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WO2015025009A1 - Verfahren zur kalibrierung einer vorrichtung zur vermessung einer optischen signalübertragungsstrecke - Google Patents

Verfahren zur kalibrierung einer vorrichtung zur vermessung einer optischen signalübertragungsstrecke Download PDF

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Publication number
WO2015025009A1
WO2015025009A1 PCT/EP2014/067846 EP2014067846W WO2015025009A1 WO 2015025009 A1 WO2015025009 A1 WO 2015025009A1 EP 2014067846 W EP2014067846 W EP 2014067846W WO 2015025009 A1 WO2015025009 A1 WO 2015025009A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
compensation
transmitter
measuring
measurement
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/EP2014/067846
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Achim Stellberger
Markus Kilian
Michael Hase
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Elmos Semiconductor SE
Original Assignee
Elmos Semiconductor SE
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Elmos Semiconductor SE filed Critical Elmos Semiconductor SE
Priority to EP14753099.2A priority Critical patent/EP3036560B1/de
Priority to CN201480046243.7A priority patent/CN105474036B/zh
Publication of WO2015025009A1 publication Critical patent/WO2015025009A1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/48—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S17/00
    • G01S7/497—Means for monitoring or calibrating
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S17/00—Systems using the reflection or reradiation of electromagnetic waves other than radio waves, e.g. lidar systems
    • G01S17/02—Systems using the reflection of electromagnetic waves other than radio waves
    • G01S17/04—Systems determining the presence of a target
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
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    • G01S7/483—Details of pulse systems
    • G01S7/486—Receivers
    • G01S7/4861—Circuits for detection, sampling, integration or read-out

Definitions

  • the invention relates to a method for calibrating a device for measuring an optical signal transmission path, in particular for detecting an object and / or for detecting a movement and / or a direction of movement of an object.
  • a photodiode is typically operated in the reverse direction. It has proved to be particularly advantageous to energize the photodiode for compensation of a (for example ambient) interference radiation resulting photocurrent by a voltage-controlled current source and to keep in a voltage-predetermined operating point.
  • the object of the invention is therefore to provide a method for calibrating a device for measuring an optical signal transmission path, in particular for detecting an object and / or for detecting a movement of a signal. tion and / or a direction of movement of an object, with which the field of application of the device can be improved and expanded.
  • the invention proposes a method for calibrating a device for measuring an optical signal transmission path, in particular for detecting an object and / or for detecting a movement and / or a direction of movement of an object,
  • At least one measuring transmitter for transmitting an optical measuring signal
  • At least one compensation transmitter for transmitting a compensation signal which is in phase opposition to the optical signal of the at least one measuring transmitter
  • At least one receiver for alternately receiving the optical signal of the at least one measuring transmitter and the optical compensation signal of the at least one compensation transmitter and
  • control and evaluation unit for controlling the at least one measuring transmitter with a first modulated drive signal, the at least one compensation transmitter with a second modulated drive signal and the at least one receiver for transmitting the optical measurement signal or the optical compensation signal or for the purpose of receiving an optical signal and the Evaluation of the received optical signal for generating an evaluation signal representing the measurement of the optical signal transmission path, and
  • the at least one compensation transmitter transmits a compensation signal and the at least one receiver receives this compensation signal
  • the amplitude of the compensation signal is set in such a way that an electrical measurement signal with an amplitude which is above the amplitude of a signal noise generated by the at least one receiver and / or the control and evaluation unit is set in the control and evaluation unit Performing these calibration steps is calibrated and during a subsequent, taking place for the purpose of detecting an object and / or movement of an object and / or a direction of movement of an object transmitting modulated Messsendesignalen from the control and evaluation for controlling the compensation transmitter in anti-phase to the compensation signal and in order to provide modulated offset signal in phase with the measuring transmission signal for the at least one measuring transmitter having an amplitude which is equal to the amplitude of the in the signal path behind the at least one receiver by the compensation signal of the comp ensationssenders signal is.
  • both the at least one measuring transmitter and the at least one compensation transmitter with modulated signals are used, these signals being out of phase, ie 180 ° out of phase.
  • the device is then in its regulated state when the at least one receiver receives a DC signal, the amplitudes of the optical signals from the transmitter and the compensation transmitter are thus the same.
  • This regulated system is "disturbed" at the moment in that there is a previously non-existent object in the optical signal transmission path between the at least one measuring transmitter and the at least one receiver. This object reflects Ieh shares of the optical Meßsig signal into the at least one receiver into it.
  • the weaker is the reflected signal which the receiver still receives.
  • an evaluation value representative of the distance of the object can then be determined.
  • this type of measurement of optical signal transmission paths is known under the name HALIOS and described, for example, in DE-A-102 56 429.
  • such a device can be compensated for by ensuring that an evaluation is possible, even with the smallest amplitudes of the measured signal reflected by an object and received by the receiver.
  • the smallest signals to be processed of the device for measuring the optical signal transmission path are primarily determined by the system noise, which in turn is determined primarily by the noise behavior of the receiver and / or the control and evaluation unit.
  • the problem is that the system noise can vary from device to device because even with one and the same application, the optical coupling may vary from device to device. Thus, the system noise of each device must be measurable to calibrate the device.
  • the at least one compensation transmitter is used by operating this transmitter with the transmitter or transmitter deactivated, until an electrical signal occurs in the control and evaluation unit which is above the system noise is located and thus "detectable” is.
  • the amplitude of the Kompensationssig nals, to a (just) still “detectable” electrical signal innenhal b the control and evaluation, d. H . leads to a measured signal above the system noise, nu is used to synchronize with this amplitude optical measuring signal liestel lying electrical offset signal which during the later use of the device for the purpose of measuring an optical signal transmission path is superimposed on the optical Messsig signal.
  • each device calibrated in this way behaves the same way (of course under tension of the same application type).
  • the at least one measuring transmitter or each measuring transmitter is completely deactivated, ie it is not loaded with modulated control signals. During the calibration phase, therefore, only the compensation transmitter is operated, with a modulated signal.
  • FIG. 1 an overview of the overall system as a block circuit diagram
  • FIG. 2 shows the time characteristic of different signals of the overall system according to FIG. 1 during a measuring interval or during a measuring cycle us
  • FIG. 3 and 4
  • the al lerdings contains features that are not essential for Realization of the invention.
  • the receiving diode D is operated via two connections. Via the circuit nodes 61, 62, the receiving diode D is energized by two controlled current sources 27, 28. In this case, two amplifiers 26, 29 detect the potentials on the input lines 30, 31 outgoing from the terminals. If, for example, the operating point of the diode changes as a result of permanent irradiation with sunlight, the generated photocurrent changes. Theorsabfal l on the receiving diode D changes and the working potential of the input lines 30,31 and thus at the inputs of the amplifier 26,29. This is registered by the amplifiers 26,29. These compare the potentials on the input lines 30,31 each with a reference potential Refl, Ref2.
  • the outputs of the amplifiers 26, 29 now regulate the current circuits 27, 28 in such a way that the voltage values of the input lines 30, 31 again correspond to the specifications.
  • Coupling capacitors 24, 25 form a barrier to the DC voltage levels on the input lines 30, 31 to downstream circuits.
  • the capacitors 24, 25 are connected on the side facing away from the terminals to the inputs to measuring amplifiers 18, 19.
  • the outputs 33, 34 of the measuring amplifiers 18, 19 are each fed back via adjustable capacitances 20 and 21 to their inputs.
  • a differential stage 35 forms the differential signal nal 63 of the two amplifier output signals. Ideally, this signal 63 should represent the useful signal of the photodiode.
  • the device according to the invention or the inventive method is now based on the recognition that in most applications, in particular ⁇ sondere associated with a gesture control for mobile devices, a permanent measuring operation is not necessary or desirable. Such an operation consumes energy that is extremely “precious” especially for mobile devices, because it is limited in availability.
  • the device should therefore be operated time-dependent in different system states, ie in individual time-separated and consecutive measurement intervals, each having at least one measurement phase.
  • ⁇ sem measuring state readjustment off virtually by the current sources 27,28. Only the capacitors 24,25 hold the respective operating points. This is equivalent to a change in the internal resistance of the current sources 27, 28.
  • this can be done, for example, by the measuring amplifiers 18, 19 each outputting one signal for overdrive and one signal for understeer.
  • 16 states of the system of two amplifiers 18,19 are possible with two evaluation signals. Of these, not all make sense because, for example, a simultaneously occurring over- and understeer is not realistic, but still faulty.
  • the compensation diode K already irradiates the photodiode D. Die Compensating diode K is initially not modulated. Due to the low resistance of the current sources 27, 28, the measuring amplifiers 18, 19 quickly reach their operating points. The capacitors 20,21 and coupling capacitors 24,25 are charged to their working levels. The current sources 64, 65, 66, 67 for the operation of three measuring transmitting diodes H1, 1-12, 1-13 (because of the multidimensional, in particular 3D gesture recognition) and the compensation diode K in this embodiment are set to the respective operating values.
  • the signal "hold” (see reference numeral 68, FIG. 2) becomes active.
  • the voltage-controlled current sources 27, 28 go from their hitherto assumed low-impedance state into a high-resistance state. This "frozen” their work points.
  • the difference signal 63 of the outputs of the measuring amplifiers 18, 19 should be constantly zero, since the operating points are adjusted.
  • stabilization phase or second preparation phase B ( Figure 2). It ends at time 70 (FIG. 2).
  • the modulation signals 45, 46, 47, 48 for the compensating diode K or for the measuring transmitting diodes H1, 1-12, 1-13 are square-wave signals which are phase-shifted by 180 ° and whose amplitude can be regulated (see Measuring phase C Fig. 2).
