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WO2016012455A1 - Schaltungsanordnung für einen mehrphasigen npc mehrpunktwechselrichter mit entlastungsnetzwerk - Google Patents

Schaltungsanordnung für einen mehrphasigen npc mehrpunktwechselrichter mit entlastungsnetzwerk Download PDF

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Publication number
WO2016012455A1
WO2016012455A1 PCT/EP2015/066660 EP2015066660W WO2016012455A1 WO 2016012455 A1 WO2016012455 A1 WO 2016012455A1 EP 2015066660 W EP2015066660 W EP 2015066660W WO 2016012455 A1 WO2016012455 A1 WO 2016012455A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
circuit arrangement
phase
discharge
circuit
capacitors
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/EP2015/066660
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Marek Rylko
Andrzej Mondzik
Adam PENCZEK
Stanislaw PIRÓG
Robert Stala
Milosz SZAREK
Slawomir Szot
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
SMA Solar Technology AG
Original Assignee
SMA Solar Technology AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by SMA Solar Technology AG filed Critical SMA Solar Technology AG
Publication of WO2016012455A1 publication Critical patent/WO2016012455A1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
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    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for a multi-phase multipoint inverter with a discharge network. More particularly, the invention relates to a circuit arrangement having the features of the preamble of independent claim 1.
  • a multipoint inverter is understood to mean in particular a three-phase inverter in which an output connection via which an output alternating current is output is alternately also connected to a neutral electrical potential in addition to a positive electrical potential and a negative electrical potential in order to form the alternating output current.
  • the multipoint inverter with the relief network can also be a five-point inverter or even a seven-point inverter.
  • a multiphase multipoint inverter is understood to mean, in particular, a three-phase multipoint inverter which outputs three output alternating currents whose phases are offset by 120 ° from each other.
  • the multiphase multipoint inverter can also have only two or more than three phases, ie. H. output phase-shifted output alternating currents to each other.
  • NPC Neutral Point Clamped
  • a three-phase three-phase inverter called NPC is available from Akira Nabae et al., A New Neutral-Point-Clamped PWM Inverter, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 1A-17, no. 5, September / October 1981, pages 518 to 523.
  • four power switches are connected in series between input terminals for one DC input voltage per phase.
  • the center of this series connection leads to an output terminal, via which an output alternating current is output.
  • the intermediate points of the series connection on both sides of the center point are respectively connected via reverse-biased diodes to a center tap of a DC input voltage applied to the input terminals.
  • the center tap is a midpoint of a series connection of DC link capacitors between the input terminals forms a common DC voltage intermediate circuit all phases.
  • one of the outer switches connected to one of the input terminals of the phase associated series circuit is clocked complementary to the inner circuit breaker located on the other side of the output terminal.
  • the lying on the same side of the output terminal inner switch is permanently closed and the outer switch located on the other side of the output terminal permanently open.
  • the outer power switches of each phase connected at one end to the input terminals are connected at their other end directly to the output terminal of the respective phase, while the inner power switch between the center tap of the DC input voltage and the output terminal of the respective phase are connected in series or in parallel, that with one inner power switch, the current flow in one and with the other inner power switch, the current flow in the other direction between the center tap and the output terminal can be switched off.
  • a switching device which can be switched separately in both directions is realized between the center tap and the output terminal.
  • the schematic of a BSNPC inverter is basically the same as that described above for an N PC inverter.
  • ARCP Advanced Resonant Commutation Pole
  • a throttle between the center tap of the DC input voltage and the output terminal is connected in series with the two inner circuit breakers.
  • a current flowing through the throttle is detected. Only when a zero current is measured during this detection, the respectively clocked inner circuit breaker is opened. The occurrence of the zero current is ensured by a resonant circuit in which the inductor is arranged as a resonance inductance, and which extends over the center tap to link capacitors of an input side DC link of the ARCP inverter.
  • a parallel-connected capacitor for the outside Circuit breaker of the known ARCP inverter is provided for switching relief in each case a parallel-connected capacitor.
  • a circuit arrangement for a three-level inverter with a discharge network is known.
  • this circuit arrangement with its own relief network should be present for each phase, which leads to a polyphase three-phase inverter having the features of the preamble of the independent patent claim 1.
  • the respective relief network is formed of at least one coil, two capacitors and a series circuit of four poled in the same direction diodes, of which the two outer diodes are each connected directly to the input terminals for the positive and negative pole of a DC input voltage.
  • the midpoint between the two inner diodes is connected on the one hand via the coil with a center tap of the DC input voltage and on the other hand with a central bridge branch of the circuit arrangement of the three-phase inverter for the respective phase.
  • the two capacitors are each connected on the one hand to an intermediate point between one of the inner and one of the outer diodes and on the other hand to the output terminal for the respective phase. Together with the coil, the capacitors each form a resonant circuit. This resonant circuit is used to charge the respective capacitor to the DC input voltage when the outer circuit breaker opposite it is opened. When closing this external circuit breaker discharges the previously charged capacitor and thus takes over the current flowing through the circuit breaker so far, thus providing a switching discharge for this circuit breaker ready.
  • the invention has for its object to provide a circuit arrangement for a particularly cost multi-phase multipoint inverter with relief network.
  • the multi-phase multi-point inverter circuit of the present invention has a positive pole input terminal and a negative input DC terminal input terminal, a DC center voltage center center tap center, and an output terminal output terminal for each phase, two outer power switches, one each is connected to one of the two input terminals, two inner power switches, which are connected on the one hand directly or via a diode to the center tap and on the other hand directly or via a diode to the output terminal, and a discharge network for the outer circuit breaker on.
  • the relief network for each phase comprises two capacitors and four unidirectional switching elements.
  • a charging path between the output terminal and the center tap, wherein the respective capacitor is connected in series in the Aufladepfad with one of the unidirectional switching elements and a throttle.
  • a discharge path for each one of the two capacitors of the discharge network of the respective phase, said discharge path branches from the output terminal seen behind the respective capacitor and before the throttle in a branch of the respective charging path and wherein another one of the unidirectional switching elements is arranged between the branch and the input terminal in this discharge path and thus not in the charging path.
  • the inner circuit breakers of the respective phase are connected directly or via a diode to the center tap or the output terminal means that they are permanently electrically conductively connected to the center tap or dc current of a direction predetermined by the forward direction of the respective diode are connected to the output terminal. This does not exclude that in the respective compound additionally an inductive or resistive component is arranged. With the diode even more diodes of the same forward direction can be connected in parallel or in series.
  • a common DC voltage intermediate circuit between the two input terminals for the DC input voltage can be provided for all phases.
  • This DC voltage intermediate circuit can be divided, wherein its center forms the center tap for the voltage center of the DC input voltage.
  • the divided DC voltage intermediate circuit can be constructed from two or more DC link capacitors, wherein the center tap, for example, is the center of a series connection of these DC link capacitors.
  • the relief networks of the various phases which share at least one common throttle, to decouple, so there is no mutual interference, especially in the form of unwanted short-circuit currents through the discharge networks of several phases.
  • Such short circuit currents may occur when two capacitors serving as a circuit breaker for two external power switches connected to different ones of the two input terminals are charged at the same time or when one of them is charged while discharging the other one.
  • the desired decoupling can be achieved by various measures, which can also be realized for other reasons, ie not necessarily have to be taken additionally in a circuit arrangement according to the invention.
  • a control may be provided which is adapted to wait at least one charging time after switching on one of the outer circuit breakers of one of the phases and before next switching on another of the outer circuit breakers of another of the phases - Relief of one of the outer circuit breaker provided capacitor is charged to substantially double the DC input voltage.
  • the controller can be set up to wait for at least the charging time even after one of the outer circuit breakers of one of the phases has been switched on and before another of the phases is switched on.
  • the capacitor provided for switching discharge of the one of the outer power switches of the one phase is not charged by discharging a charged capacitor of the other phase.
  • the one of the unidirectional switching elements in each charging path can be an actively activatable switching element.
  • a current flowing in the forward direction of the unidirectional switching element current can be prevented to prevent unwanted charging of each not serving for switching discharge capacitor of the respective phase or to limit charging of each serving for switching discharge capacitor. If only the charging capacitor of the respectively charged capacitor is closed by the actively controllable switching elements in the Aufladepfaden the discharge networks of all phases, there is no mutual interference when charging the individual capacitors.
  • the respective actively controllable switching element is not yet closed, while discharging a capacitor for switching discharge, from which the discharge can flow on the capacitor to be charged, all other unwanted currents between the capacitors of the individual discharge networks are avoided.
  • the one active controllable unidirectional switching element present in each Aufladepfad a non-actively controllable unidirectional switching element, ie a diode, and comprise an actively controllable bidirectional switching element connected in series therewith.
  • the non-actively controllable unidirectional switching element must not be at the same time in the associated discharge path. This also applies to a one-piece, actively activatable unidirectional switching element or, more generally, to that part of the actively activatable unidirectional switching element which makes it unidirectional. Any other part of the actively controllable unidirectional switching element can also be arranged where the charging path and the associated discharge path coincide.
  • the actively controllable switching element can also be arranged between the output terminal of the respective phase and the branch of the discharge path of the Aufladepfad. Then, however, it must be closed at the time of the switching relief to be provided with the respective capacitor, provided that it also shuts off a current flow in the discharge direction of the capacitor in the opened state.
  • the actively controllable switching element means "bidirectional" that it allows a flow of current in both directions, but this can not necessarily switch off in both directions.
  • the actively controllable bidirectional switching element may be a transistor having an anti-parallel diode, whose forward direction is then aligned opposite to the forward direction of the diode which forms the unidirectional switching element which can not be activated.
  • the antiparallel diode may, for example, be a body diode of the transistor.
  • the non-actively controllable unidirectional switching element and the actively controllable bidirectional switching element of the actively controllable unidirectional switching element can be connected in the charging circuit according to the invention with the interposition of the capacitor and / or the throttle in the Aufladepfad in series. They can also be arranged on the same side of the condenser and / or the throttle.
  • each discharge path can be connected directly to the respective input connection.
  • the further unidirectional switching element provided in the discharge path between the input terminal and the branch from the charging path is preferably a passive unidirectional switching element, i. H. a diode.
  • each charging path and thus also each discharge path is preferably connected directly to the output terminal of the respective phase in the circuit arrangement according to the invention, in order to realize its charging and also discharging for switching discharge independently of the switching position of the inner circuit breaker.
  • each charging path may be direct to the center tap, or via the connection of the internal circuit breakers of the respective phase with the center tap. All the charge paths for all the capacitors of all the discharge networks of all the phases can lead together via the common choke, which is arranged between a junction where all connections are merged, which connect the two inner circuit breakers one phase to the center tap, and the center tap , This position of a common throttle corresponds to the position of each throttle each relief network of each phase of the known from DE 10 2010 008 426 B4 circuitry.
  • the decoupling of the discharge networks of the individual phases of the circuit arrangement according to the invention can also be achieved by a respective auxiliary choke in each of these discharge networks.
  • these auxiliary chokes are each seen from the inner circuit breakers before the common throttle in the not yet merged connections of the two inner circuit breaker of the individual phases to arrange the center tap, in which case the two charging paths of the discharge network of the respective phase lead through its own auxiliary throttle, the is arranged from the inner circuit breakers before merging in the connection of the two inner circuit breakers of the respective phases with the center tap, and thus only in the Aufladepfaden the respective phase.
  • the individual discharge networks are passively decoupled.
  • an inductance of the common throttle is typically at least as large as inductances of the auxiliary throttles.
  • the inductance of the common throttle can also be at least twice, five times or ten times as large as the inductances of the auxiliary throttles.
  • the auxiliary throttles can be designed as air throttles.
  • a separate common throttle can be arranged in the charging path, as seen from the output terminals of the phases behind the branches of Discharge paths and before connecting these charging paths to a junction of all connections that connect the two inner circuit breakers each one of the phases with the center tap.
  • the two separate common inductors When charging the individual capacitors assigned to them, the two separate common inductors basically have the same function as the one inductor of the circuit arrangement according to DE 10 2010 008 426 B4. However, when discharging the capacitors during the switching discharge, the separate common reactors are not involved. The discharge of the capacitors is thus neither via resonant circuits in which the separate common reactors are arranged, nor is a current from the capacitors to the center tap attenuated by the separate common inductors. This must be taken into account in the pulsed control of the middle circuit breakers.
