JP2012231672A - モーター駆動制御装置、圧縮機、送風機、空気調和機及び冷蔵庫又は冷凍庫 - Google Patents

Abstract

【課題】コストアップや回路の大型化を伴わずに高調波電流を低減するモーター駆動制御装置、及びそれを用いた圧縮機、送風機、空気調和機及び冷蔵庫又は冷凍庫を提供する。
【解決手段】三相整流器２と、昇圧コンバーター部３と、昇圧コンバーター部３のスイッチング素子５を制御するスイッチング制御手段１０と、昇圧コンバーター部３の出力を平滑する平滑コンデンサー７と、昇圧コンバーター部３の出力である直流電圧を交流電圧に変換し、モーターに供給するインバーター回路１２と、インバーター回路１２を駆動するインバーター駆動手段１４と、母線電流を検出する母線電流検出部８と、三相交流電源の不平衡を検出する不平衡成分検出部とを備え、スイッチング制御手段１０は、スイッチング素子５のオンデューティーを決定し、三相交流電源からの入力電流が平衡となるよう制御を行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、モーター駆動制御装置及びそれを用いた圧縮機、送風機、空気調和機及び冷蔵庫又は冷凍庫に関するものである。

従来、三相交流電源に対応した機器において、三相全波整流方式のコンバーターとして、三相交流電圧を整流する三相整流回路と、リアクターとコンデンサーとからなり三相整流回路の出力電圧をフィルタリングするフィルター回路と、フィルター回路の出力電圧を交流電圧に変換しモーターを駆動するインバーター回路を備えたものが使用されている（以下、従来技術という）。

また、上記の従来技術の三相全波整流方式のコンバーターに対し、電源の力率を改善する方式として、例えば、「三相交流電圧を整流する三相整流回路と、三相整流回路の出力電圧をチョッピングにより昇圧する昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力信号を平滑する平滑素子と、平滑素子の出力電圧を検出する電圧検出器と、昇圧チョッパ回路の出力電圧に対する電圧指令と電圧検出器の検出出力との偏差を零に抑制し且つ前記三相整流回路の出力に直流電流を流すための直流電流指令を生成する直流電流指令生成回路と、三相整流回路の出力電流を検出する直流電流検出器と、直流電流指令と直流電流検出器の検出出力との偏差を零に抑制するためのパルス信号を生成するパルス信号生成回路とを有し、前記昇圧チョッパ回路は、整流回路の出力電荷を蓄積するリアクトルと、このリアクトルに蓄積された電荷の充放電をパルス信号のパルス幅に応じて制御するスイッチング素子と」を備えたものが提案されている（例えば、特許文献１）。

特許第２８６９４９８号公報（特許請求の範囲）

上記の従来技術によれば、三相全波整流方式における電源電流はパルス状となり、このとき、電源電流の高調波成分としては５次高調波成分が大きく現れるため、高調波規制をクリアするために対策が必要となるという問題点があった。

また、上記の特許文献１の技術によれば、昇圧チョッパー回路の出力電圧を一定に制御することで、従来技術のような三相全波整流方式のコンバーターに対し、電源の高調波電流を低減する技術が記載されているが、昇圧チョッパー回路のスイッチング周波数が低い場合等、電源電流に重畳するリプル電流が問題となる場合に対しては、ＡＣ側にリアクターとコンデンサーからなるフィルターを設ける必要があり、コストアップや回路大型化を伴うという問題点があった。

また地球環境問題意識の高まりから省エネ訴求が大きく、モーター駆動制御を行う装置においても、損失低減が要求されている。

本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであり、コストアップや回路の大型化を伴わずに高調波電流を低減することを可能にしたモーター駆動制御装置、及びそれを用いた圧縮機、送風機、空気調和機及び冷蔵庫又は冷凍庫を提供することを目的とする。

本発明に係るモーター駆動制御装置は、三相交流電源を整流する三相整流器と、リアクター、スイッチング素子及び逆流防止素子を備え、前記三相整流器の出力電圧をチョッピングにより昇圧する昇圧コンバーター部と、前記昇圧コンバーター部のスイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、前記昇圧コンバーター部の出力を平滑する平滑コンデンサーと、前記昇圧コンバーター部の出力である直流電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧をモーターに供給するインバーター回路と、前記インバーター回路を駆動するインバーター駆動手段と、母線電流を検出する母線電流検出部と、前記昇圧コンバーター部の出力電圧を検出する出力電圧検出部と前記出力電圧検出部の出力に基づいて前記三相交流電源の不平衡を検出する不平衡成分検出部とを備え、前記スイッチング制御手段は、前記昇圧コンバーター部の出力電圧指令値と、前記出力電圧検出部により検出した前記昇圧コンバーター部の出力電圧値との偏差及び前記三相交流電源の不平衡をゼロとするべく母線電流指令値を決定し、前記母線電流指令値と前記母線電流検出部により検出した母線電流値との偏差をゼロとするべく、前記スイッチング素子のオンデューティーを決定し、三相交流電源からの入力電流が平衡となるよう制御を行う。