  • the measurement begins by z. B. the radiation of the compensating diode is attenuated or even switched off (see reference numerals 45 and 69 in Figures 1 and 2). At the same time is typically at least one of the transmission signals ⁇ (1 and 2 refer to reference numeral 46 and / or 46 and / or 47 in Figs.) Is ON.
  • the compensation transmitting diode K and the typically at least one measuring transmitter diode Hl or H2 or H3 are alternately attenuated or caused to increased radiation. First, this will result in a residual modulation of the output of the input stage. After amplification by an amplifier 36, the thus-received modulated signal can be converted into a DC signal by a demodulator. This can be used to control the amplitude of the modulation of the one Meßsendediode or each one of the transmitting diode Hl, 1-12,1-13 and / or the amplitude of the modulation of the compensation diode K.
  • a control of the compensation diode K is shown by way of example as the case F1 and, as the case F2, a regulation of the measuring transmitter diode or diodes H1, H2, H3 is shown.
  • the control can be different for the measuring transmitter diodes H1, H2 and H3.
  • the measurement transmit ⁇ the H1, H2 and H3 are not operated simultaneously but with a time delay. In this case, more than one receiving diode can be used.
  • the time offset is then typically selected so that only one reception ⁇ diode D and a transmitter diode H1, H2, H3 are simultaneously active.
  • the measured value thus obtained by H3 regulates the amplitude of the respective measuring ⁇ transmitting diode H1, H2,. It has been shown that it makes sense to increase this value before the negative feedback. This principle is also known from operational amplifier circuits and serves to suppress parasitic factors and influences.
  • the regulation ideally sets up an equilibrium and the output signal 50 of the demodulator 37 constitutes, after said amplification, a measure for the attenuation of the transmission signal in the transmission channel.
  • the control according to the invention of the current sources 27, 28 starts at the input lines 30, 31 in FIG an input resistance to the effect remark ⁇ bar, that the current sources in dependence of typically at least two phases of a measurement cycle fluctuate (reference numeral a and C, B and C or a and B and C of FIG. 2).
  • the effectiveness of the voltage controlled current sources 27,28 is limited by the real conditions.
  • the current sources 27, 28 can only try to keep the given voltage level up to a maximum current.
  • the measuring interval (from reference numeral 67, Fig. 2, to reference numeral 71, Fig. 2) is terminated by the fact that the "Measure" signal (66) at the end of Messzyk ⁇ lus (see reference numeral 71, Fig. 2) again inactive becomes. All transmit signals are turned off and the measurement result is typically frozen, for example, in a sample-and-hold circuit (not shown). Depending on the application, it is expedient to repeat such a measuring interval (from reference numeral 67, FIG. 2, to reference numeral 71, FIG. 2) at regular intervals in shorter or longer time intervals. Higher repetition rates for the measurement sequences, however, result in a higher current consumption.
  • the system may be able to provide at least some and typically each measured value with a quality value of the measurement, ie to carry out a measurement signal quality determination.
  • this measure forms a subject matter of the invention.
  • a sequence of measured values with associated quality values results, which allow a measured value estimator to estimate an optimized measured value and to indicate a probability of correctness of this measured value.
  • the resulting measured value vector can be used, for example, as the basis for the feature extraction of a gesture recognition. This is particularly useful if a disturber, such. As sunlight, with relatively low frequency (for example, due to shading d urch eg trees), but such. B. with fluorescent tubes or when driving in a convertible in the sunshine under trees hind urch relatively fast l mod ul is. If the disturbance frequency is close to the modulation frequency of the measured transmit modes H l, 1-12,1-13 and the compensation transmitter K, this freq uence is generally not hit correctly.
  • This can be both the repetition frequency of measurement intervals and the Modulationsfre acid sequence of Measuring diodes St., 1-12,1-13 and the compensation transmitting diode K concern.
  • the circuit can be parameterized differently.
  • the time constants of the measuring amplifiers 18, 19 acting as integrators can be changed by changing the capacitances 20, 21.
  • the integrators can be bridged by bridging their capacitances 20, 21 with the aid of the programmable switches 22, 23. So, as you can see from this example, a change in the system or circuit topology comes into question. The integrators then become pure impedance transformers.
  • a further improvement of the device can thus be achieved by an assessment of the quality of the measurement signal and / or by a control for optimizing the measurement results.
  • the feedback loop is closed by ⁇ software since the control algorithms are highly application dependent.
  • As an actuator for this measurement signal quality control typically serves a change in the system parameters and / or the system topology or structure.
  • the current measured by the current source or current sources 27, 28 is measured as a function of time.
  • These measurement results can be made available to the software. be presented. This can determine, for example by a Fourier transformation, the interference frequencies that disturb the measurement signal. It is particularly advantageous to respectively select the modulation frequency of the measuring transmitting diodes H1, 1-12, 1-13 and the compensation diode K and the repetition frequency of the measuring intervals (reference number 67, FIG. 2, to reference number 71, FIG. 2). that they do not interfere with the interference frequencies as possible.
  • a further an independent inventive concept representing measure is the introduction and / or increase a threshold for detecting the approach of an object to the measurement end of diode Hl, H2, H3 / receiving diode D.
  • a threshold for detecting the approach of an object to the measurement end of diode Hl, H2, H3 / receiving diode D.
  • it is a non-linear Fil ⁇ terfunktion, typically in the Block 37 of FIG. 1 is realized, but can also be implemented in a subsequent processing stage. All measured values below or above a threshold are fixed to a predefined value, for example.
  • the circuit according to FIG. 1 has such an interface 53 (see top right in FIG. 1), which is provided with a corresponding input hardware 7.
  • a voltage regulator 1 is advantageous, which provides the internal operating voltages. This voltage regulator 1 unnecessarily consumes energy in energy-saving mode. It is therefore useful to have a possible klei ⁇ nen part (see function block 14) to realize the circuit so that it can be operated directly with the operating voltage.
  • This block 14 has only the task via an interface 54 to 57 the Minimalkom ⁇ munication to the main processor, with which the measuring system communicates, sure.
  • the interface has, for example, a serial TX and RX two-wire line or an I 2 C bus interface 54, an interrupt output 55 for the main processor, which must be at a defined potential, a non-maskable measuring system reset 56 and a reference voltage input 57. All other systems are switched off. If possible, the normal system oscillator 6 is also switched off and instead this function block 14 of the circuit is supplied with a low frequency from a minimum oscillator 5. This one is much smaller because it does not have to drive the entire IC.
  • Such a protocol can, for example, be such that the function block 14 recognizes a sequence from a start bit and the slave address and from a bit for signaling a write access and then issues an acknowledge bit, whereupon the main processor sends the register address, the function block 14 sends an acknowledge bit and the main processor then sends a parity bit. If the function block 14 has recognized all these data as correct, the voltage regulator, the bandgap reference 2 and all other parts of the circuit are started up in a predefined sequence one after the other and / or in parallel, depending on the type and requirement. The normal I 2 C bus communication is then taken over by the block 4 (Digital Control) again until a next sleep command.
  • Digital Control Digital Control
  • block 4 (Digital Control) initiates the essential Parts of the measuring system to go into energy-saving mode.
  • function block 14 This particularly relates to the shutdown of the power supply by switching off the voltage regulator 1, the oscillator 6 and the block 4 (Digital Control) itself.
  • the function block 14 has an internal timer which can wake up the system at regular intervals, without requiring the reception of a command of the main processor via the interface 54.
  • the measured values stored there can also include configuration data of the system (for example with which of the transmitting diodes H1, H2, H3, with which the compensating diode K and with which receiving diode D and with what quality measured values were recorded.)
  • the measurement results of further measuring signal evaluation blocks such as For example, the block 16 (Extrinsic Light Measurement) are stored.
  • the bandgap reference 2 which only supplies a reference voltage for use at various points in the measuring system, can be switched off temporarily if their voltage is buffered and buffered in a sample-and-hold circuit, for example.
  • the bandgap circuit is then only for renewing the inevitably slowly draining charges from the memory element of Sample-and-hold circuit (typically a capacitor) turned on from time to time.
  • the feature essential to the present invention results from the necessary calibration of the measuring system.
  • FIG. 3 shows the control characteristic of the system when the transmitter diode amplitude Tj is controlled.
  • the Ampl itude of the jeweil strength Messsen ⁇ dediode H 1, H 2, H3 attributable fraction (see 72,75,77 in Fig. 3) of the photoelectric current I PD in the / a receiving diode D depends on the sended io ⁇ denamplitude Tj off.
  • the difference signal 63 is a DC signal.
  • the attributable to the transmitted signal portion is then in Differenzsig ⁇ nal 63 zero.
  • the maximum distance at which an approaching the Empfangsd iode ⁇ of the object or up to which a iode of the Empfangsd leaving object can still be recognized is determined d urch the control characteristic and / or fact that, in maximum amplitude of the transmitted iodine signal from the object is reflected so g roßer proportion of Sendediodensignals that iode at the Empfangsd a signal with at least the amplitude of the Kom ⁇ pensationsd iodensignals is received.
  • the offset signal leads to an inaccessible region 79 in the diagram of FIG. 4.
  • the generation of this offset signal is indicated in FIG. 1 by a calibration block 81, which for the respective transmitter / receiver combination comprises the transmitter signals 9 to 12 generates the offset signal 82, from which the signal is evidence 82 by summing he ⁇ .
  • the overall system differs from the measuring system in that, in addition to the measuring system, it also includes optical elements such as mirrors, diaphragms etc. and, of course, the housing.
  • the compensation diode K is switched to a static level.
  • the coupling between the receiving diode D and the compensation diode K is very difficult to stabilize according to experience. Therefore, the coupling is always the same as an application type, but it is assumed to fluctuate from application to application within the same type.
  • the calibration is now carried out so that the switchable reference current sources 41,42,43 are provided, with which the reference power supply 38 now is adjusted so that the measured photocurrent is always set to a same, application-specific default value.