  • an additional auxiliary throttle may be provided to attenuate currents that can flow from each serving for switching discharge, but not completely discharged capacitor when the complementary to the switch-balanced outer circuit breaker clocked inner circuit breaker is closed.
  • inductances of the two separate common reactors are typically at least as large as an inductance of the auxiliary inductor.
  • the inductances of the two separate common reactors can also be at least twice, five times or ten times as large as an inductance of this auxiliary inductor.
  • the smaller the relative inductance of the auxiliary throttle the less it affects the total inductance in the Aufladepfaden and thus on the resonant circuits, which are formed by the respective capacitors and the separate common reactors and also arranged in the Aufladepfaden auxiliary throttle.
  • the auxiliary throttle can be designed as an air throttle.
  • the forward directions of the one and the other of the unidirectional switching elements in the charging path and the discharge path for each capacitor are opposite one another, as viewed from the respective output exclusion.
  • the other unidirectional switching elements of the circuit arrangement according to the invention thus largely correspond to the outer diodes known from DE 10 2010 08 426 B4 circuit arrangement, while the local inner diodes can be replaced in the inventive circuit arrangement by actively controllable unidirectional switching elements and parts to elsewhere in can be arranged the respective charging path.
  • the circuit arrangement according to the invention can be applied to a large number of multiphase three-point and multipoint inverters. These include NPC inverters, BSNPC inverters, ARCP and S3L inverters.
  • the other capacitor which is provided as a switching relief for the other external power switch should, as long as the other external circuit breaker is not clocked, not be charged, in particular to cause any unwanted discharge currents. Therefore, the controller keeps open the actively controllable switching element in the Aufladepfad as long as the other outer circuit breaker is not clocked for the respective phase.
  • the control of the circuit arrangement according to the invention for each phase closes the actively controllable switching element only within a sub-period of the period over which it clocks the respective outer circuit breaker, ie in pulses closes.
  • This sub-period is characterized in that the magnitude of an instantaneous value of the output alternating current output via the output connection complies with a lower limit value and that the instantaneous value of the output alternating current and an instantaneous value of the output alternating voltage have the same sign.
  • the limit value is to be dimensioned such that the condenser serving for switching discharge is discharged at least substantially completely at each discharge process, and within a short time.
  • the control of the circuit arrangement according to the invention can close the actively controllable switching element not only once per half cycle of the output AC output current, but also in pulses having the same frequency as the pulses in which it closes the respective circuit breaker. These pulses are preferably completely within the pulses in which the controller closes the outer circuit breaker. Ideally, the pulses for which the actively actuable switching element is closed are synchronized with the pulses in which the controller closes the outer circuit breaker. However, the necessary to decouple the discharge networks of the individual phases necessary waiting for the charging or discharging is maintained.
  • the pulses for which the actively controllable switching element is closed can also be influenced by the degree of charging of the circuit-breaker external to the circuit-breaker.
  • the width of the pulses for which the actively controllable switching element is closed can also be constant.
  • FIG. 1 shows a circuit arrangement according to the invention in a first embodiment based on a three-phase S3L inverter.
  • FIG. 2 shows the circuit arrangement according to the invention in a second embodiment based on a three-phase S3L inverter.
  • Fig. 3 shows the circuit arrangement according to the invention in a further embodiment, also based on a three-phase S3L inverter.
  • FIG. 4 shows the circuit arrangement according to the invention in a further embodiment based on a three-phase BSNPC inverter.
  • FIG. 5 illustrates the driving of actively activatable unidirectional switching elements of the circuit arrangement according to FIG. 4 in an embodiment with a phase angle of zero between the output AC output voltage and the output AC voltage.
  • FIG. 6 illustrates the activation of the actively activatable unidirectional switching elements of the circuit arrangement according to FIG. 4 in an embodiment with an alternating output current lagging the AC output voltage.
  • FIG. 7 shows the structure of a phase of a circuit arrangement according to the invention in a further embodiment based on an N PC inverter.
  • FIG. 8 shows the construction of a phase of a circuit arrangement according to the invention in a further embodiment based on a BSNPC inverter
  • FIG. 9 shows the structure of a phase of a circuit arrangement according to the invention in yet a further embodiment based on a BSNPC inverter. DESCRIPTION OF THE FIGURES
  • the output terminal 4 of each phase is connected to the center tap 3 via series-connected internal power switches 14 and 24.
  • the power switches 13, 14, 23 and 24 are each formed here as IGBT with anti-parallel diodes 5.
  • the anti-parallel diodes 5 of the outer power switches 13 and 23 are the input DC voltage u aligned in the reverse direction with respect to.
  • the anti-parallel diodes 5 of the inner power switches 14 and 24 have mutually opposing reverse directions.
  • the power switches 13, 14, 23 and 24 are driven in the circuit 1 as well as in a conventional three-phase S3L inverter.
  • a relief network 6 is provided for each phase having two capacitors 15 and 25 and four unidirectional switching elements 17, 18, 27, 28. Together, the relief networks 6 all phases on a common throttle 16.
  • one of the capacitors 15 and 25 is in each case connected in series with one of the unidirectional switching elements 17 and 27 and the common throttle 16 in a charging path 19 or 29.
  • This Aufladepfad 19 and 29 is connected to a capacitor end with the output terminal 4 and a throttle end with the center tap 3.
  • the Aufladepfade open 19 and 29 in connections 8 of the series circuit of the inner power switches 14 and 24 with the center tap 3 and the common throttle is between a junction 9 of the connections 8 and the center tap 3.
  • the discharge paths 20 and 30 are identical to the charging paths 19 and 29.
  • the discharge paths 20 and 30 are connected via the further unidirectional switching elements 18 and 28 to the input terminals 21 and 11, respectively ,
  • the other unidirectional switching elements 18 and 28 are here by diodes 7, in the unidirectional switching elements 17 and 27 to diodes 10.
  • each discharge network 6 the capacitor 15 is provided for switching discharge of the outer circuit breaker 13 and the capacitor 25 for switching discharge of the outer circuit breaker 23.
  • the charging and discharging of one of the capacitors 15 will be described as an example.
  • the charging and discharging of the capacitors 25 takes place accordingly.
  • a current / '13 flows through the power switch 13 not only at the output terminal 4 of issued alternating output current ii OID1, i load2 or i LOAD3 to a connected, but not shown here, load but temporarily partly through the Aufladepfad 19 to the capacitor 15 and from there via the switching element 17 and through the throttle 16 to the center tap 3.
  • the capacitor 15 with the inductor 16 forms a series resonant circuit in which the current flowing through the charging path 19 until charging the capacitor 15 to u 2 during a first quarter of a resonant period also energizes the inductor 16, which then energizes it during a second Quarter of the resonance period of the series resonant circuit with further charging of the capacitor 15 to u in again gives.
  • the resonant oscillation is subsequently terminated by the diode 10 in the series resonant circuit so that the capacitor 15 does not undergo renewed energization the throttle 16 can discharge. The discharge of the capacitor 15 takes place rather then, when the power switch 13 is opened, so that the current / '13 can no longer flow.
  • the capacitor 15 By the capacitor 15 through its discharge the output AC / '
  • This voltage y i3 is the sum of the DC input voltage u in and the voltage Ui 5 dropping across the capacitor 15. Since the capacitor 15 has been charged to u in , the voltage y i3 across the power switch 13 is therefore initially zero and does not rise until the voltage ui 5 of the capacitor 15 drops below u in . In this way, a switching discharge is realized by de-energized switching of the circuit breaker 13.
  • This location of the common throttle 16 in the circuit arrangement 1 according to FIG. 1 basically corresponds to that in the case of the circuit arrangement known from DE 10 2010 008 426 B4. Deviating from DE 10 2010 008 426 B4, however, in the case of the circuit arrangement 1 according to the invention, only one throttle 16 is present for all three phases. Even if only one choke 16 is used, no mutual interference occurs between the discharge networks 6 of the individual phases, if the switching of the power switches 13, 14, 23 and 24 of all phases is coordinated so that no currents are present between the capacitors 15, 25 flow.
  • auxiliary chokes 39 in the connections 8 of the inner circuit breaker 14 and 24 with the middle labgriff 3 seen from the inner circuit breakers 14 and 24 from before Throttle 16 and also arranged before the merge 9.
  • These auxiliary chokes 39 whose inductance may be significantly smaller than the inductance of the choke 16, prevent the flow of currents from a capacitor 15, 25 of a discharge network 6 of one phase to one of the capacitors 15, 25 of the discharge network 6 another phase. As a result, it is possible to dispense with the waiting for a charging time between the switching on of different power switches 13, 14, 23, 24 of different phases.
  • FIG. 3 illustrates how Figs. 1 and 2, a circuit arrangement according to the invention for a three-phase S3L inverter, the structure again corresponds to Fig. 1, except that the unidirectional switching elements 17 and 27 in the Aufladepfaden 19 and 29 for each phase here as actively controllable switching elements 38 are formed.
  • the Aufladepfade 19, 29 can be selectively enabled and in this way a mutual interference of the relief networks 6 of the individual phases can be avoided.
  • the inventive circuit arrangement 1 illustrated in FIG. 4 for a three-phase multipoint inverter is a BSNPC inverter in which two common reactors 16 and 26 are provided as a special feature compared to the 3SL inverters shown so far.
  • These common chokes 16 and 26 are respectively in all Aufladepfaden 19 and 29 for the capacitors 15 and 25, which are provided for switching discharge of all power semiconductor switches 13 and 23, which are directly connected to each of the same of the input terminals 1 1 and 21.
  • the chokes 16 and 26 are in front of the merger 9 of the compounds 8, which connect the inner circuit breaker 14 and 24 of the individual phases with the center tap 3. Currents that flow through the connections 8 therefore do not flow through the restrictors 16 and 26; the chokes 16 and 26 must therefore not be designed for these currents.
  • throttles 16 and 26 are separate throttles for all charging paths 19 on the one hand and 29 on the other hand, they are shared by the relief networks 6 all phases.
  • the decoupling of the individual relief networks 6 takes place here as well as in the circuit arrangement according to FIG. 3 by unidirectional switching elements 17 and 27 designed as actively activatable switching elements 17 in the charging paths 19 and 29.
  • the capacitors 15 and 25 do not disturb the function of the multipoint inverter after the switching discharge caused by them for the respective external power switch 13 or 23, they must discharge as completely as possible during the switching discharge. An undesirable charging in the wrong direction is opposed by the antiparallel diode 5 of the respective other circuit breaker 23 or 13.
  • Fig. 5 are for a phase angle zero between an output AC voltage u out at one of the output terminals 4 as shown in FIG.
  • FIG. 6 illustrates that the partial time periods 31 and 32 at one of the alternating output voltage u out lagging the output alternating current i load1 in which the switching elements 17 and 27 are closed, only begin within the half cycles of the output alternating voltage u out when the magnitude of the instantaneous value of the output alternating current ii oad i at the same sign of the instantaneous values of the output alternating voltage u out and the output alternating current ii oad i the limit i min has passed.
  • the part-time periods 31 and 32 end but at the latest with the sign change of the output AC voltage u out , is changed in the clocking between the external power semiconductor switches 13 and 23.
  • FIG. 6 shows that it is also possible not to keep the switching elements 17 and 27 permanently closed for the entire subregions 31 and 32, but only for pulses which are synchronized with the pulses for which the respective external power switch 13 and 23 is closed while clocking. Due to the relative position of the pulses for which the switching elements 17 and 27 are closed, within the pulses for which the respective external power switches 13 and 23 are closed, the profile of the respective switching elements 17 and 27 to the respective capacitor 15th or 25 flowing charging current can be influenced.
  • the pulses for which the switching elements 17 and 27 are closed at least as long as half the resonance period of the series resonant circuit of the capacitor 15 and 25 and the throttle 16 and 26 by shorter pulses than half the resonance period of the series resonant circuit, the Charging the respective capacitor 15 and 25 are also limited to less than u in order to discharge it even at low output AC / '
  • there is no complete switching discharge ie no completely dead switching of the respective circuit breaker 13 and 23rd
  • the actual output AC voltage u out which is a pulse-width-modulated square-wave signal, is not shown here. Rather, it is the desired output AC voltage u out , ie a specification for the pulse width modulation in the control of the outer power switches 13 and 23, which is in phase with the fundamental wave of the voltage at the output terminal 4.
