WO2017145749A1 - モータ制御装置およびモータ制御方法 - Google Patents

Abstract

本モータ制御装置において、二相／三相変換器は、ｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令とをＵＶＷ相の電圧指令に変換する。ＰＷＭ回路は電圧指令に応じてＰＷＭされた駆動パルス信号を生成し、インバータは駆動パルス信号に基づきコイル駆動する駆動電圧を生成する。位置検出器は回転位置を検出し、回転速度算出器は回転速度を算出し、電流検出器はコイルへの駆動電流を検出する。三相／二相変換器は、検出駆動電流値をｄ軸電流値とｑ軸電流値とに変換する。そして、ｄ軸電圧指令生成部は、所定の値のｄ軸電流指令とｄ軸電流値との差分を求め、その差分に対するＰＩ演算に基づいて、ｄ軸電圧指令を生成する。また、ｑ軸電圧指令生成部は、速度指令と回転速度算出部が算出した回転速度との差分を求め、その差分に対するＰＩ演算に基づいて、ｑ軸電圧指令を生成する。

Description

モータ制御装置およびモータ制御方法

　本発明は、モータを回転制御するモータ制御装置およびモータ制御方法に関し、特に、低トルクや低速時においても精度よい回転制御が可能なモータ制御装置およびモータ制御方法に関する。

　永久磁石を用いたモータの電流を制御する一手法として、モータの電流を、トルクに寄与するｑ軸電流成分とそれに直交するｄ軸電流成分とに分離して制御するベクトル制御が知られている。

　このようなベクトル制御において、従来、低トルク・低速時において電流検出精度などが低い場合であっても、精密なモータ制御を可能とするモータ制御装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。図４は、このような低トルクや低速の回転制御にも適した従来のモータ制御装置９０を含むブロック図である。

　図４に示す従来のモータ制御装置９０は、上述のｄｑ軸座標系での電流ベクトル制御を基本としたベクトル制御部９２を回転制御部として利用し、モータ４０を回転制御している。図４において、モータ制御装置９０は、モータ４０の駆動電流を電流検出器１２により検出する。検出した電流検出値Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗは、座標変換を行う三相／二相変換器１３により、ｄｑ座標系における電流、つまりｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとに変換され、ベクトル制御部９２に供給される。また、位置検出器１４は、位置検出センサ４９からの信号に基づき、モータ４０のロータ位置を示す回転位置Ｐｄを算出し、回転速度算出器１５は、回転位置Ｐｄに基づき、モータ４０の回転速度Ｓｄｅｔを算出して、ベクトル制御部９２に供給する。さらに、ベクトル制御部９２には、外部からモータ速度を指令するための速度指令Ｓｒｅｆが供給されている。

　ベクトル制御部９２は、供給されたこれらの信号に基づき、次のような処理によって、モータ駆動部３０への指令電圧を算出している。すなわち、まず、ベクトル制御部９２は、速度指令Ｓｒｅｆと回転速度Ｓｄｅｔとの差分ｄＳを算出している。次に、ＰＩ演算器２２によって、その差分ｄＳに対してＰＩ（比例、積分）演算によりトルク指令を算出し、さらにそのトルク指令からｑ軸電流指令Ｉｑ＊を求めている。そして、そのｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑとの差分ｄＩｑを求め、ＰＩ演算器２５が、その差分ｄＩｑに対するＰＩ演算を行うことで、ｑ軸の制御指令であるｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を決定し、出力している。一方、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊については、値”０”として、ｄ軸電流Ｉｄとの差分ｄＩｄを求め、ＰＩ演算器２６が、その差分ｄＩｄに対するＰＩ演算を行うことで、ｄ軸の制御指令であるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を決定し、出力している。

　ベクトル制御部９２から出力されたｑ軸電圧指令Ｖｑ＊およびｄ軸電圧指令Ｖｄ＊は、二相／三相変換器２７により三相の電圧指令Ｄｒｕ、ＤｒｖおよびＤｒｗに変換され、モータ駆動部３０のＰＷＭ（パルス幅変調）回路３１に供給される。そして、ＰＷＭ回路３１で生成されたＵＶＷ相それぞれのＰＷＭ信号によりインバータ３２を制御して、駆動電圧Ｖｏｕ、ＶｏｖおよびＶｏｗを生成し、モータ４０へ出力する。

　図４に示す従来のモータ制御装置９０は、上述のような電流ベクトル制御を基本とした一般的な構成に加えて、精密なモータ制御を可能とするために、図４に示すように、さらにオフセット角度調整部９５と加算器９６とを備えている。モータ制御装置９０は、三相／二相変換器１３によって電流検出値Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗを座標変換する際に、これらオフセット角度調整部９５と加算器９６とを用いて、電流の座標変換位相に対するオフセット角度Ｐｏｆを加算している。

　従来のモータ制御装置９０では、以上のような構成を付加することにより、発生トルクを抑制し、結果的に同じトルクを発生させるための電流を増加させ、制御指令に対するＳ／Ｎ（信号対ノイズ）比を上げている。つまり、オフセット角度Ｐｏｆを加えることにより、発生トルクはトルク指令よりも小さくなる。このため、オフセット角度Ｐｏｆを加えない場合と同じだけのトルクを発生させるためには、トルク指令が大きくなり、それに伴って電流も多く流れることになり、その結果、電流の検出精度が増加することになる。以上説明した従来のモータ制御装置９０は、このような構成とすることにより、低トルク・低速時などにおいて電流検出精度などが低い場合であっても、精密なモータ制御を可能としている。

