WO2017098763A1

WO2017098763A1 - 電源装置およびその初充電制御方法

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Publication number: WO2017098763A1
Application number: PCT/JP2016/076158
Authority: WO
Inventors: 泰明乗松; 叶田　玲彦; 馬淵　雄一; 尊衛嶋田; 充弘門田; 祐樹河口; 瑞紀中原; 輝米川
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2015-12-11
Filing date: 2016-09-06
Publication date: 2017-06-15
Anticipated expiration: 2018-06-11
Also published as: JP2019041428A

Abstract

系統連系用のトランスの小型・軽量化が求められている。トランスにＳＳＴを適用することで小型・軽量化を実現できるが、主回路用トランスの小型・軽量化に加えて制御回路用の電源にも同様に小型・軽量化が求められる。系統を入力として接続する際に必要となる初充電回路の小型・軽量化が必要であり、使用する素子の小型化、低耐圧化が必要である。主回路に系統電圧との絶縁に対応したＬＬＣトランスを有するＬＬＣコンバータを適用し、前記ＬＬＣトランスの２次側に初充電用トランスを接続する構成とする。初充電用トランスは数十Ｖ程度で駆動し、制御回路に低圧の半導体素子を使用する電力変換装置用初充電回路を提案する。

Description

電源装置およびその初充電制御方法

　本発明は、直流電力と交流電力を対象とした電力変換を行う電源装置およびその初充電制御方法に関するものである。

　電力系統には多くの絶縁トランスが採用されているが、電力系統の周波数と同じ数十Ｈｚ（日本の場合、５０／６０Ｈｚ）の低周波で駆動されているため、小型・軽量化が難しいという課題があった。

　これに対し、近年、高圧・大電力用途への適用が検討されているＳＳＴ（ソリッドステートトランス：以下単にＳＳＴと称する。）の技術を採用することで、小型・軽量化に貢献できることが期待されている。ＳＳＴは、高周波トランスと、電力変換回路で構成されており、その出力もしくは入力は従来と同じ周波数の交流電力である。ＳＳＴ内では、電力変換回路（ＤＣ／ＤＣコンバータやインバータ）により高周波を生成して高周波トランスを駆動することで、入力または出力を従来と同じ周波数の交流電力系統に接続しており、これにより従来の絶縁トランスを代替するものである。この構成によれば、高周波トランスを数十～数百ｋＨｚの高周波駆動することによって、従来型絶縁トランス単体と比較して大幅な小型・軽量化を実現できる。

　例えば電力系統向けの電力変換器の新たな用途として、太陽光発電や風力発電といった自然エネルギー導入の世界的な拡大に伴い、自然エネルギーの電力を制御して電力系統へ出力する高性能な電力変換器であるＰＣＳ（パワーコンディショニングシステム：以下単にＰＣＳと称する。）が求められている。ＰＣＳは、電力系統に接続されて使用されるために、その出力側には高圧絶縁トランスを使用しており、電力系統の周波数と同じ数十Ｈｚの低周波で駆動せざるを得ないために設備が大型化するという課題を有している。

　また電力系統連系向け以外にも、例えば高圧のモータやポンプ向け、鉄道向け等の高圧電力を使用する電力変換器の場合にも、入力側に高圧絶縁トランスを使用しているものがある。出力側同様に入力側の場合であっても、高圧絶縁トランスは電力系統からの受電により電力系統の周波数と同じ数十Ｈｚの低周波で駆動されているため設備が大型化するという同様の課題を抱えている。

　ＳＳＴ思想の採用により、これらの電力用途への適用拡大において、小型化装置での実現を可能としている。係るＳＳＴ思想の採用による電源装置においても、通常の電源装置と同様に交流入力に接続される場合に電源装置に流れる突入電流を軽減する必要があり、通常は特許文献１に例示されるような充電電流抑制用の回路を入力側に設置する必要がある。

