DE2106310A1 - Mehrphasen Leistungskonverterschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Mehrphasen-Leistungskonverterschaltung, welche Festkörperschaltervorrichtungen verwendet und insbesondere Mehrphasen-Konverterschaltungen mit einem Einphasen-Hocnfrequenzkopplungstransformator, der durch geeignete Arbeitsweise der Schaltervorrichtungen zeitlich nacheinander von allen Phasen der Niederfrequenzversorgungsspannung verwendet wird. Die Konverterschaltung arbeitet als elektronischer Transformator zur Erzeugung transformierter Mehrphasen-Ausgangsspannungen mit der gleichen Niederfrequenz wie die Eingangsspannung oder als Gleichrichter zur Erzeugung transformierter einseitig gerichteter Spannungen positiver oder negativer Polarität.

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Allgemein werden Einphasen-Konverterschaltungen mit Hochfrequenztransformator-Kopplungsglied im US-Patent 3 517 300 beschrieben. Dieses Patent offenbart das allgemeine Konzept dieser Art von Leistungskonverterschaltungen mit einem Einphasen-Wechselstromeingang und -ausgang und außerdem beschreibt es Schaltungen dieser Art, welche Schaltervorrichtungen wie Transistoren oder durch Gatterelektroden sperrbare Halbleiter verwenden, die durch ein Signal an einer Steuerelektrode gesperrt werden. Diese Einphasen-Leistungskonverterschaltungen umfassen im wesentlichen ein oder zwei Paare von Festkörperschaltern, die mit den Wicklungen auf jeder Seite eines Hochfrequenz-Linear-Kopplungstransformators verbunden sind. Die Schalter in der Primärseite des Transformators v/erden abwechselnd mit hoher Schaltfrequenz in der Art eines Inverters leitend gemacht, um die niederfrequente Versorgungsspannung in ein Hochfrequenzsignal umzuwandeln, das dem Kopplungstransformator zugeführt wird. Auf der Sekundärseite werden die Schalter in ähnlicher Weise synchron mit der gleichen Schaltfrequenz im Hochfrequenzbereich betätigt, um bei dem gewünschten Spannungswert die ursprüngliche Wellenform der Versorgungsspannung mit der gleichen Frequenz zu rekonstruieren. Die Versorgungsspannung kann dabei eine Niederfrequenz-Wechselspannung (beispielsweise unterhalb 400 Hz) oder eine Gleichspannung sein, da das Hochfrequenz-Kopplungsglied mit

* einer hinreichend hohen Frequenz, beispielsweise 10 kHz, betrieben wird, so daß in beiden Fällen die Versorgungsspannung vom Standpunkt der Festkörperschalter eine Gleichspannung darstellt. Die Konverterschaltung ist relativ einfach und wegen der Hochfrequenzkopplung erreicht sie eine beträchtliche Verringerung der für die Spannungsumwandlung und für die Isolation der Spannungen erforderlichen Transformatorgröße. Weiterhin können die Schalter so gesteuert werden, daß man andere wesentliche und erwünschte Merkmale einer Leistungsschaltung erhält, beispielsweise Strombegrenzung und Stromunterbrechung. Wenn in zwei Richtungen stromdurchlässige Schalter oder äquilante, entgegengesetzt gepolte parallele Paare von in einer Richtung leitfähigen Schaltern verwendet werden, wie

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sie für eine Versorgungswechselspannung oder für eine positive oder negative V_ersorgungsgleichspannung benötigt werden, wird die gleiche Schaltsequenz sowohl für rein ohm'sche Belastung als auch für eine reaktive Belastung verwendet und ebenso für den Fall einer regenerativen Last, bei der elektrische Leistung in der anderen Richtung fließt. Diese Schaltung ist daher sehr vielseitig anwendbar.

Das US-Patent 3 **87 289 ist 'auf eine Aus führ ungs form dieser Einphasen-Leistungskonverterschaltungen mit Hochfrequenz-Kopplungstransformator gerichtet, welche in Reihe geschaltete durch Kondensator kommutierte Thyristoren oder andere Festkörperschaltervorrichtungen verwendet. Die Ausgestaltung dieser neuen Leistungskonverterschaltungen mit Schaltervorrichtungen vom Thyristortyp stellte ursprünglich ein Problem bezüglich der Form der Kommutatorschaltung dar, welche für die Einfügung in diese Leistungsschaltung geeignet ist. Es ergibt sich hier ein Gegensatz zu solchen Vorrichtungen wie Transistoren und durch Gatterelektroden sperrbare Vorrichtungen, die leicht dadurch abgeschaltet oder gesperrt werden können, ohne Rücksicht auf die Spannung und den Strom in der Leistungsschaltung, daß man ein Signal an einer Steuerelektrode zuführt oder wegnimmt. Sowohl die Steuerschaltung für das Einschalten als auch das Abschalten kann dann ein Teil einer getrennten Steuerschaltung sein. Thyristoren, beispielsweise die gesteuerten Siliziumgleichrichter, können leicht von dem gesperrten in den leitenden Zustand geschaltet werden. Es ist jedoch schwierig, sie abzuschalten oder in den gesperrten Zustand zurückzuführen, da es notwendig ist, den Strom durch die Vorrichtung auf Null zu reduzieren und während eines kurzen Zeitraums eine entgegengerichtete Spannung zuzuführen, welcher größer ist als die für die Vorrichtung erforderliche Abschaltzeit. Die Kommutatorschaltungen für den Thyristor sind ein integraler Teil der Leistungsschaltung und enthalten gewöhnlich einen oder mehrere Kommutatorkondensatoren zur Energiespeicherung. Die Fähigkeit eines Kommutatorkondensators zur Erzeugung eines entgegengesetzten Stromflusses zur Verringerung

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des Stroms durch eine Thyristorschaltung auf Null ist proportional der Spannung, auf welche der Kondensator vor der Auslösung dieses KommutierungsVorgangs aufgeladen ist. Es ist dabei zu beachten, daß die Festkörperschalter in der Leistungskonverterschaltung in Form eines Inverters arbeiten und bei den meisten Inverterschaltungen die Spannung am Kommutatorkondensator proportional der Versorgungsspannung ist. Es ist daher schwierig, hohe Ströme umzuschalten, wenn die Versorgungsspannung niedrig ist. Diese Situation tritt auf, wenn ein Verbraucher mit einem geringen Verlustfaktor über eine Wechselspannungsquelle versorgt wird. Der Strom ist dann

" nahe bei dem Maximalwert, wenn die Spannung auf der Leitung durch den Nullpunkt geht. Als Lösung für dieses Problem wurde gefunden, daß eine Form von Kommutierung durch Reihenkondensator in dieser Schaltung in unerwarteter Weise verschieden ist und von der Kommutierung in dem gewöhnlichen durch Reihenkondensator kommutierten Inverter. Der Unterschied besteht darin, daß die Amplitude der Stromimpulse und der Spitzenwert der Spannung am Kommutatorkondensator im stationären Betriebszustand nur noch proportional zu dem Verbraucherstrom sind. Weiterhin bleibt die Dauer des Stromimpulses durch Verwendung eines großen kapazitiven Ausgangs filters, das über die Ausgangsanschlüsse der einen Phase geschaltet ist, im wesentlichen konstant auf dem halben Wert der natürlichen Periodendauer der Kommutatorschaltung aus einer Reihenschaltung von Induktivität und Kapazität und ist daher unabhängig von der Impedanz des Verbrauchers.

