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WO2016017730A1 - 弾性波素子、フィルタ素子および通信装置 - Google Patents

弾性波素子、フィルタ素子および通信装置 Download PDF

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WO2016017730A1
WO2016017730A1 PCT/JP2015/071595 JP2015071595W WO2016017730A1 WO 2016017730 A1 WO2016017730 A1 WO 2016017730A1 JP 2015071595 W JP2015071595 W JP 2015071595W WO 2016017730 A1 WO2016017730 A1 WO 2016017730A1
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WO
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electrode
interval
reflector
electrode finger
elastic wave
Prior art date
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PCT/JP2015/071595
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English (en)
French (fr)
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哲也 岸野
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Kyocera Corp
Original Assignee
Kyocera Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
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Priority to EP15827302.9A priority patent/EP3176948B1/en
Priority to JP2016500013A priority patent/JP6247377B2/ja
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    • H03H9/46—Filters
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    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H03H9/6423—Means for obtaining a particular transfer characteristic
    • H03H9/6433—Coupled resonator filters
    • H03H9/6483—Ladder SAW filters

Definitions

  • the present invention relates to an acoustic wave element, a filter element, and a communication device.
  • an acoustic wave element is used as a duplexer for filtering a signal transmitted / received from an antenna.
  • the acoustic wave element includes a piezoelectric substrate and excitation electrodes formed on the main surface of the piezoelectric substrate.
  • the acoustic wave element utilizes a characteristic capable of mutually converting an electric signal and a surface acoustic wave by the relationship between the excitation electrode and the piezoelectric substrate.
  • the duplexer uses, for example, a plurality of acoustic wave elements to configure a reception filter and a transmission filter (see JP 2007-214902 A).
  • the duplexer sets a reception band and a transmission band of the transmission band by combining a plurality of acoustic wave elements.
  • one of the problems is to improve the characteristics in the pass band of the reception band or the transmission band.
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and an object thereof is to provide an acoustic wave element, a filter element, and a communication device that can improve characteristics in a signal pass band. .
  • An acoustic wave device includes a piezoelectric substrate, an excitation electrode having a plurality of electrode fingers disposed on the piezoelectric substrate, and a plurality of reflective electrode fingers disposed on the piezoelectric substrate. And two reflectors sandwiching the excitation electrode in the propagation direction of the elastic wave.
  • the excitation electrode has a main region in which the interval between the centers of the plurality of electrode fingers is uniformly the first interval in the vicinity of the center of the arrangement of the plurality of electrode fingers.
  • the reflector is a shift in which at least one reflective electrode finger is shifted toward the excitation electrode with respect to a virtual electrode finger position that is repeatedly set at the first interval from the electrode finger in the main region. Has a part.
  • a filter element includes at least one series arm resonator and at least one parallel arm resonator connected between input and output terminals, and the parallel arm resonator includes the elastic wave described above. It is an element.
  • a communication apparatus includes an antenna, the filter element electrically connected to the antenna, and an RF-IC electrically connected to the filter element.
  • the characteristics in the signal pass band can be improved.
  • FIG. 2 is an enlarged plan view in which a part of an excitation electrode is enlarged in the acoustic wave device of FIG. 1.
  • FIG. 2 is an enlarged plan view in which a part of a reflector is enlarged in the acoustic wave device of FIG. 1.
  • FIG. 2 is an enlarged plan view in which a part of an excitation electrode and a reflector is enlarged in the acoustic wave device of FIG. 1.
  • FIG. 5 shows the actual measurement result of the impedance characteristic of the acoustic wave element in which the interval G is changed in the case of FIG. 5, and (b) is an enlarged view of part of (a).
  • FIG. 5 it is a simulation result which shows the energy leakage to the thickness direction of the piezoelectric substrate of the elastic wave element which changed the space
  • FIG. 5 it is a diagram which compares the phase characteristic of the elastic wave element which changed the space
  • FIG. 9 is a magnified plan view illustrating a configuration of an acoustic wave device according to a modification of the present invention, in which a part of an excitation electrode and a reflector is enlarged.
  • (A) shows the actual measurement result of the impedance characteristics of the acoustic wave element in which the pitch Pt2 of the reflective electrode fingers is changed in the case of FIG. 9, and
  • (b) is an enlarged view of a part of (a). It is.
  • FIG. 7 it is a diagram which compares the phase characteristic of the elastic wave element which changed the place which changes the pitch Pt2 of a reflective electrode finger.
  • FIG. 7 it is a diagram which compares the phase characteristic of the elastic wave element which changed the place which changes the pitch Pt2 of a reflective electrode finger.
  • FIG. 7 is a magnified plan view showing a configuration of an acoustic wave device according to a modification of one embodiment of the present invention, in which a part of an excitation electrode and a reflector is enlarged.
  • (A) shows the actual measurement result of the impedance characteristic of the acoustic wave element in which the pitch Pt1 of the electrode finger is changed in the case of FIG. 12, and
  • (b) is an enlarged view of a part of (a). is there.
  • It is the schematic explaining the communication apparatus which concerns on one Embodiment of this invention. It is a circuit diagram explaining the duplexer concerning one embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 It is a conceptual diagram which shows the filter characteristic of the duplexer which concerns on one Embodiment of this invention, and the relationship between a series arm resonator and a parallel arm resonator.
  • A shows the measurement result of the impedance characteristic of the elastic wave element which concerns on the modification of one Embodiment of this invention, (b) expands a part of (a).
  • A) shows the measurement result of the impedance characteristic of the elastic wave element which concerns on the modification of one Embodiment of this invention, (b) expands a part of (a).
  • A) shows the measurement result of the impedance characteristic of the elastic wave element which concerns on the modification of one Embodiment of this invention, (b) expands a part of (a).
  • (A) shows the measurement result of the impedance characteristic of the elastic wave element which concerns on the modification of one Embodiment of this invention, (b) expands a part of (a).
  • (A) shows the measurement result of the impedance characteristic of the elastic wave element which concerns on the modification of one Embodiment of this invention, (b) expands a part of (a).
  • (A) shows the measurement result of the impedance characteristic of the elastic wave element which concerns on the modification of one Embodiment of this invention, (b) expands a part of (a).
  • the elastic wave element may be either upward or downward, but for the sake of convenience, an orthogonal coordinate system xyz will be defined below, and the upper side, the lower side, etc. Terminology shall be used.
  • FIG. 1 is a plan view showing a configuration of a surface acoustic wave device 1 using a surface acoustic wave (SAW) as an example of a surface acoustic wave device according to an embodiment of the present invention.
  • SAW surface acoustic wave
  • FIG. 2 is a sectional view taken along line Ic-Ic in FIG. As shown in FIG.
  • the SAW element 1 includes a piezoelectric substrate 2, an excitation electrode 3 (hereinafter referred to as an IDT (Interdigital Transducer) electrode 3) provided on the upper surface 2 ⁇ / b> A of the piezoelectric substrate 2, and a reflector 4. ing.
  • IDT Interdigital Transducer
  • the piezoelectric substrate 2 is composed of a single crystal substrate having piezoelectricity made of lithium niobate (LiNbO 3 ) crystal or lithium tantalate (LiTaO 3 ) crystal.
  • the piezoelectric substrate 2 is composed of a 36 ° to 48 ° YX cut LiTaO 3 substrate.
  • the planar shape and various dimensions of the piezoelectric substrate 2 may be set as appropriate.
  • the thickness (z direction) of the piezoelectric substrate 2 is 0.2 mm or more and 0.5 mm or less.
  • the IDT electrode 3 includes a first comb electrode 30a and a second comb electrode 30b as shown in FIG.
  • the first comb-teeth electrode 30a and the second comb-teeth electrode 30b are simply referred to as the comb-teeth electrode 30 and may not be distinguished from each other.
  • the comb electrode 30 has two bus bars 31 facing each other and a plurality of electrode fingers 32 extending from each bus bar 31 to the other bus bar 31 side.
  • the pair of comb-shaped electrodes 30 are arranged so that the first electrode fingers 32a and the second electrode fingers 32b mesh with each other in the elastic wave propagation direction.
  • the comb electrode 30 has dummy electrode fingers 33 facing the respective electrode fingers 32.
  • the first dummy electrode finger 33a extends from the first bus bar 31a toward the second electrode finger 32b.
  • the second dummy electrode finger 33b extends from the second bus bar 31b toward the first electrode finger 32a. Note that the dummy electrode fingers 33 may not be disposed on the comb electrode 30.
  • the bus bar 31 is formed in a long shape extending in a straight line with a substantially constant width, for example. Accordingly, the edges of the bus bars 31 facing each other are linear.
  • the plurality of electrode fingers 32 are formed in an elongated shape extending in a straight line with a substantially constant width, and are arranged at substantially constant intervals in the propagation direction of the elastic wave.
  • the width of the bus bar 31 may not be constant.
  • the edges on the opposite sides (inner side) of the bus bar 31 need only be linear, and for example, the inner edge may have a trapezoidal base.
  • first bus bar 31a and the second bus bar 31b are simply referred to as the bus bar 31, and the first and second may not be distinguished.
  • first electrode finger 32a and the second electrode finger 32b are simply referred to as the electrode finger 32
  • first dummy electrode finger 33a and the second dummy electrode finger 33b are simply referred to as the dummy electrode finger 33
  • the plurality of electrode fingers 32 of the pair of comb electrodes 30 constituting the IDT electrode 3 are arranged so as to be repeatedly arranged in the x direction of the drawing. More specifically, as shown in FIG. 2, the first electrode fingers 32a and the second electrode fingers 32b are alternately and repeatedly arranged on the upper surface 2A of the piezoelectric substrate 2 with an interval.
  • the plurality of electrode fingers 32 of the pair of comb electrodes 30 constituting the IDT electrode 3 are set to have the pitch Pt1.
  • the pitch Pt1 is an interval (repetition interval) between the centers of the plurality of electrode fingers 32, and is provided, for example, to be equal to a half wavelength of the wavelength ⁇ of the elastic wave at a frequency to be resonated.
  • the wavelength ⁇ (2 ⁇ Pt1) is, for example, not less than 1.5 ⁇ m and not more than 6 ⁇ m.
  • the IDT electrode 3 can generate elastic waves efficiently because most of the plurality of electrode fingers 32 are arranged at a pitch Pt1 so that the plurality of electrode fingers 32 are arranged at a constant repetition interval. .
  • the pitch Pt1 indicates a distance from the center of the first electrode finger 32a to the center of the second electrode finger 32b adjacent to the first electrode finger 32a in the elastic wave propagation direction. It is.
  • the width w1 in the propagation direction of the elastic wave is appropriately set according to the electrical characteristics required for the SAW element 1.
  • the width w1 of the electrode finger 32 is, for example, not less than 0.3 times and not more than 0.7 times the pitch Pt1.
  • the interval (pitch) from the center of the first electrode finger 32a to the center of the second electrode finger 32b adjacent to the first electrode finger 32a is first. It has a main region that is constant at an interval a. In the example shown in FIGS. 1 to 3, the pitch of the plurality of electrode fingers 32 is uniform in the entire region. That is, the case where all of the IDT electrodes 3 are constituted by the main region is shown.
  • the pitch Pt1 may be different from the first interval a in the vicinity of both ends of the arrangement of the electrode fingers 32. Even in such a case, the elastic wave excited as a whole by the IDT electrode 3 is dominated by an elastic wave having a frequency determined by the first interval a in the vicinity of the center 3a where the amplitude intensity of the elastic wave is highest.
  • An elastic wave propagating in a direction orthogonal to the plurality of electrode fingers 32 is generated. Accordingly, in consideration of the crystal orientation of the piezoelectric substrate 2, the two bus bars 31 are arranged so as to face each other in a direction intersecting the direction in which the elastic wave is desired to propagate.
  • the plurality of electrode fingers 32 are formed to extend in a direction orthogonal to the direction in which the elastic wave is desired to propagate.
  • the propagation direction of an elastic wave is specified by the direction of the several electrode finger 32, etc., in this embodiment, the direction of the several electrode finger 32 is demonstrated on the basis of the propagation direction of an elastic wave for convenience. Sometimes.
  • the length of the plurality of electrode fingers 32 (the length from the bus bar 31 to the tip of the electrode finger 32) is set to be approximately the same, for example.
  • the length of each electrode finger 32 may be changed, for example, it may be lengthened or shortened as it proceeds in the propagation direction.
  • the apodized IDT electrode 3 may be configured by changing the length of each electrode finger 32 with respect to the propagation direction. In this case, it is possible to reduce the spurious in the transverse mode and improve the power durability.