　ところで、近年、自動車の燃費向上などを目的として、アイドリングストップ制御を行う車両が増加している。このような車両では、車両走行時に動作するエンジン駆動の一般的なオイルポンプに加えて、アイドリングストップ時に動作する電動式オイルポンプも利用されている。すなわち、アイドリングストップで車両停止中は、モータで駆動するこの電動式オイルポンプを起動し、停止時の油圧を供給して、停止中にも油圧力を確保している。

　また、車両での油圧ポンプシステムで使用される作動油は、温度により粘性が大きく変化する。このため、電動式オイルポンプは、油温の変化に応じた油圧が得られるように、モータ制御する必要がある。例えば、低温時には、作動油の粘度が高くなり、それによって負荷も高くなるため、常温時に比べてより大きなトルクが必要となる。逆に、高温時には、作動油の粘度が低くなり、ほぼ無負荷な状態となるため、わずかなトルクで所定の油圧が確保できる。しかも、アイドリングストップ中に必要な作動油の流量は走行時に比べると微量でよい。このため、アイドリングストップ中においては、モータの回転速度は低速であるほうが好ましい。

　このような条件より、高温時でのアイドリングストップでは、電動式オイルポンプのモータは、無負荷に近い低粘度の作動油を超低速で流動させる動作が要求されることになる。その結果、モータを適切に駆動する電流量も微量となる。すなわち、車両用の電動式オイルポンプのモータやモータ制御装置としては、低速無負荷状態においても、精度よく回転制御できるモータ制御が重要となり、上述のような低トルク・低速時などにおいても精度よいモータ制御が要求される。

　そこで、このような電動式オイルポンプの要望に対して、従来、油温が変化しても、それに応じて適切に回転速度やトルクが得られるようにモータを制御するモータ制御装置が提案されている（例えば、特許文献２参照）。このような従来のモータ制御装置は、例えば、モータに対するｑ軸電流指令を出力する制御指令発生手段を有している。そして、このモータ制御装置は、油温情報に基づいて、モータトルクを制御したり、モータ回転速度を制限したりして、電動オイルポンプが必要とするモータの回転速度とトルクとを得ている。

　また、従来、ベクトル制御における電圧飽和を抑制する手段として、誘起電圧の増加を抑制する弱め磁束制御が知られている（例えば、特許文献３参照）。この弱め磁束制御は、例えば、次のような処理により、実施される。すなわち、この制御では、まず、指令電圧Ｖｑ＊、Ｖｄ＊から指令電圧振幅値｜Ｖ＊｜を計算し、減算器で最大電圧Ｖｌｉｍｉｔから指令電圧振幅値｜Ｖ＊｜を引いて電圧誤差ｄＶ＊を計算する。そして次に、この制御では、弱め磁束制御用の比例積分制御器で磁束指令電流Ｉｄｆ＊を計算し、その磁束指令電流Ｉｄｆ＊をｄ軸指令電流Ｉｄｘ＊に加えることにより、弱め界磁制御を行う。

特開２００８－４３０５８号公報 特開２００９－１８５９１５号公報 特開平１１－２７９９６号公報

　本発明のモータ制御装置は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の三相としたＵＶＷ相のコイルを有するステータと、ステータに対向するように回転自在に配置され、永久磁石を保持するロータとを含むモータに対し、永久磁石の磁極位置方向に対応するｄ軸とこのｄ軸と直交するｑ軸とから成るｄｑ軸座標系を利用して回転制御する。本モータ制御装置は、二相／三相変換器と、ＰＷＭ回路と、インバータと、位置検出器と、回転速度算出器と、電流検出器と、三相／二相変換器と、ｄ軸電圧指令生成部と、ｑ軸電圧指令生成部とを備える。ここで、二相／三相変換器は、コイルに印加するｄｑ軸座標上の電圧指令値として、ｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令とが入力され、ＵＶＷ相の駆動電圧指令に変換する。ＰＷＭ回路は、供給されたＵＶＷ相の駆動電圧指令に応じて、相ごとにパルス幅変調されたＵＶＷ相の駆動パルス信号を生成する。インバータは、供給されたＵＶＷ相の駆動パルス信号に基づき、コイルを相ごとに駆動するためのＵＶＷ相の駆動電圧を生成する。位置検出器は、ロータの回転位置を検出する。回転速度算出器は、ロータの回転速度を算出する。電流検出器は、ＵＶＷ相のコイルへの駆動電流を検出する。三相／二相変換器は、電流検出器が検出したＵＶＷ相の駆動電流の電流値を、ｄｑ軸座標上のｄ軸電流値とｑ軸電流値とに変換する。ｄ軸電圧指令生成部は、ｄ軸電圧指令を生成する。ｑ軸電圧指令生成部は、ｑ軸電圧指令を生成する。

　そして、本モータ制御装置のｄ軸電圧指令生成部は、所定の値であるｄ軸電流指令とｄ軸電流値との差分を求め、その差分に対するＰＩ演算に基づいて、ｄ軸電圧指令を生成する。また、ｑ軸電圧指令生成部は、供給された速度指令と回転速度算出器が算出した回転速度との差分を求め、その差分に対するＰＩ演算に基づいて、ｑ軸電圧指令を生成する構成である。