  • Fig. 7 shows a phase of a circuit arrangement according to the invention, starting from an NPC inverter, in which the outer power switches 13 and 23 and the inner power switches 14 and 24 are connected in series, wherein the center of the series circuit forms the output terminal 4.
  • diodes 34 which are U aligned with respect to the input DC voltage in reverse direction to the center tap 3.
  • these diodes 34 are also the inner breaker 14 and 24 on the one hand connected to the center tap 3, while on the other hand directly to the Output terminal 4 are connected.
  • the power-off network 6 is here basically designed in the same way as in FIG. 4.
  • the power switches 13, 14, 23 and 24 are basically driven in the circuit arrangement 1 according to FIG.
  • FIG. 8 The embodiment of the circuit arrangement according to the invention, which is represented by a phase in FIG. 8, is based, like that of FIG. 4, on a BSNPC inverter.
  • the following variations are illustrated with respect to FIG. 4, which can also be implemented independently of each other.
  • the internal switching elements 14 and 24 of series-connected transistors with antiparallel diodes 5, wherein the antiparallel diode 5 of the one transistor provides each for a unidirectional current flow through the other transistor, here are two reverse-blocking transistors 36, ie formed directly unidirectional Switching elements, connected in parallel.
  • the unidirectional switching elements 17 and 27 formed as actively activatable switching elements 38 are concretized as thyristors 37.
  • the embodiment of the circuit arrangement 1 according to the invention shown in FIG. 9 differs from that according to FIG. 4 in that the unidirectional switching elements 17 and 27 designed as actively activatable switching elements 38 are not only in diodes 10 and others not unidirectionally formed and only here schematically illustrated switching elements 40 are divided, but that these parts 10 and 40 are also on different sides of the capacitors 15 and 25. As a result, the function of the relief network 6 is not changed in principle.
  • Branch transistor thyristor switching element auxiliary choke switching element

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Abstract

Eine Schaltungsanordnung (1) für einen mehrphasigen Mehrpunktwechselrichter weist einen Eingangsanschluss für einen positiven Pol und einen Eingangsanschluss für einen negativen Pol einer Eingangsgleichspannung (U in), einen Mittelabgriff (3) für einen Spannungsmittelpunkt der Eingangsgleichspannung (U in) und für jede Phase einen Ausgangsanschluss (4) zum Ausgeben eines Ausgangswechselstroms (i load2, i load2, i load3), zwei äußere Leistungsschalter (13, 23), von denen jeweils einer mit einem der beiden Eingangsanschlüsse (11, 21) verbunden ist, zwei innere Leistungsschalter (14, 24), die jeweils einerseits direkt oder über eine Diode (5) mit dem Mittelabgriff (3) und andererseits direkt oder über eine Diode (5) mit dem Ausgangsanschluss (4) verbunden sind, und ein Entlastungsnetzwerk auf, das zwei Kondensatoren (15, 25) und vier unidirektionale Schaltelemente (17, 18, 27, 28) umfasst. Für jeden der beiden Kondensatoren (15, 25) des Entlastungsnetzwerks für jede Phase verläuft ein Aufladepfad zwischen dem Ausgangsanschluss (4) und dem Mittelabgriff (3), wobei der jeweilige Kondensator (15, 25) in dem Aufladepfad mit einem der Schaltelemente (17, 27) und einer Drossel (16, 26) in Reihe geschaltet ist. Zwischen dem Ausgangsanschluss für jede Phase und jedem der Eingangsanschlüsse (11, 21) verläuft ein Entladepfad (20, 30) für jeweils einen der beiden Kondensatoren (15, 25) jeder Phase, wobei der Entladepfad (20, 30) von dem Ausgangsanschluss aus gesehen hinter dem jeweiligen Kondensator (15, 25) und vor der Drossel (16, 26) in einer Abzweigung (35) von dem jeweiligen Aufladepfad (19, 29) abzweigt und wobei ein weiteres der Schaltelemente (18, 28) zwischen der Abzweigung (35) und dem Eingangsanschluss (21, 11) in dem Entladepfad (20, 30) angeordnet ist. Zumindest die Aufladepfade (19, 29) für alle Kondensatoren (15, 25), die zur Schaltentlastung für diejenigen der Leistungsschalter (13, 23) vorgesehen sind, die mit demselben der beiden Eingangsanschlüsse (11, 21) verbunden sind, führen zusammen über eine gemeinsame Drossel (16, 26), die direkt mit dem Mittelabgriff (3) verbunden ist.

Description

SCHALTUNGSANORDNUNG FÜR EINEN MEHRPHASIGEN NPC MEHRPUNKTWECHSELRICHTER MIT
ENTLASTUNGSNETZWERK
TECHNISCHES GEBIET DER ERFINDUNG
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung für einen mehrphasigen Mehrpunktwechselrichter mit einem Entlastungsnetzwerk. Genauer bezieht sich die Erfindung auf eine Schaltungsanordnung, die die Merkmale des Oberbegriffs des unabhängigen Patentanspruchs 1 aufweist.
Unter einem Mehrpunktwechselrichter wird hier insbesondere ein Dreipunktwechselrichter verstanden, bei dem ein Ausgangsanschluss, über den ein Ausgangswechselstrom ausgegeben wird, neben einem positiven elektrischen Potential und einem negativen elektrischen Potential wechselweise auch mit einem neutralen elektrischen Potential verbunden wird, um den Ausgangswechselstrom zu formen. Bei dem Mehrpunktwechselrichter mit dem Entlastungsnetzwerk kann es sich auch um einen Fünfpunktwechselrichter oder gar einen Siebenpunktwechselrichter handeln.
Unter einem mehrphasigen Mehrpunktwechselrichter wird hier insbesondere ein dreiphasiger Mehrpunktwechselrichter verstanden, der drei Ausgangswechselströme ausgibt, deren Phasen um jeweils 120° zueinander versetzt sind. Grundsätzlich kann der mehrphasige Mehrpunktwechselrichter aber auch nur zwei oder mehr als drei Phasen aufweisen, d. h. zueinander phasenversetzte Ausgangswechselströme ausgeben.
STAND DER TECHNIK
Ein als NPC (Neutral Point Clamped) bezeichneter dreiphasiger Dreipunktwechselrichter ist aus Akira Nabae et al., A New Neutral-Point-Clamped PWM Inverter, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 1A-17, No. 5, September/October 1981 , Seiten 518 bis 523 bekannt. Hier sind zwischen Eingangsanschlüsse für eine Eingangsgleichspannung je Phase vier Leistungsschalter in Reihe geschaltet. Der Mittelpunkt dieser Reihenschaltung führt zu einem Ausgangsanschluss, über den ein Ausgangswechselstrom ausgegeben wird. Die Zwischen- punkte der Reihenschaltung auf beiden Seiten des Mittelpunkts sind jeweils über in Sperrrichtung ausgerichtete Dioden mit einem Mittelabgriff einer an den Eingangsanschlüssen anliegenden Eingangsgleichspannung verbunden. Der Mittelabgriff ist ein Mittelpunkt einer Reihenschaltung von Zwischenkreiskondensatoren zwischen den Eingangsanschlüssen, die einen allen Phasen gemeinsamen Gleichspannungszwischenkreis ausbildet. Zur Formung eines an dem Ausgangsanschluss für jede Phase ausgegebenen Ausgangswechselstroms wird während jeder Halbwelle einer an dem Ausgangsanschluss anliegenden Ausgangswechselspannung einer der an einen der Eingangsanschlüsse angeschlossenen äußeren Schalter der der Phase zugeordneten Reihenschaltung komplementär zu dem auf der anderen Seite des Ausgangsanschlusses liegenden inneren Leistungsschalter getaktet. Der auf derselben Seite des Ausgangsanschlusses liegende innere Schalter ist dabei dauerhaft geschlossen und der auf der anderen Seite des Ausgangsanschlusses liegende äußere Schalter dauerhaft geöffnet.
Es sind verschiedene Varianten des dreiphasigen NPC Dreipunktwechselrichters entwickelt worden. Hierzu zählt der sogenannte BSNPC (Bidirectional Switch Neutral Point Clamped)- Wechselrichter, siehe A. Nabae et al.: A New Neutral-Point Clamped PWM Inverter, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 1A-17, No. 5, September/October 1981 , Fig. 10. Bei dem BSNPC-Wechselrichter sind die äußeren Leistungsschalter jeder Phase, die mit ihrem einen Ende mit den Eingangsanschlüssen verbunden sind, mit ihrem anderen Ende direkt auch mit dem Ausgangsanschluss der jeweiligen Phase verbunden, während die inneren Leistungsschalter zwischen dem Mittelabgriff der Eingangsgleichspannung und dem Ausgangsanschluss der jeweiligen Phase so in Reihe oder parallel geschaltet sind, dass mit dem einen inneren Leistungsschalter der Stromfluss in der einen und mit dem anderen inneren Leistungsschalter der Stromfluss in der anderen Richtung zwischen dem Mittelabgriff und dem Ausgangsanschluss abgeschaltet werden kann. So wird eine in beiden Richtungen separat schaltbare Schaltungsvorrichtung zwischen dem Mittelabgriff und dem Ausgangsanschluss realisiert. Das Schaltschema bei einem BSNPC-Wechselrichter entspricht grundsätzlich demjenigen, das oben für einen N PC-Wechselrichter beschrieben wurde.
Eine als ARCP (Auxiliary Resonant Commutation Pole)-Wechselrichter bekannte Variante eines einphasigen BSNPC-Wechselrichters ist aus der US 2004/0246756 A1 bekannt. Hier ist mit den beiden inneren Leistungsschaltern eine Drossel zwischen dem Mittelabgriff der Eingangsgleichspannung und dem Ausgangsanschluss in Reihe geschaltet. Zudem wird ein durch die Drossel fließender Strom erfasst. Erst wenn bei dieser Erfassung ein Nullstrom gemessen wird, wird der jeweils getaktete innere Leistungsschalter geöffnet. Das Auftreten des Nullstroms wird durch einen Resonanzkreis sichergestellt, in dem die Drossel als Resonanzinduktivität angeordnet ist, und der sich über den Mittelabgriff zu Zwischenkreiskondensatoren eines eingangsseitigen Gleichspannungszwischenkreises des ARCP-Wechselrichters erstreckt. Für die äußeren Leistungsschalter des bekannten ARCP-Wechselrichters ist zur Schaltentlastung jeweils ein parallel geschalteter Kondensator vorgesehen.
Aus der DE 10 2010 008 426 B4 ist eine Schaltungsanordnung für einen Dreipunktwechselrichter mit einem Entlastungsnetzwerk bekannt. Bei einem mehrphasigen Dreipunktwechsel- richter soll diese Schaltungsanordnung mit eigenem Entlastungsnetzwerk für jede Phase vorhanden sein, was zu einem mehrphasigen Dreipunktwechselrichter mit den Merkmalen des Oberbegriffs des unabhängigen Patentanspruchs 1 führt. Das jeweilige Entlastungsnetzwerk ist aus wenigstens einer Spule, zwei Kondensatoren und einer Reihenschaltung aus vier in gleicher Richtung gepolten Dioden gebildet, von denen die beiden äußeren Dioden jeweils direkt mit den Eingangsanschlüssen für den positiven und den negativen Pol einer Eingangsgleichspannung verbunden sind. Der Mittelpunkt zwischen den beiden inneren Dioden ist einerseits über die Spule mit einem Mittelabgriff der Eingangsgleichspannung und andererseits mit einem mittleren Brückenzweig der Schaltungsanordnung des Dreipunktwechselrichters für die jeweilige Phase verbunden. Die beiden Kondensatoren sind jeweils einerseits mit einem Zwischenpunkt zwischen einer der inneren und einer der äußeren Dioden und andererseits mit dem Ausgangsanschluss für die jeweilige Phase verbunden. Zusammen mit der Spule bilden die Kondensatoren jeweils einen Resonanzkreis aus. Dieser Resonanzkreis wird zum Laden des jeweiligen Kondensators auf die Eingangsgleichspannung genutzt, wenn der ihm gegenüberliegende äußere Leistungsschalter geöffnet ist. Beim Schlie- ßen dieses äußeren Leistungsschalters entlädt sich der zuvor geladene Kondensator und übernimmt damit den bis dahin durch den Leistungsschalter fließenden Strom und stellt so eine Schaltentlastung für diesen Leistungsschalter bereit. Zur vollständigen Entladung des Kondensators wird ein anderer, über den Ausgangsanschluss hinweg mit der Drossel gebildeter Resonanzkreis genutzt. Bei diesem bekannten, auch als S3L (Soft Switching Three Level)- Wechselrichter bezeichneten Mehrpunktwechselrichter können die Pulse beim komplementären Takten eines der äußeren Leistungsschalter mit einem der inneren Leistungsschalter anders als bei anderen NPC-Wechselrichtern, die eine Totzeit zwischen diesen Pulsen erfordern, einander auch überlappen. Allerdings fließt jeder Strom von dem Mittelabgriff zu dem Ausgangsanschluss einer der Phasen zwangsweise durch die der Phase zugeordnete Drossel. Entsprechend muss jede Drossel des Entlastungsnetzwerks für jede Phase für die maximale Stromstärke dieses Stroms dimensioniert sein. AUFGABE DER ERFINDUNG
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung für einen besonders kostengünstigen mehrphasigen Mehrpunktwechselrichter mit Entlastungsnetzwerk aufzuzeigen.