  • the IDT electrode 3 is composed of a conductive layer 15 made of metal, for example.
  • the metal include Al or an alloy containing Al as a main component (Al alloy).
  • the Al alloy is, for example, an Al—Cu alloy.
  • the IDT electrode 3 may be composed of a plurality of metal layers. Various dimensions of the IDT electrode 3 are appropriately set according to electrical characteristics required for the SAW element 1.
  • a thickness S (z direction) of the IDT electrode 3 is, for example, not less than 50 nm and not more than 600 nm.
  • the IDT electrode 3 may be disposed directly on the upper surface 2A of the piezoelectric substrate 2 or may be disposed on the upper surface 2A of the piezoelectric substrate 2 via another member.
  • Another member is made of, for example, Ti, Cr, or an alloy thereof.
  • the thickness of the other member has a thickness that hardly affects the electrical characteristics of the IDT electrode 3 (for example, in the case of Ti) The thickness is set to about 5% of the thickness of the IDT electrode 3).
  • a mass-added film may be laminated on the electrode finger 32 constituting the IDT electrode 3 in order to improve the temperature characteristics of the SAW element 1.
  • a film made of SiO 2 or the like can be used as the mass addition film.
  • the IDT electrode 3 excites an elastic wave propagating in the x direction in the vicinity of the upper surface 2A of the piezoelectric substrate 2 when a voltage is applied.
  • the excited elastic wave is reflected at the boundary with the non-arranged region of the electrode fingers 32 (the long region between the adjacent electrode fingers 32).
  • the standing wave which makes the pitch Pt1 of the electrode finger 32 a half wavelength is formed.
  • the standing wave is converted into an electric signal having the same frequency as that of the standing wave, and is taken out by the electrode finger 32.
  • the SAW element 1 functions as a 1-port resonator.
  • the reflector 4 is disposed so as to sandwich the IDT electrode 3 in the propagation direction of the elastic wave.
  • the reflector 4 is generally formed in a lattice shape. That is, the reflector 4 includes reflector bus bars 41 facing each other in a direction intersecting the propagation direction of the elastic wave, and a plurality of reflective electrode fingers 42 extending between the bus bars 41 in a direction orthogonal to the propagation direction of the elastic wave.
  • the reflector bus bar 41 is formed, for example, in an elongated shape extending in a straight line with a substantially constant width, and is disposed in parallel with the propagation direction of the elastic wave.
  • the plurality of reflective electrode fingers 42 are basically arranged at a pitch Pt2 that reflects the elastic wave excited by the IDT electrode 3.
  • the pitch Pt2 is an interval (repetition interval) between the centers of the plurality of reflective electrode fingers 42.
  • the pitch Pt1 of the IDT electrode 3 is set to a half wavelength of the wavelength ⁇ of the elastic wave, it is about the same as the pitch Pt1. You only have to set it.
  • the wavelength ⁇ (2 ⁇ Pt2) is, for example, not less than 1.5 ⁇ m and not more than 6 ⁇ m.
  • the pitch Pt2 indicates a distance from the center of the reflective electrode finger 42 to the center of the adjacent reflective electrode finger 42 in the propagation direction, as shown in FIG.
  • the plurality of reflective electrode fingers 42 are formed in a long shape extending in a straight line with a substantially constant width.
  • the width w2 of the reflective electrode finger 42 can be set substantially equal to the width w1 of the electrode finger 32, for example.
  • the reflector 4 is made of the same material as the IDT electrode 3 and has a thickness equivalent to that of the IDT electrode 3.
  • the reflector 4 is arranged with a gap G with respect to the IDT electrode 3.
  • the gap G is the distance from the center of the electrode finger 32 positioned at the end of the IDT electrode 3 on the reflector 4 side to the center of the reflective electrode finger 42 positioned at the end of the reflector 4 on the IDT electrode 3 side. It is what you point to.
  • the interval G is normally set to be the same as the pitch Pt1 (or pitch Pt2) of the electrode fingers 32 located near the center 3a of the IDT electrode 3.
  • the protective layer 5 is provided on the piezoelectric substrate 2 so as to cover the IDT electrode 3 and the reflector 4. Specifically, the protective layer 5 covers the surfaces of the IDT electrode 3 and the reflector 4, and covers the portion of the upper surface 2 ⁇ / b> A of the piezoelectric substrate 2 that is exposed from the IDT electrode 3 and the reflector 4.
  • the thickness of the protective layer 5 is 1 nm or more and 50 nm or less, for example.
  • the protective layer 5 is made of an insulating material and contributes to protecting the conductive layer 15 from corrosion and the like.
  • the protective layer 5 is made of a material such as SiO 2 that increases the propagation speed of the elastic wave when the temperature rises, thereby suppressing a change in electrical characteristics due to a change in the temperature of the elastic wave element 1. You can also.
  • the reflector 4 includes a shift unit in which at least one reflective electrode finger 42 is disposed closer to the IDT electrode 3 than the pitch of the plurality of electrode fingers 32 constituting the IDT electrode 3. Is provided.
  • the “pitch of the plurality of electrode fingers 32 constituting the IDT electrode 3” refers to a virtual electrode finger position that is repeatedly set at a first interval a from the electrode finger 32 in the main region.
  • the shift unit may be configured by all or a part of the plurality of reflective electrode fingers 42 configuring the reflector 4.
  • the reflective electrode finger 42 is arranged closer to the IDT electrode 3 than the pitch of the plurality of electrode fingers 32 by bringing the reflector 4 close to the IDT electrode will be described below.
  • the reflector 4 is set such that the gap G with the IDT electrode 3 is narrower than the pitch Pt1 (first interval a) of the electrode fingers 32 located near the center 3a of the IDT electrode 3.
  • the pitch Pt1 of the electrode fingers 32 positioned near the center 3a of the IDT electrode 3 refers to the pitch Pt1 of two or more electrode fingers 32 including at least the electrode finger 32 positioned at the center of the IDT electrode 3. . That is, the first interval a is indicated.
  • the pitch Pt1 of the electrode fingers 32 located near the center 3a is used as a comparison target of the gap G.
  • the average value of the pitches Pt1 of the electrode fingers 32 of the IDT electrode 3 is used.
  • the pitch Pt1 of the electrode fingers 32 occupying most of the IDT electrode 3 may be used.
  • the gap G is set at a position narrowed within a range of, for example, 0.8 times or more and 0.975 times or less with respect to a normal gap (pitch Pt1 near the center 3a of the IDT electrode 3; first gap a). Place them close together. More preferably, the reflector 4 is arranged close to a position narrowed within a range of 0.8 times to 0.95 times. In other words, the reflector 4 is disposed at a position close to the IDT electrode 3 by shifting a distance of 0.05 times to 0.2 times the normal interval. In other words, the reflector 4 is shifted to the IDT electrode 3 side in the range of 0.025 ⁇ to 0.1 ⁇ .
  • the reflective electrode fingers 42 of the reflector 4 come closer to the IDT electrode 3 side than the normal pitch, as shown in FIG. That is, all the reflector electrode fingers 42 are shifted to the IDT electrode 3 side from the respective virtual electrode finger positions, and the reflector electrode fingers 42 constitute a shift portion.
  • the loss of the resonator near the antiresonance point can be reduced.
  • the phase of the elastic wave (SAW) excited by the IDT electrode 3 and the phase of the SAW reflected by the reflector 4 can be successfully achieved near the antiresonance point. It is estimated that it will match. For this reason, it is possible to prevent the SAW from being converted into other types of elastic waves near the antiresonance point and leaking from the resonator, and the loss of the resonator is considered to be improved.
  • the SAW element was actually produced and evaluated.
  • the basic configuration of the manufactured SAW element is as follows.
  • piezoelectric substrate 2 Material: 42 ° Y-cut X-propagation LiTaO 3 substrate
  • IDT electrode 3 Material: Al—Cu alloy (however, there is an underlayer made of 6 nm Ti between the piezoelectric substrate 2 and the conductive layer 15).
  • a sample is manufactured when the interval G between the IDT electrode 3 and the reflector 4 is 1.0 times and 0.90 times the pitch Pt1 in the vicinity of the center 3a of the IDT electrode 3. And evaluated.
  • the case where the interval G is 1.0 times the pitch Pt1 is a normal case.
  • the measurement result of the produced sample is shown in FIG. In FIG. 6, the horizontal axis represents frequency (MHz), the vertical axis represents impedance (ohm) on the left axis, and the phase (deg) on the right axis. From this result, it can be seen that the impedance phase near the anti-resonance point approaches -90 ° when the interval G is narrowed.
  • a model in a finite element method of a SAW element comprising 80 electrode fingers 32 as IDT electrodes 3 and reflector 4 having 20 reflective electrode fingers 42 arranged at both ends of the IDT electrode 3 was produced.
  • the amount of energy leakage in the thickness direction of the piezoelectric substrate 2 when the reflector 4 is not provided with a shift portion and when the shift portion is provided that is shifted to the IDT electrode 3 side by 0.1 ⁇ . was obtained by simulation.
  • FIG. 7 shows energy leakage in the thickness direction of the piezoelectric substrate 2 at a point of a depth of 3 ⁇ from the upper surface 2A of the piezoelectric substrate 2 in the thickness direction.
  • a solid line indicates the amount of leakage in the SAW element without the shift unit, and a broken line indicates the amount of leakage in the SAW element with the shift unit. Note that a SAW element without a shift unit is a normal SAW element.
  • the SAW element including the shift unit is a SAW element according to the present embodiment.
  • leakage is maximum at a position about 20 electrode fingers 32 or reflective electrode fingers 42 away from the boundary between the IDT electrode 3 and the reflector 4. This is because the bulk wave radiated due to the discontinuity of the electrode finger 32 and the reflective electrode finger 42 in the vicinity of the boundary between the IDT electrode 3 and the reflector 4 propagates obliquely in the thickness direction in the piezoelectric substrate 2 and from the upper surface 2A. This is considered to be because at the thickness position of 3 ⁇ , the electrode fingers 32 reach about 20 distances from the boundary between the IDT electrode 3 and the reflector 4.
  • the leakage energy amount in the thickness direction of the piezoelectric substrate 2 is smaller in both the IDT electrode 3 side and the reflector 4 side than in the normal SAW element. it can. That is, it can be seen that energy leakage in the thickness direction of the piezoelectric substrate 2 is suppressed.
  • the SAW element 1 as a resonator, it is considered that energy leakage can be suppressed and loss of the resonator can be suppressed.
  • the phase characteristics of the SAW element changed in two frequency regions, a higher frequency side than the resonance frequency and a higher frequency side than the anti-resonance frequency.
  • “higher frequency than the resonance frequency” refers to the central frequency band between the resonance frequency and the antiresonance frequency
  • “higher frequency than the antiresonance frequency” refers to the frequency higher than the antiresonance frequency. It shall refer to the frequency band on the 1% higher frequency side.
  • FIG. 8 shows changes in phase characteristics with respect to the shift amount.
  • FIG. 8A shows the phase characteristics on the higher frequency side than the resonance frequency
  • FIG. 8B shows the phase characteristics on the higher frequency side than the anti-resonance frequency. Show.
  • the horizontal axis represents the reflector shift amount ( ⁇ ⁇ )
  • the vertical axis represents the impedance phase (deg).
  • the impedance phase approaches 90 ° as the loss of the resonator decreases.
  • FIG. 8A on the higher frequency side than the resonance frequency, when the shift amount to the IDT electrode 3 side is larger than 0.1 ⁇ , the phase suddenly increases in a direction away from 90 °. It was confirmed that the condition deteriorated and the loss increased.
  • This frequency band corresponds to the left shoulder (the end on the low frequency side) of the pass band of the filter when the SAW element is used as a parallel arm resonator forming a filter. For this reason, it is necessary to suppress the shift amount to 0.1 ⁇ or less in order to suppress the loss at the low frequency end of the pass band and improve the shoulder characteristics.
  • the impedance phase approaches -90 ° as the loss of the resonator decreases.
  • the phase may approach ⁇ 90 ° by shifting the reflector 4 to the IDT electrode 3 side. It could be confirmed. This improvement trend was saturated when the shift amount increased and exceeded 0.1 ⁇ , and it was confirmed that further improvement could not be expected.
  • This frequency band which is higher than the anti-resonance frequency, corresponds to the right shoulder (end on the high frequency side) of the pass band of the filter when the SAW element is used as a parallel arm resonator forming a filter. To do.
  • the shift amount may be suppressed to be larger than 0 ⁇ and 0.1 ⁇ or less.