  • the ordinate position of the line 73 in Figs. 3 and 4 are given. This ensures that an operating point is found.
  • This working point is typically set in such a way that the compensating transmitting diode current is increased until the compensation signal above the system noise becomes measurable.
  • the offset signal is set to such a value that the lowest operating point is assumed.
  • Fremdlichtrobuste device for measuring at least one optical transmission path, characterized in that they
  • At least said receiver is connected to at least one gyrator or other interfering radiation compensation unit, and
  • At least said gyrator at different times has a different internal resistance.
  • the receiver is a photodiode or other optical receiver which provides a photocurrent as a signal.
  • Device Device according to one or more of the preceding figures, characterized in that the measurement is not continuous but in measuring cycles. 4. Device according to item 3, dad urch in that at the beginning of at least one measuring cycle us a first preparation phase or the like preparation phase for stabilizing the operating point of the receiver ⁇ gers d passes.
  • At least one compensation transmitter (K) and transmits during a first preparation phase (A) the at least one compensation transmitter (K).
  • Device characterized in that during the second preparation phase (B) the at least one gyrator is higher-impedance than at other times, in particular a time outside the second preparation phase (B).
  • the at least one gyrator is higher-impedance than at other times, in particular a time outside the second preparation phase (B).
  • the at least one compensation transmitter (K) is transmitted and modulated.
  • a device according to any one of items 3 to 9, dad urch en n founded that during at least one measurement cycle in Ansch ents to the second pre ⁇ preparation phase (B), a measuring phase (C) is traversed.
  • Device characterized in that during the measuring phase (C) the at least one gyrator is higher-impedance than at a time outside the measuring phase (C) and the second preparation phase (B) of the measuring interval.
  • At least one measuring phase C
  • at least one transmitter Hl, H2, H3
  • At least one compensation transmitter (K) and at least temporarily at least one transmitter (H l, 1-12,1-13) and the said compensation transmitter (K) are transmitted and modulated.
  • the at least one compensation transmitter (K) and the at least one transmitter (H) takes place in such a way that at least portions of the compensation transmission signal of said compensation transmitter (K) at least temporarily complementary to the transmission signal of said transmitter (H1, H2, H3) are.
  • Device characterized in that the radiation of at least the said compensation transmitter (K) and at least of said transmitter (H1, H2, H3) are superposed in the receiver (D) in an additive or multiplying manner.
  • Device characterized in that at least during a period in which at least one transmitter (Hl, H2, H3) and said compensation transmitter (K) are transmitted and modulated, at least said compensation transmitter (K) and / or said Transmitter (H) are controlled in the amplitude and / or phase so that the receiver (D) receives no more shares at least a predetermined part of the transmission signal or substantially only during a predetermined measurement phase (C) to system noise and Einregelcons a DC signal receives.
  • an offset signal (82) can be added to the receiver signal which is at least in portions at times in phase synchronism with the at least one transmission signal (9, 10, 11) of at least one transmitter (H l , 1-12,1-13) and corresponds with it.

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Abstract

Mit dem Verfahren wirdeine Vorrichtung zur Vermessung einer optischen Signalübertragungsstrecke insbesondere für die Erkennung eines Objekts und/oder für die Erkennung einer Bewegung und/oder einer Bewegungsrichtung eines Objekts kalibriert. Dabei ist die Vorrichtung versehen mit mindestens einem Messsender (H1,H2,H3) zum Senden eines optischen Messsignals, mindestens einem Kompensationssender (K) zum Senden eines zum optischen Signal des mindestens einen Messsenders (H1,H2,H3) gegenphasigen Kompensationssignals und mindestens einem Empfänger (D) zum wechselweisen Empfang des optischen Signals des mindestens einen Messsenders (H1,H2,H3) und des optischen Kompensationssignals des mindestens einen Kompensationssenders (K). Bei dem Verfahren sendet bei deaktiviertem Messsender (H1,H2,H3) der mindestens eine Kompensationssender (K) ein Kompensationssignal, wohingegen der mindestens eine Empfänger (D) dieses Kompensationssignal empfängt. Die Amplitude des Kompensationssignals wird derart eingestellt, dass sich ein elektrisches Messsignal mit einer Amplitude einstellt, die oberhalb der Amplitude eines von dem mindestens einen Empfänger (D) und/oder einer Ansteuer-und Auswerteeinheit (17) erzeugten Signalrauschens ist. Ferner wird ein gegenphasig zum Kompensationssignal und damit in Phase mit dem Messsendesignal liegendes Offset-Signal mit einer Amplitude bereitgestellt, die gleich der Amplitude des im Signalpfad nach dem mindestens einen Empfänger (D) durch das Kompensationssignal des Kompensationssenders (K) hervorgerufenen Signals ist.

Description

Verfahren zur Kalibrierung einer Vorrichtung zur Vermessung einer optischen Signalübertragungsstrecke
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Kalibrierung einer Vorrichtung zur Vermessung einer optischen Signalübertragungsstrecke insbesondere für die Erkennung eines Objekts und/oder für die Erkennung einer Bewegung und/oder einer Bewegungsrichtung eines Objekts.
Hierbei wird typischerweise eine Fotodiode in Sperrrichtung betrieben. Es hat sich als besonders vorteilhaft erwiesen, die Fotodiode zur Kompensation eines aus (z. B. Umgebungs-)Störstrahlung resultierenden Fotostroms durch eine spannungsgesteuerte Stromquelle zu bestromen und in einem spannungs- mäßig vorbestimmten Arbeitspunkt zu halten.
Bei Vorrichtungen zur optischen Signalübertragung, wie sie beispielsweise unter der Bezeichnung HALIOS® bekannt sind, besteht ein Problem darin, dass die optische Kopplung der miteinander in optischer Wirkverbindung stehenden Elemente in relativ hohem Maße fertigungs- und montageabhängig ist. Daher ist es zweckmäßig, wenn derartige Vorrichtungen zur Vermessung einer optischen Signalübertragungsstrecke insbesondere automatisch kalibrierbar sind, und zwar nicht nur während bzw. nach der Herstellung der Vorrichtung, sondern auch während des Betriebs der Vorrichtung .
Beispiele für Vorrichtung der zuvor genannten Art sind in EP-A-1 426 783 und WO-A-01/54276 beschrieben.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Verfahren zur Kalibrierung einer Vor- richtung zur Vermessung einer optischen Signalübertragungsstrecke insbesondere für die Erkennung eines Objekts und/oder für die Erkennung einer Bewe- gung und/oder einer Bewegungsrichtung eines Objekts zu schaffen, mit dem sich der Einsatzbereich der Vorrichtung verbessern und erweitern lässt.
Zur Lösung dieser Aufgabe wird mit der Erfindung ein Verfahren zur Kalibrie- rung einer Vorrichtung zur Vermessung einer optischen Signalübertragungsstrecke insbesondere für die Erkennung eines Objekts und/oder für die Erkennung einer Bewegung und/oder einer Bewegungsrichtung eines Objekts vorgeschlagen,
wobei die Vorrichtung versehen ist mit
- mindestens einem Messsender zum Senden eines optischen Messsignals,
mindestens einem Kompensationssender zum Senden eines zum optischen Signal des mindestens einen Messsenders gegenphasigen Kompensationssignals,
- mindestens einem Empfänger zum wechselweisen Empfang des optischen Signals des mindestens einen Messsenders und des optischen Kompensationssignals des mindestens einen Kompensationssenders und
einer Ansteuer- und Auswerteeinheit zur Ansteuerung des mindestens einen Messsenders mit einem ersten modulierten Ansteuersignal, des mindestens einen Kompensationssenders mit einem zweiten modulierten Ansteuersignal und des mindestens einen Empfängers zwecks Sendens des optischen Messsignals bzw. des optischen Kompensationssignals bzw. zwecks Empfangs eines optischen Signals und zur Auswertung des empfangenen optischen Signals zwecks Erzeugung eines die Vermessung der optischen Signalübertragungsstrecke repräsentierenden Auswertesignals und
wobei bei dem Verfahren
bei deaktiviertem und damit nicht mit dem modulierten Ansteuersig- nal angesteuerten Messsender folgende Kalibrationsschritte durchgeführt werden : der mindestens eine Kompensationssender sendet ein Kompensationssignal und der mindestens eine Empfänger empfängt dieses Kompensationssignal, und
die Amplitude des Kompensationssignals wird derart eingestellt, dass sich in der Ansteuer- und Auswerteeinheit ein elektrisches Messsignal mit einer Amplitude einstellt, die oberhalb der Amplitude eines von dem mindestens einen Empfänger und/oder der Ansteuer- und Auswerteeinheit erzeugten Signalrauschens ist, wobei die Vorrichtung nach Durchführung dieser Kalibrationsschritte kalibriert ist und während eines anschließenden, zum Zwecke des Erkennens eines Objekts und/oder einer Bewegung eines Objekts und/oder einer Bewegungsrichtung eines Objekts erfolgenden Sendens von modulierten Messsendesignalen von der Ansteuer- und Auswerteeinheit zur Ansteuerung des Kompensationssenders ein gegenphasig zum Kompensationssignal und damit in Phase mit dem Messsendesignal liegendes moduliertes Offset-Signal für den mindestens einen Messsender mit einer Amplitude bereitstellt, die gleich der Amplitude des im Signalpfad hinter dem mindestens einen Empfänger durch das Kompensationssignal des Kompensationssenders hervorgerufenen Signals ist.
