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WO2015004872A1 - 駆動装置、物理量検出装置及び電子機器 - Google Patents

駆動装置、物理量検出装置及び電子機器 Download PDF

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WO2015004872A1
WO2015004872A1 PCT/JP2014/003460 JP2014003460W WO2015004872A1 WO 2015004872 A1 WO2015004872 A1 WO 2015004872A1 JP 2014003460 W JP2014003460 W JP 2014003460W WO 2015004872 A1 WO2015004872 A1 WO 2015004872A1
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WO
WIPO (PCT)
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power supply
supply voltage
drive
voltage
circuit
Prior art date
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Ceased
Application number
PCT/JP2014/003460
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English (en)
French (fr)
Inventor
藤井　健史
植村　猛
藤浦　英明
泰信 槻尾
健一 八坂
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Original Assignee
Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd filed Critical Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
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Priority to US14/888,443 priority patent/US9746326B2/en
Publication of WO2015004872A1 publication Critical patent/WO2015004872A1/ja
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
    • G01C19/00—Gyroscopes; Turn-sensitive devices using vibrating masses; Turn-sensitive devices without moving masses; Measuring angular rate using gyroscopic effects
    • G01C19/56—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces
    • G01C19/5776—Signal processing not specific to any of the devices covered by groups G01C19/5607 - G01C19/5719
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
    • G01C19/00—Gyroscopes; Turn-sensitive devices using vibrating masses; Turn-sensitive devices without moving masses; Measuring angular rate using gyroscopic effects
    • G01C19/56—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces

Definitions

  • the present invention relates to a drive device, a physical quantity detection device such as a vibration type angular velocity sensor, and an electronic device.
  • a physical quantity detection device provided with a configuration for applying a drive voltage to a vibrator is known.
  • the physical quantity detection device is disclosed, for example, in Patent Document 1.
  • In the physical quantity detection device in order to increase the detection sensitivity of the physical quantity, it is necessary to increase the drive voltage applied to the vibrator.
  • the drive device includes a vibrator that vibrates according to the input drive signal and outputs a monitor signal according to the vibration, and a drive circuit that inputs the drive signal to the vibrator to vibrate the vibrator.
  • the drive circuit controls an output amplifier that outputs a drive signal to the vibrator based on the monitor signal, a power supply unit that supplies a power supply voltage, and a power supply voltage control that supplies a controlled power supply voltage to the output amplifier by controlling the power supply voltage.
  • This drive device can increase the amplitude of vibration of the vibrator, and can increase the detection sensitivity of the physical quantity detection device using this drive device.
  • FIG. 1A is a block diagram of a physical quantity detection device according to a first embodiment.
  • FIG. 1B is a block diagram of a power supply voltage control unit of the physical quantity detection device according to the first embodiment.
  • FIG. 2A is a diagram showing a drive voltage at normal temperature of the physical quantity detection device in the first embodiment.
  • FIG. 2B is a diagram showing a drive voltage at high temperature of the physical quantity detection device in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a top view of the vibrator of the physical quantity detection device according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a cross-sectional view taken along line IV-IV of the vibrator shown in FIG.
  • FIG. 5A is a schematic diagram showing an operation of detecting an angular velocity around the Z axis of the vibrator shown in FIG.
  • FIG. 5A is a schematic diagram showing an operation of detecting an angular velocity around the Z axis of the vibrator shown in FIG.
  • FIG. 5A is a schematic diagram showing an operation of detecting
  • FIG. 5B is a schematic view showing an operation in the case of detecting an angular velocity around the Y axis of the vibrator shown in FIG.
  • FIG. 6 is a diagram showing a change with temperature of the drive voltage output from the drive circuit of the physical quantity detection device according to the first embodiment.
  • FIG. 7A is a diagram showing a drive voltage output by the drive circuit of the physical quantity detection device according to the first embodiment.
  • FIG. 7B is a diagram showing a drive voltage output by the drive circuit of the physical quantity detection device according to the first embodiment.
  • FIG. 8 is a top view of another vibrator of the physical quantity detection device according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a cross-sectional view of the vibrator shown in FIG. 8 along line IX-IX.
  • FIG. 10 is a diagram showing a change with temperature of the amplitude of the drive voltage of the physical quantity detection device according to the first embodiment provided with the vibrator shown in FIG.
  • FIG. 11 is a diagram showing the change with temperature of the amplitude of the drive voltage of the physical quantity detection device according to the first embodiment provided with the vibrator shown in FIG.
  • FIG. 12 is a block diagram of a physical quantity detection device according to the second embodiment.
  • FIG. 13 is a block diagram of a power supply voltage control unit of the physical quantity detection device according to the second embodiment.
  • FIG. 14 is a block diagram of another drive circuit of the physical quantity detection device according to the second embodiment.
  • FIG. 15 is a block diagram of an AGC circuit unit of the physical quantity detection device according to the second embodiment.
  • FIG. 16 is a block diagram of the electronic device in the third embodiment.
  • FIG. 17 is a circuit diagram of a booster circuit in the fourth embodiment.
  • FIG. 18A is a circuit diagram showing an operation of the booster circuit shown in FIG.
  • FIG. 18B is a circuit diagram showing an operation of the booster circuit shown in FIG.
  • FIG. 18C is a circuit diagram showing another operation of the booster circuit shown in FIG.
  • FIG. 18D is a circuit diagram showing still another operation of the booster circuit shown in FIG.
  • FIG. 19 is a circuit diagram of a booster circuit of a comparative example.
  • FIG. 20A is a circuit diagram showing the operation of the booster circuit of the comparative example.
  • FIG. 20B is a circuit diagram showing the operation of the booster circuit of the comparative example.
  • FIG. 20A is a circuit diagram showing the operation of the booster circuit of the comparative example.
  • FIG. 20B is a circuit diagram showing the operation of the booster circuit of the comparative example.
  • FIG. 20A is a circuit
  • FIG. 21A is a circuit diagram showing another operation of the booster circuit of the comparative example.
  • FIG. 21B is a circuit diagram showing another operation of the booster circuit of the comparative example.
  • FIG. 22A is a circuit diagram showing still another operation of the booster circuit of the comparative example.
  • FIG. 22B is a circuit diagram showing still another operation of the booster circuit of the comparative example.
  • FIG. 23 is a diagram showing the output current capability of the booster circuit in the fourth embodiment.
  • FIG. 24 is a circuit diagram of another booster circuit in the fourth embodiment.
  • FIG. 25A is a circuit diagram showing an operation of the booster circuit shown in FIG.
  • FIG. 25B is a circuit diagram showing an operation of the booster circuit shown in FIG.
  • FIG. 25C is a circuit diagram showing another operation of the booster circuit shown in FIG. FIG.
  • FIG. 25D is a circuit diagram showing still another operation of the booster circuit shown in FIG.
  • FIG. 25E is a circuit diagram showing still another operation of the booster circuit shown in FIG.
  • FIG. 26 is a circuit diagram of a booster according to a fourth embodiment.
  • FIG. 27 is a block diagram of a physical quantity detection device according to the fifth embodiment.
  • FIG. 1A is a block diagram of the physical quantity detection device 1 according to the first embodiment.
  • the physical quantity detection device 1 includes a drive device 91 and a detection circuit 4.
  • Drive device 91 includes vibrator 2 and drive circuit 3 connected to vibrator 2 to form an oscillation loop.
  • the drive circuit 3 supplies a drive signal to the vibrator 2 to drive the vibrator 2 to vibrate the vibrator 2 at the vibration frequency.
  • the vibrator 2 vibrates by the drive signal and outputs a monitor signal according to the vibration.
  • the drive circuit 3 includes an output amplifier 12 that outputs a drive signal to the vibrator 2, a power supply unit 14 that supplies a power supply voltage Vtyp to the output amplifier 12, and a power supply voltage control unit 15.
  • the power supply voltage control unit 15 receives the power supply voltage Vtyp, and the power supply voltage control unit 15 controls the power supply voltage Vtyp to supply the controlled power supply voltage Vs to the output amplifier 12.
  • the drive circuit 3 may further include the temperature detection unit 13. In this case, the power supply voltage control unit 15 controls the power supply voltage Vtyp based on the temperature obtained by the temperature detection unit 13 and supplies the controlled power supply voltage Vs to the output amplifier 12.
  • the drive device 91 can output a drive signal of an appropriate voltage while preventing saturation of the drive voltage, and can achieve both improvement in sensitivity characteristics and temperature characteristics.
  • the physical quantity detection device 1 is, for example, an angular velocity sensor that detects an angular velocity, and the configuration and operation thereof will be described below.
  • the drive circuit 3 forms an oscillation loop with the vibrator 2 and drives the vibrator 2 to vibrate by the oscillation loop.
  • the drive circuit 3 operates between the high potential VDD and the ground potential GND (low potential) lower than the high potential VDD.
  • analog ground AGND may be used instead of ground potential GND.
  • the analog ground AGND is a reference potential of the drive circuit 3 and does not necessarily match the ground potential GND.
  • usable power supply potentials differ depending on the type of the vibrator 2.
  • the vibrator 2 is a capacitive coupling type vibrator such as a piezoelectric vibrator
  • the amplitude of the voltage of the drive signal of the oscillation loop is set to a desired level. If it can be adjusted, the vibrator 2 can be driven, and the magnitude of the DC component of the voltage of the drive signal can be set arbitrarily. Therefore, any potential including the ground potential GND and the analog ground AGND can be used as the low potential.
  • the vibrator 2 is a variable resistance type vibrator, it is necessary to set the bias voltage of the oscillation loop to a desired level, so it is possible to use an analog ground AGND of a desired level which is a power supply voltage in the circuit. preferable.
  • the drive device 91 according to the first embodiment can adopt any of the forms of the vibrator 2 described above.
  • the vibrator 2 is a piezoelectric vibrator, and the drive circuit operates between the high potential VDD (for example, 3 V) and the ground potential GND.
  • the vibrator 2 generates a detection signal (charge) due to an externally applied inertial force.
  • the detection circuit 4 detects a detection signal (charge).
  • the detection circuit 4 includes a detection amplifier 5, a detector 6, and a low pass filter (LPF) 7.
  • the detection amplifier 5 is an I / V conversion amplifier that converts an input current into a voltage and outputs the voltage.
  • the drive circuit 3 further includes an input amplifier 8, a phase shifter 9, an automatic gain adjustment (AGC) circuit unit 10, and a band pass filter (BPF) 11.
  • the input amplifier 8 is provided in the first stage of the drive circuit 3 and includes an operational amplifier, a feedback resistor Rf, and a feedback capacitor Cf, and is an integral-type current / voltage conversion amplifier having low-pass filter characteristics.
  • the monitor signal output from the vibrator 2 is a flow of charge, that is, a current.
  • the input amplifier 8 is one of the components of the oscillation loop, and converts a monitor signal which is a current output from the vibrator 2 into a voltage signal.
  • the input amplifier 8 can effectively prevent unnecessary oscillation by having the characteristics of the low pass filter.
  • the phase shifter 9 rotates this voltage signal by 90 ° and outputs it to the detection circuit 4.
  • the AGC circuit unit 10 automatically adjusts the gain of the oscillation loop according to the voltage signal.
  • the AGC circuit unit 10 includes a rectifier, a smoother, a reference signal source, a comparator, and a variable gain amplifier.
  • the AGC circuit unit 10 automatically adjusts the gain of the variable gain amplifier so that the loop gain of the oscillation loop becomes 1 in the oscillation steady state.
  • the output amplifier 12 is provided downstream of the drive circuit 3 and outputs a drive signal obtained by amplifying the signal from the AGC circuit unit 10 to the vibrator 2. Specifically, the signal from the AGC circuit unit 10 is input to the output amplifier 12 via the BPF 11.
  • the vibrator 2 is connected to the drive circuit 3.
  • the vibrator 2 has a monitor terminal D1 for outputting a monitor signal, a drive terminal D2 for inputting a drive signal to the vibrator 2, and a detection terminal S for outputting a detection signal from the vibrator 2.
  • the oscillation loop including the drive circuit 3 causes the vibrator 2 to oscillate at the drive oscillation frequency fd in a predetermined direction.
  • the vibrator 2 rotates, Coriolis force is generated in the direction orthogonal to the drive vibration due to the rotation, vibration due to the Coriolis force is generated, and a detection signal (charge) is output from the detection terminal S,
  • the detection signal is input to a detection amplifier 5 provided at the first stage of the detection circuit 4.
  • the unnecessary component generated due to the leakage of the drive vibration is superimposed on the detection signal. Since the detection signal is generated from the vibration direction orthogonal to the drive vibration, the frequency of the detection signal resulting from the Coriolis force and the frequency of the unnecessary signal are both the drive vibration frequency fd, and the difference of 90 ° between the phase of the detection signal and the unnecessary signal There is.
  • the detector 6 synchronously detects the detection signal with the reference signal for synchronous detection from the drive circuit 3.
  • the synchronous detection reference signal is output from the phase shifter 9 which gives a predetermined phase rotation to the output signal from the input amplifier 8 of the drive circuit 3.
  • the signal that the detector 6 synchronously detects and outputs includes a component of direct current due to the Coriolis force and a component of frequency 2 ⁇ fd due to the unnecessary signal.
  • the low pass filter 7 removes an alternating current component of frequency 2 ⁇ fd caused by the unnecessary signal, and outputs a direct current which is a desired angular velocity signal corresponding to the angular velocity applied to the vibrator 2.
  • the drive circuit 3 includes an output amplifier 12 that outputs a drive signal to the vibrator 2, a temperature detection unit 13 that detects an ambient temperature, a power supply unit 14 that supplies the power supply voltage Vtyp to the output amplifier 12 as a power supply voltage Vs, and a temperature
  • the power supply voltage control unit 15 controls the power supply voltage Vs based on the temperature detected by the detection unit 13.
  • the detection sensitivity of the physical quantity detection device 1 depends on the amplitude of the mechanical vibration of the vibrator 2.
  • the relationship between the drive voltage of the vibrator 2 and the amplitude of the mechanical vibration changes with temperature, and the temperature characteristics of the material constituting the vibrator 2, the structure such as the shape and size of the vibrator 2, and the air around the vibrator 2 There are several factors that affect the temperature characteristics of the viscosity of the fluid.
  • the vibrator 2 is less likely to mechanically vibrate at a temperature higher or lower than normal temperature.
  • the AGC circuit unit 10 drives the drive signal so that the amplitude of the voltage of the drive signal from the output amplifier 12 is larger at high temperature or low temperature than at normal temperature so that the amplitude of vibration of the vibrator 2 is constant regardless of temperature. Control.
  • FIG. 1B is a block diagram of the power supply voltage control unit 15.
  • the power supply voltage control unit 15 outputs a control signal based on the temperature detected by the temperature detection unit 13, and boosts the control signal from the control unit 18 and the power supply voltage Vtyp from the power supply unit 14.
  • the circuit 19 is provided with a control signal from the control unit 18 and the switch 20 to which the boosted voltage Vhi and the power supply voltage Vtyp output from the booster circuit 19 are input.
  • the booster circuit 19 boosts the power supply voltage Vtyp from the power supply unit 14 to generate a boosted voltage Vhi.
  • Switch 20 selectively outputs one of input power supply voltage Vtyp and boosted voltage Vhi as power supply voltage Vs in accordance with a control signal from control unit 18.
  • FIG. 2A shows the voltage of the drive signal at normal temperature at the drive terminal D2 of the physical quantity detection device 1 shown in FIG. 1A.
  • FIG. 2B shows the voltage of the drive signal at high temperature at the drive terminal D2.
  • the horizontal axis represents time
  • the vertical axis represents the voltage of the drive signal.
  • the power supply voltage Vtyp is supplied to the output amplifier 12, and the power supply voltage Vtyp is larger than the amplitude of the drive voltage.
  • the power supply voltage Vtyp is 3 V
  • the amplitude of the drive voltage at normal temperature is 2.5 V.
  • the voltage difference between power supply voltage Vtyp and the amplitude of the drive voltage can be set to a minimum value that does not cause drive circuit 3 and output amplifier 12 to saturate the drive voltage. In the first embodiment, this voltage difference is excessive. Margin is not set.
  • the boosted voltage Vhi obtained by boosting the power supply voltage Vtyp is supplied to the output amplifier 12.
  • the drive circuit 3 and the output amplifier 12 can output the drive voltage without saturating.
  • boosted voltage Vhi is 4.5 V
  • the amplitude of the voltage of the drive signal at high temperature is 4.0 V.
  • FIG. 3 is a top view of the vibrator 2.
  • FIG. 4 is a cross-sectional view of the vibrator 2 shown in FIG. 3 along the line IV-IV.
  • X, Y, and Z axes orthogonal to one another are defined, and an XY plane including the X and Y axes is further defined.
  • the vibrator 2 drives the base 25, arms 26 to 29 respectively having one end supported by the base 25, weights 30 respectively connected to the arms 26 to 29, and arms 26 to 29 parallel to the XY plane.
  • Wiring is drawn from each of drive unit 31 to be vibrated, detection unit 32a provided on arm 26, detection units 32b and 32c provided on base 25, drive unit 31 and detection units 32a, 32b and 32c And a connection electrode 35 electrically connected to each other.
  • the detection unit 32a is provided on the arm 26 in the vicinity of the base 25 and detects an inertial force generated by an angular velocity around the Z axis.
  • the detection unit 32 b detects an inertial force generated by an angular velocity around the Y axis.
  • the detection unit 32c detects an inertial force generated by an angular velocity around the X axis.
  • the base 25, the arms 26 to 29, and the weight 30 are each made of silicon (Si).
  • the base 25 includes a pair of support portions 22, a pair of vertical beams 23 each having both ends connected to the pair of support portions 22, and a horizontal beam 24 having both ends respectively connected to the approximate centers of the pair of vertical beams 23. It consists of
  • the pair of support portions 22 includes connection electrodes 35 connected to an external substrate.
  • the arms 26-29 are connected to the cross beam 24 of the base 25.
  • the vibrator 2 is mounted in a package maintained at atmospheric pressure.
  • the detection unit 32 a includes a lower electrode 205 formed on the arm 26, a piezoelectric thin film 220 formed on the lower electrode 205, and an upper electrode 225 formed on the piezoelectric thin film 220.
  • the lower electrode formed on the arm, the piezoelectric thin film formed on the lower electrode, and the upper electrode formed on the piezoelectric thin film Have.
  • FIG. 5A shows the operation in the case of detecting the angular velocity 40 around the Z axis of the vibrator 2
  • FIG. 5B shows the operation in the case of detecting the angular velocity 43 around the Y axis of the vibrator 2.
  • a drive vibration 41 is generated in the weight 30 in the XY plane.
  • an angular velocity 40 around the Z axis is given to the physical quantity detection device 1
  • an inertial force (Coriolis force) is generated in the direction of the Y axis
  • a detection vibration 42 is generated in the weight 30.
  • the detection signal output from the detection unit 32 a by the detection vibration 42 has the same frequency as that of the drive vibration, and also has an amplitude dependent on the magnitude of the angular velocity 40. Therefore, the magnitude of the angular velocity 40 can be detected by measuring the magnitude of the detection signal.