  • the width is 0.025 ⁇ or more and 0.075 ⁇ or less, the shoulder characteristics of the filter are good.
  • the reflector 4 is an interval between the centers of at least two adjacent reflective electrode fingers 42 (first reflective electrode finger 42a and second reflective electrode finger 42b) located on the IDT electrode 3 side.
  • the second interval b may be narrower than the pitch Pt1 (first interval a) of the electrode fingers 32 located near the center 3a of the IDT electrode 3.
  • the pitch with the electrode finger 42b is the second interval b.
  • the first reflective electrode finger 42a is disposed at the virtual electrode finger position.
  • the pitch of the reflective electrode fingers 42 located on the opposite side of the IDT electrode 3 from the second reflective electrode finger 42b is made equal to the first interval a.
  • a shift portion is formed by the second reflective electrode finger 42b and the reflective electrode finger 42 located on the opposite side of the IDT electrode 3 from the second reflective electrode finger 42b.
  • the shift portion is configured by the group of reflective electrode fingers 42 located on the opposite side of the IDT electrode 3 from the first reflective electrode finger 42a.
  • the reflective electrode finger 42 that narrows the pitch Pt2 can set the pitch Pt2 within a range of, for example, 0.8 times or more and 0.975 times or less with respect to the first interval a.
  • the distance approaching the excitation electrode 3 may be set to a distance of, for example, 0.025 to 0.2 times the first interval a.
  • the position is shifted to the IDT electrode 3 side by a distance of 0.0125 ⁇ or more and 0.1 ⁇ or less with respect to the virtual electrode finger position.
  • This modification is a case where the pitch Pt2 of the two reflective electrode fingers 42 including the reflective electrode fingers 42 located at the end portion on the IDT electrode 3 side is narrowed.
  • the pitch Pt ⁇ b> 2 of the reflective electrode fingers 42 that are not at the end of the electrode (exist at a position away from the IDT electrode 3) may be reduced. Further, the pitch Pt2 may be narrowed for all the reflective electrode fingers 42. However, the pitch Pt2 is prevented from becoming larger than the first interval a among the plurality of reflective electrode fingers 42.
  • the pitch Pt2 of the reflective electrode fingers 42 By narrowing the pitch Pt2 of the reflective electrode fingers 42 at least partially, as shown in FIG. 9, at least a part of the reflective electrode fingers 42 of the reflector 4 is IDT electrodes more than the normal pitch (virtual electrode finger position). It can be made to approach 3 side. As a result, it is possible to obtain the same effect as when the gap G between the IDT electrode 3 and the reflector 4 is narrowed. In addition, since the pitch Pt2 of the reflective electrode fingers 42 is narrowed, the gap G between the IDT electrode 3 and the reflector 4 does not become small, so that ESD (Electrostatic Discharge) and power durability are unlikely to deteriorate. Can be.
  • ESD Electrostatic Discharge
  • the pitch Pt2 between the two reflective electrode fingers 42 on the IDT electrode 3 side is set to 1.0 and 0.9 times the first interval a.
  • the case where the pitch Pt2 is 1.0 times the pitch first interval a is a case of a normal SAW element.
  • Fig. 10 shows the measurement results of the prepared sample.
  • the horizontal axis represents frequency (MHz)
  • the vertical axis represents impedance absolute value (ohm)
  • the right axis represents phase (deg).
  • the solid line in the figure indicates the characteristics of a normal SAW element
  • the broken line indicates the characteristics of the SAW element 1 of this modification.
  • the SAW element 1 of the modified example has a phase approaching ⁇ 90 ° in the region on the high frequency side of the antiresonance frequency as compared with the normal SAW element. It was. From this result, it can be seen that the effect of suppressing the loss of the resonator can be obtained as in the case where the gap G is narrowed as in the above-described embodiment.
  • Model 1 is a normal SAW element
  • model 2 is a SAW element having an IDT electrode 3 and a reflector 4 and a distance G of 0.9 ⁇
  • models 3 to 9 have the distance between the reflective electrode fingers 42 as the second distance b. This is a SAW element.
  • Models 3 to 9 are obtained by changing the positions of the portions (narrow pitch portions) where the interval between the two reflective electrode fingers 42 is the second interval b, and the model 3 is positioned at the end portion on the excitation electrode 3 side.
  • the model electrode 9 is shifted from the end to the first one from the end, and the model 9 is shifted from the end to the first one from the end. It is between the seventh.
  • the number of the reflective electrode fingers 42 located at the end on the IDT electrode 3 side is zero.
  • the interval between the reflective electrode fingers 42 was set to the first interval a except for the place where the second interval b was set.
  • the second interval b was set to 0.9 ⁇ .
  • FIG. 11 is a plot of phase characteristic values on the high frequency side of the anti-resonance frequencies of Models 1-9.
  • the horizontal axis indicates the different model (No.)
  • the vertical axis indicates the impedance phase (deg) of 2070 MHz. Since the antiresonance frequency is on the high frequency side, the loss as a resonator decreases as the phase approaches -90 °.
  • the phase characteristics on the higher frequency side than the antiresonance frequency are improved by providing the narrow pitch portion.
  • the IDT electrode 3 in the model 3 (configuration shown in FIG. 7), the IDT electrode 3 and It was confirmed that the phase characteristics were superior to those in the case of adjusting the gap G with the reflector 4 (model 2).
  • the effect of improving the phase characteristics decreases as the narrow pitch portion moves away from the IDT electrode 3, but it is sufficient from the reflective electrode finger 42 located at the end on the IDT electrode 3 side to between the sixth and seventh. It was confirmed that the phase characteristics were improved and the resonator had loss improvement characteristics.
  • Modification 2 of the SAW element In the SAW element 1, as a method of disposing the reflective electrode fingers 42 closer to the IDT electrode 3 side than the pitch of the plurality of electrode fingers 32 constituting the IDT electrode 3, as shown in FIG.
  • the pitch Pt1 of the finger 32 may be narrowed.
  • the pitch Pt1 of at least two adjacent electrode fingers 32 located on the reflector 4 side is larger than the first interval a of the electrode fingers 32 located near the center 3a of the IDT electrode 3. May be narrower. There may be at least two IDT electrodes 3 that narrow the pitch Pt1. In this modification, the pitch Pt1 of the two electrode fingers 32 including the electrode fingers 32 positioned at the end on the reflector 4 side in the IDT electrode 3 is narrowed. Further, the pitch Pt1 of the electrode fingers 32 may be reduced.
  • the reflective electrode fingers 42 of the reflector 4 can be brought closer to the IDT electrode 3 side than the normal pitch, as shown in FIG. As a result, it is possible to obtain the same effect as when the gap G between the IDT electrode 3 and the reflector 4 is narrowed.
  • the horizontal axis represents frequency (MHz)
  • the vertical axis represents impedance absolute value (ohm)
  • the right axis represents phase (deg).
  • the solid line indicates the characteristics of the normal SAW element
  • the broken line indicates the characteristics of the SAW element 1 of the present modification.
  • the phase of the modified SAW element 1 is closer to ⁇ 90 ° than that of the normal SAW element, and the loss as a resonator is suppressed. It can be confirmed that it is made. From this result, it can be seen that the SAW element 1 of this modification can obtain the same effect as when the gap G is narrowed as in the above-described embodiment.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a main part of the communication apparatus 101 according to the embodiment of the present invention.
  • the communication device 101 performs wireless communication using radio waves.
  • the duplexer 7 has a function of demultiplexing a signal having a transmission frequency and a signal having a reception frequency in the communication apparatus 101.
  • a transmission information signal TIS including information to be transmitted is modulated and increased in frequency (converted to a high-frequency signal of a carrier frequency) by the RF-IC 103 to become a transmission signal TS.
  • Unnecessary components other than the transmission passband are removed from the transmission signal TS by the bandpass filter 105, amplified by the amplifier 107, and input to the duplexer 7. Noise may be mixed into the amplified transmission signal TS by passing through the amplifier 107.
  • the duplexer 7 removes unnecessary components (such as noise) other than the transmission passband from the input transmission signal TS and outputs the result to the antenna 109.
  • the antenna 109 converts the input electric signal (transmission signal TS) into a radio signal and transmits it.
  • the radio signal received by the antenna 109 is converted into an electric signal (reception signal RS) by the antenna 109 and input to the duplexer 7.
  • the duplexer 7 removes unnecessary components other than the reception passband from the input reception signal RS and outputs the result to the amplifier 111.
  • the output reception signal RS is amplified by the amplifier 111, and unnecessary components other than the reception passband are removed by the bandpass filter 113. Examples of unnecessary components removed by the bandpass filter 113 include noise mixed by the amplifier 111.
  • the reception signal RS is subjected to frequency reduction and demodulation by the RF-IC 103 to be a reception information signal RIS.
  • the transmission information signal TIS and the reception information signal RIS may be low frequency signals (baseband signals) including appropriate information, for example, analog audio signals or digitized audio signals.
  • the passband of the radio signal may be in accordance with various standards such as UMTS (Universal Mobile Telecommunications System).
  • the modulation method may be any of phase modulation, amplitude modulation, frequency modulation, or a combination of any two or more thereof.
  • the RF-IC 103 may have the functions of the band pass filter 105 and the band pass filter 113, and these filters may be omitted.
  • FIG. 15 is a circuit diagram showing a configuration of the duplexer 7 according to one embodiment of the present invention.
  • the duplexer 7 is a duplexer used in the communication apparatus 101 in FIG.
  • the duplexer 7 has a filter element that constitutes at least one of the transmission filter 11 and the reception filter 12.
  • the filter element constituting at least one of the transmission filter 11 and the reception filter 12 includes a series arm resonator and a parallel arm resonator, and the SAW element 1 is used as the parallel arm resonator.
  • the series arm resonator and the parallel arm resonator share the piezoelectric substrate 2 with the SAW element 1.
  • the SAW element 1 is, for example, a SAW element that constitutes a part of a ladder type filter circuit of the transmission filter 11 in the duplexer 7 shown in FIG.
  • the transmission filter 11 includes a piezoelectric substrate 2 and series arm resonators S1 to S3 and parallel arm resonators P1 to P3 formed on the piezoelectric substrate 2.
  • the duplexer 7 includes an antenna terminal 8, a transmission terminal 9, a reception terminal 10, a transmission filter 11 disposed between the antenna terminal 8 and the transmission terminal 9, and between the antenna terminal 8 and the reception terminal 10.
  • the reception filter 12 is mainly configured.
  • the transmission signal TS from the amplifier 107 is input to the transmission terminal 9, and the transmission signal TS input to the transmission terminal 9 is output to the antenna terminal 8 by removing unnecessary components other than the transmission passband in the transmission filter 11. Is done. Further, the reception signal RS is input from the antenna 109 to the antenna terminal 8, and unnecessary components other than the reception passband are removed by the reception filter 12 and output to the reception terminal 10.
  • the transmission filter 11 is configured by, for example, a ladder-type SAW filter. Specifically, the transmission filter 11 connects three series arm resonators S1, S2, and S3 connected in series between the input side and the output side, and the series arm resonators S1, S2, and S3. And three parallel arm resonators P1, P2 and P3 provided between the series arm which is a wiring for the reference and the reference potential portion Gnd. That is, the transmission filter 11 is a ladder filter having a three-stage configuration. However, the number of stages of the ladder filter in the transmission filter 11 is arbitrary.
  • the transmission terminal 9 functions as an input terminal
  • the antenna terminal 8 functions as an output terminal.
  • the reception filter 12 is configured by a ladder filter
  • the antenna terminal 8 functions as an input terminal
  • the reception terminal 10 functions as an output terminal.
  • An inductor L may be provided between the parallel arm resonators P1, P2, and P3 and the reference potential portion Gnd. By setting the inductance of the inductor L to a predetermined magnitude, an attenuation pole is formed outside the band of the transmission frequency of the transmission signal to increase the out-of-band attenuation.
  • the plurality of series arm resonators S 1, S 2, S 3 and the plurality of parallel arm resonators P 1, P 2, P 3 are each composed of a SAW resonator such as the SAW element 1.
  • the reception filter 12 includes, for example, a multimode SAW filter 17 and an auxiliary resonator 18 connected in series on the input side thereof.
  • the multiplex mode includes a double mode.
  • the multimode SAW filter 17 has a balanced-unbalanced conversion function, and the receiving filter 12 is connected to two receiving terminals 10 from which balanced signals are output.
  • the reception filter 12 is not limited to the multimode SAW filter 17 but may be a ladder filter or a filter that does not have a balanced-unbalanced conversion function.
