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WO2016035216A1 - 電力変換装置、それを備えたモータ駆動装置、送風機および圧縮機、ならびに、それらの少なくとも一方を備えた空気調和機、冷蔵庫および冷凍機 - Google Patents

電力変換装置、それを備えたモータ駆動装置、送風機および圧縮機、ならびに、それらの少なくとも一方を備えた空気調和機、冷蔵庫および冷凍機 Download PDF

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WO2016035216A1
WO2016035216A1 PCT/JP2014/073582 JP2014073582W WO2016035216A1 WO 2016035216 A1 WO2016035216 A1 WO 2016035216A1 JP 2014073582 W JP2014073582 W JP 2014073582W WO 2016035216 A1 WO2016035216 A1 WO 2016035216A1
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WO
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phase
inverter
carrier signal
motor
current
Prior art date
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PCT/JP2014/073582
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English (en)
French (fr)
Inventor
啓介 植村
和徳 畠山
篠本　洋介
鹿嶋　美津夫
松本　崇
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
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Priority to JP2016546283A priority patent/JP6410829B2/ja
Priority to CN201480081697.8A priority patent/CN106797187B/zh
Priority to PCT/JP2014/073582 priority patent/WO2016035216A1/ja
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    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B30/00—Energy efficient heating, ventilation or air conditioning [HVAC]
    • Y02B30/70—Efficient control or regulation technologies, e.g. for control of refrigerant flow, motor or heating

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device, a motor drive device including the power conversion device, a blower and a compressor, and an air conditioner, a refrigerator, and a refrigerator including at least one of them.
  • a method for individually controlling a motor connected to each inverter is employed.
  • Phase shift control that shifts the phase of the first carrier wave of the first inverter and the second carrier wave of the second inverter by a quarter of each other when the common regeneration state is reached.
  • a technique for suppressing the ripple component of the bus current and reducing heat loss due to heat generation of the capacitor and the DC power supply line for example, Patent Document 1 below.
  • the phase is changed by focusing on the ripple suppression of the bus current.
  • a signal for example, a current detection signal
  • the present invention has been made in view of the above, and is a power conversion capable of detecting a motor current without using a high-speed A / D conversion circuit or an A / D conversion circuit having a plurality of sample and hold circuits.
  • An object is to provide an apparatus.
  • the present invention provides a first power conversion unit that drives a first AC load using a first carrier signal, and the first power conversion unit.
  • a second power conversion unit connected in parallel and driving a second AC load using a second carrier signal, and a first current detection for detecting a first current flowing through the first power conversion unit
  • a second current detection unit that detects a second current flowing through the second power conversion unit, and a control unit that controls the first power conversion unit and the second power conversion unit.
  • the first carrier signal and the first carrier signal so that the detection period of the first current in the first carrier signal and the detection period of the second current in the second carrier signal do not overlap.
  • a phase difference is set between the two carrier signals.
  • the motor current can be detected without using a high-speed A / D conversion circuit or an A / D conversion circuit having a plurality of sample and hold circuits.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a motor driving device including a power conversion device according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of a control unit of the motor drive device according to the embodiment.
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing the relationship between the ON / OFF state of each phase upper arm switching element and the output voltage vector of the inverter in the space vector modulation method.
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the eight output voltage vectors and the ON / OFF state of each phase upper arm switching element.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating currents that flow through each part of the inverter when the output voltage vectors of the first inverter and the second inverter are zero vectors V0 (000).
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the relationship between the carrier signals of the first inverter and the second inverter and the detection timing of each phase lower arm voltage.
  • FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the carrier signal and the detection timing of each phase lower arm voltage when a phase difference is provided in the carrier signal of FIG.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a motor driving device including a power conversion device according to an embodiment.
  • the motor drive device according to the embodiment rectifies the power of the AC power supply 1 with a rectifier 2, smoothes it with a smoothing means 3, and converts it into DC power.
  • the first inverter 4a that is the first power converter and the second inverter 4b that is the second power converter are connected in parallel, and the DC power smoothed by the smoothing means 3 is the first inverter 4a.
  • the second inverter 4b converts the power into three-phase AC power and supplies the first motor 5a as the first AC load and the second motor 5b as the second AC load. .
  • the designations “first” and “second” in the components having the reference numerals will be omitted.
  • the inverter 4a is a main component for supplying three-phase AC power to the motor 5a, and is an upper arm switching element (hereinafter abbreviated as "upper arm” in the components with reference numerals) 41a to 43a (here Then, 41a: U-phase, 42a: V-phase, 43a: W-phase) and lower arm switching element (hereinafter, the designation of the “lower arm” in the components having the reference numerals omitted) 44a to 46a (here 44a : U phase, 45a: V phase, 46a: W phase).
  • upper arm switching element hereinafter abbreviated as "upper arm” in the components with reference numerals
  • 41a U-phase
  • 42a V-phase
  • 43a W-phase
  • lower arm switching element 44a to 46a here 44a : U phase, 45a: V phase, 46a: W phase
  • the inverter 4b has switching elements 41b to 43b (41b: U phase, 42b: V phase, 43b: W phase) and switching as main components for supplying three-phase AC power to the motor 5b. It is composed of three arms composed of elements 44b to 46b (here, 44b: U phase, 45b: V phase, 46b: W phase).
  • each phase lower arm shunt resistor (hereinafter referred to as a sign) is provided as a first current detection unit provided between the switching elements 44a to 46a and the negative voltage side of the inverter 4a.
  • 441a, 442a, 443a (here, 441a: U phase, 442a: V phase, 443a: W phase) are provided.
  • the inverter 4b includes shunt resistors 441b, 442b, and 443b as second current detection units provided between the switching elements 44b to 46b and the negative voltage side of the inverter 4b (here, 441b: U-phase, 442b: V phase, 443b: W phase).
  • the resistance values of the shunt resistors 441a, 442a, 443a and 441b, 442b, 443b are Rsh.
  • the inverter 4a and the inverter 4b include the potentials of the shunt resistors 441a, 442a, 443a and 441b, 442b, 443b (hereinafter referred to as “lower arm voltages of each phase”) Vu_a, Vv_a, Vw_a and Vu_b, Vv_b, Voltage detectors 61a to 63a and 61b to 63b for detecting Vw_b are provided.
  • the control unit 7 is constituted by, for example, a microcomputer or a CPU, and is a calculation / control unit that performs calculation / control in accordance with the control application of the motors 5a, 5b. Further, as shown in the figure, the control unit 7 is provided with an A / D conversion circuit 72 that converts an input analog voltage signal into a digital value.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of a control unit of the power conversion device according to the embodiment.