  • a detection vibration 44 in the direction of the Z axis is generated in the weight 30 by inertial force.
  • the detection signal output from the detection unit 32 b by the detection vibration 44 has the same frequency as that of the drive vibration 41 and has an amplitude dependent on the magnitude of the angular velocity 43. Therefore, the magnitude of the angular velocity 43 can be detected by measuring the magnitude of the detection signal.
  • the physical quantity detection device 1 can also detect the angular velocity around the X axis in the same manner as the angular velocity around the Y axis.
  • FIG. 6 shows the change with the temperature of the amplitude of the voltage of the drive signal that the drive circuit 3 outputs.
  • 7A shows the amplitude of the voltage of the drive signal output from the drive circuit 3 at normal temperature
  • FIG. 7B shows the amplitude of the voltage of the drive signal at high temperature and low temperature.
  • the vibrator 2 is difficult to mechanically vibrate at high and low temperatures. That is, in order to make the mechanical amplitude of the vibrator 2 constant regardless of the temperature change, it is necessary to make the amplitude of the voltage of the driving vibration larger than the normal temperature at the high temperature and the low temperature. Therefore, in the drive device 91 using the vibrator 2, when the temperature obtained by the temperature detection unit 13 is higher than the predetermined high temperature threshold TthH or lower than the predetermined low temperature threshold TthL, the power supply voltage control unit 15 It is preferable to output a boosted voltage Vhi obtained by boosting the power supply voltage Vtyp to the output amplifier 12 as the power supply voltage Vs.
  • the power supply voltage control unit 15 sets the power supply voltage Vtyp as the power supply voltage Vs when the temperature obtained by the temperature detection unit 13 is equal to or lower than the predetermined high temperature threshold TthH and equal to or higher than the predetermined low temperature threshold TthL. It is preferable to output to 12.
  • the predetermined high temperature side threshold TthH is 70 ° C.
  • the predetermined low temperature side threshold TthL is ⁇ 10 ° C.
  • FIG. 8 is a top view of another vibrator 301 of the physical quantity detection device 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a cross-sectional view of the vibrator 301 shown in FIG. 8 along line IX-IX.
  • the vibrator 301 includes a tuning fork type silicon substrate 302, 303, lower electrodes 308, 309, 310 formed on the silicon substrate 302, and a lower portion formed on the silicon substrate 303.
  • the upper electrodes 320, 322, 323, 325 constitute driving electrodes.
  • the upper electrodes 321, 324 constitute a detection electrode.
  • the lower electrodes 308, 309, 310, 311, 312, 313 are all connected to the reference potential.
  • the arms 306 and 307 of the vibrator 301 vibrate in the X-axis direction by applying a voltage of a predetermined drive signal to the drive electrodes 320, 322, 323, and 325.
  • Coriolis force is generated in the arms 306 and 307 when an angular velocity around the Y axis is applied while the arms 306 and 307 of the vibrator 301 vibrate in the X axis direction.
  • Coriolis force causes the arms 306 and 307 to flex in the Z-axis direction, and the piezoelectric thin films 315 and 318 similarly flex to generate charges in the detection electrodes 321 and 324. Since the amount of this charge is proportional to the Coriolis force, it becomes possible to detect the angular velocity by detecting this charge.
  • the vibrator 301 is mounted in a package maintained at atmospheric pressure.
  • FIG. 10 shows the change with the temperature of the amplitude of the voltage of the drive signal output from the drive circuit 3 of the physical quantity detection device 1 including the oscillator 301 instead of the oscillator 2.
  • the vertical axis represents the amplitude of the voltage of the drive signal
  • the horizontal axis represents the temperature around the vibrator 301.
  • the vibrator 301 is less likely to mechanically vibrate at a low temperature lower than the normal temperature as compared with the normal temperature. Therefore, power supply voltage control unit 15 preferably outputs boosted voltage Vhi obtained by boosting power supply voltage Vtyp when the temperature obtained by temperature detection unit 13 is low.
  • FIG. 11 shows the change with the temperature of the amplitude of the voltage of the drive signal output from the drive circuit 3 of the physical quantity detection device 1 including the vibrator 301.
  • the vertical axis represents the amplitude of the voltage of the drive signal
  • the horizontal axis represents the temperature around the vibrator 301.
  • the vibrator 301 is mounted in a package maintained at a vacuum. In this case, the vibrator 301 is less likely to mechanically vibrate at a high temperature higher than the normal temperature as compared with the normal temperature. Therefore, it is preferable that the power supply voltage control unit 15 output the boosted voltage Vhi obtained by boosting the power supply voltage Vtyp when the temperature obtained by the temperature detection unit 13 is high.
  • the difficulty of mechanical vibration with respect to temperature differs depending on the difference in the structure of the vibrator, the difference in the surrounding air pressure, or the difference in the material to be configured.
  • the difference in the structure of the vibrator 2 or 301 is, for example, the difference in the size of the space between the mechanically vibrating arm and the base in the periphery thereof, or the space between two adjacent arms. is there. Therefore, drive device 91 according to the first embodiment supplies boosted voltage Vhi obtained by boosting power supply voltage Vtyp to output amplifier 12 when temperature obtained by temperature detection unit 13 is high or low, to output amplifier 12. The amplitude of the voltage of the drive signal can be increased.
  • the margin of the amplitude of the voltage of the drive vibration can be reduced, and the physical quantity detection device 1 using the drive device 91 Since the amplitude of the voltage can be increased and the displacement of the vibrator 2 can be increased, the detection sensitivity can be increased.
  • the physical quantity detection device 1 can use a small vibrator having a fine structure as the vibrator 2 and has high detection sensitivity in a wide temperature range.
  • the vibrator 2 can be mounted under atmospheric pressure, the package to be mounted can be compact and low in cost, and high sensitivity physical quantities can be obtained over a wide temperature range even with simple sealing.
  • the detection device 1 can be realized. Further, even if the material constituting the vibrator 2 is different, the same effect can be obtained.
  • the material constituting the vibrator 2 can be made of a general piezoelectric ceramic such as PZT or the like and low in potassium potassium niobate or bismuth ferrite Even if the environment-friendly lead-free piezoelectric material is changed, the highly sensitive physical quantity detection device 1 can be realized in a wide temperature range.
  • the boosted voltage Vhi is unnecessary. Therefore, when power supply voltage control unit 15 supplies power supply voltage Vtyp as power supply voltage Vs to output amplifier 12, control unit 18 suppresses the power supplied to booster circuit 19 or stops the power supply.
  • the booster circuit 19 is not operated. That is, the booster circuit 19 operates when the temperature detected by the temperature detection unit 13 is high or low, and does not operate when the temperature is normal temperature. Thereby, the low power consumption physical quantity detection device 1 can be realized.
  • FIG. 12 is a block diagram of a physical quantity detection device 50a according to the second embodiment.
  • the physical quantity detection device 50a includes a drive device 91a having a drive circuit 3a instead of the drive device 91 having the drive circuit 3 of the physical quantity detection device 1 in the first embodiment shown in FIG. 1A.
  • the drive circuit 3a shown in FIG. 12 has an amplitude detection unit 16a for detecting the amplitude Vd of the drive signal, instead of the temperature detection unit 13 of the drive circuit 3 in the first embodiment shown in FIG. 1A.
  • the power supply voltage control unit 15 controls the power supply voltage Vs supplied to the output amplifier 12 based at least on the amplitude Vd of the drive signal detected by the amplitude detection unit 16a.
  • the amplitude detection unit 16a includes a comparator 17 that compares the amplitude Vd of the voltage of the drive signal with the power supply voltage Vs.
  • the comparator 17 compares the magnitude of the amplitude Vd of the drive signal with the power supply voltage Vs, and outputs the comparison result to the power supply voltage control unit 15.
  • this comparison result is the difference (Vs ⁇ Vd) between the amplitude Vd of the drive signal and the power supply voltage Vs.
  • the power supply voltage control unit 15 supplies the power supply voltage Vs corresponding to the difference (Vs ⁇ Vd), which is the comparison result output from the comparator 17, to the output amplifier 12.
  • the power supply voltage Vs is the power supply voltage Vtyp output from the power supply unit 14 or the boosted voltage Vhi obtained by boosting the power supply voltage Vtyp by 1.5 times.
  • power supply voltage Vtyp is, for example, 3 V
  • boosted voltage Vhi is, for example, 4.5 V.
  • FIG. 13 is a block diagram of the power supply voltage control unit 15.
  • the power supply voltage control unit 15 receives the comparison result output from the comparator 17 and outputs a control signal, and the control signal from the control unit 18 and the power supply voltage Vtyp from the power supply unit 14 are input.
  • the booster circuit 19 and the switch 20 to which the control signal from the control unit 18 and the boosted voltage Vhi and the power supply voltage Vtyp output from the booster circuit 19 are input are provided.
  • the booster circuit 19 boosts the power supply voltage Vtyp from the power supply unit 14 to generate a boosted voltage Vhi.
  • Switch 20 selectively outputs one of input power supply voltage Vtyp and boosted voltage Vhi as power supply voltage Vs in accordance with a control signal from control unit 18.
  • power supply voltage control unit 15 based on the difference (Vs ⁇ Vd) which is the comparison result input to the power supply voltage control unit 15 will be described below.
  • power supply voltage Vtyp is 3V and boosted voltage Vhi is 4.5V.
  • the first threshold is set based on the output dynamic range of the output amplifier 12 that does not saturate the amplitude Vd of the drive signal, and is 0.7 V in the second embodiment.
  • the second threshold is set based on a voltage obtained by adding the output dynamic range of the output amplifier 12 to the voltage difference between the power supply voltage Vtyp and the boosted voltage Vhi, and is 1.7 V in the second embodiment.
  • the second threshold is greater than the first threshold.
  • the physical quantity detection device 50a directly detects the amplitude Vd of the drive signal output from the output amplifier 12, and supplies the output signal to the output amplifier 12 so that the drive signal is not saturated. Control the power supply voltage Vs. Therefore, even when the characteristics of the BPF 11 of the drive circuit 3 and the amplification amount of the output amplifier 12 vary, it is possible to realize the high sensitivity physical quantity detection device 50a in a wide temperature range.
  • FIG. 14 is a block diagram of another physical quantity detection device 50b in the second embodiment.
  • the physical quantity detection device 50b includes a drive device 91b having a drive circuit 3b instead of the drive device 91a having the drive circuit 3a of the physical quantity detection device 50a shown in FIG.
  • the drive circuit 3b has an amplitude detection unit 16b instead of the amplitude detection unit 16a of the drive circuit 3a shown in FIG.
  • the power supply voltage control unit 15 controls the power supply voltage Vs based on the amplitude of the monitor signal detected by the AGC circuit unit 10.
  • the output signal (monitor signal) of the input amplifier 8 is input to the AGC circuit unit 10, and an AGC voltage Vc according to the gain of the variable gain amplifier of the AGC circuit unit 10 is output based on the magnitude of the monitor signal.
  • the amplitude detection unit 16 b shown in FIG. 14 outputs the AGC voltage Vc output from the AGC circuit unit 10 to the power supply voltage control unit 15.
  • FIG. 15 is a block diagram of the AGC circuit unit 10.
  • the AGC circuit unit 10 includes a rectifier 10a, a smoother 10b, a reference signal source 10c, a comparator 10d, and a variable gain amplifier 10e.
  • the rectifier 10a outputs a signal obtained by rectifying the monitor signal from the input amplifier 8, and the smoother 10b outputs a DC voltage obtained by smoothing the output signal of the rectifier 10a.
  • the comparator 10d compares this DC voltage with a predetermined reference voltage which is the output of the reference signal source 10c, and outputs an AGC voltage Vc.
  • the variable gain amplifier 10 e amplifies the monitor signal from the input amplifier 8 through the BPF 11 and outputs a signal obtained to the output amplifier 12.
  • the gain of the variable gain amplifier 10e is controlled based on the AGC voltage Vc, and the AGC voltage Vc detects an extremely small change of the monitor signal input to the AGC circuit unit 10 to largely change the amplification amount of the variable gain amplifier 10e.
  • the drive circuit 3 is controlled so that the amplitude Vd of the voltage of the drive signal becomes large while keeping the magnitude of the monitor signal substantially constant.
  • the amplitude of the mechanical vibration of the vibrator 2 is controlled to be constant.
  • the AGC voltage Vc is based on the voltage of the monitor signal
  • the power supply voltage control unit 15 can detect the amplitude of the voltage of the drive signal by acquiring the AGC voltage Vc based on the voltage of the monitor signal. it can. That is, the amplitude detection unit 16 b detects the amplitude of the monitor signal, and the power supply voltage control unit 15 controls the power supply voltage Vs based on the detected amplitude.
  • the physical quantity detection device 50b uses the AGC circuit unit 10 in combination as the amplitude detection unit 16b that detects the amplitude Vd of the drive signal. Therefore, the circuit scale is small and the output amplifier 12 outputs the signal with a simpler configuration.
  • the amplitude Vd of the voltage of the drive signal can be indirectly detected, and the power supply voltage Vs of the output amplifier 12 can be controlled so that the drive signal is not saturated by the power supply voltage Vtyp supplied to the output amplifier 12.
  • the control unit 18 preferably does not operate the booster circuit 19.
  • low power consumption physical quantity detection devices 50a and 50b can be realized.
  • FIG. 16 is a block diagram of the electronic device 70 in the third embodiment.
  • the electronic device 70 includes the physical quantity detection device 1 according to the first embodiment, a display unit 71, a processing unit 72 such as a CPU, a memory 73, and an operation unit 74. As described above, the electronic device 70 includes the physical quantity detection device 1 described above, and a circuit (display unit 71, processing unit 72, memory 73, and the like) connected to the physical quantity detection device 1.
  • the electronic device 70 in the third embodiment is a digital camera.
  • the electronic device 70 may include the physical quantity detection apparatus 50 a or the physical quantity detection apparatus 50 b according to the second embodiment instead of the physical quantity detection apparatus 1.
  • the physical quantity detection device 1 includes a vibrator 2, a drive circuit 3 and a detection circuit 4 as shown in FIG. 1A. Even when there is a temperature change, the drive circuit 3 can output a drive signal of an appropriate voltage while preventing saturation of the drive voltage, and it is possible to improve both sensitivity characteristics and temperature characteristics. is there. Therefore, when the electronic device 70 is, for example, a video camera or a digital still camera, the electronic device 70 incorporating the physical quantity detection device 1 can perform processing such as high-precision camera shake correction.
  • the electronic device 70 has high performance.
  • the electronic device 70 may be a car navigation system, an aircraft, or a robot other than a digital camera.
  • an angular velocity sensor has been described as an example of a physical quantity detection device using a drive device according to the present invention, the present invention is not limited to this.
  • a vibration-type acceleration sensor, a vibration-type angular acceleration sensor, a vibration-type strain sensor, a vibration-type pressure sensor, a quartz oscillator, or the like using the drive device according to the present invention can be realized.
  • quartz crystal lithium niobate, and lead zirconate titanate can be used, for example.
  • FIG. 17 is a circuit diagram of a booster circuit 510 according to the fourth embodiment.
  • the booster circuit 510 can be used as the booster circuit 19 in the first and second embodiments shown in FIGS. 1B and 13.
  • the booster circuit 510 outputs a voltage Vout obtained by boosting a voltage between the capacitors C1 to C4, the input terminal 512 for supplying the potential Vdd, the common terminal 513 for supplying the potential Vgnd, and the potential Vdd and Vgnd. And an output terminal 514, and switches 100a and 200a.
  • the switch 100a can switch between a series connection in which the capacitors C1 to C4 are connected in series with each other between the terminals 512 and 513, and a parallel connection in which the capacitors C1 to C4 are connected in parallel with each other between the terminals 512 and 513 .
  • the switch 200a can connect the capacitors C1 to C4 in parallel with each other between the terminals 512 and 514.
  • the voltage source 511 supplies the potential Vdd to the input terminal 512.
  • the potential Vdd is a power supply potential
  • the potential Vgnd is a ground potential and 0V.
  • the capacitors C1 to C4 have the same capacitance.
  • the capacitor C1 has ends C1a and C1b.
  • the capacitor C2 has ends C2a and C2b.
  • the capacitor C3 has ends C3a and C3b.
  • the capacitor C4 has ends C4a and C4b.
  • the switch 100a includes switches SW101 to SW111.
  • the switch SW101 is connected in series with the input terminal 512 and the end C1a between the input terminal 512 and the end C1a of the capacitor C1.
  • the switch SW102 is connected in series between the common terminal 513 and the end C1b of the capacitor C1 to the common terminal 513 and the end C1b.
  • the switch SW103 is connected in series between the end C1b of the capacitor C1 and the end C2a of the capacitor C2 to the end C1b and the end C2a.
  • the switch SW104 is connected in series between the input terminal 512 and the end C2a of the capacitor C2 to the input terminal 512 and the end C2a.
  • the switch SW105 is connected in series between the common terminal 513 and the end C2b of the capacitor C2 to the common terminal 513 and the end C2b.
  • the switch SW106 is connected in series with the end C2b and the end C3a between the end C2b of the capacitor C2 and the end C3a of the capacitor C3.
  • the switch SW107 is connected in series with the input terminal 512 and the end C3a between the input terminal 512 and the end C3a of the capacitor C3.
  • the switch SW108 is connected in series between the common terminal 513 and the end C3b of the capacitor C3 to the common terminal 513 and the end C3b.
  • the switch SW109 is connected in series between the end C3b of the capacitor C3 and the end C4a of the capacitor C4 to the end C3b and the end C4a.
  • the switch SW110 is connected in series between the input terminal 512 and the end C4a of the capacitor C4 to the input terminal 512 and the end C4a.
  • the switch SW111 is connected in series between the common terminal 513 and the end C4b of the capacitor C4 to the common terminal 513 and the end C4b.
  • the switch 200a includes switches SW201 to SW208.
  • the switch SW201 is connected in series between the input terminal 512 and the end C1b of the capacitor C1 to the input terminal 512 and the end C1b.
  • the switch SW202 is connected in series between the output terminal 514 and the end C1a of the capacitor C1 to the terminal 514 and the end C1a.
  • the switch SW203 is connected in series between the input terminal 512 and the end C2b of the capacitor C2 to the input terminal 512 and the end C2b.
  • the switch SW204 is connected in series between the output terminal 514 and the end C2a of the capacitor C2 to the terminal 514 and the end C2a.
  • the switch SW205 is connected in series between the input terminal 512 and the end C3b of the capacitor C3 to the input terminal 512 and the end C3b.
  • the switch SW206 is connected in series between the output terminal 514 and the end C3a of the capacitor C3 to the terminal 514 and the end C3a.
  • the switch SW207 is connected in series between the input terminal 512 and the end C4b of the capacitor C4 to the input terminal 512 and the end C4b.
  • the switch SW208 is connected in series between the output terminal 514 and the end C4a of the capacitor C4 to the terminal 514 and the end C4a.