Die vorliegende Erfindung beinhaltet eine Erweiterung des Prinzips dieser Einphasen-Leistungskonverterschaltungen und betrifft Schaltungen, die besonders geeignet sind, um durch eine Mehrphasen-Wechselspannungsquelle versorgt zu werden. Obwohl drei Einphasenkonverter an eine Dreiphasen-Spannungsquelle angeschlossen werden können, arbeitet dabei jede Phase als Einphasen-Konverterschaltung und ist unabhängig von dem Verhalten der anderen beiden Phasen.

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Es ist daher eine Aufgabe der Erfindung, eine relativ einfache Mehrphasen-Leistungskonverterschaltung zu schaffen, die einen Einphasen-Hochfrequenz-Kopplungstransformator verwendet und eine gleichgerichtete Spannung am Ausgang oder ein Ausgangssignal mit mehreren Phasen, beispielsweise drei Phasen, mit der gleichen niedrigen Frequenz wie die Eingangsspannung erzeugt.

Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht darin, solche Festkörper-Mehrphasen-Leistungskonverterschaltungen sr.u schaffen, bei denen die Schaltervorrichtungen so betätigt ,».'erden, daß sie zeitlich nacheinander gemeinsam einen einzigen Hochfrequenz-Kopp lungs trans format or für die Eingangsphasen verwenden.

Ein weiteres Ziel besteht darin, einen neuen Mehrphasengleichrichter mit einem Einphasen-Hochfrequenzkopplungsteil zu erhalten, der in der Lage ist, eine transformierte Ausgangsspannung zu erzeugen.

Gemäß der Erfindung umfaßt eine Mehrphasen-Leistungskonverterschaltung einen linearen Einphasen-Hochfrequenz-Kopplungstransformator, eine erste Schalterschaltung für mehrere Phasen, welche in jeder Phase Festkörperschaltervorrichtungen besitzt, die effektiv in Reihenschaltung zwischen eine der Transformatorwicklungen und einen Satz von ersten Anschlußpunkten eingefügt sind, an denen eine Mehrphasen-Niederfrequenzspannung erscheint und eine zweite Schalteranordnung, welche eine Vielzahl von Festkörperschalteryorrichtungen umfaßt, die jeweils effektiv in Reihenschaltung mit der anderen Transformatorwicklung und mindestens einem Anschlußpunkt eines zweiten Satzes von Anschlußpunkten verbunden sind. Die Leistungskonverterschaltung enthält weiterhin Steuervorrichtungen, um synchron mindestens eine der Festkörperschaltervorrichtungen in jedem Schalterkreis während eines vorgegebenen Stromdurchlaßintervalls einzuschalten, und um in Sequenz mindestens eine der anderen Festkörperschaltervorrichtungen in jedem Schalterkreis synchron während eines vorgegeben'Stromdurchlaßintervalls einzuschalten. Die Schalterkreise werden kontinuierlich mit einer Schaltfrequenz durchgeschaltet, welche relativ hoch ist im Vergleich zur Frequenz

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der Mehrphasen-Niederfrequenzspannung. Die übliche Betriebsweise der Umschaltung besteht dabei darin, daß die einzelnen Eingangsphasen (Ausgangsphasen) in der gleichen Phasensequenz wie die niederfrequente Mehrphasenspannung oder in der entgegengesetzt umlaufenden Phasensequenz durchgeschaltet werden.

Bei einer Ausführungsform, welche Mehrphasen-Ausgangsspannungen mit der gleichen niedrigen Frequenz wie die Eingangs-spannung erzeugt, ist der zweite Schalterkreis ebenfalls eine Mehrphasenschaltung und alle Fastkörperschaltervorric.itun^en haben eine k Leitfähigkeitschärakteristik in zwei Richtungen. In einer weiteren Ausführungsform zur Erzeugung einseitig gerichteter Ausgangspotentiale mit negativer, positiver oder beiden Polaritäten ist der zweite Schalterkreis ein Einphasen-Gleichrichter, der entweder durch Vorrichtungen mit einer Durchlaßrichtung, beispielsweise Dioden, oder mit Schaltervorrichtungen zwei Durchlaßrichtungen verwirklicht ist. Es werden weiterhin Thyristorausführungen der Schaltungen mit invers-parallelen Paaren von gesteuerten Siliziumgleichrichtern beschrieben, mit einer geeigneten Form einer Kommutierung durch Reihenkondensator.

Die nachstehende Beschreibung verschiedener bevorzugter Ausführungsformen im Zusammenhang mit den Abbildungen dient zur w Erläuterung dieser und anderer Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Erfindung.

Fig. 1 ist ein schematisches Schaltbild einer erfindungsgemäßen vereinfachten Mehrphasen-Leistungskonverterschaltung mit einem dreiphasen-elektronischen Transformator, welcher einen Dreiphaseneingang in einen entsprechend transformierten Dreiphasenausgang mit gleicher Frequenz wie das Eingangssignal umwandelt.

Fig. 2a ist ein Diagramm der Wellenformen und zeigt die Dreiphasen-Versorgungswechselspannung für die Schaltung der Fig. 1.

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Fig. 2b ist eine Darstellung der Wellenformen der Transformatorspannung in stark vergrößertem Maßstab und zeigt die Verwendung des Einphasen-Kopplungstransformators zeitlich nacheinander für die drei Phasen. Auf diesem Diagramm sind ebenfalls die entsprechend vergrößerten Wellenformen der Ausgangsspannung enthalten.

Fig. 3 ist ein Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung entsprechend dem Schaltbild nach Fig. 1. Es enthält durch Reihenkondensator kommutierte Thyristoren als Festkörperschaltervorrichtungen.

Die Fig. 4a und Ab sind charakteristische Transformatorspannungs- bzw. Stromkurven für die Schaltung nach Fig. 3 für zwei verschiedene Sequenzen der Thyristorzündung.

Fig. 5 ist ein ausführliches Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung zur Erzeugung einer gleichgerichteten Ausgangsspannung aus einer Dreiphasen-Versorgungsspannung, welche ebenfalls durch Reihenkondensator kommutierte Thyristoren als Schaltervorrichtungen verwendet.

Die Fig. 6a bzw. 6b zeigen idealisierte Wellenformen für den Stromverlauf der Thyristorströme und der Ausgangsströme und die Einhüllende der Thyristorströme für zwei verschiedene Zündsequenzen der Thyristoren der Mehrphasen-Gleichrichterschaltung der Fig. 5.

Fig. 7 ist eine schematische Schaltzeichnung einer Modifikation der Ausgangsseite einer Schaltung nach Fig. 5 mit Ersetzung der invers-parallelen Thyristorpaare durch Dioden, um eine gleichgerichtete Ausgangsspannung positiver oder negativer Polarität zu erhalten.

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Pig. 8 ist die Darstellung der Wellenform der Ausgangsspannung, welche man erhält, wenn die modifizierte Gleichrichterschaltung nach Fig. 7 zur Erzeugung einer Ausgangsrechtecksspannung verwendet wird.

