっても、同様の効果を奏することが可能となる。
　ここで、弾性表面波共振子を構成するＩＤＴ電極の電極パラメータの一例（実施例）について説明する。
　弾性表面波共振子の波長とは、図３Ａの（ｂ）に示すＩＤＴ電極を構成する複数の電極指３２２ａまたは３２２ｂの繰り返し周期である波長λで規定される。また、電極ピッチは、波長λの１／２であり、櫛歯状電極３２ａおよび３２ｂを構成する電極指３２２ａおよび３２２ｂのライン幅をＷとし、隣り合う電極指３２２ａと電極指３２２ｂとの間のスペース幅をＳとした場合、（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、一対の櫛歯状電極３２ａおよび３２ｂの交叉幅Ｌは、図３Ａの（ａ）に示すように、電極指３２２ａと電極指３２２ｂとの方向Ｄから見た場合の重複する電極指長さである。また、各共振子の電極デューティーは、複数の電極指３２２ａおよび３２２ｂのライン幅占有率であり、複数の電極指３２２ａおよび３２２ｂのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合であり、Ｗ／（Ｗ＋Ｓ）で定義される。
　表１に、実施例に係る受信側フィルタ１２を構成する直列腕共振子１０１、並列腕共振子１５１～１５３の電極パラメータ（波長λ、交叉幅Ｌ、対数Ｎ、および電極デューティーＲ）の詳細を示す。この構成では、並列腕共振子１５１は、並列腕共振子１５２および１５３に比べて容量が大きくなるため、並列腕共振子１５１～１５３の中で最も周波数が低い共振子となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　また、表２に、実施例に係る受信側フィルタ１２を構成する縦結合型フィルタ部１０３のＩＤＴ１０３ａ～１０３ｅの電極パラメータ（波長λ、交叉幅Ｌ、対数Ｎ、および電極デューティーＲ）の詳細を示す。なお、ＩＤＴ１０３ａ～１０３ｅは、波長λ１のメインピッチ領域と、λ１よりも小さい波長λ２の狭ピッチ領域とを有している。ＩＤＴ１０３ａおよび１０３ｅのそれぞれと、ＩＤＴ１０３ａおよび１０３ｅのそれぞれに最も近い反射器との間の距離は、０．５３λＲである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　なお、上述した実施例では、受信側フィルタ１２において、全ての直列腕共振子および並列腕共振子が、傾斜型ＩＤＴで構成されているものとしているが、受信側フィルタ１２を構成する共振子のうち、少なくとも並列腕共振子１５１～１５３が傾斜型ＩＤＴで構成されていればよい。また、傾斜型ＩＤＴに限られず、他の交叉幅重み付けＩＤＴであってもよい。
　また、上述した実施例では、全ての直列腕共振子および並列腕共振子が、オフセット電極指を有しているものとしているが、これに限られず、各共振子はオフセット電極指を有していなくてもよい。
　また、送信側フィルタ１１および１３ならびに受信側フィルタ１４を構成する直列腕共振子、並列腕共振子および縦結合型フィルタ部を構成する各ＩＤＴは、傾斜型ＩＤＴ、または他の交叉幅重み付けＩＤＴであってもよいし、交叉幅が重み付けされていないＩＤＴであってもよい。
　［４．実施例と比較例とで異なる共振子構造］
　ここでは、本実施の形態の実施例に係る受信側フィルタ１２において、並列腕共振子１５１と、それ以外の並列腕共振子１５２および１５３とでは、異なる共振子構造を有することを説明する。また、マルチプレクサ１との比較のために、後述する比較例に係るマルチプレクサの受信側フィルタ１２の構成についても説明する。
　なお、直列腕共振子１０１および縦結合型フィルタ部１０３の各ＩＤＴは、上述したように、傾斜型ＩＤＴ、または交叉幅重み付けＩＤＴであってもよいし、交叉幅が重み付けされていないＩＤＴであってもよい。以下では、直列腕共振子１０１は並列腕共振子１５２および１５３と同様の構成として、並列腕共振子１５２および１５３と併せて説明する。
　図４は、本実施の形態に係るＢａｎｄ２５の受信側フィルタ１２のＩＤＴ電極の平面図であり、（ａ）はＩＤＴ電極の全体構造を示す図、（ｂ）は並列腕共振子１５１のＩＤＴ電極の一部を拡大した図、（ｃ）は直列腕共振子１０１、並列腕共振子１５２および１５３のＩＤＴ電極の一部を拡大した図である。