  • the capacitors C1 to C4 are common to the input terminal 512 (potential Vdd)
  • the terminals 513 are connected to the terminals 512 and 513 in series with each other.
  • the capacitors C1 and C2 share a common terminal with the input terminal 512 (potential Vdd)
  • the capacitors C3 and C4 are connected to the terminals 512 and 513 in series with each other between 513 (potential Vgnd), and at the same time, the capacitors C3 and C4 are in series with each other between the input terminal 512 (potential Vdd) and the common terminal 513 (potential Vgnd)
  • the terminals 512 and 513 are connected.
  • capacitors C1 to C4 are in common with input terminal 512 (potential Vdd) when switches SW101, SW102, SW104, SW105, SW107, SW108, SW110, and SW111 are on and switches SW103, SW106, and SW109 are off.
  • the terminals 513 (potential Vgnd) are connected in parallel to the terminals 512 and 513.
  • connection of the capacitors C1 to C4 by switching of the switch 200a (switches SW201 to SW208) will be described.
  • the switch 100a (switches SW101 to SW111) is off.
  • capacitors C1 to C4 are connected in parallel with each other between input terminal 512 (potential Vdd) and output terminal 514.
  • FIG. 1 A to 18D are circuit diagrams showing the operation of the booster circuit 510.
  • FIG. 1 A to 18D are circuit diagrams showing the operation of the booster circuit 510.
  • the booster circuit 510 outputs from the output terminal 514 a boosted voltage Vout obtained by multiplying the potential Vdd supplied to the input terminal 512 by 1.25.
  • the capacitors C1 to C4 are input terminals 512.
  • the terminals 512 and 513 are connected in series with each other between (potential Vdd) and the common terminal 513 (potential Vgnd).
  • potential Vdd potential voltage
  • Vgnd potential voltage
  • the booster circuit 510 outputs from the output terminal 514 a boosted voltage Vout obtained by multiplying the potential Vdd supplied to the input terminal 512 by 1.5.
  • the capacitors C1 and C2 are input by turning on the switches SW101, SW103, SW105, SW107, SW109, and SW111 of the switch 100a and maintaining the other switches of the switches 100a and 200a off.
  • the terminals 512 (potential Vdd) and the common terminal 513 (potential Vgnd) are connected to the terminals 512 and 513 in series, and at the same time, the capacitors C3 and C4 are connected to the input terminal 512 (potential Vdd) and the common terminal 513 (potential Vgnd And in series with each other and to terminals 512, 513).
  • each of the capacitors C1 to C4 is charged with a voltage of 0.5 ⁇ Vdd.
  • the booster circuit 510 outputs, from the output terminal 514, a boosted voltage Vout obtained by multiplying the potential Vdd supplied to the input terminal 512 by 2.0.
  • the capacitors C1 to C4 are connected to the terminals 512 and 513 in parallel with each other between the input terminal 512 (potential Vdd) and the common terminal 513 (potential Vgnd). Thereby, each of the capacitors C1 to C4 is charged with the voltage of Vdd.
  • the booster circuit 510 according to the fourth embodiment can suppress the decrease in the discharge capability of the output, and the effect thereof will be described below.
  • FIG. 19 is a circuit diagram of a booster circuit of a comparative example.
  • the booster circuit 501 includes capacitors C501 to C504 and switches SW1 to SW15 connected to the capacitors C501 to C504.
  • the capacitors C501 to C504 have capacitances C equal to one another.
  • an output voltage Vout can be obtained by boosting the power supply potential Vin of the voltage source 502.
  • FIGS. 20A and 20B show the operation of the booster circuit 501.
  • FIG. FIG. 20A shows a connection state at the time of charging of the capacitors C501 to C504, and
  • FIG. 20B shows a connection state at the time of discharging of the capacitors C501 to C504.
  • an output voltage Vout is obtained by boosting the power supply potential Vin by 1.25.
  • the switches SW1 to SW5 are closed, and the switches SW6 to SW15 are opened, whereby the capacitors C501 to C504 are connected in series. As a result, a voltage of 0.25 Vin is applied to each of the capacitors C501 to C504.
  • the switches SW1 to SW5 are opened, and at the same time, the switches SW6 to SW13 are closed, so that an output voltage is generated along a path indicated by a broken line.
  • capacitors C501 to C504 have equal capacitance C, so the voltage 0.25 ⁇ Vin applied to each of capacitors C501 to C504 and voltage Vin are added, and the power supply potential Vin is 1.25 times An output voltage Vout can be obtained.
  • FIGS. 21A and 21B show another operation of the booster circuit 501 of the comparative example.
  • FIG. 21A shows the connection state during charging of the capacitors C501 to C504, and
  • FIG. 21B shows the connection state during discharging.
  • an output voltage Vout is obtained by boosting the power supply potential Vin by 1.5 times.
  • FIGS. 22A and 22B show still another operation of the booster circuit 501 of the comparative example.
  • FIG. 22A shows a connection state at the time of charging of the capacitors C501 to C504, and
  • FIG. 22B shows a connection state at the time of discharging of the capacitors C501 to C504.
  • an output voltage Vout is obtained by boosting the power supply potential Vin by 2.0 times.
  • FIG. 23 shows output current capabilities of the booster circuit 510 in the fourth embodiment shown in FIG. 17 and the booster circuit 501 in the comparative example shown in FIG.
  • the output current capability is a product (I ⁇ t) of the current I and time t that the booster circuit 510 can output to the load connected to the output terminal 514, that is, the magnitude of the electric quantity.
  • the voltage V needs a capacitor of large capacity C charged.
  • the discharge capacity decreases when the boost ratio is increased. This is because four capacitors C501 to C504 configured to be able to finely switch the boosting ratio are connected in series in the case of a high boosting ratio (1.5 times, 2.0 times), and from the output terminal during discharge This is because the combined capacitance of the capacitors C501 to C504 is reduced.
  • the decrease in output current capability is suppressed even if the booster ratio is increased. This is because when discharging the charged capacitors C1 to C4, the capacitors C1 to C4 are connected in parallel to generate the boosted voltage Vout, so the combined capacitance of the capacitors C1 to C4 viewed from the output terminal 514 is small. Attributable to not being.
  • the switch 100a connects the capacitors C1 to C4 in series or in parallel between the potential Vdd and the potential Vgnd.
  • the switch 200 a connects the capacitors C 1 to C 4 in parallel between the potential Vdd and the output terminal 514.
  • FIG. 24 is a circuit diagram of another booster circuit 520 in the fourth embodiment.
  • the booster circuit 520 can be used as the booster circuit 19 in the first and second embodiments shown in FIGS. 1B and 13.
  • the booster circuit 520 includes switches 300a and 400a instead of the switches 100a and 200a of the booster circuit 510 shown in FIG.
  • switch 300a is a series connection in which capacitors C1 to C4 are connected in series between terminals 512 and 513, and capacitors C1 to C4 are connected between terminals 512 and 513. It is possible to switch between parallel connection connected in parallel.
  • Switch 400a can connect capacitors C1 to C4 in parallel with each other between terminals 512 and 514, like switch 200a of booster circuit 510 shown in FIG.
  • the switch 300a includes switches SW301 to SW311.
  • the switch SW301 is connected in series with the input terminal 512 and the end C1a between the input terminal 512 and the end C1a of the capacitor C1.
  • the switch SW302 is connected in series with the ends C1b and C2b between the end C1b of the capacitor C1 and the end C2b of the capacitor C2.
  • the switch SW303 is connected in series with the ends C1b and C2a between the end C1b of the capacitor C1 and the end C2a of the capacitor C2.
  • the switch SW304 is connected in series to the ends C1a and C2a between the end C1a of the capacitor C1 and the end C2a of the capacitor C2.
  • the switch SW305 is connected in series between the common terminal 513 and the end C2b of the capacitor C2 to the common terminal 513 and the end C2b.
  • the switch SW306 is connected in series with the ends C2b and C3a between the end C2b of the capacitor C2 and the end C3a of the capacitor C3.
  • the switch SW307 is connected in series with the input terminal 512 and the end C3a between the input terminal 512 and the end C3a of the capacitor C3.
  • the switch SW308 is connected in series to the ends C3b and C4b between the end C3b of the capacitor C3 and the end C4b of the capacitor C4.
  • the switch SW309 is connected in series with the ends C3b and C4a between the end C3b of the capacitor C3 and the end C4a of the capacitor C4.
  • the switch SW310 is connected in series with the ends C3a and C4a between the end C3a of the capacitor C3 and the end C4a of the capacitor C4.
  • the switch SW311 is connected in series between the common terminal 513 and the end C4b of the capacitor C4 to the common terminal 513 and the end C4b.
  • the switch 400a includes switches SW401 to SW408.
  • the switch SW401 is connected in series between the input terminal 512 and the end C1b of the capacitor C1 to the input terminal 512 and the end C1b.
  • the switch SW402 is connected in series between the input terminal 512 and the end C2b of the capacitor C2 to the input terminal 512 and the end C2b.
  • the switch SW403 is connected in series between the input terminal 512 and the end C3b of the capacitor C3 to the input terminal 512 and the end C3b.
  • the switch SW404 is connected in series with the input terminal 512 and the end C1b between the input terminal 512 and the end C4b of the capacitor C4.
  • the switch SW405 is connected in series with the output terminal 514 and the end C1a between the output terminal 514 and the end C1a of the capacitor C1.
  • the switch SW406 is connected in series with the output terminal 514 and the end C2a between the output terminal 514 and the end C2a of the capacitor C2.
  • the switch SW407 is connected in series with the output terminal 514 and the end C3a between the output terminal 514 and the end C3a of the capacitor C3.
  • the switch SW408 is connected in series with the output terminal 514 and the end C4a between the output terminal 514 and the end C4a of the capacitor C4.
  • the capacitors C1 to C4 are common to the input terminal 512 (potential Vdd)
  • the terminals 513 (potential Vgnd) are connected to the terminals 512 and 513 in series with each other.
  • the capacitors C1 and C2 have the input terminal 512 (potential Vdd).
  • the common terminal 513 (potential Vgnd) are connected in series with one another at the terminals 512 and 513, and at the same time, the capacitors C3 and C4 are mutually connected between the input terminal 512 (potential Vdd) and the common terminal 513 (potential Vgnd) Connected in series to the terminals 512, 513.
  • the capacitors C1 and C2 are connected in parallel with each other.
  • a parallel connection is formed, and capacitors C3 and C4 are connected in parallel to each other to form another parallel connection, and these two parallel connections form an input terminal 512 (potential Vdd) and a common terminal (potential Vgnd)
  • the terminals are connected in series to terminals 512 and 513.
  • connection of the capacitors C1 to C4 by switching the switches SW401 to SW408 of the switch 400a will be described.
  • the switches SW301, SW305, SW307, and SW311 of the switch 300a are off.
  • the capacitors C1 to C4 are parallel to each other between the input terminal 512 (potential Vdd) and the output terminal 514. Are connected to the terminals 512, 514.
  • the switches SW402, SW404, SW405, and SW407 of the switch 400a and the switches SW302, SW304, SW308, and SW310 of the switch 300a are on, and the switches SW401, SW403, SW406, and SW408 of the switch 400a, and switches SW303 and SW306 of the switch 300a.
  • the capacitors C1 and C2 are connected in parallel to one another to form a parallel connection
  • the capacitors C3 and C4 are also connected in parallel to one another to form another parallel connection. Connections are connected to the terminals 512, 514 in parallel with one another between the input terminal 512 (potential Vdd) and the output terminal 514. That is, capacitors C1 to C4 are connected to terminals 512 and 514 in parallel with each other between input terminal 512 (potential Vdd) and output terminal 514.
  • 25A to 25E are circuit diagrams showing the operation of the booster circuit 520.
  • FIG. 25A to 25E are circuit diagrams showing the operation of the booster circuit 520.
  • the booster circuit 520 outputs the output voltage Vout from the output terminal 514, which is obtained by multiplying the potential Vdd supplied to the input terminal 512 by 1.25.
  • the capacitors C1 to C4 are input terminals 512 by turning on the switches SW301, SW303, SW306, SW309, and SW311 of the switch 300a and keeping the other switches among the switches 300a and 400a off.
  • the terminals 512 and 514 are connected in series with each other between the (potential Vdd) and the common terminal 514 (potential Vgnd). As a result, each of the capacitors C1 to C4 is charged to a voltage of 0.25 ⁇ Vdd.
  • the capacitors C1 to C4 are discharged so as to be output from between
  • the booster circuit 520 outputs, from the output terminal 514, the boosted voltage Vout obtained by multiplying the potential Vdd supplied to the input terminal 512 by 1.5.
  • the capacitors C1 and C2 are turned on by turning on the switches SW301, SW302, SW304, SW306, SW308, SW310, and SW311 of the switch 300a and keeping the other switches of the switches 300a and 400a off.
  • the capacitors C3 and C4 are also connected in parallel to one another to form another parallel connection, and two parallel connections thereof are combined with the input terminal 512 (potential Vdd)
  • the terminals 512 and 513 are connected in series to the common terminal 513 (potential Vgnd). Thereby, each of the capacitors C1 to C4 is charged with a voltage of 0.5 ⁇ Vdd.
  • the capacitors C1 to C4 receive the input terminal 512 (potential Vdd) and the output terminal 514. Are connected to the terminals 512, 514 in parallel with each other.
  • the capacitors C1 to C4 are discharged so as to be output from between
  • the booster circuit 520 outputs, from the output terminal 514, the boosted voltage Vout obtained by multiplying the potential Vdd supplied to the input terminal 512 by 2.0.
  • the capacitor C1. C4 is connected to the terminals 512 and 613 in parallel with each other between the input terminal 512 (potential Vdd) and the common terminal 513 (potential Vgnd). Thereby, each of the capacitors C1 to C4 is charged by the voltage of Vdd.
  • the capacitors C1 to C4 receive the input terminal 512 (potential Vdd) and the output terminal 514. Are connected to the terminals 512, 514 in parallel with each other.
  • the capacitors C1 to C4 are discharged.
  • the switches SW302, SW304, SW308, and SW310 of the switch 300a and the switches SW402, SW404, SW405, and SW407 of the switch 400a are turned on, and the other switches among the switches 300a and 400a are turned off.
  • the capacitors C1 to C4 are connected to the terminals 512 and 514 in parallel with each other between the input terminal 512 (potential Vdd) and the output terminal 514. Therefore, even if boosting circuit 520 performs the operation shown in FIG. 25E instead of the operation shown in FIG. 25B, terminals 512 to 513 and capacitors C1 to C4 can be connected similarly.
  • FIG. 23 further shows the output current capability of the booster circuit 520 shown in FIG.
  • the decrease in output current capability is suppressed even if the booster ratio is increased. This is because when discharging the charged capacitors C1 to C4, the capacitors C1 to C4 are connected in parallel to generate the boosted voltage Vout, so the combined capacitance of the capacitors C1 to C4 viewed from the output terminal 514 is small. Attributable to not being.
  • the switch 300a connects the capacitors C1 to C4 in series or in parallel between the input terminal 512 (potential Vdd) and the common terminal 513 (potential Vgnd).
  • Switch 400 a connects capacitors C 1 to C 4 in parallel between input terminal 512 (potential Vdd) and output terminal 514.
  • the booster circuit 510 (520) shown in FIG. 17 (FIG. 24) includes four capacitors C1 to C4, the present invention is not limited to this, and a plurality of capacitors may be provided.
  • the booster circuit 510 (520) may, for example, comprise five capacitors. In this case, first, five capacitors are connected in series with each other between the input terminal 512 (potential Vdd) and the common terminal 513 (potential Vgnd) by the switch 100 a (300 a) to the input terminal 512 and the common terminal 513. Each capacitor is charged with a voltage of 0.2 ⁇ Vdd.
  • FIG. 26 is a circuit diagram of a booster 530 in the fourth embodiment.
  • the booster 530 can be used as the booster circuit 19 in the first and second embodiments shown in FIGS. 1B and 13.
  • the booster 530 includes a booster circuit 510a, a switch 500a connected to the booster circuit 510a, and a booster circuit 510b connected to the booster circuit 510a via the switch 500a.
  • the booster circuits 510a and 510b have input terminals 512a and 512b, common terminals 513a and 513b, and output terminals 514a and 514b, respectively.
  • the booster circuits 510a and 510b have the same configuration as the booster circuit 510 shown in FIG.
  • the input terminals 512a and 512b of the booster circuits 510a and 510b correspond to the input terminal 512 of the booster circuit 510
  • the common terminals 513a and 513b of the booster circuits 510a and 510b correspond to the common terminal 513 of the booster circuit 510
  • the output terminals 514 a and 514 b of 510 b correspond to the output terminal 514 of the booster circuit 510.
  • the output terminal 514a of the booster circuit 510a is connected to the input terminal 512b of the booster circuit 510b via the switch 500a, that is, two booster circuits 510a and 510b are connected in cascade. With this configuration, it is possible to control the boosting ratio more finely.
  • the configuration of the booster 530 will be described in detail below.
  • the voltage source 511a supplies the potential Vdd to the input terminal 512a of the booster circuit 510a.
  • the switch 500a connecting the booster circuits 510a and 510b includes switches SW501 and SW502.
  • the switch SW501 is connected in series between the output terminal 514a of the booster circuit 510a and the input terminal 512b of the booster circuit 510b to the terminals 514a and 512b.
  • the switch SW502 is connected in series with the voltage source 511b and the input terminal 512b between the voltage source 511b and the input terminal 512b of the booster circuit 510b.
  • the voltage source 511b supplies the potential Vdd to the input terminal 512b via the switch SW502.
  • the booster 530 The operation of the booster 530 will be described below.
  • the voltage between the input terminal 512a and the output terminal 514a of the booster circuit 510a and the voltage between the input terminal 512b and the output terminal 514b of the booster circuit 510b are added to the potential of the input terminal 512a of the booster circuit 510a.
  • the obtained voltage is output from the output terminal 514b.
  • the booster circuit 510a operates in the same manner as the booster circuit 510 shown in FIG. 18C and each of the capacitors C1 to C4 of the booster circuit 510a is turned on.
  • the booster 530 can set the voltage Vout to various values by variously operating the booster circuits 510a and 510b.
  • the switch SW502 is not the booster circuit 510a and 510b instead of connecting the switch SW502 to the voltage source 511b.
  • the input terminals 512a and 512b may be connected in series between the input terminals 512a and 512b. Further, by making the voltages of the voltage sources 511a and 511b different from each other, the boosting device 530 can set the voltage Vout of the output terminal 514b more finely, and can control the boosting ratio more finely.
  • booster circuits 510a and 510b of the booster device 530 in the fourth embodiment are both the booster circuit 510 shown in FIG. 17, the same effects can be obtained with the booster circuit 520 shown in FIG.
