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WO2016103990A1 - 電源装置 - Google Patents

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WO2016103990A1
WO2016103990A1 PCT/JP2015/082331 JP2015082331W WO2016103990A1 WO 2016103990 A1 WO2016103990 A1 WO 2016103990A1 JP 2015082331 W JP2015082331 W JP 2015082331W WO 2016103990 A1 WO2016103990 A1 WO 2016103990A1
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WO
WIPO (PCT)
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voltage
converter
power supply
supply device
bidirectional
Prior art date
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Ceased
Application number
PCT/JP2015/082331
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English (en)
French (fr)
Inventor
大内　貴之
尊衛 嶋田
史宏 佐藤
信太朗 田中
久保　謙二
永呉 岸本
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hitachi Astemo Ltd
Original Assignee
Hitachi Automotive Systems Ltd
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Publication date
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Priority to US15/538,858 priority patent/US10763754B2/en
Priority to DE112015005394.8T priority patent/DE112015005394T5/de
Publication of WO2016103990A1 publication Critical patent/WO2016103990A1/ja
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Ceased legal-status Critical Current

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    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
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    • Y02T90/10—Technologies relating to charging of electric vehicles
    • Y02T90/14—Plug-in electric vehicles

Definitions

  • the present invention relates to a power supply device, and more particularly to a power supply device that converts and supplies power from a high voltage battery to a low voltage battery and a load.
  • An electric vehicle is equipped with an isolated DC-DC converter that supplies electric power from a high-voltage main battery to an auxiliary load of electrical equipment while driving. Since the main battery voltage has a large fluctuation range between the maximum full charge and the minimum full discharge, the isolated DC-DC converter is required to operate efficiently in a wide operating voltage range. However, when the width of the input voltage to the isolated DC-DC converter is wide, it is necessary to reduce the control duty of the switching power supply depending on the conditions, which may reduce the conversion efficiency.
  • Patent Document 1 a DC-DC converter and an insulated DC-DC converter are connected in series for the purpose of performing power conversion with high efficiency, and the conversion ratio of the insulated DC-DC converter is set to a fixed magnification.
  • a configuration is disclosed that aims to improve the conversion efficiency of the entire converter by using a (non-insulated) DC-DC converter with variable magnification.
  • the efficiency of an isolated DC-DC converter is likely to decrease when the input voltage range is widened.
  • the voltage of the main battery inevitably fluctuates due to charging / discharging, it is difficult to increase the efficiency of the isolated DC-DC converter.
  • the conversion ratio of the isolated converter in which the transformer turns ratio affects the input / output voltage ratio is fixed, so that the entire converter is We are trying to improve efficiency.
  • the assumed control is that the fluctuation range of a large input voltage range is converted to a constant intermediate output voltage by a non-isolated DC-DC converter with non-fixed magnification, and the final output is obtained by an isolated converter with fixed magnification. It is done.
  • the voltage on the output side actually fluctuates.
  • the voltage fluctuation range is, for example, about 10.5 to 15.5V, which is smaller than the fluctuation range of the main battery, which is 100V or more, but is large when viewed as a relative voltage fluctuation ratio. It has a fluctuation range.
  • the details of the control corresponding to such voltage fluctuations are not disclosed in Patent Document 1.
  • the intermediate output voltage output by the non-insulated DC-DC converter greatly fluctuates. It becomes difficult to realize a highly efficient converter corresponding to the range.
  • An object of the present invention is to provide a control method for a power supply apparatus having high efficiency for converting and supplying power from a high-voltage main battery to a load connected to an auxiliary low-voltage battery.
  • a power supply apparatus includes a DC-DC converter that supplies power to a low-voltage line, and outputs a link voltage that is input to the DC-DC converter by inputting a voltage of a high-voltage battery. And a chopper for changing the link voltage according to the voltage of the low voltage line.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the power flow of the power supply device 1 and the electric vehicle 100 during charging according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the power flow of the power supply device 1 and the electric vehicle 100 during traveling according to the first embodiment.
  • 1 is a circuit configuration diagram of a power supply device 1a according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a control block diagram of a bidirectional DC-DC converter according to a first embodiment and a control block diagram of an isolated DC-DC converter.
  • FIG. 6 is a relationship diagram between a target value of a link voltage and an output voltage according to the second embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit configuration diagram of a bidirectional DC-DC converter 3b according to a third embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit configuration diagram of a bidirectional DC-DC converter 3c according to a third embodiment.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a power supply device 1 of the present embodiment and a power supply system of an electric vehicle 100 employing the same.
  • the power supply device 1 receives a voltage of the main battery 5 and outputs a DC link voltage Vlink, and a bidirectional DC-DC converter 4 that inputs the link voltage Vlink and supplies power to a load. And comprising.
  • An insulated AC-DC converter 2 that outputs a DC voltage insulated from the AC power supply 10 is connected to the wiring to which the link voltage Vlink is applied.
  • the main battery 5 is connected to the output terminal of the bidirectional DC-DC converter 3.
  • the output side of the insulation type DC-DC converter 4 is connected to a load 7 to which an auxiliary low voltage battery 6 is connected.
  • the charging connector 101 connects the AC power supply 10 and the electric vehicle 100.
  • the isolated AC-DC converter 2 inputs the power of the AC power supply 10 and outputs the link voltage Vlink
  • the bidirectional DC-DC converter 3 inputs the link voltage Vlink to charge the main battery 5.
  • the isolated DC-DC converter 4 is operated to supply power to the load 7 from the link voltage Vlink. In this way, at the time of charging, the power of the AC power supply 10 is used to charge the main battery 5 and supply power to the load 7.
  • the power flow of the power supply device 1 and the electric vehicle 100 during traveling will be described with reference to FIG.
  • power is supplied from the main battery 5 to the power motor 104 via the converter 102 and the inverter 103.
  • the bidirectional DC-DC converter 3 inputs the voltage of the main battery 5 and outputs the link voltage Vlink, operates the isolated DC-DC converter 4 and supplies power to the load 7 from the link voltage Vlink.
  • power is supplied to the load 7 using the power of the main battery 5.
  • FIG. 4 is a circuit configuration diagram of the power supply device 1a of the present embodiment.
  • the isolated AC-DC converter 2a receives power from the AC power supply 10 and outputs a link voltage Vlink insulated from the AC power supply 10 between the node Nd1 and the node Nd2.
  • the power supply device 1a is connected to the insulation type AC-DC converter 2a.