　また、本モータ制御装置のモータ制御方法は、所定の値であるｄ軸電流指令とｄ軸電流値との差分を求め、その差分に対するＰＩ演算に基づいて、ｄ軸電圧指令を生成するステップと、供給された速度指令と算出した回転速度との差分を求め、その差分に対するＰＩ演算に基づいて、ｑ軸電圧指令を生成するステップと、ｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令とを、ＵＶＷ相の駆動電圧指令に変換するステップとを備える。

　この構成によれば、ｑ軸電圧指令が、速度指令と回転速度算出器が算出した回転速度との差分である速度偏差に基づいて生成される。一方、例えば特許文献１のように、一般的なベクトル制御においては、ｑ軸電圧指令は、ｑ軸電流指令とｑ軸電流との差分に基づいて生成される。

　すなわち、従来のベクトル制御を利用して無負荷低速における回転駆動を行う場合、検出しようとするｑ軸電流が微量となる。このため、回転制御の精度を保持するには、高精度な電流検出が必要となる。しかも、電流の減少に伴ってＳ／Ｎ比が劣化し、ノイズの影響も増加するため、ノイズ対策なども必要となる。

　これに対し、本発明は、無負荷低速における回転駆動を行う場合であっても、回転速度を算出するための位置や速度を検出するセンサの信号のレベルは、ｑ軸電流のように小さくなるわけではない。このため、本発明では、無負荷低速においても、速度偏差の精度やＳ／Ｎ比は劣化せず、通常の負荷や速度における制御と同等の制御精度を確保できる。

　このように、本発明のモータ制御装置およびモータ制御方法は、速度偏差に基づいてｑ軸電圧指令を生成しているため、無負荷低速においても、微量となるｑ軸電流には依存せずに、回転を制御することができる。よって、本発明のモータ制御装置によれば、無負荷低速においても安定した回転制御が可能なモータ制御装置を提供することができる。

図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置を含むモータ制御システムの構成を示すブロック図である。 図２は、本発明の実施の形態２におけるモータ制御装置を含むモータ制御システムの構成を示すブロック図である。 図３は、同、モータ制御装置の回転制御部の詳細な構成を示すブロック図である。 図４は、従来のモータ制御装置の構成を示すブロック図である。

　本発明の実施の形態におけるモータ制御装置およびモータ制御方法は、後述する構成により、速度偏差に基づいてｑ軸電圧指令を生成しており、これによって、無負荷低速においても、微量となるｑ軸電流には依存せずに、回転を制御することができる。

　つまり、上述のような技術を含む従来の手法は、次のような改善すべき点があった。すなわち、特許文献１のような手法では、オフセット角度Ｐｏｆを利用して、低トルク・低速時において駆動電流の検出精度を高めることができる。ところが、電流量が増加するように制御する手法であるため、このような手法では、消費電力の増加を招き、効率を低下させることになる。

　また、低トルク・低速時において駆動電流の検出精度を高める他の手法として、例えば、高精度でかつ検出範囲が広い電流検出回路を搭載したり、低速時と高速時とに分けて、それぞれに適した制御に切り替えたりする手法が可能である。しかし、このような手法では、高精度化や両速度に適した制御用としての回路や処理が必要となるため、回路規模の増大やコストアップを招くことになる。

　そこで、本実施の形態では、速度偏差に基づいてｑ軸電圧指令を生成している。これより、本実施の形態によれば、無負荷低速においても、安定した回転制御が可能となる。

　以下、本発明の実施の形態におけるモータ制御装置について図面を参照しながら説明する。

　（実施の形態１）
　図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置１０を含むモータ制御システムのブロック図である。

　本モータ制御システムは、図１に示すように、モータ４０を制御および通電駆動するモータ制御装置１０と、モータ４０におけるロータの回転位置を検出する位置検出センサ４９とを備えた構成である。また。外部の上位コントローラなどからモータ制御装置１０に対して、速度指令Ｓｒｅｆなどが通知される。

　また、本実施の形態では、モータ４０を、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相とする三相駆動のブラシレスモータとした一例を挙げて説明する。すなわち、ブラシレスモータであるモータ４０は、ロータとステータとを備えている。ロータは、シャフトを中心として、所定と磁極数となる永久磁石を保持している。また、ステータは、三相分の巻線をステータコアに巻回した三相のコイル４０ｃを含み構成されている。そして、ロータがステータに対向するように回転自在に配置されている。このような構成のモータ４０に対して、ＵＶＷ相それぞれのコイル４０ｃに、互いに１２０度位相が異なるＵ相、Ｖ相およびＷ相の駆動電圧Ｖｏｕ、ＶｏｖおよびＶｏｗを印加することで、モータ４０が回転駆動され、シャフトを中心にロータが回転する。

　また、ロータの回転位置を検出するため、ロータの近辺にはホール素子などの位置検出センサ４９が配置されている。そして、位置検出センサ４９により検出された位置情報を示すセンサ信号Ｐｓがモータ制御装置１０に供給される。

　さらに、本実施の形態では、モータ４０の回転制御を行うために、ロータが保持する永久磁石の磁極位置方向に対応したｄ軸と、このｄ軸と直交するｑ軸と、から成るｄｑ軸座標系に基づく電流ベクトル制御を利用している。より具体的には、まず、ｄ軸においては、入力をｄ軸電流値としてｄ軸電圧指令を生成するような電流ベクトル制御に基づく電流制御としている。一方、ｑ軸においては、入力を回転速度としてｑ軸電圧指令を生成するような速度制御に基づく電圧制御としたことを特徴としており、これについては以下で詳細に説明する。