  • the boosting circuits 510 and 520 and the boosting device 530 can set the boosting ratio finely with high power conversion efficiency. Further, the boosting circuits 510 and 520 and the boosting device 530 can be realized by a small circuit because the boosting ratio can be set by a combination of a plurality of capacitors of the same capacitance connected in series. Furthermore, the boosting circuits 510 and 520 and the boosting device 530 connect the capacitors in parallel according to the boosting ratio, so the discharging capability (output current capability) is large and the load driving capability is excellent.
  • the booster circuit and the booster device in Embodiment 4 can be applied to various electronic devices.
  • the booster circuit in the fourth embodiment can be applied to an inertial sensor, an LED unit, a power supply device, a battery unit, and the like.
  • FIG. 27 is a block diagram of a physical quantity detection device 551 according to the fifth embodiment.
  • the physical quantity detection device 551 in the fifth embodiment is an angular velocity sensor that detects an angular velocity, and includes the booster circuits 510 and 520 or the booster 530 in the fourth embodiment.
  • the physical quantity detection device 551 includes a vibrator 552, a drive circuit 553 for oscillating and driving the vibrator 552 with a drive signal, and a detection circuit 554.
  • the detection circuit 554 detects a detection signal (charge) generated in the vibrator 552 due to an externally applied inertial force.
  • the detection circuit 554 includes a detection amplifier 555, a detector 556, and a low pass filter (LPF) 557.
  • the detection amplifier 555 is an I / V conversion amplifier that converts current to voltage.
  • the input amplifier 558 provided at the first stage of the drive circuit 553 is an integration type current / voltage conversion amplifier having low-pass filter characteristics, which is composed of an operational amplifier, a feedback resistor Rf, and a feedback capacitor Cf.
  • the input amplifier 558 is one of the components of the oscillation loop, and converts the monitor signal (charge) from the oscillator 552 into a voltage signal.
  • the input amplifier 558 can effectively prevent unnecessary oscillation by having low pass filter characteristics.
  • Drive circuit 553 phase-rotates this voltage signal by 90 ° and outputs it to detection circuit 554, and automatic gain adjustment for automatically adjusting the gain of the oscillation loop according to this voltage signal ( And AGC circuit portion 560).
  • the AGC circuit unit 560 automatically adjusts the gain so that the loop gain of the oscillation loop becomes 1 in the oscillation steady state.
  • An output amplifier 562 provided downstream of the drive circuit 553 outputs a drive signal obtained by amplifying a signal from the AGC circuit unit 560 to the vibrator 552.
  • the output amplifier 562 is a V / V conversion amplifier that converts a voltage into a voltage.
  • the vibrator 552 is connected to the drive circuit 553. As shown in FIG. 27, the vibrator 552 has a monitor terminal D501 which outputs a monitor signal, a drive terminal D502 for giving a drive signal to the vibrator 552, and a detection terminal S which outputs a detection signal.
  • the configuration and operation of the detection circuit 554 will be described below.
  • drive oscillation in a predetermined direction at the drive oscillation frequency fd is generated in the oscillator 552 by the oscillation loop including the drive circuit.
  • rotational inertia force Coriolis force
  • vibration due to the Coriolis force occurs in the direction orthogonal to the drive vibration due to the rotation, and a detection signal (charge) is detected from the detection terminal S. It is generated.
  • the detection signal is input to a detection amplifier 555 provided at the first stage of the detection circuit 554.
  • An unnecessary component which is a leakage component of the driving vibration is superimposed on the detection signal. Since the detection signal is generated from the vibration direction orthogonal to the drive vibration, the phase of the detection signal (component caused by the Coriolis force) and the frequency of the unnecessary signal (leakage component of the drive vibration) are both frequency fd. There is a 90 degree difference.
  • the detector 556 synchronously detects the detection signal with the reference signal for synchronous detection from the drive circuit 553.
  • the synchronization detection reference signal is output from a phase shifter 559 that applies a predetermined phase rotation to the output signal from the input amplifier 558 of the drive circuit 553.
  • the signal synchronously detected by the detector 556 includes a direct current which is a component resulting from the Coriolis force and a 2 ⁇ fd component due to an unnecessary signal.
  • the low pass filter 557 removes the component of the 2 ⁇ fd frequency due to the unnecessary signal, and outputs a desired angular velocity signal (direct current) corresponding to the angular velocity.
  • the drive circuit 553 includes an output amplifier 562 that outputs a drive signal to the vibrator 552, a power supply unit 564 that supplies a power supply potential to the output amplifier 562, and a booster circuit 565 that boosts and controls the power supply potential.
  • the booster circuit 565 can increase the amplitude of the drive voltage from the output amplifier 562 by supplying the boosted voltage obtained by boosting the power supply potential to the output amplifier 562.
  • the vibrator 552 has a difference in the structure of the vibrator 552 (for example, the weight of arms vibrating mechanically or the size of a space between a plurality of adjacent arms) or the pressure difference between the surrounding (for example, vacuum and large).
  • the difficulty of mechanical vibration with respect to temperature differs depending on the difference in air pressure) or the difference in the material constituting the vibrator 552. That is, the physical quantity detection device 551 according to the fifth embodiment supplies the boosted voltage obtained by boosting the power supply potential when the temperature is high or low to the output amplifier 562 to increase the amplitude of the drive voltage from the output amplifier 562 it can. Therefore, even when there is a temperature change in the mechanical amplitude of the vibrator 552, the displacement of the vibrator 552 can be increased, so that the detection sensitivity of the physical quantity detection device 551 can be increased.
  • the booster circuit 565 is provided with a plurality of capacitors of the same capacity so as to be able to finely switch the booster ratio, and it is possible to suppress a decrease in output current capability. Therefore, the physical quantity detection device 551 incorporating the booster circuit in the fourth embodiment consumes low power and is a small circuit, and can realize good sensitivity characteristics in a wide temperature range.
  • the physical quantity detection device 551 according to the fourth embodiment is an angular velocity sensor, but is not limited to this.
  • the physical quantity detection device 551 according to the fifth embodiment can be applied to a vibration-type acceleration sensor, a vibration-type angular acceleration sensor, a vibration-type strain sensor, a vibration-type pressure sensor, a crystal oscillator, or the like.
  • the drive device according to the present invention is useful for physical quantity detection devices such as inertial force sensors and electronic devices such as small video cameras and digital still cameras.

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Abstract

　駆動装置は、振動子と、駆動信号を振動子に入力して振動子を振動させる駆動回路とを備える。駆動回路は、モニタ信号に基づいて振動子に駆動信号を出力する出力アンプと、電源電圧を供給する電源部と、電源電圧を制御して出力アンプに供給する電源電圧制御部とを有する。この駆動装置は振動子の振動の振幅を大きくでき、この駆動装置を用いた物理量検出装置の検出感度を大きくすることができる。

Description

駆動装置、物理量検出装置及び電子機器
　本発明は、駆動装置、振動型角速度センサ等の物理量検出装置および電子機器に関する。
　従来、振動子に駆動電圧を与える構成を備えた物理量検出装置が知られている。該物理量検出装置は、例えば、特許文献１に開示されている。該物理量検出装置では、物理量の検出感度を大きくするために、振動子に与える駆動電圧を大きくすることが必要である。
特開２００１－１１６５５３号公報
　しかし、従来の物理量検出装置では、高温（あるいは低温）時における物理量の検出感度を十分に大きくした上で、常温時においても、物理量の検出感度を十分に大きくすることが困難なことがある。つまり、高温（あるいは低温）時における駆動電圧を十分に大きくした上で、常温時においても、駆動電圧を十分に大きくすることが困難なことがある。
　そこで、本明細書において、以下の駆動装置を開示する。該駆動装置は、入力された駆動信号により振動し、かつ振動に応じてモニタ信号を出力する振動子と、駆動信号を振動子に入力して振動子を振動させる駆動回路とを備える。駆動回路は、モニタ信号に基づいて振動子に駆動信号を出力する出力アンプと、電源電圧を供給する電源部と、電源電圧を制御して制御された電源電圧を出力アンプに供給する電源電圧制御部とを有する。