  • a circuit for impedance matching made of an inductor or the like may be inserted between the connection point of the transmission filter 11, the reception filter 12, and the antenna terminal 8 and the ground potential part Gnd.
  • the SAW element 1 of this embodiment may be used for any of the parallel arm resonators P1 to P3.
  • the SAW element 1 for at least one of the parallel arm resonators P1 to P3 it is possible to reduce the loss near the high frequency side end of the passband of the filter.
  • the transmission band is often located on the lower frequency side than the reception band. Therefore, in particular, the transmission filter 11 requires a steep attenuation characteristic on the higher frequency side of the pass band. Therefore, by using the SAW element 1 for the parallel arm resonators P1 to P3, the loss near the high frequency side of the pass band can be reduced and the steepness can be improved. In the duplexer 7, the loss is reduced. However, the degree of separation between the transmission signal and the reception signal can be improved.
  • FIG. 16 is a conceptual diagram showing the pass characteristics of the ladder filter and the frequency positions of the impedance characteristics of the series arm resonators S1, S2, and S3 and the parallel arm resonators P1, P2, and P3.
  • the impedance characteristic of the series arm resonator and the parallel arm resonator Located below is the impedance characteristic of the series arm resonator and the parallel arm resonator.
  • the solid line indicates the characteristics of the series arm resonator, and the broken line indicates the characteristics of the parallel arm resonator.
  • the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents impedance.
  • the resonance point of the series arm resonator and the anti-resonance point of the parallel arm resonator are located at the approximate center of the filter passband.
  • the frequency corresponding to the end on the high frequency side of the filter pass band is located slightly higher than the antiresonance point of the parallel arm resonator, as indicated by A in FIG.
  • the SAW element 1 of the present embodiment When the SAW element 1 of the present embodiment is used for the parallel arm resonators P1 to P3, the loss in this frequency region can be reduced. As a result, the loss near the high-frequency side end of the passband of the filter Can be reduced. Further, the characteristics of the SAW element 1 of the present embodiment are deteriorated in the vicinity of the resonance frequency. However, the vicinity of the resonance frequency of the parallel arm resonators P1 to P3 is on the lower frequency side than the pass band of the filter, and it is difficult to cause a large demerit as the characteristics of the entire filter.
  • the SAW element 1 for the parallel arm resonator having the lowest resonance frequency among the parallel arm resonators P1 to P3 is suppressed.
  • the shoulder characteristics can be improved, and the steepness in the pass band of the filter can be improved. That is, the SAW element 1 is applied to the first parallel arm resonator when the first parallel arm resonator and the second parallel arm resonator having a higher resonance frequency than the first parallel arm resonator P1 to P3 are included. It is preferable to do. More preferably, the resonance frequency of the first parallel arm resonator is the lowest among the parallel arm resonators.
  • the SAW element of the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications may be added.
  • the pitch Pt2 is narrowed and the pitch Pt1 of the electrode fingers 32 is narrowed.
  • these may be combined.
  • the pitch Pt2 of the reflective electrode fingers 42 is reduced while the interval G is reduced. May be.
  • the width for narrowing the gap G and the width for narrowing the pitch Pt2 can be reduced, it is possible to reduce the deterioration of characteristics in each configuration.
  • the pitch Pt1 of the electrode fingers 32 of the IDT electrode 3 may be narrowed while narrowing the gap G, or all of the gap G, pitch Pt1, and pitch Pt2 may be narrowed.
  • the SAW element of the above-described embodiment is effective regardless of the passband frequency.
  • 17 to 22 show that the passband frequency is set to the 800 MHz band, and it can be seen that the same effects as those of the above-described embodiment are obtained.
  • the horizontal axis represents frequency (MHz) and the vertical axis represents phase (deg).
  • a solid line shows the characteristics of a SAW element in which the gap G is 1.0 times the pitch Pt1
  • a broken line shows the characteristics of the SAW element in which the gap G is 0.9 times the pitch Pt1.
  • the thing of 1.0 times pitch Pt1 is a normal SAW element.
  • the SAW element in which the gap G indicated by the broken line is 0.9 times the pitch Pt1 has a phase on the higher frequency side than the anti-resonance frequency than the SAW element in which the gap is 1.0 times. It was close to -90 ° and it was confirmed that the generation of loss was suppressed.
  • the number of electrode fingers 32 of the IDT electrode 3 is 200.
  • SAW elements in which the number of electrode fingers 32 of the IDT electrode 3 is changed from the basic configuration of the SAW element of the above-described embodiment are manufactured, and the measurement results are shown in FIGS. Specifically, FIGS. 17, 18, and 19 are the results of measuring phase characteristics by fabricating SAW elements in which the number of IDT electrodes 3 is set to 100, 200, and 300, respectively.
  • the film thickness of the electrode finger 32 is set to 378 ⁇ m (including 6 nm of the underlayer) so that the normalized film thickness is 7.7%.
  • the normalized film thickness is the ratio of the film thickness of the electrode finger 32 to the wavelength of the elastic wave, and is obtained by dividing the film thickness of the electrode finger 32 by the wavelength.
  • FIGS. 20 to 22 show the results obtained by fabricating and measuring a SAW element in which the electrode film thickness is changed so that the normalized film thickness changes in the SAW element of the above-described embodiment.