  • the bidirectional DC-DC converter 3a inputs the link voltage Vlink between the node Nd1 and the node Nd2 when charging and charges the main battery 5, and outputs the link voltage Vlink from the main battery 5 when traveling.
  • the isolated DC-DC converter 4a receives the link voltage Vlink and supplies power to the load 7.
  • the control means 11 controls the bidirectional DC-DC converter 3a and the insulated DC-DC converter 4a.
  • the bidirectional DC-DC converter 3a functions as a chopper that inputs a high voltage of the main battery 5 and outputs a link voltage Vlink.
  • the bidirectional DC-DC converter 3a includes a smoothing capacitor C3 connected between the terminals Tm1 and Tm2, a switching element Q1 and a switching element Q2 connected in series between the terminals Tm1 and Tm2, and the switching A smoothing inductor L2 and a smoothing capacitor C4 connected in series between both ends of the element Q2 are provided.
  • the smoothing capacitor C4 is connected between the terminal Tm3 and the terminal Tm4.
  • the link voltage Vlink is connected between the terminal Tm1 and the terminal Tm2, and the main battery 5 is connected between the terminal Tm3 and the terminal Tm4.
  • Diodes D1 and D2 are connected to the switching elements Q1 and Q2, respectively.
  • the isolated DC-DC converter 4a inputs the link voltage Vlink between both ends of the smoothing capacitor C5 connected between the node Nd1 and the node Nd2, and supplies power to the load 7 connected between both ends of the smoothing capacitor C6. Supply.
  • the insulated DC-DC converter 4a includes a resonant inductor Lr10, a winding N10 connected in series with the resonant inductor Lr10, and a transformer T10 that magnetically couples the winding N11 and the winding N12.
  • the resonant inductor Lr10 may be omitted due to leakage inductance or wiring inductance of the transformer T10.
  • the switching elements H1 to H4 connected in a full bridge apply a voltage to the winding N10 using the voltage of the smoothing capacitor C5.
  • the voltage generated in the winding N11 and the winding N12 via the winding N10 and the transformer T10 is applied to the smoothing inductor L3 via the diode DS1 and the diode DS2.
  • the voltage applied to the smoothing inductor L3 causes a current to flow through the smoothing inductor L3, the voltage is smoothed by the smoothing capacitor C6, and this voltage is output to the load 7.
  • Diodes DH1 to DH4 are connected in parallel to switching elements H1 to H4, respectively.
  • the switching element S1 and the switching element S2 are turned on during the period in which the diode DS1 and the diode DS2 are conductive. By doing so, it is possible to implement synchronous rectification in which the current of the diode DS1 and the diode DS2 is shunted to the switching element S1 and the switching element S2 to reduce loss.
  • Switching elements Q1 to Q2, switching elements H1 to H4, switching elements S1 and switching elements S2 are connected in reverse parallel to diodes D1 to D2, diodes DH1 to DH4, diode DS1 and diode DS2, respectively.
  • MOSFETs MOSFETs
  • the switching elements H1 to H4, the switching element S1, and the switching element S2 the diodes D1 to D2, the diodes DH1 to DH4, the diode DS1, and the diode DS2 are parasitic diodes of the MOSFET. Can be used.
  • two of the smoothing capacitor C2, the smoothing capacitor C3, and the smoothing capacitor C5 connected in parallel can be omitted.
  • the control means 11 includes a voltage sensor 23 for detecting the link voltage Vlink, a voltage sensor 24 for detecting the voltage of the smoothing capacitor C4, that is, the voltage of the main battery 5, and a voltage for detecting the output voltage of the isolated DC-DC converter 4a.
  • the sensor 25, a current sensor 33 for detecting the current of the smoothing inductor L2, that is, the current of the main battery 5, and a current sensor 34 for detecting the output current of the isolated DC-DC converter 4a are connected.
  • the insulation type DC-DC converter 4a is configured to change the winding ratio by changing the time ratio (hereinafter referred to as duty) during which both the switching element H1 (H2) and the switching element H4 (H3) are turned on.
  • the output is controlled by adjusting the time ratio of applying a voltage to N10.
  • the output power increases as the duty is increased. If the switching element H1 (H2) and the switching element H4 (H3) are simultaneously turned on / off, the duty is maximized.
  • the output power can be prevented from lowering by increasing the duty.
  • the turns ratio of the transformer T10 (the number of turns of the winding N11 / the number of turns of the winding N10, the winding N12 (The number of turns / the number of turns of the winding N10) may be increased. If the turn ratio of the transformer T10 is increased, a high voltage is generated in the winding N11 and the winding N12 even when the input voltage of the isolated DC-DC converter 4a is low. it can.
  • the voltage applied to the switching element S1, the switching element S2, the diode DS1, and the diode DS2 also increases, and an element having a high withstand voltage is required as the switching element S1, the switching element S2, the diode DS1, and the diode DS2.
  • switching elements and diodes increase in loss as the withstand voltage increases. Therefore, when the input voltage range of the isolated DC-DC converter 4a is widened, the loss increases and the efficiency is likely to decrease.
  • the duty of the switching element connected to the primary side of the transformer T10 at the maximum load can be as high as 70 to 85%.
  • the input voltage is 170V.
  • a relatively high voltage is applied to the secondary side when 450V is input, it can be operated only with a low duty of about 30 to 40%.
  • the effective current value increases and the efficiency at the time of switching decreases.
  • the power supply device 1a of the present embodiment includes the bidirectional DC-DC converter 3a, and can narrow the voltage range of the link voltage Vlink rather than the voltage range of the main battery 5.
  • the bidirectional DC-DC converter 3a When charging the main battery 5 from the AC power supply 10, the bidirectional DC-DC converter 3a operates the switching element Q1 to switch the power input between the terminals Tm1 and Tm2 to the terminals Tm3 and Tm4. Output during When power is supplied from the main battery 5 to the load 7, the switching element Q2 is switched to output the power input between the terminals Tm3 and Tm4 between the terminals Tm1 and Tm2. At this time, by controlling the on-time ratio of the switching elements Q1 and Q2, the link voltage Vlink can be maintained at a free voltage value, for example, a substantially constant voltage, in a range equal to or higher than the voltage of the main battery 5.
  • the switching element Q1 is fixed in the on state and the switching element Q2 is fixed in the off state, a through operation is performed, and the terminal Tm1-terminal Tm2 and the terminal Tm3-terminal Tm4 are substantially short-circuited via the smoothing inductor L2. it can.