　この駆動装置は振動子の振動の振幅を大きくでき、この駆動装置を用いた物理量検出装置の検出感度を大きくすることができる。
図１Ａは実施の形態１における物理量検出装置のブロック図である。 図１Ｂは実施の形態１における物理量検出装置の電源電圧制御部のブロック図である。 図２Ａは実施の形態１における物理量検出装置の常温での駆動電圧を示す図である。 図２Ｂは実施の形態１における物理量検出装置の高温での駆動電圧を示す図である。 図３は実施の形態１における物理量検出装置の振動子の上面図である。 図４は図３に示す振動子の線ＩＶ－ＩＶにおける断面図である。 図５Ａは図３に示す振動子のＺ軸周りの角速度を検出する動作を表す概略図である。 図５Ｂは図３に示す振動子のＹ軸周りの角速度を検出する場合の動作を表す概略図である。 図６は実施の形態１における物理量検出装置の駆動回路が出力する駆動電圧の温度による変化を示す図である。 図７Ａは実施の形態１における物理量検出装置の駆動回路が出力する駆動電圧を示す図である。 図７Ｂは実施の形態１における物理量検出装置の駆動回路が出力する駆動電圧を示す図である。 図８は実施の形態１における物理量検出装置の別の振動子の上面図である。 図９は図８に示す振動子の線ＩＸ－ＩＸにおける断面図である。 図１０は図８に示す振動子を備えた実施の形態１における物理量検出装置の駆動電圧の振幅の温度による変化を示す図である。 図１１は図８に示す振動子を備えた実施の形態１における物理量検出装置の駆動電圧の振幅の温度による変化を示す図である。 図１２は実施の形態２における物理量検出装置のブロック図である。 図１３は実施の形態２における物理量検出装置の電源電圧制御部のブロック図である。 図１４は実施の形態２における物理量検出装置の他の駆動回路のブロック図である。 図１５は実施の形態２における物理量検出装置のＡＧＣ回路部のブロック図である。 図１６は実施の形態３における電子機器の構成図である。 図１７は実施の形態４における昇圧回路の回路図である。 図１８Ａは図１７に示す昇圧回路の動作を示す回路図である。 図１８Ｂは図１７に示す昇圧回路の動作を示す回路図である。 図１８Ｃは図１７に示す昇圧回路の別の動作を示す回路図である。 図１８Ｄは図１７に示す昇圧回路のさらに別の動作を示す回路図である。 図１９は比較例の昇圧回路の回路図である。 図２０Ａは比較例の昇圧回路の動作を示す回路図である。 図２０Ｂは比較例の昇圧回路の動作を示す回路図である。 図２１Ａは比較例の昇圧回路の別の動作を示す回路図である。 図２１Ｂは比較例の昇圧回路の別の動作を示す回路図である。 図２２Ａは比較例の昇圧回路のさらに別の動作を示す回路図である。 図２２Ｂは比較例の昇圧回路のさらに別の動作を示す回路図である。 図２３は実施の形態４における昇圧回路の出力電流能力を示す図である。 図２４は実施の形態４における別の昇圧回路の回路図である。 図２５Ａは図２４に示す昇圧回路の動作を示す回路図である。 図２５Ｂは図２４に示す昇圧回路の動作を示す回路図である。 図２５Ｃは図２４に示す昇圧回路の別の動作を示す回路図である。 図２５Ｄは図２４に示す昇圧回路のさらに別の動作を示す回路図である。 図２５Ｅは図２４に示す昇圧回路のさらに別の動作を示す回路図である。 図２６は実施の形態４における昇圧装置の回路図である。 図２７は実施の形態５における物理量検出装置のブロック図である。
　以下、各実施の形態について説明する。各実施の形態で説明する内容は、矛盾の無い範囲で組み合わせ可能である。
　（実施の形態１）
　図１Ａは、実施の形態１における物理量検出装置１のブロック図である。物理量検出装置１は、駆動装置９１と、検出回路４とを備える。駆動装置９１は、振動子２と、振動子２に接続されることによって発振ループを構成する駆動回路３とを備える。駆動回路３は振動子２に駆動信号を供給して振動子２を駆動し、振動周波数で振動子２を振動させる。振動子２は、駆動信号により振動し、かつ振動に応じたモニタ信号を出力する。駆動回路３は、振動子２に駆動信号を出力する出力アンプ１２と、出力アンプ１２に電源電圧Ｖｔｙｐを供給する電源部１４と、電源電圧制御部１５とを備える。電源電圧制御部１５には電源電圧Ｖｔｙｐが入力され、電源電圧制御部１５は、電源電圧Ｖｔｙｐを制御して、制御された電源電圧Ｖｓを出力アンプ１２に供給する。なお、駆動回路３は、温度検出部１３をさらに備えていてもよい。この場合、電源電圧制御部１５は、温度検出部１３により得られた温度に基づいて、電源電圧Ｖｔｙｐを制御して、制御された電源電圧Ｖｓを出力アンプ１２に供給する。
　この構成により、駆動装置９１は温度変化がある場合でも、駆動電圧の飽和を防ぎつつ適切な大きさの電圧の駆動信号を出力することができ、感度特性の向上と温度特性とを両立できる。
　実施の形態１における物理量検出装置１は、例えば、角速度を検出する角速度センサであり、その構成と動作について以下に説明する。
　駆動回路３は振動子２と発振ループを構成して、その発振ループによって振動子２を駆動して振動させる。
　駆動回路３は、高電位ＶＤＤと、高電位ＶＤＤより低い接地電位ＧＮＤ（低電位）との間で動作する。但し、接地電位ＧＮＤの代わりにアナロググランドＡＧＮＤを用いることもあり得る。アナロググランドＡＧＮＤは駆動回路３の基準電位であり、接地電位ＧＮＤと一致するとは限らない。具体的には、振動子２の種類に応じて使用できる電源電位が異なる。
　振動子２が圧電振動子等の容量結合型の振動子である場合、振動子２の発振駆動に発振ループの直流成分が関係しないので、発振ループの駆動信号の電圧の振幅を所望のレベルに調整できれば振動子２は駆動でき、駆動信号の電圧の直流成分の大きさは任意に設定できる。したがって、低電位としては接地電位ＧＮＤやアナロググランドＡＧＮＤを含む任意の電位を使用することができる。
　振動子２が可変抵抗型振動子である場合、発振ループのバイアス電圧を所望のレベルに設定する必要があることから、回路内の電源電圧である所望のレベルのアナロググランドＡＧＮＤを使用することが好ましい。
　実施の形態１における駆動装置９１は上述の振動子２の形態のいずれも採用が可能である。
　実施の形態１では振動子２は圧電振動子であり、駆動回路は、高電位ＶＤＤ（例えば３Ｖ）と接地電位ＧＮＤ間で動作する。振動子２は外部から与えられた慣性力に起因して検出信号（電荷）を発生させる。検出回路４は検出信号（電荷）を検出する。
　検出回路４は、検出アンプ５と、検波器６と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）７とを有する。実施の形態１において、検出アンプ５は入力された電流を電圧に変換して出力するＩ／Ｖ変換増幅器である。
　駆動回路３は、入力アンプ８と、移相器９と、自動利得調整（ＡＧＣ）回路部１０と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１をさらに有する。入力アンプ８は駆動回路３の初段に設けられ、オペアンプならびに帰還抵抗Ｒｆ、帰還容量Ｃｆからなり、ローパスフィルタ特性をもつ積分型の電流／電圧変換アンプである。振動子２から出力されるモニタ信号は電荷の流れすなわち電流である。入力アンプ８は発振ループの構成要素の一つであり、振動子２から出力された電流であるモニタ信号を電圧信号に変換する。入力アンプ８はローパスフィルタの特性をもつことによって不要な発振を効果的に防止することができる。移相器９は、この電圧信号を９０°位相回転させて検出回路４に出力する。ＡＧＣ回路部１０は、この電圧信号に従って発振ループの利得（ゲイン）を自動的に調整する。
　ＡＧＣ回路部１０は、整流器と平滑器と基準信号源と比較器と利得可変増幅器とを有する。ＡＧＣ回路部１０は、発振定常状態において、発振ループのループゲインが１になるように自動的に利得可変増幅器の利得を調整する。出力アンプ１２は駆動回路３の後段に設けられ、ＡＧＣ回路部１０からの信号を増幅した駆動信号を振動子２に出力する。具体的には、ＡＧＣ回路部１０からの信号はＢＰＦ１１を介して出力アンプ１２に入力される。
　駆動回路３には振動子２が接続される。振動子２はモニタ信号を出力するモニタ端子Ｄ１と、振動子２に駆動信号を入力するドライブ端子Ｄ２と、振動子２からの検出信号を出力する検出端子Ｓとを有する。
　次に、検出回路４の構成と動作について説明する。通常動作時には、駆動回路３を含む発振ループによって振動子２に所定方向の駆動振動周波数ｆｄの振動が生じる。この状態で振動子２が回転すると、その回転に起因して駆動振動と直交する方向にコリオリ力が発生し、そのコリオリ力による振動が生じて検出端子Ｓから検出信号（電荷）が出力され、その検出信号は検出回路４の初段に設けられる検出アンプ５に入力される。
　但し、検出信号には、駆動振動が漏れて発生した不要成分が重畳されている。検出信号は駆動振動と直交する振動方向から生じるので、コリオリ力に起因する検出信号の周波数と不要信号の周波数は共に駆動振動周波数ｆｄであり、検出信号と不要信号の位相には９０°の差がある。不要成分を除去するため、検波器６は、駆動回路３からの同期検波用参照信号によって検出信号を同期検波する。同期検波用参照信号は、駆動回路３の入力アンプ８からの出力信号に所定の位相回転を与える移相器９から出力される。
　振動子２に一定の角速度が加わっている状態では、検波器６が同期検波して出力する信号にはコリオリ力に起因する直流の成分と不要信号に起因する周波数２×ｆｄの成分とが含まれる。
　ローパスフィルタ７は不要信号に起因する周波数２×ｆｄの交流の成分を除去して、振動子２に加わった角速度に対応する所望の角速度信号である直流を出力する。
　駆動回路３は、振動子２に駆動信号を出力する出力アンプ１２と、周囲温度を検出する温度検出部１３と、出力アンプ１２に電源電圧Ｖｔｙｐを電源電圧Ｖｓとして供給する電源部１４と、温度検出部１３より検出された温度に基づいて電源電圧Ｖｓを制御する電源電圧制御部１５とを有する。
　ここで、物理量検出装置１の検出感度は振動子２の機械振動の振幅に依存する。振動子２の駆動電圧と機械振動の振幅の関係は温度によって変化し、振動子２を構成する材料の温度特性と、振動子２の形状や寸法等の構造と、振動子２の周囲の空気の粘性の温度特性とを含む複数の要因が影響している。一般に、振動子２は常温よりも高温あるいは低温で機械的に振動し難くなる。ＡＧＣ回路部１０は、温度によらず振動子２の振動の振幅を一定とするように、高温あるいは低温において出力アンプ１２からの駆動信号の電圧の振幅が常温においてよりも大きくなるように駆動信号を制御する。
　図１Ｂは電源電圧制御部１５のブロック図である。電源電圧制御部１５は、温度検出部１３で検出された温度に基づいて制御信号を出力する制御部１８と、制御部１８からの制御信号と電源部１４からの電源電圧Ｖｔｙｐが入力される昇圧回路１９と、制御部１８からの制御信号と昇圧回路１９から出力される昇圧電圧Ｖｈｉ及び電源電圧Ｖｔｙｐが入力されるスイッチ２０とを備えている。昇圧回路１９は、電源部１４からの電源電圧Ｖｔｙｐを昇圧して昇圧電圧Ｖｈｉを発生する。
　スイッチ２０は、入力された電源電圧Ｖｔｙｐと昇圧電圧Ｖｈｉのいずれか一方を制御部１８からの制御信号に応じて選択的に電源電圧Ｖｓとして出力する。
　図２Ａは図１Ａに示す物理量検出装置１のドライブ端子Ｄ２における常温での駆動信号の電圧を示す。図２Ｂは、ドライブ端子Ｄ２における高温での駆動信号の電圧を示す。図２Ａと図２Ｂにおいて横軸は時間を示し、縦軸は駆動信号の電圧を示す。
　図２Ａに示すように、常温では、出力アンプ１２に電源電圧Ｖｔｙｐが供給され、電源電圧Ｖｔｙｐは駆動電圧の振幅より大きい。実施の形態１では、電源電圧Ｖｔｙｐは３Ｖであり、常温での駆動電圧の振幅は２．５Ｖである。ただし、電源電圧Ｖｔｙｐと駆動電圧の振幅との電圧差は、駆動回路３および出力アンプ１２が駆動電圧を飽和させない最低限の値に設定することができ、実施の形態１ではこの電圧差に過大なマージンを設けていない。また、図２Ｂに示すように、高温では出力アンプ１２に電源電圧Ｖｔｙｐを昇圧して得られた昇圧電圧Ｖｈｉが供給されている。これにより、駆動回路３および出力アンプ１２は駆動電圧を飽和させることなく出力することができる。実施の形態１では、昇圧電圧Ｖｈｉは４．５Ｖであり、高温での駆動信号の電圧の振幅は４．０Ｖである。
　図３は振動子２の上面図である。図４は図３に示す振動子２の線ＩＶ－ＩＶにおける断面図である。図３において、互いに直交するＸ軸、Ｙ軸、Ｚ軸を定義し、さらに、Ｘ軸とＹ軸とを含むＸＹ平面を定義する。
　振動子２は、基部２５と、基部２５に支持された一端をそれぞれ有するアーム２６～２９と、アーム２６～２９にそれぞれ接続された錘３０と、アーム２６～２９をＸＹ平面と平行に駆動し振動させる駆動部３１と、アーム２６に設けられた検出部３２ａと、基部２５上に設けられた検出部３２ｂ、３２ｃと、駆動部３１および検出部３２ａ、３２ｂ、３２ｃのそれぞれから引き出されて配線を介して電気的に接続される接続用電極３５とを備える。検出部３２ａはアーム２６上で基部２５の近傍に設けられ、Ｚ軸周りの角速度により発生する慣性力を検出する。検出部３２ｂはＹ軸周りの角速度により発生する慣性力を検出する。検出部３２ｃはＸ軸周りの角速度により発生する慣性力を検出する。基部２５、アーム２６～２９、錘３０はそれぞれがシリコン（Ｓｉ）で構成される。基部２５は、一対の支持部２２と、一対の支持部２２に接続された両端をそれぞれ有する一対の縦梁２３と、一対の縦梁２３の略中央にそれぞれ接続された両端を有する横梁２４とから構成される。一対の支持部２２は外部の基板と接続される接続用電極３５を備える。アーム２６～２９は基部２５の横梁２４に接続されている。振動子２は大気圧に維持されたパッケージ内に実装されている。
　検出部３２ａは、アーム２６の上に形成された下部電極２０５と、下部電極２０５の上に形成された圧電薄膜２２０と、圧電薄膜２２０の上に形成された上部電極２２５とを有する。他の検出部３２ｂ、３２ｃ、駆動部３１も同様に、アームの上に形成された下部電極と、下部電極の上に形成された圧電薄膜と、圧電薄膜の上に形成された上部電極とを有する。
　図５Ａは振動子２のＺ軸周りの角速度４０を検出する場合の動作を示し、図５Ｂは振動子２のＹ軸周りの角速度４３を検出する場合の動作を示す。
　図５Ａに示すように、駆動回路３から駆動部３１に駆動信号が与えられることにより、錘３０にはＸＹ平面内で駆動振動４１が発生する。物理量検出装置１にＺ軸の周りの角速度４０が与えられると、慣性力（コリオリ力）がＹ軸の方向に発生し、錘３０に検出振動４２が発生する。検出振動４２により検出部３２ａから出力される検出信号は、駆動振動と同じ周波数を有し、かつ、角速度４０の大きさに依存した振幅を有する。したがって、この検出信号の大きさを測定することにより、角速度４０の大きさを検出することができる。
　図５Ｂに示すように、Ｙ軸の周りの角速度４３が入力されると、慣性力により錘３０にＺ軸の方向の検出振動４４が発生する。検出振動４４により検出部３２ｂから出力される検出信号は、駆動振動４１と同じ周波数を有し、かつ、角速度４３の大きさに依存した振幅を有する。したがって、この検出信号の大きさを測定することにより、角速度４３の大きさを検出することができる。なお、物理量検出装置１はＸ軸周りの角速度も、Ｙ軸周りの角速度と同様にして検出できる。
　図６は、駆動回路３が出力する駆動信号の電圧の振幅の温度による変化を示す。図７Ａは、常温で駆動回路３が出力する駆動信号の電圧の振幅を示し、図７Ｂは、高温及び低温での駆動信号の電圧の振幅を示す。
　振動子２は高温と低温で機械的に振動し難くなる。すなわち、振動子２の機械的な振幅を温度変化に関わらず一定にするには、高温と低温とで駆動振動の電圧の振幅を常温よりも大きくする必要がある。したがって、振動子２を用いた駆動装置９１では、電源電圧制御部１５は、温度検出部１３により得られた温度が所定の高温側閾値ＴｔｈＨより高いまたは所定の低温側閾値ＴｔｈＬより低いときに、電源電圧Ｖｔｙｐを昇圧して得られた昇圧電圧Ｖｈｉを電源電圧Ｖｓとして出力アンプ１２に出力することが好ましい。さらに電源電圧制御部１５は、温度検出部１３により得られた温度が所定の高温側閾値ＴｔｈＨ以下でありかつ所定の低温側閾値ＴｔｈＬ以上であるときに、電源電圧Ｖｔｙｐを電源電圧Ｖｓとして出力アンプ１２に出力することが好ましい。実施の形態１では、所定の高温側閾値ＴｔｈＨは７０℃であり、所定の低温側閾値ＴｔｈＬは－１０℃である。
　図８は実施の形態１における物理量検出装置１の別の振動子３０１の上面図である。図９は図８に示す振動子３０１の線ＩＸ－ＩＸにおける断面図である。
　図９に示すように、振動子３０１は、音叉型のシリコン基板３０２、３０３と、シリコン基板３０２の上に形成された下部電極３０８、３０９、３１０と、シリコン基板３０３の上に形成された下部電極３１１、３１２、３１３と、下部電極３０８、３０９、３１０、３１１、３１２、３１３の上にそれぞれ形成された圧電薄膜３１４、３１５、３１６、３１７、３１８、３１９と、圧電薄膜３１４、３１５、３１６、３１７、３１８、３１９の上にそれぞれ形成された上部電極３２０、３２１、３２２、３２３、３２４、３２５とを有する。上部電極３２０、３２２、３２３、３２５は駆動電極を構成する。上部電極３２１、３２４は検出電極を構成する。下部電極３０８、３０９、３１０、３１１、３１２、３１３は全て基準電位に接続されている。
　振動子３０１のアーム３０６、３０７は、駆動電極３２０、３２２、３２３、３２５に所定の駆動信号の電圧が印加されることで、Ｘ軸方向に振動する。振動子３０１のアーム３０６、３０７がＸ軸方向に振動している状態で、Ｙ軸周りの角速度が印加されるとアーム３０６、３０７にコリオリ力が発生する。コリオリ力によりアーム３０６、３０７はＺ軸方向に撓み、圧電薄膜３１５、３１８が同じく撓むことによって、検出電極３２１、３２４に電荷が発生する。この電荷の量がコリオリ力に比例することから、この電荷を検出することで角速度を検出することが可能となる。
　振動子３０１は、大気圧に維持されたパッケージ内に実装される。
　図１０は、振動子２の代わりに振動子３０１を備えた物理量検出装置１の駆動回路３が出力する駆動信号の電圧の振幅の温度による変化を示す。図１０において、縦軸は駆動信号の電圧の振幅を示し、横軸は振動子３０１の周囲の温度を示す。ここで、振動子３０１は常温より低い低温では常温に比べて機械的に振動し難くなる。したがって、電源電圧制御部１５は、温度検出部１３により得られた温度が低温の時に電源電圧Ｖｔｙｐを昇圧した昇圧電圧Ｖｈｉを出力することが好ましい。
　図１１は、振動子３０１を備えた物理量検出装置１の駆動回路３が出力する駆動信号の電圧の振幅の温度による変化を示す。図１１において、縦軸は駆動信号の電圧の振幅を示し、横軸は振動子３０１の周囲の温度を示す。ここで、振動子３０１は真空に維持されたパッケージ内に実装されている。この場合、振動子３０１は常温よりも高い高温で常温に比べて機械的に振動し難くなる。したがって、電源電圧制御部１５は、温度検出部１３により得られた温度が高温の時に電源電圧Ｖｔｙｐを昇圧した昇圧電圧Ｖｈｉを出力することが好ましい。
　以上のように、振動子２、３０１は、振動子の構造の違いや周囲の気圧の違い、或いは構成する材料の違いによって温度に対する機械振動のし難さが異なる。ここで、振動子２、３０１の構造の違いとは、例えば、機械振動するアームとその周囲にある基部の間にある空間や、隣り合う２つのアームの間にある空間の大きさの違いである。したがって、実施の形態１における駆動装置９１は、温度検出部１３により得られた温度が高温または低温の時に電源電圧Ｖｔｙｐを昇圧した昇圧電圧Ｖｈｉを出力アンプ１２へ供給して、出力アンプ１２からの駆動信号の電圧の振幅を大きくすることができる。