本発明によれば、電源電流に影響する母線電流の制御により電源電流の高調波成分の低減を行うことが可能であり、加えて、母線電流高調波成分に基づいてスイッチング素子の制御の補償を行い、母線電流の高調波成分の低減効果を高めることが可能となる。またこれに伴い、高調波抑制のためフィルター回路の設置台数削減ができ、回路の小型化、コスト低減が可能となる。また、昇圧コンバーター部により直流電圧を昇圧することで、モーターの起電圧上昇が可能となる。これによりモーター電流が低減でき、インバーター損失の低減が可能となる。

本発明の実施の形態１に係るモーター駆動制御装置の構成図。 本発明の実施の形態１に係るモーター駆動制御装置のスイッチング制御手段及び母線電流高調波成分抽出部の構成図。 本発明の実施の形態１に係るモーター駆動制御装置のスイッチング制御手段及び母線電流高調波成分抽出部の構成図。 本発明の実施の形態１に係るモーター駆動制御装置のスイッチング制御手段及び母線電流高調波成分抽出部の構成図。 本発明の実施の形態１に係るモーター駆動制御装置のスイッチング制御手段及び母線電流高調波成分抽出部の構成図。 本発明の実施の形態１に係るモーター駆動制御装置の構成図。 本発明の実施の形態１に係るモーター駆動制御装置のスイッチング制御手段の構成図。 本発明の実施の形態１に係るモーター駆動制御装置の構成図。 本発明の実施の形態１に係るモーター駆動制御装置のスイッチング制御手段及びインバーター駆動手段の構成図。 本発明の実施の形態１に係るモーター駆動制御装置の構成図。 本発明の実施の形態１に係るモーター駆動制御装置の構成図。 本発明の実施の形態１に係るモーター駆動制御装置の構成図。 本発明の実施の形態１に係るモーター駆動制御装置の構成図。 本発明の実施の形態１に係るモーター駆動制御装置の構成図。 従来の電力変換装置の波形図。 本発明の実施の形態１に係るモーター駆動制御装置の動作波形図。 本発明の実施の形態２に係る空調装置の冷媒回路図。 本発明の実施の形態３に係る冷蔵庫の断面図。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係るモーター駆動制御装置の構成の一例を示した図である。図１において、１は三相交流電源、２は三相交流電源１の交流電圧を整流する三相整流器である。三相整流器２は６個の整流ダイオード２ａ〜２ｆをブリッジ接続した構成となっている。３は昇圧コンバーター部である。昇圧コンバーター部３は、昇圧リアクター４と、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のようなスイッチング素子５と、例えばファストリカバリダイオードのような逆流防止素子６とにより構成される。
７は昇圧コンバーター部３の出力を平滑する平滑コンデンサーである。８は母線電流検出部、９は出力電圧検出部であり、１０はスイッチング制御手段である。１１は母線電流検出部８より高調波成分を抽出する母線電流高調波成分抽出部である。スイッチング制御手段１０は、母線電流検出部８、出力電圧検出部９、及び母線電流高調波成分抽出部１１の出力信号よりスイッチング素子５を動作させる駆動信号を生成する。１２はインバーター回路である。インバーター回路１２は、例えばＩＧＢＴのようなスイッチング素子１２ａ〜１２ｆで構成されている。１３はモーター１５に流れる電流を検出するモーター電流検出部である。１４はインバーター駆動手段である。インバーター駆動手段１４は、モーター電流検出部１３の検出信号からインバーター回路１２を動作させる駆動信号を生成する。

図２は、本発明の実施の形態１に係るスイッチング制御手段１０の構成の一例を示した図である。図２において、２１は母線電流指令値演算部である。母線電流指令値演算部２１は、昇圧コンバーター部３の出力電圧に対する出力電圧指令値と出力電圧検出部９にて検出した昇圧コンバーター部３の出力電圧とから、母線電流指令値を演算する。２２はオンデューティー演算部である。オンデューティー演算部２２は、母線電流指令値演算部２１にて演算した母線電流指令値と母線電流検出部８にて検出した母線電流とから、スイッチング素子５のオンデューティーを演算する。２３は駆動パルス生成部である。駆動パルス生成部２３は、オンデューティー演算部２２にて演算したオンデューティーを、母線電流高調波成分抽出部１１の出力信号に基づいて、母線電流の高調波成分が低減するよう補償してスイッチング素子５を動作させる駆動パルスを生成する。

上記のように構成されたモーター駆動制御装置についてその動作及び作用を説明する。
まず、三相交流電源１の交流電圧は三相整流器２で整流されて直流電圧になる。スイッチング制御手段７により昇圧コンバーター部３のスイッチング素子５のオンオフが制御され、そのチョッピングにより、三相整流器２からの直流電圧は昇圧される。

ここで、昇圧コンバーター部３において、スイッチング素子５がオンした場合には、逆流防止素子６は導通が阻止され、昇圧リアクター４には三相整流器２によって整流された電圧が印加される。一方、スイッチング素子５がオフした場合には、逆流防止素子６は導通し、昇圧リアクター４には、スイッチング素子５オン時と逆向きの電圧が誘導される。このとき、エネルギーの観点からは、スイッチング素子５のオン時に昇圧リアクター４に蓄積されたエネルギーが、スイッチング素子５のオフ時に負荷であるインバーター回路９へ移送されると見ることができる。したがって、スイッチング素子５のオンデューティーを制御することで、昇圧コンバーター部３の出力電圧を制御することができる。