  • this through operation is performed, the switching element Q1 and the switching element Q2 are not switched, so that the link voltage Vlink can be maintained at a voltage value substantially equal to the voltage of the main battery 5 while suppressing the switching loss and the core loss of the smoothing inductor L2. .
  • the bidirectional DC-DC converter 3a can narrow the voltage range of the link voltage Vlink rather than the voltage range of the main battery 5, the insulated AC-DC converter 2a when the main battery 5 is charged from the AC power supply 10 is used.
  • the output voltage range can be made relatively narrow, so that a reduction in efficiency can be suppressed.
  • the input voltage range of the insulated DC-DC converter 4a can be made relatively narrow, so that a reduction in efficiency can be suppressed. Therefore, the power supply device 1a of the present embodiment can charge the main battery 5 from the AC power supply 10 with high efficiency, and can supply power from the main battery 5 to the load 7 with high efficiency.
  • the control block 13 of the insulated DC-DC converter 4a performs PI feedback control on the target output voltage Vref2 by the voltage Vout of the low voltage line detected by the voltage sensor 25. Further, the control block 13 further performs PI feedback control on the control current Iref2 obtained by the PI feedback control using the current Idc2 detected by the current sensor 34. Further, the control block 13 outputs a control pulse of each switching element in the switching signal generation block using the control value duty2 obtained by the PI feedback control.
  • control block 12 of the bidirectional DC-DC converter 3a performs general PI feedback control using the voltage Vlink detected by the voltage sensor 23 on the target output voltage Vref1. Further, the control block 12 performs PI feedback control with the current Idc1 detected by the current sensor 33 on the control current Iref1 obtained by the PI feedback control. Further, the control block 12 outputs a control pulse of each switching element in the switching signal generation block using the control value duty1 obtained by the PI feedback control.
  • the control block 12 further includes a target voltage setting block 14.
  • the target voltage setting block 14 calculates the input voltage Vref1 ′ assumed from the turn ratio of the transformer T10 with respect to the output voltage Vout of the isolated DC-DC converter 4a with respect to the target output voltage Vref1 as a target.
  • Vref1 ′ assumed from the turn ratio of the transformer T10 with respect to the output voltage Vout of the isolated DC-DC converter 4a with respect to the target output voltage Vref1 as a target.
  • Vref1 ′> Vb1 the target voltage Vref1 ′ is set to the voltage value of the input voltage Vref.
  • the link voltage Vlink optimum for the input of the next-stage isolated DC-DC converter 4a is calculated and set, thereby suppressing the boosting ratio and increasing the efficiency. Can be planned.
  • the bidirectional DC-DC converter 3a does not support the operation in the step-down mode. Therefore, based on the result of the selector in the target voltage setting block 14, the switching element Q1 is turned on. A through operation is performed to turn off the switching element Q2.
  • the switching element Q1 and the switching element Q2 are not switched, so that the switching loss and the core loss of the smoothing inductor L2 are suppressed, and the link voltage Vlink is approximately equal to the voltage of the main battery 5. Value can be maintained.
  • the output voltage Vout of the insulated DC-DC converter 4a is input to the control block 12 and the control block 13 as control variables.
  • the insulation type DC-DC converter 4a performs feedback control so that the output voltage Vout becomes constant with respect to the link voltage Vlink as an input voltage, and the bidirectional DC-DC converter 3a is set according to the output voltage Vout.
  • the link voltage Vlink is feedback controlled so as to match the input voltage Vref1 ′.
  • an average of the output voltage Vout for a certain period is calculated and input to the control block 14 to set an optimum link voltage Vlink while suppressing fluctuations in the output voltage Vout due to a sudden change in load or the like. It becomes possible to do.
  • the high-voltage link voltage Vlink is introduced as in the power supply device 1a of the present embodiment, and the link voltage Vlink fluctuates according to the output of the isolated DC-DC converter 4a in the subsequent stage.
  • the overall converter efficiency can be improved over a wide input voltage range.
  • an effect of reducing the loss of the boost converter can be obtained.
  • the basic configuration of the power supply device according to the second embodiment is the same as that of the first embodiment described with reference to FIGS. 1 to 5, but in FIG. 5, the link reflects the value of the output voltage Vout.
  • the voltage Vlink is set at the control block 14, and a lower limit is set to the value of the input voltage Vref1 ′ derived from the output voltage Vout. That is, when the output voltage Vout is equal to or lower than the threshold value Vth, control is performed so that the value of the input voltage Vref1 'of the link voltage Vlink is fixed to the lower limit link voltage VlinkL and does not become lower than that.
  • the correlation between the output voltage Vout and the input voltage Vref1 ′ is simply proportional.
  • the fluctuation range of the output voltage Vout is large, and when the voltage decreases, the value of the input voltage Vref1 ′ also decreases.
  • FIG. 7 shows a bidirectional DC-DC converter in which a portion corresponding to the bidirectional DC-DC converter 3a in the power supply device 1a of the present embodiment shown in FIG. 4 is replaced with a circuit corresponding to bidirectional buck-boost. It is a circuit diagram of 3b.
  • the bidirectional DC-DC converter 3b includes a smoothing capacitor C3 connected between the terminals Tm1 and Tm2, a switching element Q5 and a switching element Q6 connected in series between the terminals Tm1 and Tm2, and the switching A smoothing inductor L21 and a switching element Q8 connected in series between both ends of the element Q6, and a switching element Q7 and a smoothing capacitor C4 connected in series between both ends of the switching element Q8 are provided.
  • the terminals Tm3 and Tm4 are connected between both ends of the smoothing capacitor C4.
  • a link voltage Vlink is connected between the terminals Tm1 and Tm2, and a main battery 5 is connected between the terminals Tm3 and Tm4.
  • the bidirectional DC-DC converter 3b forms an H-bridge circuit, and can control the link voltage Vlink to a free voltage value regardless of the magnitude relationship between the link voltage Vlink and the voltage of the main battery 5. .
  • the through operation can be performed in the same manner as the bidirectional DC-DC converter 3a of the second embodiment.
  • Diodes D1 to D4 are connected in antiparallel to switching elements Q5 to Q8, respectively.
  • the bidirectional DC-DC converter 3b When the voltage of the main battery 5 is always higher than the link voltage Vlink, the bidirectional DC-DC converter 3b can be replaced with the bidirectional DC-DC converter 3c shown in FIG.
  • the bidirectional DC-DC converter 3c includes a smoothing capacitor C3 connected between the terminals Tm1 and Tm2, a smoothing inductor L22 and a switching element Q8 connected in series between the terminals Tm1 and Tm2, and this switching.