　図４の（ａ）～（ｃ）に示すように、本実施例に係る受信側フィルタ１２では、並列腕共振子１５２および１５３ならびに直列腕共振子１０１は傾斜型ＩＤＴで構成され、一対の櫛歯状電極３２ａおよび３２ｂを構成する電極指３２２ａおよび３２２ｂ（図４の（ｃ）に示す端部３２２ｄを有する３２２ｂ２）ならびにオフセット電極指３２３ａ（図４の（ｃ）に示す端部３２３ｄを有する３２３ａ２）および３２３ｂは、第３電極指である。つまり、並列腕共振子１５２および１５３ならびに直列腕共振子１０１のそれぞれを構成する複数の電極指３２２ａおよび３２２ｂならびにオフセット電極指３２３ａおよび３２３ｂは、端部の電極指幅が中央部における電極指幅よりも広い。
　ここで、複数の電極指のうちバスバー電極と接続されていない端部の電極指幅が電極指中央部の電極指幅よりも広い形状を有する電極指は、異型フィンガと定義される。
　一方、並列腕共振子１５１も傾斜型ＩＤＴで構成されるが、一対の櫛歯状電極３２ａおよび３２ｂを構成する電極指３２２ａおよび３２２ｂ（図４の（ｂ）に示す３２２ｂ１）ならびにオフセット電極指３２３ａ（図４の（ｂ）に示す３２３ａ１）および３２３ｂは、第４電極指である。つまり、並列腕共振子１５１を構成する複数の電極指３２２ａおよび３２２ｂならびにオフセット電極指３２３ａおよび３２３ｂは、端部の電極指幅が中央部における電極指幅以下であり、いわゆる異型フィンガとはなっていない。
　また、比較例に係るマルチプレクサの受信側フィルタ１２は、実施例に係るマルチプレクサ１の受信側フィルタ１２と同様、受信入力端子６２と受信出力端子２０との間に、直列腕共振子１０１、並列腕共振子１５１～１５３、および、縦結合型フィルタ部１０３が並列に２つ接続された縦結合型フィルタ部を有している。比較例に係るマルチプレクサの受信側フィルタ１２において、直列腕共振子１０１、並列腕共振子１５１～１５３および縦結合型フィルタ部１０３の各ＩＤＴ１０３ａ～１０３ｅのそれぞれの電極パラメータは、表１および表２に示された本実施例に係る直列腕共振子１０１、並列腕共振子１５１～１５３および縦結合型フィルタ部１０３の各ＩＤＴ１０３ａ～１０３ｅのそれぞれの電極パラメータと同じである。
　比較例に係る受信側フィルタ１２が本実施の形態に係る受信側フィルタ１２と異なる点は、並列腕共振子１５１において、一対の櫛歯状電極３２ａおよび３２ｂを構成する電極指３２２ａおよび３２２ｂならびにオフセット電極指３２３ａおよび３２３ｂが、端部の電極指幅が中央部における電極指幅よりも広い第３電極指（異型フィンガ）となっている点である。
　つまり、本実施例に係る受信側フィルタ１２では、共通接続端子５０に最も近い並列腕共振子１５１の電極指は、第４電極指で構成され、第３電極指（異型フィンガ）を有していない。また、並列腕共振子１５２および１５３の電極指は、第３電極指（異型フィンガ）で構成されている。直列腕共振子１０１の電極指も、第３電極指（異型フィンガ）で構成されている。
　これに対して、比較例に係る受信側フィルタ１２では、直列腕共振子１０１および並列腕共振子１５１～１５３の電極指は、第３電極指（異型フィンガ）で構成されている。
　なお、本実施の形態に係る受信側フィルタ１２では、並列腕共振子１５１の電極指は、第３電極指（異型フィンガ）を有していない構成に限らず、第３電極指を有している構成であってもよい。このとき、並列腕共振子１５１の電極指に占める第４電極指の本数比率が、並列腕共振子１５２および１５３の電極指に占める第４電極指の本数比率よりも高い構成とすればよい。また、並列腕共振子１５１の電極指に占める第３電極指の本数が、並列腕共振子１５２および１５３の電極指に占める第３電極指の本数よりも少ない構成としてもよい。
　以下、本実施例に係るマルチプレクサ１によって奏される効果について、比較例に係るマルチプレクサと比較しながら説明する。
　［５．実施例および比較例に係るマルチプレクサの特性比較］
　図５Ａは、本実施の形態に係るマルチプレクサ１におけるＢａｎｄ２５の受信側フィルタの伝送特性を示すグラフである。図５Ｂは、図５Ａの一部を拡大したグラフである。