特開平５－４８４７９号公報

　高圧系統から降圧する電力変換器の小型・軽量化の実現に向けてＳＳＴを適用するには、系統側と低圧側の間で絶縁が必要であるため高周波トランスにて絶縁を確保するが、最初に系統と接続する際に系統側ＳＳＴのコンデンサへの充電電流を抑制する初充電抑制回路が必要となる。例えば６．６ｋＶ系統に接続する場合は、メインのトランスに加えて、初充電抵抗と初充電リレーも必要となる。初充電に必要な機器も６．６ｋＶに対応する必要があるため、電力変換器を用いった電源送致が大型化するという問題がある。

　以上のことから本発明においては、突入電流を抑制する機能も含めて小型化が可能な電源装置およびその初充電制御方法を提供することを目的とする。

　以上のような課題に対して本発明では、スイッチを介して電源に接続され、第１のコンデンサからの直流入力を高周波に変換して与える第１のインバータ部と、第１のインバータ部の出力側に接続されたトランスと、トランスの出力を整流する整流器部と、整流器部の出力側に設けられた第２のコンデンサで構成された主回路を含んで構成された電源装置であって、電源装置は、直流電圧を与える低圧ＤＣ電源と、低圧ＤＣ電源の出力を高周波に変換して与える初充電用インバータ部と、初充電用インバータ部の出力側に接続され、その出力側を前記トランスの２次側に接続する初充電用トランスで構成された初充電回路を備えていることを特徴とする。

　本発明によれば、系統との絶縁性を確保し、小型の初充電制御回路とすることができる。さらに本発明の実施例によれば、初充電トランスに入力される周波数の高周波化により初充電トランス体積を低減する。また、初充電トランスを駆動する素子には低圧の素子を使用可能となる。結果、初充電回路全体の小型・軽量化が可能となるため、高圧向けの電力変換器の小型・軽量化を実現できる。

実施例１に係る電源装置の構成を示す図。図１の電源装置の構成における通常の出力パワーフローを示す図。ＬＬＣ共振周波数が駆動周波数と等しい時の電圧、電流波形を示す図。ＬＬＣ共振周波数＞駆動周波数のときの電圧、電流波形を示す図。ＬＬＣ共振周波数＜駆動周波数のときの電圧、電流波形を示す図。図１の電源装置の構成における充電制御時のパワーフローを示す図。初充電制御における周波数の違いを示す図。実施例２に係る電源装置の構成を示す図。実施例３に係る電源装置の構成を示す図。実施例４に係る電源装置の構成を示す図。実施例５に係る電源装置の構成を示す図。

　以下、本発明に係る電源装置およびその初充電制御方法の実施例について、図を用いて説明する。

　図１に実施例１に係る電源装置の構成を示す。実施例に係る電源装置は、入力が交流系統に接続され、出力に低圧の直流を接続した構成である。なお出力の低圧直流は、その後段で更に交流に変換されて出力されるものであってもよい。

　図１の電源装置では、主回路１０をフルブリッジ型のＬＬＣ共振コンバータを用いて構成している。フルブリッジ型のＬＬＣ共振コンバータを用いた主回路１０は、その入力端子ＴｉにスイッチＣＢと電流抑制用コイルＬ１を介して交流系統に接続し、主回路１０の出力端子Ｔｏに直流出力を与える。

　フルブリッジ型のＬＬＣ共振コンバータを用いた主回路１０は、入力側から第１の整流器部Ｒ１と平滑用のコンデンサＣ１と、第１のインバータ部Ｉｎ１と、ＬＬＣトランス３と、第２の整流器部Ｒ２と、平滑用のコンデンサＣ２とで構成されている。ここでＬＬＣトランス３とは、トランス１次巻線側を第１のリアクトル３１、一次巻線としての第２のリアクトル３２、コンデンサ３３を直列配置することから、ＬＬＣのように呼称された絶縁変圧器である。

　係る主回路１０の構成において、第１のインバータ部Ｉｎ１は、単相のフルブリッジ構成とされ、その半導体素子Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４をＭＯＳ－ＦＥＴで構成した例を示している。