  • the control unit 7 according to the embodiment is classified into a location related to the inverter 4a and a location related to the inverter 4b.
  • a calculation unit 10a a coordinate conversion unit 11a that converts each phase current iu_a, iv_a, iw_a, which is an output of the current calculation unit 10a, from a three-phase fixed coordinate system to a two-phase rotation coordinate system, and coordinates each phase current iu_a, iv_a, iw_a
  • the phase voltage command values VLu * _a, VLv * _a, and VLw * _a output from the inverter 4a to the phase windings of the motor 5a based on the coordinate-converted currents i ⁇ _a and i ⁇ _a that have been subjected to coordinate conversion by the conversion unit 11a.
  • Voltage command value calculation unit 12a for calculating the phase voltage command values VLu * _a, VLv * output from the voltage command value calculation unit 12a _A, VLw * _a, the drive signal generator 13a for generating the drive signals Sup_a, Sun_a, Svp_a, Svn_a, Swp_a, Swn_a to be output to the switching elements 41a to 43a and the switching elements 44a to 46a, and the coordinate converted
  • a rotor rotation position calculator 14a that calculates the rotor rotation position ⁇ _a of the motor 5a from the currents i ⁇ _a and i ⁇ _a, and carriers such as triangular waves and sawtooth waves that serve as reference frequencies for the drive signals Sup_a, Sun_a, Svp_a, Svn_a, Swp_a, and Swn_a
  • a carrier signal generation unit 15a that generates the signal fc_a is provided.
  • the calculation unit 10b the coordinate conversion unit 11b that converts the phase currents iu_b, iv_b, and iw_b, which are the outputs of the current calculation unit 10b, from the three-phase fixed coordinate system to the two-phase rotation coordinate system, the coordinates of the phase currents iu_b, iv_b, and iw_b
  • the phase voltage command values VLu * _b, VLv * _b, and VLw * _b output from the inverter 4b to the phase windings of the motor 5b based on the coordinate-converted currents i ⁇ _b and i ⁇ _b converted by the conversion unit 11b.
  • Voltage command value calculation unit 12b for calculating the phase voltage command values VLu * _b and VLv * output from the voltage command value calculation unit 12b _B, VLw * _b, the drive signal generator 13b that generates the drive signals Sup_b, Sun_b, Svp_b, Svn_b, Swp_b, and Swn_b to be output to the switching elements 41b to 43b and the switching elements 44b to 46b,
  • a rotor rotation position calculation unit 14b that calculates the rotor rotation position ⁇ _b of the motor 5b from the currents i ⁇ _b and i ⁇ _b, and carriers such as triangular waves and sawtooth waves that serve as reference frequencies for the drive signals Sup_b, Sun_b, Svp_b, Svn_b, Swp_b, and Swn_b
  • a carrier signal generation unit 15b that generates the signal fc_b is provided.
  • control part 7 is one structural example for controlling the motor 5a and the motor 5a which are load apparatuses, and this invention is not restrict
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing the relationship between the ON / OFF states of the switching elements 41a to 43a and the output voltage vector of the inverter 4a in the space vector modulation method.
  • FIG. 4 shows eight output voltage vectors and the switching elements 41a to 41a. It is a figure which shows the relationship with the ON / OFF state of 43a. In the example shown in FIG. 4, the case where the switching elements 41a to 43a are in the ON state is defined as “1”, and the case where the switching elements 41a to 43a are in the OFF state is defined as “0”.
  • the output voltage vector of the inverter 4a is (the state of the U-phase switching element 41a) (the state of the V-phase switching element 42a) (the state of the W-phase switching element 43a).
  • V0 000
  • V1 100
  • V2 (010)
  • V3 001
  • V4 110
  • V5 (011
  • V6 101
  • V7 111
  • V0 (000) and V7 (111) having no magnitude are called zero vectors, and V1 (100), V2 (010), V3 (001), V4 (110), V5 (011), and V6 (101) are called real vectors.
  • the control unit 7 synthesizes these zero vectors V0 and V7 and the real vectors V1 to V6 in any combination to correspond to the phase upper arm switching elements 41a to 43a and the phase lower arm switching elements 44a to 46a.
  • a drive signal of a three-phase PWM voltage is generated.
  • a drive signal of a three-phase PWM voltage corresponding to the switching elements 41b to 43b and the switching elements 44b to 46b is generated by the same method as the inverter 4a.
  • FIG. 5 is a diagram showing currents flowing through the respective parts of the inverters 4a and 4b when the output voltage vectors of the inverters 4a and 4b are zero vectors V0 (000).
  • the output voltage vectors of the inverter 4a and the inverter 4b are shifted from the real vector V1 (100) to the zero vector V0 (000)
  • the current flowing through the inverter 4a and the inverter 4b is shown. Yes.
  • FIG. 5 is a diagram showing currents flowing through the respective parts of the inverters 4a and 4b when the output voltage vectors of the inverters 4a and 4b are zero vectors V0 (000).
  • the currents flowing from the high potential side to the low potential side of the phase windings of the motor 5a and the motor 5b are iu_a, iv_a, iw_a and iu_b, iv_b, iw_b, respectively.
  • the description is the same as in FIG.
  • Vu_a ( ⁇ iu_a) ⁇ Rsh (1)
  • Vv_a iv_a ⁇ Rsh (2)
  • Vw_a iw_a ⁇ Rsh (3)
  • phase currents iu_a, iv_a, and iw_a can be calculated using the above equations (1), (2), and (3).
  • the motor is passed from the point Xb through the free-wheeling diode of the U-phase switching element 44b.
  • the U-phase current iu_b flows toward the line 5b
  • the V-phase current iv_b toward the point Xb flows from the motor 5b via the V-phase switching element 45b and the V-phase shunt resistor 442b, and moves toward the point Xb via the W-phase switching element 46b.
  • W-phase current iw_b flows.
  • the U-phase lower arm voltage Vu_b, the V-phase lower arm voltage Vv_b, and the W-phase lower arm voltage Vw_b can be expressed by the following three equations.
  • Vu_b ( ⁇ iu_b) ⁇ Rsh (4)
  • Vv_b iv_b ⁇ Rsh (5)
  • Vw_b iw_b ⁇ Rsh (6)
  • each phase current iu_b, iv_b, iw_b can be calculated using the above equations (4), (5), (6).
  • the current flowing through the motor 5a and the motor 5b can be calculated by detecting the lower arm voltages Vu_a, Vv_a, Vw_a and Vu_b, Vv_b, Vw_b.