　図５Ａおよび図５Ｂでは、本実施例に係るマルチプレクサ１の構成から受信側フィルタ１２だけを取り出して測定した伝送特性を示している。また、図５Ａおよび図５Ｂには、比較例として、上述したように並列腕共振子１５１に異型フィンガを設けたときの受信側フィルタ１２の伝送特性を示している。具体的には、図５Ａおよび図５Ｂには、受信側フィルタ１２を経由する経路の通過特性が示されており、より具体的には、共通接続端子５０に入力される信号の強度に対する、受信入力端子６２から出力される信号の強度の比である挿入損失が示されている。
　図５Ａにおいて破線で囲んだ領域に示すように、本実施例に係る受信側フィルタ１２では、通過帯域高周波側に発生する減衰極は、比較例に係る受信側フィルタ１２の場合に比べて高周波側にシフトしている。これにより、本実施例に係る受信側フィルタ１２の通過帯域幅は、図５Ｂに示すように、挿入損失が３ｄＢとなる場合において約１ＭＨｚ広くなっている。なお、これ以外の電気的特性、特に通過帯域低周波側の急峻性は、実施例に係る受信側フィルタ１２と比較例に係る受信側フィルタ１２とでは、ほとんど変わっていない。
　通過帯域幅が広くなると、温度や加工バラつきによる特性バラつきに対する許容範囲が広がる。したがって、本実施例に係る受信側フィルタ１２によると、マルチプレクサ１の良品率を向上させたり、挿入損失をより小さくすることができる。
　このことは、次のような理由による。図６Ａは、本実施の形態に係るマルチプレクサ１におけるＢａｎｄ２５の受信側フィルタ１２の、インダクタンス素子２１を接続する前のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。図６Ｂは、本実施の形態に係るマルチプレクサ１におけるＢａｎｄ２５の受信側フィルタ１２の、インダクタンス素子２１を接続した後のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。なお、図６Ａおよび図６Ｂに示すマーカ１および２は送信側フィルタ１３の通過帯域、マーカ３および４は送信側フィルタ１１の通過帯域、マーカ５および６は受信側フィルタ１４の通過帯域、マーカ７および８は受信側フィルタ１２の通過帯域を示している。
　上述したように、受信側フィルタ１２と共通接続端子５０との間にインダクタンス素子２１を直列に接続した状態でマルチプレクサ１のアンテナ接続端子６０と共通接続端子５０とのインピーダンスの整合をとる場合、共通接続端子５０に接続された送信側フィルタ１１および１３ならびに受信側フィルタ１２および１４の通過帯域のインピーダンスは、図６Ａに示すインピーダンスから、図６Ｂに示すインピーダンスのように、誘導性側に移動させる必要がある。ここで、インダクタンス素子２１の値をできるだけ小さくするためには、インダクタンス素子２１を接続する前のマルチプレクサ１において、送信側フィルタ１１および１３ならびに受信側フィルタ１２および１４の通過帯域のインピーダンスを、図６Ａに示すように、可能な限りショート付近（スミスチャートの左端）に配置する必要がある。
　そして、送信側フィルタ１１および１３ならびに受信側フィルタ１２および１４の通過帯域のインピーダンスを、可能な限りショート付近（スミスチャートの左端）に配置するには、受信側フィルタ１２の共通接続端子５０に最も近い並列腕共振子１５１の容量を、並列腕共振子１５２および１５３の容量よりも大きくする必要がある。
　ここで、一般に、並列腕共振子は、通過帯域低周波側の急峻性を向上する目的にも用いられるが、通過帯域低周波側の急峻性を向上するためには、並列腕共振子の共振点を通過帯域のごく近傍の周波数に配置する必要がある。しかし、容量が大きい並列腕共振子１５１について、共振点を通過帯域の近傍の周波数に配置すると、ロスが悪化してしまう。
　図７は、本実施の形態および比較例に係るＢａｎｄ２５の受信側フィルタ１２の通過特性を比較したグラフである。図７において、比較例の波形（実線）は、本実施の形態の波形（破線）に比べて、共通接続端子５０に最も近い位置に配置された並列腕共振子１５１の波長を０．０２μｍ小さくして共振点を通過帯域の近傍の周波数に近づけた場合の特性を表している。
　図７に示すように、並列腕共振子１５１の共振点を通過帯域の近傍の周波数に近づけた場合には、通過帯域低周波側においてロスが大きく悪化していることがわかる。