ここで、動作波形について図１５及び図１６を用いて説明する。
三相交流電源１の交流電圧を三相整流器２で整流した場合には、三相整流器２の出力における電圧及び母線電流は図１５（ａ）のように直流となるが、電源周波数の６倍の周波数で脈動が生じた波形となる。このとき、母線電流波形の高調波解析を行うと、図１５（ｃ）のような結果となり、電源周波数の６、１２、１８次などといった高調波が含まれる。また、三相交流電源１の各相には、相電圧が最大または最小付近の１２０ｄｅｇ区間で、図１５（ｂ）に示すように電源電流が流れる。このとき、電源電流波形の高調波解析を行うと、図１５（ｄ）のように、電源周波数の５、７、１１、１３、１７、１９次などといった高調波が含まれ、直流電流に含まれる高調波成分の±１次の高調波が含まれる。

本実施の形態１では、電源電流を１２０ｄｅｇ矩形波状にするべく、スイッチング素子５のオンオフを制御する。このとき、三相整流器２の出力における母線電流、電源電流、それらの高調波解析結果は図１６のようになる。図１６によれば、本実施の形態のように電源電流を矩形波状に制御することで、電源高調波の抑制が可能となる。一般的には、三相交流電源１と三相整流器２との間に例えばリアクターとコンデンサーとからなるＬＣフィルターを設置し、電源高調波の抑制が行われるが、本実施の形態１においては、電源電流を１２０ｄｅｇ矩形波状に制御することで電源高調波の抑制を行うため、ＬＣフィルターの設置台数低減または、容量低減を図ることができ、コスト低減、回路の小型化を図ることが可能となる。

また、母線電流高調波成分抽出部１１は、電源周波数の５、７、１１、１３、１７、１９次などといった母線電流に含まれる高調波成分を抽出する。それらの成分を低減するべく、オンデューティー演算部２２にて演算したオンデューティーを、駆動パルス生成部２３にて補償することで、電源電流がより１２０ｄｅｇ矩形波状に近くなり、電源高調波の抑制効果を向上することが可能となる。このとき、例えば、電源電流の高調波成分として特に多く含まれる５次、７次の高調波成分のみを抑制するとしてもよく、この場合には、他の高調波成分についての処理を行う必要がないため、演算負荷の軽減が可能となる。

次に、電源電流を矩形波状に制御する方法の一例を説明する。
本実施の形態１においては、スイッチング素子５のオンデューティーを制御することで電源電流を矩形波状に制御している。オンデューティーの演算は、例えば以下のように行う。母線電流指令値演算部２１は、昇圧コンバーター部３の出力電圧に対する出力電圧指令値と出力電圧検出部９の検出信号との差をゼロとするべく母線電流指令値を決定する。
オンデューティー演算部２２は、母線電流指令値演算部２１で演算した母線電流指令値と母線電流検出部８の検出信号との差をゼロとするべくオンデューティーを決定する。このオンデューティーの値に基づき、駆動パルス生成部２３ではスイッチング素子５を動作させる駆動パルスを生成する。

本実施の形態１によれば、直流側での母線電流検出に基づいて電源電流を矩形波状に制御できるため、交流側での電流検出が不要となるため、例えばＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）のような電流センサの設置数を減らすことができ、コスト低減、回路の小型化が可能となる。

また、母線電流の高調波成分を抽出してスイッチング素子５のオンデューティーを補償するため、高調波成分の低減効果を向上させることが可能となる。

駆動パルス生成部２３における母線電流高調波成分の補償の有無は、所定の値に基づいて切り換えることとしてもよい。例えば、母線電流高調波成分抽出部１１の出力信号の値に基づき切り換えるようにし、高調波成分が多く含まれる場合のみ補償を行うこととすれば、高調波成分が少ない場合での演算負荷を軽減することができる。また、母線電流検出部８の出力信号の値と母線電流指令値演算部２１の出力信号との差に基づき、その差が大きい場合すなわち母線電流に共振が現れている場合のみ補償を行うこととすれば、共振成分が少ない場合での演算負荷を軽減することができる。

次に、母線電流の高調波成分を抽出する方法の一例を説明する。
母線電流高調波成分抽出部１１は、図３のようにハイパスフィルター（以下ＨＰＦ）を用いて構成する。このときＨＰＦのカットオフ周波数は、三相交流電源１の電源周波数に基づいて決定すればよい。

また、母線電流高調波成分抽出部１１は、図４のようにバンドパスフィルター（以下ＢＰＦという）を用いて構成してもよい。このときＢＰＦの中心周波数は、三相交流電源１の電源周波数の６倍、または１２倍などといった、通常三相交流全波整流方式で問題となりやすい高次調波に設定することで、電源高調波の低減効果を向上できる。BPFを複数設け、それぞれ異なる中心周波数を設定してもよい。

また、母線電流高調波成分抽出部１１は、図５のようにＦＦＴ部２４を用いて構成してもよい。この場合には、ＦＦＴ部２４にて母線電流の周波数成分を分離し、三相交流電源１の電源周波数の６倍、または１２倍などといった、通常三相交流全波整流方式で問題となりやすい高調波成分を選択し、高調波成分復調部２５で高調波成分を復調して駆動パルス生成部２３での補償を行う。このようにすれば、上記のＢＰＦを複数設けた場合と同様の効果を得ることができる。