LÖSUNG Die Aufgabe der Erfindung wird durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des unabhängigen Patentanspruchs 1 gelöst. Bevorzugte Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sind in den abhängigen Patentansprüchen definiert.
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung für einen mehrphasigen Mehrpunktwechselrichter weist einen Eingangsanschluss für einen positiven Pol und einen Eingangsanschluss für einen negativen Pol einer Eingangsgleichspannung, einen Mittelabgriff für einen Spannungsmittelpunkt der Eingangsgleichspannung und für jede Phase einen Ausgangsanschluss zum Ausgeben eines Ausgangswechselstroms, zwei äußere Leistungsschalter, von denen jeweils einer mit einem der beiden Eingangsanschlüsse verbunden ist, zwei innere Leistungsschalter, die jeweils einerseits direkt oder über eine Diode mit dem Mittelabgriff und andererseits direkt oder über eine Diode mit dem Ausgangsanschluss verbunden sind, und ein Entlastungsnetzwerk für die äußeren Leistungsschalter auf. Das Entlastungsnetzwerk für jede Phase umfasst zwei Kondensatoren und vier unidirektionale Schaltelemente. Für jeden der beiden Kondensatoren des Entlastungsnetzwerks der jeweiligen Phase verläuft ein Aufladepfad zwischen dem Ausgangsanschluss und dem Mittelabgriff, wobei der jeweilige Kondensator in dem Aufladepfad mit einem der unidirektionalen Schaltelemente und einer Drossel in Reihe geschaltet ist. Zwischen dem Ausgangsanschluss der jeweiligen Phase und jedem der Eingangsanschlüsse verläuft zudem ein Entladepfad für jeweils einen der beiden Kondensatoren des Entlastungsnetzwerks der jeweiligen Phase, wobei dieser Entladepfad von dem Ausgangsanschluss aus gesehen hinter dem jeweiligen Kondensator und vor der Drossel in einer Abzweigung von dem jeweiligen Aufladepfad abzweigt und wobei ein weiteres der unidirektionalen Schaltelemente zwischen der Abzweigung und dem Eingangsanschluss in diesem Entladepfad und damit nicht in dem Aufladepfad angeordnet ist. Zumindest die Aufladepfade für alle Kondensatoren, die zur Schaltentlastung für diejenigen der Leistungsschalter vorgesehen sind, die mit demselben der beiden Eingangsanschlüsse verbunden sind, führen zusammen über eine gemeinsame Drossel, die direkt mit dem Mitte labgriff verbunden ist. Dies bedeutet, dass sich die Entlastungsnetzwerke aller Phasen jede der gemeinsamen Drosseln teilen und dass entsprechend die Zahl der gemeinsamen Drosseln und die mit der Bereitstellung der Drosseln verbundenen Kosten nicht mit der Zahl der Phasen ansteigen.
Dass die inneren Leistungsschalter der jeweiligen Phase direkt oder über eine Diode mit dem Mittelabgriff bzw. dem Ausgangsanschluss verbunden sind, bedeutet, dass sie für jeden Gleichstrom oder zumindest für einen Gleichstrom einer durch die Durchlassrichtung der jeweiligen Diode vorgegebenen Richtung permanent elektrisch leitend mit dem Mittelabgriff bzw. dem Ausgangsanschluss verbunden sind. Dies schließt nicht aus, dass in der jeweiligen Verbindung zusätzlich ein induktives oder resistives Bauteil angeordnet ist. Mit der Diode können auch noch weitere Dioden gleicher Durchlassrichtung parallel oder in Reihe geschaltet sein.
Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung kann für alle Phasen ein gemeinsamer Gleichspannungszwischenkreis zwischen den beiden Eingangsanschlüssen für die Eingangsgleichspannung vorgesehen sein. Dieser Gleichspannungszwischenkreis kann geteilt sein, wobei sein Mittelpunkt den Mittelabgriff für den Spannungsmittelpunkt der Eingangsgleichspannung bildet. Der geteilte Gleichspannungszwischenkreis kann aus zwei oder mehr Zwischenkreiskondensatoren aufgebaut sein, wobei der Mittelabgriff beispielsweise der Mittelpunkt einer Reihenschaltung dieser Zwischenkreiskondensatoren ist.
Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sind die Entlastungsnetzwerke der verschiedenen Phasen, die sich mindestens eine gemeinsame Drossel teilen, zu entkoppeln, damit es zu keinen wechselseitigen Störungen, insbesondere in Form von ungewollten Kurzschlussströmen über die Entlastungsnetzwerke mehrerer Phasen kommt. Solche Kurzschlussströme können auftreten, wenn zwei Kondensatoren, die zur Schaltentlastung für zwei äußere Leistungsschalter dienen, die mit unterschiedlichen der beiden Eingangsanschlüsse verbunden sind, gleichzeitig aufgeladen werden oder wenn der eine von ihnen unter Entladen des anderen aufgeladen wird. Die gewünschte Entkopplung kann durch verschiedenen Maßnahmen erreicht werden, die auch aus anderen Gründen realisiert werden können, d. h. bei einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nicht unbedingt zusätzlich getroffen werden müssen. So kann bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung eine Steuerung vorhanden sein, die dazu eingerichtet ist, nach einem Einschalten eines der äußeren Leistungsschalter einer der Phasen und vor einem nächsten Einschalten eines anderen der äußeren Leistungsschalter einer anderen der Phasen mindestens eine Aufladezeit abzuwarten, in der der zur Schalt- entlastung des einen der äußeren Leistungsschalter vorgesehene Kondensator im Wesentlichen auf das Doppelte der Eingangsgleichspannung aufgeladen wird. Nach dieser Aufladezeit ist der zur Schaltentlastung des einen der äußeren Leistungsschalter vorgesehene Kondensator bereits im Wesentlichen vollständig aufgeladen und dieses Aufladen wird durch das Einschalten des anderen der äußeren Leistungsschalter der anderen der Phasen nicht mehr gestört. Weiterhin kann die Steuerung dazu eingerichtet sein, auch nach einem Einschalten eines der äußeren Leistungsschalter einer der Phasen und vor einem nächsten Einschalten eines der inneren Leistungsschalter einer anderen der Phasen mindestens die Aufladezeit abzuwarten. Hier wird durch das Abwarten der Aufladezeit sichergestellt, dass der zur Schaltentlastung des einen der äußeren Leistungsschalter der einen Phase vorgesehene Kondensator nicht unter Entladen eines aufgeladenen Kondensators der anderen Phase aufgeladen wird.
Alternativ oder zusätzlich kann bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Entkopplung der Entlastungsnetzwerke der einzelnen Phasen das eine der unidirektionalen Schaltelemente in jedem Aufladepfad ein aktiv ansteuerbares Schaltelement sein. Mit Hilfe dieser aktiven Ansteuerbarkeit kann z. B. auch ein in der Durchlassrichtung des unidirektionalen Schaltelements fließender Strom verhindert werden, um ein unerwünschtes Aufladen des jeweils nicht zur Schaltentlastung dienenden Kondensators der jeweiligen Phase zu unterbinden oder auch ein Aufladen des jeweils zur Schaltentlastung dienenden Kondensators zu begrenzen. Wenn von den aktiv ansteuerbaren Schaltelementen in den Aufladepfaden der Entlastungsnetzwerke aller Phasen nur das in dem Ladepfad des jeweils aufzuladenden Kondensator geschlossen ist, kommt es zu keinen wechselseitigen Störungen beim Aufladen der einzelnen Kondensatoren. Wenn zudem beachtet wird, dass das jeweilige aktiv ansteuerbare Schaltelement noch nicht geschlossen wird, während sich ein Kondensator zur Schaltentlastung entlädt, von dem der Entladestrom auf den aufzuladenden Kondensator fließen kann, werden auch alle anderen unerwünschten Ströme zwischen den Kondensatoren der einzelnen Entlastungsnetzwerke vermieden.
Konkret kann das in jedem Aufladepfad vorhandene eine aktiv ansteuerbare unidirektionale Schaltelement ein nicht aktiv ansteuerbares unidirektionales Schaltelement, d. h. eine Diode, und ein damit in Reihe geschaltetes aktiv ansteuerbares bidirektionales Schaltelement umfassen. Das nicht aktiv ansteuerbare unidirektionale Schaltelement darf dabei nicht zugleich in dem zugehörigen Entladepfad liegen. Das gilt auch für ein einteiliges aktiv ansteuerbares unidirektionales Schaltelement oder allgemeiner für den Teil des aktiv ansteuerbaren unidirektionalen Schaltelements, der es unidirektional macht. Jeder andere Teil des aktiv ansteuerbaren unidirektionalen Schaltelements kann auch dort angeordnet sein, wo der Aufladepfad und der zugehörige Entladepfad zusammenfallen. So kann das aktiv ansteuerbare Schaltelement auch zwischen dem Ausgangsanschluss der jeweiligen Phase und der Abzweigung des Entladepfads von dem Aufladepfad angeordnet sein. Dann muss es jedoch zum Zeitpunkt der mit dem jeweiligen Kondensator bereitzustellenden Schaltentlastung geschlossen sein, sofern es im geöffneten Zustand auch einen Stromfluss in der Entladerichtung des Kondensators abschaltet. Bei dem aktiv ansteuerbaren Schaltelement bedeutet "bidirektional", dass es einen Stromfluss in beiden Richtungen ermöglicht, diesen aber nicht unbedingt auch in beiden Richtungen abschalten kann. Konkret kann es sich bei dem aktiv ansteuerbaren bidirektionalen Schaltelement um einen Transistor mit einer antiparallelen Diode handeln, deren Durchlassrichtung dann entgegengesetzt zu der Durchlassrichtung der Diode ausgerichtet ist, die das nicht aktiv ansteuerbare unidirektionale Schaltelement ausbildet. Die antiparallele Diode kann beispielsweise eine Bodydiode des Transistors sein.
Das nicht aktiv ansteuerbare unidirektionale Schaltelement und das aktiv ansteuerbare bidirektionale Schaltelement des aktiv ansteuerbaren unidirektionalen Schaltelements können bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung unter Zwischenordnung des Kondensators und/oder der Drossel in dem Aufladepfad in Reihe geschaltet sein. Sie können ebenso auf derselben Seite des Kondensators und/oder der Drossel angeordnet sein.
Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung kann jeder Entladepfad direkt an den jeweiligen Eingangsanschluss angeschlossen sein. Das in dem Entladepfad zwischen dem Eingangsanschluss und der Verzweigung von dem Aufladepfad vorgesehene weitere unidirektionale Schaltelement ist vorzugsweise ein passives unidirektionales Schaltelement, d. h. eine Diode.