　したがって、通過帯域低周波側のロスの悪化を抑制するには、並列腕共振子１５１の共振点の周波数を、並列腕共振子１５２および１５３の共振点の周波数に比べて低くする必要がある。
　図８は、実施の形態１に係るＢａｎｄ２５の受信側フィルタ１２の並列腕共振子１５１、１５２および１５３の共振特性を示すグラフである。図８において、（ａ）は受信側フィルタ１２の挿入損失、（ｂ）は並列腕共振子１５１、１５２および１５３のインピーダンスの周波数特性（いわゆるインピーダンス特性）を示している。
　図８の（ｂ）に示すように、並列腕共振子１５１の共振周波数ｆｒｐ１５１を、並列腕共振子１５２の共振周波数ｆｒｐ１５２および並列腕共振子１５３の共振周波数ｆｒｐ１５３に比べて低くすることにより、図８の（ａ）に示すように、受信側フィルタ１２の通過帯域低周波側のロスの悪化を抑制することができる。
　一方、その弊害として、図８の（ｂ）に示すように、並列腕共振子１５１では、通過帯域の高周波側にストップバンドリップルが生じる（破線丸の領域）。ストップバンドリップルとは、共振子の反射器に起因して、通過帯域以外の阻止域、例えば、共振子の反共振点より周波数が高い側に生じるさざ波状のインピーダンスの乱れである。これにより、受信側フィルタ１２の高周波側の通過帯域幅が狭くなるという問題がある。
　詳細には、並列腕共振子１５１において、反射器３２ｃは、伝搬された弾性表面波を外部に漏らさずに閉じ込めるために、共振子の共振周波数を含む所定の帯域において高い反射係数を有するように設計されている。
　このとき、反射係数が高い所定の帯域の周辺帯域には、反射器３２ｃに起因する、反射係数が大きくなったり小さくなったりを繰り返す反射係数の跳ね返りが発生する。
　ＳＡＷ共振子では、この反射係数の跳ね返りにより、図８の（ｂ）に破線の丸で示したように、反共振点よりも周波数が高い側（すなわち、共振周波数ｆｒおよび反共振周波数ｆａのいずれよりも高域側）において、インピーダンス特性にリップルが生じる。
　一般的に、ラダー型のフィルタ構造を有するフィルタでは、直列腕共振子の共振周波数ｆｒｓと並列腕共振子の反共振周波数ｆａｐとを略一致させることで、ｆｒｓおよびｆａｐを通過帯域の中心周波数とする帯域通過型フィルタを構成する。ラダー型のフィルタ構造においてＳＡＷ共振子を並列腕共振子として用いると、帯域通過型フィルタの高域側において、上述した反射器３２ｃに起因するストップバンドリップルが発生する。
　具体的には、本実施の形態において比較例として示したように、受信側フィルタ１２の並列腕共振子１５１のＩＤＴ電極を構成する電極指を、直列腕共振子１０１、並列腕共振子１５２および１５３のＩＤＴ電極を構成する電極指と同様に、第３電極指（異型フィンガ）とした場合、受信側フィルタ１２の高域側にリップルが生じる。
　これに対して、実施例に係る構成では、受信側フィルタ１２の並列腕共振子１５１のＩＤＴ電極を構成する電極指を、並列腕共振子１５２および１５３のＩＤＴ電極を構成する電極指と異ならせ、第４電極指（異型フィンガなし）としている。これにより、受信側フィルタ１２の高域側に発生したストップバンドリップルを、より高周波側にシフトさせるとともに、ストップバンドリップルの大きさを小さくすることができる。このことについて図９Ａおよび図９Ｂを用いて説明する。
　図９Ａは、実施の形態１に係るＢａｎｄ２５の受信側フィルタ１２の共通接続端子５０に最も近い並列腕共振子１５１の共振特性を、比較例と比べて示すグラフである。図９Ｂは、実施の形態１に係るＢａｎｄ２５の受信側フィルタ１２の共通接続端子５０に最も近い並列腕共振子１５１の反射特性を、比較例と比べて示すグラフである。具体的には、図９Ａには、第３電極指（異型フィンガ）で構成された比較例に係る並列腕共振子１５１の共振特性（破線）と、第４電極指（異型フィンガなし）で構成された実施例に係る並列腕共振子１５１の共振特性（実線）とが示されている。また、図９Ｂには、第３電極指（異型フィンガ）で構成された比較例に係る並列腕共振子１５１の反射特性（破線）と、第４電極指（異型フィンガなし）で構成された実施例に係る並列腕共振子１５１の反射特性（実線）とが示されている。この反射特性は、共通接続端子５０から受信側フィルタ１２に入力された信号の強度に対して、共通接続端子５０に出力された信号の強度比である反射損失（リターンロス）が示されている。