　この主回路１０の構成によれば、第１の整流器部Ｒ１で交流系統の電力を直流に変換し、第１のインバータ部Ｉｎ１において、直流を高周波数の交流に変換し、ＬＬＣトランス３において任意の電圧に調整し、その後第２の整流器部Ｒ２において直流に変換した後出力端子Ｔｏに出力する。

　このよう実施例１では、半導体素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４で構成された第１の整流器部Ｒ１（単相コンバータ）の後段にフルブリッジ型のＬＬＣ共振コンバータの回路構成を適用し、その後第２の整流器部Ｒ２によるフルブリッジダイオード整流後の直流出力を出力する構成である。実施例１では第１の整流器部Ｒ１として単相コンバータを想定しているが、三相コンバータに適用してもよい。また、出力は直流であるが、後段にインバータ（第２のインバータ部Ｉｎ２）を加えて交流出力としてもよい。

　本発明の電源装置では、主回路１０のＬＬＣトランス３の二次巻線側に初充電回路２０を接続したものである。初充電回路２０は、低圧直流電源２１と初充電用インバータ部２２と初充電トランス２３により構成されており、低圧直流電源２１の直流電圧を初充電用インバータ部２２で交流電圧に変換し、初充電トランス２３を介して平滑用のコンデンサＣ１、Ｃ２を充電している。コンデンサＣ１、Ｃ２の充電は、スイッチＣＢの投入前の時点から実施されており、電源装置稼働後にも接続状態を保持していてもよい。この結果、スイッチＣＢの投入により電源装置に流れる突入電流は、平滑用のコンデンサＣ１、Ｃ２が充電されていることから、差電圧に相当する分のみが流れるために突入電流が抑制されている。

　また本発明の電源装置では、第２の整流器部Ｒ２の後段に第２のインバータ部Ｉｎ２を備え、直流を交流に変換した後、出力端子Ｔｏに交流出力する場合には、第２のインバータ部を構成する半導体素子Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８のゲート電力およびゲート信号を生成する制御回路の電力を供給する電源回路１３を主回路１０のＬＬＣトランス３の二次巻線側に接続するのがよい。

　図１のゲート用電源１３において、電源回路１７は、ＬＬＣトランス３の二次巻線３４から制御回路用電源トランス４を介して電力を得ている。制御回路用電源トランス４は、図示の例では一次巻線４１と一次巻線４１に電磁結合された二次巻線４２で構成されている。二次巻線４２は、単相ブリッジ整流回路１６を介して、電源回路１７に対する直流電源を供給している。電源回路１７の直流電力は、第２のインバータ部Ｉｎ２の半導体素子Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８のゲートに与えるゲート電力、あるいは制御回路用電力として利用される。

　また単相ブリッジ整流回路１６の出力側には分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２が直列接続され、接続点電位を主回路の直流電圧Ｖｄｃの検出信号として利用している。

　この構成によれば、ＬＬＣトランス３は高周波数で作動することから、装置構成の小型化が可能である。また制御回路用電源トランス４も高周波数で作動することから、小型化が可能である。さらに主回路直流電圧Ｖｄｃ検出用の分圧回路も、主回路に設置する場合に比べて低電位でありかつ絶縁がされていることから回路の小型化が図られている。

　なおこの図において、電源回路１７は第２のインバータ部Ｉｎ２を構成するＭＯＳ－ＦＥＴの半導体素子Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８のゲート電力およびゲート制御回路用電源を供給しているものであり、第１のインバータ部Ｉｎ１に対する電源回路を示したものではない。第１のインバータ部Ｉｎ１に対する電源回路は、別途設置されているがここには記述していない。この理由は、第１のインバータ部Ｉｎ１側については、絶縁すべき電圧レベル（通常は交流１００ボルト程度）が低く、電源回路１７に対して施すような高度の絶縁対策を必要としない、従って既存技術のもので対応が可能であるということによる。