  • a switching element Q7 and a smoothing capacitor C4 connected in series between both ends of the element Q8 are provided. Both ends of the smoothing capacitor C4 are connected between the terminals Tm3 and Tm4.
  • the bidirectional DC-DC converter 3c can cope with a high voltage of the main battery 5 while being simplified as compared with the bidirectional DC-DC converter 3b.
  • the switching element Q7 is fixed in the on state and the switching element Q8 is fixed in the off state, the through operation can be performed.
  • the power supply device of each embodiment includes a bidirectional DC-DC converter between a DC link voltage controlled according to the output voltage and the main battery, When power is supplied from the main battery to the load, a link voltage having a narrower voltage range than that of the main battery is generated and supplied to the isolated DC-DC converter.
  • the power supply apparatus according to the present embodiment does not necessarily have to have an insulating AC-DC converter and have no charging function.
  • the bidirectional DC-DC converter may be a unidirectional DC-DC converter that only supports discharge from the main battery.
  • the circuit shown as the isolated DC-DC converter 4a in FIG. 4 is only for explaining the basic operation, and is not limited to this. For example, it goes without saying that there are examples in which the effect of applying the control of the present invention can be obtained even if a circuit in which a clamp circuit is added on the secondary side to reduce loss or other circuit methods are applied.
  • SYMBOLS 1 Power supply device, 1a ... Power supply device, 2 ... Insulation type AC-DC converter, 2a ... Insulation type AC-DC converter, 3 ... Bidirectional DC-DC converter, 3a ... Bidirectional DC-DC converter, 3b ... Bidirectional DC-DC converter, 3c ... bidirectional DC-DC converter, 4 ... insulated DC-DC converter, 4a ... insulated DC-DC converter, 5 ... main battery, 6 ... low voltage battery, 7 ... load, 10 ... alternating current Power source, 11 ... control means, 12 ... converter control block, 13 ... control block, 14 ... target voltage setting block, 23 ... voltage sensor, 24 ... voltage sensor, 25 ... voltage sensor, 31 ...
  • resonant inductors T10 ... transformers, N10 to N13 ... windings, Tm1 to Tm4 ... terminals, Nd1 ... nodes, Nd2 ... node, Vb1 ... battery voltage, Vlink ... link voltage, VlinkL ... lower limit link voltage, Vout ... output voltage, Vref1 ... target output voltage, Vref1 '... input voltage

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Abstract

　本発明の目的は、効率が高い電源装置を提供することである。　本発明にかかる電源装置１は、メインバッテリ５を入力して直流のリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力する双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３と、リンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力して負荷７に電力供給する絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４を備え、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３の出力であるリンク電圧Ｖｌｉｎｋは絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４の出力電圧に応じて変動する。

Description

電源装置
　本発明は、電源装置に関し、特に高電圧のバッテリから低電圧のバッテリ及び負荷に電力を変換・供給する電源装置に関する。
　近年、地球環境保全への意識の高まりから、電気自動車やプラグインハイブリッド車の普及が望まれている。これらの車には、走行時にモータへ電力供給するメインバッテリが搭載される。このメインバッテリを商用の交流電源から充電するとき、より少ない電力で安全に充電するためには、商用電源とメインバッテリとを絶縁する機能を備えた電源装置が必要になる。この電源装置は、高い変換効率が求められる。
　電気自動車においては、走行中に高電圧のメインバッテリから電装品の補機系の負荷へ電力供給する絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータが搭載される。メインバッテリの電圧は最大の満充電時から最小となるフル放電時の間で変動幅が大きいため、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータは広い動作電圧範囲において効率の高い動作が求められる。しかし絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータに対する入力電圧の幅が広い場合には、条件によってはスイッチング電源の制御デューティを絞る必要があり、変換効率が低下する可能性がある。
　特許文献１には、高効率に電力変換を行う目的でＤＣ－ＤＣコンバータと絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータとを直列に接続し、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータの変換比を固定倍率とし、第一の（非絶縁型の）ＤＣ－ＤＣコンバータを可変倍率とすることでコンバータ全体の変換効率の向上を狙った構成が開示されている。
特開２０１３－０９９０６９号公報