  • the current flowing through the motor 5a and the motor 5b can be calculated by detecting two phases of the lower arm voltages of the respective phases.
  • U-phase lower arm voltage Vu_a and V-phase lower arm voltage Vv_a are detected in inverter 4a, and U-phase current iu_a and V-phase current iv_a are calculated using equations (1) and (2). Assign to 7).
  • each phase motor current can be calculated by detecting the lower arm voltage for at least two phases in the inverter 4a and the inverter 4b.
  • FIG. 6 shows the relationship between the carrier signal fc_a for generating the drive signal for the inverter 4a and the carrier signal fc_b for generating the drive signal for the inverter 4b, and the detection timing of each lower arm voltage in the inverter 4a and the inverter 4b.
  • FIG. 6 the U-phase lower arm voltage Vu_a and the V-phase lower arm voltage Vv_a are detected in the inverter 4a, and the U-phase lower arm voltage Vu_b and the V-phase lower arm voltage Vv_b are detected in the inverter 4b. Is shown.
  • control unit 7 detects the lower arm voltages Vu_a, Vv_a, Vu_b, and Vv_b at the timing when the inverter 4a and the inverter 4b output the zero vector V0 (000).
  • Each phase lower arm voltage Vu_a, Vv_a, Vu_b, Vv_b is an analog value, and the A / D conversion circuit 72 (see FIG. 1) of the control unit 7 converts them into digital values.
  • the A / D conversion circuit 72 has an inherent delay time (Tad), and detects the lower arm voltage of each phase in a preset order.
  • FIG. 6 shows an example in which detection is performed in the order of Vv_a ⁇ Vu_a ⁇ Vv_b ⁇ Vu_b, and the valley of the carrier signal fc_a is used as a trigger for starting detection.
  • FIG. 6 shows a case where there is no phase difference between the carrier signal fc_a and the carrier signal fc_b and they are synchronized.
  • the U-phase lower arm voltage Vu_a and the V-phase lower arm voltage Vv_a in the inverter 4a and the V-phase lower arm voltage Vv_b in the inverter 4b are zero. It can be detected in the period of the vector V0 (000). However, the U-phase lower arm voltage Vu_b in the inverter 4b to be detected lastly protrudes by Td from the timing at which the inverter 4b outputs the zero vector V0 (000). As a result, if the detected value of the U-phase lower arm voltage Vu_b is directly applied to Equation (4), an incorrect calculation result is obtained. Therefore, there is a possibility of adversely affecting the motor control calculation.
  • FIG. 7 is a diagram showing a relationship between the carrier signal and the detection timing of each lower arm voltage when a phase difference is provided in the carrier signal of FIG.
  • FIG. 7 shows a case where a phase difference (Tdl) is provided between the carrier signal fc_a and the carrier signal fc_b under the same conditions as in FIG.
  • phase difference Tdl By setting the phase difference Tdl to be equal to or greater than the total delay time of the A / D conversion circuit 72 in detecting the lower arm voltage of each phase of the first inverter 4a, it is possible to prevent erroneous detection of the lower arm voltage of each phase.
  • each lower arm voltage can be detected correctly, and improvement in motor controllability can be expected.
  • a microcomputer or DSP having only one A / D conversion circuit or a large delay Tad of the A / D conversion circuit can be applied to the control unit 7, and an inexpensive microcomputer or DSP is provided in the control unit 7. Can be applied.
  • the first power conversion unit that drives the first AC load using the first carrier signal, and the first power conversion unit A second power conversion unit connected in parallel and driving a second AC load using a second carrier signal, and a first current detection unit detecting a first current flowing through the first power conversion unit A second current detection unit that detects a second current flowing through the second power conversion unit, and a control unit that controls the first power conversion unit and the second power conversion unit, A phase difference between the first carrier signal and the second carrier signal so that the first current detection period in the second carrier signal and the second current detection period in the second carrier signal do not overlap. Is set so that a high-speed A / D converter circuit or multiple samples Without using an A / D converter circuit having a hold circuit, it is possible to detect the motor current.
  • the current detection using the shunt resistor inserted in the lower arm of the inverter is described as an example.
  • other sensors for example, position sensors
  • detection delays always occur, and the present invention is effective even in such a case.
  • the present invention is not limited to this embodiment and three or more ACs are used. It may be configured to drive a load.
  • the mode of converting the DC power of the DC power source to the three-phase AC power has been described as an example, but the present invention is not limited to this mode, and the DC power of the DC power source is changed to the single-phase AC power.
  • the structure to convert may be sufficient.
  • the motor drive device when the motor rotation speed is low and the output voltage of the inverter is equal to or lower than the limit value by the DC voltage that is the output of the smoothing capacitor, the lower limit / upper limit of the on-duty Don
  • the loss is small, and effects such as improvement of power factor and reduction of harmonics of the input current can be obtained effectively.
  • the same effect can be obtained even if such a motor driving device is used to drive at least one of the motors of a blower or a compressor to constitute an air conditioner, a refrigerator, or a freezer.
  • the power conversion device described in the present embodiment has been described by exemplifying a motor as a load, but can be applied to a motor driving device in this way.
  • a motor drive device can be applied to a blower or a compressor mounted on an air conditioner, a refrigerator, or a refrigerator.
  • the lower limit and upper limit of the on-duty Don are set.
  • the loss is small, and the effects of improving the power factor and reducing the harmonics of the input current can be obtained effectively.
  • the same effect can be obtained even if such a motor driving device is used to drive at least one of the motors of a blower or a compressor to constitute an air conditioner, a refrigerator, or a freezer.
  • the configuration shown in the above embodiment is an example of the configuration of the present invention, and can be combined with another known technique, and a part thereof is omitted without departing from the gist of the present invention. Needless to say, it is possible to change the configuration.
  • the present invention is useful as a power converter that can detect a motor current without using a high-speed A / D converter circuit or an A / D converter circuit having a plurality of sample and hold circuits.