　並列腕共振子１５１が、圧電体層２２７、低音速膜２２８、および高音速支持基板３２９の積層構造の基板に傾斜型ＩＤＴの構造を有する場合、比較例として示したように、ＩＤＴ電極が第３電極指（異型フィンガ）を有する構成とすることにより、図９Ａに示すように、共振子のＱ特性は向上するが、反共振点よりも高周波側には、ストップバンドリップルが大きく発生する。
　これに対して、実施例として示したように、並列腕共振子１５１のＩＤＴ電極が第３電極指（異型フィンガ）を有さない第４電極指（異型フィンガなし）のみの構成の場合、図９Ａに示すように、共振特性は劣化するものの、図９Ｂに示すように、ストップバンドリップルは、より高周波側にシフトする。なお、この共振特性の劣化は、並列腕共振子１５１の共振点の周波数が他の並列腕共振子１５２および１５３の共振点の周波数に比べて低くされているため、受信側フィルタ１２の特性、特に通過帯域低周波側の急峻性に影響を与えるものではない。また、リップルのレベル（大きさ）は小さくなり、リターンロスは低減する。これにより、実施例に係る受信側フィルタ１２の通過帯域は、比較例に対して広くなる。また、ストップバンドリップルは、受信側フィルタ１２の高周波側の阻止域において発生するため、受信側フィルタ１２の通過帯域に対して影響を与えない。
　このように、本実施例にかかるマルチプレクサ１では、並列腕共振子１５１の異型フィンガの本数比率を、並列腕共振子１５２および１５３よりも低くしている。これにより、受信側フィルタ１２のストップバンドリップルを高周波側にシフトするとともに小さくできるので、低周波側の受信側フィルタ１２の通過帯域幅が狭小化するのを抑制することができる。
　なお、本発明に係るマルチプレクサは上記構成に限定されない。例えば、上記実施例に係る受信側フィルタ１２において、共通接続端子５０に最も近い並列腕共振子１５１を構成する電極指に占める第４電極指の本数比率が、その他の並列腕共振子１５２および１５３を構成する電極指に占める第４電極指の本数比率より高くてもよい。
　これにより、受信側フィルタ１２を構成する全ての並列腕共振子１５１～１５３の異型フィンガの本数割合を同等とした場合と比較して、受信側フィルタ１２の通過帯域高周波側に発生するリップルを抑制することができる。これにより、受信側フィルタ１２の通過帯域幅が狭小化するのを抑制することができる。
　さらに、上述したように、実施例に係る受信側フィルタ１２において、共通接続端子５０に最も近い並列腕共振子１５１を構成するＩＤＴ電極における第３電極指（異型フィンガ）の本数が、その他の並列腕共振子１５２および１５３を構成するＩＤＴ電極における第３電極指（異型フィンガ）の本数より少なくてもよい。
　これにより、各並列腕共振子を構成する各ＩＤＴ電極の対数および交叉幅などの電極パラメータが異なっても、受信側フィルタ１４の通過帯域内のリップルを効果的に抑制することが可能となる。
　（変形例）
　本発明に係るマルチプレクサは、上述した実施の形態１に示したように、共通接続端子５０とアンテナ接続端子６０との接続経路と基準端子との間にインダクタンス素子３１が接続された構成に限らない。
　図１０は、実施の形態１の変形例に係るマルチプレクサ１ａの回路構成図である。本変形例に係るマルチプレクサ１ａは、図１０に示すように、例えば、共通接続端子５０とアンテナ接続端子６０との接続経路に直列にインダクタンス素子３１が接続された構成である。
　この構成であっても、上述したように、受信側フィルタ１２のストップバンドリップルを小さくすることにより、低周波側の受信側フィルタ１２のフィルタ特性を劣化させることなく、高周波側の受信側フィルタ１４の通過帯域内のリップルを抑制することができる。
　なお、共通接続端子５０とアンテナ接続端子６０との間には、１つのインダクタンス素子が接続された構成に限らず、複数のインダクタンス素子が接続された構成であってもよい。また、インダクタンス素子に限らずキャパシタンス素子が接続された構成であってもよい。また、インダクタンス素子およびキャパシタンス素子は、共通接続端子５０とアンテナ接続端子６０との間に直列に接続されていてもよいし、共通接続端子５０とアンテナ接続端子６０との接続経路と基準端子との間に接続されていてもよい。