Jeder Aufladepfad und damit auch jeder Entladepfad ist bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung vorzugsweise direkt an den Ausgangsanschluss der jeweiligen Phase angeschlossen, um sein Aufladen und auch sein Entladen zur Schaltentlastung unabhängig von der Schaltstellung der inneren Leistungsschalter zu realisieren. An seinem anderen Ende kann jeder Aufladepfad direkt oder über die Verbindung der inneren Leistungsschalter der jeweiligen Phase mit dem Mitte labgriff zu dem Mittelabgriff verlaufen. Dabei können alle Aufladepfade für alle Kondensatoren aller Entlastungsnetzwerke aller Phasen zusammen über die gemeinsame Drossel führen, die zwischen einer Zusammen- führung, an der alle Verbindungen zusammengeführt sind, die die beiden inneren Leistungsschalter jeweils einer Phase mit dem Mittelabgriff verbinden, und dem Mittelabgriff angeordnet ist. Diese Lage der einen gemeinsamen Drossel entspricht der Lage jeder Drossel jedes Entlastungsnetzwerks jeder Phase der aus der DE 10 2010 008 426 B4 bekannten Schaltungsanordnung.
Im Falle einer gemeinsamen Drossel kann die Entkopplung der Entlastungsnetzwerke der einzelnen Phasen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung auch durch jeweils eine Hilfsdrossel in jedem dieser Entlastungsnetzwerke erreicht werden. Dazu sind diese Hilfsdrosseln jeweils von den inneren Leistungsschaltern aus gesehen vor der gemeinsamen Drossel in den noch nicht zusammengeführten Verbindungen der beiden inneren Leistungsschalter der einzelnen Phasen mit dem Mittelabgriff anzuordnen, wobei dann die beiden Aufladepfade des Entlastungsnetzwerkes der jeweiligen Phase über eine eigene Hilfsdrossel führen, die von den inneren Leistungsschaltern aus gesehen vor der Zusammenführung in der Verbindung der beiden inneren Leistungsschalter der jeweiligen Phasen mit dem Mittelabgriff angeordnet ist, und damit nur in den Aufladepfaden der jeweiligen Phase. Mit den Hilfsdrosseln werden die einzelnen Entlastungsnetzwerke passiv entkoppelt.
Selbst mit solchen zusätzlichen Hilfsdrosseln je Phase ist der Aufwand für alle Drosseln der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mit einer gemeinsamen Drossel klein gegenüber dem Aufwand für die große Drossel für jede Phase der aus der DE 10 2010 008 426 B4 bekannten Schaltungsanordnung. Dabei ist zu berücksichtigen, dass eine Induktivität der gemeinsamen Drossel typischerweise mindestens so groß ist wie Induktivitäten der Hilfsdrosseln. Die Induktivität der gemeinsamen Drossel kann auch mindestens doppelt, fünfmal oder zehnmal so groß sein wie die Induktivitäten der Hilfsdrosseln. Je kleiner die relativen Induktivitäten der Hilfsdrosseln sind, desto weniger wirken sie sich auf die Gesamtinduktivitäten in den Aufladepfaden und damit auf die Resonanzkreise aus, die von den jeweiligen Kondensatoren und der gemeinsamen Drossel sowie den ebenfalls in den Aufladepfaden angeordneten Hilfsdrosseln gebildet werden. Konkret können die Hilfsdrosseln als Luftdrosseln ausgeführt sein. Alternativ zu nur einer gemeinsamen Drossel kann bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung für diejenigen Aufladepfade, von denen der zugehörige Entladepfad zu demselben der beiden Eingangsanschlüsse führt, eine separate gemeinsame Drossel in den Aufladepfaden angeordnet sein, und zwar von den Ausgangsanschlüssen der Phasen aus gesehen hinter den Abzweigungen der Entladepfade und vor einem Anschluss dieser Aufladepfade an eine Zusammenführung aller Verbindungen, die die beiden inneren Leistungsschalter jeweils einer der Phasen mit dem Mittelabgriff verbinden. Keine dieser beiden separaten gemeinsamen Drosseln in den Aufladepfaden liegt dann in einer der Verbindungen der inneren Leistungsschalter irgendeiner der Phasen mit dem Mittelabgriff, und die separaten gemeinsamen Drosseln müssen daher nicht den zwischen dem Mittelabgriff und dem jeweiligen Ausgangs- anschluss über die inneren Leistungsschalter fließenden Strom führen. Entsprechend müssen sie nur für den über den Aufladepfad fließenden Strom ausgelegt werden.
Beim Aufladen der ihnen zugeordneten einzelnen Kondensatoren haben die zwei separaten gemeinsamen Drosseln grundsätzlich dieselbe Funktion wie die eine Drossel der Schaltungs- anordnung gemäß der DE 10 2010 008 426 B4. Am Entladen der Kondensatoren bei der Schaltentlastung sind die separaten gemeinsamen Drosseln jedoch nicht beteiligt. Die Entladung der Kondensatoren erfolgt also weder über Resonanzkreise, in denen die separaten gemeinsamen Drosseln angeordnet sind, noch wird ein Strom von den Kondensatoren zu dem Mittelabgriff durch die separaten gemeinsamen Drosseln gedämpft. Dies ist bei der getakteten Ansteuerung der mittleren Leistungsschalter zu berücksichtigen.
Verglichen mit dem Aufwand für die für jede Phase vorzusehende große Drossel der aus der DE 10 2010 008 426 B4 bekannten Schaltungsanordnung ist der Aufwand für die nur kleinen separaten gemeinsamen Drosseln dieser Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung besonders klein. Dieser Vorteil bei der Herstellung eines Mehrpunktwechsel- richters mit Entlastungsnetzwerk in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung geht auch nicht dadurch verloren, dass bei dieser Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung das in dem jeweiligen Aufladepfad vorgesehene eine unidirektionale Schaltelement vorzugsweise ein aktiv ansteuerbares Schaltelement ist, um die einzelnen Aufladepfade auch innerhalb des Entlastungsnetzwerks jeder einzelnen Phase zu entkoppeln. Wenn separate gemeinsame Drosseln für diejenigen Aufladepfade vorhanden sind, von denen der zugehörige Entladepfad zu demselben der beiden Eingangsanschlüsse führt, kann in der zusammengeführten Verbindung der beiden inneren Leistungsschalter aller Phasen mit dem Mittelabgriff eine zusätzliche Hilfsdrossel vorgesehen sein, um Ströme zu dämpfen, die von dem jeweils zur Schaltentlastung dienenden, aber nicht vollständig entladenen Kondensator fließen können, wenn der komplementär zu dem schaltentlasteten äußeren Leistungsschalter getaktete innere Leistungsschalter geschlossen wird. Selbst mit einer solchen zusätzlichen Hilfsdrossel ist der Aufwand für alle Drosseln der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mit zwei separaten gemeinsamen Drosseln besonders klein gegenüber dem Aufwand für die große Drossel für jede Phase der aus der DE 10 2010 008 426 B4 bekannten Schaltungsanordnung. Dabei ist zu berücksichtigen, dass Induktivitäten der beiden separaten gemeinsamen Drosseln typischerweise mindestens so groß sind wie eine Induktivität der Hilfsdrossel. Die Induktivitäten der beiden separaten gemeinsamen Drosseln können auch mindestens doppelt, fünfmal oder zehnmal so groß sein wie eine Induktivität dieser Hilfsdrossel. Je kleiner die relative Induktivität der Hilfsdrossel ist, desto weniger wirkt sie sich auf die Gesamtinduktivität in den Aufladepfaden und damit auf die Resonanzkreise aus, die von den jeweiligen Kondensatoren und den separaten gemeinsamen Drosseln sowie der ebenfalls in den Aufladepfaden angeordneten Hilfsdrossel gebildet werden. Konkret kann die Hilfsdrossel als Luftdrossel ausgeführt sein.
Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sind die Durchlassrichtungen des einen und des weiteren der unidirektionalen Schaltelemente in dem Aufladepfad und dem Entladepfad für jeden Kondensator von dem jeweiligen Ausgangsausschluss aus gesehen einander entgegengerichtet. Dabei sind die weiteren der unidirektionalen Schaltelemente bezogen auf den Pol der Eingangsspannung an demjenigen der Eingangsanschlüsse, mit dem der Entladepfad verbunden ist, in Bezug auf den Pol der Eingangsgleichspannung, der an dem Eingangs- anschluss anliegt, in Sperrrichtung ausgerichtet. Die weiteren unidirektionalen Schaltelemente der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung entsprechen damit weitgehend den äußeren Dioden der aus der DE 10 2010 08 426 B4 bekannten Schaltungsanordnung, während die dortigen inneren Dioden bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung durch aktiv ansteuerbare unidirektionale Schaltelemente ersetzt sein können und zu Teilen auch an anderer Stelle in dem jeweiligen Aufladepfad angeordnet sein können.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung kann auf eine Vielzahl von mehrphasigen Dreipunkt- und Mehrpunktwechselrichtern angewandt werden. Hierzu zählen NPC- Wechselrichter, BSNPC-Wechselrichter, ARCP- und S3L-Wechselrichter.
Zur Taktung der Leistungsschalter und auch der aktiv ansteuerbaren unidirektionalen Schaltelemente bestimmter Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist eine Steuerung vorzusehen. Wenn im Folgenden beschrieben wird, welche Aktionen diese Steuerung ausführen kann, so impliziert dies insbesondere, dass die Steuerung in geeigneter Weise zur Ausführung eben dieser Aktionen eingerichtet ist. Diese Steuerung kann für jede Phase das aktiv ansteuerbare Schaltelement in dem Aufladepfad, von dem der Entladepfad zu dem einen Eingangsanschluss führt, innerhalb eines Zeitraums schließen, über den hinweg sie den äußeren Leistungsschalter für die jeweilige Phase, der mit dem anderen Eingangsanschluss verbunden ist, in Pulsen schließt. Für diesen äußeren Leistungsschalter dient der Kondensator, für den der Aufladepfad vorgesehen ist, als Schaltentlastung. Der jeweils andere Kondensator, der als Schaltentlastung für den anderen äußeren Leistungsschalter vorgesehen ist, sollte, solange der andere äußere Leistungsschalter nicht getaktet wird, auch nicht aufgeladen werden, um insbesondere keine unerwünschten Entladeströme hervorzurufen. Daher hält die Steuerung das aktiv ansteuerbare Schaltelement in dessen Aufladepfad solange geöffnet, wie der andere äußere Leistungsschalter für die jeweilige Phase nicht getaktet wird.