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Abstract

　電力変換装置は、第一のキャリア信号ｆｃ＿ａを用いてモータ５ａを駆動するインバータ４ａ、インバータ４ａに並列に接続され、第二のキャリア信号ｆｃ＿ｂを用いてモータ５ｂを駆動するインバータ４ｂ、インバータ４ｂに流れる第一の電流を検出する各相下アームシャント抵抗４４１ａ，４４２ａ，４４３ａ、インバータ４ｂに流れる第二の電流を検出する各相下アームシャント抵抗４４１ｂ，４４２ｂ，４４３ｂおよび、インバータ４ａ，４ｂを制御する制御部７を備える。インバータ４ａ，４ｂを制御する際、第一のキャリア信号ｆｃ＿ａにおける第一の電流の検出期間と、第二のキャリア信号ｆｃ＿ｂにおける第二の電流の検出期間とが重ならないように、第一のキャリア信号ｆｃ＿ａと第二のキャリア信号ｆｃ＿ｂとの間には位相差が設定されている。

Description

電力変換装置、それを備えたモータ駆動装置、送風機および圧縮機、ならびに、それらの少なくとも一方を備えた空気調和機、冷蔵庫および冷凍機
　本発明は、電力変換装置、それを備えたモータ駆動装置、送風機および圧縮機、ならびに、それらの少なくとも一方を備えた空気調和機、冷蔵庫および冷凍機に関する。
　ＰＷＭ変調方式の３相インバータを備え、各インバータの母線を共通として構成される電力変換装置では、各インバータに接続されるモータを個別に制御する手法が取られる。
　各インバータの母線を共通とすることで、母線には各インバータに流れる電流の合成電流が流れるため、各インバータのスイッチングパターンによっては、母線電流のリップル成分が大きくなる場合がある。これにより、母線に接続される平滑コンデンサでの発熱が増大し、コンデンサの劣化が進行するため寿命が短縮化することがある。また、大きな電流リップルを平滑するためにはコンデンサ容量を大きくする必要があり、コンデンサのサイズアップにもつながる。このため、例えば、「第一電動機及び第二電動機の双方が共に回転方向と同じ方向のトルクを出力して力行する状態となる共通力行状態、又は共に回転方向とは反対方向のトルクを出力して回生する状態となる共通回生状態である場合に、第一インバータの第一キャリア波と第二インバータの第二キャリア波の位相とを互いに４分の１周期ずらす位相シフト制御を実行する」ことにより、母線電流のリップル成分を抑制し、コンデンサ及び直流電源線の発熱による熱損失を低減する手法が開示されている（例えば、下記特許文献１）。
国際公開第２０１２／０７３９５５号
　上記特許文献では母線電流のリップル抑制に着目して位相を変更している。ただし、この場合、モータ制御に必要な信号（例えば電流検出信号）の検出遅れによる制御性の悪化が懸念される。
　特に、モータ電流を検出する手段としてシャント抵抗を用いた場合、インバータのスイッチングに合わせて電流検出を行う必要があり、Ａ／Ｄ変換器（回路）におけるサンプルホールド回路の遅れが大きい場合においては、この問題が顕著となる。このため、高速なＡ／Ｄ変換回路もしくは複数のサンプルホールド回路を持つＡ／Ｄ変換回路が必要となり、装置が高コスト化、大型化してしまうおそれがある。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、高速なＡ／Ｄ変換回路もしくは複数のサンプルホールド回路を持つＡ／Ｄ変換回路を用いることなく、モータ電流を検出することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、第一のキャリア信号を用いて第一の交流負荷を駆動する第一の電力変換部と、前記第一の電力変換部に並列に接続され、第二のキャリア信号を用いて第二の交流負荷を駆動する第二の電力変換部と、前記第一の電力変換部に流れる第一の電流を検出する第一の電流検出部と、前記第二の電力変換部に流れる第二の電流を検出する第二の電流検出部と、前記第一の電力変換部および前記第二の電力変換部を制御する制御部と、を備え、前記第一のキャリア信号における前記第一の電流の検出期間と、前記第二のキャリア信号における前記第二の電流の検出期間とが重ならないように、前記第一のキャリア信号と前記第二のキャリア信号との間に位相差を設定する。
　この発明によれば、高速なＡ／Ｄ変換回路もしくは複数のサンプルホールド回路を持つＡ／Ｄ変換回路を用いることなく、モータ電流を検出することができる、という効果を奏する。
図１は、実施の形態に係る電力変換装置を含むモータ駆動装置の一構成例を示す図である。 図２は、実施の形態に係るモータ駆動装置の制御部の一構成例を示す図である。 図３は、空間ベクトル変調方式における各相上アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態とインバータの出力電圧ベクトルとの関係を示す模式図である。 図４は、８つの出力電圧ベクトルと各相上アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態との関係を示す図である。 図５は、第一のインバータおよび第二のインバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０（０００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。 図６は、第一のインバータおよび第二のインバータのキャリア信号と各相下アーム電圧の検出タイミングとの関係を示す図である。 図７は、図６のキャリア信号に位相差を設けた場合のキャリア信号と各相下アーム電圧の検出タイミングとの関係を示す図である。
　以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態．