Bei der erfindungsgemäß zu kalibrierenden Vorrichtung zur Vermessung einer optischen Signalübertragungsstrecke wird sowohl für den mindestens einen Messsender als auch für den mindestens einen Kompensationssender mit mo- dulierten Signalen gearbeitet, wobei diese Signale gegenphasig, also um 180° phasenverschoben sind . Die Vorrichtung befindet sich dann in ihrem ausgeregelten Zustand, wenn der mindestens eine Empfänger ein Gleichsignal empfängt, die Amplituden der optischen Signale von Messsender und Kompensationssender also gleich sind . Dieses ausgeregelte System wird in dem Augen- blick "gestört", indem sich in der optischen Signalübertragungsstrecke zwischen dem mindestens einen Messsender und dem mindestens einen Empfänger ein zuvor nicht existentes Objekt befindet. Dieses Objekt reflektiert näm- l ieh Anteile des optischen Messsig nals in den mindestens einen Empfänger hinein . Je weiter das Objekt vom mindestens einen Messsender bzw. mindestens einen Empfänger entfernt ist, desto schwächer ist das reflektierte Signal , das der Empfänger noch empfängt. Durch beispielsweise Differenzbild ung des empfangenen Kompensationssignals und des empfangenen , am Objekt reflektierten Messsig nals kann dann ein für d ie Entfern ung des Objekts repräsentatives Auswertesig nal ermittelt werden . Wie bereits oben erwähnt, ist d iese Art der Vermessung optischer Signalübertrag ungsstrecken unter der Bezeichnu ng HALIOS bekannt und beispielsweise in DE-A- 102 56 429 beschrieben .
Eine solche Vorrichtung lässt sich erfindungsgemäß dad urch kompensieren, dass dafür gesorgt wird, dass sich auch bei kleinsten Amplituden des von einem Objekt reflektierten und vom Empfänger empfangenen Messsig nals eine Auswertu ng mög lich ist. Die kleinsten noch zu verarbeitenden Sig nale der Vor- richtung zur Vermessung der optischen Signalü bertrag ungsstrecke werden in erster Linie vom Systemrauschen bestimmt, was wiederum in erster Linie vom Rauschverhalten des Empfängers und/oder der Ansteuer- und Auswerteeinheit bestimmt ist. Das Problem ist, dass das Systemrauschen von Vorrichtung zu Vorrichtung verschieden sein kann , da selbst bei ein und dersel ben Appl ikation die optische Koppl ung von Vorrichtung zu Vorrichtung verschieden sein kann . Daher muss also das Systemrauschen jeder Vorrichtung vermessbar sein, um d ie Vorrichtung kal ibrieren zu können .
Erfindungsgemäß wird hierzu bei der Vorrichtung zur Vermessung einer opti- sehen Signalübertragungsstrecke der mindestens eine Kompensationssender genutzt, indem d ieser Sender bei deaktiviertem Messsender bzw. deaktivierten Messsendern betrieben wird , bis sich in der Ansteuer- und Auswerteeinheit ein elektrisches Signal einstellt, welches oberhalb des Systemrauschens liegt und damit "detektierbar" ist. Die Amplitude des Kompensationssig nals, die zu einem (gerade) noch "detektierbaren" elektrischen Signal innerhal b der Ansteuer- und Auswerteeinheit, d . h . zu einem Messsig nal oberhal b des Systemrauschens führt, wird nu n genutzt, um mit d ieser Amplitude ein Synch ron zum optischen Messsignal liegendes elektrisches Offset-Sig nal bereitzustel len, das während der späteren N utzung der Vorrichtung zwecks Vermessens einer optischen Signalübertragungsstrecke dem optischen Messsig nal überlagert wird . Damit liegen also auch geringste von dem Empfänger empfangene Anteile des Messsignals oberhal b des Systemrauschens vor und können damit in der An- steuer- und Auswerteeinheit zur Bild ung eines Auswertesig nals, das die Entfernung eines Objekts von der Vorrichtung repräsentiert, genutzt werden . Darüber hinaus verhält sich jede dergestalt kal ibrierte Vorrichtung gleich (selbstverständ lich unter Zug rundeleg ung des gleichen Applikationstyps) .
Es sei an d ieser Stel le nochmals hervorgehoben, dass während der Kal ibration der mindestens eine Messender bzw. jeder Messsender vollständig deaktiviert ist, also nicht mit mod ulierten Ansteuersig nalen beaufschlagt wird . Während der Kal ibrationsphase wird also ausschl ießlich der Kompensationssender be- trieben, und zwar mit einem mod ulierten Signal .
Es ist zweckmäßig, die Amplitude des Kompensationssignals von geringen Werten, insbesondere auch von null an zu g rößeren Werten h in zu steigern, um zu ermitteln, ab wann das sich in der Ansteuer- und Auswerteeinheit ein- stel lende elektrische Messsig nal eine Ampl itude oberhalb des Systemrauschens hat. Eine An näherung an d iesen Arbeitspunkt "von oben" ist grundsätzl ich auch mög lich, setzt aber voraus, dass die Amplitude des Kompensationssignals zumindest einmal zu einem elektrischen Messsignal mit einer Ampl itude, die kleiner als das Systemrauschen ist, führt, um ab d iesem Punkt die Amplitude des Kompensationssig nals dann wieder zu erhöhen, bis das elektrische Mess¬ signal der Ansteuer- und Auswerteeinheit eine Amplitude geringfügig oberhal b des Systemrauschens aufweist.
Die Erfind ung wird nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispiels sowie unter Bezugnahme auf d ie Zeichnung näher erläutert. Im Einzelnen zeigen dabei :
Fig . 1 eine Ü bersicht über das Gesamtsystem als Blockschaltungsdiagramm, Fig . 2 den Zeitverlauf verschiedener Sig nale des Gesamtsystems gemäß Fig . 1 während eines Messintervalls bzw. während eines Messzykl us und Fig n . 3 und 4
Diag ramme zur Verdeutl ichung einer (Auto-) Kalibrierung des Gesamtsystems.
Die Erfind ung wird nachfolgend anhand einer Vorrichtung zur störstrahl ungs- kompensierten Ansteuerung einer Fotodiode und zur Auswertung des Fotostroms beschrieben, die al lerdings Merkmale enthält, die zur Real isierung der Erfindung nicht zwingend erforderlich sind .
Bei der störstrahl ungskompensierten Vorrichtung wird die Empfangsdiode D über zwei Anschl üsse betrieben . Ü ber die Schaltungsknoten 61 ,62 wird die Empfangsdiode D von zwei gesteuerten Stromq uellen 27,28 bestromt. Hierbei erfassen zwei Verstärker 26,29 die Potenziale auf den von den Anschl üssen ausgehenden Eingangsleitungen 30,31 . Ändert sich der Arbeitspunkt der Diode zum Beispiel d urch permanente Bestrahl ung mit Sonnenlicht, so ändert sich der generierte Fotostrom . Der Spannungsabfal l über der Empfangsdiode D ändert sich und die Arbeitspotenziale der Eingangsleitungen 30,31 und damit an den Eingängen der Verstärker 26,29. Dieses wird d urch die Verstärker 26,29 registriert. Diese vergleichen die Potenziale auf den Eingangsleitungen 30,31 jeweils mit einem Referenzpotenzial Refl , Ref2. Die Ausgänge der Ver- stärker 26,29 regeln die Stromq uellen 27,28 nun so nach, dass die Spannungswerte der Eingangsleitungen 30, 31 wieder den Vorgaben entsprechen . Koppelkondensatoren 24,25 bilden eine Barriere für die Gleichspannungspegel auf den Eingangsleitungen 30,31 zu nachgeordneten Schaltungen . Die Kondensatoren 24,25 sind auf der den Anschl üssen abgewandten Seite mit den Eingängen zu Mess Verstärkern 18, 19 verbunden . Die Ausgänge 33,34 der Messverstärker 18, 19 sind jeweils über einstellbare Kapazitäten 20 bzw. 21 auf ihre Eingänge zurückgekoppelt. Eine Differenzstufe 35 bildet das Differenzsig- nal 63 der beiden Verstärkerausgangssignale. Im Idealfall soll dieses Signal 63 das Nutzsignal der Fotodiode darstellen.
Wie bereits zuvor beschrieben, führt die oben skizzierte Regelung durch die Verstärker 26,29 der beiden spannungsgesteuerten Stromquellen 27 bzw. 28 und die Änderung der Einstellung der Stromquellen 27,28 zu einer Belastung des Nutzsignals, was die Reichweite massiv einschränkt.
Der erfindungsgemäßen Vorrichtung bzw. dem erfindungsgemäßen Verfahren liegt nun die Erkenntnis zugrunde, dass bei den meisten Anwendungen, insbe¬ sondere im Zusammenhang mit einer Gestensteuerung für mobile Geräte, ein permanenter Messbetrieb gar nicht notwendig oder erwünscht ist. Ein solcher Betreib verbraucht Energie, die insbesondere bei mobilen Geräten äußerst "kostbar", weil nur begrenzt verfügbar, ist.
Die Vorrichtung sollte also zeitabhängig in verschiedenen Systemzuständen, d.h. in einzelnen zeitlich getrennten und aufeinanderfolgenden Messintervallen betrieben werden, die jeweils mindestens eine Messphase aufweisen. In die¬ sem Messzustand wird die Nachregelung durch die Stromquellen 27,28 prak- tisch ausgeschaltet. Einzig die Kondensatoren 24,25 halten die jeweiligen Arbeitspunkte. Dies ist gleichzusetzen mit einer Änderung des Innenwiderstands der Stromquellen 27,28.
Eine solche schlechte (weil "träge") Regelung verhindert aber die Anpassung an eine Fremdlichtbestrahlung. Es ist daher sinnvoll, pro Messintervall einen weiteren Zustand, nämlich eine (Mess-)Vorbereitungsphase zu definieren, in der der Innenwiderstand der Stromquellen 27,28 minimal ist. In diesem Zustand regeln die Stromquellen schnell nach. Ein Nutzsignal würde in der Vorbereitungsphase stark belastet und verfälscht. Daher wird in dieser Vorberei- tungsphase noch keine Messung durchgeführt. In einer nicht gezeigten Sample-and-Hold-Schaltung wird das Ergebnis der jeweiligen Messung typischerweise zwischengespeichert.