　図１の構成において、フルブリッジ型のＬＬＣ共振コンバータが与える直流電圧Ｖｄ２は１０００Ｖ以下の直流電圧であるため、高周波駆動に適したＭＯＳ　ＦＥＴを適用することを想定している。スイッチング周波数は数十ｋＨｚから数百ｋＨｚを想定している。
使用するＭＯＳ　ＦＥＴには高耐圧・高周波スイッチングに適したＳｉＣ　ＭＯＳ　ＦＥＴを適用しても構わないし、その他同様の機能を有するものであればよい。ＬＬＣ共振コンバータの２次側はダイオードによる平滑を想定している。Ｓｉのダイオードの他に、導通損失を低減させるためにＳｉ型のショットキーバリアダイオードやＳｉＣ　ショットキーバリアダイオードを適用しても構わないし、ＳｉＣ　ＭＯＳ　ＦＥＴを同期させて使用することで損失低減させてもよいし、その他同様の機能を有するものであればよい。

　またＬＬＣトランス３は、系統電圧との絶縁機能を有し、ＬＬＣ共振とするために高周波トランスの励磁インダクタンスＬｍ（第２のリアクトル３２）に共振対応させたリーケージインダクタンスＬｒ（第１のリアクトル３１）と共振コンデンサＣｒ（コンデンサ３３）と接続される構成である。リーケージインダクタンスＬｒは高周波トランス内の漏れ磁束の定数の調整が可能となる構造として高周波トランス内で一体化した構成を想定しているがそれに限るものではない。共振コンデンサＣｒはフィルムコンデンサやセラミックコンデンサを使用することを想定しているが、同様の機能を有するものであればよい。

　図２に図１の通常の出力パワーフローを示す。通常は単相コンバータにより整流された直流電圧Ｖｄ１をフルブリッジ型のＬＬＣ共振コンバータでＶｄ２に出力するパワーフローとなる。

　この場合に、ＬＬＣ共振コンバータの制御はＰＷＭではなく、デッドタイムを付与したＤｕｔｙ５０％の周波数制御である。前述した励磁インダクタンスＬｍ、リーケージインダクタンスＬｒ、共振コンデンサＣｒの値にて共振周波数は決まり、数十～数百ｋＨｚに設定することを想定している。

　なおＬＬＣ共振コンバータの制御は、フルブリッジ型の第１のインバータ部Ｉｎ１を構成する４組の半導体素子のオン、オフを制御する制御回路により実行される。制御回路自体は通常よく行われる回路構成のものであり、具体的な回路構成を省略するが、要するに以下のように半導体素子を制御する。

　例えばフルブリッジ型の４組の半導体素子のうち、図１の右上と左下の半導体素子Ｈ３、Ｈ２を第１の組、右下と左上の半導体素子Ｈ１、Ｈ４を第２の組としたときに、第１の組をＯＮ、第２の組をＯＦＦとする第１の導通状態と、第２の組をＯＮ、第１の組をＯＦＦとする第２の導通状態を交互に形成するように制御し、第１の導通状態から第２の導通状態を経て再度第１の導通状態に達するまでの期間を一周期とする駆動周波数によりＯＮ、ＯＦＦ制御を行うものである。

　図３、図４、図５により、ＬＬＣ共振周波数、駆動周波数の大小関係と、第１のインバータ部Ｉｎ１の電圧、電流波形の関係を説明する。これらの図において横軸は時間、縦軸は１周期間における電圧、電流の大きさを示している。

　図３に、ＬＬＣ共振周波数が駆動周波数と等しい時の電圧、電流波形を示す。この場合には、前記したフルブリッジ型の第１のインバータ部Ｉｎ１を構成する４組の半導体素子のオン、オフを制御する制御回路により駆動周波数が制御されており、かつ駆動周波数は高周波トランスであるＬＬＣトランス３の励磁インダクタンスＬｍ、リーケージインダクタンスＬｒ、共振コンデンサ容量Ｃｒの値にて定まる共振周波数と一致している。

