WO2015056503A1

WO2015056503A1 - 双方向絶縁型ｄｃ／ｄｃコンバータおよびそれを用いたスマートネットワーク

Info

Publication number: WO2015056503A1
Application number: PCT/JP2014/073869
Authority: WO
Inventors: 和法真田; 益永　博史; 良尚川畑; 隆夫川畑
Original assignee: Ritsumeikan Trust; Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Ritsumeikan Trust; Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 2013-10-18
Filing date: 2014-09-10
Publication date: 2015-04-23
Anticipated expiration: 2016-04-18
Also published as: EP3059845A4; JPWO2015056503A1; US20160233778A1; CN105637752B; JP6171022B2; EP3059845A1; CN105637752A; US10044281B2; KR20160078353A; KR101862951B1

Abstract

　この双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、２つの直流電圧（Ｅａ，Ｅｂ）のうちの高い方の直流電圧に対応する交流基本波電圧（ＶａまたはＶｂ）のパルス幅（αまたはβ）を狭めて交流基本波電圧（ＶａとＶｂ）の実効値を一致させた後に、流したい電流の値および方向に応じて交流基本波電圧（Ｖａ，Ｖｂ）の位相差（θ）を設定する。したがって、２つの直流電圧（Ｅａ，Ｅｂ）の差が大きく変動した場合でも、直流電力を安定に授受することができる。

Description

双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータおよびそれを用いたスマートネットワーク

　この発明は双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータおよびそれを用いたスマートネットワークに関し、特に、絶縁型変圧器によって結合された２つのインバータを備えた双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、それを用いたスマートネットワークに関する。

　複数の直流電力系統を備えたスマートネットワークでは、直流電力が余剰した直流電力系統から直流電力が不足した直流電力系統に直流電力を供給する必要がある。また、各直流電力系統では、直流電力が余剰するときと不足するときがあり、直流電圧が変動する。したがって、各２つの直流電力系統間に双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを設ける必要がある。

　双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとしては、絶縁型変圧器によって結合された２つのインバータを備えたものがある（たとえば、特許文献１（特開２０１０－１２４５４９号公報）参照）。

特開２０１０－１２４５４９号公報

　しかし、従来の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、２つの直流電力系統の直流電圧の差が大きく変動する場合は、直流電力を安定に授受することができないという問題があった。

　それゆえに、この発明の主たる目的は、２つの直流電圧の差が大きく変動する場合でも直流電力を安定に授受することが可能な双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、それを用いたスマートネットワークを提供することである。

　この発明に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１および第２の直流回路間で直流電力の授受を行なう双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、第１の直流回路から受ける第１の直流電圧に基づいて第１の交流基本波電圧を生成する第１のインバータと、第２の直流回路から受ける第２の直流電圧に基づいて第１の交流基本波電圧と同じ周波数の第２の交流基本波電圧を生成する第２のインバータと、それぞれ第１および第２の交流基本波電圧を受け、互いに絶縁された１次巻線および２次巻線を含む絶縁型変圧器と、第１および第２の直流電圧に基づいて、第１および第２の交流基本波電圧の電圧差が予め定められた値よりも小さくなるように第１および第２の交流基本波電圧のうちの少なくともいずれか一方のパルス幅を設定するパルス幅設定部と、第１および第２の直流回路間で所望の直流電力が授受されるように第１および第２の交流基本波電圧の位相差を設定する位相差設定部と、パルス幅設定部および位相差設定部の設定結果に基づいて、第１および第２のインバータの制御信号を生成する信号発生部とを備えたものである。

　この発明に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、第１および第２の交流基本波電圧の電圧差が所定値よりも小さくなるように第１および第２の交流基本波電圧のうちの少なくともいずれか一方のパルス幅を設定し、第１および第２の直流回路間で所望の直流電力が授受されるように第１および第２の交流基本波電圧の位相差を設定し、設定結果に基づいて第１および第２のインバータの制御信号を生成する。したがって、２つ直流電圧の差が大きく変動する場合でも所望の方向に直流電力を安定に供給することができる。

この発明の実施の形態１による双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。図１に示したインバータの構成を示す回路図である。図１に示した制御回路の要部を示すブロック図である。図３に示したパルス幅設定部の動作を説明するための図である。図３に示したパルス幅設定部の動作を説明するための他の図である。図４および図５に示した２つの交流基本波電圧の波形を示す図である。図３に示した信号発生部の動作を説明するための図である。図３に示した信号発生部の動作を説明するための他の図である。図３に示した信号発生部の動作を説明するためのさらに他の図である。この発明の実施の形態２によるスマートネットワークの構成を示すブロック図である。

　[実施の形態１]
　図１は、この発明の実施の形態１による双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路ブロック図である。図１において、この双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、正電圧端子Ｔ１，Ｔ３、負電圧端子Ｔ２，Ｔ４、電流検出器ＩＳ１，ＩＳ２、電圧検出器ＶＳ１，ＶＳ２、コンデンサＣ１，Ｃ２、インバータ１，２、リアクトルＬ１，Ｌ２、絶縁型変圧器３、制御回路４、およびドライバＤＲ１，ＤＲ２を備える。