  • FIGS. 20 to 22 show a normalized film thickness of 6.5% (electrode film thickness of 320 nm (including the underlayer 6 nm)) and 7.7% (electrode film thickness of 378 nm (including the underlayer of 6 nm)), respectively. , 8.2% (the electrode film thickness is 400 nm (including the underlayer 6 nm)). From this result, it is clear that the loss on the high frequency side can be improved regardless of the film thickness of the electrode finger 32. In particular, it was found that when the film thickness is thin, the loss improvement effect is large and the ripple can be reduced.
  • 1 elastic wave element (SAW element), 2: piezoelectric substrate, 2A: upper surface, 3: excitation electrode (IDT electrode), 30: comb-tooth electrode (first comb-tooth electrode 30a, second comb-tooth electrode 30b), 31 : Bus bar (first bus bar 31a, second bus bar 31b), 32: electrode finger (first electrode finger 32a, second electrode finger 32b), 33: dummy electrode finger (first dummy electrode finger 33a, second dummy electrode finger) 33b), 3a: near the center, 4: reflector, 41: reflector busbar, 42: reflector electrode finger, 5: protective layer, 7: duplexer, 8: antenna terminal, 9: transmission terminal, 10: reception terminal , 11: transmission filter, 12: reception filter, 101: communication device, 103: RF-IC, 109: antenna, S1 to S3: series arm resonator, P1 to P3: parallel arm resonator,

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Abstract

　通過帯域の特性を向上させることが可能な弾性波素子、フィルタ素子および通信装置を提供する。本発明の弾性波素子は、圧電基板２と、圧電基板２上に配置された、複数の電極指３２を有する励振電極３と、圧電基板２上に配置された、複数の反射電極指４２を有し、弾性波の伝搬方向において励振電極３を挟む２つの反射器４とを備え、励振電極３は、複数の電極指３２の並びの中心付近３ａに複数の電極指３２の中心間の間隔が一様に第１間隔である主領域を有しており、反射器４は、主領域の電極指３２から第１間隔で繰り返して設定される仮想電極指位置に対して少なくとも１本の反射電極指４２が励振電極３の側にシフトしている。

Description

弾性波素子、フィルタ素子および通信装置
　本発明は、弾性波素子、フィルタ素子および通信装置に関するものである。
　近年、移動体端末等の通信装置において、アンテナから送信・受信される信号をフィルタリングする分波器に弾性波素子が用いられている。弾性波素子は、圧電基板と、圧電基板の主面に形成された励振電極とによって構成されている。弾性波素子は、励振電極と圧電基板との関係で電気信号と弾性表面波とを相互に変換することができる特性を利用するものである。
　分波器は、複数の弾性波素子を用いることによって、例えば受信フィルタおよび送信フィルタを構成している（特開２００７－２１４９０２号公報等を参照）。分波器は、複数の弾性波素子を組み合わせることにより、受信帯域および送信帯域の通過帯域が設定される。
　このような分波器において、受信帯域または送信帯域の通過帯域内の特性を向上させることが課題の１つとなっている。
　そこで、本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであって、その目的は、信号の通過帯域内の特性を向上させることが可能な弾性波素子、フィルタ素子および通信装置を提供することにある。
　本発明の一実施形態に係る弾性波素子は、圧電基板と、該圧電基板上に配置された、複数の電極指を有する励振電極と、前記圧電基板上に配置された、複数の反射電極指を有し、弾性波の伝搬方向において前記励振電極を挟む２つの反射器とを備えている。ここで、前記励振電極は、複数の前記電極指の並びの中心付近に複数の前記電極指の中心間の間隔が一様に第１間隔である主領域を有している。前記反射器は、前記主領域の前記電極指から前記第１間隔で繰り返して設定される仮想電極指位置に対して少なくとも１本の前記反射電極指が前記励振電極の側にシフトしているシフト部を有している。
　本発明の一実施形態に係るフィルタ素子は、入出力端子間に接続された少なくとも１つの直列腕共振子および少なくとも１つの並列腕共振子を備えており、該並列腕共振子が上記の弾性波素子である。
　本発明の一実施形態に係る通信装置は、アンテナと、該アンテナに電気的に接続された上記のフィルタ素子と、該フィルタ素子に電気的に接続されたＲＦ－ＩＣとを備える。
　本発明の弾性波素子、フィルタ素子および通信装置によれば、信号の通過帯域内の特性を向上させることができる。
本発明の一実施形態に係る弾性波素子の構成を示す平面図である。 図１の弾性波素子において、Ｉｃ－Ｉｃ線で切断した断面に相当する。 図１の弾性波素子において、励振電極の一部を拡大した拡大平面図である。 図１の弾性波素子において、反射器の一部を拡大した拡大平面図である。 図１の弾性波素子において、励振電極および反射器の一部を拡大した拡大平面図である。 （ａ）は、図５の場合において、間隔Ｇを変化させた弾性波素子のインピーダンス特性の実測結果を示すものであり、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大したものである。 図５の場合において、間隔Ｇを変化させた弾性波素子の圧電基板の厚み方向へのエネルギー漏洩を示すシミュレーション結果である。 図５の場合において、間隔Ｇを変化させた弾性波素子の位相特性を比較する線図であり、（ａ）は共振周波数と反共振周波数の間の周波数帯における特性を、（ｂ）は反共振周波数よりも１％高周波数側の周波数帯における特性をそれぞれ示す。 本発明の変形例に係る弾性波素子の構成を示すものであり、励振電極および反射器の一部を拡大した拡大平面図である。 （ａ）は、図９の場合において、反射電極指のピッチＰｔ２を変化させた弾性波素子のインピーダンス特性の実測結果を示すものであり、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大したものである。 図７の場合において、反射電極指のピッチＰｔ２を変化させる場所を変化させた弾性波素子の位相特性を比較する線図である。 本発明の一実施形態の変形例に係る弾性波素子の構成を示すものであり、励振電極および反射器の一部を拡大した拡大平面図である。 （ａ）は、図１２の場合において、電極指のピッチＰｔ１を変化させた弾性波素子のインピーダンス特性の実測結果を示すものであり、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大したものである。 本発明の一実施形態に係る通信装置を説明する概略図である。 本発明の一実施形態に係る分波器を説明する回路図である。 本発明の一実施形態に係る分波器のフィルタ特性と直列腕共振子および並列腕共振子の関係を示す概念図である。 （ａ）は本発明の一実施形態の変形例に係る弾性波素子のインピーダンス特性の実測結果を示すものであり、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大したものである。 （ａ）は本発明の一実施形態の変形例に係る弾性波素子のインピーダンス特性の実測結果を示すものであり、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大したものである。 （ａ）は本発明の一実施形態の変形例に係る弾性波素子のインピーダンス特性の実測結果を示すものであり、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大したものである。 （ａ）は本発明の一実施形態の変形例に係る弾性波素子のインピーダンス特性の実測結果を示すものであり、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大したものである。 （ａ）は本発明の一実施形態の変形例に係る弾性波素子のインピーダンス特性の実測結果を示すものであり、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大したものである。 （ａ）は本発明の一実施形態の変形例に係る弾性波素子のインピーダンス特性の実測結果を示すものであり、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大したものである。
　以下、本発明の一実施形態に係る弾性波素子、フィルタ素子および通信装置について、図面を参照して説明する。なお、以下の説明で用いる図は模式的なものであり、図面上の寸法および比率等は現実のものとは必ずしも一致していない。
　弾性波素子は、いずれの方向が上方または下方とされてもよいものであるが、以下では便宜的に、直交座標系ｘｙｚを定義するとともに、ｚ方向の正側を上方として上面、下面等の用語を用いるものとする。
　＜弾性波素子の構成の概要＞
　図１は、本発明の一実施形態に係る弾性波素子の一例として弾性表面波（ＳＡＷ：Surface Acoustic Wave）を用いた弾性波素子１の構成を示す平面図である。以下、弾性波素子１をＳＡＷ素子１と略して記載する。図２は図１のIｃ－Iｃ線における断面図である。ＳＡＷ素子１は、図１に示すように、圧電基板２、圧電基板２の上面２Ａに設けられた励振電極３（以下、ＩＤＴ（Interdigital Transducer）電極３と記載する）および反射器４を有している。
　圧電基板２は、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３）結晶またはタンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ３）結晶からなる圧電性を有する単結晶の基板によって構成されている。具体的には、例えば、圧電基板２は、３６°～４８°Ｙ－ＸカットのＬｉＴａＯ３基板によって構成されている。圧電基板２の平面形状および各種寸法は適宜に設定されてよい。一例として、圧電基板２の厚み（ｚ方向）は、０．２ｍｍ以上０．５ｍｍ以下である。
　ＩＤＴ電極３は、図１に示すように、第１櫛歯電極３０ａおよび第２櫛歯電極３０ｂを有している。なお、以下の説明では、第１櫛歯電極３０ａおよび第２櫛歯電極３０ｂを単に櫛歯電極３０といい、これらを区別しないことがある。
　櫛歯電極３０は、図１に示すように、互いに対向する２本のバスバー３１と、各バスバー３１から他のバスバー３１側へ延びる複数の電極指３２とを有している。そして、１対の櫛歯電極３０は、第１電極指３２ａと第２電極指３２ｂとが、弾性波の伝搬方向に互いに噛み合うように（交差するように）配置されている。
　また、櫛歯電極３０は、それぞれの電極指３２に対向するダミー電極指３３を有している。第１ダミー電極指３３ａは、第１バスバー３１ａから第２電極指３２ｂに向かって延びている。第２ダミー電極指３３ｂは、第２バスバー３１ｂから第１電極指３２ａに向かって延びている。なお、櫛歯電極３０にはダミー電極指３３を配置しなくてもよい。
　バスバー３１は、例えば概ね一定の幅で直線状に延びる長尺状に形成されている。従って、バスバー３１の互いに対向する側の縁部は直線状である。複数の電極指３２は、例えば、概ね一定の幅で直線状に延びる長尺状に形成されており、弾性波の伝搬方向に概ね一定の間隔で配列されている。
　なお、バスバー３１の幅は一定でなくてもよい。バスバー３１の互いに対向する側（内側）の縁部が直線状であればよく、例えば内側の縁部を台形の底辺とするような形状であってもよい。
　これ以降、第１バスバー３１ａおよび第２バスバー３１ｂを単にバスバー３１といい、第１と第２とを区別しないことがある。同様に、第１電極指３２ａおよび第２電極指３２ｂを単に電極指３２といい、第１ダミー電極指３３ａおよび第２ダミー電極指３３ｂを単にダミー電極指３３といい、第１と第２とを区別しないことがある。
　ＩＤＴ電極３を構成する一対の櫛歯電極３０の複数の電極指３２は、図面のｘ方向に繰り返し配列されるように並んでいる。より詳しくは、図２に示すように、第１電極指３２ａおよび第２電極指３２ｂは、圧電基板２の上面２Ａに間隔をあけて交互に繰り返し配置されている。
　このように、ＩＤＴ電極３を構成する一対の櫛歯電極３０の複数の電極指３２は、ピッチＰｔ１となるように設定されている。ピッチＰｔ１は、複数の電極指３２の中心間の間隔（繰り返し間隔）であり、例えば共振させたい周波数での弾性波の波長λの半波長と同等になるように設けられている。波長λ（２×Ｐｔ１）は、例えば１．５μｍ以上６μｍ以下である。ＩＤＴ電極３は、複数の電極指３２の殆どをピッチＰｔ１となるように配置することにより、複数の電極指３２が一定の繰り返し間隔で配置されるため、弾性波を効率よく発生させることができる。
　ここでピッチＰｔ１は、図３に示すように、弾性波の伝搬方向において、第１電極指３２ａの中心から当該第１電極指３２ａに隣接する第２電極指３２ｂの中心までの間隔を指すものである。各電極指３２は、弾性波の伝搬方向における幅ｗ１が、ＳＡＷ素子１に要求される電気特性等に応じて適宜に設定される。電極指３２の幅ｗ１は、例えばピッチＰｔ１に対して０．３倍以上０．７倍以下である。