　一般的に絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータは、入力電圧範囲を広くすると効率が低下しやすい。しかし、メインバッテリは充放電によって必然的に電圧が大きく変動するので、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータの高効率化が難しくなる。特許文献１に開示されたような２つのＤＣ－ＤＣコンバータを用いた構成では、トランスの巻き数比が入出力電圧比に影響する絶縁型コンバータの変換倍率を固定とすることで、コンバータ全体の効率向上をはかっている。想定される制御としては、大きな入力電圧範囲の変動幅を非固定倍率の非絶縁型のＤＣ－ＤＣコンバータによって一定の中間出力電圧に変換し、固定倍率の絶縁型コンバータによって最終出力を得ると考えられる。
　しかしながら、補機系の負荷にも低電圧のバッテリが接続されているため、実際には出力側の電圧も変動する。通常１２Ｖの出力に対し、電圧変動幅は値としては例えば１０．５～１５．５Ｖ程度であり、１００Ｖ以上にもなるメインバッテリの変動幅より小さいが、相対的な電圧変動比としてみれば大きな変動幅をもっている。このような電圧変動に対応する制御の詳細について、特許文献１では開示されていない。また、仮に出力に合わせて固定倍率の変換を実施する場合には、非絶縁型のＤＣ－ＤＣコンバータによって出力される中間出力電圧が大きく変動してしまうため、当初の目的であった広い入力電圧範囲に対応して高効率なコンバータを実現することが困難となる。
　本発明の目的は、高電圧のメインバッテリから、補機系の低電圧バッテリが接続された負荷に電力を変換・供給する効率が高い電源装置の制御手法を提供する。
　前記目的を達成するために本発明に係る電源装置は、低電圧ラインに電力供給するＤＣ－ＤＣコンバータと、高電圧バッテリの電圧を入力して前記ＤＣ－ＤＣコンバータに入力されるリンク電圧を出力するチョッパと、を備え、前記低電圧ラインの電圧に応じて、前記リンク電圧を変化させる。
　本発明によれば、メインバッテリの電圧を入力してサブバッテリ及び負荷に電力を供給する効率が高い電源装置を提供することができる。
実施例１の電源装置１とこれを採用した電気自動車１００の電源システムの概略構成図である。 実施例１の充電時における電源装置１と電気自動車１００のパワーフローを説明する図である。 実施例１の走行時における電源装置１と電気自動車１００のパワーフローを説明する図である。 実施例１の電源装置１ａの回路構成図。 実施例１の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの制御ブロック図及び絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータの制御ブロック図である。 実施例２のリンク電圧の目標値と出力電圧の関係図である。 実施例３の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ｂの回路構成図である。 実施例３の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ｃの回路構成図である。
　以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
　図１は、本実施形態の電源装置１と、これを採用した電気自動車１００の電源システムの概略構成図である。電源装置１は、メインバッテリ５の電圧を入力し、直流のリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力する双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３と、リンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力して負荷に電力供給する絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４と、を備える。
　リンク電圧Ｖｌｉｎｋが印加される配線には、交流電源１０から絶縁した直流電圧を出力する絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータ２が接続される。また前述のように、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３の出力端子にはメインバッテリ５が接続される。さらに絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４の出力側は、補機系の低電圧バッテリ６が接続された負荷７に接続されている。充電コネクタ１０１は、交流電源１０と電気自動車１００を接続する。
　図２を用いて、充電時における電源装置１と電気自動車１００のパワーフローを説明する。充電時には、絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータ２は交流電源１０の電力を入力してリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力し、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３はリンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力してメインバッテリ５を充電する。また、負荷７が電力を消費する場合には、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４を動作させてリンク電圧Ｖｌｉｎｋから負荷７に電力を供給する。このように充電時には、交流電源１０の電力を用いて、メインバッテリ５の充電と負荷７への電力供給を行う。
　図３を用いて、走行時における電源装置１と電気自動車１００のパワーフローを説明する。走行時には、メインバッテリ５からコンバータ１０２とインバータ１０３を介して動力用モータ１０４へ電力を供給する。双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３は、メインバッテリ５の電圧を入力してリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力し、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４を動作させてリンク電圧Ｖｌｉｎｋから負荷７に電力を供給する。このように走行時には、メインバッテリ５の電力を用いて、負荷７への電力供給を行う。
　図４は、本実施形態の電源装置１ａの回路構成図である。絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータ２ａは、交流電源１０の電力を入力し、交流電源１０から絶縁したリンク電圧ＶｌｉｎｋをノードＮｄ１とノードＮｄ２との間に出力する。電源装置１ａは、この絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータ２ａと接続される。
　双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ａは、充電時にはノードＮｄ１とノードＮｄ２との間のリンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力してメインバッテリ５を充電し、走行時にはメインバッテリ５からリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力する。絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａは、リンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力して負荷７に電力供給する。制御手段１１は、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ａ及び絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａを制御する。双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ａは、高電圧なメインバッテリ５の電圧を入力してリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力するチョッパとして機能する。
　双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ａは、端子Ｔｍ１と端子Ｔｍ２との間に接続された平滑コンデンサＣ３と、端子Ｔｍ１と端子Ｔｍ２との間に直列接続されたスイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２と、このスイッチング素子Ｑ２の両端間に直列接続された平滑インダクタＬ２及び平滑コンデンサＣ４と、を備える。平滑コンデンサＣ４は、端子Ｔｍ３と端子Ｔｍ４との間に接続される。
　端子Ｔｍ１と端子Ｔｍ２との間にリンク電圧Ｖｌｉｎｋが接続され、端子Ｔｍ３と端子Ｔｍ４との間にメインバッテリ５が接続されている。スイッチング素子Ｑ１とＱ２には、それぞれダイオードＤ１とＤ２が接続されている。
　絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａは、ノードＮｄ１とノードＮｄ２との間に接続された平滑コンデンサＣ５の両端間にリンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力し、平滑コンデンサＣ６の両端間に接続された負荷７に電力を供給する。
　また絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａは、共振インダクタＬｒ１０と、この共振インダクタＬｒ１０と直列接続された巻線Ｎ１０と、巻線Ｎ１１及び巻線Ｎ１２を磁気結合するトランスＴ１０と、を備える。ここで、トランスＴ１０の漏れインダクタンスや配線インダクタンスにより、共振インダクタＬｒ１０を省略する場合もある。
　フルブリッジ接続されたスイッチング素子Ｈ１～Ｈ４は、平滑コンデンサＣ５の電圧を用いて巻線Ｎ１０に電圧を印加する。巻線Ｎ１０及びトランスＴ１０を介して巻線Ｎ１１及び巻線Ｎ１２に生じた電圧は、ダイオードＤＳ１及びダイオードＤＳ２を介して平滑インダクタＬ３に印加される。平滑インダクタＬ３に印加された電圧によって、平滑インダクタＬ３に電流が流れ、平滑コンデンサＣ６により電圧を平滑し、この電圧を負荷７に出力する。なおスイッチング素子Ｈ１～Ｈ４には、それぞれダイオードＤＨ１～ＤＨ４が並列に接続される。
　ダイオードＤＳ１及びダイオードＤＳ２に、それぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合は、ダイオードＤＳ１とダイオードＤＳ２が導通している期間にスイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２をオン状態にすることで、ダイオードＤＳ１とダイオードＤＳ２の電流をスイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２に分流して損失を低減する同期整流を実施できる。
　スイッチング素子Ｑ１～Ｑ２、スイッチング素子Ｈ１～Ｈ４、スイッチング素子Ｓ１、スイッチング素子Ｓ２には、それぞれダイオードＤ１～Ｄ２、ダイオードＤＨ１～ＤＨ４、ダイオードＤＳ１、ダイオードＤＳ２が逆並列接続されている。ここで、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ２、スイッチング素子Ｈ１～Ｈ４、スイッチング素子Ｓ１、スイッチング素子Ｓ２としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合は、ダイオードＤ１～Ｄ２、ダイオードＤＨ１～ＤＨ４、ダイオードＤＳ１、ダイオードＤＳ２としてＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用することができる。また、並列に接続されている平滑コンデンサＣ２、平滑コンデンサＣ３、平滑コンデンサＣ５のうち２つは省略できる場合がある。
　スイッチング素子Ｑ１～Ｑ２、スイッチング素子Ｈ１～Ｈ４、スイッチング素子Ｓ１、スイッチング素子Ｓ２は、制御手段１１によって制御される。制御手段１１には、リンク電圧Ｖｌｉｎｋを検出する電圧センサ２３と、平滑コンデンサＣ４の電圧すなわちメインバッテリ５の電圧を検出する電圧センサ２４と、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａの出力電圧を検出する電圧センサ２５と、平滑インダクタＬ２の電流すなわちメインバッテリ５の電流を検出する電流センサ３３と、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａの出力電流を検出する電流センサ３４と、が接続されている。
　また、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａは、スイッチング素子Ｈ１（Ｈ２）とスイッチング素子Ｈ４（Ｈ３）とが、ともにオン状態になる期間の時間的割合（以下、デューティ）を変化させることにより、巻線Ｎ１０に電圧を印加する時間的割合を調整して出力を制御する。デューティを増加するほど出力電力が大きくなる。スイッチング素子Ｈ１（Ｈ２）とスイッチング素子Ｈ４（Ｈ３）とを同時にオンオフさせれば、デューティが最大になる。
　絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａの入力電圧が低下した場合には、デューティを増加させることにより、出力電力の低下を抑制することができる。しかしながら更に絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａの入力電圧が低下すると、デューティを最大にしても所望の出力電力を得ることができなくなる。絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａの入力電圧が低い条件においても所望の出力電力を得られるようにするためには、トランスＴ１０の巻数比（巻線Ｎ１１の巻数／巻線Ｎ１０の巻数、巻線Ｎ１２の巻数／巻線Ｎ１０の巻数）を大きくすればよい。トランスＴ１０の巻数比を大きくすれば、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａの入力電圧が低い時にも巻線Ｎ１１及び巻線Ｎ１２に高い電圧が生じるようになるため、大きな出力電力を得やすくすることができる。
　しかしながら、このようにトランスＴ１０の巻数比を大きくすると、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａの入力電圧が高くなった時には、巻線Ｎ１１及び巻線Ｎ１２には更に高い電圧が生じてしまう。例えば、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａの入力電圧が４５０Ｖの場合に、巻線Ｎ１０の巻数：巻線Ｎ１１の巻数：巻線Ｎ１２の巻数＝２２：１：１とすれば（以下、ケースＡとする）２次側に印加される電圧はおよそ４１Ｖとなる。
　一方、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａの入力電圧範囲を１７０Ｖ～４５０Ｖとし、最小１７０Ｖの際に同程度の印加電圧を得るためには、巻線Ｎ１０の巻数：巻線Ｎ１１の巻数：巻線Ｎ１２の巻数＝９：１：１として巻数比を大きくすることで（以下、ケースＢとする）、トランスＴ１０の１次側の電圧が１７０Ｖに対して、トランスＴ１０の２次側に３７．８Ｖの印加電圧を得る。但しこの巻数比では、トランスＴ１０の1次側の電圧が４５０Ｖに対するトランスＴ１０の２次側電圧が１００Ｖと大きく上昇する。このため、スイッチング素子Ｓ１、スイッチング素子Ｓ２やダイオードＤＳ１やダイオードＤＳ２に印加される電圧も高くなり、スイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｓ２やダイオードＤＳ１及びダイオードＤＳ２として耐圧の高い素子が必要になる。一般的に、スイッチング素子やダイオードは耐圧が高くなると損失も大きくなる。したがって、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａは、その入力電圧範囲を広くすると、損失が増加して効率が低下しやすい。
　またケースＡの場合、最大負荷時における、トランスＴ１０の１次側に接続されたスイッチング素子のデューティは７０～８５％程度と高い数値を用いることができるが、ケースＢの場合は１７０Ｖの入力電圧に対しては高いデューティを用いられるものの、４５０Ｖの入力時には２次側に相対的に高い電圧が印加されるため、３０～４０％程度の低いデューティでしか動作させることができず、ピーク電流及び実効電流値が上がってスイッチング時の効率が低下するという問題がある。
　ここで本実施形態の電源装置１ａは、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ａを備えており、メインバッテリ５の電圧範囲よりもリンク電圧Ｖｌｉｎｋの電圧範囲を狭めることが可能である。
　双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ａは、交流電源１０からメインバッテリ５を充電する場合にはスイッチング素子Ｑ１をスイッチング動作させて端子Ｔｍ１と端子Ｔｍ２との間から入力した電力を、端子Ｔｍ３と端子Ｔｍ４との間に出力する。また、メインバッテリ５から負荷７に電力供給する場合には、スイッチング素子Ｑ２をスイッチング動作させて端子Ｔｍ３と端子Ｔｍ４との間から入力した電力を端子Ｔｍ１と端子Ｔｍ２との間に出力する。このとき、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２のオン時間比率を制御することにより、リンク電圧Ｖｌｉｎｋをメインバッテリ５の電圧以上の範囲で自由な電圧値、例えば概ね一定の電圧に維持することができる。