　端子Ｔ１，Ｔ２には直流回路５が接続され、端子Ｔ３，Ｔ４には直流回路６が接続される。たとえば、直流回路５は直流電力を生成する直流電源と直流電力によって駆動される負荷を含み、直流回路６は直流電力を蓄える電力貯蔵装置を含む。直流電源としては、太陽光発電機、風力発電機などがある。電力貯蔵装置としては、ＬｉＰｏ（リチウムイオンポリマー）電池、電気二重層コンデンサなどがある。

　双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、直流回路５で直流電力が余剰している場合は余剰分の直流電力を直流回路６に供給し、直流回路５で直流電力が不足している場合は直流回路６の直流電力を直流回路５に供給する。そのとき双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、直流回路５の直流電圧Ｅａと直流回路６の直流電圧Ｅｂとの高低に関係なく、直流電力の授受を行なう。

　詳しく説明すると、絶縁型変圧器３は、互いに絶縁された１次巻線３ａおよび２次巻線３ｂを含む。１次巻線３ａの巻数と２次巻線３ｂの巻数は同じである。１次巻線３ａの一方端子はリアクトルＬ１を介してインバータ１の交流端子１ｃに接続され、１次巻線３ａの他方端子はインバータ１の交流端子１ｄに接続される。２次巻線３ｂの一方端子はリアクトルＬ２を介してインバータ２の交流端子２ｃに接続され、２次巻線３ｂの他方端子はインバータ２の交流端子２ｄに接続される。

　インバータ１の正電圧端子１ａは電流検出器ＩＳ１を介して正電圧端子Ｔ１に接続され、インバータ１の負電圧端子１ｂは負電圧端子Ｔ２に接続される。電流検出器ＩＳ１は、インバータ１および直流回路５間に流れる直流電流を検出し、その検出値を示す信号を制御回路４に与える。電圧検出器ＶＳ１は、インバータ１の端子１ａ，１ｂ間の直流電圧Ｅａを検出し、その検出値を示す信号を制御回路４に与える。

　コンデンサＣ１は、インバータ１の端子１ａ，１ｂ間に接続され、端子１ａ，１ｂ間の直流電圧Ｅａを平滑化および安定化させる。インバータ１は、ドライバＤＲ１の出力信号φ１，…によって制御され、正電圧端子１ａおよび負電圧端子１ｂ間の直流電圧Ｅａを交流基本波電圧Ｖａに変換して交流端子１ｃ，１ｄ間に出力する。

　インバータ２の正電圧端子２ａは電流検出器ＩＳ２を介して正電圧端子Ｔ３に接続され、インバータ２の負電圧端子２ｂは負電圧端子Ｔ４に接続される。電流検出器ＩＳ２は、インバータ２および直流回路６間に流れる直流電流を検出し、その検出値を示す信号を制御回路４に与える。電圧検出器ＶＳ２は、インバータ２の端子２ａ，２ｂ間の直流電圧Ｅｂを検出し、その検出値を示す信号を制御回路４に与える。

　コンデンサＣ２は、インバータ２の端子２ａ，２ｂ間に接続され、端子２ａ，２ｂ間の直流電圧Ｅｂを平滑化および安定化させる。インバータ２は、ドライバＤＲ２の出力信号φ１１，…によって制御され、正電圧端子２ａおよび負電圧端子２ｂ間の直流電圧Ｅｂを交流基本波電圧Ｖｂに変換して交流端子２ｃ，２ｄ間に出力する。

　制御回路４は、たとえばマイクロコンピュータで構成され、電圧検出器ＶＳ１，ＶＳ２および電流検出器ＩＳ１，ＩＳ２の出力信号に基づいてインバータ１，２の制御信号φ１，…を生成する。制御回路４は、電圧検出器ＶＳ１，ＶＳ２の検出結果に基づいて、インバータ１，２で生成された交流基本波電圧Ｖａ，Ｖｂの実効値が一致するように、２つの交流基本波電圧Ｖａ，Ｖｂのパルス幅α，βを設定する。また、制御回路４は、直流回路５，６のうちの選択された一方の直流回路から他方の直流回路に所望の直流電力が流れるように２つの交流基本波電圧Ｖａ，Ｖｂの位相差θを設定する。さらに、制御回路４は、設定したパルス幅α，βおよび位相差θに基づいて、インバータ１，２の制御信号φ１，…を生成する。

　ドライバＤＲ１は、インバータ１の制御信号φ１，…を増幅してインバータ１に供給する。ドライバＤＲ２は、インバータ２の制御信号φ１１，…を増幅してインバータ２に供給する。