　（実施の形態２）
　上述した実施の形態１およびその変形例に係るマルチプレクサは、高周波フロントエンド回路、さらには当該高周波フロントエンド回路を備える通信装置に適用することもできる。そこで、本実施の形態では、このような高周波フロントエンド回路および通信装置について説明する。
　図１１は、実施の形態２に係る高周波フロントエンド回路５の構成図である。なお、同図には、高周波フロントエンド回路５と接続される各構成要素（アンテナ素子２、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３、および、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）４）についても併せて図示されている。高周波フロントエンド回路５と、ＲＦ信号処理回路３と、ベースバンド信号処理回路４とは、通信装置６を構成している。
　高周波フロントエンド回路５は、実施の形態１に係るマルチプレクサ１と、受信側スイッチ８０および送信側スイッチ７０と、ローノイズアンプ回路８１と、パワーアンプ回路７１と、を備える。
　送信側スイッチ７０は、マルチプレクサ１の送信入力端子１０および３０に個別に接続された２つの選択端子、ならびに、パワーアンプ回路７１に接続された共通端子を有するスイッチ回路である。
　受信側スイッチ８０は、マルチプレクサ１の受信出力端子２０および４０に個別に接続された２つの選択端子、ならびに、ローノイズアンプ回路８１に接続された共通端子を有するスイッチ回路である。
　これら送信側スイッチ７０および受信側スイッチ８０は、それぞれ、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、共通端子と所定のバンドに対応する信号経路とを接続し、例えば、ＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｄｏｕｂｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチによって構成される。なお、共通端子と接続される選択端子は１つに限らず、複数であってもかまわない。つまり、高周波フロントエンド回路５は、キャリアアグリゲーションに対応してもかまわない。
　パワーアンプ回路７１は、ＲＦ信号処理回路３から出力された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を増幅し、送信側スイッチ７０およびマルチプレクサ１を経由してアンテナ素子２に出力する送信増幅回路である。
　ローノイズアンプ回路８１は、アンテナ素子２、マルチプレクサ１および受信側スイッチ８０を経由した高周波信号（ここでは高周波受信信号）を増幅し、ＲＦ信号処理回路３へ出力する受信増幅回路である。
　ＲＦ信号処理回路３は、アンテナ素子２から受信信号経路を介して入力された高周波受信信号を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路４へ出力する。また、ＲＦ信号処理回路３は、ベースバンド信号処理回路４から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波送信信号をパワーアンプ回路７１へ出力する。ＲＦ信号処理回路３は、例えば、ＲＦＩＣである。
　ベースバンド信号処理回路４で処理された信号は、例えば、画像信号として画像表示のために、または、音声信号として通話のために使用される。
　なお、高周波フロントエンド回路５は、上述した各構成要素の間に、他の回路素子を備えていてもよい。
　以上のように構成された高周波フロントエンド回路５および通信装置６によれば、上述した実施の形態１に係るマルチプレクサ１を備えることにより、通過帯域内のリップルを抑制することができる。
　なお、高周波フロントエンド回路５は、実施の形態１に係るマルチプレクサ１に代わり、実施の形態１の変形例に係るマルチプレクサ１ａを備えてもかまわない。