　これにより、振動子２、３０１の機械振幅に温度による変化がある場合でも、駆動振動の電圧の振幅のマージンを低減でき、駆動装置９１を用いた物理量検出装置１は、常温での駆動信号の電圧の振幅を大きくすることができ、振動子２の変位を大きくできるので、検出感度を大きくすることができる。
　なお、実施の形態１における物理量検出装置１は振動子２として微細な構造を採用した小型な振動子を用いることが可能であり、広い温度範囲で高い検出感度を有する。また、振動子２を大気圧中に実装することができるので、実装するパッケージを小型で低コストにすることも可能であり、簡易的な封止であっても広い温度範囲で高感度な物理量検出装置１を実現することができる。また、振動子２を構成する材料が異なっても同様の効果が得られるので、例えば、振動子２を構成する材料をＰＺＴ等の一般的な圧電セラミックスからニオブ酸ナトリウムカリウムやビスマスフェライト等の低環境負荷な無鉛圧電材料に変えたとしても、広い温度範囲で高感度な物理量検出装置１を実現することができる。
　なお、図１Ｂに示す電源電圧制御部１５において、スイッチ２０が電源電圧Ｖｔｙｐを電源電圧Ｖｓとして出力アンプ１２に供給しているときには、昇圧電圧Ｖｈｉは不要である。したがって、電源電圧制御部１５が電源電圧Ｖｔｙｐを電源電圧Ｖｓとして出力アンプ１２に供給しているときには、制御部１８は、昇圧回路１９へ供給する電力を抑制するかもしくはその電力供給を停止して、昇圧回路１９を動作させなくすることが好ましい。すなわち、昇圧回路１９は温度検出部１３が検出した温度が高温または低温であるときに動作し、その温度が常温であるときには動作しない。これにより、低消費電力な物理量検出装置１を実現することができる。
　（実施の形態２）
　図１２は実施の形態２における物理量検出装置５０ａのブロック図である。図１２において、図１Ａに示す実施の形態１における物理量検出装置１と同じ部分には同じ参照符号を付す。物理量検出装置５０ａは、図１Ａに示す実施の形態１における物理量検出装置１の駆動回路３を有する駆動装置９１の代わりに駆動回路３ａを有する駆動装置９１ａを備える。
　図１２に示す駆動回路３ａは、図１Ａに示す実施の形態１における駆動回路３の温度検出部１３の代わりに、駆動信号の振幅Ｖｄを検出する振幅検出部１６ａを有する。電源電圧制御部１５は、振幅検出部１６ａで検出された駆動信号の振幅Ｖｄに少なくとも基づいて出力アンプ１２に供給される電源電圧Ｖｓを制御する。
　振幅検出部１６ａは、駆動信号の電圧の振幅Ｖｄと電源電圧Ｖｓと比較する比較器１７を備えている。
　比較器１７は、駆動信号の振幅Ｖｄの大きさと電源電圧Ｖｓとを比較して、その比較結果を電源電圧制御部１５へ出力する。実施の形態２では、この比較結果とは、駆動信号の振幅Ｖｄと電源電圧Ｖｓとの差（Ｖｓ－Ｖｄ）である。
　電源電圧制御部１５は、比較器１７から出力された比較結果である差（Ｖｓ－Ｖｄ）に応じた電源電圧Ｖｓを出力アンプ１２へ供給する。電源電圧Ｖｓとは、電源部１４が出力した電源電圧Ｖｔｙｐもしくは電源電圧Ｖｔｙｐを１．５倍に昇圧した昇圧電圧Ｖｈｉである。実施の形態２では、電源電圧Ｖｔｙｐは例えば３Ｖであり、昇圧電圧Ｖｈｉは例えば４．５Ｖである。
　図１３は電源電圧制御部１５のブロック図である。電源電圧制御部１５は、比較器１７から出力された比較結果が入力されて制御信号を出力する制御部１８と、制御部１８からの制御信号と電源部１４からの電源電圧Ｖｔｙｐが入力される昇圧回路１９と、制御部１８からの制御信号と昇圧回路１９から出力される昇圧電圧Ｖｈｉ及び電源電圧Ｖｔｙｐが入力されるスイッチ２０とを備えている。昇圧回路１９は、電源部１４からの電源電圧Ｖｔｙｐを昇圧して昇圧電圧Ｖｈｉを発生する。
　スイッチ２０は、入力された電源電圧Ｖｔｙｐと昇圧電圧Ｖｈｉのいずれか一方を制御部１８からの制御信号に応じて選択的に電源電圧Ｖｓとして出力する。
　電源電圧制御部１５に入力される比較結果である差（Ｖｓ－Ｖｄ）に基づく電源電圧制御部１５の動作を以下に説明する。なお、実施の形態２では、電源電圧Ｖｔｙｐは３Ｖであり、昇圧電圧Ｖｈｉは４．５Ｖである。
　（ｉ）電源電圧Ｖｓが電源電圧Ｖｔｙｐ（３Ｖ）であるときの動作
　電源電圧Ｖｓが電源電圧Ｖｔｙｐ（３Ｖ）である状態で比較結果である差（Ｖｓ－Ｖｄ）が第１の閾値よりも大きければ、制御部１８はスイッチ２０を制御して電源電圧Ｖｓを電源電圧Ｖｔｙｐのまま変化させない。一方、電源電圧Ｖｓが電源電圧Ｖｔｙｐ（３Ｖ）である状態で比較結果である差（Ｖｓ－Ｖｄ）が第１の閾値電圧以下であれば、制御部１８はスイッチ２０を制御して電源電圧Ｖｓを昇圧電圧Ｖｈｉへ切り替える。
　第１の閾値は、駆動信号の振幅Ｖｄを飽和させない出力アンプ１２の出力ダイナミックレンジに基づいて設定され、実施の形態２では０．７Ｖである。
　（ｉｉ）電源電圧Ｖｓが昇圧電圧Ｖｈｉであるときの動作
　電源電圧Ｖｓが昇圧電圧Ｖｈｉである状態で比較結果である差（Ｖｓ－Ｖｄ）が第２の閾値よりも大きければ、制御部１８はスイッチ２０を制御して電源電圧Ｖｓを電源電圧Ｖｔｙｐへ切り替える。一方、電源電圧Ｖｓが昇圧電圧Ｖｈｉである状態で比較結果である差（Ｖｓ－Ｖｄ）が第２の閾値以下であれば、制御部１８はスイッチ２０を制御して電源電圧Ｖｓを昇圧電圧Ｖｈｉのまま変化させない。
　第２の閾値は、電源電圧Ｖｔｙｐと昇圧電圧Ｖｈｉの電圧差に出力アンプ１２の出力ダイナミックレンジを加えた電圧に基づいて設定され、実施の形態２では１．７Ｖである。第２の閾値は第１の閾値よりも大きい。
　この構成により、実施の形態２における物理量検出装置５０ａは、出力アンプ１２から出力される駆動信号の振幅Ｖｄを直接検出して、この駆動信号が出力アンプ１２で飽和しないように出力アンプ１２に供給される電源電圧Ｖｓを制御する。したがって、駆動回路３のＢＰＦ１１の特性や出力アンプ１２の増幅量等がばらついた場合でも、広い温度範囲で高感度な物理量検出装置５０ａを実現することができる。
　図１４は実施の形態２における別の物理量検出装置５０ｂブロック図である。図１４において、図１２に示す物理量検出装置５０ａと同じ部分には同じ参照符号を付す。物理量検出装置５０ｂは、図１２に示す物理量検出装置５０ａの駆動回路３ａを有する駆動装置９１ａの代わりに駆動回路３ｂを有する駆動装置９１ｂを備える。駆動回路３ｂは図１２に示す駆動回路３ａの振幅検出部１６ａの代わりに振幅検出部１６ｂを有する。駆動装置９１ｂでは、電源電圧制御部１５はＡＧＣ回路部１０で検出したモニタ信号の振幅に基づいて電源電圧Ｖｓを制御する。
　ＡＧＣ回路部１０には入力アンプ８の出力信号（モニタ信号）が入力され、モニタ信号の大きさに基づいてＡＧＣ回路部１０の利得可変増幅器の利得に応じたＡＧＣ電圧Ｖｃを出力する。図１４に示す振幅検出部１６ｂは、ＡＧＣ回路部１０から出力されたＡＧＣ電圧Ｖｃを電源電圧制御部１５へ出力している。
　図１５はＡＧＣ回路部１０のブロック図である。ＡＧＣ回路部１０は、整流器１０ａ、平滑器１０ｂ、基準信号源１０ｃ、比較器１０ｄ、利得可変増幅器１０ｅで構成される。整流器１０ａは入力アンプ８からのモニタ信号を整流した信号を出力し、平滑器１０ｂは整流器１０ａの出力信号を平滑した直流電圧を出力する。比較器１０ｄはこの直流電圧と基準信号源１０ｃの出力である所定の基準電圧を比較してＡＧＣ電圧Ｖｃを出力する。利得可変増幅器１０ｅは、ＢＰＦ１１を介して入力アンプ８からのモニタ信号を増幅して得られた信号を出力アンプ１２へ出力する。利得可変増幅器１０ｅの利得はＡＧＣ電圧Ｖｃに基づいて制御され、ＡＧＣ電圧ＶｃはＡＧＣ回路部１０に入力されるモニタ信号の極めて小さな変化を検出して利得可変増幅器１０ｅの増幅量を大きく変化させる。これにより、温度変動が発生して振動子２が機械振動し難くなったとしても、駆動回路３はモニタ信号の大きさをほぼ一定にしながら駆動信号の電圧の振幅Ｖｄが大きくなるように制御され、その結果、振動子２の機械的な振動の振幅が一定に制御される。
　以上のことから、ＡＧＣ電圧Ｖｃはモニタ信号の電圧に基づいており、電源電圧制御部１５は、モニタ信号の電圧に基づくＡＧＣ電圧Ｖｃを取得することによって駆動信号の電圧の振幅を検出することができる。すなわち、振幅検出部１６ｂは、モニタ信号の振幅を検出し、電源電圧制御部１５は、検出された振幅に基づいて電源電圧Ｖｓを制御する。
　この構成により、物理量検出装置５０ｂは、ＡＧＣ回路部１０を駆動信号の振幅Ｖｄを検出する振幅検出部１６ｂとして併用しているので、回路規模が小さく、より簡単な構成で出力アンプ１２から出力される駆動信号の電圧の振幅Ｖｄを間接的に検出して、駆動信号が出力アンプ１２に供給される電源電圧Ｖｔｙｐによって飽和しないように出力アンプ１２の電源電圧Ｖｓを制御することができる。
　なお、図１Ｂに示す電源電圧制御部１５において、スイッチ２０が電源電圧Ｖｔｙｐを電源電圧Ｖｓとして出力アンプ１２に供給しているときには、昇圧電圧Ｖｈｉは不要である。したがって、電源電圧制御部１５が電源電圧Ｖｔｙｐを電源電圧Ｖｓとして出力アンプ１２に供給しているときには、制御部１８は昇圧回路１９を動作させなくすることが好ましい。これにより、低消費電力な物理量検出装置５０ａ、５０ｂを実現することができる。
　（実施の形態３）
　図１６は実施の形態３における電子機器７０の構成図である。電子機器７０は、実施の形態１における物理量検出装置１と、表示部７１と、ＣＰＵ等の処理部７２と、メモリ７３と、操作部７４とを備える。このように、電子機器７０は、記載の物理量検出装置１と、物理量検出装置１に接続された回路（表示部７１、処理部７２、メモリ７３等）を備える。実施の形態３における電子機器７０はデジタルカメラである。電子機器７０は物理量検出装置１の代わりに実施の形態２における物理量検出装置５０ａまたは物理量検出装置５０ｂを備えてもよい。
　物理量検出装置１は、図１Ａに示すように、振動子２、駆動回路３および検出回路４を備える。駆動回路３は、温度変化がある様な場合でも、駆動電圧の飽和を防ぎつつ適切な大きさの電圧の駆動信号を出力することができ、感度特性の向上と温度特性との両立が可能である。したがって、物理量検出装置１を内蔵する電子機器７０は、電子機器７０が、例えばビデオカメラやデジタルスチルカメラである場合、高精度の手振れ補正等の処理が可能である。
　このように、電子機器７０は高い性能を有する。なお、電子機器７０は、デジタルカメラの他、カーナビゲーションシステムや航空機やロボットであってもよい。
　以上、本発明を実施の形態に基づいて説明したが、他にも多くの変形が可能であることは、当業者には容易に理解できる。例えば、本発明に係る駆動装置を用いた物理量検出装置の一例として、角速度センサを説明したが、これに限定されるものではない。例えば、本発明に係る駆動装置を用いた振動型加速度センサや振動型角加速度センサ、振動型歪センサ、振動型圧力センサ、水晶発振器等、が実現可能である。
　なお、振動子２を構成する材質としては、例えば、水晶、ニオブ酸リチウム、チタン酸ジルコン酸鉛を用いることができる。
　（実施の形態４）
　図１７は実施の形態４における昇圧回路５１０の回路図である。昇圧回路５１０は図１Ｂと図１３に示す実施の形態１、２における昇圧回路１９として用いることができる。昇圧回路５１０は、コンデンサＣ１～Ｃ４と、電位Ｖｄｄを供給する入力端子５１２と、電位Ｖｇｎｄを供給する共通端子５１３と、電位Ｖｄｄ、Ｖｇｎｄの間の電圧を昇圧して得られた電圧Ｖｏｕｔを出力する出力端子５１４と、スイッチ１００ａ、２００ａとを備える。スイッチ１００ａは、端子５１２、５１３の間でコンデンサＣ１～Ｃ４を互いに直列に接続する直列接続と、端子５１２、５１３の間でコンデンサＣ１～Ｃ４を互いに並列に接続する並列接続とを切り替えることができる。スイッチ２００ａは、端子５１２、５１４の間でコンデンサＣ１～Ｃ４を互いに並列に接続することができる。
　電圧源５１１は入力端子５１２に電位Ｖｄｄを供給する。実施の形態４では、電位Ｖｄｄは電源電位であり、電位Ｖｇｎｄは接地電位であり０Ｖである。
　コンデンサＣ１～Ｃ４は互いに等しい容量を有する。コンデンサＣ１は端Ｃ１ａ、Ｃ１ｂを有する。コンデンサＣ２は端Ｃ２ａ、Ｃ２ｂを有する。コンデンサＣ３は端Ｃ３ａ、Ｃ３ｂを有する。コンデンサＣ４は端Ｃ４ａ、Ｃ４ｂを有する。
　スイッチ１００ａはスイッチＳＷ１０１～ＳＷ１１１よりなる。スイッチＳＷ１０１は入力端子５１２とコンデンサＣ１の端Ｃ１ａとの間で直列に入力端子５１２と端Ｃ１ａとに接続されている。スイッチＳＷ１０２は共通端子５１３とコンデンサＣ１の端Ｃ１ｂとの間で直列に共通端子５１３と端Ｃ１ｂとに接続されている。スイッチＳＷ１０３はコンデンサＣ１の端Ｃ１ｂとコンデンサＣ２の端Ｃ２ａとの間で直列に端Ｃ１ｂと端Ｃ２ａとに接続されている。スイッチＳＷ１０４は入力端子５１２とコンデンサＣ２の端Ｃ２ａとの間で直列に入力端子５１２と端Ｃ２ａとに接続されている。スイッチＳＷ１０５は共通端子５１３とコンデンサＣ２の端Ｃ２ｂとの間で直列に共通端子５１３と端Ｃ２ｂとに接続されている。スイッチＳＷ１０６はコンデンサＣ２の端Ｃ２ｂとコンデンサＣ３の端Ｃ３ａとの間で直列に端Ｃ２ｂと端Ｃ３ａとに接続されている。スイッチＳＷ１０７は入力端子５１２とコンデンサＣ３の端Ｃ３ａとの間で直列に入力端子５１２と端Ｃ３ａとに接続されている。スイッチＳＷ１０８は共通端子５１３とコンデンサＣ３の端Ｃ３ｂとの間で直列に共通端子５１３と端Ｃ３ｂとに接続されている。スイッチＳＷ１０９はコンデンサＣ３の端Ｃ３ｂとコンデンサＣ４の端Ｃ４ａとの間で直列に端Ｃ３ｂと端Ｃ４ａとに接続されている。スイッチＳＷ１１０は入力端子５１２とコンデンサＣ４の端Ｃ４ａとの間で直列に入力端子５１２と端Ｃ４ａとに接続されている。スイッチＳＷ１１１は共通端子５１３とコンデンサＣ４の端Ｃ４ｂとの間で直列に共通端子５１３と端Ｃ４ｂとに接続されている。
　スイッチ２００ａはスイッチＳＷ２０１～ＳＷ２０８よりなる。
　スイッチＳＷ２０１は入力端子５１２とコンデンサＣ１の端Ｃ１ｂとの間で直列に入力端子５１２と端Ｃ１ｂとに接続されている。スイッチＳＷ２０２は出力端子５１４とコンデンサＣ１の端Ｃ１ａとの間で直列に端子５１４と端Ｃ１ａとに接続されている。スイッチＳＷ２０３は入力端子５１２とコンデンサＣ２の端Ｃ２ｂとの間で直列に入力端子５１２と端Ｃ２ｂとに接続されている。スイッチＳＷ２０４は出力端子５１４とコンデンサＣ２の端Ｃ２ａとの間で直列に端子５１４と端Ｃ２ａとに接続されている。スイッチＳＷ２０５は入力端子５１２とコンデンサＣ３の端Ｃ３ｂとの間で直列に入力端子５１２と端Ｃ３ｂとに接続されている。スイッチＳＷ２０６は出力端子５１４とコンデンサＣ３の端Ｃ３ａとの間で直列に端子５１４と端Ｃ３ａとに接続されている。スイッチＳＷ２０７は入力端子５１２とコンデンサＣ４の端Ｃ４ｂとの間で直列に入力端子５１２と端Ｃ４ｂとに接続されている。スイッチＳＷ２０８は出力端子５１４とコンデンサＣ４の端Ｃ４ａとの間で直列に端子５１４と端Ｃ４ａとに接続されている。
　スイッチ１００ａ（スイッチＳＷ１０１～ＳＷ１１１）の切り替えによるコンデンサＣ１～Ｃ４の接続を以下に説明する。スイッチ１００ａでコンデンサＣ１～Ｃ４の接続を切り替える際にはスイッチ２００ａ（スイッチＳＷ２０１～ＳＷ２０８）はオフであり、コンデンサＣ１～Ｃ４は出力端子５１４に接続されておらず出力端子５１４から切断されている。
　スイッチ１００ａのスイッチＳＷ１０１、ＳＷ１０３、ＳＷ１０６、ＳＷ１０９、ＳＷ１１１がオンでありスイッチＳＷ１０２、ＳＷ１０４、ＳＷ１０５、ＳＷ１０７、ＳＷ１０８、ＳＷ１１０がオフである状態では、コンデンサＣ１～Ｃ４は入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と共通端子５１３（電位Ｖｇｎｄ）との間で互いに直列に端子５１２、５１３に接続される。
　また、スイッチＳＷ１０１、ＳＷ１０３、ＳＷ１０５、ＳＷ１０７、ＳＷ１０９、ＳＷ１１１がオンでありスイッチＳＷ１０２、ＳＷ１０４、ＳＷ１０６、ＳＷ１０８、ＳＷ１１０がオフである状態では、コンデンサＣ１、Ｃ２は入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と共通端子５１３（電位Ｖｇｎｄ）との間で互いに直列に端子５１２、５１３に接続されると同時に、コンデンサＣ３、Ｃ４は入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と共通端子５１３（電位Ｖｇｎｄ）との間で互いに直列に端子５１２、５１３に接続される。
　さらに、スイッチＳＷ１０１、ＳＷ１０２、ＳＷ１０４、ＳＷ１０５、ＳＷ１０７、ＳＷ１０８、ＳＷ１１０、ＳＷ１１１がオンでありスイッチＳＷ１０３、ＳＷ１０６、ＳＷ１０９がオフであるの状態では、コンデンサＣ１～Ｃ４は入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と共通端子５１３（電位Ｖｇｎｄ）との間で互いに並列に端子５１２、５１３に接続される。
　次に、スイッチ２００ａ（スイッチＳＷ２０１～ＳＷ２０８）の切り替えによるコンデンサＣ１～Ｃ４の接続を説明する。スイッチ２００ａでコンデンサＣ１～Ｃ４の接続を切り替える際にはスイッチ１００ａ（スイッチＳＷ１０１～ＳＷ１１１）はオフである。
　スイッチ２００ａのスイッチＳＷ２０１～ＳＷ２０８がオンである状態では、コンデンサＣ１～Ｃ４は入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と出力端子５１４との間で互いに並列に接続される。
　昇圧回路５１０の動作を以下に説明する。図１８Ａから図１８Ｄは昇圧回路５１０の動作を示す回路図である。
　図１８Ａと図１８Ｂに示す動作では、昇圧回路５１０は入力端子５１２に供給された電位Ｖｄｄを１．２５倍して得られた昇圧電圧Ｖｏｕｔを出力端子５１４から出力する。
　図１８Ａに示すようにスイッチ１００ａのスイッチＳＷ１０１、ＳＷ１０３、ＳＷ１０６、ＳＷ１０９、ＳＷ１１１をオンにしてスイッチ１００ａ、２００ａのうちのこれら以外のスイッチをオフに維持することで、コンデンサＣ１～Ｃ４が入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と共通端子５１３（電位Ｖｇｎｄ）との間で互いに直列に端子５１２、５１３に接続される。これにより、コンデンサＣ１～Ｃ４のそれぞれは０．２５×Ｖｄｄの電圧に充電される。
　次に、図１８Ｂに示すように、スイッチ１００ａのスイッチＳＷ１０１～ＳＷ１１１を全てオフにしてスイッチ２００ａのスイッチＳＷ２０１～ＳＷ２０８をオンにする。これにより、０．２５×Ｖｄｄの電圧でそれぞれ充電されたコンデンサＣ１～Ｃ４が入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と出力端子５１４との間で互いに並列に端子５１２、５１４に接続される。これにより、入力端子５１２の電位ＶｄｄにコンデンサＣ１～Ｃ４の電圧０．２５×Ｖｄｄが加算されて１．２５×Ｖｄｄ（＝Ｖｄｄ＋０．２５×Ｖｄｄ）の電圧Ｖｏｕｔが出力端子５１４から出力されるようにコンデンサＣ１～Ｃ４が放電される。
　図１８Ｂと図１８Ｃに示す動作では、昇圧回路５１０は入力端子５１２に供給された電位Ｖｄｄを１．５倍して得られた昇圧電圧Ｖｏｕｔを出力端子５１４から出力する。