Ein Problem, das sich jedoch nun ergibt, besteht darin, dass eine Störung, die während einer Messung auftritt, die Messverstärker 18,19 über- oder untersteuern kann.
Ein solchermaßen gestörtes Messergebnis ist nicht verwendbar. Daher ist es sinnvoll, das Messergebnis quantitativ zu bewerten.
Im einfachsten Fall kann dies beispielsweise dadurch geschehen, dass die Messverstärker 18,19 je ein Signal für Übersteuerung und je ein Signal für Untersteuerung ausgeben. Somit sind 16 Zustände des Systems von zwei Messverstärkern 18,19 mit je zwei Bewertungssignalen möglich. Von diesen sind nicht alle sinnvoll, da beispielsweise eine gleichzeitig auftretende Über- und Untersteuerung nicht realistisch, jedoch trotzdem fehlerhaft ist.
Trotzdem bildet das vier-Bit-Wort, das auf diese Weise gebildet wird, eine quantitative Bewertung jedes Messergebnisses.
Im Gegensatz zum Stand der Technik werden also keine Transimpedanzverstärker, sondern Integratoren, die Teil der besagten Messverstärker 18, 19 sind, am Eingang des Systems verwendet. Der Ablauf eines Messintervalls wird beispielsweise durch den Digital-Control- Block 4 des (Block-)Schaltbilds nach Fig. 1 gesteuert. Durch dessen Ablaufsteuerung wird ein Messungsaktivierungssignal "Measure" (Bezugszeichen 66, Fig. 2) zu Beginn der Messung (Bezugszeichen 67, Fig. 2) aktiviert. Damit beginnt die erste Vorbereitungsphase A. In dieser Phase A regeln die Stromquel- len 27,28 niederohmig den Arbeitspunkt der Empfangsdiode D nach. Der Ausgang der Stromversorgung für eine Kompensationsdiode K wird aktiv geschal¬ tet. Hierdurch bestrahlt die Kompensationsdiode K bereits die Fotodiode D. Die Kompensationsdiode K wird zunächst nicht moduliert. Durch die Niederohmig- keit der Stromquellen 27,28 kommen die Messverstärker 18,19 schnell in ihre Arbeitspunkte. Die Kapazitäten 20,21 bzw. Koppelkondensatoren 24,25 werden auf ihre Arbeitspegel aufgeladen. Die Stromquellen 64,65,66,67 für den Betrieb von in diesem Ausführungsbeispiel drei Messsendedioden Hl, 1-12,1-13 (wegen der mehrdimensionalen insbesondere 3D-Gestenerkennung) und die Kompensationsdiode K werden auf die jeweiligen Betriebswerte eingestellt.
Am Ende der Phase A zum Zeitpunkt 69 (Fig. 2) wird das Signal "hold" (siehe Bezugszeichen 68, Fig. 2) aktiv. Die spannungsgesteuerten Stromquellen 27,28 gehen von ihren bis dahin eingenommenen niederohmigen in einen hochohmigen Zustand. Damit werden ihre Arbeitspunkte "eingefroren". Zu diesem Zeitpunkt sollte das Differenzsignal 63 der Ausgänge der Messverstärker 18,19 konstant Null sein, da die Arbeitspunkte eingeregelt sind.
Da auch das Umschalten in den hochohmigen Zustand zu Störungen führt, ist es sinnvoll, noch einige Zeit verstreichen zu lassen, bis die eigentliche Messung beginnt. Diese Zeit wird Stabilisierungsphase oder zweite Vorbereitungsphase B (Fig. 2) genannt. Sie endet zum Zeitpunkt 70 (Fig. 2).
Im einfachsten Fall handelt es sich bei den Modulationssignalen 45,46,47,48 für die Kompensationsdiode K bzw. für die Messsendedioden Hl, 1-12,1-13 um 180° phasenverschobene Rechtecksignale, die in der Amplitude regelbar sind, (siehe in Messphase C Fig. 2).
Die Messung beginnt, indem z. B. die Abstrahlung der Kompensationsdiode abgeschwächt oder gar ausgeschaltet wird (siehe Bezugszeichen 45 und 69 in Fign. 1 und 2). Gleichzeitig wird typischerweise mindestens eines der Sende¬ signale (siehe Bezugszeichen 46 und/oder 46 und/oder 47 in Fign. 1 und 2) eingeschaltet. Die typischerweise mindestens eine Messsendediode Hl und/oder H2 und/oder H3 bestrahlt mit Umweg über die zu vermessende Übertragungsstrecke die (Empfangs-)Fotodiode D. Bei mehreren Sendedioden werden diese (z.B. zyklisch) sequentiell angesteuert.
Die Kompensationssendediode K und die typischerweise mindestens eine Messsendediode Hl oder H2 oder H3 werden abwechselnd abgeschwächt bzw. zu verstärkter Abstrahlung veranlasst. Zunächst wird dies zu einer verbleibenden Modulation des Ausgangssignals der Eingangsstufe führen. Nach einer Verstärkung durch einen Verstärker 36 kann das so empfangene modulierte Signal mit einem Demodulator in ein Gleichsignal verwandelt werden. Dies kann zur Regelung der Amplitude der Modulation der einen Messsendediode oder jeweils einer der Sendedioden Hl, 1-12,1-13 und/ oder der Amplitude der Modulation der Kompensationsdiode K verwendet werden.
In Fig. 2 wird beispielhaft als Fall Fl eine Regelung der Kompensationsdiode K gezeigt und als Fall F2 eine Regelung der Messsendediode bzw. -dioden H1,H2,H3. Die Regelung kann dabei für die Messsendedioden H1,H2 und H3 unterschiedlich sein. Typischerweise werden darüber hinaus die Messsendedio¬ den H1,H2 und H3 nicht gleichzeitig sondern zeitversetzt betrieben. Dabei können auch mehr als eine Empfangsdiode zum Einsatz kommen. Der Zeitver- satz wird dabei typischerweise so gewählt, dass immer nur eine Empfangs¬ diode D und eine Sendediode H1,H2,H3 gleichzeitig aktiv sind.
Im Folgenden wird die Regelung über die Änderung der Modulationsamplitude der Sendediode H1,H2,H3 erläutert.
Hierbei regelt der so erhaltene Messwert die Amplitude der jeweiligen Mess¬ sendediode H1,H2,H3 nach. Es hat sich gezeigt, dass es sinnvoll ist, diesen Wert vor der Gegenkopplung zu verstärken. Dieses Prinzip ist auch aus Operationsverstärkerschaltungen bekannt und dient der Unterdrückung parasitärer Faktoren und Einflüsse. Zum besseren Verständnis sei hier auf die nachfolgend genannten Schriften und Patentanmeldungen verwiesen, deren Inhalte in Kombination mit der hier offenbarten technischen Lehre Teil dieser Anmeldung sind: DE-B-103 46 741, EP-A-2 546 620, EP-A-2 356 000, EP-B-1 410 507, EP-B-1435509, EP-A-2418512, EP-B-1 269629, DE-A-10322552, DE-B-10 2004 025 345, EP-A-2 405 283, DE-C-44 11 773, WO-A-2012/163725, DE-A- 2006 020 579, DE-B-10 2005 045 993, EP-B-1 979 764, DE-A-10 2012 024 778, DE-A-10 2013 000 376, DE10 2013 003 791.3, DEA-10 2013 000 380, WO-A-2014/096385, WO-A-2013/124018, DE-B-102013002304, EP-A-2624 019, DE-A-10 2012 025 564, DE 10 2013 002 674.1, DE-A-10 2013 222 936, DE-A-102012015442, DE-A-102012015423, DE-B-102012024597, EP-A- 2679982, EP-A-2597482, DE-A-102013002676, EP-A-2653885.
Durch die Regelung stellt sich im Idealfall ein Gleichgewicht ein und das Ausgangssignal 50 des Demodulators 37 stellt nach der besagten Verstärkung ein Maß für die Dämpfung des Sendesignals im Übertragungskanal dar. Die erfindungsgemäße Steuerung der Stromquellen 27,28 macht sich an den Eingangsleitungen 30,31 in einem Eingangswiderstand dahingehend bemerk¬ bar, dass die Stromquellen in Abhängigkeit von typischerweise mindestens zwei Phasen eines Messzyklus (Bezugszeichen A und C, B und C oder A und B und C der Fig. 2) schwanken.
Natürlich ist die Wirksamkeit der spannungsgesteuerten Stromquellen 27,28 durch die realen Gegebenheiten eingeschränkt. Die Stromquellen 27,28 können nur bis zu einem Maximalstrom versuchen, den jeweils vorgegebenen Spannungspegel zu halten.
Das Messintervall (von Bezugszeichen 67, Fig. 2, bis Bezugszeichen 71, Fig. 2) wird dadurch beendet, dass das "Measure"-Signal (66) am Ende des Messzyk¬ lus (siehe Bezugszeichen 71, Fig. 2) wieder inaktiv wird. Alle Sendesignale werden abgeschaltet und das Messergebnis typischerweise beispielsweise in einer (nicht gezeichneten) Sample-and-Hold-Schaltung eingefroren. Je nach Anwend ung ist es sinnvol l , in regel mäßigen Zeitabständen ein derartiges Messintervall (von Bezugszeichen 67, Fig . 2, bis Bezugszeichen 71 , Fig . 2) in kürzeren oder längeren Zeitabständen zu wiederholen . Höhere Wiederholfrequenzen für die Messsequenzen haben dabei al lerdings eine höhere Strom- aufnähme zur Folge.