　また、通信装置６は、高周波信号の処理方式に応じて、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）４を備えていなくてもよい。
　（その他の変形例など）
　以上、本発明の実施の形態に係るマルチプレクサついて、クワッドプレクサの実施の形態を挙げて説明したが、本発明は、上述した実施の形態には限定されない。例えば、上述した実施の形態に次のような変形を施した態様も、本発明に含まれ得る。
　例えば、上記説明では、マルチプレクサとして、クワッドプレクサを例に説明したが、本発明は、例えば、３つのフィルタのアンテナ接続端子が共通化されたトリプレクサや、６つのフィルタのアンテナ接続端子が共通化されたヘキサプレクサについても適用することができる。つまり、マルチプレクサは、２以上のフィルタを備えていればよい。
　また、マルチプレクサは、送信側フィルタおよび受信側フィルタの双方を備える構成に限らず、送信側フィルタのみ、または、受信側フィルタのみを備える構成であってもかまわない。
　また、上述した実施の形態１では、受信側フィルタ１２が第１フィルタに相当するとして説明した。つまり、第１フィルタは、実施の形態１では受信フィルタであった。しかし、本発明は、第１フィルタの用途等に限定されず、適用することができる。このため、第１フィルタは、送信側フィルタであってもよい。
　本発明は、マルチバンドシステムに適用できるマルチプレクサ、フロントエンド回路および通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１、１ａ　　マルチプレクサ
　２　　アンテナ素子
　３　　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）
　４　　ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）
　５　　高周波フロントエンド回路
　６　　通信装置
　１０、３０　　送信入力端子
　１１、１３　　送信側フィルタ
　１２、１４　　受信側フィルタ
　２０、４０　　受信出力端子
　２１　　インダクタンス素子（第２インダクタンス素子）
　３１　　インダクタンス素子（第１インダクタンス素子）
　３２ａ、３２ｂ　　櫛歯状電極
　３２ｃ　　反射器
　５０　　共通接続端子
　５４　　ＩＤＴ電極
　５５、３２６　　保護層
　５７　　圧電基板
　６０　　アンテナ接続端子
　６２　　受信入力端子
　７０　　送信側スイッチ
　７１　　パワーアンプ回路
　８０　　受信側スイッチ
　８１　　ローノイズアンプ回路
　１０１　　直列腕共振子
　１０３　　縦結合型フィルタ部
　１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃ、１０３ｄ、１０３ｅ　　ＩＤＴ
　１５１、１５２、１５３　　並列腕共振子
　３２０　　基板
　３２１ａ、３２１ｂ　　バスバー電極
　３２２ａ　　電極指（第１電極指）
　３２２ｂ　　電極指（第２電極指）
　３２２ｄ、３２３ｄ　　端部
　３２３ａ、３２３ｂ、３２３ａ１、３２３ａ２　　オフセット電極指
　３２４　　密着層
　３２５　　主電極層
　３２７　　圧電体層
　３２８　　低音速膜
　３２９　　高音速支持基板

Claims (12)

  1. 　共通接続端子、第１端子及び第２端子と、
    　前記共通接続端子と前記第１端子とを結ぶ第１経路上に配置された第１フィルタと、
    　前記共通接続端子と前記第２端子とを結ぶ第２経路上に配置された第２フィルタと、を備え、
    　前記第１フィルタは、
    　　前記第１経路上に配置された１以上の直列腕共振子と、
    　　前記第１経路とグランドとを結ぶ経路上に配置された２以上の並列腕共振子と、
    　　を有し、
    　前記１以上の直列腕共振子および前記２以上の並列腕共振子の各共振子は、基板上に形成された一対の櫛歯状電極からなるＩＤＴ電極および反射器を有し、
    　前記２以上の並列腕共振子の各共振子が有する前記ＩＤＴ電極は、
    　　複数の第１電極指と、前記第１電極指と間挿し合っている複数の第２電極指とを有し、
    　前記複数の第１電極指の先端を結ぶ方向及び前記複数の第２電極指の先端を結ぶ方向は、弾性波伝搬方向と交叉しており、