　ＬＬＣ共振周波数が駆動周波数と等しい状態では、ＬＬＣトランス３の１次側電流ＩＴｉｎの波形を図示しているように、半導体素子であるＭＯＳ－ＦＥＴのＯＮ時には、ＭＯＳ－ＦＥＴを流れる電流はＭＯＳ－ＦＥＴのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）となり、ＯＮ時のスイッチング損失は発生しない。ＭＯＳ－ＦＥＴのＯＦＦ時には、ＭＯＳ－ＦＥＴを流れる電流はピークアウトして十分に低く抑えられ、ＯＦＦ時のスイッチング損失も小さくなるため、ＬＬＣ共振制御によって高効率なスイッチングが実現でき、パワーデバイスの冷却器の小型化が実現できる。

　ＬＬＣ制御によりＬＬＣ共振周波数が駆動周波数と等しく制御された時、ＬＬＣトランス３の２次側の電圧はＶＴｏｕｔのようであり、要するに矩形状の電圧出力が得られる。
したがって、制御回路用電源トランス４には矩形波電圧が入力される。このため、制御回路用電源トランス４の２次側出力には、第２のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｄｃに対して巻数比に応じた電圧が出力されるため、ＬＬＣ共振コンバータと同様に電圧変動は無く、直流リアクトルも不要である。

　図４に、駆動周波数をＬＬＣ共振周波数よりも低下させて、昇圧動作となった時の電圧、電流波形を示す。

　駆動周波数をＬＬＣ共振周波数よりも低下させた状態では、ＬＬＣトランス３の１次側電流ＩＴｉｎの波形を図示しているように、ＭＯＳ－ＦＥＴのＯＮ時にはＭＯＳ－ＦＥＴを流れる電流はＭＯＳ－ＦＥＴのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）となりＯＮ時のスイッチング損失は発生しない。ＯＦＦ時にはＭＯＳ－ＦＥＴを流れる電流はピークアウト後に十分に低く横ばいの値に抑えられるため、ＯＦＦ時のスイッチング損失は共振周波数駆動と同様に小さくなる。

　ＬＬＣ制御によりＬＬＣ共振周波数が駆動周波数よりも高く制御された時、ＬＬＣトランス３の２次側の電圧はＶＴｏｕｔのような矩形波電圧となる。この矩形波電圧は、制御回路用電源トランス４に対しては、立ち上がり、立下りで少し遅れがでる波形であるが、基本的には矩形波が入力される。このため、制御回路用電源トランス４の２次側出力には、第２のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｄｃに対して巻数比に応じた電圧が出力されるため、ＬＬＣ共振コンバータと同様に電圧変動は無く、直流リアクトルも不要である。

　図５に、駆動周波数をＬＬＣ共振周波数よりも上昇させて、降圧動作となった時の電圧、電流波形を示す。

　駆動周波数をＬＬＣ共振周波数よりも上昇させた状態では、ＬＬＣトランス３の１次側電流ＩＴｉｎの波形を図示しているように、ＭＯＳ－ＦＥＴのＯＮ時にはＭＯＳ－ＦＥＴを流れる電流はＭＯＳ－ＦＥＴのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）となりＯＮ時のスイッチング損失は発生しない。ＯＦＦ時にはＭＯＳ－ＦＥＴを流れる電流は低下しない状態での遮断となるため、ＯＦＦ時のスイッチング損失は大きくなる。ただし、ＰＣＳでの制御動作の場合は、降圧制御となる電圧範囲を制限することで効率の低下を最小限とすることができる。

　ＬＬＣ制御により駆動周波数をＬＬＣ共振周波数よりも上昇させた時、ＬＬＣトランス３の２次側の電圧はＶＴｏｕｔのようであり、要するに矩形状の電圧出力が得られる。したがって、制御回路用電源トランス４には矩形波電圧が入力される。このため、制御回路用電源トランス４の２次側出力には、第２のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｄｃに対して巻数比に応じた電圧が出力されるため、ＬＬＣ共振コンバータ１と同様に電圧変動は無く、直流リアクトルも不要である。

　上記したＬＬＣ制御における３種の運転態様（ＬＬＣ共振周波数＝駆動周波数、ＬＬＣ共振周波数＞駆動周波数、ＬＬＣ共振周波数＜駆動周波数）は、電力変換装置の実運用場面で適宜選択実行される。