Das erfindungsgemäße Prinzip der Mehrphasen-Leistungskonverterschaltungenjmit einem Einphasen-Hochfrequenztransformatorübertragungsteil (link), welches nachstehend beschrieben wird, ist auf Mehrphasen-Leistungsschaltungen im allgemeinen anwendbar. Es wird jedoch vorwiegend im Hinblick auf die üblicherweise auftretende Dreiphasenschaltung beschrieben. Fig. 1 stellt

W eine vereinfachte Schaltung dar und zeigt die neuartige Mehrphasen-Leistungskonverterschaltung in einer Anordnung zur Umwandlung einer Niederfrequenz-Dreiphasenversorgungsspannung in eine entsprechende Dreiphasen-Ausgangsspannung mit etwa der gleichen Wellenform und der gleichen niederen Frequenz, aber einer gewünschten transformierten Ausgangsspannung. Analog zu der Terminologie, welche in den obengenannten Patenten für Einphasen-Leistungskonverterschaltungen mit Hochfrequens-Kopplungstransformator verwendet wird, kann diese Schaltung als elektronischer Mehrphasen-Transformator bezeichnet werden. Die Eingangsanschlüsse 11 bis 13 werden an eine niederfrequente Dreiphasen-V/echselspannungsquelle angeschlossen, die typischer-

t weise eine Frequenz im Bereich von 50 bis 400 Hz besitzt. Drei in zwei Richtungen Strom durchlassende Schalter 14 bis 16 sind für jede der Phasen vorgesehen und in Sternschaltung zwischen die Eingangsanschlüsse 11 bis 13 und einen Massepunkt 17 geschaltet. Die Schalter 14 bis 16 sind Festkörperschalter. Zur klareren Darstellung sind sie hier als einfache.mechanische Schalter wiedergegeben. Um den primärseitigen Schalterkreis zu vervollständigen, ist die Primärwicklung 18p eines linearen Einphasen-Hochfrequenz-Kopplungs transformator zwischen den Massepunkt 17 der Schalter 14 bis 16 und Erde eingefügt, welche hier der Erdungspunkt des Dreiphasen-Versorgungssystems ist.

Auf der Sekundärseite ist die Sekundärwicklung 18s des linearen Hochfrequenz-KOpplungstrans&rmators z?;ischen Erde, welche hier auch der Erdungspunkt des Dreiphasen-Verbrauchersystems ist,

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und dem Massepunkt 19 der drei zusätzlichen, in Sternschaltung verbundenen, in zwei Richtungen leitenden Schalter 14' , 15' und 16' geschaltet, welche ihrerseits zwischen den Massepunkt und drei Ausgangsanschlüsse 20 bis 22 eingefügt sind.

Obwohl zur Vereinfachung der Darstellung der Hochfrequenz-Kopplungstrans format or hier mit einem Windungsverhältnis von 1 : 1 dargestellt ist, besitzt er das erforderliche Windungsverhältnis, um die gewählte Spannungstrans formation sicherzustellen. Die Pilterkondensatoren 23 bis 25 sind in Sternschaltung zwischen die Ausgangsanschlüsse 20 bis 22 und Erde geschaltet, um für die Schaltung eine "starke"Spannungssenke ("stiff" voltage sink) zu erhalten. Die Filterkondensatoren können auch in Dreiecksschaltung enthalten sein.Eine ohm'sche oder reaktive Belastung mit drei Phasen besteht aus den Verbrauchern 2b bis 28 und ist ebenfalls zwischen die Ausgangsanschlüsse 20 bis 22 geschaltet. Die Ausgangsfilterkondensatoren sind nicht erforderlich, wenn der Verbraucher eine ausreichende Kapazität enthält. Obwohl dies für einige Spannungsquellen nicht erforderlich ist, wird in den meisten praktischen Schaltungen eine "versteifte" Spannungsquelle dadurch gewährleistet, daß Pilterkondensatoren zwischen die Eingangsanschlüsse 11 bis 13 geschaltet werden.

Die synchrone Gatterschaltung 29 wird so betrieben, daß sie gleichzeitig die Schalter auf der Sekundärseite und der Primärseite jeder Phase während eines vorgegebenen Zeitintervalls schließt, wobei die Schalter in den drei Phasen in Sequenz geschlossen werden. Daher werden die Schalter 14 und 14' gleichzeitig geschlossen und dann gleichzeitig geöffnet, um einen Stromweg zwischen der Primärseite und der Sekundärseite A und A¹ dieser Phase zu erhalten. In Sequenz werden die Schalter 15 und 15' für das gleiche Zeitintervall gleichzeitig geschlossen, um die Leitungen B und B¹ stromführend zu machen, und dann werden die Schalter Io und 16' betätigt, um einen Stromweg auf den Leitungen C und C¹ zu erhalten. Um die gegenläufige Sequenz C, B, A zu erhalten,

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- ίο -

werden selbstverständlich die Schalterpaare in der entgegengesetzten Reihenfolge geschlossen. Die Frequenz des Schließens der Schalter in jeder Phase ist sehr groß verglichen mit der Frequenz der Dreiphasen-Wechselspannungsquelle, so daß die Quellenspannung den Schaltern während des kurzen Zeitintervalls, in dem sie geschlossen sind, als eine Gleichspannung erscheint. Auf diese Weise übernimmt der Einphasen-Hochfrequenz-Kopplungstransformator löp, l8s zeitlich nacheinander alle drei Phasen und mit Hilfe der Filterkondensatoren 23 bis 25 wird die Dreiphasen-Eingangswechselspannung an den Ausgangsanschlussen 23 bis 22 ir.it der gow'-inschten Spannungs trans formation für die

W Versorgung des Verbrauchers reproduziert. Das Verständnis dieser Vorgänge :vira erleicatert durcn 3ie Darstellung der niederfrequenten Dreipxlasen-L·inεarlg37.^τecnselspannung auf den Leitungen A, B und C in Fig. 2a. Die Fig. 2b zeigt in stark vergrößertem Maßstab die Spannungen, die in dem Hochfrequenz-Kopplungstransformator erscheinen, wenn die Eingangsspannungen etwa die Amplitude entsprechend Kurve 2b-2b der Fig. 2a besitzen. In diesem Maßstab erscheinen die Eingangsspannungen für die Leitungen A, B und C als geneigte Geraden, während bei noch hönerer Schaltfrequenz die Eingangsspannungen an den Schaltern praktisch als Gleichspannungen, d. h. als horizontale gerade Linien erscheinen. Die Transformatorspannungen für die Schaltsequenz

^ C, B, A sind abgebildet und zeigen, wie zeitlich nacheinander die drei Phasen von dem Hochfrequenz-Kopplungstransformator übertragen werden, wenn das Schließen der Schalterpaare in Sequenz Spannungssegmente oder Impulse erzeugt, die über die drei Phasen umlaufen. Die Ausgangsspannungen, welche auf den Leitungen C, B¹ und A¹ erscheinen, sind auf diesem Diagramm überlagert eingezeichnet. Sie weisen eine Hochfrequenzwelligkeit infolge der Tatsache auf, daß die Filterkondensatoren in jeder Phase dem Verbraucher während des Zeitintervalls Strom zuführen, in dem der Schalter für diese Phase geöffnet ist. Die Eingangs- und Ausgangsspannungen haben eine ähnliche Amplitude und Phase, wenn der Verbraucher einen geringen Strom aufnimmt. Die Ausgangsspannungen werden jedoch in ihrer Amplitude verringert und in der Phase gegenüber den Eingangs-

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spannungen verscho—ben, wenn der Verbraucher mehr Strom benötigt. Dies kann einer Ersatzimpedanz zugeschrieben werden, welche durch den elektronischen Transformator gebildet wird und analog dem Wicklungswiderstand und der Streuinduktivität eines gewöhnlichen Transformators ist.