    　前記複数の第１電極指および前記複数の第２電極指は、先端における電極指幅が中央部における電極指幅よりも広い第３電極指、および、先端における電極指幅が中央部における電極指幅以下である第４電極指、の少なくとも一方で構成されており、
    　前記２以上の並列腕共振子のうち前記共通接続端子に最も近い並列腕共振子を構成する前記複数の第１の電極指および前記複数の第２の電極指に占める前記第４電極指の本数比率は、その他の前記２以上の並列腕共振子が有する前記複数の第１の電極指および前記複数の第２の電極指に占める前記第４電極指の本数比率よりも高い、
    　マルチプレクサ。
  2. 　前記２以上の並列腕共振子のうち前記共通接続端子に最も近い並列腕共振子を構成する前記第３電極指の本数は、その他の前記２以上の並列腕共振子を構成する前記第３電極指の本数よりも少ない、
    　請求項１に記載のマルチプレクサ。
  3. 　前記２以上の並列腕共振子のうち前記共通接続端子に最も近い並列腕共振子の前記ＩＤＴ電極は、前記第３電極指を含まず、
    　前記その他の並列腕共振子の前記ＩＤＴ電極は、前記第３電極指を含む、
    　請求項１または２に記載のマルチプレクサ。
  4. 　前記複数の第１電極指の先端を結ぶ方向と、前記複数の第２電極指の先端を結ぶ方向とは、交叉していない、
    　請求項１～３のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  5. 　アンテナに接続されるアンテナ接続端子と前記共通接続端子との間の接続経路に接続された第１インダクタンス素子を有する、
    　請求項１～４のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  6. 　前記共通接続端子と前記第１フィルタとの間の接続経路に直列接続された第２インダクタンス素子を有する、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  7. 　前記第１フィルタは、前記１以上の直列腕共振子及び前記２以上の並列腕共振子で構成されるラダー型のフィルタ構造を有する、
    　請求項１～６のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  8. 　前記第１フィルタは、さらに、前記第１経路上に配置された縦結合型のフィルタ構造を有する、
    　請求項１～７のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  9. 　前記基板は、
    　前記ＩＤＴ電極が一方の主面上に形成された圧電体層と、
    　前記圧電体層を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が高速である高音速支持基板と、
    　前記高音速支持基板と前記圧電体層との間に配置され、前記圧電体層を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が低速である低音速膜と、を備える、
    　請求項１～８のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  10. 　前記第１フィルタを含む２つのフィルタを備える第１デュプレクサ、及び、第２デュプレクサによって構成されている、
    　請求項１～９のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  11. 　請求項１～１０のいずれか１項に記載のマルチプレクサと、
    　前記マルチプレクサに接続された増幅回路と、を備える、
    　高周波フロントエンド回路。
  12. 　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項１１に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
    　通信装置。
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