　図１８Ｃに示すようにスイッチ１００ａのスイッチＳＷ１０１、ＳＷ１０３、ＳＷ１０５、ＳＷ１０７、ＳＷ１０９、ＳＷ１１１をオンにしてスイッチ１００ａ、２００ａのうちのこれら以外のスイッチをオフに維持することで、コンデンサＣ１、Ｃ２が入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と共通端子５１３（電位Ｖｇｎｄ）との間で互いに直列に端子５１２、５１３に接続され、同時に、コンデンサＣ３、Ｃ４が入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と共通端子５１３（電位Ｖｇｎｄ）との間で互いに直列に端子５１２、５１３に接続される。これにより、コンデンサＣ１～Ｃ４のそれぞれは０．５×Ｖｄｄの電圧で充電される。
　次に、図１８Ｂに示すように、スイッチ１００ａのスイッチＳＷ１０１～ＳＷ１１１を全てオフにしてスイッチ２００ａのスイッチＳＷ２０１～ＳＷ２０８をオンにする。これにより、０．５×Ｖｄｄの電圧でそれぞれ充電されたコンデンサＣ１～Ｃ４が入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と出力端子５１４との間で互いに並列に端子５１２、５１４に接続される。これにより、入力端子５１２の電位ＶｄｄにコンデンサＣ１～Ｃ４の電圧０．５×Ｖｄｄが加算されて１．５×Ｖｄｄ（＝Ｖｄｄ＋０．５×Ｖｄｄ）の電圧Ｖｏｕｔが出力端子５１４から出力されるようにコンデンサＣ１～Ｃ４が放電される。
　図１８Ｂと図１８Ｄに示す動作では、昇圧回路５１０は入力端子５１２に供給された電位Ｖｄｄを２．０倍して得られた昇圧電圧Ｖｏｕｔを出力端子５１４から出力する。
　図１８Ｄに示すようにスイッチ１００ａのスイッチＳＷ１０１、ＳＷ１０２、ＳＷ１０４、ＳＷ１０５、ＳＷ１０７、ＳＷ１０８、ＳＷ１１０、ＳＷ１１１をオンにしてスイッチ１００ａ、２００ａのうちのこれら以外の他のスイッチをオフに維持することで、コンデンサＣ１～Ｃ４を入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と共通端子５１３（電位Ｖｇｎｄ）との間で互いに並列に端子５１２、５１３に接続する。これにより、コンデンサＣ１～Ｃ４のそれぞれはＶｄｄの電圧が充電される。
　次に、図１８Ｂに示すように、スイッチ１００ａのスイッチＳＷ１０１～ＳＷ１１１を全てオフにしてスイッチ２００ａ（スイッチＳＷ２０１～ＳＷ２０８）をオンにする。これにより、Ｖｄｄの電圧でそれぞれ充電されたコンデンサＣ１～Ｃ４が入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と出力端子５１４との間で互いに並列に端子５１２、５１４に接続される。これにより、入力端子５１２の電位ＶｄｄにコンデンサＣ１～Ｃ４の電圧Ｖｄｄが加算されて２×Ｖｄｄ（＝Ｖｄｄ＋Ｖｄｄ）の電圧Ｖｏｕｔが出力端子５１４から出力されるようにコンデンサＣ１～Ｃ４が放電される。
　実施の形態４における昇圧回路５１０は出力の放電能力の低下を抑制することができ、以下にその効果を説明する。
　図１９は比較例の昇圧回路の回路図である。昇圧回路５０１は、コンデンサＣ５０１～Ｃ５０４と、コンデンサＣ５０１～Ｃ５０４に接続されたスイッチＳＷ１～ＳＷ１５とを備える。コンデンサＣ５０１～Ｃ５０４は互いに等しい容量Ｃを有する。昇圧回路５０１を用いることで、電圧源５０２の電源電位Ｖｉｎを昇圧した出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる。
　以下、比較例の昇圧回路５０１の動作を説明する。図２０Ａと図２０Ｂは昇圧回路５０１の動作を示す。図２０ＡはコンデンサＣ５０１～Ｃ５０４の充電時の接続状態を示し、図２０ＢはコンデンサＣ５０１～Ｃ５０４の放電時の接続状態を示す。図２０Ａと図２０Ｂに示す動作では、電源電位Ｖｉｎを１．２５倍に昇圧した出力電圧Ｖｏｕｔが得られる。
　まず、図２０Ａに示すように、スイッチＳＷ１～ＳＷ５が閉状態となり、スイッチＳＷ６～ＳＷ１５が開状態となることで、コンデンサＣ５０１～Ｃ５０４が直列に接続される。これにより、コンデンサＣ５０１～Ｃ５０４のそれぞれには０．２５Ｖｉｎの電圧がかかる。次に、図２０Ｂに示すように、スイッチＳＷ１～ＳＷ５が開状態となり、同時に、スイッチＳＷ６～ＳＷ１３が閉状態となることで、破線で示す経路で出力電圧が発生する。これにより、コンデンサＣ５０１～Ｃ５０４は互いに等しい容量Ｃを有するので、コンデンサＣ５０１～Ｃ５０４のそれぞれに加えられていた電圧０．２５×Ｖｉｎと電圧Ｖｉｎとが加算され、電源電位Ｖｉｎの１．２５倍の出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる。
　図２１Ａと図２１Ｂは比較例の昇圧回路５０１の別の動作を示す。図２１ＡはコンデンサＣ５０１～Ｃ５０４の充電時の接続状態を示し、図２１Ｂは放電時の接続状態を示す。図２１Ａと図２１Ｂに示す動作では、電源電位Ｖｉｎを１．５倍に昇圧した出力電圧Ｖｏｕｔが得られる。
　まず、図２１Ａに示すように、スイッチＳＷ１～ＳＷ５が閉状態であり、スイッチＳＷ６～ＳＷ１５が開状態となることで、コンデンサＣ５０１～Ｃ５０４が直列に接続される。これにより、コンデンサＣ５０１～Ｃ５０４のそれぞれには０．２５×Ｖｉｎの電圧がかかる。次に、図２１Ｂに示すように、スイッチＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ５が開状態となり、同時に、スイッチＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１０、ＳＷ１２が閉状態となることで、破線で示す経路で出力電圧Ｖｏｕｔが発生する。すなわち、電圧０．２５×Ｖｉｎでそれぞれ充電された２つのコンデンサＣ５０１、Ｃ５０２が直列に接続され、電圧０．２５×Ｖｉｎでそれぞれ充電された２つのコンデンサＣ５０３、Ｃ５０４が直列に接続されて得られた電圧０．５×Ｖｉｎと電圧Ｖｉｎとが加算され、電源電位Ｖｉｎを１．５倍に昇圧した出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる。
　図２２Ａと図２２Ｂは比較例の昇圧回路５０１のさらに別の動作を示す。図２２ＡはコンデンサＣ５０１～Ｃ５０４の充電時の接続状態を示し、図２２ＢはコンデンサＣ５０１～Ｃ５０４の放電時の接続状態を示す。図２２Ａと図２２Ｂに示す動作では、電源電位Ｖｉｎを２．０倍に昇圧した出力電圧Ｖｏｕｔが得られる。
　まず、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ４、ＳＷ５、ＳＷ１４、ＳＷ１５が閉状態であり、スイッチＳＷ３、ＳＷ６～ＳＷ１３が開状態となることで、コンデンサＣ５０１、Ｃ５０２が直列に接続され、コンデンサＣ５０３、Ｃ５０４が直列に接続される。これにより、コンデンサＣ５０１～Ｃ５０４のそれぞれには０．５×Ｖｉｎの電圧がかかる。次に、図２２Ｂに示すように、スイッチＳＷ１、ＳＷ５、ＳＷ１４、ＳＷ１５が開状態となり、同時に、スイッチＳＷ７、ＳＷ９、ＳＷ１０、ＳＷ１２が閉状態となることで、破線で示す経路で出力電圧Ｖｏｕｔが発生する。
　これにより、０．５×Ｖｉｎの電圧に充電した２つのコンデンサＣ５０１、Ｃ５０２が直列に接続され、０．５×Ｖｉｎに充電した２つのコンデンサＣ５０３、Ｃ５０４が直列に接続されて電圧Ｖｉｎと電圧Ｖｉｎとが加算され、電源電位Ｖｉｎを２．０倍に昇圧した出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる。
　以上のように、４つのコンデンサＣ５０１～Ｃ５０４を用いることで、電源電位Ｖｉｎを１．２５倍、１．５倍、あるいは２．０倍に昇圧する比率を切り替えて出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる。
　図２３は図１７に示す実施の形態４における昇圧回路５１０と図１９に示す比較例の昇圧回路５０１の出力電流能力を示す。出力電流能力とは、昇圧回路５１０が出力端子５１４に接続された負荷へ出力することのできる電流Ｉと時間ｔの積（Ｉ×ｔ）すなわち電気量の大きさである。例えば、ある電流Ｉを時間ｔに安定持続的に放電する場合、電圧Ｖが充電された大きな容量Ｃのコンデンサを必要とする。
　図２３に示すように、比較例の昇圧回路５０１は、昇圧比率を上げると放電能力が低下する。これは、昇圧比率を細かく切り替えることができるように構成された４つのコンデンサＣ５０１～Ｃ５０４が高い昇圧比率（１．５倍、２．０倍）の場合に直列に接続され、放電時に出力端子から見たコンデンサＣ５０１～Ｃ５０４の合成容量が小さくなることに起因する。
　一方、実施の形態４における昇圧回路５１０は、図２３に示すように、昇圧比率を大きくしても出力電流能力の低下が抑制されている。これは、充電したコンデンサＣ１～Ｃ４を放電する際に、コンデンサＣ１～Ｃ４を並列に接続して昇圧電圧Ｖｏｕｔを生成しているので、出力端子５１４から見たコンデンサＣ１～Ｃ４の合成容量が小さくならないことに起因する。
　以上のように、実施の形態４における昇圧回路５１０では、スイッチ１００ａはコンデンサＣ１～Ｃ４を電位Ｖｄｄと電位Ｖｇｎｄとの間で直列又は並列に接続する。スイッチ２００ａはコンデンサＣ１～Ｃ４を電位Ｖｄｄと出力端子５１４との間で並列に接続する。これにより、コンデンサＣ１～Ｃ４の放電の際においても出力端子５１４から見たコンデンサＣ１～Ｃ４の合成容量が小さくなることを防ぐことができ、出力放電能力の低下を抑制することができる。
　図２４は実施の形態４における別の昇圧回路５２０の回路図である。昇圧回路５２０は図１Ｂと図１３に示す実施の形態１、２における昇圧回路１９として用いることができる。図２４において、図１７に示す昇圧回路５１０と同じ部分には同じ参照番号を付す。昇圧回路５２０は、図１７に示す昇圧回路５１０のスイッチ１００ａ、２００ａの代わりにスイッチ３００ａ、４００ａを備える。スイッチ３００ａは、図１７に示す昇圧回路５１０のスイッチ１００ａと同様に、端子５１２、５１３の間でコンデンサＣ１～Ｃ４を互いに直列する直列接続と、端子５１２、５１３の間でコンデンサＣ１～Ｃ４を互いに並列に接続する並列接続とを切り替えることができる。スイッチ４００ａは、図１７に示す昇圧回路５１０のスイッチ２００ａと同様に、端子５１２、５１４の間でコンデンサＣ１～Ｃ４を互いに並列に接続することができる。
　スイッチ３００ａはスイッチＳＷ３０１～ＳＷ３１１よりなる。スイッチＳＷ３０１は入力端子５１２とコンデンサＣ１の端Ｃ１ａとの間で直列に入力端子５１２と端Ｃ１ａとに接続されている。スイッチＳＷ３０２はコンデンサＣ１の端Ｃ１ｂとコンデンサＣ２の端Ｃ２ｂとの間で直列に端Ｃ１ｂ、Ｃ２ｂに接続されている。スイッチＳＷ３０３はコンデンサＣ１の端Ｃ１ｂとコンデンサＣ２の端Ｃ２ａとの間で直列に端Ｃ１ｂ、Ｃ２ａに接続されている。スイッチＳＷ３０４はコンデンサＣ１の端Ｃ１ａとコンデンサＣ２の端Ｃ２ａとの間で直列に端Ｃ１ａ、Ｃ２ａに接続されている。スイッチＳＷ３０５は共通端子５１３とコンデンサＣ２の端Ｃ２ｂとの間で直列に共通端子５１３と端Ｃ２ｂとに接続されている。スイッチＳＷ３０６はコンデンサＣ２の端Ｃ２ｂとコンデンサＣ３の端Ｃ３ａとの間で直列に端Ｃ２ｂ、Ｃ３ａに接続されている。スイッチＳＷ３０７は入力端子５１２とコンデンサＣ３の端Ｃ３ａとの間で直列に入力端子５１２と端Ｃ３ａとに接続されている。スイッチＳＷ３０８はコンデンサＣ３の端Ｃ３ｂとコンデンサＣ４の端Ｃ４ｂとの間で直列に端Ｃ３ｂ、Ｃ４ｂに接続されている。スイッチＳＷ３０９はコンデンサＣ３の端Ｃ３ｂとコンデンサＣ４の端Ｃ４ａとの間で直列に端Ｃ３ｂ、Ｃ４ａに接続されている。スイッチＳＷ３１０はコンデンサＣ３の端Ｃ３ａとコンデンサＣ４の端Ｃ４ａとの間で直列に端Ｃ３ａ、Ｃ４ａに接続されている。スイッチＳＷ３１１は共通端子５１３とコンデンサＣ４の端Ｃ４ｂとの間で直列に共通端子５１３と端Ｃ４ｂとに接続されている。
　スイッチ４００ａはスイッチＳＷ４０１～ＳＷ４０８よりなる。スイッチＳＷ４０１は入力端子５１２とコンデンサＣ１の端Ｃ１ｂとの間で直列に入力端子５１２と端Ｃ１ｂとに接続されている。スイッチＳＷ４０２は入力端子５１２とコンデンサＣ２の端Ｃ２ｂとの間で直列に入力端子５１２と端Ｃ２ｂとに接続されている。スイッチＳＷ４０３は入力端子５１２とコンデンサＣ３の端Ｃ３ｂとの間で直列に入力端子５１２と端Ｃ３ｂとに接続されている。スイッチＳＷ４０４は入力端子５１２とコンデンサＣ４の端Ｃ４ｂとの間で直列に入力端子５１２と端Ｃ１ｂとに接続されている。スイッチＳＷ４０５は出力端子５１４とコンデンサＣ１の端Ｃ１ａとの間で直列に出力端子５１４と端Ｃ１ａとに接続されている。スイッチＳＷ４０６は出力端子５１４とコンデンサＣ２の端Ｃ２ａとの間で直列に出力端子５１４と端Ｃ２ａとに接続されている。スイッチＳＷ４０７は出力端子５１４とコンデンサＣ３の端Ｃ３ａとの間で直列に出力端子５１４と端Ｃ３ａとに接続されている。スイッチＳＷ４０８は出力端子５１４とコンデンサＣ４の端Ｃ４ａとの間で直列に出力端子５１４と端Ｃ４ａとに接続されている。
　スイッチ３００ａのスイッチＳＷ３０１～ＳＷ３１１の切り替えによるコンデンサＣ１～Ｃ４の接続を以下に説明する。スイッチ３００ａ（スイッチＳＷ３０１～ＳＷ３１１）でコンデンサＣ１～Ｃ４の接続を切り替える際には、スイッチ４００ａ（スイッチＳＷ４０１～ＳＷ４０８）はオフであり、コンデンサＣ１～Ｃ４は出力端子５１４に接続されておらず出力端子５１４から切断されている。
　スイッチ３００ａのスイッチＳＷ３０１、ＳＷ３０３、ＳＷ３０６、ＳＷ３０９、ＳＷ３１１がオンでありスイッチＳＷ３０２、ＳＷ３０４、ＳＷ３０５、ＳＷ３０７、ＳＷ３０８、ＳＷ３１０がオフである状態では、コンデンサＣ１～Ｃ４は入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と共通端子５１３（電位Ｖｇｎｄ）との間で互いに直列に端子５１２、５１３に接続される。
　また、スイッチ３００ａのスイッチＳＷ３０１、ＳＷ３０３、ＳＷ３０５、ＳＷ３０７、ＳＷ３０９、ＳＷ３１１がオンでありスイッチＳＷ３０２、ＳＷ３０４、ＳＷ３０６、ＳＷ３０８、ＳＷ３１０がオフである状態では、コンデンサＣ１、Ｃ２は入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と共通端子５１３（電位Ｖｇｎｄ）との間で互いに直列に端子５１２、５１３接続されると同時に、コンデンサＣ３、Ｃ４が入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と共通端子５１３（電位Ｖｇｎｄ）との間で互いに直列に端子５１２、５１３に接続される。
　さらに、スイッチ３００ａのスイッチＳＷ３０１、ＳＷ３０２、ＳＷ３０４、ＳＷ３０６、ＳＷ３０８、ＳＷ３１０、ＳＷ３１１がオンであり、スイッチＳＷ３０３、ＳＷ３０５、ＳＷ３０７、ＳＷ３０９がオフである状態では、コンデンサＣ１、Ｃ２が互いに並列に接続されて並列接続体を構成し、コンデンサＣ３、Ｃ４が互いに並列に接続されて別の並列接続体を構成し、これら２つの並列接続体が入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と共通端子（電位Ｖｇｎｄ）との間で互いに直列に端子５１２、５１３に接続される。
　次に、スイッチ４００ａのスイッチＳＷ４０１～ＳＷ４０８の切り替えによるコンデンサＣ１～Ｃ４の接続を説明する。スイッチ４００ａでコンデンサＣ１～Ｃ４の接続を切り替える際には、スイッチ３００ａのスイッチＳＷ３０１、ＳＷ３０５、ＳＷ３０７、ＳＷ３１１はオフである。
　まず、スイッチ４００ａのスイッチＳＷ４０１～ＳＷ４０８がオンであり、スイッチ３００ａのスイッチＳＷ３０１～ＳＷ３１１がオフである状態では、コンデンサＣ１～Ｃ４は入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と出力端子５１４との間で互いに並列に端子５１２、５１４に接続される。
　また、スイッチ４００ａのスイッチＳＷ４０２、ＳＷ４０４、ＳＷ４０５、ＳＷ４０７とスイッチ３００ａのスイッチＳＷ３０２、ＳＷ３０４、ＳＷ３０８、ＳＷ３１０がオンであり、スイッチ４００ａのスイッチＳＷ４０１、ＳＷ４０３、ＳＷ４０６、ＳＷ４０８とスイッチ３００ａのスイッチＳＷ３０３、ＳＷ３０６、ＳＷ３０９がオフである状態では、コンデンサＣ１、Ｃ２は互いに並列に接続されて並列接続体を構成し、コンデンサＣ３、Ｃ４も互いに並列に接続されて別の並列接続体を構成し、これら２つの並列接続体が入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と出力端子５１４との間で互いに並列に端子５１２、５１４に接続される。すなわちコンデンサＣ１～Ｃ４が入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と出力端子５１４との間で互いに並列に端子５１２、５１４に接続される。
　昇圧回路５２０の動作を以下に説明する。図２５Ａから図２５Ｅは昇圧回路５２０の動作を示す回路図である。
　図２５Ａと図２５Ｂに示す動作では、昇圧回路５２０は入力端子５１２に供給された電位Ｖｄｄを１．２５倍して得られた昇圧電圧を出力電圧Ｖｏｕｔを出力端子５１４から出力する。
　図２５Ａに示すようにスイッチ３００ａのスイッチＳＷ３０１、ＳＷ３０３、ＳＷ３０６、ＳＷ３０９、ＳＷ３１１をオンにしてスイッチ３００ａ、４００ａのうちのこれら以外のスイッチをオフに維持することで、コンデンサＣ１～Ｃ４が入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と共通端子５１４（電位Ｖｇｎｄ）との間で互いに直列に端子５１２、５１４に接続される。これにより、コンデンサＣ１～Ｃ４のそれぞれは０．２５×Ｖｄｄの電圧に充電される。
　次に、図２５Ｂに示すように、スイッチ４００ａのスイッチＳＷ４０１～４０８をオンにしスイッチ３００ａのスイッチＳＷ３０１～ＳＷ３１１をオフにすることでコンデンサＣ１～Ｃ４が入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と出力端子５１４との間で互いに並列に端子５１２、５１４に接続される。これにより、入力端子５１２の電位ＶｄｄにコンデンサＣ１～Ｃ４の電圧０．２５×Ｖｄｄが加算されて１．２５×Ｖｄｄ（＝Ｖｄｄ＋０．２５×Ｖｄｄ）の電圧Ｖｏｕｔが出力端子５１４と共通端子５１３との間から出力されるようにコンデンサＣ１～Ｃ４が放電される。
　図２５Ｂと図２５Ｃに示す動作では、昇圧回路５２０は入力端子５１２に供給された電位Ｖｄｄを１．５倍して得られた昇圧電圧Ｖｏｕｔを出力端子５１４から出力する。
　図２５Ｃに示すようにスイッチ３００ａのスイッチＳＷ３０１、ＳＷ３０２、ＳＷ３０４、ＳＷ３０６、ＳＷ３０８、ＳＷ３１０、ＳＷ３１１をオンにし、スイッチ３００ａ、４００ａのうちのこれら以外のスイッチをオフに維持することで、コンデンサＣ１、Ｃ２は互いに並列に接続されて並列接続体を構成し、コンデンサＣ３、Ｃ４も互いに並列に接続されて別の並列接続体を構成し、これの２つの並列接続体が入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と共通端子５１３（電位Ｖｇｎｄ）との間で互いに直列に端子５１２、５１３に接続される。これにより、コンデンサＣ１～Ｃ４のそれぞれは０．５×Ｖｄｄの電圧で充電される。