Als eine weitere Maßnahme zur Verbesserung der optischen Abstandsmessung kann das System in die Lage versetzt sein, zumindest einige und typischerweise jeden Messwert mit einem Qual itätswert der Messung zu versehen, also eine Messsignalqualitätsermittl ung d urchzuführen . Diese Maßnahme bildet im Rahmen d ieser Anmeld ung einen sel bstständ igen Erfindungsgegenstand .
Somit ergibt sich bei mehreren aufeinanderfolgenden Messintervallen eine Folge von Messwerten mit zugehörigen Qualitätswerten, die es einem Mess- wertschätzer erlauben, einen optimierten Messwert zu schätzen und eine Wahrscheinlichkeit der Korrektheit dieses Messwertes anzugeben . Der daraus resultierende Messwertvektor kann beispielsweise als Basis für die Feature- Extraktion einer Gestenerkennung genutzt werden . Dies ist insbesondere dann von Nutzen, wenn ein Störer nicht, wie z. B. Sonnenlicht, mit relativ niedriger Frequenz (beispielsweise aufgrund von Abschattung d urch z. B. Bäume), sondern wie z. B. bei Leuchtstoffröhren oder bei der Fahrt in einem Cabrio im Sonnenschein unter Bäumen hind urch relativ schnel l mod uliert wird . Sel bst wenn die Störungsfrequenz in der Nähe der Mod ula- tionsfreq uenz der Messsended ioden H l , 1-12,1-13 und des Kompensationssenders K liegt, wird diese Freq uenz in der Regel nicht korrekt getroffen . Es kommt zu einer Schwebung im Regelsig nal, die erkannt und genutzt werden kann . Die Qual ität der Messung wird typischerweise mit der Schwebu ngsfrequenz zeitabhängig schwanken . Da das System infolge der Bewertung der Messergebnisse nur solche Messwertseq uenzen auswertet, d ie relativ ungestört sind, kommt es de facto somit automatisch zu einer Abtastung des Messsignals nur zu relativ ungestörten Zeiten . Darüber hinaus ist es denkbar, dass nicht nur als gestört erkannte Messwerte verworfen werden, sondern auch solche, für die ein Schätzer eine hohe Störungswahrscheinlichkeit ermittelt. Dies können beispielsweise direkt vorausgehende oder direkt folgende Messwerte sein. Auch sollte ein solches Messsystem Gegenmaßnahmen bei erkannten Störungen einleiten.
Hierzu gehört beispielsweise eine Änderung der Messfrequenz. Dies kann sowohl die Wiederholfrequenz der Messintervalle als auch die Modulationsfre¬ quenz der Messsendedioden Hl, 1-12,1-13 und der Kompensationssendediode K betreffen. Auch kann die Schaltung anders parametrisiert werden. Beispielsweise können die Zeitkonstanten der als Integratoren wirkenden Messverstärker 18,19 geändert werden, indem die Kapazitäten 20,21 veränderbar sind. Im Extremfall können die Integratoren durch Überbrückung ihrer Kapazitäten 20,21 mit Hilfe der programmierbaren Schalter 22,23 überbrückt werden. Es kommt also, wie man an diesem Beispiel sieht, auch eine Änderung der System- oder Schaltungstopologie in Frage. Die Integratoren werden dann zu rei¬ nen Impedanzwandlern.
Eine weitere Verbesserung der Vorrichtung kann also durch eine Beurteilung der Qualität des Messsignals und/oder durch eine Regelung zur Optimierung der Messergebnisse erreicht werden. Im Allgemeinen wird die Rückkopplungs¬ schleife durch Software geschlossen, da die Regelalgorithmen sehr stark applikationsabhängig sind. Als Stellglied für diese Messsignalqualitätsregelung dient typischerweise eine Änderung der Systemparameter und/oder der Systemtopologie oder -struktur.
Eine weitere Möglichkeit, die in die Qualitätsbewertung eines Messergebnisses einfließen kann, ist die Auswertung der Stromquellen-Ströme. Hierzu wird im Block 16 ("Extrinsic Light Measurement" bzw. "Messung des äußeren Lichtes") zeitabhängig der Strom gemessen, den die Stromquelle oder Stromquellen 27,28 liefern. Diese Messergebnisse können der Software zur Verfügung ge- stellt werden. Diese kann beispielsweise durch eine Fourier-Transformation die Störfrequenzen bestimmen, die das Messsignal stören. Es ist besonders vorteilhaft, die Modulationsfrequenz der Messsendedioden Hl, 1-12,1-13 und der Kompensationsdiode K und die Wiederholfrequenz der Messintervalle (Bezugs- zeichen 67, Fig. 2, bis Bezugszeichen 71, Fig. 2) jeweils so zu wählen, dass sie mit den Störfrequenzen möglichst nicht interferieren. Somit kann beispielsweise durch "Frequency-Hopping" die Störsignal-Robustheit angehoben werden. Des Weiteren ist es denkbar, statt eines monofrequenten Sendesignals ein bandbegrenztes Signal zu verwenden und so schmalbandige Störer durch ein Spread-Spectra-Verfahren in ihrem Einfluss auf das Messergebnis zu reduzie¬ ren. Solche möglichen Sendesignale sind beispielsweise geeignete Pseudozu- fallsfolgen (siehe hierzu auch EP-A-2 631 674, deren Inhalt hiermit durch Be- zugnahme Gegenstand der vorliegenden Anmeldung ist)
Eine weitere einen selbstständigen Erfindungsgedanken repräsentierende Maßnahme ist die Einführung und/oder Anhebung einer Schwelle für die Erkennung der Annäherung eines Objekts an die Messsendedioden Hl,H2,H3/Empfangsdiode D. Hierbei handelt es sich um eine nichtlineare Fil¬ terfunktion, die typischerweise in dem Block 37 der Fig. 1 realisiert ist, aber auch in einer nachfolgenden Verarbeitungsstufe realisiert sein kann. Dabei werden alle Messwerte unterhalb oder oberhalb einer Schwelle beispielsweise auf einen vordefinierten Wert fixiert.
Schließlich kann aufgrund der Messungen ein rechnerisches Modell eines Stö¬ rers parametrisiert werden und Zeitpunkte und Einstellungsparameter für das Messsystem prognostiziert werden, bei und mit denen das nächste Messintervall mit einer besonders guten Qualität durchgeführt werden kann. Nachfolgend soll auf eine weitere Besonderheit der Schaltung nach Fig. 1 eingegangen werden, bei der es sich um einen weiteren selbstständigen Erfindungsgedanken handelt. Gerade für mobile Anwendungen ist es besonders wichtig, möglichst wenig Energie zu verbrauchen. Daher ist es besonders günstig, wie oben beschrie¬ ben, die Messsendedioden bzw. eine der Messsendedioden Hl, 1-12,1-13 und nicht die Kompensationsdiode K zu modulieren und das System nur bei Bedarf zu betreiben. Um die erforderliche Betriebsenergie weiter zu reduzieren, ist es sinnvoll, das System nicht zu betreiben, wenn es beispielsweise komplett ab¬ geschattet ist. Dies ist beispielsweise bei einem Einsatz in einem Mobiltelefon dann der Fall, wenn der Nutzer sich das Telefon zum Telefonieren an das Ohr hält. Für die Erkennung derartiger Nutzungssituationen ist es daher sinnvoll, einen weiteren, typischerweise passiven Sensor vorzusehen, der beispielsweise durch Messung des Umgebungslichts die Nutzungssituation vorklassifizieren kann. Auch hier ist ggf. der Einsatz einer innenwiderstandsmodulierten Stör- strahlungs-Kompensationsschaltung sinnvoll, wenn modulierte Signale erkannt werden sollen. Die Schaltung gemäß Fig. 1 verfügt über eine solche Schnittstelle 53 (siehe in Fig. 1 oben rechts), die mit einer entsprechenden Eingangs- Hardware 7 versehen ist.
Darüber hinaus kann es sinnvoll sein, das ganze System in einen Energie¬ sparmodus zu versetzen, um den Energieverbrauch noch weiter zu reduzieren. Hierbei muss beachtet werden, dass moderne integrierte Schaltungen typi- scherweise intern mit einer niedrigeren Spannung betrieben werden, als ihre Peripherie. Insoweit ist ein Spannungsregler 1 von Vorteil, der die internen Betriebsspannungen bereitstellt. Dieser Spannungsregler 1 verbraucht im Energiesparmodus unnötig Energie. Es ist daher sinnvoll, einen möglichst klei¬ nen Teil (siehe Funktionsblock 14) der Schaltung so zu realisieren, dass er direkt mit der Betriebsspannung betrieben werden kann. Dieser Funktionsblock 14 hat einzig die Aufgabe, über eine Schnittstelle 54 bis 57 die Minimalkom¬ munikation zum Hauptprozessor, mit dem das Messsystem kommuniziert, sicherzustellen. Die Schnittstelle weist beispielsweise eine serielle TX- und RX- Zweidraht-Leitung oder eine I2C-Bus-Schnittstelle 54, einen Interrupt-Ausgang 55 für den Hauptprozessor, der auf einem definierten Potenzial liegen muss, einen nicht maskierbaren Messsystem- Reset 56 und einer Referenzspan- nungseingang 57 auf. Alle anderen Systeme sind ausgeschaltet. Wenn möglich wird auch der normale Systemoszillator 6 abgeschaltet und stattdessen dieser Funktionsblock 14 der Schaltung mit einer niedrigen Frequenz aus einem Minimaloszillator 5 versorgt. Dieser ist wesentlich kleiner, da er nicht den gesamten IC treiben muss.
Somit sind im Energiesparmodus nur die Standard-Blöcke 14 und 6 aktiv. Aus¬ geschaltet ist insbesondere die Band-Gap-Referenz 2, der Block 4 (Digital- Control), der Spannungsregler 1 und alle Messverstärker und Empfangs- und Sendeeinrichtungen.