　次に、このような電流ベクトル制御を利用したモータ制御装置１０の構成について説明する。

　モータ制御装置１０は、図１に示すように、二相／三相変換器２７と、ＰＷＭ（パルス幅変調）回路３１およびインバータ３２を含むモータ駆動部３０と、電流検出器１２と、三相／二相変換器１３と、位置検出器１４と、回転速度算出器１５と、回転制御部２０とを備えている。本実施の形態では、このような構成のモータ制御装置１０により、二相の電圧指令Ｖｄ＊およびＶｑ＊に対応した三相の駆動電圧指令Ｄｒｕ、ＤｒｖおよびＤｒｗに基づいて、各相の駆動電圧Ｖｏｕ、ＶｏｖおよびＶｏｗを生成し、それぞれのコイル４０ｃを電圧駆動している。これにより、三相の駆動電圧Ｖｏｕ、ＶｏｖおよびＶｏｗに応じてロータが回転するように、モータ４０が回転制御される。

　このような回転制御を行うため、まず、位置検出センサ４９からのセンサ信号Ｐｓが位置検出器１４に供給される。位置検出器１４は、供給されたセンサ信号Ｐｓから、ロータの回転位置Ｐｄを検出して、二相／三相変換器２７、三相／二相変換器１３および回転速度算出器１５に通知する。回転速度算出器１５は、供給された回転位置Ｐｄの単位時間あたりの変化量からロータの回転速度Ｓｄｅｔを算出し、回転制御部２０に通知する。

　回転制御部２０には、さらに、外部からの速度指令Ｓｒｅｆと、三相／二相変換器１３からのｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑとが通知される。回転制御部２０は、これら通知された情報に基づき、ｄｑ軸座標上の電圧指令値としてのｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とを生成して、二相／三相変換器２７に供給する。二相／三相変換器２７には、さらに、位置検出器１４から、ロータの回転位置Ｐｄが通知されている。二相／三相変換器２７は、回転位置Ｐｄを利用した二相から三相への座標変換により、供給されたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊との二相の電圧指令を、ＵＶＷ相の三相の駆動電圧指令Ｄｒｕ、ＤｒｖおよびＤｒｗ（以下、適宜、”Ｄｒｕ、ＤｒｖおよびＤｒｗ”をＤｒ＿ｕｖｗと略して記す）に変換する。そして、このような三相の駆動電圧指令Ｄｒ＿ｕｖｗがモータ駆動部３０に供給される。なお、モータ制御方法を実行するプログラムでの１つのステップとして、この二相／三相変換器２７の機能を実行して、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とを、駆動電圧指令Ｄｒ＿ｕｖｗに変換するような構成としてもよい。

　モータ駆動部３０において、ＰＷＭ回路３１は、供給された三相の駆動電圧指令Ｄｒ＿ｕｖｗに対応する電圧指令信号を相ごとに生成する。そして、ＰＷＭ回路３１は、生成した電圧指令信号を変調信号としてそれぞれパルス幅変調する。これにより、ＰＷＭ回路３１は、電圧指令信号を、パルス幅変調されたパルスの列で構成されるＵＶＷ相の三相の駆動パルス信号Ｐｗｕ、ＰｗｖおよびＰｗｗ（以下、適宜、”Ｐｗｕ、ＰｗｖおよびＰｗｗ”をＰｗ＿ｕｖｗと略して記す）として、相ごとにインバータ３２に供給する。

　また、モータ駆動部３０において、インバータ３２は、供給された三相の駆動パルス信号Ｐｗ＿ｕｖｗに基づいて、相ごとにコイル４０ｃを通電駆動する。インバータ３２は、電源正極側のスイッチ素子と負極側のスイッチ素子とを、各相に備えている。そして、駆動パルス信号Ｐｗ＿ｕｖｗのパルスタイミングによりスイッチ素子がオンオフされると、電源からオンのスイッチ素子を介し、各駆動出力からコイル４０ｃに対して、駆動パルスで形成されたＵＶＷ相の三相の駆動電圧Ｖｏｕ、ＶｏｖおよびＶｏｗ（以下、適宜、”Ｖｏｕ、ＶｏｖおよびＶｏｗ”をＶｏ＿ｕｖｗと略して記す）が供給される。ここで、見方を変えると、各駆動パルスは、電圧指令信号でパルス幅変調された信号であるため、インバータ３２は、駆動電圧指令Ｄｒ＿ｕｖｗに対応した駆動電圧Ｖｏ＿ｕｖｗをコイル４０ｃそれぞれに等価的に供給して通電駆動していることになる。

　また、三相の駆動電圧指令Ｄｒ＿ｕｖｗによってコイル４０ｃそれぞれを駆動する駆動電流の電流量が、電流センサ１１ｕおよび１１ｖにより電流検出信号ｉ＿ｕおよびｉ＿ｖとして検出される。本実施の形態では、電流センサ１１ｕによりＵ相の電流量が電流検出信号ｉ＿ｕとして検出され、電流センサ１１ｖによりＶ相の電流量が電流検出信号ｉ＿ｖとして検出される一例を示している。電流検出信号ｉ＿ｕおよびｉ＿ｖは電流検出器１２に供給される。そして、電流検出器１２は、供給された電流検出信号ｉ＿ｕおよびｉ＿ｖに基づき、ＵＶＷ相の三相の電流検出値Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗ（以下、適宜、”Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗ”をＩ＿ｕｖｗと略して記す）を算出し、三相／二相変換器１３に供給する。