　図１は、実施の形態に係る電力変換装置を含むモータ駆動装置の一構成例を示す図である。実施の形態に係るモータ駆動装置は、図１に示すように、交流電源１の電力を整流器２で整流した後、平滑手段３で平滑して直流電力へ変換する。第一の電力変換部である第一のインバータ４ａおよび、第二の電力変換部である第二のインバータ４ｂは並列に接続されており、平滑手段３で平滑した直流電力は第一のインバータ４ａおよび第二のインバータ４ｂにて３相交流電力に変換され、第一の交流負荷である第一のモータ５ａおよび、第二の交流負荷である第二のモータ５ｂに供給する構成となっている。なお、説明の簡便化のため、以下、符号を付した構成要素での「第一」および「第二」の呼称は、省略した説明とする。
　インバータ４ａは、モータ５ａに３相交流電力を供給するための主たる構成要素として、上アームスイッチング素子（以下、符号を付した構成要素での「上アーム」という呼称は省略）４１ａ～４３ａ（ここでは、４１ａ：Ｕ相、４２ａ：Ｖ相、４３ａ：Ｗ相）および下アームスイッチング素子（以下、符号を付した構成要素での「下アーム」という呼称は省略）４４ａ～４６ａ（ここでは、４４ａ：Ｕ相、４５ａ：Ｖ相、４６ａ：Ｗ相）からなる３つのアームで構成される。同様に、インバータ４ｂは、モータ５ｂに３相交流電力を供給するための主たる構成要素として、スイッチング素子４１ｂ～４３ｂ（ここでは、４１ｂ：Ｕ相、４２ｂ：Ｖ相、４３ｂ：Ｗ相）およびスイッチング素子４４ｂ～４６ｂ（ここでは、４４ｂ：Ｕ相、４５ｂ：Ｖ相、４６ｂ：Ｗ相）からなる３つのアームで構成される。
　また、実施の形態に係るインバータ４ａは、スイッチング素子４４ａ～４６ａとインバータ４ａの負電圧側との間にそれぞれ設けられた第一の電流検出部としての各相下アームシャント抵抗（以下、符号を付した構成要素での「各相下アーム」という呼称は省略）４４１ａ，４４２ａ，４４３ａ（ここでは、４４１ａ：Ｕ相、４４２ａ：Ｖ相、４４３ａ：Ｗ相）を備える。同様にインバータ４ｂは、スイッチング素子４４ｂ～４６ｂとインバータ４ｂの負電圧側との間にそれぞれ設けられた第二の電流検出部としてのシャント抵抗４４１ｂ，４４２ｂ，４４３ｂ（ここでは、４４１ｂ：Ｕ相、４４２ｂ：Ｖ相、４４３ｂ：Ｗ相）を備える。ここで、シャント抵抗４４１ａ，４４２ａ，４４３ａおよび４４１ｂ，４４２ｂ，４４３ｂの抵抗値をＲｓｈとする。
　また、実施の形態に係るインバータ４ａおよびインバータ４ｂは、シャント抵抗４４１ａ，４４２ａ，４４３ａおよび４４１ｂ，４４２ｂ，４４３ｂの電位（以下「各相下アーム電圧」という）Ｖｕ＿ａ，Ｖｖ＿ａ，Ｖｗ＿ａおよびＶｕ＿ｂ，Ｖｖ＿ｂ，Ｖｗ＿ｂを検出する電圧検出部６１ａ～６３ａおよび６１ｂ～６３ｂを備えている。
　制御部７は、例えばマイコンやＣＰＵ等で構成され、モータ５ａ，５ｂの制御アプリケーションに応じた演算・制御を行う演算・制御手段である。また、制御部７には、図示のように、入力されたアナログの電圧信号をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換回路７２が設けられる。
　図２は、実施の形態に係る電力変換装置の制御部の一構成例を示す図である。実施の形態に係る制御部７はインバータ４ａに関する箇所と、インバータ４ｂに関する箇所に区別される。
　インバータ４ａについては、電圧検出部６１ａ～６３ａにより検出された各相下アーム電圧Ｖｕ＿ａ，Ｖｖ＿ａ，Ｖｗ＿ａに基づいて、モータ５ａの各相巻線に流れる各相電流ｉｕ＿ａ，ｉｖ＿ａ，ｉｗ＿ａを演算する電流演算部１０ａ、電流演算部１０ａの出力である各相電流ｉｕ＿ａ，ｉｖ＿ａ，ｉｗ＿ａを三相固定座標系から二相回転座標系へ変換する座標変換部１１ａ、各相電流ｉｕ＿ａ，ｉｖ＿ａ，ｉｗ＿ａを座標変換部１１ａで座標変換した、座標変換後の電流ｉγ＿ａ，ｉδ＿ａに基づいて、インバータ４ａからモータ５ａの各相巻線に出力される各相電圧指令値ＶＬｕ＊＿ａ，ＶＬｖ＊＿ａ，ＶＬｗ＊＿ａを算出する電圧指令値算出部１２ａ、電圧指令値算出部１２ａから出力される各相電圧指令値ＶＬｕ＊＿ａ，ＶＬｖ＊＿ａ，ＶＬｗ＊＿ａに基づいて、スイッチング素子４１ａ～４３ａおよびスイッチング素子４４ａ～４６ａに出力する各駆動信号Ｓｕｐ＿ａ，Ｓｕｎ＿ａ，Ｓｖｐ＿ａ，Ｓｖｎ＿ａ，Ｓｗｐ＿ａ，Ｓｗｎ＿ａを生成する駆動信号生成部１３ａ、座標変換後の電流ｉγ＿ａ，ｉδ＿ａより、モータ５ａのロータ回転位置θ＿ａを演算するロータ回転位置演算部１４ａと、各駆動信号Ｓｕｐ＿ａ，Ｓｕｎ＿ａ，Ｓｖｐ＿ａ，Ｓｖｎ＿ａ，Ｓｗｐ＿ａ，Ｓｗｎ＿ａの基準周波数となる三角波や鋸歯波等のキャリア信号ｆｃ＿ａを生成するキャリア信号生成部１５ａを備えている。
　インバータ４ｂについては、電圧検出部６１ｂ～６３ｂにより検出された各相下アーム電圧Ｖｕ＿ｂ，Ｖｖ＿ｂ，Ｖｗ＿ｂに基づいて、モータ５ｂの各相巻線に流れる各相電流ｉｕ＿ｂ，ｉｖ＿ｂ，ｉｗ＿ｂを演算する電流演算部１０ｂ、電流演算部１０ｂの出力である各相電流ｉｕ＿ｂ，ｉｖ＿ｂ，ｉｗ＿ｂを三相固定座標系から二相回転座標系へ変換する座標変換部１１ｂ、各相電流ｉｕ＿ｂ，ｉｖ＿ｂ，ｉｗ＿ｂを座標変換部１１ｂで座標変換した、座標変換後の電流ｉγ＿ｂ，ｉδ＿ｂに基づいて、インバータ４ｂからモータ５ｂの各相巻線に出力される各相電圧指令値ＶＬｕ＊＿ｂ，ＶＬｖ＊＿ｂ，ＶＬｗ＊＿ｂを算出する電圧指令値算出部１２ｂ、電圧指令値算出部１２ｂから出力される各相電圧指令値ＶＬｕ＊＿ｂ，ＶＬｖ＊＿ｂ，ＶＬｗ＊＿ｂに基づいて、スイッチング素子４１ｂ～４３ｂおよびスイッチング素子４４ｂ～４６ｂに出力する各駆動信号Ｓｕｐ＿ｂ，Ｓｕｎ＿ｂ，Ｓｖｐ＿ｂ，Ｓｖｎ＿ｂ，Ｓｗｐ＿ｂ，Ｓｗｎ＿ｂを生成する駆動信号生成部１３ｂ、座標変換後の電流ｉγ＿ｂ，ｉδ＿ｂより、モータ５ｂのロータ回転位置θ＿ｂを演算するロータ回転位置演算部１４ｂと、各駆動信号Ｓｕｐ＿ｂ，Ｓｕｎ＿ｂ，Ｓｖｐ＿ｂ，Ｓｖｎ＿ｂ，Ｓｗｐ＿ｂ，Ｓｗｎ＿ｂの基準周波数となる三角波や鋸歯波等のキャリア信号ｆｃ＿ｂを生成するキャリア信号生成部１５ｂを備えている。
　なお、上述した制御部７の構成は、負荷装置であるモータ５ａおよびモータ５ａを制御するための一構成例であり、この制御部７の構成や制御手法により、本発明が制限されるものではない。