Vorzugsweise schließt die Steuerung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung für jede Phase das aktiv ansteuerbare Schaltelement nur innerhalb eines Teilzeitraums des Zeitraums, über den hinweg sie den jeweiligen äußeren Leistungsschalter taktet, d. h. in Pulsen schließt. Dieser Teilzeitraum zeichnet sich dadurch aus, dass der Betrag eines Momentanwerts des über den Ausgangsanschluss ausgegebenen Ausgangswechselstroms einen unteren Grenzwert einhält und dass der Momentanwerts des Ausgangswechselstroms und ein Momentanwert der Ausgangswechselspannung gleiche Vorzeichen aufweisen. Der Grenzwert ist so zu bemessen, dass der zur Schaltentlastung dienende Kondensator bei jedem Entlastungsvorgang zumindest im Wesentlichen vollständig entladen wird, und zwar binnen kurzer Zeit. Diese Zeit muss als Totzeit zwischen den Pulsen verbleiben, in denen der äußere Leistungsschalter und der dazu komplementär getaktete innere Leistungsschalter geschlossen werden. Die Steuerung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung kann das aktiv ansteuerbare Schaltelement nicht nur einmal pro Halbwelle des ausgegebenen Ausgangswechselstroms, sondern auch in Pulsen schließen, die dieselbe Frequenz aufweisen wie die Pulse, in denen sie den jeweiligen Leistungsschalter schließt. Dabei liegen diese Pulse vorzugsweise vollständig innerhalb der Pulse, in denen die Steuerung den äußeren Leistungsschalter schließt. Idealerweise werden die Pulse, für die das aktiv ansteuerbare Schaltelement geschlossen wird, mit den Pulsen, in denen die Steuerung den äußeren Leistungsschalter schließt, synchronisiert. Dabei wird aber das gegebenenfalls zur Entkopplung der Entlastungsnetzwerke der einzelnen Phasen notwendige Abwarten der Auflade- oder Entladezeiten eingehalten. Durch die Breite der Pulse, für die das aktiv ansteuerbare Schaltelement geschlossen wird, kann auch Einfluss auf das Maß der Aufladung des den äußeren Leistungsschalter schaltentlastenden Kondensators genommen werden. Die Breite der Pulse, für die das aktiv ansteuerbare Schaltelement geschlossen wird, kann aber auch konstant sein. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Patentansprüchen, der Beschreibung und den Zeichnungen. Die in der Beschreibung genannten Vorteile von Merkmalen und von Kombinationen mehrerer Merkmale sind lediglich beispielhaft und können alternativ oder kumulativ zur Wirkung kommen, ohne dass die Vorteile zwingend von erfindungsgemäßen Ausführungsformen erzielt werden müssen. Ohne dass hierdurch der Gegenstand der beige- fügten Patentansprüche verändert wird, gilt hinsichtlich des Offenbarungsgehalts der ursprünglichen Anmeldungsunterlagen und des Patents Folgendes: weitere Merkmale sind den Zeichnungen - insbesondere der relativen Anordnung und den Wirkverbindungen mehrerer Bauteile - zu entnehmen. Die Kombination von Merkmalen unterschiedlicher Ausführungsformen der Erfindung oder von Merkmalen unterschiedlicher Patentansprüche ist ebenfalls abweichend von den gewählten Rückbeziehungen der Patentansprüche möglich und wird hiermit angeregt. Dies betrifft auch solche Merkmale, die in separaten Zeichnungen dargestellt sind oder bei deren Beschreibung genannt werden. Diese Merkmale können auch mit Merkmalen unterschiedlicher Patentansprüche kombiniert werden. Ebenso können in den Patentansprüchen aufgeführte Merkmale für weitere Ausführungsformen der Erfindung entfallen. Die in den Patentansprüchen und der Beschreibung genannten Merkmale sind bezüglich ihrer Anzahl so zu verstehen, dass genau diese Anzahl oder eine größere Anzahl als die genannte Anzahl vorhanden ist, ohne dass es einer expliziten Verwendung des Adverbs "mindestens" bedarf. Wenn also beispielsweise von einem Element die Rede ist, ist dies so zu verstehen, dass genau ein Element, zwei Elemente oder mehr Elemente vorhanden sind. Diese Merkmale können durch andere Merkmale ergänzt werden oder die einzigen Merkmale sein, aus denen das jeweilige Erzeugnis besteht.
Die in den Patentansprüchen enthaltenen Bezugszeichen stellen keine Beschränkung des Um- fangs der durch die Patentansprüche geschützten Gegenstände dar. Sie dienen lediglich dem Zweck, die Patentansprüche leichter verständlich zu machen. KURZBESCHREIBUNG DER FIGUREN
Im Folgenden wird die Erfindung anhand in den Figuren dargestellter bevorzugter Ausführungsbeispiele weiter erläutert und beschrieben.
Fig. 1 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung in einer ersten Ausführungsform basierend auf einem dreiphasigen S3L-Wechselrichter.
Fig. 2 zeigt die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung in einer zweiten Ausführungsform basierend auf einem dreiphasigen S3L-Wechselrichter.
Fig. 3 zeigt die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung in einer weiteren Ausführungsform, ebenfalls basierend auf einem dreiphasigen S3L-Wechselrichter.
Fig. 4 zeigt die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung in einer weiteren Ausführungsform basierend auf einem dreiphasigen BSNPC-Wechselrichter.
Fig. 5 illustriert die Ansteuerung von aktiv ansteuerbaren unidirektionalen Schaltelementen der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 4 in einer Ausführungsform mit einem Phasenwinkel von null zwischen ausgegebenem Ausgangswechselstrom und Ausgangswechselspannung.
Fig. 6 illustriert die Ansteuerung der aktiv ansteuerbaren unidirektionalen Schaltelemente der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 4 in einer Ausführungsform mit einem der Ausgangswechselspannung nacheilenden Ausgangswechselstrom.
Fig. 7 zeigt den Aufbau einer Phase einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung in einer weiteren Ausführungsform basierend auf einem N PC-Wechselrichter.
Fig. 8 zeigt den Aufbau einer Phase einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung in einer weiteren Ausführungsform basierend auf einem BSNPC-Wechselrichter; und
Fig. 9 zeigt den Aufbau einer Phase einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung in noch einer weiteren Ausführungsform basierend auf einem BSNPC- Wechselrichter. FIGURENBESCHREIBUNG
Die in Fig. 1 dargestellte Schaltungsanordnung 1 basiert auf einem dreiphasigen SSL- Wechselrichter. Sie weist zwei Eingangsanschlüsse 1 1 und 21 für eine positiven und einen negativen Pol einer Eingangsgleichspannung uin auf. Die Eingangsgleichspannung uin liegt über einem Gleichspannungszwischenkreis 2 mit zwei Zwischenkreiskondensatoren 12 und 22 und einem Mittelabgriff 3 an. Zwischen die Eingangsanschlüsse 1 1 und 21 sind für jede Phase zwei äußere Leistungsschalter 13 und 23 in Reihe geschaltet. Zwischen den Leistungsschaltern 13 und 23 liegt jeweils ein Ausgangsanschluss 4, über den ein Ausgangswechselstrom iioad1, iload2 bzw. iload3 ausgegeben wird. Der Ausgangsanschluss 4 jeder Phase ist über miteinander in Reihe geschaltete innere Leistungsschalter 14 und 24 mit dem Mittelabgriff 3 verbunden. Die Leistungsschalter 13, 14, 23 und 24 sind hier jeweils als IGBT mit antiparallelen Dioden 5 ausgebildet. Die antiparallelen Dioden 5 der äußeren Leistungsschalter 13 und 23 sind dabei bezüglich der Eingangsgleichspannung uin in Sperrrichtung ausgerichtet. Die antiparallelen Dioden 5 der inneren Leistungsschalter 14 und 24 weisen einander entgegengerichtete Sperrrichtungen auf.
Die Leistungsschalter 13, 14, 23 und 24 werden in der Schaltungsanordnung 1 genauso angesteuert wie bei einem herkömmlichen dreiphasigen S3L-Wechselrichter. Zur Schaltentlastung der äußeren Leistungsschalter 13 und 23 ist für jede Phase ein Entlastungsnetzwerk 6 vorgesehen, das zwei Kondensatoren 15 und 25und vier unidirektionale Schaltelemente 17, 18, 27, 28 aufweist. Zusammen weisen die Entlastungsnetzwerke 6 aller Phasen eine gemeinsame Drossel 16 auf. Dabei ist jeweils einer der Kondensatoren 15 und 25 mit einem der unidirektionalen Schaltelemente 17 und 27 und der gemeinsamen Drossel 16 in einem Aufladepfad 19 bzw. 29 in Reihe geschaltet. Dieser Aufladepfad 19 bzw. 29 ist mit einem kondensatorseitigem Ende mit dem Ausgangsanschluss 4 verbunden und mit einem drosselseitigen Ende mit dem Mittelabgriff 3. Dabei münden die Aufladepfade 19 und 29 in Verbindungen 8 der Reihenschaltung der inneren Leistungsschalter 14 und 24 mit dem Mittelabgriff 3 ein und die gemeinsame Drossel liegt zwischen einer Zusammenführung 9 der Verbindungen 8 und dem Mittelabgriff 3. Von jedem der Entladepfade 19 und 29 zweigt zwischen dem jeweiligen Kondensator 15 bzw. 25 und der jeweiligen Drossel 16 bzw. 26 ein Entladepfad 20 bzw. 30 in einer Abzweigung 35 ab. Von dem Ausgangsanschluss 4 bis zu den Abzweigungen 35 sind die Entladepfade 20 und 30 identisch mit den Aufladepfaden 19 und 29. Jenseits der Abzweigungen 35 sind die Entladepfade 20 und 30 über die weiteren unidirektionalen Schaltelemente 18 und 28 an die Eingangsanschlüsse 21 bzw. 1 1 angeschlossen. Bei den weiteren unidirektionalen Schaltelementen 18 und 28 handelt es sich hier um Dioden 7, bei den unidirektionalen Schaltelementen 17 und 27 um Dioden 10. Von dem Ausgangsanschluss 4 über die Aufladepfade 19 und 29 und die Entladepfade 20 und 30 aus gesehen, sind die Durchlassrichtungen der Dioden 7 und 10 der unidirektionalen Schaltelementen 17 und 18 einerseits sowie 27 und 28 andererseits einander jeweils entgegen- gerichtet. Zwischen den Eingangsanschlüssen 1 1 und 21 sind alle Dioden 7 und 10 einer Phase in Reihe geschaltet, wobei ihr Mittelpunkt auf die Verbindung 8 fällt und ihre Zwischenpunkte auf jeder Seite des Mittelpunkts auf die Abzweigungen 35 und wobei alle Dioden 7 und 10 bezüglich der Eingangsgleichspannung uin in Sperrrichtung ausgerichtet sind.
In jedem Entlastungsnetzwerk 6 ist der Kondensator 15 zur Schaltentlastung des äußeren Leistungsschalters 13 und der Kondensator 25 zur Schaltentlastung des äußeren Leistungsschalters 23 vorgesehen. Im Folgenden wird als Beispiel das Aufladen und Entladen einer der Kondensatoren 15 beschrieben. Das Aufladen und Entladen der Kondensatoren 25 erfolgt entsprechend. Bei geschlossenem Leistungsschalter 13 und zugleich geschlossenem MOSFET 9 des Schaltelements 17 fließt ein Strom /' 13 durch den Leistungsschalter 13 nicht nur als an dem Ausgangsanschluss 4 ausgegebener Ausgangswechselstrom iioad1, iload2 bzw. iload3 zu einer angeschlossenen, hier aber nicht dargestellten Last, sondern vorübergehend zum Teil auch durch den Aufladepfad 19 zu dem Kondensator 15 und von dort über das Schaltelement 17 und durch die Drossel 16 zu dem Mittelabgriff 3. Dass hier vorübergehend ein Strom fließen muss, ergibt sich daraus, dass die über dem Zwischenkreiskondensator 12 abfallende halbe Eingangsgleichspannung u 2 über der Masche, die sich durch den Leistungsschalter 13 und über den Aufladepfad 19 zu dem Mittelabgriff 3 erstreckt, vollständig abfallen muss. Tatsächlich wird der Kondensator 15 aber nicht nur auf die halbe Eingangsgleichspannung u 2 aufgeladen, weil die Drossel 16 den anfangs durch sie fließenden Strom weiter aufrechterhält, bis eine Aufladung des Kondensators auf die volle Eingangsgleichspannung uin erreicht ist. Eine nachfolgende Entladung des Kondensators 15 wird durch die in dem Aufladepfad 19 liegende Diode 10 verhindert.
Anders gesagt bildet der Kondensator 15 mit der Drossel 16 einen Serienresonanzkreis, in dem der durch den Aufladepfad 19 bis zum Aufladen des Kondensators 15 auf u 2 während eines ersten Viertels einer Resonanzperiode fließende Strom auch die Drossel 16 energetisiert, die ihre Energie anschließend während eines zweiten Viertels der Resonanzperiode des Serienresonanzkreises unter weiterer Aufladung des Kondensators 15 auf uin wieder abgibt. Durch die Diode 10 in dem Serienresonanzkreis wird die Resonanzschwingung jedoch anschließend beendet, so dass sich der Kondensator 15 nicht unter neuerlicher Energetisierung der Drossel 16 entladen kann. Die Entladung des Kondensators 15 erfolgt vielmehr dann, wenn der Leistungsschalter 13 geöffnet wird, so dass der Strom /' 13 nicht mehr fließen kann. Indem der Kondensator 15 durch seine Entladung den Ausgangswechselstrom /'|0ad übernimmt, wobei die Diode 7 in seinem Entladepfad 20 leitend wird, verhindert er ein schlagartiges Ansteigen der über dem Leistungsschalter 13 abfallenden Spannung yi3. Diese Spannung yi3 ist die Summe der Eingangsgleichspannung uin und der über dem Kondensator 15 abfallenden Spannung Ui5. Da der Kondensator 15 auf uin aufgeladen wurde, ist die Spannung yi3 über dem Leistungs- schalter 13 daher Anfangs null und steigt erst mit der unter uin fallenden Spannung Ui5 des Kondensators 15 an. Auf diese Weise wird eine Schaltentlastung durch spannungsloses Schalten des Leistungsschalters 13 realisiert.