Handelt es sich bei der Schnittstelle 54 beispielsweise um eine I2C Schnitt¬ stelle, so ist es sinnvoll, den Funktionsblock 14 so zu gestalten, dass er nur einen ganz bestimmten Befehl auf dem Bus erkennen kann, der an eine ganz genau vorgegebene Registeradresse gesendet wird.
Ein solches Protokoll kann beispielsweise so aussehen, dass der Funktionsblock 14 eine Sequenz aus einem Start-Bit sowie der Slave-Adresse und aus einem Bit zur Signalisierung eines Schreibzugriffs erkennt und daraufhin ein Acknowledge-Bit ausgibt, woraufhin der Hauptprozessor die Registeradresse sendet, der Funktionsblock 14 ein Acknowledge-Bit sendet und der Hauptprozessor daraufhin ein Parity-Bit sendet. Hat der Funktionsblock 14 alle diese Daten als korrekt erkannt, werden der Spannungsregler, die Bandgap-Referenz 2 und alle anderen Teile der Schaltung in einer vordefinierten Sequenz nacheinander und/oder parallel, je nach Typ und Erfordernis, hochgefahren. Die normale I2C-Bus Kommunikation wird dann durch den Block 4 (Digital Control) wieder bis zu einem nächsten Einschlafbefehl übernommen. Nach Empfang eines solchen Einschlafbefehls veranlasst der Block 4 (Digital control) die wesentlichen Teile des Messsystems, in den Energiesparmodus überzugehen. Der letzte Teil der Abschaltsequenz muss jedoch vom Funktionsblock 14 gesteuert werden. Dies betrifft insbesondere die Abschaltung der Energieversorgung durch Abschaltung des Spannungsreglers 1, des Oszillators 6 und des Blocks 4 (Digital Control) selbst.
Es ist weiter sinnvoll, wenn der Funktionsblock 14 über einen internen Zeitgeber verfügt, der in regelmäßigen Abständen das System aufwecken kann, ohne dass es dazu des Empfangs eines Befehls des Hauptprozessors über die Schnittstelle 54 bedarf.
Es kann sinnvoll sein, wenn das System nach Durchführung von bezüglich Anzahl und Art vordefinierten Messungsintervallen wieder in den Energiesparmodus wechselt, ohne dass es hierzu eines gesonderten Befehls des Hauptpro- zessors über die Schnittstelle 54 von außen bedarf.
Hierbei ist es sinnvoll, wenn die Messwerte und vorzugsweise auch die Mess¬ wertqualitäten in einem (nicht gezeigten) Speicher abgelegt werden. Zu den dort abgelegten Messwerten können auch Konfigurationsdaten des Systems zählen (beispielsweise mit welchem der Sendedioden Hl, H2, H3, mit welcher der Kompensationsdiode K und mit welcher Empfangsdiode D wann und mit welcher Qualität Messwerte aufgenommen wurden. Auch können dort die Messergebnisse weiterer Messignalbewertungsblöcke wie beispielsweise des Blocks 16 (Extrinsic Light Measurement) abgelegt werden.
Im normalen Messbetrieb darf aber trotz des Energiesparmodus keine Energie "verschwendet" werden. Daher kann beispielsweise die Bandgap-Referenz 2, die ja nur eine Referenzspannung für die Verwendung an verschiedenen Stellen im Messsystem liefert, zeitweise abgeschaltet werden, wenn deren Span- nung beispielsweise in einer Sample-and-Hold-Schaltung zwischengespeichert und gepuffert ist. Die Bandgap-Schaltung wird dann nur zum Erneuern der unweigerlich langsam abfließenden Ladungen aus dem Speicherelement der Sample-and- Hold-Schaltung (typischerweise ein Kondensator) von Zeit zu Zeit angeschaltet.
Das für die vorl iegende Erfind ung wesentliche Merkmal ergibt sich aus der notwendigen Kalibration des Messsystems.
H ierzu ist in Fig . 3 die Regelcharakteristik des Systems bei Regelung der Sendediodenampl itude Tj dargestellt. Die Ampl itude des auf die jeweil ige Messsen¬ dediode H 1 ,H 2,H3 zurückzuführenden Anteils (siehe 72,75,77 in Fig . 3) des Fotostroms IPD in der/einer Empfangsdiode D hängt dabei von der Sended io¬ denamplitude Tj ab . Die Amplitude des auf die Kompensationsdiode K bzw. je¬ weilige Kompensationsd iode K zurückzuführenden Anteils (siehe Lin ie 73 in Fig . 3) des Fotostroms IPD in der/einer Empfangsdiode D hängt im Gegensatz dazu von der Senderamplitude T, nicht ab.
Wenn der Reg ler eingeschwungen ist, ist das Differenzsignal 63 ein Gleichsignal . Der auf das Sendesignal zurückzuführende Anteil ist dann im Differenzsig¬ nal 63 Null . Die maximale Distanz, ab der ein sich der Empfangsd iode nähern¬ des Objekt bzw. bis zu der sich ein von der Empfangsd iode entfernendes Ob- jekt noch erkannt werden kann, ist bestimmt d urch die Regelcharakteristik und/oder Tatsache, dass bei maximaler Amplitude des Sended iodensignals von dem Objekt noch ein so g roßer Anteil des Sendediodensignals reflektiert wird, dass an der Empfangsd iode ein Sig nal mit mindestens der Ampl itude des Kom¬ pensationsd iodensignals empfangen wird . Für einen g roßen Fotostrom 72, der g leichbedeutend mit einem nahen Objekt ist (und damit für eine steile Regel¬ charakteristik), ergibt sich dabei als Schnittpunkt mit 73 ein erster Arbeitspunkt 74. Für einen nied rigeren Fotostrom 75 (und damit bei flacherer Regelcharakteristik) ein weiterer zweiter Arbeitspunkt 76. Bei sehr weit entfernten Objekten kann das rückgestrahlte Licht aber so gering werden, dass sich über- haupt kein Arbeitspunkt mehr ergeben kann . Die Regelcharakteristik im Fal le des Fotostroms 77 ist dann so flach, dass sich keine Kreuzung mehr mit der Linie 73 ergibt, die die Amplitude der Kompensationsdiode K repräsentiert, so dass keine sinnvolle Regelung möglich ist.
Hier bestehen nun zwei Möglichkeiten: Entweder wird das Kompensationsdio- densignal bei derartig schwachen Empfängersignalen herunter geregelt, was eine Mischregelung entspricht und einen höheren Schaltungsaufwand zu Folge hat, aber durchaus erfolgreich realisiert werden kann, oder zu dem Empfängersignal wird ein zum Sendesignal synchrones Offset-Signal hinzuaddiert, was die Arbeitspunkte 74,76 allesamt durch Dreh-Streckung um den Punkt PO ver- schiebt (siehe 74', 76' in Fig. 4) und einen neuen Arbeitspunkt 78 für den neuen Fotostrom 77' entstehen lässt. Das Offset-Signal führt zu einem nicht mehr erreichbaren Bereich 79 in dem Diagramm der Fig. 4. Die Erzeugung dieses Offset-Signals ist in Fig. 1 durch einen Kalibrationsblock 81 angedeutet, der für die jeweilige Sender-/Empfängerkombination aus den Sendersignalen 9 bis 12 das Offset-Signal 82 erzeugt, woraus das Signal 82 durch Addition er¬ zeugt wird.
Für die Kalibration eines Gesamtsystems, die Teil das hier beschriebene Sys¬ tem ist und einen weiteren selbstständigen erfindungsgemäßen Gedanken bil- det, wird nun in einem definierten Messaufbau dieses Gesamtsystem vermessen. Das Gesamtsystem unterscheidet sich vom dem Messsystem beispielsweise dadurch, dass es neben dem Messsystem noch optische Elemente wie Spiegel, Blenden etc. und natürlich das Gehäuse umfasst. Für die Kalibration wird die Kompensationsdiode K auf einen statischen Pegel geschaltet. Die Kopplung zwischen Empfangsdiode D und Kompensationsdiode K ist erfahrungsgemäß nur sehr schwer zu stabilisieren. Daher ist die Kopplung stets als für einen Applikationstyp gleich, aber von Applikation zu Applikation innerhalb des desselben Typs schwankend anzunehmen.
Die Kalibration erfolgt nun so, dass die schaltbaren Referenzstromquellen 41,42,43 vorgesehen werden, mit denen die Referenzstromversorgung 38 nun so eingestellt wird, dass der gemessene Fotostrom auf stets einen gleichen, applikationsspezifisch vorgegeben Wert eingestellt wird. Hierdurch kann die Ordinaten-Position der Linie 73 in den Fign. 3 und 4 vorgegeben werden. Somit wird sichergestellt, dass ein Arbeitspunkt gefunden wird. Dieser Arbeits- punkt wird dabei typischerweise in der Art eingestellt, dass der Kompensa- tionssendediodenstrom so lange erhöht wird, bis das Kompensationssignal oberhalb des Systemrauschens messbar wird. Anschließend wird das Offset- Signal auf einen solchen Wert eingestellt, dass der unterste Arbeitspunkt eingenommen wird.
Die wesentlichen Merkmale der zuvor genannten Erfindungsgegenstände las¬ sen sich wie folgt in Untergruppen zusammenfassen:
Fremdlichtrobuste Vorrichtung zur Vermessung mindestens einer optischen Übertragungsstrecke dadurch gekennzeichnet, dass sie
über mindestens einen Empfänger (D) verfügt und
über mindestens einen Sender (Hl, H2, H3) verfügt und
mindestens der besagte Empfänger mit mindestens einem Gyrator oder einer anderen Störstrahlungs-Kompensationseinheit verbunden ist und
mindestens dieser besagte Gyrator zu unterschiedlichen Zeitpunkten einen unterschiedlichen Innenwiderstand aufweist.