　また、スイッチング素子Ｑ１をオン状態、スイッチング素子Ｑ２をオフ状態にそれぞれ固定すればスルー動作となり、端子Ｔｍ１－端子Ｔｍ２間と端子Ｔｍ３－端子Ｔｍ４間と、が平滑インダクタＬ２を介して実質的に短絡できる。このスルー動作を実施すると、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２をスイッチング動作させないためスイッチング損失や平滑インダクタＬ２のコア損失を抑制しつつ、リンク電圧Ｖｌｉｎｋをメインバッテリ５の電圧と概ね等しい電圧値に維持できる。
　この双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ａにより、メインバッテリ５の電圧範囲よりもリンク電圧Ｖｌｉｎｋの電圧範囲を狭めることができるため、交流電源１０からメインバッテリ５を充電する場合における絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータ２ａの出力電圧範囲を比較的狭くできるので効率低下を抑制できる。また、メインバッテリ５から負荷７に電力供給する場合における絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａの入力電圧範囲を比較的狭くできるので効率低下を抑制できる。したがって、本実施形態の電源装置１ａは、高い効率で交流電源１０からメインバッテリ５を充電でき、また高い効率でメインバッテリ５から負荷７に電力供給することができる。
　図５を用いて、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ａ及び絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａのそれぞれが電流、電圧及び電力を制御するための基本的な制御ブロックの働きについて説明する。
　絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａの制御ブロック１３は、目標となる出力電圧Ｖｒｅｆ２に対して、電圧センサ２５によって検出された低電圧ラインの電圧ＶｏｕｔによるＰＩフィードバック制御を行う。さらに制御ブロック１３は、ＰＩフィードバック制御により得られた制御電流Ｉｒｅｆ２に対し、さらに電流センサ３４によって検出された電流Ｉｄｃ２によるＰＩフィードバック制御を行う。さらに制御ブロック１３は、ＰＩフィードバック制御によって得られる制御値ｄｕｔｙ２を用いて、スイッチング信号生成ブロックで各スイッチング素子の制御パルスを出力する。
　同様に、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ａの制御ブロック１２は、目標となる出力電圧Ｖｒｅｆ１に対して、電圧センサ２３によって検出された電圧Ｖｌｉｎｋによる一般的なＰＩフィードバック制御を行う。さらに制御ブロック１２は、ＰＩフィードバック制御により得られた制御電流Ｉｒｅｆ１に対し、さらに電流センサ３３によって検出された電流Ｉｄｃ１によるＰＩフィードバック制御を行う。さらに制御ブロック１２は、ＰＩフィードバック制御によって得られる制御値ｄｕｔｙ１を用いて、スイッチング信号生成ブロックで各スイッチング素子の制御パルスを出力する。
　制御ブロック１２はさらに、目標電圧設定ブロック１４を備える。目標電圧設定ブロック１４は、目標となる目標出力電圧Ｖｒｅｆ１に対して、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａの出力電圧Ｖｏｕｔに対してトランスＴ１０の巻き数比から想定される入力電圧Ｖｒｅｆ１’を演算し、電圧センサ２４によって検出されたメインバッテリ５のバッテリ電圧Ｖｂ１と比較してＶｒｅｆ１’＞Ｖｂ１の時、目標電圧Ｖｒｅｆ１’を入力電圧Ｖｒｅｆの電圧値に設定する。これにより双方向コンバータ３ａが昇圧動作をする際に、次段の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａの入力に最適なリンク電圧Ｖｌｉｎｋを演算及び設定することで、昇圧比を抑制して高効率化を図ることができる。
　一方でＶｒｅｆ１’＜Ｖｂ１の場合は、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ａは降圧モードでの動作に対応しないため、目標電圧設定ブロック１４内のセレクタの結果をもとに、スイッチング素子Ｑ１をオン状態、スイッチング素子Ｑ２をオフ状態とするスルー動作を行う。前述のようにこのスルー動作を実施すると、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２をスイッチング動作させないためスイッチング損失や平滑インダクタＬ２のコア損失を抑制しつつ、リンク電圧Ｖｌｉｎｋをメインバッテリ５の電圧と概ね等しい電圧値に維持できる。
　ここで、制御ブロック１２と制御ブロック１３にはそれぞれ制御変数として、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａの出力電圧Ｖｏｕｔが入力されている。絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａは入力電圧となるリンク電圧Ｖｌｉｎｋに対して出力電圧Ｖｏｕｔが一定となるようフィードバック制御を行っており、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ａは出力電圧Ｖｏｕｔに応じて設定された入力電圧Ｖｒｅｆ１’に一致するようにリンク電圧Ｖｌｉｎｋをフィードバック制御している。
　双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ａと双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａの制御応答速度が近い場合には、出力電圧Ｖｏｕｔの変動に対する双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ａと絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａの応答が出力を不安定化させ、条件によっては双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ａと絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａの出力が発振する可能性があるため、出力電圧Ｖｏｕｔから目標出力電圧Ｖｒｅｆ１’を決定する応答速度は、遅らせることで制御がより安定する。
　具体的な例としては、一定期間の出力電圧Ｖｏｕｔの平均を演算し、制御ブロック１４に入力することで、負荷の急変などによる出力電圧Ｖｏｕｔの変動を抑制しつつ、最適なリンク電圧Ｖｌｉｎｋを設定することが可能となる。
　以上のように、本実施形態の電源装置１ａのように高電圧のリンク電圧Ｖｌｉｎｋを導入し、さらにそのリンク電圧Ｖｌｉｎｋが後段の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａの出力に応じて変動することで、広い入力電圧範囲にわたりコンバータ全体の効率を向上させることができる。特に、前段のコンバータが昇圧モードでリンク電圧を出力する場面において、昇圧コンバータの損失を低減する効果が得られる。
　第２の実施形態に係る電源装置の基本的な構成は、図１から図５までに説明された第１の実施例と同じであるが、図５において出力電圧Ｖｏｕｔの値を反映してリンク電圧Ｖｌｉｎｋを制御ブロック１４の部分で、図６に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔから導出する入力電圧Ｖｒｅｆ１’の値に下限値を設定している。すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値Ｖｔｈ以下となる場合は、リンク電圧Ｖｌｉｎｋの入力電圧Ｖｒｅｆ１’の値を下限リンク電圧ＶｌｉｎｋＬに固定して、それ以下とならないようにする制御を行うものである。高電圧のリンク電圧Ｖｌｉｎｋを設定することにより、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａの入力電圧範囲を狭めることによる効率向上効果が得られるが、出力電圧Ｖｏｕｔと入力電圧Ｖｒｅｆ１’の相関を単純な比例関係とした場合、出力電圧Ｖｏｕｔの変動幅が大きく、その電圧が低下した場合には入力電圧Ｖｒｅｆ１’の値も低下してしまう。
　低下した入力電圧Ｖｒｅｆ１’をリンク電圧Ｖｌｉｎｋの目標値に採用すると、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａのトランスＴ１０の２次側への印加電圧が低下し、要求する出力電力に対し相対的に出力電流が大きくなるため、ピーク電流及び実効電流値が上がってスイッチング時の効率が低下する可能性がある。そのため、要求する出力電力と電流の関係から、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａの電流を抑制する必要がある場合には、図６のような入力電圧Ｖｒｅｆ１’に下限値を設定することが有効となる。