　図６に本発明による充電制御時のパワーフローを示す。このパワーフローでは、低圧ＤＣ電源２１から初充電用インバータ部２２（低圧のフルブリッジＭＯＳ　ＦＥＴ）、初充電用トランス２３、第２の整流器部Ｒ２を経由して第２のコンデンサＣ２を充電し、また低圧ＤＣ電源２１から初充電用インバータ部２２（低圧のフルブリッジＭＯＳ　ＦＥＴ）、初充電用トランス２３、第１のインバータ部Ｒ１を経由して第１のコンデンサＣ１を充電する。この場合のフローは、図示するＦ１、Ｆ２、Ｆ３、Ｆ４の通りであるが、第１のインバータ部Ｒ１におけるフローＦ３、Ｆ４は半導体素子Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４を制御して行うのではなく、半導体素子Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４の並列ダイオードにより形成されている。このことは、主回路が交流電源に未接続であり外部から電力を得られていない状態においても、初充電回路２０のみでコンデンサＣ１、Ｃ２の初充電が可能であることを意味している。

　このパワーフロー形成に当たり、初充電用インバータ部２２（低圧のフルブリッジＭＯＳ　ＦＥＴ）において、Ｄｕｔｙ５０％の矩形波をＬＬＣトランス３の２次側から入力することで初充電制御を実施する。前述の通り、ＬＬＣ制御におけるトランス電圧は矩形波であるため、初充電制御が可能となる。また、矩形波の周波数はＬＬＣ制御における周波数と同程度の数十ｋＨｚ程度の高周波を想定しているため、ＬＬＣトランス同様に初充電トランスにおいても高周波化による小型化が可能となる。

　初充電制御における周波数の違いを図７に示す。系統側の直流電圧Ｖｄ１は、ＬＬＣの共振周波数の前後で変化させることで、通常出力と逆方向においても直流電圧Ｖｄ１を変化させることが可能となる。したがって、実施例１では初充電開始時は高周波として充電電流を抑制し、共振周波数まで低下後に更に周波数を低下させることで直流電圧Ｖｄ１を高電圧まで初充電を完了させることを想定している。もちろん電流値に問題が無い場合は一定周波数での制御でも構わない。

　以上の説明から、初充電トランス１をＬＬＣトランス２の２次側に接続することで、低圧駆動素子の使用による小型化、周波数による初充電の制御、高周波化による初充電トランス小型化を満たすことが可能となり、電源装置全体での小型・軽量化が可能となる。

　図８に実施例２に係る電源装置の構成を示す。

　実施例２は、実施例１で示した例えば図１の回路構成を用いた初充電開始時の電流抑制制御に加えて、抑制用のリアクトルＬ２を追加した構成である。初充電開始時に初充電用インバータ部２２ではＬＬＣ共振周波数以上の高周波駆動を行うため、実施例１以上に初充電開始時の電流抑制効果が得られる。なお図８ではリアクトルＬ２を使用しているが、抵抗を使用してもよい。また、初充電トランス２３内部のインピーダンス成分を使用してもよいし、同様の効果が得られる物であればよい。

　実施例２も実施例１と同様に、初充電トランス２３をＬＬＣトランス３の２次側に接続することで、低圧駆動素子の使用による小型化、周波数による初充電の制御、高周波化による初充電トランス小型化を満たすことが可能となり、電源装置全体での小型・軽量化が可能となる。

　図９に実施例３に係る電源装置の構成を示す。

　実施例３は、複数の主回路１０の出力を直列接続したマルチレベル構成であり、系統電圧から降圧し、主回路１０の出力側を並列に接続して、出力電圧を上げるための構成である。マルチレベルの構成としては図９のように単相としても良いし、Δ結線やＹ結線の接続構成として三相としても良い。