ところで、三相交流電源は、単相電源の場合と異なり、電源品質の問題や電源線路のインピーダンスが均一でないなどの問題に起因して各相の電圧に不平衡が生じる場合がある。この場合、各相の入力電流も不平衡となり、電流値は通常より増大することとなる。この場合、各相での電源線路または整流器の各相の素子が発熱し、焼損や溶断といった現象を起こし製品の破壊に至る可能性がある。また三相交流電源１と三相整流器２の間に例えばリアクターとコンデンサーからなるＬＣフィルターを設ける場合には、電源不平衡時にはフィルターとしての動作をせず、電源高調波の抑制効果を得ることができない。

このとき、本実施の形態によれば、スイッチング素子５のオンデューティーを制御することで、三相交流電源の電圧不平衡に起因して起こる入力電流の不平衡による影響を抑えることが可能となる。このときの動作について、図６及び図７を用いて説明する。

図６において、不平衡成分検出部１０ａは母線電流検出部８の出力に基づいて三相交流電源の不平衡成分を検出してスイッチング制御手段１０に出力する。スイッチング制御手段１０は、母線電流検出部８、出力電圧検出部９及び不平衡成分検出部１０ａの出力信号よりスイッチング素子５を動作させる駆動信号を生成する。インバーター駆動手段１４は、モーター電流検出部１３の検出信号からインバーター回路１２を動作させる駆動信号を生成する。

また、スイッチング制御手段１０において、オンデューティーの演算は、例えば以下のように行う。
電圧不平衡時には、三相整流器２の出力である直流電圧に、平衡時よりも大きいリプルが現れるが、図７において、母線電流指令値演算部２１は、昇圧コンバーター部３の出力電圧に対する出力電圧指令値と出力電圧検出部９の検出信号との差をゼロとするべく母線電流指令値を決定する。さらにオンデューティー演算部２２は、母線電流指令値演算部２１で演算した母線電流指令値と母線電流検出部８の検出信号との差及び三相交流電源の不平衡成分（不平衡成分検出部１０ａの出力）をゼロとするべくオンデューティーを決定する。このオンデューティーの値に基づき、駆動パルス生成部２３ではスイッチング素子５を動作させる駆動パルスを生成する。これにより、直流電圧に現れる電圧リプルに依らず、母線電流を一定に制御することが可能となるため、直流電圧のリプルが通常より大きくなる三相交流電源の電圧不平衡発生時にも、電流の不平衡による電流値増大といった影響を抑えることが可能となる。また不平衡時であっても三相交流電源１と三相整流器２の間に設けたＬＣフィルターの動作を妨げることがなくなる。

なお、上記の例は、母線電流検出部８の出力に基づいて三相交流電源の不平衡成分を検出した例であるが、三相交流電源の不平衡成分の検出は出力電圧検出部９の出力に基づいて行ってもよい（図６の点線参照）。不平衡成分検出部１０ａが出力電圧検出部９の出力に基づいて三相交流電源の不平衡成分を検出した場合においては、図７において母線電流指令値演算部２１は、昇圧コンバーター部３の出力電圧に対する出力電圧指令値と出力電圧検出部９の検出信号との差及び三相交流電源の不平衡成分をゼロとするべく母線電流指令値を決定する（図７の点線部分参照）。さらにオンデューティー演算部２２は、母線電流指令値演算部２１で演算した母線電流指令値と母線電流検出部８の検出信号との差をゼロとするべくオンデューティーを決定する。このオンデューティーの値に基づき、駆動パルス生成部２３ではスイッチング素子５を動作させる駆動パルスを生成する。

ところで、インバーター回路１２に接続されるモーター１５の各相に流れる電流も、巻線インピーダンスのバラツキやモーター１５の各相の電流検出ゲインのバラツキなどによって不平衡となる場合がある。この場合においても、電流の不平衡により、各相の電流値が増大するため、巻線の焼損等の製品の破壊やモーターのトルク変動による騒音・振動の発生が生じる可能性がある。

このとき、本実施の形態によれば、スイッチング素子５及びインバーター回路１２におけるスイッチング素子１２ａ〜１２ｆのスイッチングを制御することで、モーター相電流の不平衡成分を抑制することが可能となる。このときの動作について、図８及び図９を用いて説明する。

図８において、１９はモーター電流検出部１３の検出信号から電流の不平衡成分を検出する不平衡成分検出部である。スイッチング制御手段１０は、母線電流検出部８及び出力電圧検出部９の出力信号よりスイッチング素子５を動作させる駆動信号を生成する。またインバーター駆動手段１４は、モーター電流検出部１３及び不平衡成分検出部１９の出力信号よりインバーター回路１２を動作させる駆動信号を生成する。スイッチング素子５及びスイッチング素子１２ａ〜１２ｆの制御は、例えば以下のように行う。