　このようなＩＤＴ電極３において、電極指３２の中央付近３ａにおいて、第１電極指３２ａの中心から当該第１電極指３２ａに隣接する第２電極指３２ｂの中心までの間隔（ピッチ）が第１間隔ａで一定である主領域を有する。図１～図３に示す例では、複数の電極指３２のピッチは全領域において一様な場合を示している。すなわち、ＩＤＴ電極３の全てが主領域で構成されている場合を示している。
　なお、ＩＤＴ電極３において電極指３２の並びの両端部付近において、ピッチＰｔ１が第１間隔ａと異なるようにしてもよい。その場合であっても、ＩＤＴ電極３で全体として励振される弾性波は、弾性波の振幅強度が最も高い中心付近３ａにおける第１間隔ａによって決定される周波数の弾性波が支配的となる。
　この複数の電極指３２に直交する方向に伝搬する弾性波が発生する。従って、圧電基板２の結晶方位を考慮した上で、２本のバスバー３１は、弾性波を伝搬させたい方向に交差する方向において互いに対向するように配置される。複数の電極指３２は、弾性波を伝搬させたい方向に対して直交する方向に延びるように形成される。なお、弾性波の伝搬方向は複数の電極指３２の向き等によって特定されるが、本実施形態では、便宜的に、弾性波の伝搬方向を基準として複数の電極指３２の向き等を説明することがある。
　複数の電極指３２の長さ（バスバー３１から電極指３２の先端までの長さ）は、例えば概ね同じに設定される。なお、各電極指３２の長さを変えてもよく、例えば伝搬方向に進むにつれて長くしたり、短くなるようにしたりしてもよい。具体的には、各電極指３２の長さを伝搬方向に対して変化させることにより、アポダイズ型のＩＤＴ電極３を構成してもよい。この場合には、横モードのスプリアスを低減させたり、耐電力性を向上させたりすることができる。
　ＩＤＴ電極３は、図２に示すように、例えば金属からなる導電層１５によって構成されている。この金属としては、例えばＡｌまたはＡｌを主成分とする合金（Ａｌ合金）が挙げられる。Ａｌ合金は、例えばＡｌ－Ｃｕ合金である。なお、ＩＤＴ電極３は、複数の金属層から構成されてもよい。ＩＤＴ電極３の各種寸法は、ＳＡＷ素子１に要求される電気特性等に応じて適宜に設定される。ＩＤＴ電極３の厚みＳ（ｚ方向）は、例えば、５０ｎｍ以上６００ｎｍ以下である。
　ＩＤＴ電極３は、圧電基板２の上面２Ａに直接配置されていてもよいし、別の部材を介して圧電基板２の上面２Ａに配置されていてもよい。別の部材は、例えばＴｉ、Ｃｒあるいはこれらの合金等からなる。別の部材を介してＩＤＴ電極３を圧電基板２の上面２Ａに配置する場合は、別の部材の厚みはＩＤＴ電極３の電気特性に殆ど影響を与えない程度の厚み（例えば、Ｔｉの場合はＩＤＴ電極３の厚みの５％程度の厚み）に設定される。
　また、ＩＤＴ電極３を構成する電極指３２上には、ＳＡＷ素子１の温度特性を向上させるために、質量付加膜を積層してもよい。質量付加膜としては、例えばＳｉＯ２等から成る膜を用いることができる。
　ＩＤＴ電極３は、電圧が印加されると、圧電基板２の上面２Ａ付近においてｘ方向に伝搬する弾性波を励起する。励起された弾性波は、電極指３２の非配置領域（隣接する電極指３２間の長尺状の領域）との境界において反射する。そして、電極指３２のピッチＰｔ１を半波長とする定在波が形成される。定在波は、当該定在波と同一周波数の電気信号に変換され、電極指３２によって取り出される。このようにして、ＳＡＷ素子１は、１ポートの共振子として機能する。
　反射器４は、弾性波の伝搬方向においてＩＤＴ電極３を挟むように配置されている。反射器４は、概ね格子状に形成されている。すなわち、反射器４は、弾性波の伝搬方向に交差する方向において互いに対向する反射器バスバー４１と、これらバスバー４１間において弾性波の伝搬方向に直交する方向に延びる複数の反射電極指４２とを有している。反射器バスバー４１は、例えば概ね一定の幅で直線状に延びる長尺状に形成されており、弾性波の伝搬方向に平行に配置されている。
　複数の反射電極指４２は、基本的には、ＩＤＴ電極３で励起される弾性波を反射させるピッチＰｔ２に配置されている。ピッチＰｔ２は、複数の反射電極指４２の中心間の間隔（繰り返し間隔）であり、ＩＤＴ電極３のピッチＰｔ１を弾性波の波長λの半波長に設定した場合には、ピッチＰｔ１と同じ程度に設定すればよい。波長λ（２×Ｐｔ２）は、例えば１．５μｍ以上６μｍ以下である。ここでピッチＰｔ２は、図４に示すように、伝搬方向において、反射電極指４２の中心から隣接する反射電極指４２の中心までの間隔を指すものである。
　また、複数の反射電極指４２は、概ね一定の幅で直線状に延びる長尺状に形成されている。反射電極指４２の幅ｗ２は、例えば電極指３２の幅ｗ１と概ね同等に設定することができる。反射器４は、例えば、ＩＤＴ電極３と同一の材料によって形成されるとともに、ＩＤＴ電極３と同等の厚みに形成されている。
　反射器４は、ＩＤＴ電極３に対して間隔Ｇを空けて配置されている。ここで間隔Ｇは、ＩＤＴ電極３の反射器４側の端部に位置する電極指３２の中心から反射器４のＩＤＴ電極３側の端部に位置する反射電極指４２の中心までの間隔を指すものである。間隔Ｇは、通常、ＩＤＴ電極３の中心付近３ａに位置する電極指３２のピッチＰｔ１（またはピッチＰｔ２）と同じになるように設定されている。
　保護層５は、図２に示すように、ＩＤＴ電極３および反射器４上を覆うように、圧電基板２上に設けられている。具体的には、保護層５は、ＩＤＴ電極３および反射器４の表面を覆うとともに、圧電基板２の上面２ＡのうちＩＤＴ電極３および反射器４から露出する部分を覆っている。保護層５の厚みは、例えば１ｎｍ以上５０ｎｍ以下である。
　保護層５は、絶縁性の材料からなり、導電層１５を腐食等から保護することに寄与する。好適には、保護層５は、温度が上昇すると弾性波の伝搬速度が速くなるＳｉＯ２などの材料によって形成されており、これによって弾性波素子１の温度の変化による電気特性の変化を小さく抑えることもできる。
　本実施形態のＳＡＷ素子１において、反射器４は、少なくとも１本の反射電極指４２が、ＩＤＴ電極３を構成する複数の電極指３２のピッチよりもＩＤＴ電極３側に配置されているシフト部を備える。ここで、「ＩＤＴ電極３を構成する複数の電極指３２のピッチ」とは、主領域における電極指３２から第１間隔ａで繰り返し設定される仮想電極指位置をいうものである。シフト部は、反射器４を構成する複数の反射電極指４２の全てで構成してもよいし、一部で構成してもよい。
　本実施形態では、反射器４をＩＤＴ電極に近付けることによって反射電極指４２を複数の電極指３２のピッチよりもＩＤＴ電極３側に配置する場合について、以下説明する。
　反射器４は、ＩＤＴ電極３との間隔Ｇが、ＩＤＴ電極３の中心付近３ａに位置する電極指３２のピッチＰｔ１（第１間隔ａ）よりも狭くなるように設定されている。ここで、ＩＤＴ電極３の中心付近３ａに位置する電極指３２のピッチＰｔ１とは、少なくともＩＤＴ電極３の中心に位置する電極指３２を含む２以上の電極指３２のピッチＰｔ１を指すものである。すなわち、第１間隔ａを指すものである。
　本実施形態においては、間隔Ｇの比較対象として、中心付近３ａに位置する電極指３２のピッチＰｔ１を用いる場合について説明するが、例えば、ＩＤＴ電極３の電極指３２のピッチＰｔ１の平均値を用いたり、ＩＤＴ電極３の大部分を占める電極指３２のピッチＰｔ１を用いたりしてもよい。
　間隔Ｇは、通常の間隔（ＩＤＴ電極３の中心付近３ａのピッチＰｔ１；第１間隔ａ）に対して、例えば０．８倍以上０．９７５倍以下の範囲で狭くした位置に反射器４を近付けて配置する。より好ましくは、０．８倍以上０．９５倍以下の範囲で狭くした位置に反射器４を近付けて配置する。言い換えると、反射器４は、通常の間隔の０．０５倍以上０．２倍以下の距離をＩＤＴ電極３側にシフトさせて近付けた位置に配置されている。さらに言い換えると、反射器４は、０．０２５λ～０．１λの範囲でＩＤＴ電極３側にシフトさせていることとなる。
　このように反射器４をＩＤＴ電極３に近付けて配置することにより、図５に示すように、反射器４の反射電極指４２が通常のピッチよりもＩＤＴ電極３側に近付くようになる。すなわち、複数の反射器電極指４２は全て、それぞれの仮想電極指位置よりもＩＤＴ電極３側にシフトしていることとなり、反射器電極指４２の全てでシフト部を構成している。
　このようにすることにより、反共振点付近における共振子の損失を低減することができる。反射器４をＩＤＴ電極３に近付けて配置することにより、ＩＤＴ電極３で励振された弾性波（ＳＡＷ）の位相と、反射器４で反射されるＳＡＷの位相とが、反共振点付近でうまくマッチングするようになると推定される。そのため、反共振点付近でＳＡＷが他の種類の弾性波に変換されて共振子から漏洩することを防ぐことができるようになり、共振子の損失が改善されると考えられる。
　本実施形態のＳＡＷ素子１のように反射器４をＩＤＴ電極３側に近付けた場合について、実際にＳＡＷ素子を作製して評価を行なった。作製したＳＡＷ素子の基本構成は以下の通りである。
　［圧電基板２］
　　材料：４２°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３基板
　［ＩＤＴ電極３］
　　材料：Ａｌ－Ｃｕ合金
　（ただし、圧電基板２と導電層１５との間には６ｎｍのＴｉからなる下地層がある。)
　　厚さ（Ａｌ－Ｃｕ合金層）：１５４ｎｍ
　　ＩＤＴ電極３の電極指３２：
　　　（本数）２００本
　　　（ピッチＰｔ１）１．０６μｍ
　　　（デューティー：ｗ１／Ｐｔ１）０．５
　　　（交差幅Ｗ）２０λ　（λ＝２×Ｐｔ１）
　［反射器４］
　　材料：Ａｌ－Ｃｕ合金
　　（ただし、圧電基板２と導電層１５との間には６ｎｍのＴｉからなる下地層がある）
　　厚さ（Ａｌ－Ｃｕ合金層）：１５４ｎｍ
　　反射電極指４２の本数：３０本
　　反射電極指４２の交差幅：２０λ　（λ＝２×Ｐｔ１）
　　反射電極指４２のピッチＰｔ２：Ｐｔ１
　　ＩＤＴ電極３との間隔Ｇ：Ｐｔ１
　［保護層５］
　　材料：ＳｉＯ２
　　厚さ：１５ｎｍ
　本実施形態のＳＡＷ素子として、ＩＤＴ電極３および反射器４の間隔Ｇを、ＩＤＴ電極３の中心付近３ａのピッチＰｔ１に対して１．０倍および０．９０倍にした場合について、サンプルを作製し、評価を行なった。なお、間隔ＧがピッチＰｔ１に対して１．０倍の場合は、通常の場合である。作製したサンプルの測定結果を、図６に示す。図６において、横軸は周波数（ＭＨｚ）を示し、縦軸は左軸がインピーダンス（ｏｈｍ）を、右軸が位相（ｄｅｇ）を示す。この結果から、反共振点付近のインピーダンスの位相が、間隔Ｇを狭くした場合に－９０°に近付いていることが分かる。これにより、反共振点よりも高周波数側では、共振子の損失が小さいほどインピーダンスの位相が－９０°に近付くため、この結果から間隔Ｇを狭くした場合には共振子の損失を小さくする効果があるということが分かる。
　（検証）
　上述のようなＳＡＷ素子１の特性改善について検証した。上述の通り、反射器４がシフト部を備えることで、ＩＤＴ電極３の端部と反射器４の端部との間で弾性波の位相がマッチングすることで、反共振点よりも高周波側の損失が小さくなることが考えられる。
　このメカニズムに加え、弾性波の圧電基板２の厚み方向への漏洩を抑制することができることが考えられる。以下、そのメカニズムについて検討する。
　ＩＤＴ電極３として電極指３２を８０本備えたものと、ＩＤＴ電極３の両端に配置した反射電極指４２を２０本備える反射器４とからなるＳＡＷ素子の有限要素法におけるモデルを作製した。ここで、ＳＡＷ素子において、反射器４にシフト部を設けない場合および０．１λだけＩＤＴ電極３の側にシフトさせたシフト部を設けた場合について、圧電基板２の厚み方向へのエネルギー漏洩量をシミュレーションによって求めた。
　その結果を図７に示す。図７において、縦軸は圧電基板２の厚み方向へのエネルギー漏洩量であり、横軸は電極指３２および反射電極指４２の配列方向を示す。縦軸においてマイナスの値が大きくなるほど漏洩量が多くなることを示す。シミュレーションは、反共振周波数よりも１％高い周波数で行なった。また、図７は圧電基板２の上面２Ａから厚み方向に３λの深さの地点における、圧電基板２の厚み方向へのエネルギー漏洩を示している。実線はシフト部を設けないＳＡＷ素子における漏洩量を示し、破線はシフト部を設けたＳＡＷ素子における漏洩量を示している。なお、シフト部を設けないＳＡＷ素子とは、通常のＳＡＷ素子である。シフト部を備えるＳＡＷ素子とは、本実施形態に係るＳＡＷ素子である。
　図７に示す通り、通常のＳＡＷ素子では、ＩＤＴ電極３と反射器４との境界から電極指３２または反射電極指４２を２０本程度離れた位置で漏洩が最大となっている。これは、ＩＤＴ電極３と反射器４との境界付近における電極指３２と反射電極指４２の不連続が原因で放射されるバルク波が圧電基板２を厚み方向に斜めに伝播し、上面２Ａから３λの厚み位置では、ＩＤＴ電極３と反射器４との境界から電極指３２が２０本分程度離れた位置に到達するからであると考えられる。
　これに対して、本実施形態に係るＳＡＷ素子では、ＩＤＴ電極３側および反射器４側の双方において、通常のＳＡＷ素子に比べて圧電基板２の厚み方向への漏洩エネルギー量が少ないことを確認できる。すなわち、圧電基板２の厚み方向へのエネルギーの漏洩が抑制されていることが分かる。
　このことから、共振子としてのＳＡＷ素子１において、エネルギーの漏洩を抑制することができ、共振子の損失を抑制することができるものと考える。
　次に、シフト部のＩＤＴ電極３の側へのシフト量と共振子特性との関係について検証する。弾性波の波長λを２．０μｍとしてモデルを作製し、シフト部のシフト量を－０．１５λ～０．０５λとしてシミュレーションを行なった。なお、図８においては、シフト量が負の場合にはＩＤＴ電極３の側に近付けることを示し、正の場合にはＩＤＴ電極３から遠ざけることを示す。シフト量が０λのモデルは、通常のＳＡＷ素子を示すものである。
　ここで、シフト量を変化させたときに、共振周波数よりも高周波数側と、反共振周波数よりも高周波数側との２つの周波数領域において、ＳＡＷ素子の位相特性が変化することが確認された。ここで、「共振周波数よりも高周波数側」とは、共振周波数と反共振周波数との間の中心の周波数帯を指し、「反共振周波数よりも高周波数側」とは、反共振周波数よりも１％高周波数側の周波数帯を指すものとする。