　つぎに、ＰＷＭ変調によるスイッチング素子４１ａ～４３ａ、４１ｂ～４３ｂおよびスイッチング素子４４ａ～４６ａ、４４ｂ～４６ｂへの駆動信号を生成する、空間ベクトル変調方式について図３および図４を参照して説明する。図３は、空間ベクトル変調方式におけるスイッチング素子４１ａ～４３ａのＯＮ／ＯＦＦ状態とインバータ４ａの出力電圧ベクトルとの関係を示す模式図であり、図４は、８つの出力電圧ベクトルとスイッチング素子４１ａ～４３ａのＯＮ／ＯＦＦ状態との関係を示す図である。なお、図４に示す例では、スイッチング素子４１ａ～４３ａがＯＮ状態である場合を「１」、ＯＦＦ状態である場合を「０」と定義する。
　図４に示すように、スイッチング素子４１ａ～４３ａのＯＮ／ＯＦＦ状態としては、ＯＮ状態（つまり、「１」）とＯＦＦ状態（つまり、「０」）との２通り存在し、また、スイッチング素子４１ａ～４３ａのＯＮ／ＯＦＦ状態の組み合わせに対応して、インバータ４ａの出力電圧ベクトルは、（Ｕ相スイッチング素子４１ａの状態）（Ｖ相スイッチング素子４２ａの状態）（Ｗ相スイッチング素子４３ａの状態））の形式で定義すると、Ｖ０（０００），Ｖ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１），Ｖ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１），Ｖ７（１１１）の８通り存在する。これらインバータ４ａの出力電圧ベクトルのうち、大きさを持たないＶ０（０００）およびＶ７（１１１）をゼロベクトルと呼び、これら以外の大きさが等しく互いに６０度の位相差を持つＶ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１），Ｖ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１）を実ベクトルと呼ぶ。
　制御部７は、これら各ゼロベクトルＶ０，Ｖ７、および各実ベクトルＶ１～Ｖ６を任意の組み合わせで合成して各相上アームスイッチング素子４１ａ～４３ａおよび各相下アームスイッチング素子４４ａ～４６ａに対応する３相ＰＷＭ電圧の駆動信号を生成する。
　また、インバータ４ｂにおいても、上記インバータ４ａと同様の手法にてスイッチング素子４１ｂ～４３ｂおよびスイッチング素子４４ｂ～４６ｂに対応する３相ＰＷＭ電圧の駆動信号を生成する。
　つぎに、実施の形態に係るインバータ４ａおよびインバータ４ｂにおける各相電流ｉｕ＿ａ，ｉｖ＿ａ，ｉｗ＿ａおよびｉｕ＿ｂ，ｉｖ＿ｂ，ｉｗ＿ｂの演算手法について説明する。
　図５は、インバータ４ａおよびインバータ４ｂの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０（０００）である場合に、インバータ４ａ，４ｂの各部に流れる電流を示す図である。図５に示す例では、一例として、インバータ４ａおよびインバータ４ｂの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合に、インバータ４ａおよびインバータ４ｂに流れる電流を示している。図５に示す例では、モータ５ａおよびモータ５ｂの各相巻線の高電位側から低電位側に流れる電流を、それぞれｉｕ＿ａ，ｉｖ＿ａ，ｉｗ＿ａおよびｉｕ＿ｂ，ｉｖ＿ｂ，ｉｗ＿ｂとしている。なお、以下の各図に示す例においても、図５と同様の記載とする。
　図５に示すように、インバータ４ａの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合には、Ｘａ点からＵ相スイッチング素子４４ａの還流ダイオードを介してモータ５ａに向かうＵ相電流ｉｕ＿ａが流れ、モータ５ａからＶ相スイッチング素子４５ａ、Ｖ相シャント抵抗４４２ａを介してＸａ点に向かうＶ相電流ｉｖ＿ａが流れ、Ｗ相スイッチング素子４６ａを介してＸａ点に向かうＷ相電流ｉｗ＿ａが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ＿ａ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖ＿ａ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗ＿ａは、以下の３式で表すことができる。
　Ｖｕ＿ａ＝（－ｉｕ＿ａ）×Ｒｓｈ　…（１）
　Ｖｖ＿ａ＝ｉｖ＿ａ×Ｒｓｈ　　　　…（２）
　Ｖｗ＿ａ＝ｉｗ＿ａ×Ｒｓｈ　　　　…（３）
　つまり、上記（１），（２），（３）式を用いて各相電流ｉｕ＿ａ，ｉｖ＿ａ，ｉｗ＿ａを算出することができる。
　インバータ４ｂにおいても同様であり、インバータ４ｂの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合には、Ｘｂ点からＵ相スイッチング素子４４ｂの還流ダイオードを介してモータ５ｂに向かうＵ相電流ｉｕ＿ｂが流れ、モータ５ｂからＶ相スイッチング素子４５ｂ、Ｖ相シャント抵抗４４２ｂを介してＸｂ点に向かうＶ相電流ｉｖ＿ｂが流れ、Ｗ相スイッチング素子４６ｂを介してＸｂ点に向かうＷ相電流ｉｗ＿ｂが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ＿ｂ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖ＿ｂ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗ＿ｂは、以下の３式で表すことができる。
　Ｖｕ＿ｂ＝（－ｉｕ＿ｂ）×Ｒｓｈ　…（４）
　Ｖｖ＿ｂ＝ｉｖ＿ｂ×Ｒｓｈ　　　　…（５）
　Ｖｗ＿ｂ＝ｉｗ＿ｂ×Ｒｓｈ　　　　…（６）
　つまり、上記（４），（５），（６）式を用いて各相電流ｉｕ＿ｂ，ｉｖ＿ｂ，ｉｗ＿ｂを算出することができる。
　以上より、図１に示す回路構成であれば、各相下アーム電圧Ｖｕ＿ａ，Ｖｖ＿ａ，Ｖｗ＿ａおよびＶｕ＿ｂ，Ｖｖ＿ｂ，Ｖｗ＿ｂを検出することでモータ５ａおよびモータ５ｂに流れる電流を算出することができる。
　また、モータ５ａおよびモータ５ｂにおける三相平衡条件式を用いることで、各相下アーム電圧のうち２つの相を検出すればモータ５ａおよびモータ５ｂに流れる電流を算出することができる。