Es können die verschiedensten Festkörperschalter verwendet werden, um die grundlegende Mehrühasenscnaltung mit elek-

nraktisch

tronischem Transformator nach F-g." 17aufzubauen. Um Wechselspannungen zu verarbeiten, müssen die Schalter 14 bis 16 und 14' tis 16" Leitfähigkeit in beiden Richtungen besitzen und können beispielsweise in beiden Richtungen leitende Thyristoren, wie Triac oder Diac, sein oder ein Paar von einseitig Strom durchlassenden Thyristoren, beispielsweise gesteuerte Siliziumgleicnrichter, die invers parallel geschaltet sind. Es ist auch möglich, gesteuerte Ausschalter zu verwenden, wie beispielsweise den Transistor und den durch eine Gatterelektrode gesperrten gesteuerten Siliziumgleichrichter, welche durch das einer Steuerelektrode zugeführte Signal und durch seine Steuerung gesperrt werden. Diese Vorrichtungen haben jedoch gegenwärtig noch einen geringeren Betriebsstrom. Diese Vorrichtungen können erforderlichenfalls invers parallel mit zugeordneten Sperrdioden geschaltet werden. Alternativ kann eine einzelne Vorrichtung, beispielsweise ein Transistor, in einer Diodenbrücke geschaltet werden. Wenn Festkörperthyristor-Schaltervorrichtungen verwendet werden, ist es notwendig, zur Erhaltung einer wirtschaftlichen Schaltung die Kommutatorschaltungen für die Thyristoren in die Leistungsschaltung einzubeziehen. Eine praktische Mehrphasenschaltung mit elektronischem Transformator wird beispielsweise ausgeführt mit invers-parallel geschalteten Paaren von gesteuerten Siliziumgleichrichtern und mit Kommutatorschaltungen mit Reihenkondensator und ist in Fig. 3 dargestellt. Diese Kommutatorschaltungen sind auch brauchbar für die Abschaltung von gesteuerten Unterbrechungsvorrichtungen, wie Transistoren.

In Fig. 3 sind die Einzelschalter 14 bis .16 der Fig. 1 ersetzt durch invers-parallel geschaltete Paare von gesteuerten Silizium-

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gleichrichtern Al, A2, Bl, B2, Cl, C2. Wie in Fig. 1 sind die drei komplementären Paare von Thyristoren in Sternschaltung verbunden und die Schaltung enthält weiterhin die Kommutatorinduktivitäten 32 bis 34, welche jeweils in Keine mit einem der Thyristorpaare zwischen einen der Eingangsanschlüsse 11 bis 13 und den Massepunkt 17 geschaltet sind. Die Kommutatorkondensatoren 35 bis 37 sind in Sternschaltung zwischen die Eingangsanschlüsse 11 bis 13 und den entgegengesetzten Anschluß 38 der Primärwicklung 18p des Einphasen-Hochfrequenz-Kopplungstransformators geschaltet. Bei dieser Schaltungsanordnung wird durch Einschalten irgendeines des invers-parallelen Paars von Thyristoren die diesem Paar zugeordnete Kommutatorinduktivität in Reihenschaltung mit der Primärwicklung 18p des Transformators und den in Sternschaltung verbundenen Kommutatorkondensatoren 35 bis 37 gelegt. Wie nachstehend erläutert, hängt die Resonanzfrequenz des dabei zugeschalteten Reihenschwingkreises von dem Wert der Kommutatorinduktivität und Kapazität ab, gegebenenfalls auch von den Bauelementen der Sekundärseite der Schaltung. Um eine versteifte Spannungsquelle zu erhalten, d. h. eine Quelle mit niedriger Impedanz bei der Schaltfrequenz, sind die Pilterkondensatoren 39 bis 41 in Dreiecksschaltung zwischen die Eingangsanschlüsse 11 bis 13 geschaltet.

Auf der Sekundärseite der Schaltung sind die drei komplementären Thyristorpaare A¹I, A¹2 und B¹I, B¹2 und C¹I, C'2 jeweils in Reihe mit einer der Kommutatorinduktivitäten 42 bis 44 geschaltet, und die auf diese Weise gebildeten Reihenschaltungen sind in Sternschaltung zwischen den Massepunkt 19 und die Ausgangsanschlüsse 20 bis 22 geschaltet. Die restliche Schaltung veranschaulicht einige der Alternativen, welche bezüglich der Verschaltung der Kommutatorkondensatoren und der Filterkondensatoren gewählt werden können. Für alle Phasen ist ein einziger Reihenkommutatorkondensator 45 vorgesehen und ist zwischen den Punkt 19 und einen Anschluß der Sekundärwicklung l8s des Hochfrequenz-Kopplungstransformators geschaltet. Gewünschtenfalls kann der Kommutatorkondensator 45 durch einen Kurzschluß ersetzt werden, da die Schalterkreise auf der Primärseite und "

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der Sekundärseite nicht symmetrisch sein müssen und die gesamte Kommutatorkapazität in einen der Schaltkreise eingefügt werden kann. Der andere Anschlußpunkt der Sekundärwicklung 18s des Transformators ist mit einem neutralen Anschlußpunkt 46 verbunden und die Ausgangsfilterkondensatoren 23 bis 25 sind jeweils zwischen Phase und ileutralpunkt zwischen diesen neutralen Anschlußpunkt 46 und die Ausgangsanschlüsse 20 bis 22 geschaltet. Die Schaltungen auf der Primärseite und der Sekundärseite können identisch sein oder sie können entsprechend der Abbildung verschieden voneinander sein. In jedem Falle sind die Pilterkondensatoren im Eingang und Ausgang um eine Größenordnung größer als die Kommutatorkondensatoren, um eine versteifte Spannungsquelle zu erhalten und zu gewährleisten, daß die Dauer der Kommutatorstromimpulse in Form einer Sinushalbwelle unabhängig von der Impedanz des Verbrauchers ist.-

Die grundsätzliche Arbeitsweise ist die gleiche wie bereits für die Ausführungsform der Figur 1 beschrieoen. Alle Schalter in einer Phase werden gleichzeitig eingeschaltet und die Schalter in den anderen Phasen werden in Sequenz mit einer hohen Schaltfrequenz eingeschaltet, um die Phasen zeitlich nacheinander auf einen Einphasen-Hochfrequenz-Kopplungstransformator zu übertragen. Bei der Einschaltung der Thyristoren Al, A2 und A¹I, A¹2 besitzt die damit zugeschaltete äquivalente Kommutatorschaltung als Reihenschwingkreis eine äquivalente Gesamtkommutatorkapazität, die durch die Kommutatorkondensatoren 35 bis 37 (jeweils Cl) in Reihe mit dem Kommutatorkondensator 45 (C2) bestimmt ist. Bei Annahme eines WindungsVerhältnisses des Transformators mit dem Wert 1 ergibt sich die äquivalente Gesamtkommutatorkapazität :

_c _ 3Cl C2

'eff 3Cl + C2

In gleicher Weise umfaßt die äquivalente Gesamtkommutatorinduktivität die Induktivität 32 (Ll) in Reihe mit der Kommutatorinduktivität 42 (L2). Daher ist die effektive Induktivität L _ff = Ll + L2. Die Dauer des Stromimpulses in Form einer halben

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- Ill -

Sinuswelle in dem äquivalenten Reihenschwingkreis beträgt daher:

" ^Leff

Die Kommutierung der stromführenden Thyristoren geschieht nach Beendigung des Stromimpulses in Form einer halben Sinuswelle, wenn der Strom in der Schaltung zur Umkehrung neigt und die Kommutatorkondensatoren so aufgeladen sind, daß sie die Thyristoren in Sperrichtung vorspannen. Diese hören auf, Strom zu führen und erholen sich vollständig nach