　なお各ＬＬＣコンバータの系統側コンデンサＣ２の充電については実施例１、２と同様にＬＬＣトランス２２の２次側に接続して制御する構成を採用している。

　またマルチレベルにおいてＬＬＣトランス３が絶縁機能を持つため、初充電回路２０に系統に対する絶縁機能が不要となる利点が得られる。

　実施例３も実施例１、２と同様に、初充電トランス２３をＬＬＣトランス３の２次側に接続することで、低圧駆動素子の使用による小型化、周波数による初充電の制御、高周波化による初充電トランス小型化を満たすことが可能となり、電源装置全体での小型・軽量化が可能となる。

　図１０に実施例４に係る電源装置の構成を示す。

　実施例４は、複数の主回路１０の出力を直列接続したマルチレベル構成で、系統電圧から降圧し、並列に出力する構成である。また各ＬＬＣコンバータの系統側コンデンサＣ２の充電については他の実施例と同様にＬＬＣトランス３の２次側に接続して制御する構成である。

　さらに実施例４では、ＬＬＣトランス３に接続する初充電トランス２２を多出力とすることで制御回路を１つのみで制御する小型化の効果が得られる。具体的には初充電トランス２２のＬＬＣトランス３側の巻線（二次巻線）を複数備えて、これらの二次巻線側を異なる主回路１０のＬＬＣトランス３の二次巻線側に接続している。本構成においてもＬＬＣトランス３が絶縁機能を持つため、初充電回路２０に系統に対する絶縁機能が不要となる利点が得られる。

　実施例４も他の実施例と同様に、初充電トランス２３をＬＬＣトランス３の２次側に接続することで、低圧駆動素子の使用による小型化、周波数による初充電の制御、高周波化による初充電トランス小型化を満たすことが可能となり、電源装置全体での小型・軽量化が可能となる。

　図１１に実施例５に係る電源装置の構成を示す。

　実施例５は、複数の主回路１０の出力を直列接続したマルチレベル構成で、系統電圧から降圧し、並列に出力する構成である。

　各ＬＬＣコンバータの系統側コンデンサＣ２の充電については他の実施例と同様にＬＬＣトランス３の２次側に接続して制御する構成である。さらにＬＬＣトランス３に接続する初充電トランス２２の接続を切り替えリレー４０で接続先を切り替えることで、初充電トランス２２および制御回路を１つのみで制御する小型化の効果が得られる。また、本構成においてもＬＬＣトランスが絶縁機能を持つため、初充電回路に系統に対する絶縁機能が不要となる利点が得られる。

　実施例５も他の実施例と同様に、初充電トランス２３をＬＬＣトランス３の２次側に接続することで、低圧駆動素子の使用による小型化、周波数による初充電の制御、高周波化による初充電トランス小型化を満たすことが可能となり、電源装置全体での小型・軽量化が可能となる。

　以上、多くの実施例を挙げたが、用途に応じて適宜実施例に記述した内容を組み合わせて使用してもよい。

　以上複数の実施例を通じて、本発明においては高周波数での初充電回路２０をＬＬＣトランス３の２次巻線側に接続し、コンデンサＣ１、Ｃ２を初充電しておくことで、電源接続時の突入電流を抑制可能としている。

　この初充電回路２０を用いた初充電制御方法に関し、初充電は交流系統への接続前の段階においてＬＬＣトランス３の２次巻線側に、高周波電流を与えることで実行する。またＬＬＣトランスの２次側に与える高周波を、初充電電圧に応じて高周波から低周波に変化させる。

　ここでは、第１のインバータ部Ｉｎ１を構成する半導体素子の並列ダイオード経由で回路形成してコンデンサＣ１を初充電する。また電源接続後は初充電回路２０についての格別の切離し制御などは不要であって、そのままに放置すればよい。なお図１のように電源回路１３を並置する場合に、初充電トランス２３は制御回路用電源トランス４とは容量が相違するため、別配置とされるのがよい。

　なお上記説明の本発明に係る電源装置においては、交流系統から電力を得て、直流または交流出力する事例を説明した。これは、交流系統に接続するときの突入電流を緩和するのが主目的であったことに由来している。敢えて直流入力を対象にしなかったのは例えば直流入力として太陽光発電装置を接続するような場合には、発電を行わない夜間に接続しておけば夜明けとともに徐々に直流電圧が発生し上昇することになるため突入電流の恐れがないということによる。従って、太陽光発電装置以外の直流電源に接続することが想定される場合には、同様に本発明が適用できることは言うまでもない。