　たとえば、インバータ４ａにおいてＵ相下アーム電圧Ｖｕ＿ａとＶ相下アーム電圧Ｖｖ＿ａを検出し、式（１）、（２）を用いてＵ相電流ｉｕ＿ａ、Ｖ相電流ｉｖ＿ａを算出し、それらを式（７）に代入する。
　ｉｕ＿ａ＋ｉｖ＿ａ＋ｉｗ＿ａ＝０　…（７）
　これによりＷ相電流ｉｗ＿ａを算出することができる。
　インバータ４ｂにおいても同様に、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ＿ｂとＶ相下アーム電圧Ｖｖ＿ｂを検出し、式（４）、（５）を用いてＵ相電流ｉｕ＿ｂ、Ｖ相電流ｉｖ＿ｂを算出し、それらを式（８）に代入する。
　ｉｕ＿ｂ＋ｉｖ＿ｂ＋ｉｗ＿ｂ＝０　…（８）
　これによりＷ相電流ｉｗ＿ｂを算出することができる。
　以上より、インバータ４ａおよびインバータ４ｂにおいて、少なくとも２相分の下アーム電圧を検出することで、各相モータ電流を算出することができる。
　図６は、インバータ４ａの駆動信号を生成するためのキャリア信号ｆｃ＿ａおよびインバータ４ｂの駆動信号を生成するためのキャリア信号ｆｃ＿ｂと、インバータ４ａおよびインバータ４ｂにおける各相下アーム電圧の検出タイミングの関係を示す図である。なお、図６の例では、インバータ４ａにおいてはＵ相下アーム電圧Ｖｕ＿ａとＶ相下アーム電圧Ｖｖ＿ａを検出し、インバータ４ｂにおいてはＵ相下アーム電圧Ｖｕ＿ｂとＶ相下アーム電圧Ｖｖ＿ｂを検出した場合を示している。
　上述した通り、制御部７は、インバータ４ａおよびインバータ４ｂがゼロベクトルＶ０（０００）を出力しているタイミングで各相下アーム電圧Ｖｕ＿ａ，Ｖｖ＿ａ，Ｖｕ＿ｂ，Ｖｖ＿ｂを検出する。
　各相下アーム電圧Ｖｕ＿ａ，Ｖｖ＿ａ，Ｖｕ＿ｂ，Ｖｖ＿ｂはアナログ値であり、それらを制御部７のＡ／Ｄ変換回路７２（図１参照）がデジタル値に変換する。ここで、Ａ／Ｄ変換回路７２には固有の遅れ時間（Ｔａｄ）があり、あらかじめ設定した順番に沿って各相下アーム電圧を検出する。なお、図６では、Ｖｖ＿ａ→Ｖｕ＿ａ→Ｖｖ＿ｂ→Ｖｕ＿ｂの順番で検出し、キャリア信号ｆｃ＿ａの谷を検出開始のトリガとする例を示している。
　また、図６ではキャリア信号ｆｃ＿ａとキャリア信号ｆｃ＿ｂの間には位相差は無く、同期した場合を示す。
　図６において、Ａ／Ｄ変換回路７２の遅れ時間Ｔａｄを加味した場合、インバータ４ａにおけるＵ相下アーム電圧Ｖｕ＿ａおよびＶ相下アーム電圧Ｖｖ＿ａ、ならびに、インバータ４ｂにおけるＶ相下アーム電圧Ｖｖ＿ｂは、ゼロベクトルＶ０（０００）の期間において検出可能である。しかしながら、最後に検出するインバータ４ｂにおけるＵ相下アーム電圧Ｖｕ＿ｂについては、インバータ４ｂがゼロベクトルＶ０（０００）を出力しているタイミングからＴｄだけはみ出してしまう。これにより、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ＿ｂの検出値を式（４）にそのまま適用した場合、誤った算出結果となってしまう。そのため、モータ制御演算に対して悪影響を及ぼす可能性がある。
　図７は、図６のキャリア信号に位相差を設けた場合のキャリア信号と各相下アーム電圧の検出タイミングとの関係を示す図である。この図７では、図６と同様な条件において、キャリア信号ｆｃ＿ａとキャリア信号ｆｃ＿ｂの間に位相差（Ｔｄｌ）を設けた場合を示している。
　キャリア信号ｆｃ＿ａとキャリア信号ｆｃ＿ｂの間に位相差Ｔｄｌを設定することにより、図示のように、インバータ４ａにおけるＵ相下アーム電圧Ｖｕ＿ａおよびＶ相下アーム電圧Ｖｖ＿ａ、ならびに、インバータ４ｂにおけるＵ相下アーム電圧Ｖｕ＿ｂおよびＶ相下アーム電圧Ｖｖ＿ｂの全ての検出タイミングがインバータ４ａおよびインバータ４ｂがゼロベクトルＶ０（０００）を出力している期間に収まる。よって、キャリア信号ｆｃ＿ａとキャリア信号ｆｃ＿ｂの間の位相差Ｔｄｌを設定することで各相下アーム電圧を正しく検出することができる。位相差Ｔｄｌは、第一のインバータ４ａの各相下アーム電圧検出におけるＡ／Ｄ変換回路７２の遅れ時間の合計以上に設定することで、各相下アーム電圧の誤検出を防ぐことができる。
　以上より、第一のキャリア信号ｆｃ＿ａと第二のキャリア信号ｆｃ＿ｂの間の位相差Ｔｄｌを適切に設定することで各相下アーム電圧を正しく検出することができ、モータ制御性向上が期待できる。特に、Ａ／Ｄ変換回路を１つのみしか備えない、もしくはＡ／Ｄ変換回路の遅れＴａｄが大きいマイコン、ＤＳＰを制御部７に適用することができ、制御部７に安価なマイコン、ＤＳＰを適用することができる。
　以上説明したように、本実施の形態に係る電力変換装置によれば、第一のキャリア信号を用いて第一の交流負荷を駆動する第一の電力変換部と、第一の電力変換部に並列に接続され、第二のキャリア信号を用いて第二の交流負荷を駆動する第二の電力変換部と、第一の電力変換部に流れる第一の電流を検出する第一の電流検出部と、第二の電力変換部に流れる第二の電流を検出する第二の電流検出部と、第一の電力変換部および第二の電力変換部を制御する制御部と、を備え、第一のキャリア信号における第一の電流の検出期間と、第二のキャリア信号における第二の電流の検出期間とが重ならないように、第一のキャリア信号と第二のキャリア信号との間に位相差を設定するようにしたので、高速なＡ／Ｄ変換回路もしくは複数のサンプルホールド回路を持つＡ／Ｄ変換回路を用いることなく、モータ電流を検出することができる。
　なお、本実施の形態では、インバータの下アームに挿入されたシャント抵抗を用いた電流検出を一例として説明したが、シャント抵抗の挿入位置に関わらず、また、他のセンサ（例えば位置センサ）においても検出遅れは現実的には必ず生じるものであり、本発明は、このような場合においても有効である。
　また、本実施の形態では、２つのインバータにて２つの交流負荷（第一および第二のモータ）を駆動する場合を例示したが、本発明はこの形態に限定されず、３つ以上の交流負荷を駆動する構成であってもよい。
　また、本実施の形態では、直流電源の直流電力を三相交流電力に変換する形態を例として説明したが、本発明はこの形態に限定されず、直流電源の直流電力を単相交流電力に変換する構成であってもよい。