_k einem kurzen Zeitintervall, das als Abschaltoeriode t bett ο

kannt ist. Zu irgendeinem Zeitpunkt führen nur zwei von den vier Thyristoren in irgendeiner Phase der Schaltung Strom und es ist wahlweise möglich, nur zwei Thyristoren anstelle von vier Thyristoren entsprechend der vorstehenden Erläuterung Signale an den Gatterelektroden zuzuführen. Geeignete Gatterschaltungen für die synchrone Gatterschaltung 29 sind beispielsweise enthalten in dem "Handbuch für gesteuerte Siliziumgleichrichter " ²I. Auflage, Copyright I967 veröffentlicht von der General Electric Company und dort erhältlich von dem Semiconductor Products Department, Electronics Park, Syracuse, N.Y. Diese Reihenkondensator-Kommutierungstechnik ist die gleiche wie sie in der Thyristorausführung der Ein-) phasen-Leistungskonverterschaltung des US-Patents 3 287 2δ9 beschrieben ist. Dort können weitere Einzelheiten über den Betrieb und die Eigenschaften einer Kommutierungsschaltung entnommen werden. Ebenso sind dort die Gründe angegeben, warum diese Kommutatorschaltung anders arbeitet als bei dem gewöhnlichen/Reihenkondensator kommutierten Inverter, in dem hier die Amplitude der Stromimpulse und der Spitzenwert der Spannung am Kommutatorkondensator im stationären Zustand einzig und allein proportional dem Verbraucherstrom sind und nicht proportional sowohl zur Versorgungsspannung als auch zum Verbraucherstrom, wie es bei der üblichen Schaltung mit Kommutation durch Reihenkondensator der Fall ist. Da die verfügbare Kommutatorenergie proportional dem augenblicklichen

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Verbraucherstrom ist, ergibt sich kein Problem bei der Kommutierung der Thyristoren, wenn der Verbraucher eine Reaktanz darstellt und ein starker Strom vorhanden ist, wenn die Versorgungsspannung durch den Nullpunkt geht. Die Schaltung arbeitet, so daß sie die Spannungen auf der Primärseite und der Sekundärseite angleicht bis auf eine geringe Differenz, welche proportional dem Verbraucherstrom ist. In der Tat ermöglicht gerade diese Spannungsdifferenz das Arbeiten der Kommutatorschaltung.

In den Fig. ¹Ia und ¹Ib werden für zwei verschiedene Thyristorzündfolgen, nämlich die Folge ABC und die Folge ACB die Spannungen und Ströme im Transformator beim Betrieb der Mehrphasenschaltung nach Fig. 3 dargestellt. Der Fall eines Verbrauchers mit einem Verlustfaktor durch Nacheilung ist dargestellt. Der Transformatorstrom besitzt daher eine Nacheilung gegenüber den augenblicklichen Transformatorspannungen. Wie aus Fig. 4b ersichtlich, sind alle inneren Ströme des Transformators sinusförmige Halbperioden, zwischen denen ein Zeitintervall liegt, das mindestens so groß ist wie die Abschaltperiode t für die Thyristoren. Die Kommutatorschaltung mit Reihenschwingkreis ist auf eine Resonanzfrequenz abgestimmt, die größer ist als die Schaltfrequenz der Fe.stkörperschalter, um die Abschaltperiode zu berücksichtigen. Unabhängig davon, ob die Sequenz der Schaltung der einzelnen Phasen die gleiche ist wie die Drehrichtung der Versorgungsspannung oder verschieden von dieser Drehrichtung ist, v/erden alle drei Phasen zeitlich nacheinander von dem Einphasen-Hochfrequenztransformator übernommen und die Filterkondensatoren am Ausgang glätten die dem Verbraucher zugeführte Ausgangsspannung. Die Richtung der Phasenverschiebung der Ausgangsspannung für ein und denselben Verbraucher ist jedoch abhängig von der Zündfolge der Thyristoren, da eine negative Phasenverschiebung (lagging) für die Sequenz A3C und eine positive Phasenverschiebung (leading) für die Sequenz ACB besteht, wenn die Phasendrehung der Niederfrequenz ABC ist. Es ist auch möglich, die Phasendrehung des Ausgangs relativ zum Eingang umzukehren durch Vertauschen der Gruppen von Thyristoren auf der

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Primärseite und der Sekundärseite, welche synchron gesteuert werden. Beispielsweise können synchron miteinander die Thyristoren in den Leitungen A und A¹ Strom führen, dann die Thyristoren in den Leitungen B und C und dann in den Leitungen C und B'. Da diese Änderung in der Wahl der synchron gesteuerten Gruppen von Thyristoren mit Hilfe von logischen Signalen niedriger Leistung in der Steuerschaltung 29 erreicht werden kann, kann die Umkehrung der Drehrichtung eines als Verbraucher verwendeten Mehrphasenmotors erfolgen, ohne daß dazu die Notwendigkeit zur Verwendung von Hochleistungsschaltschützen in den Zuleitungen zum Motor besteht.

Die Arbeitsweise der synchronen Steuerschaltung 29 ist die gleiche für eine ohm'sche oder eine reaktive Belastung. Wenn einmal die gewünschte Richtung der Phasendrehung und die synchron zu zündenden Thyristorgruppen festgelegt sind, ist die Arbeitsweise der Schaltung die gleiche, unabhängig von der Art der Belastung. In Abhängigkeit von den Verhältnissen in der Schaltung kann der Leistungsfluß von der Primärseite zur Sekundärseite oder von der Sekundärseite zur Primärseite erfolgen. Der Verbraucher kann auch eine Belastung vor hegenerativtyp darstellen, welche elektrische Leistung den Versorgungsleitungen zuführt. Unabhängig davon, welche Seite als Primärseite und welche Seite als Sekundärseite arbeitet, neigt P diese Schaltung dazu, die Spannung auf der Primrseite und der 3ekundürseite aneinander anzugleichen und die Differenz der Spannungswerte ist proportional den Stromimpulsen, die von der Seite mit höherer Spannung zu der Seite irit niedrigerer Spannung fließen. Da das Hoc^frequenz-Übertragungssystem zeitlich nacheinander allen drei Phasen gemeinsam ist, ist der algebraische Mittelwert der Spannung und der Ströme des Hochfrequenz-Übertragungssystems für eine vollständige Seauenz von drei Impulsen Null. Dabei ist angenommen, daß das Frequenzverhältnis hoch ist, so daß sich die Verhältnisse in den drei Phasen der iliederfrequenz nicht wesentlich während eines solchen Intervalles von drei Impulsen ändern. Grundlegend ist dabei die Tatsache, daß in einem abgeglichenen Dreiphasensystem der augenblickliche algebraische

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- 17 Summenwert der Spannungen und der Ströme Null ist.

Die Ausführungsform der Erfindung nach Fig. 5 ist ein Dreiphasen-Gleichrichter mit einem Einphasen-Hochfrequenztransformatorübertragungssystem. Die Ausgangscharakteristik ist ähnlich der Schaltung eines Dreiphasen-Brückengleichrichters, bei dem ungesteuerte Gleichrichter, beispielsweise Dioden, verwendet werden. Der Vorteil besteht darin, daß die Spannungstransformation unter Verwendung eines kleinen Hochfrequenztransformators erreicht wird. Der Schalterkreis auf der Primärseite erscheint zwar in der zeichnerischen Darstellung verschieden, er ist jedoch in seiner Punktion identisch mit dem Schalterkreis der Primärseite der Fig. 3· Der Schalterkreis auf der anderen Seite des Hochfrequenz-Kopplungstransformators ist jedoch ein ungesteuerter Einphasen-Gleichrichter. Obwohl verschiedenste Ausgestaltungen von Ausgangsgleichrichtern verwendet werden können, beispielsweise ein Spannungsverdoppler mit Mittelabgriff oder ein Spannungsvervielfacher, wird in der Abbildung der Ausgangsgleichrichter als Dioden-Brückengleichrichter dargestellt. Die Sekundärwicklung l8s des Hochfrequenz-Kopplungstransformators ist über eine Diagonale des Brückengleichrichters geschaltet, der aus den Dioden 50 bis 53 besteht. Zwischen die Ausgangsklemmen sind ein Filterkondensator 5¹* und ein Gleichstromverbraucher 55 geschaltet. Die Polarität der einseitig gerichteten Ausgangsspannung ist in der Abbildung angedeutet.