　図８はシフト量に対する位相特性の変化を示すものであり、共振周波数よりも高周波側における位相特性を図８（ａ）に、反共振周波数よりも高周波側における位相特性を図８（ｂ）に示す。これらの図で、横軸は反射器シフト量（×λ）を、縦軸はインピーダンス位相（ｄｅｇ）を示している。
　共振周波数と反共振周波数との間の周波数帯では、共振子の損失が小さいほどインピーダンスの位相が９０°に近付く。ここで、図８（ａ）に示すように、共振周波数よりも高周波側においては、ＩＤＴ電極３の側へのシフト量を０．１λよりも大きくすると、位相が９０°から離れる方向に急激に悪化し、損失が大きくなることが確認できた。この周波数帯は、ＳＡＷ素子をフィルタを形成する並列腕共振子として用いた場合には、フィルタの通過帯域の左肩（低周波数側の端部）に相当する。このため、通過帯域の低周波数側の端部における損失を抑制して肩特性を良好にするためにシフト量を０．１λ以下に抑える必要がある。
　次に、反共振周波数よりも高周波数側では、共振子の損失が小さいほどインピーダンスの位相が－９０°に近付く。ここで図８（ｂ）に示すように、反共振周波数よりも高周波側においては、反射器４をＩＤＴ電極３の側にシフトさせていくことで、位相が－９０°に近付いていくことが確認できた。なお、この改善傾向は、シフト量が大きくなり０．１λを超えると飽和し、更なる改善は見込めない様子が確認された。反共振周波数よりも高周波数側であるこの周波数帯は、ＳＡＷ素子をフィルタを形成する並列腕共振子として用いた場合には、フィルタの通過帯域の右肩（高周波数側の端部）に相当する。このため、通過帯域の高周波数側の端部における損失を抑制して肩特性を良好にするために０λよりもＩＤＴ電極３の側に近付ける必要がある。なお、通過帯域の左肩特性の劣化を考慮に入れると、シフト量を０λよりも大きく、かつ０．１λ以下に抑えるとよい。特に、０．０２５λ以上０．０７５λ以下とする場合にはフィルタの肩特性が良好となる。
　（ＳＡＷ素子の変形例１）
　上述では、ＳＡＷ素子１において、ＩＤＴ電極３および反射器４の間隔Ｇを狭くする場合について説明したが、図９に示す通り、反射電極指４２を仮想電極指位置よりもＩＤＴ電極３側に配置する方法として、一部の反射電極指４２のピッチＰｔ２を狭くしてもよい。
　具体的には、反射器４は、ＩＤＴ電極３の側に位置する少なくとも隣接する２本の反射電極指４２（第１反射電極指４２ａ，第２反射電極指４２ｂ）の中心間の間隔である第２間隔ｂが、ＩＤＴ電極３の中心付近３ａに位置する電極指３２のピッチＰｔ１（第１間隔ａ）よりも狭くなっていてもよい。ピッチＰｔ２をピッチＰｔ１よりも狭くする反射電極指４２は、少なくとも２本あればよいが、反射電極指４２のピッチＰｔ２全てを狭くしてもよい。
　図９に示す例では、ＩＤＴ電極３の側に位置する第１反射電極指４２ａと、これに隣接して第１反射電極指４２ａに対してＩＤＴ電極３の反対側に配置された第２反射電極指４２ｂとのピッチを第２間隔ｂとしている。なお、第１反射電極指４２ａは、仮想電極指位置に配置されている。また、第２反射電極指４２ｂよりもＩＤＴ電極３の反対側に位置する反射電極指４２のピッチは、第１間隔ａと同等にしている。これにより、第２反射電極指４２ｂと、第２反射電極指４２ｂよりもＩＤＴ電極３の反対側に位置する反射電極指４２とでシフト部を形成することとなる。言い換えると、第１反射電極指４２ａよりもＩＤＴ電極３の反対側に位置する反射電極指４２群でシフト部を構成することとなる。
　ピッチＰｔ２を狭くする反射電極指４２は、第１間隔ａに対して、例えば０．８倍以上０．９７５倍以下の範囲にピッチＰｔ２を設定することができる。言い換えると、励振電極３側に近付ける距離は、第１間隔ａに対して、例えば０．０２５倍以上０．２倍以下の距離に設定すればよい。さらに言い換えると、仮想電極指位置に対して、０．０１２５λ以上０．１λ以下の距離でＩＤＴ電極３側にシフトさせる。
　また、本変形例は、ＩＤＴ電極３側の端部に位置する反射電極指４２を含む２本の反射電極指４２のピッチＰｔ２を狭くする場合であるが、これに限らず、ＩＤＴ電極３側の端部にない（ＩＤＴ電極３から離れた位置に存在する）反射電極指４２のピッチＰｔ２を狭くしてもよい。また、反射電極指４２の全部についてピッチＰｔ２を狭くしてもよい。ただし、複数の反射電極指４２の中で、ピッチＰｔ２が第１間隔ａよりも大きくなることがないようにする。
　本変形例のように、一部の反射電極指４２のピッチＰｔ２のみを狭くすることで、弾性波の反射を好適に行なうことができるとともに、反共振点付近の損失改善効果を維持しつつ、共振点付近の特性悪化を低減することができる。
　反射電極指４２のピッチＰｔ２を少なくとも一部で狭くすることにより、図９に示すように、反射器４の反射電極指４２の少なくとも一部を通常のピッチ（仮想電極指位置）よりもＩＤＴ電極３側に近付けるようにすることができる。その結果、上述したＩＤＴ電極３および反射器４の間隔Ｇを狭くする場合と同様の効果を得ることができる。加えて、反射電極指４２のピッチＰｔ２を狭くすることから、ＩＤＴ電極３と反射器４との間の間隔Ｇが小さくならないため、耐ＥＳＤ（Electrostatic Discharge）性、耐電力性の劣化が起こりにくいものとすることができる。
　次に、本変形例のＳＡＷ素子１のように、反射電極指４２の一部のピッチＰｔ２を狭くした場合についてＳＡＷ素子のサンプルを作製してインピーダンス特性の評価を行なった。サンプルの基本構成については、上述の実施形態と同様である。本変形例のＳＡＷ素子１では、ＩＤＴ電極３側の２本の反射電極指４２のピッチＰｔ２を、第１間隔ａに対して１．０倍および０．９倍に設定した場合である。なお、ピッチＰｔ２がピッチ第１間隔ａの１．０倍の場合は、通常のＳＡＷ素子の場合である。
　作製したサンプルの測定結果を図１０に示す。図１０において、横軸は周波数（ＭＨｚ）を、縦軸は左軸がインピーダンス絶対値（ｏｈｍ）を、右軸が位相（ｄｅｇ）をそれぞれ示す。図中の実線は通常のＳＡＷ素子の特性を示し、破線は本変形例のＳＡＷ素子１の特性を示している。この図に示す結果からも明らかなように、変形例のＳＡＷ素子１は通常のＳＡＷ素子に比べて、反共振周波数の高周波数側の領域において位相が－９０°に近付いていることが確認できた。この結果から、上述の実施形態のように間隔Ｇを狭くした場合と同様に、共振子の損失を抑制する効果を得ることができたことが分かる。
　また、反射器４において反射電極指４２の一部のピッチＰｔ２を狭くする場所を異ならせたときの損失抑制効果を検証するためにＳＡＷ素子のサンプルを作製した。具体的には、モデル１～９のＳＡＷ素子のサンプルを作製してインピーダンスの位相特性の評価を行なった。モデル１は通常のＳＡＷ素子であり、モデル２はＩＤＴ電極３と反射器４と間隔Ｇを０．９λとしたＳＡＷ素子であり、モデル３～９は反射電極指４２の間隔を第２間隔ｂとしたＳＡＷ素子である。モデル３～９は２本の反射電極指４２の間隔を第２間隔ｂとした部分（狭ピッチ部）の位置を異ならせたものであり、モデル３は励振電極３の側の端部に位置する反射電極指４２と端部から１本目との間としたもの、モデル４は端部から１本目と２本目との間としたもの、と順次ずらして、モデル９は端部から６本目と７本目との間としたものである。これらの例では、ＩＤＴ電極３の側の端部に位置する反射電極指４２は０本目となる。なお、反射電極指４２間の間隔は、第２間隔ｂとした場所以外は第１間隔ａとした。第２間隔ｂは０．９λとした。
　このようなモデル１～９に対して、反共振周波数よりも１％高周波数側の周波数帯における位相を測定した。その結果を図１１に示す。
　図１１は、モデル１～９の反共振周波数の高周波数側における位相特性値をプロットしたものである。図中で横軸は各モデルの別（Ｎｏ．）を、縦軸は２０７０ＭＨｚのインピーダンス位相（ｄｅｇ）を示す。反共振周波数の高周波数側のため、位相は－９０°に近付くほど共振子としての損失が少ないこととなる。
　図１１に示す結果からも明らかなように、狭ピッチ部を設けることで反共振周波数よりも高周波数側の位相特性は向上し、特に、モデル３（図７に示す構成）ではＩＤＴ電極３と反射器４との間隔Ｇを調整した場合（モデル２）よりも位相特性が優れていることが確認できた。また、狭ピッチ部がＩＤＴ電極３から遠ざかるにつれて位相特性向上の効果が少なくなるが、ＩＤＴ電極３の側の端部に位置する反射電極指４２から６本目と７本目との間までは充分に位相特性が向上しており、共振子として損失改善特性を備えることを確認できた。
　（ＳＡＷ素子の変形例２）
　また、ＳＡＷ素子１において、反射電極指４２を、ＩＤＴ電極３を構成する複数の電極指３２のピッチよりもＩＤＴ電極３側に配置する方法として、図１２に示すように、ＩＤＴ電極３の電極指３２のピッチＰｔ１を狭くしてもよい。
　具体的には、ＩＤＴ電極３は、反射器４側に位置する少なくとも隣接する２本の電極指３２のピッチＰｔ１が、ＩＤＴ電極３の中心付近３ａに位置する電極指３２の第１間隔ａよりも狭くなっていてもよい。ピッチＰｔ１を狭くするＩＤＴ電極３は、少なくとも２本あればよい。本変形例では、ＩＤＴ電極３において反射器４側の端部に位置する電極指３２を含む２本の電極指３２のピッチＰｔ１を狭くする場合であるが、これに限らず、端部から離れた電極指３２のピッチＰｔ１を狭くしてもよい。
　このように電極指３２のピッチＰｔ１を狭くすることにより、図１２に示すように、反射器４の反射電極指４２が通常のピッチよりもＩＤＴ電極３側に近付くようにすることができる。その結果、上述したＩＤＴ電極３および反射器４の間隔Ｇを狭くする場合と同様の効果を得ることができる。
　本変形例のＳＡＷ素子１のように、ＩＤＴ電極３のピッチＰｔ１を狭くした場合についてサンプルを作製し、インピーダンス特性の評価を行なった。サンプルの基本構成については、上述の実施形態と同様である。本変形例のＳＡＷ素子１は、ＩＤＴ電極３における反射器４側の２本の電極指３２のピッチＰｔ１を、ＩＤＴ電極３の中心付近３ａのピッチＰｔ１に対して０．９倍に設定した場合である。すなわち、ＩＤＴ電極３における反射器４側の２本の電極指３２の間隔を０．９ａとしている。作製したサンプルの測定結果を図１３に示す。図１３において、横軸は周波数（ＭＨｚ）を、縦軸は左軸がインピーダンス絶対値（ｏｈｍ）を、右軸が位相（ｄｅｇ）をそれぞれ示している。実線で通常のＳＡＷ素子の特性を、破線で本変形例のＳＡＷ素子１の特性を示している。図１３（ｂ）に示すように、反共振周波数よりも高周波数側において、変形例のＳＡＷ素子１は通常のＳＡＷ素子よりも位相が－９０°に近付いており、共振子としての損失を抑制できていることが確認できる。この結果から、本変形例のＳＡＷ素子１は、上述の実施形態のように間隔Ｇを狭くした場合と同様の効果を得ることができたことが分かる。
　＜フィルタ素子および通信装置＞
　図１４は、本発明の実施形態に係る通信装置１０１の要部を示すブロック図である。通信装置１０１は、電波を利用した無線通信を行なうものである。分波器７は、通信装置１０１において送信周波数の信号と受信周波数の信号とを分波する機能を有している。
　通信装置１０１において、送信すべき情報を含む送信情報信号ＴＩＳは、ＲＦ－ＩＣ１０３によって変調および周波数の引き上げ（搬送波周波数の高周波信号への変換）がなされて送信信号ＴＳとされる。送信信号ＴＳは、バンドパスフィルタ１０５によって送信用の通過帯域以外の不要成分が除去され、増幅器１０７によって増幅されて分波器７に入力される。増幅された送信信号ＴＳには、増幅器１０７を通ることでノイズが混入することがある。分波器７は、このような入力された送信信号ＴＳから送信用の通過帯域以外の不要成分（ノイズ等）を除去してアンテナ１０９に出力する。アンテナ１０９は、入力された電気信号（送信信号ＴＳ）を無線信号に変換して送信する。
　通信装置１０１において、アンテナ１０９によって受信された無線信号は、アンテナ１０９によって電気信号（受信信号ＲＳ）に変換されて分波器７に入力される。分波器７は、入力された受信信号ＲＳから受信用の通過帯域以外の不要成分を除去して増幅器１１１に出力する。出力された受信信号ＲＳは、増幅器１１１によって増幅され、バンドパスフィルタ１１３によって受信用の通過帯域以外の不要成分が除去される。バンドパスフィルタ１１３により取り除かれる不要成分としては、例えば増幅器１１１によって混入するノイズ等が挙げられる。そして、受信信号ＲＳは、ＲＦ－ＩＣ１０３によって周波数の引き下げおよび復調がなされて受信情報信号ＲＩＳとされる。
　送信情報信号ＴＩＳおよび受信情報信号ＲＩＳは、適宜な情報を含む低周波信号（ベースバンド信号）でよく、例えば、アナログの音声信号もしくはデジタル化された音声信号である。無線信号の通過帯域は、ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunications System）等の各種の規格に従ったものでよい。変調方式は、位相変調、振幅変調、周波数変調もしくはこれらのいずれか２つ以上の組合せのいずれであってもよい。また、ＲＦ－ＩＣ１０３にバンドパスフィルタ１０５およびバンドパスフィルタ１１３の機能を持たせ、これらのフィルタを省略してもよい。
　図１５は、本発明の一実施形態に係る分波器７の構成を示す回路図である。分波器７は、図１４において通信装置１０１に使用されている分波器である。分波器７は、送信フィルタ１１および受信フィルタ１２の少なくとも一方を構成するフィルタ素子を有している。送信フィルタ１１および受信フィルタ１２の少なくとも一方を構成するフィルタ素子は、直列腕共振子と並列腕共振子とを含み、並列腕共振子としてＳＡＷ素子１が用いられているものである。直列腕共振子および並列腕共振子は、圧電基板２をＳＡＷ素子１と共有している。
　ＳＡＷ素子１は、例えば、図１４に示した分波器７における送信フィルタ１１のラダー型フィルタ回路の一部を構成するＳＡＷ素子である。送信フィルタ１１は、図１５に示すように、圧電基板２と、圧電基板２上に形成された直列腕共振子Ｓ１～Ｓ３および並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３とを有する。
　分波器７は、アンテナ端子８と、送信端子９と、受信端子１０と、アンテナ端子８と送信端子９との間に配置された送信フィルタ１１と、アンテナ端子８と受信端子１０との間に配置された受信フィルタ１２とから主に構成されている。
　送信端子９には増幅器１０７からの送信信号ＴＳが入力され、送信端子９に入力された送信信号ＴＳは、送信フィルタ１１において送信用の通過帯域以外の不要成分が除去されてアンテナ端子８に出力される。また、アンテナ端子８にはアンテナ１０９から受信信号ＲＳが入力され、受信フィルタ１２において受信用の通過帯域以外の不要成分が除去されて受信端子１０に出力される。