図９において、インバーター駆動手段１４は、モーター電流検出部１３の検出信号を電流座標変換部３１にて座標変換し、電流制御部３２にて電流制御を行うことで電圧指令値を得る。この指令値を電圧座標変換部３３にて座標変換し、ＰＷＭ生成部３４ではインバーター回路１２の各スイッチング素子１２ａ〜１２ｆを動作させるＰＷＭ信号を生成する。このとき、電流座標変換部３１にて座標変換した電流値に基づき、すべり補償部３５、速度制御部３６にて、外部から与えられる目標の角速度である回転速度指令値を補償して一次角速度を演算し、電流制御部３２での演算に用いられる。また位相角演算部では一次角速度より位相角を求め、この値が電流座標変換部３１、電圧座標変換部３３での座標変換に用いられる。モーター各相の相電流が不平衡となった場合には、不平衡成分検出部１９にてモーター電流検出部１３の検出信号より不平衡成分を抽出し、抽出した不平衡成分をゼロとするべく、モーター各相の相電圧指令値を補正する。このように決定されたモーター各相の相電圧指令値に対し、昇圧コンバーター部３の出力電圧に対する出力電圧指令値とスイッチング素子１２ａ〜１２ｆのスイッチングのオンデューティーを決定する。またこの出力電圧指令値に基づいて、前述したような母線電流指令値演算部２１及びオンデューティー演算部２２にて、スイッチング素子５のオンデューティーを決定する。これにより、モーターの相電流の不平衡発生時にも、電流値増大やトルク変動を抑えることが可能となる。

また、三相交流電源１のある相で欠相が起こった場合には、母線電流検出部８にて検出した母線電流に現れる電流リプルの変化により、欠相を検出することができる。このことにより、三相交流電源の各相に電源電圧又は電源電流を検出する手段を設ける必要がなく、コスト低減、回路の小型化が可能となる。

また、欠相検出時には、スイッチング制御手段１０及びインバーター駆動手段１４にて、昇圧コンバーター部３及びインバーター回路１２の動作を停止させることで、欠相時の過電流等による素子破壊を防止することができる。このとき、欠相による異常状態を知らせる装置を設けてもよい。

また、欠相検出時には、スイッチング制御手段１０及びインバーター駆動手段１４にて、昇圧コンバーター部３及びインバーター回路１２を低出力とするべく動作を制御させる。このようにすることで、素子破壊を防止しながらも、例えば、冷蔵庫や冷凍庫のような用途に用いられた場合には、庫内の食品等の品質を確保することが可能となる。このとき、欠相による異常状態を知らせる装置を設けてもよい。

昇圧コンバーター部３で昇圧を行う場合には、インバーター回路１２に印加される直流電圧が高くなる、すなわちインバーター回路１２の出力電圧が高くなる。それに伴い、モーター１５の線間電圧も高くなり、一方でモーター１５の相電流は低減する。このことから、インバーター回路１２を構成するスイッチング素子１２ａ〜１２ｆのオン時に流れる電流が低減する。このため、インバーター回路１２における導通損失を低減することが可能となる。したがって、昇圧コンバーター部を持たない従来の回路構成に比べると、昇圧コンバーター部３における損失分だけ損失が増加するものの、昇圧によりインバーター損失が低減するため、インバーター損失低減分が昇圧コンバーター部損失増加分より大きくなるようシステム設計することで、損失低減が可能となる。また、モーター１５の線間電圧を高することができることから、モーター１５の高速運転範囲の拡大も可能となり、性能改善も可能となる。

インバーター回路１２の負荷が小さく、出力電力が低い場合には、スイッチング制御手段１０にてスイッチング素子５をオフとし、昇圧コンバーター部３の動作を停止させ、昇圧コンバーター部３における損失を抑制することが可能となる。

この昇圧コンバーター部３の動作停止を決定する方法には次のような方法がある。
例えば母線電流検出部８及び出力電圧検出部９の出力信号より求める消費電力に対する閾値を設け、消費電力が閾値よりも小さいときに、昇圧コンバーター部３の動作を停止させる。

また図１０及び図１１に示すように、モーター１５に流れる電流を検出するモーター電流検出部１３又はインバーター回路１２の電流を検出するインバーター電流検出部１８を設ける。そして、モーター電流検出部１３又はインバーター電流検出部１８の出力信号に対する閾値を設け、それらの出力信号（検出電流）が閾値よりも小さいときに、昇圧コンバーター部３の動作を停止させる。

また、上記のように昇圧コンバーター部３の動作を停止した場合でも、昇圧リアクター４及び逆流防止素子６は電流経路となっているため、昇圧リアクター４においては抵抗成分による銅損、逆流防止素子６においては導通時の順電圧降下による導通損失が発生する。
そこで、図１２に示すように、昇圧コンバーター部３の昇圧リアクター４と逆流防止素子６と並列に新たに逆流防止素子１６を接続すれば、電流経路の素子点数を低減でき、損失低減が可能となる。
また図１３に示すように、逆流防止素子１６の代わりに、例えばリレーのような開閉素子１７を設けても同様に、昇圧コンバーター部３の損失低減が可能となる。さらに、この構成においては、モーター１５からの回生時にスイッチング素子５及び開閉素子１７をオンとして制御すれば、回生エネルギーを消費する電流経路を形成でき、回生電圧上昇による素子破壊を防止することも可能となる。