　次に、図２５Ｂに示すように、スイッチ４００ａのスイッチＳＷ４０１～４０８をオンにしスイッチ３００ａのスイッチＳＷ３０１～ＳＷ３１１をオフにすることでコンデンサＣ１～Ｃ４が入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と出力端子５１４との間で互いに並列に端子５１２、５１４に接続される。これにより、入力端子５１２の電位ＶｄｄにコンデンサＣ１～Ｃ４の電圧０．５×Ｖｄｄが加算されて、１．５×Ｖｄｄ（＝Ｖｄｄ＋０．５×Ｖｄｄ）の電圧Ｖｏｕｔが出力端子５１４と共通端子５１３との間から出力されるようにコンデンサＣ１～Ｃ４が放電される。
　図２５Ｂと図２５Ｄに示す動作では、昇圧回路５２０は入力端子５１２に供給された電位Ｖｄｄを２．０倍して得られた昇圧電圧Ｖｏｕｔを出力端子５１４から出力する。
　図２５Ｄに示すようにスイッチ３００ａのスイッチＳＷ３０１、ＳＷ３０２、ＳＷ３０４、ＳＷ３０５、ＳＷ３０７、ＳＷ３０８、ＳＷ３１０、ＳＷ３１１をオンにし、スイッチ３００ａ、４００ａのうちのこれら以外のスイッチをオフにすることにより、コンデンサＣ１～Ｃ４が入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と共通端子５１３（電位Ｖｇｎｄ）との間で互いに並列に端子５１２、６１３に接続される。これにより、コンデンサＣ１～Ｃ４のそれぞれはＶｄｄの電圧で充電される。
　次に、図２５Ｂに示すように、スイッチ４００ａのスイッチＳＷ４０１～４０８をオンにしスイッチ３００ａのスイッチＳＷ３０１～ＳＷ３１１をオフにすることでコンデンサＣ１～Ｃ４が入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と出力端子５１４との間で互いに並列に端子５１２、５１４に接続される。これにより、入力端子５１２の電位ＶｄｄにコンデンサＣ１～Ｃ４の電圧Ｖｄｄが加算されて、２．０×Ｖｄｄ（＝Ｖｄｄ＋Ｖｄｄ）の電圧Ｖｏｕｔが出力端子５１４と共通端子５１３との間から出力されるようにコンデンサＣ１～Ｃ４が放電される。
　図２５Ｅに示す動作では、スイッチ３００ａのスイッチＳＷ３０２、ＳＷ３０４、ＳＷ３０８、ＳＷ３１０とスイッチ４００ａのスイッチＳＷ４０２、ＳＷ４０４、ＳＷ４０５、ＳＷ４０７をオンにしスイッチ３００ａ、４００ａのうちのこれら以外のスイッチをオフにする。これにより、コンデンサＣ１～Ｃ４が入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と出力端子５１４との間で互いに並列に端子５１２、５１４に接続される。したがって、昇圧回路５２０は、図２５Ｂに示す動作の代わりに図２５Ｅに示す動作を行っても同様に端子５１２～５１３とコンデンサＣ１～Ｃ４を接続することができる。
　図２３は図２４に示す昇圧回路５２０の出力電流能力をさらに示す。昇圧回路５２０は、図２３に示すように、図１７に示す昇圧回路５１０と同様に、昇圧比率を大きくしても出力電流能力の低下が抑制されている。これは、充電したコンデンサＣ１～Ｃ４を放電する際に、コンデンサＣ１～Ｃ４を並列に接続して昇圧電圧Ｖｏｕｔを生成しているので、出力端子５１４から見たコンデンサＣ１～Ｃ４の合成容量が小さくならないことに起因する。
　以上のように、昇圧回路５２０においても、スイッチ３００ａはコンデンサＣ１～Ｃ４を入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と共通端子５１３（電位Ｖｇｎｄ）との間で直列又は並列に接続する。スイッチ４００ａは、コンデンサＣ１～Ｃ４を入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と出力端子５１４との間で並列に接続する。これによりコンデンサＣ１～Ｃ４の放電の際においても出力端子５１４から見たコンデンサＣ１～Ｃ４の合成容量が小さくなることを防ぐことができ、昇圧回路５２０の出力放電能力の低下を抑制することができる。
　なお、図１７（図２４）に示す昇圧回路５１０（５２０）は４つのコンデンサＣ１～Ｃ４を備えるが、これに限らず、複数のコンデンサを備えてもよい。昇圧回路５１０（５２０）は例えば、５つのコンデンサを備えてもよい。この場合、まず、スイッチ１００ａ（３００ａ）で５つのコンデンサを入力端子５１２（電位Ｖｄｄ）と共通端子５１３（電位Ｖｇｎｄ）との間で互いに直列に入力端子５１２と共通端子５１３とに接続することで各コンデンサを０．２×Ｖｄｄの電圧で充電する。次に、充電された５つのコンデンサを入力端子５１２と出力端子５１４との間で互いに並列に入力端子５１２と出力端子５１４に接続してこれらのコンデンサを放電することにより、昇圧回路は放電能力を維持しつつ、１．２×Ｖｄｄ（＝Ｖｄｄ＋０．２×Ｖｄｄ）の昇圧電圧を出力端子から出力することができる。
　図２６は実施の形態４における昇圧装置５３０の回路図である。昇圧装置５３０は図１Ｂと図１３に示す実施の形態１、２における昇圧回路１９として用いることができる。昇圧装置５３０は、昇圧回路５１０ａと、昇圧回路５１０ａに接続されたスイッチ５００ａと、スイッチ５００ａを介して昇圧回路５１０ａに接続された昇圧回路５１０ｂとを備える。昇圧回路５１０ａ、５１０ｂは、入力端子５１２ａ、５１２ｂと、共通端子５１３ａ、５１３ｂと出力端子５１４ａ、５１４ｂをそれぞれ有する。昇圧回路５１０ａ、５１０ｂは図１７に示す昇圧回路５１０と同じ構成を有する。昇圧回路５１０ａ、５１０ｂの入力端子５１２ａ、５１２ｂは昇圧回路５１０の入力端子５１２に対応し、昇圧回路５１０ａ、５１０ｂの共通端子５１３ａ、５１３ｂは昇圧回路５１０の共通端子５１３に対応し、昇圧回路５１０ａ、５１０ｂの出力端子５１４ａ、５１４ｂは昇圧回路５１０の出力端子５１４に対応する。このように、昇圧装置５３０では、昇圧回路５１０ａの出力端子５１４ａがスイッチ５００ａを介して昇圧回路５１０ｂの入力端子５１２ｂに接続されており、すなわち２つの昇圧回路５１０ａ、５１０ｂが縦続接続されている。この構成により、さらに精細に昇圧比率を制御することができる。
　昇圧装置５３０の構成を以下に詳述する。電圧源５１１ａは昇圧回路５１０ａの入力端子５１２ａに電位Ｖｄｄを供給する。昇圧回路５１０ａ、５１０ｂを接続するスイッチ５００ａはスイッチＳＷ５０１、ＳＷ５０２よりなる。スイッチＳＷ５０１は昇圧回路５１０ａの出力端子５１４ａと昇圧回路５１０ｂの入力端子５１２ｂとの間に直列に端子５１４ａ、５１２ｂに接続されている。スイッチＳＷ５０２は電圧源５１１ｂと昇圧回路５１０ｂの入力端子５１２ｂとの間で直列に電圧源５１１ｂと入力端子５１２ｂに接続されている。電圧源５１１ｂはスイッチＳＷ５０２を介して入力端子５１２ｂに電位Ｖｄｄを供給する。
　昇圧装置５３０の動作を以下に説明する。昇圧装置５３０では、昇圧回路５１０ａの入力端子５１２ａの電位に、昇圧回路５１０ａの入力端子５１２ａと出力端子５１４ａの間の電圧と昇圧回路５１０ｂの入力端子５１２ｂと出力端子５１４ｂの間の電圧とを加算して得られた電圧を出力端子５１４ｂから出力する。例えば、スイッチ５００ａのスイッチＳＷ５０１をオフにしてスイッチＳＷ５０２をオンにした状態で、昇圧回路５１０ａを図１８Ｃに示す昇圧回路５１０と同様に動作させて昇圧回路５１０ａのコンデンサＣ１～Ｃ４のそれぞれを０．５×Ｖｄｄの電圧で充電し、昇圧回路５１０ｂを図１８Ａに示す昇圧回路５１０と同様に動作させて昇圧回路５１０ｂのコンデンサＣ１～Ｃ４のそれぞれを０．２５×Ｖｄｄの電圧で充電する。次に、スイッチ５００ａのスイッチＳＷ５０１をオンにしてスイッチＳＷ５０２をオフにした状態で、昇圧回路５１０ａ、５１０ｂを共に図１８Ｂに示す昇圧回路５１０と同様に動作させて、昇圧回路５１０ａのコンデンサＣ１～Ｃ４を入力端子５１２ａと出力端子５１４ａの間で互いに並列に端子５１２ａ、５１４ａに接続し、かつ昇圧回路５１０ｂのコンデンサＣ１～Ｃ４を入力端子５１２ｂと出力端子５１４ｂの間で互いに並列に端子５１２ｂ、５１４ｂに接続する。これにより、昇圧回路５１０ａの出力端子５１４ａから１．５×Ｖｄｄ（＝Ｖｄｄ＋０．５×Ｖｄｄ）の電圧が出力され、昇圧回路５１０ｂの出力端子５１４ｂから１．７５×Ｖｄｄ（＝１．５×Ｖｄｄ＋０．２５×Ｖｄｄ）の電圧Ｖｏｕｔが出力される。
　昇圧装置５３０は、昇圧回路５１０ａ、５１０ｂを様々に動作させることで電圧Ｖｏｕｔを様々な値にすることができる。上記の動作のように、昇圧回路５１０ａ、５１０ｂの入力端子５１２ａ、５１２ｂに同じ電位Ｖｄｄが供給される場合は、スイッチＳＷ５０２を電圧源５１１ｂに接続する代わりに、スイッチＳＷ５０２は、昇圧回路５１０ａ、５１０ｂの入力端子５１２ａ、５１２ｂの間に直列に入力端子５１２ａ、５１２ｂに接続されていてもよい。また、電圧源５１１ａ、５１１ｂの電圧を互いに異ならせることで、昇圧装置５３０は出力端子５１４ｂの電圧Ｖｏｕｔをより精細に設定でき、昇圧比率をより精細に制御することができる。
　実施の形態４における昇圧装置５３０の昇圧回路５１０ａ、５１０ｂは共に図１７に示す昇圧回路５１０であるが、図２４に示す昇圧回路５２０であっても同様の効果を有する。
　このように、実施の形態４における昇圧回路５１０、５２０や昇圧装置５３０は高い電力変換効率で精細に昇圧比率を設定することができる。また、昇圧回路５１０、５２０や昇圧装置５３０は、直列に接続された同じ容量の複数のコンデンサの組み合わせで昇圧比率を設定できるので小型な回路で実現することが可能である。さらに、昇圧回路５１０、５２０や昇圧装置５３０は、昇圧比率に応じてコンデンサを並列接続させるので放電能力（出力電流能力）が大きく、負荷駆動能力に優れている。
　実施の形態４における昇圧回路や昇圧装置は種々の電子機器に適用することができる。例えば、実施の形態４における昇圧回路は慣性センサ、ＬＥＤユニット、電源装置、電池ユニット等に適用が可能である。
　（実施の形態５）
　図２７は実施の形態５における物理量検出装置５５１のブロック図である。実施の形態５における物理量検出装置５５１は、角速度を検出する角速度センサであり、実施の形態４における昇圧回路５１０、５２０もしくは昇圧装置５３０を備える。
　物理量検出装置５５１は、振動子５５２、振動子５５２を駆動信号で発振駆動するための駆動回路５５３と、検出回路５５４とを備える。検出回路５５４は、外部から与えられる慣性力に起因して振動子５５２に生じる検出信号（電荷）を検出する。
　検出回路５５４は、検出アンプ５５５と、検波器５５６と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５５７とを有する。実施の形態５では、検出アンプ５５５は、電流を電圧に変換するＩ／Ｖ変換増幅器である。
　駆動回路５５３の初段に設けられる入力アンプ５５８は、オペアンプならびに帰還抵抗Ｒｆ、帰還容量Ｃｆからなり、ローパスフィルタ特性をもつ積分型の電流／電圧変換アンプである。入力アンプ５５８は発振ループの構成要素の一つであり、振動子５５２からのモニタ信号（電荷）を電圧信号に変換する。入力アンプ５５８はローパスフィルタ特性をもつことによって不要な発振を効果的に防止することができる。駆動回路５５３は、この電圧信号を９０°位相回転させて検出回路５５４に出力する移相器５５９と、この電圧信号に従って発振ループの利得（ゲイン）を自動的に調整するための自動利得調整（ＡＧＣ）回路部５６０）とを有する。
　ＡＧＣ回路部５６０は、発振定常状態において、発振ループのループゲインが１になるように自動的に利得を調整する。駆動回路５５３の後段に設けられる出力アンプ５６２は、ＡＧＣ回路部５６０からの信号を増幅して得られた駆動信号を振動子５５２に出力する。出力アンプ５６２は電圧を電圧に変換するＶ／Ｖ変換増幅器である。
　駆動回路５５３には、振動子５５２が接続される。図２７に示すように、振動子５５２は、モニタ信号を出力するモニタ端子Ｄ５０１と、振動子５５２に駆動信号を与えるためのドライブ端子Ｄ５０２と、検出信号を出力する検出端子Ｓとを有する。
　検出回路５５４の構成と動作について以下に説明する。通常動作時には、駆動回路を含む発振ループによって振動子５５２に駆動振動周波数ｆｄでの所定方向の駆動振動が生じる。この状態で振動子５５２が回転すると回転慣性力（コリオリ力）が加わると、その回転に起因して駆動振動と直交する方向にコリオリ力による振動が生じて検出端子Ｓから検出信号（電荷）が生成される。その検出信号は検出回路５５４の初段に設けられる検出アンプ５５５に入力される。
　検出信号には、駆動振動の漏れ成分である不要成分が重畳されている。検出信号は駆動振動と直交する振動方向から生じるので、検出信号（コリオリ力に起因する成分）の位相と不要信号（駆動振動の漏れ成分）の周波数は共に周波数ｆｄであるが、それらの位相には９０度の差がある。この不要成分を除去するため、検波器５５６は、駆動回路５５３からの同期検波用参照信号によって検出信号を同期検波する。同期検波用参照信号は、駆動回路５５３の入力アンプ５５８からの出力信号に所定の位相回転を与える移相器５５９から出力される。
　振動子５５２に一定の角速度が加わっている状況において、検波器５５６が同期検波した信号にはコリオリ力に起因する成分である直流と不要信号に起因する２×ｆｄの成分が含まれる。
　ローパスフィルタ５５７は不要信号に起因する２×ｆｄの周波数の成分を除去して、角速度に対応する所望の角速度信号（直流）を出力する。
　駆動回路５５３は、振動子５５２に駆動信号を出力する出力アンプ５６２と、出力アンプ５６２に電源電位を供給する電源部５６４と、電源電位を昇圧制御する昇圧回路５６５とを有する。
　昇圧回路５６５は、電源電位を昇圧した昇圧電圧を出力アンプ５６２へ供給ことにより、出力アンプ５６２からの駆動電圧の振幅を大きくすることができる。
　振動子５５２は、振動子５５２の構造の違い（例えば、機械振動するアームの重さや隣り合う複数のアームの間にある空間の大きさの違い）や周囲の気圧の違い（例えば、真空と大気圧の違い）、或いは振動子５５２を構成する材料の違いによって、温度に対する機械振動のし難さが異なる。即ち、実施の形態５における物理量検出装置５５１は、温度が高温又は低温の時に電源電位を昇圧した昇圧電圧を出力アンプ５６２へ供給して、出力アンプ５６２からの駆動電圧の振幅を大きくすることができる。したがって、振動子５５２の機械振幅に温度変化がある場合でも、振動子５５２の変位を大きくできるので、物理量検出装置５５１の検出感度を大きくすることができる。
　また、昇圧回路５６５は、図１７等に示される通り、昇圧比率を細かく切り替えることができるように複数個の同じ容量のコンデンサ備え、出力電流能力の低下を抑制することができる。したがって、実施の形態４における昇圧回路を内蔵する物理量検出装置５５１は消費電力が低く、小型な回路で、広い温度範囲において良好な感度特性を実現することが可能である。
　実施の形態４における物理量検出装置５５１は角速度センサであるが、これに限定されるものではない。例えば、実施の形態５における物理量検出装置５５１は、振動型加速度センサや振動型角加速度センサ、振動型歪センサ、振動型圧力センサ、水晶発振器等に適用できる。
　本発明における駆動装置は、慣性力センサ等の物理量検出装置および小型のビデオカメラやデジタルスチルカメラ等の電子機器に有用である。
１　　物理量検出装置
２　　振動子
３　　駆動回路
８　　入力アンプ
１０　　ＡＧＣ回路部
１２　　出力アンプ
１３　　温度検出部
１４　　電源部
１５　　電源電圧制御部
１６ａ，１６ｂ　　振幅検出部
１７　　比較器
１８　　制御部
１９　　昇圧回路
９１，９１ａ，９１ｂ　　駆動装置
１０４　　検出回路
１０５　　検出アンプ
１０６　　検波器

Claims (13)

  1. 　入力された駆動信号により振動し、かつ振動に応じてモニタ信号を出力する振動子と、
    　前記駆動信号を前記振動子に入力して前記振動子を振動させる駆動回路と、
    を備え、
    前記駆動回路は、
    　前記モニタ信号に基づいて前記振動子に前記駆動信号を出力する出力アンプと、
    　電源電圧を供給する電源部と、
    　前記電源電圧を制御して前記制御された電源電圧を前記出力アンプに供給する電源電圧制御部と、
    を有する、駆動装置。
  2. 温度を検出する温度検出部をさらに備え、
    前記電源電圧制御部は前記温度に基づいて前記電源電圧を制御する、請求項１に記載の駆動装置。
  3. 前記電源電圧制御部は、前記温度に応じて前記電源電圧を昇圧した昇圧電圧と前記電源電圧のいずれかの電圧を前記出力アンプに選択的に出力する、請求項２に記載の駆動装置。
  4. 前記電源電圧制御部は、
    　前記温度が所定の高温側閾値より高いかまたは前記所定の高温側閾値より低い所定の低温側閾値より低いときに前記昇圧電圧を前記出力アンプに出力する、
    請求項３に記載の駆動装置。
  5. 前記電源電圧制御部は、
    　前記電源電圧が入力されて前記昇圧電圧を出力する昇圧回路と、
    　前記昇圧回路を制御する制御部と、
    を有し、
    前記制御部は、前記電源電圧制御部が前記電源電圧を前記出力アンプに出力している間に前記昇圧回路へ供給する電力を抑制する、請求項３に記載の駆動装置。
  6. 前記駆動回路は、前記モニタ信号の振幅または前記駆動信号の振幅を検出する振幅検出部をさらに有し、
    前記電源電圧制御部は、前記モニタ信号の振幅又は前記駆動信号の振幅に基づいて前記電源電圧を制御する、請求項１に記載の駆動装置。
  7. 前記電源電圧制御部は、前記電源電圧を昇圧して得られた昇圧電圧と前記電源電圧とのいずれかの電圧を選択的に前記出力アンプに出力する、請求項６に記載の駆動装置。
  8. 前記駆動回路は、前記駆動信号の振幅を検出する振幅検出部をさらに有し、
    前記振幅検出部は、前記出力アンプから出力される駆動信号の電圧を前記制御された電源電圧と比較する比較器を有し、
    前記電源電圧制御部は、前記比較器により得られた比較結果に応じて前記昇圧電圧と前記電源電圧とのいずれかの前記電圧を選択的に前記出力アンプに供給する、請求項１に記載の駆動装置。
  9. 前記電源電圧制御部は、前記駆動信号の前記振幅が所定の第１の閾値より小さいときに前記昇圧電圧を前記出力アンプに供給する、請求項８に記載の駆動装置。
  10. 前記電源電圧制御部は、
    　前記電源電圧が入力されて前記昇圧電圧を出力する昇圧回路と、
    　前記昇圧回路を制御する制御部と、
    を有し、
    前記制御部は、前記電源電圧制御部が前記電源電圧を前記出力アンプに出力している間に前記昇圧回路への供給する電力を抑制する、請求項７に記載の駆動装置。
  11. 前記駆動回路は、
    　前記モニタ信号を増幅して出力する入力アンプと、
    　前記入力アンプから出力された信号にもとづいて利得を自動的に調整するＡＧＣ回路部と、
    をさらに有する、請求項１に記載の駆動装置。
  12. 　請求項１から１１のいずれか一項に記載の駆動装置と、
    　　　　前記振動子からの検出信号を増幅する検出アンプと、
    　　　　前記検出アンプの後段に設けられた、前記駆動回路からの参照信号に基づいて同期検波を行う検波器と、
    　を有する検出回路と、
    を備えた物理量検出装置。
  13. 　請求項１２に記載の物理量検出装置と、
    　前記物理量検出装置に接続された回路と、
    を備えた電子機器。
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