　三相／二相変換器１３には、三相の電流検出値Ｉ＿ｕｖｗに加えて、位置検出器１４から、ロータの回転位置Ｐｄが通知されている。三相／二相変換器１３は、回転位置Ｐｄを利用した三相から二相への座標変換により、供給された三相の電流検出値Ｉ＿ｕｖｗを、ｄｑ軸座標上のｄ軸電流値Ｉｄとｑ軸電流値Ｉｑとの二相の電流値に変換する。そして、このような二相の電流値ＩｄおよびＩｑが、回転制御部２０に供給される。

　上述したように、回転制御部２０には、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑに加えて、回転速度算出器１５からは回転速度Ｓｄｅｔ、外部からは速度指令Ｓｒｅｆが通知される。また、図１に示すように、回転制御部２０は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を生成するｄ軸電圧指令生成部２０ｄと、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を生成するｑ軸電圧指令生成部２０ｑとを備えた構成である。

　回転制御部２０において、ｄ軸電圧指令生成部２０ｄは、入力をｄ軸電流値Ｉｄとしてｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を生成するような電流ベクトル制御に基づく電流制御を行う。このように動作するため、ｄ軸電圧指令生成部２０ｄは、まず、減算器２４により、所定の値であるｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｄ軸電流値Ｉｄとの差分であるｄ軸電流偏差ｄＩｄを算出する。ここで、本実施の形態では、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊を値”０”とし、いわゆる”ｉｄ＝０制御”を実行するように構成している。このように構成することで、トルクを発生させるのに不要なｄ軸の電流量が０となるように制御している。また、次に、ｄ軸電圧指令生成部２０ｄは、算出したｄ軸電流偏差ｄＩｄに対し、ＰＩ演算器２６によるＰＩ（比例、積分）演算を行うことで、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を生成している。なお、モータ制御方法を実行するプログラムでの１つのステップとして、このｄ軸電圧指令生成部２０ｄの機能を実行して、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を生成するような構成としてもよい。

　また、回転制御部２０において、ｑ軸電圧指令生成部２０ｑは、入力を回転速度Ｓｄｅｔとしてｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を生成するような速度制御に基づく電圧制御を行う。このように動作するため、ｑ軸電圧指令生成部２０ｑは、まず、減算器２１により、速度指令Ｓｒｅｆと回転速度Ｓｄｅｔとの差分である速度偏差ｄＳを算出する。そして、次に、ｑ軸電圧指令生成部２０ｑは、算出した速度偏差ｄＳに対し、ＰＩ演算器２２によるＰＩ（比例、積分）演算によりＰＩ制御を行うことで、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を生成している。ここで、ＰＩ演算は、入力の偏差に対し、比例項として、偏差を定数Ｋｐ倍した値と、積分項として、偏差を積分した値を定数Ｋｉ倍した値と、の加算演算を行う。なお、モータ制御方法を実行するプログラムでの１つのステップとして、このｑ軸電圧指令生成部２０ｑの機能を実行して、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を生成するような構成としてもよい。

　本実施の形態では、以上のような回転制御部２０の構成により、ｄ軸電圧指令生成部２０ｄの動作によって、トルクには寄与しないｄ軸の電流が流れないように制御されながら、ｑ軸電圧指令生成部２０ｑの動作によって、ロータの回転速度が速度指令Ｓｒｅｆに追従するように制御される。すなわち、ｑ軸における回転制御においては、速度指令Ｓｒｅｆと回転速度Ｓｄｅｔとの速度偏差ｄＳが”０”となるように、生成したｑ軸電圧指令Ｖｑによる電圧制御によってトルク量を制御している。本実施の形態は、このような動作を実行する制御により、ｄ軸電流は”０”に維持しながら、ｑ軸は速度指令Ｓｒｅｆに応じた回転数に必要な最小電流となる。このため、本実施の形態によれば、負荷や回転数にかかわらず、常に銅損が最小となり、高効率化を図ることができる。

　また、特に、本実施の形態では、このような回転制御部２０を含む構成とすることで、無負荷低速における回転制御の安定化も図っている。すなわち、無負荷低速である低トルク・低速の回転制御を行う場合、上述したように、インバータ３２からコイル４０ｃへの駆動電流は微量となる。このため、電流センサ１１ｕおよび１１ｖにより検出される電流検出信号ｉ＿ｕおよびｉ＿ｖの振幅も小さくなり、その結果、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値ＩｑのＳ／Ｎ比も低下する。このため、このような振幅の小さいｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑに基づき、一般的な電流ベクトル制御を行った場合には、制御精度も劣化することになる。