Dieser Ort der gemeinsamen Drossel 16 in der Schaltungsanordnung 1 gemäß Fig.1 entspricht grundsätzlich demjenigen bei der aus der DE 10 2010 008 426 B4 bekannten Schaltungsanordnung. Abweichend von der DE 10 2010 008 426 B4 ist jedoch bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 1 nur die eine Drossel 16 für alle drei Phasen vorhanden. Dabei kommt es auch bei Verwendung nur dieser einen Drossel 16 zu keinen wechselseitigen Störungen zwischen den Entlastungsnetzwerken 6 der einzelnen Phasen, wenn das Schalten der Leistungsschalter 13, 14, 23 und 24 aller Phasen so aufeinander abgestimmt wird, dass keine Ströme zwischen den Kondensatoren 15, 25 fließen. Dafür reicht es aus, nach einem Schließen eines der äußeren Leistungsschalter 13 oder 23 und vor einem nächsten Schließen eines der äußeren Leistungsschalter 13 bzw. 23 oder eines inneren Leistungsschalters 24 bzw. 14 einer anderen Phase mindestens eine Aufladezeit abzuwarten, in der der zur Schaltentlastung des einen der äußeren Leistungsschalter 13 oder 23 vorgesehene Kondensator 15 bzw. 25 auf das Doppelte der Eingangsgleichspannung um aufgeladen wird.
Bei der Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung für einen dreiphasigen Mehrpunktwechselrichter gemäß Fig. 2 sind zur Entkopplung der einzelnen Entlastungsnetzwerke 6 Hilfsdrosseln 39 in den Verbindungen 8 der inneren Leistungsschalter 14 und 24 mit dem Mitte labgriff 3 von den inneren Leistungsschaltern 14 bzw. 24 aus gesehen vor der Drossel 16 und auch vor der Zusammenführung 9 angeordnet. Diese Hilfsdrosseln 39, deren Induktivität deutlich kleiner als die Induktivität der Drossel 16 sein kann, verhindern das Fließen von Strömen von einem Kondensator 15, 25 eines Entlastungsnetzwerks 6 einer Phase zu einem der Kondensatoren 15, 25 des Entlastungsnetzwerks 6 einer anderen Phase. Dadurch kann auf das Abwarten einer Aufladezeit zwischen dem Einschalten verschiedener Leistungsschalter 13, 14, 23, 24 verschiedener Phasen verzichtet werden. Fig. 3 illustriert wie die Fig. 1 und 2 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung 1 für einen dreiphasigen S3L-Wechselrichter, wobei der Aufbau wieder Fig. 1 entspricht, außer dass die unidirektionalen Schaltelemente 17 und 27 in den Aufladepfaden 19 und 29 für jede Phase hier als aktiv ansteuerbare Schaltelemente 38 ausgebildet sind. Durch selektives Ansteuern, d. h. Einschalten der aktiv ansteuerbaren Schaltelemente 38, können die Aufladepfade 19, 29 selektiv freigeschaltet werden und auf diese Weise eine wechselseitige Störung der Entlastungsnetzwerke 6 der einzelnen Phasen vermieden werden.
Die in Fig. 4 illustrierte erfindungsgemäße Schaltungsanordnung 1 für einen dreiphasigen Mehrpunktwechselrichter ist ein BSNPC-Wechselrichter, bei dem gegenüber den bisher gezeigten 3SL-Wechselrichtern als Besonderheit zwei gemeinsame Drosseln 16 und 26 vorgesehen sind. Diese gemeinsamen Drosseln 16 und 26 liegen jeweils in allen Aufladepfaden 19 bzw. 29 für die Kondensatoren 15 bzw. 25, die zur Schaltentlastung aller Leistungshalbleiterschalter 13 bzw. 23 vorgesehen sind, die mit jeweils demselben der Eingangsanschlüsse 1 1 und 21 direkt verbunden sind. Die Drosseln 16 und 26 liegen dabei vor der Zusammenführung 9 der Verbindungen 8, die die inneren Leistungsschalter 14 und 24 der einzelnen Phasen mit dem Mittelabgriff 3 verbinden. Ströme, die über die Verbindungen 8 fließen, fließen daher nicht durch die Drosseln 16 und 26; die Drosseln 16 und 26 müssen daher nicht für diese Ströme ausgelegt werden. Die Drosseln 16 und 26 sind zwar separate Drosseln für alle Aufladepfade 19 einerseits und 29 andererseits, sie werden aber von den Entlastungsnetzwerken 6 aller Phasen gemeinsam genutzt. Die Entkopplung der einzelnen Entlastungsnetzwerke 6 erfolgt auch hier wie bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 durch als aktiv ansteuerbare Schaltelemente 38 ausgebildete unidirektionale Schaltelemente 17 und 27 in den Aufladepfaden 19 und 29.
Damit die Kondensatoren 15 und 25 nach der durch sie bewirkten Schaltentlastung für den jeweiligen äußeren Leistungsschalter 13 bzw. 23 die Funktion des Mehrpunktwechselrichters nicht stören, müssen sie sich bei der Schaltentlastung möglichst vollständig entladen. Einer unerwünschten Aufladung in falscher Richtung steht die antiparallele Diode 5 des jeweils anderen Leistungsschalters 23 bzw. 13 entgegen. Eine vollständige Entladung zum Beispiel des Kondensators 15 bei der Schaltentlastung des Leistungsschalters 13 wird erreicht, wenn zum Zeitpunkt des Öffnens des Leistungsschalters 13 zumindest ein Ausgangswechselstrom /'ioad fließt, der von dem Kondensator 15 übernommen wird und diesen entlädt. In Fig. 5 sind für einen Phasenwinkel null zwischen einer Ausgangswechselspannung uout an einem der Ausgangsanschlüsse 4 gemäß Fig. 3 oder 4 und dem Ausgangswechselstrom iload1 Teilzeiträume 31 und 32 eingezeichnet, in denen der Betrag eines Momentanwerts des Ausgangswechselstroms iioadi einen Grenzwert imin überschreitet. Hierbei handelt es sich um Teilzeiträume 31 und 32 der beiden Halbwellen der Ausgangswechselspannung uout, über die hinweg jeweils einer der Leistungsschalter 13, 23 der jeweiligen Phase getaktet wird, und zwar der Leistungsschalter 13 bei der positiven Halbwelle und der Leistungsschalter 23 bei der negativen Halbwelle. Über den Teilzeitraum 31 der positiven Halbwelle wird das aktiv ansteuerbare Schaltelement 38 des unidirektionalen Schaltelements 17 gemäß Fig. 3 oder 4 geschlossen, über den Teilzeitraum 32 der negativen Halbwelle das aktiv ansteuerbare Schaltelement 38 des unidirektionalen Schaltelements 27. Durch das Offenhalten des aktiv ansteuerbaren Schaltelements 38 des jeweils anderen unidirektionalen Schaltelements 27 bzw. 17 während der Teilzeiträume 31 und 32 wird sichergestellt, dass sich der zuvor aufgeladene Kondensator 15 oder 25 beim Öffnen des jeweils zu entlastenden Leistungsschalters 13 bzw. 23 nicht teilweise auch über den anderen Kondensator 25 bzw. 15 entlädt. Ein derart unerwünscht aufgeladener Kondensator 25 bzw. 15 würde beim anschließenden Ansteuern des komplementär zu dem äußeren Leistungsschalter 13 oder 23 getakteten inneren Leistungsschalters 24 bzw.14 ebenso kurzgeschlossen wie ein bei der Schaltentlastung noch nicht vollständig entladener Kondensator 15 bzw. 25. Ein offenes Schaltelement 17 oder 27 in dem jeweiligen Aufladepfad 19 bzw. 29 verhindert das unerwünschte Aufladen des in dem Aufladepfad 19 bzw. 29 angeordneten Kondensators 15 bzw. 25. Fig. 6 illustriert, dass bei einem der Ausgangswechselspannung uout nacheilendem Ausgangswechselstrom iload1 die Teilzeiträume 31 und 32, in denen die Schaltelemente 17 und 27 geschlossen werden, innerhalb der Halbwellen der Ausgangswechselspannung uout erst beginnen, wenn der Betrag des Momentanwerts des Ausgangswechselstroms iioadi bei jeweils gleichem Vorzeichen der Momentanwerte der Ausgangswechselspannung uout und des Ausgangswechselstroms iioadi den Grenzwert imin überschritten hat. Die Teilzeiträume 31 und 32 enden aber spätestens mit dem Vorzeichenwechsel der Ausgangswechselspannung uout, bei dem beim Takten zwischen den äußeren Leistungshalbleiterschaltern 13 und 23 gewechselt wird. Weiter zeigt Fig. 6 auf, dass es auch möglich ist, die Schaltelemente 17 und 27 nicht für die gesamten Teilbereiche 31 und 32 dauerhaft geschlossen zu halten, sondern nur für Pulse, die mit den Pulsen synchronisiert sind, für die der jeweilige äußere Leistungsschalter 13 und 23 beim Takten geschlossen wird. Durch die relative Lage der Pulse, für die die Schaltelemente 17 und 27 geschlossen werden, innerhalb der Pulse, für die der jeweilige äußere Leistungsschalter 13 und 23 geschlossen wird, kann der Verlauf des über das jeweilige Schaltelemente 17 bzw. 27 zu dem jeweiligen Kondensator 15 bzw. 25 fließenden Ladestroms beeinflusst werden. Vorzugsweise sind die Pulse, für die die Schaltelemente 17 und 27 geschlossen werden, mindestens so lang wie die halbe Resonanzperiode des Serienresonanzkreises aus dem Kondensator 15 bzw. 25 und der Drossel 16 bzw. 26. Durch kürzere Pulse als die halbe Resonanzperiode des Serienresonanzkreises kann die Aufladung des jeweiligen Kondensators 15 bzw. 25 auch auf weniger als uin begrenzt werden, um seine Entladung auch bei kleinem Ausgangswechselstrom /'|0ad sicherzustellen. Allerdings erfolgt dann keine vollständige Schaltentlastung, d. h. kein vollständig spannungsloses Schalten des jeweiligen Leistungsschalters 13 bzw. 23.
Zu den Fig. 5 und 6 ist noch anzumerken, dass hier nicht die tatsächlich ausgegebene Ausgangswechselspannung uout dargestellt ist, die ein pulsweitenmoduliertes Rechtecksignal ist. Vielmehr handelt es sich um die gewünschte Ausgangswechselspannung uout, d. h. eine Vorgabe für die Pulsweitenmodulation bei der Ansteuerung der äußeren Leistungsschalter 13 und 23, die mit der Grundwelle der Spannung am Ausgangsanschluss 4 in Phase ist.
Bei den erfindungsgemäßen S3L-Wechselrichtern gemäß den Fig. 1 bis 3 kann eine vollständige Entladung des jeweiligen Kondensators 15, 25 bei der Schaltentlastung auch mit Hilfe eines über den jeweiligen Ausgangsanschluss 4 hinweg mit der gemeinsamen Drossel 16 gebildeten Resonanzkreises genutzt werden.
Im Folgenden werden drei Variationen des in Fig. 4 gezeigten dreiphasigen Mehrpunktwechselrichters anhand des Aufbaus jeweils nur einer Phase dieses Wechselrichters erläutert. Zur Ergänzung der weiteren Phasen werden mit Ausnahme der Eingangsanschlüsse 1 1 , 21 , des Gleichspannungszwischenkreises 2 mit den Zwischenkreiskondensatoren 12, 22 und des Mittelabgriffs 3 sowie den gemeinsamen Drosseln 25 und 26 alle dargestellten Teile für jede Phase jeweils noch einmal hinzugefügt.