また、インバーター回路１２の各スイッチング素子１２ａ〜１２ｆは、インバーター駆動手段１４により、例えばＰＷＭ変調により制御される。このとき、モーター１５の運転速度によっては、変調率１以上となる過変調領域まで利用することで、インバーター回路１２の出力電圧を増加させることができる。これに伴い、前述したようなインバーター回路１２における導通損失のさらなる低減、モーター１５の高速運転範囲拡大が可能となる。

モーター１５を過変調領域で運転する場合には、インバーター回路１２の出力電圧の制御は困難になる場合があるが、本実施の形態１においては、昇圧コンバーター部３の出力電圧を制御することで、インバーター回路１２の出力電圧を制御することが可能となる。
例えば、スイッチング制御手段１０の駆動パルス生成部２３は、過変調領域にて動作時、オンデューティー演算部２２で求められたスイッチング素子５のオンデューティーを、インバーター駆動手段１４における変調率に基づいて補償してスイッチング素子５を動作させる駆動パルスを生成することによりインバーター出力電圧を制御する。

また、インバーター駆動手段１４においては、平滑コンデンサー７の電圧リプルを低減するように、インバーター回路１２における各スイッチング素子１２ａ〜１２ｆを制御するスイッチングパターンを出力する。このようにすることで、平滑コンデンサー７の容量を低減でき、平滑コンデンサー７の小型化、コスト低減が可能となる。なお、平滑コンデンサー７の電圧リプルを低減するには、平滑コンデンサー７の両端電圧におけるリプルの山又は谷にあたる部分でスイッチングパターンを調整する。例えば、インバーター回路１２のスイッチング素子１２ａ〜１２ｆのオン時間を、リプルの山に当たる部分では通常よりも短く、リプルの谷に当たる部分では通常よりも長くするといった調整を行う。

また、スイッチング制御手段１０にて、インバーター駆動手段１４から出力されるスイッチングパターンの情報を取り込み、インバーター駆動手段１４においてゼロベクトルに相当するスイッチングパターンが出力された場合には、スイッチング素子５をオンとして制御する。このように制御すれば、平滑コンデンサー７の容量低減、またはスナバ回路の容量低減、または雑音端子電圧の低減が可能となる。

また、スイッチング制御手段１０において、出力電圧、母線電流を制御する際、その制御定数は回路の負荷に応じて調整されることが望ましい。そこで、母線電流検出部８と出力電圧検出部９の少なくとも一方、又はモーター電流検出部１３若しくはインバーター電流検出部１８の出力信号をスイッチング制御手段１０に取り込み、その値に基づいて制御定数を調整すれば、制御の安定性向上を図ることが可能となる。

上記の調整対象の制御定数は、例えば母線電流指令値演算部２１及びオンデューティー演算部２２を比例−積分制御（ＰＩ制御）で構成した場合には、各演算部における比例ゲイン、積分時間定数といった制御定数が該当する。また、比例−積分−微分制御（ＰＩＤ）をする場合には、比例ゲイン、積分時間定数、微分時間定数が、上記の調整対象の制御定数に該当する。

インバーター電流やモーター電流に基づいて制御定数を調整する場合には、電流に、例えばハンチング等の異常が発生したときに、ゲインを下げるなどの処理をして制御の応答性を低め、ハンチングを抑制するように制御定数を調整する。また、消費電力に基づいて制御定数を調整する場合には、消費電力の変化から電流ハンチング等の異常を判断し、制御定数を調整する。

また、スイッチング制御手段１０及び母線電流高調波成分抽出部１１の構成の全てまたは一部を、アナログ回路にて実現してもよい。インバーター駆動手段１４がマイコンにて実現されており、マイコンの容量的にスイッチング制御手段１０が組み込めない場合でも、マイコンを追加する必要がなく、また、アナログＩＣ等は市販のものを使用できるため、コスト抑制が可能となる。

また、スイッチング素子５やインバーター回路１２のスイッチング素子１２ａ〜１２ｆとして、ＳｉＣ系またはＧａＮ系半導体やスーパージャンクション（以下ＳＪ）構造のスイッチング素子を用いる。このようにすることで、従来用いられているＳｉ系スイッチング素子を用いた場合に比べ、損失低減を図ることができる。特に、ＳＪ構造のスイッチング素子はリカバリが大きいと問題となるが、本実施の形態１のような昇圧コンバーター部３の構成では、スイッチング素子５はリカバリが小さいため、ＳＪ構造のスイッチング素子に向いた用途であり、その特徴をより活かし、損失低減の効果を高めることが可能となる。

また、大電力用途として用いる場合には、スイッチング素子を並列に設置し、並列駆動を行うことも有効である。例えばＳｉＣ系、ＧａＮ系またはＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを使用する場合には、スイッチング素子５の代わりに複数個のＭＯＳＦＥＴを設置し、スイッチング制御手段１０により出力される駆動パルスを分け、それぞれの素子を同一信号で駆動する。また、例えばＳｉＣ系、ＧａＮ系またはＳＪ構造のＩＧＢＴを使用する場合には、スイッチング素子５の代わりに複数個のＩＧＢＴを設置し、スイッチング制御手段１０により出力される駆動パルスを分け、位相をずらして、間欠的に動作するように、それぞれの素子を駆動する。

また、三相整流器２の整流ダイオード２ａ〜２ｆや逆流防止素子６として、ＳｉＣ系またはＧａＮ系のショットキーバリアダイオードなどの素子を用いることで、導通時の抵抗が低いという特徴を活かし、損失低減を図ることができる。