　このような一般的な電流ベクトル制御に比べて、本実施の形態では、ｑ軸の制御においては、位置検出センサ４９からのセンサ信号Ｐｓに基づき生成された回転速度Ｓｄｅｔを利用している。電流検出信号ｉ＿ｕおよびｉ＿ｖは、上述のようにトルクや回転速度に応じて振幅が変化するのに対して、このセンサ信号Ｐｓの振幅は、当然のことながら、トルクや回転速度に影響を受けない。すなわち、本実施の形態のように回転速度Ｓｄｅｔを利用したｑ軸の制御においては、無負荷低速での回転制御を行う場合であっても、位置検出や回転速度Ｓｄｅｔの精度は劣化しない。しかも、本実施の形態では、このようにｑ軸においては速度制御を実行する構成であるため、無負荷低速とは逆に、高トルクや高速の回転制御も行うことができる。よって、本実施の形態によれば、トルクや回転速度に依存しない制御を行うことができ、無負荷低速のような条件であっても、通常の負荷や速度における制御と同等の制御精度を確保できる。

　さらに、図４に示す従来のベクトル制御部９２と図１に示す本実施の形態の回転制御部２０との比較からも容易に分かるように、本実施の形態における回転制御部２０は、一般的な電流ベクトル制御手法に比べて、簡易な構成で実現できる。

　以上説明したように、本実施の形態のモータ制御装置１０は、ｄ軸電圧指令生成部２０ｄが、ｄ軸電流偏差ｄＩｄに対するＰＩ演算に基づいて生成したｄ軸電圧指令Ｖｄ＊により電流制御を行い、ｑ軸電圧指令生成部２０ｑが、速度偏差ｄＳに対するＰＩ演算に基づいて生成したｑ軸電圧指令Ｖｑ＊により電圧制御を行う構成である。本実施の形態では、このような構成を備えるため、無負荷低速のような条件であっても、通常の負荷や速度における制御と同等の制御精度を確保できる。また、無負荷低速時にも精度よく回転制御できるため、負荷変動の範囲や要求される速度範囲が広い電動式オイルポンプのモータに好適である。

　（実施の形態２）
　図２は、本発明の実施の形態２におけるモータ制御装置５０を含むモータ制御システムのブロック図である。

　本実施の形態でのモータ制御装置５０は、図１に示す実施の形態１との比較において、回転制御部５２が、さらにｄ軸電流指令生成部５６を備えている。より具体的には、実施の形態１では、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊を例えば値”０”のような固定値としたのに対して、本実施の形態では、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊を可変値としている。なお、図２において、図１と同一の構成要素については同じ符号を付しており、詳細な説明は省略する。

　本実施の形態では、このような構成により、ｄ軸電流指令生成部５６が回転動作状況に応じたｄ軸電流指令Ｉｄ＊を出力することを特徴としている。また、これによって、本実施の形態では、実施の形態１に比べて、広範囲にわたる回転速度や負荷での高効率な回転動作を実現している。

　ところで、ベクトル制御において、外部からの指令の値が大きくなった場合など、この指令に基づく駆動電圧がモータ駆動部の電源電圧を上回ったり、ＰＷＭ制御におけるデューティ比が１００％を超えたりするような現象が生じることがある。このような現象は、一般的に電圧飽和と呼ばれている。この電圧飽和は、回転速度に比例して上昇する誘起電圧に起因しており、モータの回転速度が大きいほど生じやすい。また、電圧飽和が生じるとトルクが低下したりする。このため、永久磁石による磁束を減磁し、誘起電圧の増加を抑制する弱め磁束制御が知られている。

　本実施の形態でも、電圧飽和時には、ｄ軸電流指令生成部５６によってｄ軸電流を制御することで、効率の低下抑制を図っている。

　図２に示すように、ｄ軸電流指令生成部５６には、ｑ軸電圧指令生成部２０ｑから速度偏差ｄＳが通知されるとともに、ｑ軸電圧指令生成部２０ｑが出力するｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とｄ軸電圧指令生成部２０ｄが出力するｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とが通知される。ｄ軸電流指令生成部５６は、これら通知された情報に基づき、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊を生成して出力している。

　図３は、本実施の形態におけるｄ軸電流指令生成部５６を含む回転制御部５２の詳細な構成を示すブロック図である。

　図３に示すように、ｄ軸電流指令生成部５６は、ｑ軸電圧飽和判定部６１と、ｄ軸位相角指令生成部６６と、セレクタ６９とを有している。このような構成により、ｑ軸電圧飽和判定部６１は、上述のような電圧飽和が発生しているかどうかを判定する。また、ｄ軸位相角指令生成部６６は、電圧飽和が発生したときのｄ軸電流指令Ｉｄ＊とするために、ｄ軸位相角指令ｄＰｉを生成する。そして、セレクタ６９は、ｑ軸電圧飽和判定部６１が判定した結果を示す判定信号Ｓｅｌに応じて、電圧飽和が発生していないとの判定の場合には、実施の形態１と同様に固定値としての値”０”を選択し、電圧飽和が発生したとの判定の場合には、ｄ軸位相角指令ｄＰｉを選択し、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊として出力する。

　また、本実施の形態では、電圧飽和発生を判定してｄ軸の電流を制御するために、ｑ軸電圧飽和判定部６１のようにｑ軸電圧を利用している。このため、ｑ軸電圧飽和判定部６１は、ｑ軸最大電圧算出部６２と、減算器６３と、判定部６４とを有している。