ＣＢ：スイッチ，Ｌ１、Ｌ２：リアクトル，１０：主回路，Ｒ１、Ｒ２：整流器部，Ｉｎ１、Ｉｎ２：インバータ部，３：ＬＬＣトランス，２０：初充電回路，１３：電源回路，２１：低圧ＤＣ電源，２２：初充電用インバータ部，２３：初充電トランス

Claims

　スイッチを介して電源に接続され、第１のコンデンサからの直流入力を高周波に変換して与える第１のインバータ部と、該第１のインバータ部の出力側に接続されたトランスと、該トランスの出力を整流する整流器部と、該整流器部の出力側に設けられた第２のコンデンサで構成された主回路を含んで構成された電源装置であって、
　該電源装置は、直流電圧を与える低圧ＤＣ電源と、該低圧ＤＣ電源の出力を高周波に変換して与える初充電用インバータ部と、該初充電用インバータ部の出力側に接続され、その出力側を前記トランスの２次側に接続する初充電用トランスで構成された初充電回路を備えていることを特徴とする電源装置。
　請求項１に記載の電源装置であって、
　前記トランスは、その１次巻線に直列にリアクトルとコンデンサを直列配置したＬＬＣトランスであることを特徴とする電源装置。
　請求項１または請求項２に記載の電源装置であって、
　前記第１のインバータ部は、並列ダイオードを備えた半導体素子によるフルブリッジ回路で構成されていることを特徴とする電源装置。
　請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電源装置であって、
　電源装置は、前記第２のコンデンサの出力を商用周波数の交流に変換する第２のインバータ部を備えるとともに、
　前記トランスの二次巻線に接続された制御回路用電源トランスと、該制御回路用電源トランスの二次側に接続された整流回路と、該整流回路の直流電力を前記第２のインバータ部を構成する半導体素子のゲートに与えるゲート電力、あるいは制御回路用電力として利用する電源回路を含むゲート用電源を備えていることを特徴とする電源装置。
　請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電源装置であって、
　前記初充電用トランスの２次側と、前記トランスの２次側を接続する回路にリアクトルを含むことを特徴とする電源装置。
　請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電源装置であって、
　複数の前記主回路について、その出力側を直列接続して高圧化されていることを特徴とする電源装置。
　請求項６に記載の電源装置であって、
　複数の前記主回路ごとに前記初充電回路を備えていることを特徴とする電源装置。
　請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電源装置であって、
　前記主回路は、その出力側を並列接続して大電流化されていることを特徴とする電源装置。
　請求項８に記載の電源装置であって、
　複数の前記主回路ごとに前記初充電回路を共通に備えていることを特徴とする電源装置。
　請求項９に記載の電源装置であって、
　前記共通に備えられた前記初充電回路の前記初充電用トランスは、複数の２次巻線を備えており、それぞれの２次巻線が、前記複数の主回路の前記トランスの２次側に接続されていることを特徴とする電源装置。
　請求項９に記載の電源装置であって、
　前記共通に備えられた前記初充電回路の前記初充電用トランスは、その２次巻線出力を、前記複数の主回路の前記トランスの２次側に切替接続されていることを特徴とする電源装置。
　スイッチを介して電源に接続され、第１のコンデンサからの直流入力を高周波に変換して与える第１のインバータ部と、該第１のインバータ部の出力側に接続されたトランスと、該トランスの出力を整流する整流器部と、該整流器部の出力側に設けられた第２のコンデンサで構成された主回路を含んで構成された電源装置の初充電制御方法であって、
　直流を高周波に変換して前記トランスの２次側に与えることを特徴とする電源装置の初充電制御方法。
　請求項１２に記載の電源装置の初充電制御方法であって、
　前記トランスの２次側に与える高周波を、初充電電圧に応じて高周波から低周波に変化させることを特徴とする電源装置の初充電制御方法。