また、一般にモーター巻線の巻数を増加させた場合には、巻線抵抗は巻数の二乗に比例（数式１）、モーター電流は巻数に反比例（数式２）する関係がある。このとき、巻線抵抗によるモーター銅損は、巻数に依存しない（数式３）。

前述したように、モーター電流が低減できれば、インバーター回路１２における導通損失を低減できるため、モーター巻線の巻数を増加させることで、モーターにおける損失は増加させることなく、インバーター回路における導通損失低減が可能となる。しかし、モーター巻線の巻数を増加させた場合、誘起電圧は巻数に比例して高くなる（数式４）ため、インバーター回路への入力電圧を増加する必要があった。

したがって、本実施の形態１のように、昇圧コンバーター部３によるインバーター回路１２の入力電圧増加、過変調ＰＷＭ制御によるさらなるインバーター回路１２の入力電圧増加によりモーター１５の巻線を増加させることが可能となる。したがって、モーター１５の巻線を、昇圧コンバーター部３の最大出力電圧、すなわちインバーター回路１２の入力電圧にしたがって設計することで、インバーター回路１２におけるさらなる導通損失低減を図ることが可能となる。

また、図１４に示すように、本実施の形態１に係る三相整流器２以下の構成を取った回路を複数台設け、複数台のモーターを運転するようなシステムを構築してもよい。このように複数台を運転するようなシステムを構築した場合でも、各モーター駆動制御装置においては、上記で述べたような効果が得られることは言うまでもない。

実施の形態２．
図１７は、本発明の実施の形態２に係る空気調和機の構成を示した図である。
空気調和機は、圧縮機１００、四方弁１０１、熱交換器（室外機）１０２、膨張弁（減圧装置）１０３、熱交換器（室内機）１０４を備えており、これらが環状に接続されて冷媒回路を構成している。この冷媒回路により冷凍サイクルが構成されている。そして、圧縮機１００に内蔵されているモーター（図示せず）の駆動制御装置１１０として上記の実施の形態１に係るモーター駆動制御装置が用いられる。また、熱交換器１０２、１０４に送風するために設けられている送風機１０５、１０６の駆動制御装置１１１、１１２として上記の実施の形態に係るモーター駆動制御装置が用いられている。
以上のように、本実施の形態２に係る空気調和機は、上記の実施の形態１のモーター駆動制御装置を圧縮機１００及び送風機１０６、１０７を制御対象として適用しているが、この場合についても上記の実施の形態１と同様の効果が得られることは言うまでもない。

実施の形態３．
なお、上記の実施の形態２は空気調和機の例であるが、本発明は冷蔵庫又は冷凍庫のモーターの駆動制御においても同様に適用される。
図１８は、本発明の実施の形態３に係る冷蔵庫の構成を示す図である。冷蔵庫２００は、図１３と同様な冷媒回路（但し、四方弁は不要）を備えており、この冷媒回路により冷凍サイクルを構成している。冷蔵庫２００は、図１４の例では、冷凍サイクルの一部を構成する冷媒圧縮機２０１、冷却室２０２内に設けられた冷却器２０３で生成された冷気を冷蔵室、冷凍室等に送るための冷気循環用の送風機２０４を備えている。そして、この冷媒圧縮機２０１及び冷気循環用の送風機２０４は、上述した実施の形態１のモータ駆動制御装置により制御されるモーターにより駆動される。このような構成によりモーターを運転させても、上記実施の形態１と同様の効果が得られることはいうまでもない。

以上、本発明の実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されず、その趣旨を逸脱しない範囲で様々に変更可能であることは言うまでもない。

１ 三相交流電源、２ 三相整流器、２ａ〜２ｆ 整流ダイオード、３ 昇圧コンバーター部、４ リアクター、５ スイッチング素子、６ 逆流防止素子、７ 平滑コンデンサー、８ 母線電流検出部、９ 出力電圧検出部、１０ スイッチング制御手段、１０ａ 不平衡成分検出部、１１ 母線電流高調波成分抽出部、１２ インバーター回路、１２ａ〜１２ｆ スイッチング素子、１３ モーター電流検出部、１４ インバーター駆動手段、１５ モーター、１６ 逆流防止素子、１７ 開閉手段、１８ インバーター電流検出部、１９ 不平衡成分検出部、２１ 母線電流指令値演算部、２２ オンデューティー演算部、２３ 駆動パルス生成部、２４ ＦＦＴ部、２５ 高調波成分復調部、３１ 電流座標変換部、３２ 電流制御部、３３ 電圧座標変換部、３４ ＰＷＭ生成部、３５ すべり補償部、３６ 速度制御部。

Claims (19)