Fig. 7 zeigt eine Phase einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, die von einem NPC- Wechselrichter ausgeht, bei dem die äußeren Leistungsschalter 13 und 23 und die inneren Leistungsschalter 14 und 24 in Reihe geschaltet sind, wobei der Mittelpunkt der Reihenschaltung den Ausgangsanschluss 4 bildet. Dabei führen von Zwischenpunkten 33 zwischen den äußeren Leistungsschaltern 13 und 23 und den inneren Leistungsschaltern 14 und 24 Dioden 34, die in Bezug auf die Eingangsgleichspannung uin in Sperrrichtung ausgerichtet sind, zu dem Mittelabgriff 3. Über diese Dioden 34 sind auch hier die inneren Leistungsschalter 14 und 24 einerseits an den Mittelabgriff 3 angeschlossen, während sie andererseits direkt an den Ausgangsanschluss 4 angeschlossen sind. Das Entlastungsnetzwerk 6 ist hier grundsätzlich genauso ausgebildet wie in Fig. 4. Die Leistungsschalter 13, 14, 23 und 24 werden in der Schaltungsanordnung 1 gemäß Fig. 1 prinzipiell genauso angesteuert wie bei einem herkömmlichen N PC-Wechselrichter. Die Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, die anhand einer Phase in Fig. 8 dargestellt ist, basiert wie diejenige gemäß Fig. 4 auf einem BSNPC-Wechselrichter. Dabei sind die folgenden Variationsmöglichkeiten gegenüber Fig. 4 illustriert, die auch unabhängig voneinander umgesetzt werden können. Statt die inneren Schaltelemente 14 und 24 aus in Reihe geschalteten Transistoren mit antiparallelen Dioden 5 auszubilden, wobei die antiparallele Diode 5 des einen Transistors jeweils für einen unidirektionalen Stromfluss durch den anderen Transistor sorgt, sind hier zwei in Umkehrrichtung blockierende Transistoren 36, d. h. direkt unidirektional ausgebildete Schaltelemente, parallel geschaltet. Weiterhin sind die als aktiv ansteuerbare Schaltelemente 38 ausgebildeten unidirektionalen Schaltelemente 17 und 27 als Thyristoren 37 konkretisiert. Die in Fig. 9 anhand einer Phase gezeigte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 1 weicht von derjenigen gemäß Fig. 4 dadurch ab, dass die als aktiv ansteuerbare Schaltelemente 38 ausgebildeten unidirektionalen Schaltelemente 17 und 27 nicht nur in Dioden 10 und weitere nicht unidirektional ausgebildete und hier nur schematisch dargestellte Schaltelemente 40 aufgeteilt sind, sondern dass diese Teile 10 und 40 sich auch auf unterschiedlichen Seiten der Kondensatoren 15 und 25 befinden. Hierdurch wird die Funktion des Entlastungsnetzwerks 6 jedoch nicht grundsätzlich verändert.
BEZUGSZEICHENLISTE Schaltungsanordnung
Gleichspannungszwischenkreis
Mittelabgriff
Ausgangsanschluss
Antiparallele Diode
Entlastungsnetzwerk
Diode
Verbindung
Zusammenführung
Diode
Eingangsanschluss
Zwischenkreiskondensator
Leistungsschalter
Leistungsschalter
Kondensator
Drossel
Schaltelement
Schaltelement
Aufladepfad
Entladepfad
Eingangsanschluss
Zwischenkreiskondensator
Leistungsschalter
Leistungsschalter
Kondensator
Drossel
Schaltelement
Schaltelement
Aufladepfad
Entladepfad
Teilbereich
Teilbereich
Zwischenpunkt Diode
Abzweigung Transistor Thyristor Schaltelement Hilfsdrossel Schaltelement

Claims

PATENTANSPRÜCHE
1 . Schaltungsanordnung (1 ) für einen mehrphasigen Mehrpunktwechselrichter,
- mit einem Eingangsanschluss (1 1 ) für einen positiven Pol und einem Eingangsanschluss (21 ) für einen negativen Pol einer Eingangsgleichspannung (yin),
- mit einem Mittelabgriff (3) für einen Spannungsmittelpunkt der Eingangsgleichspannung (t/in) und
- für jede Phase
- mit einem Ausgangsanschluss (4) zum Ausgeben eines Ausgangswechselstroms {iloadl, oad2, '/oattt),
- mit zwei äußeren Leistungsschaltern (13, 23), von denen jeweils einer mit einem der beiden Eingangsanschlüsse (1 1 , 21 ) verbunden ist,
- mit zwei inneren Leistungsschaltern (14, 24), die jeweils einerseits direkt oder über eine Diode (5, 34) mit dem Mittelabgriff (3) und andererseits direkt oder über eine Diode (5) mit dem Ausgangsanschluss (4) verbunden sind, und
- mit einem Entlastungsnetzwerk (6) für die äußeren Leistungsschalter (13, 23), das zwei Kondensatoren (15, 25) und vier unidirektionale Schaltelemente (17, 18, 27, 28) umfasst,
- wobei für jeden der beiden Kondensatoren (15, 25) ein Aufladepfad (19, 29) zwischen dem Ausgangsanschluss (4) und dem Mittelabgriff (3) verläuft, wobei der jeweilige Kondensator (15, 25) in dem Aufladepfad (19, 29) mit einem der Schaltelemente (17, 27) und einer Drossel (16, 26) in Reihe geschaltet ist, und
- wobei zwischen dem Ausgangsanschluss (4) und jedem der Eingangsanschlüsse (1 1 , 21 ) ein Entladepfad (20, 30) für jeweils einen der beiden Kondensatoren (15, 25) verläuft, wobei der Entladepfad (20, 30) von dem Ausgangsanschluss (4) aus gesehen hinter dem jeweiligen Kondensator (15, 25) und vor der Drossel (16, 26) in einer Abzweigung (35) von dem jeweiligen Aufladepfad (19, 29) abzweigt und wobei ein weiteres der Schaltelemente (18, 28) zwischen der Abzweigung (35) und dem Eingangsanschluss (21 , 1 1 ) in dem Entladepfad (20, 30) angeordnet ist,
dadurch gekennzeichnet, dass zumindest die Aufladepfade (19, 29) für alle Kondensatoren (15, 25), die zur Schaltentlastung für diejenigen der Leistungsschalter (13, 23) vorgesehen sind, die mit demselben der beiden Eingangsanschlüsse (1 1 , 21 ) verbunden sind, zusammen über eine gemeinsame Drossel (16, 26) führen, die direkt mit dem Mittelabgriff (3) verbunden ist.
2. Schaltungsanordnung (1 ) nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass für alle Phasen ein gemeinsamer Gleichspannungszwischenkreis (2) zwischen den beiden Eingangs- anschlüssen (1 1 , 21 ) vorgesehen ist, wobei der Mitte labgriff (3) ein Mittelpunkt einer Reihenschaltung von Zwischenkreiskondensatoren (12, 22) des Gleichspannungszwischen- kreises (2) ist.
3. Schaltungsanordnung (1 ) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine Steuerung vorhanden ist, die dazu eingerichtet ist, nach einem Einschalten eines der äußeren Leistungsschalter (13, 23) einer der Phasen und vor einem nächsten Einschalten eines der äußeren Leistungsschalter (13, 23) einer anderen der Phasen mindestens eine Aufladezeit abzuwarten, in der der zur Schaltentlastung des einen der äußeren Leistungsschalter (13, 23) vorgesehene Kondensator (15, 25) auf das Doppelte der Eingangsgleichspannung (um) aufgeladen wird.
4. Schaltungsanordnung (1 ) nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerung auch dazu eingerichtet ist, nach einem Einschalten eines der äußeren Leistungsschalter (13, 23) einer der Phasen und vor einem nächsten Einschalten eines der inneren Leistungsschalter (24, 14) einer anderen der Phasen mindestens die Aufladezeit abzuwarten.
5. Schaltungsanordnung (1 ) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das eine der unidirektionalen Schaltelemente (17, 27) in jedem Aufladepfad (19, 29) ein aktiv ansteuerbares Schaltelement (38) ist.
6. Schaltungsanordnung (1 ) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das weitere der unidirektionalen Schaltelemente (18, 28) in jedem Entladepfad (20, 30) ein nicht aktiv ansteuerbares Schaltelement ist.
7. Schaltungsanordnung (1 ) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Entladepfad (20, 30) direkt an den jeweiligen Eingangsanschluss (21 , 1 1 ) angeschlossen ist und/oder dass jeder Aufladepfad (19, 29) direkt an den Ausgangsanschluss (4) der jeweiligen Phase angeschlossen ist.
8. Schaltungsanordnung (1 ) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass alle Aufladepfade (19, 29) für alle Kondensatoren (15, 25) zusammen über die gemeinsame Drossel (16) führen, die zwischen einer Zusammenführung (9) von Verbindungen (8), die die beiden inneren Leistungsschalter (14, 24) jeweils einer der Phasen mit dem Mittelabgriff (3) verbinden, und dem Mittelabgriff (3) angeordnet ist.
9. Schaltungsanordnung (1 ) nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass für jede Phase eine eigene Hilfsdrossel (39) vorgesehen ist, über die die beiden Aufladepfade (19, 29) des Entlastungsnetzwerkes (6) der jeweiligen Phase führen und die von den inneren Leistungsschaltern (14, 24) aus gesehen vor der Zusammenführung (9) in der Verbindung (8) der beiden inneren Leistungsschalter (14, 24) der jeweiligen Phasen mit dem Mittelabgriff (3) angeordnet ist.
10. Schaltungsanordnung (1 ) nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass für diejenigen Aufladepfade (19, 29), von denen die Entladepfade (20, 30) zu demselben der beiden Eingangsanschlüsse (1 1 , 21 ) abzweigen, eine separate gemeinsame Drossel (16, 26) von den Ausgangsanschlüssen (4) aus gesehen hinter den Abzweigungen (35) der Entladepfade (20, 30) und vor einem Anschluss dieser Aufladepfade (19, 29) an eine Zusammenführung (9) von Verbindungen (8) angeordnet ist, die die beiden inneren Leistungsschalter (14, 24) jeweils einer der Phasen mit dem Mittelabgriff (3) verbinden.
1 1 . Schaltungsanordnung (1 ) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Durchlassrichtungen des einen und des weiteren der unidirektionalen Schaltelemente (17, 18, 27, 28) in dem Aufladepfad (19, 29) und dem Entladepfad (20, 30) für jeden Kondensator (15, 25) von dem Ausgangsanschluss (4) aus gesehen einander entgegen gerichtet sind, wobei die weiteren der unidirektionalen Schaltelemente (18, 28) bezogen auf den Pol der Eingangsgleichspannung (um) an demjenigen der Eingangsanschlüsse (1 1 , 21 ), mit dem der Entladepfad verbunden ist, in Sperrrichtung ausgerichtet sind.
12. Schaltungsanordnung (1 ) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Leistungsschalter (13, 14, 23, 24) nach Art
- eines N PC-Wechselrichters,
- eines BSNPC-Wechselrichters,
- eines ARCP-Wechselrichters oder
- eines S3L-Wechslrichters
verschaltet sind.
13. Schaltungsanordnung (1 ) nach Anspruch 5 oder einem der auf Anspruch 5 rückbezogenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine Steuerung vorhanden ist, die dazu eingerichtet ist, für jede Phase das aktiv ansteuerbare Schaltelement (17, 27) in dem Aufladepfad (19, 29), von dem der Entladepfad (20, 30) zu dem einen Eingangsanschluss (21 , 1 1 ) führt, innerhalb eines Zeitraums zu schließen, über den hinweg sie den äußeren Leistungsschalter (13, 23) für die jeweilige Phase in Pulsen schließt, der mit dem anderen Eingangsanschluss (1 1 , 21 ) verbunden ist.
14. Schaltungsanordnung (1 ) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine Steuerung vorhanden ist, die dazu eingerichtet ist, für jede Phase jeweils einen der inneren Leistungsschalter (14, 24) bezogen auf eine Ausgangs- Wechselspannung an dem Ausgangsanschluss halbwellenweise zu schließen und den anderen der inneren Leistungsschalter (14, 24) zumindest zeitweise komplementär zu dem jeweils gepulsten äußeren Leistungsschalter (13, 23) in Pulsen zu schließen, wobei Totzeiten zwischen den Pulsen des inneren und des äußeren Leistungsschalters (13, 23) verbleiben, in denen sich der bei geschlossenem äußeren Leistungsschalter (13, 23) aufladende Kondensator (15, 25) des Entlastungsnetzwerks (6) entlädt.
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