Vorrichtung nach Ziffer 1, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei dem Empfänger um eine Fotodiode oder einen anderen optischen Empfänger handelt, dereinen Fotostrom als Signal liefert.
3. Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ziffern, dadurch gekennzeichnet, dass die Messung nicht kontinuierlich sondern in Messzyklen erfolgt. 4. Vorrichtung nach Ziffer 3, dad urch gekennzeichnet, dass zu Beginn mindestens eines Messzykl us eine erste Vorbereitungsphase oder dergleichen Vorbereitungsphase zur Stabilisierung des Arbeitspunktes des Empfän¬ gers d urchlaufen wird .
5. Vorrichtung nach Ziffer 4, dad urch gekennzeichnet, dass während einer ersten Vorbereitungsphase (A) der mindestens eine Gyrator niederohmi- ger als zu einem Zeitpunkt außerhal b der Vorbereitungsphase (A) ist. 6. Vorrichtung nach Ziffer 4 oder 5, dad urch gekennzeichnet, dass
sie mindestens einen Kompensationssender ( K) aufweist und während einer ersten Vorbereitungsphase (A) der mindestens eine Kompensationssender ( K) sendet.
Vorrichtung nach einer der Ziffern 3 bis 6, dadu rch gekennzeichnet, dass während des mindestens einen Messzyklus im Anschluss an die erste Vorbereitungsphase (A) eine zweite Vorbereitungsphase ( B) zur Stabili¬ sierung eines Reglers d urchlaufen wird .
Vorrichtung nach Ziffer 7, dad urch gekennzeichnet, dass während der zweiten Vorbereitungsphase ( B) der mindestens eine Gyrator hochohmi- ger als zu anderen Zeitpunkten insbesondere einem Zeitpunkt außerhal b der zweiten Vorbereitungsphase (B) ist. 9. Vorrichtung nach Ziffer 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass
sie mindestens einen Kompensationssender ( K) aufweist und während der zweiten Vorbereitungsphase ( B) der mindestens eine Kompensationssender ( K) sendet und modul iert wird .
Vorrichtung nach einer der Ziffern 3 bis 9, dad urch geken nzeichnet, dass während mindestens eines Messzyklus im Ansch luss an die zweite Vor¬ bereitungsphase ( B) eine Messphase (C) durchlaufen wird . Vorrichtung nach Ziffer 10, dadurch gekennzeichnet, dass während der Messphase (C) der mindestens eine Gyrator hochohmiger als zu einem Zeitpunkt außerhalb der Messphase (C) und der zweiten Vorbereitungsphase (B) des Messintervalls ist.
Vorrichtung nach Ziffer 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass
sie mindestens einen Kompensationssender (K) aufweist und in mindestens einer Messphase (C) mindestens ein Kompensationssender (K) sendet und moduliert wird.
Vorrichtung nach einer der Ziffern 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass in mindestens einer Messphase (C) mindestens ein Sender (Hl, H2, H3) sendet und moduliert wird.
Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ziffern, dadurch gekennzeichnet, dass
sie mindestens einen Kompensationssender (K) aufweist und mindestens zeitweise mindestens ein Sender (H l, 1-12,1-13) und der besagte Kompensationssender (K) senden und moduliert werden.
Vorrichtung nach Ziffer 14, dadurch gekennzeichnet, dass zur Modulation der mindestens eine Kompensationssender (K) und der mindestens eine Sender (H) in der Art erfolgt, dass zumindest Anteile des Kompensations- sendesignals des besagten Kompensationssenders (K) zumindest zeitweise komplementär zum Sendesignal des besagten Senders (H1,H2,H3) sind.
Vorrichtung nach Ziffer 14 und/oderl5, dadurch gekennzeichnet, dass die Strahlung zumindest des besagten Kompensationssenders (K) und zumindest des besagten Senders (H1,H2,H3) sich in dem Empfänger (D) addierend oder multiplizierend überlagern. Vorrichtung nach Ziffer 0, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens währen eines Zeitraums, in dem mindestens ein Sender (Hl, H2, H3) und der besagte Kompensationssender (K) senden und moduliert werden, mindestens der besagte Kompensationssender (K) und/ oder der besagte Sender (H) so in der Amplitude und/oder Phase geregelt werden, dass der Empfänger (D) keine Anteile zumindest eines vorbestimmten Teils des Sendesignals mehr empfängt oder im Wesentlichen nur noch während einer vorbestimmten Messphase (C) bis auf Systemrauschen und Einregelfehler ein Gleichsignal empfängt. Vorrichtung nach einer oder mehreren der vorhergehenden Ziffern, dadurch gekennzeichnet, dass zu dem Empfängersignal ein Offset-Signal (82) addiert werden kann, das zumindest in Anteilen zeitweise phasensynchron zum mindestens einem Sendesignal (9,10,11) mindestens eines Senders (H l, 1-12,1-13) ist und mit diesem korrespondiert.
B EZUGSZE IC H E N LISTE Spannungsregler
Bandgap-Referenz
Funktionsblock
Digital-Control-Block
Minimaloszillator
Systemoszillator
Eingangs-Hardware
Signalleitung
Signalleitung
Signalleitung
Signalleitung
Funktionsblock
Funktionsblock
Ansteuer-/Auswerteeinheit
Messverstärker
Messverstärker
Kapazitäten
Kapazitäten
Schalter
Schalter
Koppelkondensatoren
Koppelkondensatoren
Verstärker
Stromquelle
Stromquelle
Verstärker
Eingangsleitung
Eingangsleitung
Ausgang
Ausgang
Differenzstufe Verstärker
Demodulator
Referenzstromversorgung
Referenzstromquelle
Referenzstromquelle
Referenzstromquelle
Modulationssignal
Modulationssignal
Modulationssignal
Modulationssignal
Ausgangssignal
Schnittstelle
RX-Zweidraht-Leitung der Schnittstelle
Interrupt-Ausgang der Schnittstelle
Messsystem- Reset der Schnittstelle
Referenzspannungseingang der Schnittstelle
Schaltungsknoten
Schaltungsknoten
Differenzsignal
Stromquelle
Stromquelle
Stromquelle
Stromquelle
Zeitpunkt
Zeitpunkt
Fotostrom
Amplitude der Kompensationsdiode repräsentierende Linie Arbeitspunkt
Fotostrom
Arbeitspunkt
Fotostrom
Fotostrom 78 Arbeitspunkt
79 Bereich
81 Kalibrationsblock
82 Offset-Signal
Hl Messsendediode
H2 Messsendediode
H3 Messsendediode
PO Punkt
Refl Referenzpotenzial
Ref2 Referenzpotenzial
A erste Vorbereitungsphase des Messintervalls
B zweite Vorbereitungsphase des Messintervalls
C Messphase des Messintervalls
D Empfangsdiode
K Kompensationsdiode

Claims

Ansprüche
1. Verfahren zur Kalibrierung einer Vorrichtung zur Vermessung einer optischen Signalübertragungsstrecke insbesondere für die Erkennung eines Objekts und/oder für die Erkennung einer Bewegung und/oder einer Bewegungsrichtung eines Objekts,
wobei die Vorrichtung versehen ist mit
mindestens einem Messsender (Hl, 1-12,1-13) zum Senden eines optischen Messsignals,
mindestens einem Kompensationssender (K) zum Senden eines zum optischen Signal des mindestens einen Messsenders (Hl, 1-12,1-13) gegenphasigen Kompensationssignals,
mindestens einem Empfänger (D) zum wechselweisen Empfang des optischen Signals des mindestens einen Messsenders (H1,H2,H3) und des optischen Kompensationssignals des mindestens einen Kompensationssenders (K) und
einer Ansteuer- und Auswerteeinheit (17) zur Ansteuerung des mindestens einen Messsenders (H1,H2,H3) mit einem ersten modulierten Ansteuersignal, des mindestens einen Kompensationssenders (K) mit einem zweiten modulierten Ansteuersignal und des mindestens einen Empfängers (D) zwecks Sendens des optischen Messsignals bzw. des optischen Kompensationssignals bzw. zwecks Empfangs eines optischen Signals und zur Auswertung des empfangenen optischen Signals zwecks Erzeugung eines die Vermessung der optischen Signalübertragungsstrecke repräsentierenden Auswertesignals und
wobei bei dem Verfahren
bei deaktiviertem und damit nicht mit dem modulierten Ansteuersignal angesteuerten Messsender (H1,H2,H3) folgende Kalibra- tionsschritte durchgeführt werden : - der mindestens eine Kompensationssender (K) sendet ein Kompensationssignal und der mindestens eine Empfänger (D) empfängt dieses Kompensationssignal, und
- die Amplitude des Kompensationssignals wird derart eingestellt, dass sich in der Ansteuer- und Auswerteeinheit (17) ein elektrisches Messsignal mit einer Amplitude einstellt, die oberhalb der Amplitude eines von dem mindestens einen Empfänger (D) und/oder der Ansteuer- und Auswerteeinheit (17) erzeugten Signalrauschens ist,
wobei die Vorrichtung nach Durchführung dieser Kalibrations- schritte kalibriert ist und während eines anschließenden, zum Zwecke des Erkennens eines Objekts und/oder einer Bewegung eines Objekts und/oder einer Bewegungsrichtung eines Objekts erfolgenden Sendens von modulierten Messsendesignalen von der Ansteuer- und Auswerteeinheit (17) zur Ansteuerung des Kompensationssenders (K) ein gegenphasig zum Kompensationssignal und damit in Phase mit dem Messsendesignal liegendes moduliertes Offset-Signal mit einer Amplitude bereitstellt, die gleich der Amplitude des im Signalpfad nach dem mindestens einen Empfänger (D) durch das Kompensationssignal des Kompensationssenders (K) hervorgerufenen Signals ist.
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