1. 三相交流電源を整流する三相整流器と、
   リアクター、スイッチング素子及び逆流防止素子を備え、前記三相整流器の出力電圧をチョッピングにより昇圧する昇圧コンバーター部と、
   前記昇圧コンバーター部のスイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、
   前記昇圧コンバーター部の出力を平滑する平滑コンデンサーと、
   前記昇圧コンバーター部の出力である直流電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧をモーターに供給するインバーター回路と、
   前記インバーター回路を駆動するインバーター駆動手段と、
   母線電流を検出する母線電流検出部と、
   前記昇圧コンバーター部の出力電圧を検出する出力電圧検出部と
   前記出力電圧検出部の出力に基づいて前記三相交流電源の不平衡を検出する不平衡成分検出部と
   を備え、
   前記スイッチング制御手段は、
   前記昇圧コンバーター部の出力電圧指令値と、前記出力電圧検出部により検出した前記昇圧コンバーター部の出力電圧値との偏差及び前記三相交流電源の不平衡をゼロとするべく母線電流指令値を決定し、
   前記母線電流指令値と前記母線電流検出部により検出した母線電流値との偏差をゼロとするべく、前記スイッチング素子のオンデューティーを決定し、
   三相交流電源からの入力電流が平衡となるよう制御を行うことを特徴とするモーター駆動制御装置。
2. 前記スイッチング制御手段は、前記母線電流検出部の出力に基づいて前記三相交流電源における欠相を検出し、前記三相交流電源の欠相時には前記スイッチング素子をオフとし、前記昇圧コンバーター部の動作を停止させることを特徴とする請求項１記載のモーター駆動制御装置。
3. 前記スイッチング制御手段は、前記母線電流検出部の出力に基づいて前記三相交流電源における欠相を検出し、前記三相交流電源の欠相時には出力が低出力となるように前記スイッチング素子のオンデューティーを制御することを特徴とする請求項１記載のモーター駆動制御装置。
4. 前記インバーター駆動手段は、前記インバーター回路における各スイッチング素子をＰＷＭ変調により制御し、変調率が１以上となる過変調領域まで制御することを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載のモーター駆動制御装置。
5. 前記スイッチング制御手段は、過変調領域にて動作時、前記昇圧コンバーター部の出力電圧を検出するために設けられた出力電圧検出部と出力電圧指令値との差に基づいて求められる母線電流指令値と、前記母線電流検出部にて検出した母線電流との差に基づいて求められる前記スイッチング素子のオンデューティーを、前記インバーター駆動手段における変調率に基づいて補償して、前記スイッチング素子を動作させる駆動パルスを生成することにより、インバーター出力電圧を制御することを特徴とする請求項４記載のモーター駆動制御装置。
6. 前記インバーター駆動手段は、前記平滑コンデンサーの電圧リプルを低減するように、前記インバーター回路のスイッチング素子を制御するスイッチングパターンを出力することを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載のモーター駆動制御装置。
7. 前記スイッチング制御手段は、前記インバーター駆動手段においてゼロベクトルに相当するスイッチングパターンが出力された場合には、前記スイッチング素子をオンとすることを特徴とする請求項１〜６の何れかに記載のモーター駆動制御装置。
8. 前記スイッチング制御手段は、前記インバーター回路又は前記モーターの消費電力に基づいて、制御定数を調整することを特徴とする請求項１〜７の何れかに記載のモーター駆動制御装置。
9. 前記スイッチング制御手段は、前記インバーター回路の電流を検出するために設けられたインバーター電流検出部の出力に基づいて制御定数を調整することを特徴とする請求項１〜７の何れかに記載のモーター駆動制御装置。
10. 前記スイッチング制御手段は、前記モーターの電流を検出するために設けられたモーター電流検出部の出力に基づいて制御定数を調整することを特徴とする請求項１〜７の何れかに記載のモーター駆動制御装置。
11. 前記スイッチング制御手段は、構成の全てまたは一部がアナログＩＣにて実現されていることを特徴とする請求項１〜１０の何れかに記載のモーター駆動制御装置。
12. 前記スイッチング素子又はインバーター回路におけるスイッチング素子の少なくとも１つをＳｉＣ又はＧａＮ等を用いた半導体によるスイッチング素子又はスーパージャンクション構造のスイッチング素子のいずれかを使用したことを特徴とする請求項１〜１１の何れかに記載のモーター駆動制御装置。
13. 前記三相整流器における整流ダイオード又は前記逆流防止素子の少なくとも１つはＳｉＣ又はＧａＮ等を用いた半導体によるダイオードから構成されていることを特徴とする請求項１〜１２の何れかに記載のモーター駆動制御装置。
14. 請求項１〜１３のいずれかに記載のモーター駆動制御装置を複数並列に備え、複数のモーターを駆動することを特徴とするモーター駆動制御装置。
15. 前記インバーター回路により駆動されるモーターを備え、
    前記モーターは、前記昇圧コンバーター部の最大出力電圧値に対応した巻数を備えていることを特徴とする請求項１〜１４の何れかに記載のモーター駆動制御装置。
16. 請求項１〜１４のいずれかに記載のモーター駆動制御装置と、
    そのモーター駆動制御装置によって駆動されるモーターと
    を備えたことを特徴とする圧縮機。
17. 請求項１〜１４のいずれかに記載のモーター駆動制御装置と、
    そのモーター駆動制御装置によって駆動されるモーターと
    を備えたことを特徴とする送風機。
18. 請求項１６に記載の圧縮機及び請求項１７に記載の送風機の少なくとも一方を備えたことを特徴とする空気調和機。
19. 請求項１６に記載の圧縮機及び請求項１７に記載の送風機の少なくとも一方を備えたことを特徴とする冷蔵庫又は冷凍庫。

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