Eine Methode zum Betrieb des Dreiphasen-Gleichrichters nach Fig. b besteht darin, daß die drei Phasen nacheinander in der gleichen Weise zugeschaltet werden, wie es bei den anderen Ausführungsformen bereits beschrieben wurde. Dies führt dazu, daß sie zeitlich nacheinander gemeinsam durch einen Einphasen-Hochfrequenztransformator übertragen werden. Daher liefert die Steuerschaltung 56 Einschaltsignale an die Thyristoren Al, A2, dann an die Thyristoren Bl, B2 und dann an die Thyristoren Cl, C2. Wie bei der Schaltung nach Fig. 3 kann die Phasendrehung der Zündfolge für die komplementären Paare von Thyristoren die

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gleiche sein wie die Phasendrehung der Versorgungsspannung oder kann den entgegengesetzten Drehsinn aufweisen. Unter der Annahme, daß die algebraische Differenz zwischen der Versorgungsspannung in einer stromführenden Phase und der Spannung an dem Punkt 38 der in Sternschaltung verbundenen Kommutatorkondensatoren 35 bis 37 einei Absolutbetrag besitzt, der größer ist als die auf die Primärwicklung 18p des Transformators zurückgerechnete Ausgangsgleichspannung, führt einer der Thyristoren Strom und der sich ergebende und auf die Sekundärwicklung l8s einwirkende Spannungsimpuls spannt die Dioden 50 und 51 oder die Dioden 52 und 53 in Durchlaßrichtung, je nachdem, ob der Spannungsimpuls an dem mit einem

t Punkt bezeichneten Ende der Transformatorwicklungen positiv oder negativ ist. Wenn die zurückgerechnete Gleichspannung größer ist als der Unterschied zwischen der Spannung auf der Versorgungsleitung und der Spannung auf den Kommutatorkondensatoren am Punkt 38, wenn ein bestimmtes Paar von Thyristoren die Zündsignale erhält, dann werden alle Dioden 50 bis 53 gesperrt bleiben. Dies geschieht gewöhnlich in einer Phase während einer Sequenz von drei Impulsen. In dieser Schaltung ist praktisch die gesamte Induktivität und Kapazität für die Kommutierung in der Primärseite des Schalterkreises enthalten. Daher beträgt die Dauer des Stromimpulses in einer Sinushalbperiode, welche den Reihenschwingkreis mit einer der Kommutatorinduktivitäten (L) in Reihe mit

f den in Sternschaltung verbundenen Kommutatorkondensatoren (jeweils C) enthält, "/T-j/L * 3c". Wie zuvor wird der Reihenschwingkreis auf eine relativ hohe Frequenz, beispielsweise auf 10 kHz, abgestimmt.

Fig. 5 zeigt ebenfalls die wahlweise Ausführungsform, bei der eine feste Verzögerung zwischen das Ende eines Stromimpulses und die Erzeugung des nächsten Stromimpulses einprogrammiert ist. Dies ist mit gestrichelten Linien als Verriegelungsschaltung 57 dargestellt. Der Strom wird an einem geeigneten Punkt in der Primärseite der Schaltung überwacnt, beispielsweise durch Verwendung eines Stromtransformators

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mit einer Primärwicklung 58p, die zwischen den Verbindungspunkt 17 und ein Ende der Primärwicklung l8p des Transformators geschaltet ist. Der Strom in der Sekundärwicklung 58s des Stromtransformators wird von der Verriegelungsschaltung 57 erfaßt, welche daraufhin die Zündschaltung 56 während einer vorgegebenen Zeitdauer hemmt, nachdem der Strom in der Schaltung auf Null absinkt. Ein anderes Verfahren, welches noch besser geeignet ist, besteht darin, daß der Spannungsabfall über jedem Paar von invers-parallel geschalteten Thyristoren erfaßt wird. Dies beruht auf der Grundlage, daß in der Schaltung kein Strom vorhanden ist, wenn alle Thyristoren gesperrt sind.

Die Fig. 6a und 6b zeigen die Thyristorströme, die Einhüllenden der Thyristorströme und die Ausgangsströme des Gleichrichters für zwei verschiedene Zündfolgen für die Thyristoren. In Fig. 6a ist die ThyristorZündfolge die gleiche wie die Sequenz der Versorgungsspannung, nämlich ABC. Die Ströme im Transformator sind selbstverständlich Impulse in Form von Sinushalbwellen und die Einhüllende der Thyristorströme in dieser Phase ist angenähert ein Trapezoid mit einem Winkel von 120 . Dieses ist ähnlich dem trapezförmigen Stromverlauf, den man in einem Dreiphasen-Diodengleichrichter erhält, wenn in den Versorgungsleitungen keine Induktivität vorhanden ist. Der Zeitmaßstab in den Fig. 6a und 6b entspricht einer Halbperiode der Versorgungsspannungen zwischen den Linien 6a-6a und 6b-6b in Fig. 2a. Aus den Diagrammen ist ersichtlich, daß die Schalter in jeder Phase Belastungsimpulse während etwa 120 in jeder Kalbneriode durchlassen und während etwa 60° wegen der gesperrten Dioden keine Lastimpulse durchlassen. Der Ausgangsstrom hat eine Welligkeit mit einer Frequenz der sechsfachen Versorgungsfrequenz und ist ähnlich der Ausgangswellenform eines Dreiphasen-Diodengleichrichters. Während einer aus drei Impulsen bestehenden Sequenz führen im allgemeinen nur zwei der Phasen Strom, da beim Zünden der Thyristoren in der anderen Phase die Dioden weiterhin in Sperrichtung gespannt sind. Es findet jedoch ungefähr zu dem Zeitpunkt, an dem sich

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die Versorgungsspannungen kreuzen, eine gewisse Überlappung während einer Periode statt, in der alle drei Phasen Strom führen und Stromimpulse erzeugen. Dies ist ähnlich der Überlappung des Stromdurchgangs in aufeinanderfolgenden Diodenpaaren bei einem konventionellen Dreiphasen-Gleichrichter infolge der Induktivität in den Leitungen. In Fig. oa ist eine Nacheilung des Stroms hinter der Versorgungsspannung ersichtlich, da der Strom in jeder Phase erst nach der entsprechenden Polaritätsänderung der Phasenspannung seine Polarität ändert.

Fig. 6b enthält den Fall der entgegengesetzten Drehrichtung ^ der Phasen, d. h. eine Thyristorzündfolge ACB für eine Folge * ABC der Phasen der Versorgungsspannung. Die Verhältnisse sind ähnlich mit der Ausnahme, daß der Strom aus der Stromquelle eine Voreilung gegenüber der Versor£unf,sr3OannunL besitzt. Dies ist bei einer Gleichrichterschaltung ungev/öhnlich, da bei den reisten üblichen Gleichrichtern eine Jacieiluni; ·ΐθο Stroms gegenüber der Versorgung spannung vorliegt.