　送信フィルタ１１は、例えばラダー型ＳＡＷフィルタによって構成されている。具体的に送信フィルタ１１は、その入力側と出力側との間において直列に接続された３個の直列腕共振子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３と、直列腕共振子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３同士を接続するための配線である直列腕と基準電位部Ｇｎｄとの間に設けられた３個の並列腕共振子Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３とを有する。すなわち、送信フィルタ１１は３段構成のラダー型フィルタである。ただし、送信フィルタ１１においてラダー型フィルタの段数は任意である。そして、送信フィルタ１１では、送信端子９が入力端子として機能し、アンテナ端子８が出力端子として機能する。なお、受信フィルタ１２をラダー型フィルタで構成した場合には、アンテナ端子８が入力端子として機能し、受信端子１０が出力端子として機能する。
　並列腕共振子Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３と基準電位部Ｇｎｄとの間には、インダクタＬが設けられていることがある。このインダクタＬのインダクタンスを所定の大きさに設定することによって、送信信号の通過周波数の帯域外に減衰極を形成して帯域外減衰を大きくしている。複数の直列腕共振子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３および複数の並列腕共振子Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３は、それぞれＳＡＷ素子１のようなＳＡＷ共振子からなる。
　受信フィルタ１２は、例えば、多重モード型ＳＡＷフィルタ１７と、その入力側に直列に接続された補助共振子１８とを有している。なお、本実施形態において、多重モードは２重モードを含むものである。多重モード型ＳＡＷフィルタ１７は、平衡－不平衡変換機能を有しており、受信フィルタ１２は平衡信号が出力される２つの受信端子１０に接続されている。受信フィルタ１２は多重モード型ＳＡＷフィルタ１７によって構成されるものに限られず、ラダー型フィルタによって構成してもよいし、平衡－不平衡変換機能を有していないフィルタであってもよい。
　送信フィルタ１１、受信フィルタ１２およびアンテナ端子８の接続点とグランド電位部Ｇｎｄとの間には、インダクタなどからなるインピーダンスマッチング用の回路を挿入してもよい。
　本実施形態のＳＡＷ素子１を、並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３のいずれかに使用してもよい。ＳＡＷ素子１を並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３の少なくとも１つに用いることにより、フィルタの通過帯域の高周波数側端部付近の損失を低減することができる。分波器７では送信帯域は受信帯域よりも低周波数側に位置していることが多いため、特に送信フィルタ１１では、通過帯域の高周波数側で急峻な減衰特性が必要となる。このため、ＳＡＷ素子１を並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３に用いることにより、通過帯域の高周波数側付近の損失を低減すると同時に急峻度を向上させることができ、分波器７において、損失を小さくしつつ、送信信号と受信信号との分離度を向上させることができる。
　図１６は、ラダー型フィルタの通過特性と、直列腕共振子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３および並列腕共振子Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３のインピーダンス特性の周波数位置とを示す概念図である。下方に位置するのは直列腕共振子および並列腕共振子のインピーダンス特性である。実線で直列腕共振子の特性を示し、破線で並列腕共振子の特性を示している。なお、横軸は周波数を、縦軸はインピーダンスを示している。このような直列腕共振子および並列腕共振子をラダー型に接続することで、フィルタとして機能する。このフィルタのフィルタ通過特性について、図１６の上方に示している。ここで縦軸はインピーダンスを、横軸は周波数を示している。
　図１６に示すインピーダンス特性から分かるように、直列腕共振子の共振点と並列腕共振子の反共振点とが、フィルタ通過帯域のほぼ中央に位置している。フィルタ通過帯域の高周波数側の端部にあたる周波数は、図１６中にＡで表記したように、並列腕共振子の反共振点よりも少し高周波数側に位置している。
　本実施形態のＳＡＷ素子１を並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３に用いた場合は、この周波数領域での損失を低減することができるため、結果としてフィルタの通過帯域の高周波数側端部付近の損失を低減することができる。また、本実施形態のＳＡＷ素子１は共振周波数近傍における特性が劣化する。しかしながら、並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３の共振周波数近傍はフィルタの通過帯域よりも低周波数側であって、フィルタ全体の特性としては大きなデメリットとなりにくくすることができる。
　また、特に並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３の中でも共振周波数の最も低い並列腕共振子に少なくともＳＡＷ素子１を用いることにより、フィルタ通過帯域において、高周波数側端部の損失を抑制し、その結果の肩特性を向上させることができ、フィルタの通過帯域における急峻性を向上させることができる。すなわち、並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３のうち、第１並列腕共振子とこれよりも共振周波数が高い第２並列腕共振子とを含む場合に、第１並列腕共振子にＳＡＷ素子１を適用することが好ましい。さらに好ましくは、第１並列腕共振子の共振周波数が、並列腕共振子の中で最も低いとよい。
　本発明のＳＡＷ素子は、上述の実施形態に限られるものではなく、種々の変更を加えてもよい。例えば、上述の実施形態では、反射電極指４２を、ＩＤＴ電極３を構成する複数の電極指３２のピッチよりもＩＤＴ電極３側に配置する方法として、間隔Ｇを狭くする場合、反射電極指４２のピッチＰｔ２を狭くする場合、および電極指３２のピッチＰｔ１を狭くする場合のそれぞれについて説明したが、これらを組み合わせてもよい。
　すなわち、反射電極指４２を、ＩＤＴ電極３を構成する複数の電極指３２のピッチよりもＩＤＴ電極３側に配置する方法として、間隔Ｇを狭くしつつ、反射電極指４２のピッチＰｔ２を狭くしてもよい。この場合、間隔Ｇを狭くする幅と、ピッチＰｔ２を狭くする幅を小さくできるので、それぞれの構成における特性の劣化を低減することができる。なお、間隔Ｇを狭くしつつ、ＩＤＴ電極３の電極指３２のピッチＰｔ１を狭くしてもよいし、間隔Ｇ、ピッチＰｔ１およびピッチＰｔ２すべてを狭くしてもよい。
　また、上述の実施形態のＳＡＷ素子は、通過帯域の周波数に関係なく効果を奏するものである。図１７～２２は、通過帯域の周波数を８００ＭＨｚ帯に設定したものであるが、上述の実施形態と同様の効果を奏していることが分かる。具体的には、図１７～図２２において、横軸は周波数（ＭＨｚ）を、縦軸は位相（ｄｅｇ）を示している。これらの図では、実線で間隔ＧをピッチＰｔ１に対して１．０倍としたＳＡＷ素子の特性を示し、破線で間隔ＧをピッチＰｔ１に対して０．９倍としたＳＡＷ素子の特性を示している。なお、ピッチＰｔ１の１．０倍のものは通常のＳＡＷ素子である。これらの全ての図において、破線で示す間隔ＧをピッチＰｔ１に対して０．９倍としたＳＡＷ素子が、１．０倍としたＳＡＷ素子よりも、反共振周波数よりも高周波数側における位相が－９０°に近付いており、損失の発生を抑制していることが確認された。
　また、上述の実施形態では、ＩＤＴ電極３の電極指３２の本数を２００本とした場合であった。これに対して、上述の実施形態のＳＡＷ素子の基本構成からＩＤＴ電極３の電極指３２の本数を変更したＳＡＷ素子を作製し、測定した結果を図１７～１９に示している。具体的には、図１７、１８、１９はそれぞれＩＤＴ電極３の本数を１００本、２００本および３００本に設定したＳＡＷ素子を作製し、位相特性を測定した結果である。電極指３２の膜厚は、規格化膜厚が７．７％となるように、３７８μｍ（下地層の６ｎｍを含む）に設定した場合である。規格化膜厚は、弾性波の波長に対する電極指３２の膜厚の割合であり、電極指３２の膜厚を波長で割ったものである。
　図１７～１９に結果を示す通り、電極指３２の本数に関係なく本発明の効果を奏することが分かる。
　一方、図２０～２２に示すように、電極指３２の膜厚を変えた場合でも本実施形態のＳＡＷ素子と同様の効果を得ることができることが分かる。図２０～２２は、上述の実施形態のＳＡＷ素子において、規格化膜厚が変化するように電極膜厚を変化させたＳＡＷ素子を作製し、測定した結果である。具体的に、図２０～２２は、それぞれ規格化膜厚６．５％（電極膜厚３２０ｎｍ（下地層６ｎｍを含む））、７．７％（電極膜厚３７８ｎｍ（下地層６ｎｍを含む））、８．２％（電極膜厚４００ｎｍ（下地層６ｎｍを含む））となるように設定したものである。この結果から、電極指３２の膜厚に拘わらず、高周波数側のロスを改善することができることが明らかである。特に膜厚が薄い場合は、ロスの改善効果が大きく、リップルも小さくすることができることが分かった。
１：弾性波素子（ＳＡＷ素子），２：圧電基板，２Ａ：上面，３：励振電極（ＩＤＴ電極），３０：櫛歯電極（第１櫛歯電極３０ａ、第２櫛歯電極３０ｂ），３１：バスバー（第１バスバー３１ａ、第２バスバー３１ｂ），３２：電極指（第１電極指３２ａ、第２電極指３２ｂ），３３：ダミー電極指（第１ダミー電極指３３ａ、第２ダミー電極指３３ｂ），３ａ：中心付近，４：反射器，４１：反射器バスバー，４２：反射電極指，５：保護層，７：分波器，８：アンテナ端子，９：送信端子，１０：受信端子，１１：送信フィルタ，１２：受信フィルタ，１０１：通信装置，１０３：ＲＦ－ＩＣ，１０９：アンテナ，Ｓ１～Ｓ３：直列腕共振子,Ｐ１～Ｐ３：並列腕共振子，

Claims (13)

  1. 　圧電基板と、
    該圧電基板上に配置された、複数の電極指を有する励振電極と、
    前記圧電基板上に配置された、複数の反射電極指を有し、弾性波の伝搬方向において前記励振電極を挟む２つの反射器とを備え、
    前記励振電極は、複数の前記電極指の並びの中心付近に複数の前記電極指の中心間の間隔が一様に第１間隔である主領域を有しており、
    前記反射器は、前記主領域の前記電極指から前記第１間隔で繰り返して設定される仮想電極指位置に対して少なくとも１本の前記反射電極指が前記励振電極の側にシフトしているシフト部を有している弾性波素子。
  2. 　前記シフト部における前記反射電極指は、前記励振電極における弾性波の波長をλとすると、前記仮想電極指位置から０．１λ以下の範囲で前記励振電極の側にシフトしている請求項１に記載の弾性波素子。
  3. 　前記反射器のうち前記励振電極の側の端部に位置している前記反射電極指の中心と、前記励振電極のうち前記反射器の側の端部に位置している前記電極指の中心との間隔が、前記第１間隔よりも狭い請求項１または２に記載の弾性波素子。
  4. 　複数の前記反射電極指は、前記励振電極の側に位置している第１反射電極指と該第１反射電極指に隣接して前記励振電極の反対側に位置している第２反射電極指とを有し、
    前記第１反射電極指および前記第２反射電極指の中心間の間隔が前記第１間隔よりも狭く、
    前記第２反射電極指および該第２反射電極指から前記励振電極の反対側に位置している前記反射電極指は、中心間の間隔が前記第１間隔以下であって、前記シフト部を構成している、請求項１～３のいずれかに記載の弾性波素子。
  5. 　前記第１反射電極指は、前記反射器のうち前記励振電極の側の端部に位置している請求項４に記載の弾性波素子。
  6. 　前記励振電極のうち前記反射器の側に位置して隣接している少なくとも２本の前記電極指の中心間の間隔が前記第１間隔よりも狭い請求項１～５のいずれかに記載の弾性波素子。
  7. 　前記励振電極のうち前記反射器の側に位置して隣接している少なくとも２本の前記電極指は、前記励振電極のうち前記反射器側の端部に位置している前記電極指を含んでいる請求項６に記載の弾性波素子。
  8. 　前記シフト部における前記反射電極指は、前記仮想電極指位置から前記第１間隔の０．８倍以上０．９７５倍以下の範囲で前記励振電極の側にシフトしている請求項１～７のいずれかに記載の弾性波素子。
  9. 　前記シフト部における前記反射電極指は、前記励振電極における弾性波の波長をλとすると、前記仮想電極指位置から０．０２５λ以上０．０７５λ以下の範囲で前記励振電極の側にシフトしている、請求項１～７のいずれかに記載の弾性波素子。
  10. 　前記反射器は前記反射電極指を１０本以上有しており、前記第１反射電極指が前記反射器のうち前記励振電極の側の端部から６本目までの間に位置している、請求項４に記載の弾性波素子。
  11. 　入出力端子間に接続された少なくとも１つの直列腕共振子および少なくとも１つの並列腕共振子を備えるフィルタ素子であって、前記並列腕共振子が請求項１～１０のいずれかに記載の弾性波素子であるフィルタ素子。
  12. 　少なくとも１つの前記並列腕共振子は複数個あり、、第１並列腕共振子と、該第１並列腕共振子よりも共振周波数が高い第２並列腕共振子とを含み、
    前記第１並列腕共振子が前記弾性波素子である、請求項１１に記載のフィルタ素子。
  13. 　アンテナと、
    該アンテナに電気的に接続された請求項１１または１２に記載のフィルタ素子と、
    該フィルタ素子に電気的に接続されたＲＦ－ＩＣとを備える通信装置。
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