　ｑ軸電圧飽和判定部６１では、まず、ｑ軸最大電圧算出部６２によって、ｑ軸においてｑ軸電圧指令Ｖｑ＊として出力可能な最大電圧であるｑ軸最大指令電圧Ｖｑ＿ｍａｘを、演算により算出している。この算出のため、ｑ軸最大電圧算出部６２には、あらかじめ設定した電圧制限値Ｖｄ＿ｌｍｔが供給されているとともに、ｄ軸電圧指令生成部２０ｄからｄ軸電圧指令Ｖｄ＊が通知される。ここで、電圧制限値Ｖｄ＿ｌｍｔは、ＰＷＭのデューティが１００％となるときの電圧値に相当する最大電圧に対し、その最大電圧以上の電圧を制限するような電圧値であり、例えば、ＰＷＭのデューティが９５％や９８％となるときの電圧値である。ｑ軸電圧飽和判定部６１は、このような電圧制限値Ｖｄ＿ｌｍｔとｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とを用い、式（１）の演算を行うことで、ｑ軸最大指令電圧Ｖｑ＿ｍａｘを算出している。

　次に、ｑ軸電圧飽和判定部６１において、減算器６３により、ｑ軸電圧指令生成部２０ｑが出力したｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とｑ軸最大指令電圧Ｖｑ＿ｍａｘとの差分ｄＶｑ＊を算出している。そして、この差分ｄＶｑ＊は判定部６４に供給され、判定部６４は、この差分ｄＶｑ＊の大きさによって、ｄ軸位相角指令ｄＰｉと値”０”とのいずれを選択するかを決定している。ここで、差分ｄＶｑ＊が小さくなるほど、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊がｑ軸最大指令電圧Ｖｑ＿ｍａｘに近くなっており、電圧飽和の発生に近づくような回転駆動状態となっている。本実施の形態では、このようなｑ軸電圧の飽和状態を利用して、判定部６４は、差分ｄＶｑ＊が所定の閾値よりも小さくなったときには、電圧飽和が発生したものと判定している。すなわち、判定部６４は、差分ｄＶｑ＊が所定の閾値よりも大きいときには、値”０”を選択し、また、差分ｄＶｑ＊が所定の閾値よりも小さくなったときには、ｄ軸位相角指令ｄＰｉを選択するようにセレクタ６９を制御する。

　また、ｄ軸位相角指令生成部６６には、ｑ軸電圧指令生成部２０ｑから速度偏差ｄＳが通知される。ｄ軸位相角指令生成部６６は、通知された速度偏差ｄＳに対し、ＰＩ演算器６７によりＰＩ（比例、積分）演算することで、ｄ軸位相角指令ｄＰｉを生成している。特に、ｑ軸電圧指令生成部２０ｑのＰＩ演算器２２とは独立に、ＰＩ演算器６７によってＰＩ演算を行う構成とすることで、電圧飽和時の処理に適応したｄ軸位相角指令ｄＰｉを生成している。

　このように、本実施の形態では、ｑ軸電圧飽和判定部６１により電圧飽和が発生した判定されると、速度偏差ｄＳに基づくこのようなｄ軸位相角指令ｄＰｉが、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊として用いられる。すなわち、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊が大きいときには、ｄ軸において、速度偏差ｄＳに対応するようなｄ軸電流指令Ｉｄ＊で電流制御が行われる。これより、ｄ軸もｄ軸電流指令Ｉｄ＊に応じた電流値となるように制御されるため、いわゆる進角制御のように、ｄ－ｑ軸において位相角指令ｄＰｉに応じた角度を持って回転制御することになる。簡単に言えば、本実施の形態では、以上のような構成により、高トルクで駆動しているような場合には、速度偏差ｄＳに応じた位相角で回転制御することで、上述のような弱め磁界制御を行っている。そして、本実施の形態では、電圧飽和が発生したとき、このように速度偏差ｄＳに基づくｄ軸電流指令Ｉｄ＊を出力するため、最小のｄ軸電流を維持しながら速度指令Ｓｒｅｆの速度に到達でき、広い回転速度や負荷の範囲での高効率な回転動作を行うことができる。

　なお、以上の説明では、図１から図３において、機能ブロックで構成した一例を挙げて説明したが、マイコンなどを利用して構成することも可能である。すなわち、上述したような回転制御部２０、回転制御部５２、三相／二相変換器１３、二相／三相変換器２７、ＰＷＭ回路３１、位置検出器１４、および回転速度算出器１５などの機能を、モータ制御方法を実行するプログラムとして組み込み、上述のような処理を実行するよう構成としてもよい。

　本発明に係るモータ制御装置およびモータ制御方法は、無負荷低速においても安定した回転制御が可能であるため、ブラシレスモータを制御するようなモータ制御装置に好適であり、また、低トルク・低速時などにおいても精度よいモータ制御が要求される電動式オイルポンプのモータを制御するモータ制御装置に有用である。

　１０，５０，９０　　モータ制御装置
　１１ｕ，１１ｖ　　電流センサ
　１２　　電流検出器
　１３　　三相／二相変換器
　１４　　位置検出器
　１５　　回転速度算出器
　２０，５２　　回転制御部
　２０ｄ　　ｄ軸電圧指令生成部
　２０ｑ　　ｑ軸電圧指令生成部
　２１，２４，６３　　減算器
　２２，２５，２６，６７　　ＰＩ演算器
　２７　　二相／三相変換器
　３０　　モータ駆動部
　３１　　ＰＷＭ回路
　３２　　インバータ
　４０　　モータ
　４０ｃ　　コイル
　４９　　位置検出センサ
　５６　　ｄ軸電流指令生成部
　６１　　ｑ軸電圧飽和判定部
　６２　　ｑ軸最大電圧算出部
　６４　　判定部
　６６　　ｄ軸位相角指令生成部
　６９　　セレクタ
　９２　　ベクトル制御部
　９５　　オフセット角度調整部
　９６　　加算器