Eine wahlweise Zündfolge für die Schaltung nach Fig. 5 besteht darin, die Thyristoren Al, Bl, Cl gleichzeitig zu zünden und abwechselnd dazu die Thyristoren A2, B2, C2 zu zünden. Bei einem Verbraucher, der nur einen geringen Strom entnimmt, leitet jeweils in jeder Halbperiode der Hochfrequenz % nur ein Thyristor. Es leitet beispielsweise derjenige der Thyristoren Al, Bl, Cl, der mit der Leitung mit der größten positiven Spannung verbunden ist oder von den Thyristoren A2, B2, C2 leitet der Thyristor den Strom, der mit der negativsten Spannung verbunden ist. Die anderen beiden Thyristoren sind in Sperrichtung vorgespannt. Mit der Erhöhung des Verbraucherstroms können zwei Thyristoren in jeder Halbperiode der Hochfrequenz Strom führen. Dies beruht darauf, da^ die Spannung am Punkt 38 am Verbindungspunkt der Kommutatorkondensatoren je nachdem weniger positiv oder wenirer negativ wird, so daß der Thyristor, der mit der Leitung ir.it deir. zvjeitgrößten nositiven oder negativen Spannungswert verbunden ist, nicht mehr gesperrt ist. Wenn zwei Thyristoren in einer Halbneriode der

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Hochfrequenz gleichzeitig Strom durchlassen, wird die Resonanzfrequenz des Reihenschwingkreises geändert. Aufeinanderfolgende Halbperioden werden im allgemeinen unsymmetrisch sein, da die Beziehung zwischen den Versorgungsspannungen so beschaffen ist, daß gewöhnlich auf einen doppelten Stromimpuls ein einzelner Stromimpuls folgt, über eine volle Periode der Niederfrequenz werden jedoch durch die natürliche Verhaltensweise der Schaltung die durchgelassenen Ladungen ausgeglichen und der Transformator wird nicht gesättigt. Wegen der verschiedenen Dauer der Stromimpulse muß die Zündschaltung abgeändert werden. Es kann auch eine Verriegelungsschaltung entsprechend Fig. 5 vorgesehen werden, welche feststellt, daß in der Schaltung kein Strom fließt, bevor die nächste Gruppe von Thyristoren in der Sequenz gezündet wird.

Fig. 7 ist eine abgewandelte Form des Dreiphasen-Gleichrichters nach Fig. 5 und zeigt die Änderungen, die bei einem Gleichrichter mit Einphasenausgang erforderlich sind, um eine einseitig gerichtete Ausgangsspannung entweder mit positiver oder negativer Polarität zu liefern. In dieser Schaltung werden die Dioden 50 bis 53 des Brückengleichrichters durch invers-parallele Paare von Thyristoren ersetzt, die mit den Bezugszeichen Dl bis D8 bezeichnet sind. Wenn die Dioden Dljbis D4 auf Stromdurchlaß geschaltet werden, ist die erzeugte Ausgangsspannung am Verbraucheranschluß 60 positiv und am VerbraucheranSchluß 61 negativ. Wenn die Vorrichtungen D5 bis D8 auf Stromdurchlaß geschaltet werden, wird die Polarität der Ausgangsspannung umgekehrt. Es wird eine synchrone Steuerschaltung 62 vorgesehen, um wahlweise einer dieser beiden Gruppen von Thyristoren auf der Sekundärseite Steuersignale zuzuführen, je nach Polarität der gewünschten Ausgangsspannung. Dies erfolgt synchron zu der Zuführung von Steuersignalen in Sequenz zu den invers-parallelen Thyristorpaaren in der Schaltung der Primärseite. Alternativ dazu können dem gewünschten Satz von Thyristoren auf der Sekundärseite Gleichstromsteuersignale zugeführt werden.

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Der Mehrphasen-Gleichrichter nach Fig. 7 arbeitet so, daß er eine rechteckförmige Ausgangsspannung ähnlich einem Inverter erzeugt. Um dies zu erreichen wird die Spannung· am Ausgangsfilterkondensator 54 dadurch umgekehrt, daß kurzzeitig die normale synchrone Zündfolge aufgehoben wird und dann durch Impulse alle Thyristoren Dl bis D8 gezündet v/erden, anschließend daran wird die normale synchrone Zündfolge wieder aufgenommen, wobei jedoch die Thyristoren Dl bis DS so gesteuert sind, daß sie die entgegengesetzte Polarität erzeugen. Es ist erwünscht, in Reihe mit jedem der invers-parallelen Thyristorpaare der Fig. 7 eine Induktivität

ψ zu haben, um den Strom für die Ladungsumkehr am Kondensator 5*1 zu begrenzen. Ein Beispiel für die Zündfolge der Thyristoren auf der Sekundärseite ist in Fig. 8 wiedergegeben. Die Thyristoren Dl bis D4 werden mit einem Steuersignal versorgt, so daß sie eine Ausgangsspannung positiver Polarität für den Verbraucher 55 liefern. Dann werden die Thyristoren Dl bis DB oder mindestens D5 oder D7 und D6 oder D8 gezündet, um die Polarität der Spannung am Filterkondensator im Ausgang umzukehren. Die Thyristoren D5 bis D8 werden gezündet, um eine negative Verbraucherspannung zu erzeugen. Wenn es erneut erwünscht ist, an den Verbraucher eine positive Spannung zu liefern, werden die Thyristoren Dl bis D8 oder mindestens Dl

^ oder 33 und D2 oder D4 ivieder gleichzeitig gezündet, um die Spannung am Filterkondensator 54 umzukehren.

Die Zündfolge der Thyristoren in irgendeiner dieser Mehrphasen-Leistungskonverterschaltungen und insbesondere in der Schaltung nach Fig. 7 kann so abgeändert werden, daß man eine Strombegrenzung erhält entsprechend den allgemeinen Prinzipien, wie sie im einzelnen in dem US-Patent 3 487 289 erläutert sind. Zu diesem Zwecke wird, wie in Fig. 7 in gestrichelten Linien dargestellt, wahlweise eine Schaltung 6 3 zur Strombegrenzung und zur Modifizierung der Steuerung vorgesehen, welche die Wirkungsweise der synchronen Steuerschaltungen 62 abändert. Der Strom in der Schaltung wird an einem geeigneten Punkt überwacht, beispielsweise durch Verwendung

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eines Stromtransformators. Beispielsweise kann eine zweite Sekundärwicklung 58 eines Stromtransformators induktiv an die Primärwicklung 58p nach Fig. 5 angekoppelt werden. Wenn die Stromstärke über einen vorgegebenen Wert ansteigt, wird die Schaltung 63 aktiviert. Entsprechend Fig. 5 besteht das allgemeine Prinzip dieser strombegrenzenden Wirkung darin, daß zu dem Zeitpunkt, an dem die Spannung auf den Kommutatorkondensatoren am Punkt 38 die Summe der Ausgangsgleichspannung und der Versorgungsspannung·übersteigt, die normale Schaltfolge unterbrochen werden kann. Es wird dann dem entgegengesetzt gepolten Teil eines zuvor stromführenden inversparallelen Thyristorpaars ein Steuersignal zugeführt, so da^a er Stror¹ f^.hrt und die?°n Strop» in die Vorq^rp-unfpnuellP zurückliefert. Dadurch wird der Spännungsüberschuß am Kommutierungskondensator verringert. Es sei angenommen, daß der Thyristor Al stromführend ist. Die normale Steuerfolge ist unterbrochen und nach dem Stromimpuls durch den Thyristor Al wird der Thyristor A2 eingeschaltet und liefert Strom an die Stromquelle zurück. Dann wird die normale Steuerfolge wieder aufgenommen und nach jedem normalen Stromimpuls solange wieder unterbrochen, wie der Zustand mit Stromüberschuß besteht.