　なお、下限値に達するまでの出力電圧Ｖｏｕｔと入力電圧Ｖｒｅｆ１’の関係は比例としたが、必ずしも線形である必要はない。負荷の応答特性を踏まえて、電圧が低下する場合と増加する場合の値に幅を持たせる、ヒステリシス特性を与えることも、コンバータの効率向上と動作の安定をはかる上で有効である。
　図７は、図４に示した本実施形態の電源装置１ａのうち、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ａに相当する部分を双方向の昇降圧に対応させた回路に置き換えた双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ｂの回路図である。
　双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ｂは、端子Ｔｍ１と端子Ｔｍ２との間に接続された平滑コンデンサＣ３と、端子Ｔｍ１と端子Ｔｍ２との間に直列接続されたスイッチング素子Ｑ５及びスイッチング素子Ｑ６と、このスイッチング素子Ｑ６の両端間に直列接続された平滑インダクタＬ２１及びスイッチング素子Ｑ８と、このスイッチング素子Ｑ８の両端間に直列接続されたスイッチング素子Ｑ７および平滑コンデンサＣ４と、を備える。
　平滑コンデンサＣ４の両端間には端子Ｔｍ３と端子Ｔｍ４が接続されている。端子Ｔｍ１と端子Ｔｍ２との間にリンク電圧Ｖｌｉｎｋが接続され、端子Ｔｍ３と端子Ｔｍ４との間にメインバッテリ５が接続されている。
　この双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ｂは、Ｈブリッジ回路を構成しており、リンク電圧Ｖｌｉｎｋとメインバッテリ５の電圧との大小関係によらず、リンク電圧Ｖｌｉｎｋを自由な電圧値に制御することができる。もちろん、スイッチング素子Ｑ５及びスイッチング素子Ｑ７をオン状態、スイッチング素子Ｑ６及びスイッチング素子Ｑ８をオフ状態にそれぞれ固定すれば、実施例２の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ａと同様にスルー動作が実施できる。スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８には、それぞれダイオードＤ１～Ｄ４が逆並列接続されている。
　なお、リンク電圧Ｖｌｉｎｋよりメインバッテリ５の電圧の方が常に高い場合には、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ｂを図８に示す双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ｃに置き換えることができる。双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ｃは、端子Ｔｍ１と端子Ｔｍ２との間に接続された平滑コンデンサＣ３と、端子Ｔｍ１と端子Ｔｍ２との間に直列接続された平滑インダクタＬ２２およびスイッチング素子Ｑ８と、このスイッチング素子Ｑ８の両端間に直列接続されたスイッチング素子Ｑ７および平滑コンデンサＣ４とを備える。平滑コンデンサＣ４の両端間は端子Ｔｍ３－Ｔｍ４間に接続される。
　この双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ｃは、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ｂに比べて簡素化しつつ、高いメインバッテリ５の電圧に対応可能である。もちろん、スイッチング素子Ｑ７をオン状態、スイッチング素子Ｑ８をオフ状態にそれぞれ固定すればスルー動作が実施できる。
　双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ｂ、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ３ｃを用いたいずれの場合にも、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａの出力電圧Ｖｏｕｔを最適に反映したリンク電圧Ｖｌｉｎｋによって制御することにより、各コンバータの損失を低減し、全体の効率を向上することができる。
　以上、実施例１～３で説明したように、それぞれの実施形態の電源装置は、出力電圧に応じて制御される直流のリンク電圧とメインバッテリとの間に双方向ＤＣ－ＤＣコンバータを備え、メインバッテリから負荷へ電力供給する場合には、メインバッテリよりも電圧範囲の狭いリンク電圧を生成して絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータに供給する。このとき、必ずしも本実施形態の電源装置が絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータを備えて充電機能がなくても構わない。例えば、本実施形態の電源装置に、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータがメインバッテリからの放電のみに対応する単方向のＤＣ－ＤＣコンバータであってもよい。
また図４で絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ４ａとして示した回路はあくまで基本的な動作を説明するためのものであり、これに限定されるものではない。例えば損失低減のため２次側にクランプ回路を追加した回路や、他の回路方式を適用しても、本発明の制御を適用することによる効果が得られる例が含まれることは、言うまでもない。
１…電源装置、１ａ…電源装置、２…絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータ、２ａ…絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータ、３…双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ、３ａ…双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ、３ｂ…双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ、３ｃ…双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ、４…絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ、４ａ…絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ、５…メインバッテリ、６…低電圧バッテリ、７…負荷、１０…交流電源、１１…制御手段、１２…コンバータ制御ブロック、１３…制御ブロック、１４…目標電圧設定ブロック、２３…電圧センサ、２４…電圧センサ、２５…電圧センサ、３１…電流センサ、３２…電流センサ、３３…電流センサ、３４…電流センサ、１００…電気自動車、１０１…充電コネクタ、１０２…コンバータ、１０３…インバータ、１０４…動力用モータ、Ｑ１～Ｑ８…スイッチング素子、Ｈ１～Ｈ４…スイッチング素子、Ｓ１…スイッチング素子、Ｓ２…スイッチング素子、Ｄ１～Ｄ４…ダイオード、ＤＨ１～ＤＨ４…ダイオード、ＤＳ１…ダイオード、ＤＳ２…ダイオード、Ｃ１～Ｃ６…平滑コンデンサ、Ｌ１～Ｌ３…平滑インダクタ、Ｌ２１…平滑インダクタ、Ｌ２２…平滑インダクタ、Ｌｒ１０…共振インダクタ、Ｔ１０…トランス、Ｎ１０～Ｎ１３…巻線、Ｔｍ１～Ｔｍ４…端子、Ｎｄ１…ノード、Ｎｄ２…ノード、Ｖｂ１・・・バッテリ電圧、Ｖｌｉｎｋ…リンク電圧、ＶｌｉｎｋＬ・・・下限リンク電圧、Ｖｏｕｔ・・・出力電圧、Ｖｒｅｆ１・・・目標出力電圧、Ｖｒｅｆ１’・・・入力電圧

Claims (6)

  1. 　低電圧ラインに電力供給するＤＣ－ＤＣコンバータと、
    　高電圧バッテリの電圧を入力して前記ＤＣ－ＤＣコンバータに入力されるリンク電圧を出力するチョッパと、を備え、
    　前記低電圧ラインの電圧に応じて、前記リンク電圧を変化させる電源装置。
  2. 　請求項１に記載の電源装置であって、
    　前記ＤＣ－ＤＣコンバータは、絶縁型である電源装置。
  3. 　請求項１または２に記載の電源装置であって、
    　前記チョッパは、双方向に電力変換が可能である電源装置。
  4. 　請求項１から３に記載のいずれかの電源装置であって、
    　前記リンク電圧の前記低電圧ラインの電圧変動に対する制御応答速度は、前記高電圧バッテリの変動に比べて低速である電源装置。
  5. 　請求項１から４に記載のいずれかの電源装置であって、
    　前記チョッパが昇圧動作をしている時、前記リンク電圧を前記低電圧ラインの電圧に応じて変化させる電源装置。
  6. 　請求項５に記載の電源装置であって、
    　前記リンク電圧の目標値が前記高電圧バッテリの電圧より低い場合には、前記チョッパはスイッチング状態の固定し、前記リンク電圧を前記高電圧バッテリの電圧に近づけるスルー動作を行う電源装置
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