Claims (6)

1. Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の三相としたＵＶＷ相のコイルを有するステータと、前記ステータに対向するように回転自在に配置され、永久磁石を保持するロータとを含むモータに対し、前記永久磁石の磁極位置方向に対応するｄ軸とこのｄ軸と直交するｑ軸とから成るｄｑ軸座標系を利用して回転制御するモータ制御装置であって、
   前記コイルに印加する前記ｄｑ軸座標上の電圧指令値として、ｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令とが入力され、ＵＶＷ相の駆動電圧指令に変換する二相／三相変換器と、
   供給されたＵＶＷ相の前記駆動電圧指令に応じて、相ごとにパルス幅変調されたＵＶＷ相の駆動パルス信号を生成するＰＷＭ回路と、
   供給されたＵＶＷ相の前記駆動パルス信号に基づき、前記コイルを相ごとに駆動するためのＵＶＷ相の駆動電圧を生成するインバータと、
   前記ロータの回転位置を検出する位置検出器と、
   前記ロータの回転速度を算出する回転速度算出器と、
   ＵＶＷ相の前記コイルへの駆動電流を検出する電流検出器と、
   前記電流検出器が検出したＵＶＷ相の前記駆動電流の電流値を、前記ｄｑ軸座標上のｄ軸電流値とｑ軸電流値とに変換する三相／二相変換器と、
   前記ｄ軸電圧指令を生成するｄ軸電圧指令生成部と、
   前記ｑ軸電圧指令を生成するｑ軸電圧指令生成部とを備え、
   前記ｄ軸電圧指令生成部は、所定の値であるｄ軸電流指令と前記ｄ軸電流値との差分を求め、その差分に対するＰＩ演算に基づいて、前記ｄ軸電圧指令を生成し、
   前記ｑ軸電圧指令生成部は、供給された速度指令と前記回転速度算出器が算出した前記回転速度との差分を求め、その差分に対するＰＩ演算に基づいて、前記ｑ軸電圧指令を生成することを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記ｄ軸電流指令の前記所定の値を０としたことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記ｄ軸電流指令の前記所定の値を生成するｄ軸電流指令生成部をさらに備え、
   前記ｄ軸電流指令生成部は、
   電圧飽和が発生しているかどうかを判定するｑ軸電圧飽和判定部と、
   前記電圧飽和が発生したときの前記ｄ軸電流指令とするためのｄ軸位相角指令を生成するｄ軸位相角指令生成部と、
   前記ｑ軸電圧飽和判定部の判定に応じて、固定値とｄ軸位相角指令とのいずれかを選択し、前記ｄ軸電流指令として出力するセレクタとを有し、
   前記ｄ軸電流指令の所定の値を、前記セレクタが出力する値としたことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
4. Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の三相としたＵＶＷ相のコイルを有するステータと、前記ステータに対向するように回転自在に配置され、永久磁石を保持するロータとを含むモータに対し、前記永久磁石の磁極位置方向に対応するｄ軸とこのｄ軸と直交するｑ軸とから成るｄｑ軸座標系を利用して回転制御するとともに、
   供給されたＵＶＷ相の駆動電圧指令に応じて、相ごとにパルス幅変調されたＵＶＷ相の駆動パルス信号を生成するＰＷＭ回路と、
   供給されたＵＶＷ相の前記駆動パルス信号に基づき、前記コイルを相ごとに駆動するためのＵＶＷ相の駆動電圧を生成するインバータと、
   前記ロータの回転位置を検出する位置検出器と、
   前記ロータの回転速度を算出する回転速度算出器と、
   ＵＶＷ相の前記コイルへの駆動電流を検出する電流検出器と、
   前記電流検出器が検出したＵＶＷ相の前記駆動電流の電流値を、前記ｄｑ軸座標上のｄ軸電流値とｑ軸電流値とに変換する三相／二相変換器とを備えたモータ制御装置におけるモータ制御方法であって、
   所定の値であるｄ軸電流指令と前記ｄ軸電流値との差分を求め、その差分に対するＰＩ演算に基づいて、前記ｄ軸電圧指令を生成するステップと、
   供給された速度指令と算出した前記回転速度との差分を求め、その差分に対するＰＩ演算に基づいて、前記ｑ軸電圧指令を生成するステップと、
   前記ｄ軸電圧指令と前記ｑ軸電圧指令とを、ＵＶＷ相の駆動電圧指令に変換するステップとを備えたことを特徴とするモータ制御方法。
5. 前記ｄ軸電流指令の前記所定の値を０としたことを特徴とする請求項４に記載のモータ制御方法。
6. 電圧飽和が発生しているかどうかを判定するステップと、
   前記電圧飽和が発生したときの前記ｄ軸電流指令とするためのｄ軸位相角指令を生成するステップと、
   前記電圧飽和が発生しているかどうかの判定に応じて、固定値とｄ軸位相角指令とのいずれかを選択し、前記ｄ軸電流指令の前記所定の値として出力するステップとをさらに備えたことを特徴とする請求項４に記載のモータ制御方法。

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