Es können kompliziertere hier nicht abgebildete Systeme konstruiert werden, indem man irgendeine dieser Schaltungen als Bauelement verwendet. Beispielsweise können drei der Mehrphasentransformatoren nach Fig. 3 so verbunden werden, daß sie zwei Dreiphasensysteme oder eine Spannungsquelle und einen Verbraucher miteinander verbinden. Die Hochfrequenzübertragungssysteme werden dann in Dreiphasen-Thyristorzündfolge betrieben, um die Welligkeit in den gemeinsamen Eingangs- und Ausgangsfilterkondensatoren zu verringern. Die Thyristorzündfolge ist so gewählt, daß zu irgendeinem gegebenen Zeitpunkt der Strom von jeder der Niederfrequenzleitungen durch das Hochfrequenzübertragungssystem fließt. Daher ist in dem übertragungssystem 1 die Phase A stromführend, im übertragungssystem 2 die Phase C gleichzeitig

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und im übertragungssystem 3 gleichzeitig die Phase B.

Vorstehend wurden Mehrphasen-Leistungskonverterschaltungen beschrieben, die in der Lage sind, eine transformierte Ausgangsspannung mit den verschiedensten Wellenformen zu erzeuren. Sie ~ind charakterisiert durch ein Einphasen-Hochfrequenzübertragersystem, welches dadurch den Phasen eines Mehrphasensystems gemeinsam ist, daß in zwei Richtungen Strom durchlassende Festkörperschalter in Sequenz mit einer hohen Schaltfolge im Vergleich zu der Mehrphasen-Uiederfrequenzversorgungsspannung umgeschaltet werden. Auf der Sekundär- L· seite des Transformators werden Festkörperschaltervorrichtungen, die einen ähnlichen Mehrphasen-Schalterkreis oder einen Einphasen-Gleichrichter enthalten, synchron zu den Schalterkreisen auf der Primärseite geschaltet. Die umgewandelte Ausgangsspannung ist eine Mehrphasenspannung mit der gleichen Frequenz wie die Versorgungsspannung oder eine gleichgerichtete Spannung. Eine Polaritätsumkehr der Ausgangsspannung des Einphasengleichrichters wird dadurch erreicht, daß die normale

en Folge der Umschaltung der Schaltervorrichtung/ unterbrochen wird und die Spannung an einem Ausgangsfilterkondensator umgekehrt wird.

In der vorstehenden Beschreibung wurde die Erfindung im ein-P zelnen erläutert anhand von mehreren bevorzugten Ausführungsformen. Der Fachmann wird jedoch leicnt Kodifikationen dieser Ausführungsformen durchführen können, ohne die technische Lehre der Erfindung zu verlassen.

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Claims (8)

1. - 25 Patentansprüche

   ( 1.yMehrphasen-Leistungskonverterschaltung, gekennzeichnet durch einen linearen Einphasen-Hochfrequenztran.s format or mit einem Paar von induktiv gekoppelten Wicklungen (18p, 18s), einen ersten Mehrphasen-Schalterkreis, der in jeder Phase Festkörperschaltervorrichtungen (14, 15, 16) enthält, die effektiv in Reihe zwischen eine der Transformatorwicklungen (18p) und einen Anschluß eines ersten Anschlußsatzes (11, 12, 13) geschaltet sind, an dem eine niederfrequente Mehrphasenspannung erscheint, einen zweiten Schalterkreis, welcher eine Vielzahl von Festkörperschaltervorrichtungen (14', 15'j l6') enthält, die jeweils effektiv in Reihensc-haltung mit der anderen Transformatorwicklung (l8s) und mindestens einem Anschluß eines zweiten Satzes von Anschlüssen (20, 21, 22) verbunden sind, eine Steuervorrichtung (29), um mindestens eine der Festkörperschaltervorrichtungen in jedem Schalterkreis während eines vorgegebenen Stromdurchlaßintervalls synchron in den stromdurchlässigen Zustand zu bringen und um in einer Sequenz mindestens eine der anderen Festkörperschaltervorrichtungen in jedem Schalterkreis während eines vorgegebenen Stromdurchgangsintervalls in den stromdurchlässigen Zustand zu bringen, wobei die Schalterkreise kontinuierlich mit einer Schaltfolge schaltbar sind, welche relativ hoch ist im Vergleich zu der Frequenz der an den ersten Anschlüssen (11, 12, 13) erscheinenden Mehrphasenspannung, wodurch die niederfrequente Mehrphasenspannung in eine Folge von Hochfrequenzspannungsimpulsen umgewandelt, transformiert und an den zweiten Anschlüssen (20, 21, 22) mit der gewünschten Wellenform wieder zusammengefügt wird.
2. 2. Mehrphasen-Leistungskonverterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Filterkondensatorvorrichtung (23, 24, 25) zwi-

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   - 26 sehen den zweiten Anschlüssen (20, 21, 22) besitzt.
3. 3. Mehrphasen-Leistungskonverterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Schalterkreis eine Dreiphasenschaltung ist, die
   Festkörperschaltervorrichtungen eine Charakteristik für Stromdurchgang in beiden Richtungen besitzen und in Sternschaltung verbunden sind und der Schalterkreis weiterhin eine Filterkondensatorvorrichtung (39, 40, Hl) besitzt, die zwischen die ersten Anschlüsse (11, 12, 13) und die zwischen die zweiten Anschlüsse (20, 21, 22) geschaltete Kondensatorvorrichtung (23, 24, 25) geschaltet ist.
4. 4. Mehrphasen-Leistungskonverterschaltung nach Anspruch 3₃ dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Schalterkreis eine Dreiphasenschaltung ist, in der die Festkörperschaltervorrichtungen (14', 15', ΐβ¹ ) in
   Sternschaltung verbunden sind.
5. 5. Mehrphasen-Leistungskonverterschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Schalterkreis die Form eines Einphasen-Gleichrichters besitzt.
6. 6. Mehrphasen-Leistungskonverterschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß

   der erste Mehrphasen-Schalterkreis weiterhin eine Reihenkondensator-Kommutatorvorrichtung (35, 36, 37) besitzt, welche eine Kommutatorinduktivität (32, 33, 34) umfaßt, die effektiv in Reihenschaltung mit der Kommutatorkondensatorvorrichtung verbunden ist und auf eine Reihenschwingkreisfrequenz abgestimmt ist, die größer ist als die Schaltfolgefrequenz und durch die Stromimpulse in Form einer Sinushalbperiode erzeugbar und die Festkörperschaltervorrichtungen kommutierbar sind.
7. 7. Mehrphasen-Leistungskonverterschaltung nach Anspruch 1,

   dadurch gekennzeichnet, daß

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   die Phasendrehung der nacheinander schaltenden Festkörperschaltervorrichtungen gleich der Phasendrehung der niederfrequenten Mehrphasenspannung an den ersten Anschlüssen ist.
8. 8. Mehrphasen-Leistungskonverterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasendrehung der nacheinander schaltenden Festkßrperschaltervorrichtungen verschieden ist von der Phasendrehung der niederfrequenten Mehrphasenspannung an den ersten Anschlüssen

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   L e e r s e i i e