　また、本実施の形態では、モータ駆動装置において、モータの回転数が低く、インバータの出力電圧が、平滑コンデンサの出力である直流電圧による制限値以下である場合に、オンデューティーＤｏｎの下限・上限を設定することで、実施の形態と同様、損失が小さく、力率向上や入力電流の高調波低減といった効果を有効に得ることができる。このようなモータ駆動装置を、送風機もしくは圧縮機のモータの少なくとも１つを駆動するのに用いて、空気調和機や冷蔵庫、冷凍庫を構成しても同様の効果を得ることができる。
　本実施の形態で説明した電力変換装置は、負荷としてモータを例示して説明したが、このようにモータ駆動装置に適用することができる。このようなモータ駆動装置は、空気調和機、冷蔵庫または冷凍機に搭載される送風機または圧縮機に適用することができる。
　本実施の形態では、モータ駆動装置において、モータの回転数が低く、インバータの出力電圧が、平滑コンデンサの出力である直流電圧による制限値以下である場合に、オンデューティーＤｏｎの下限・上限を設定することで、実施の形態と同様、損失が小さく、力率向上や入力電流の高調波低減といった効果を有効に得ることができる。このようなモータ駆動装置を、送風機もしくは圧縮機のモータの少なくとも１つを駆動するのに用いて、空気調和機や冷蔵庫、冷凍庫を構成しても同様の効果を得ることができる。
　なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
　以上のように、本発明は、高速なＡ／Ｄ変換回路もしくは複数のサンプルホールド回路を持つＡ／Ｄ変換回路を用いることなく、モータ電流を検出することができる電力変換装置として有用である。
　１　交流電源、２　整流器、３　平滑手段、４ａ　インバータ（第一のインバータ）、４ｂ　インバータ（第二のインバータ）、５ａ　モータ（第一のモータ）、５ｂ　モータ（第二のモータ）、７　制御部、１０ａ　電流演算部（第一の電流演算部）、１０ｂ　電流演算部（第二の電流演算部）、１１ａ　座標変換部（第一の座標変換部）、１１ｂ　座標変換部（第二の座標変換部）、１２ａ　電圧指令値算出部（第一の電圧指令値算出部）、１２ｂ　電圧指令値算出部（第二の電圧指令値算出部）、１３ａ　駆動信号生成部（第一の駆動信号生成部）、１３ｂ　駆動信号生成部（第二の駆動信号生成部）、１４ａ　ロータ回転位置演算部（第一のロータ回転位置演算部）、１４ｂ　ロータ回転位置演算部（第二のロータ回転位置演算部）、１５ａ　キャリア信号生成部（第一のキャリア信号生成部）、１５ｂ　キャリア信号生成部（第二のキャリア信号生成部）、４１ａ，４１ｂ　スイッチング素子（Ｕ相上アームスイッチング素子）、４２ａ，４２ｂ　スイッチング素子（Ｖ相上アームスイッチング素子）、４３ａ，４３ｂ　スイッチング素子（Ｗ相上アームスイッチング素子）、４４ａ，４４ｂ　スイッチング素子（Ｕ相下アームスイッチング素子）、４５ａ，４５ｂ　スイッチング素子（Ｖ相下アームスイッチング素子）、４６ａ，４６ｂ　スイッチング素子（Ｗ相下アームスイッチング素子）、６１ａ～６３ａ　電圧検出部（第一の電圧検出部）、６１ｂ～６３ｂ　電圧検出部（第二の電圧検出部）、７２　Ａ／Ｄ変換回路、４４１ａ　Ｕ相下アームシャント抵抗（第一の電流検出部）、４４１ｂ　Ｕ相下アームシャント抵抗（第二の電流検出部）、４４２ａ　Ｖ相下アームシャント抵抗（第一の電流検出部）、４４２ｂ　Ｖ相下アームシャント抵抗（第二の電流検出部）、４４３ａ　Ｗ相下アームシャント抵抗（第一の電流検出部）、４４３ｂ　Ｗ相下アームシャント抵抗（第二の電流検出部）。

Claims (10)

  1. 　第一のキャリア信号を用いて第一の交流負荷を駆動する第一の電力変換部と、
    　前記第一の電力変換部に並列に接続され、第二のキャリア信号を用いて第二の交流負荷を駆動する第二の電力変換部と、
    　前記第一の電力変換部に流れる第一の電流を検出する第一の電流検出部と、
    　前記第二の電力変換部に流れる第二の電流を検出する第二の電流検出部と、
    　前記第一の電力変換部および前記第二の電力変換部を制御する制御部と、
    　を備え、
    　前記第一のキャリア信号における前記第一の電流の検出期間と、前記第二のキャリア信号における前記第二の電流の検出期間とが重ならないように、前記第一のキャリア信号と前記第二のキャリア信号との間に位相差が設定されている電力変換装置。
  2. 　前記位相差は前記第一の電流検出部の検出遅れ時間以上である請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記第一の交流負荷は第一のモータであり、前記第二の交流負荷は第二のモータである請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記第一のモータは、回転位置を把握するための第一の位置センサを備え、
    　前記第二のモータは、回転位置を把握するための第二の位置センサを備え、
    　前記位相差は前記第一の位置センサの検出遅れ時間以上である請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　請求項３または４に記載の電力変換装置を備えて、請求項３に記載の第一および第二のモータを駆動するモータ駆動装置。
  6. 　請求項１から４の何れか１項に記載の電力変換装置を備えた送風機。
  7. 　請求項１から４の何れか１項に記載の電力変換装置を備えた圧縮機。
  8. 　請求項６に記載の送風機あるいは請求項７に記載の圧縮機のうち少なくとも一方を備えた空気調和機。
  9. 　請求項６に記載の送風機あるいは請求項７に記載の圧縮機のうち少なくとも一方を備えた冷蔵庫。
  10. 　請求項６に記載の送風機あるいは請求項７に記載の圧縮機のうち少なくとも一方を備えた冷凍機。
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