　図２は、インバータ１，２の構成を示す回路図である。図２において、インバータ１は、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）Ｑ１～Ｑ４およびダイオードＤ１～Ｄ４を含む。ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２のコレクタはともに正電圧端子１ａに接続され、それらのゲートはそれぞれ制御信号φ１，φ２を受け、それらのエミッタはそれぞれ交流端子１ｃ，１ｄに接続される。ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４のコレクタはそれぞれ交流端子１ｃ，１ｄに接続され、それらのゲートはそれぞれ制御信号／φ１，／φ２を受け、それらのエミッタはともに負電圧端子１ｂに接続される。ダイオードＤ１～Ｄ４は、それぞれＩＧＢＴＱ１～Ｑ４に逆並列に接続される。

　制御信号φ１，／φ１，φ２，／φ２の各々は、ＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）信号であり、所定周波数（たとえば１０ＫＨｚ）の矩形波信号である。制御信号／φ１，／φ２は、それぞれ制御信号φ１，φ２の反転信号である。したがって、ＩＧＢＴＱ１とＱ３が同時にオンすることはなく、ＩＧＢＴＱ２とＱ４が同時にオンすることはない。

　ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４がオンしている場合は、正電圧端子１ａからＩＧＢＴＱ１、リアクトルＬ１、１次巻線３ａ、およびＩＧＢＴＱ４を介して負電圧端子１ｂに電流が流れる。また、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ３がオンしている場合は、正電圧端子１ａからＩＧＢＴＱ２、１次巻線３ａ、リアクトルＬ１、およびＩＧＢＴＱ３を介して負電圧端子１ｂに電流が流れる。したがって、制御信号φ１，／φ１，φ２，／φ２によってＩＧＢＴＱ１～Ｑ４をオン／オフ制御することにより、１次巻線３ａに交流電力を供給することが可能となっている。

　同様に、インバータ２は、ＩＧＢＴＱ１１～Ｑ１４およびダイオードＤ１１～Ｄ１４を含む。ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１２のコレクタはともに正電圧端子２ａに接続され、それらのゲートはそれぞれ制御信号φ１１，φ１２を受け、それらのエミッタはそれぞれ交流端子２ｃ，２ｄに接続される。ＩＧＢＴＱ１３，Ｑ１４のコレクタはそれぞれ交流端子２ｃ，２ｄに接続され、それらのゲートはそれぞれ制御信号／φ１１，／φ１２を受け、それらのエミッタはともに負電圧端子２ｂに接続される。ダイオードＤ１１～Ｄ１４は、それぞれＩＧＢＴＱ１１～Ｑ１４に逆並列に接続される。

　制御信号φ１１，／φ１１，φ１２，／φ１２の各々は、ＰＷＭ信号であり、制御信号φ１，／φ１，φ２，／φ２と同じ周波数（たとえば１０ＫＨｚ）の矩形波信号である。制御信号／φ１１，／φ１２は、それぞれ制御信号φ１１，φ１２の反転信号である。したがって、ＩＧＢＴＱ１１とＱ１３が同時にオンすることはなく、ＩＧＢＴＱ１２とＱ１４が同時にオンすることはない。

　ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１４がオンしている場合は、正電圧端子２ａからＩＧＢＴＱ１１、リアクトルＬ２、２次巻線３ｂ、およびＩＧＢＴＱ１４を介して負電圧端子２ｂに電流が流れる。また、ＩＧＢＴＱ１２，Ｑ１３がオンしている場合は、正電圧端子２ａからＩＧＢＴＱ１２、２次巻線３ｂ、リアクトルＬ２、およびＩＧＢＴＱ１３を介して負電圧端子２ｂに電流が流れる。したがって、制御信号φ１１，／φ１１，φ１２，／φ１２によってＩＧＢＴＱ１１～Ｑ１４をオン／オフ制御することにより、２次巻線３ｂに交流電力を供給することが可能となっている。

　また、交流基本波電圧Ｖａ，Ｖｂの実効値を一致させるとともに、交流基本波電圧Ｖａ，Ｖｂの位相差θを制御することにより、直流回路５からインバータ１，２を介して直流回路６に直流電力を供給したり、直流回路６からインバータ２，１を介して直流回路５に直流電力を供給することが可能となっている。

　図３は、制御回路４のうちの制御信号φ１，／φ１，φ２，／φ２，φ１１，／φ１１，φ１２，／φ１２の生成に関連する部分を示すブロック図である。ただし、図３では、直流回路５から直流回路６に直流電力を供給する場合に使用される部分が示されている。なお、直流回路６から直流回路５に直流電力を供給する場合は、たとえば切換回路により、電圧検出器ＶＳ１とＶＳ２が置き換えられ、電流検出器ＩＳ２とＩＳ１が置き換えられる。

　図３において、制御回路４は、パルス幅設定部１０、電圧指令部１１、減算器１２，１４、電圧制御器１３、電流制御器１５、および信号発生部１６を含む。パルス幅設定部１０は、電圧検出器ＶＳ１によって検出された端子Ｔ１，Ｔ２間の直流電圧Ｅａと、電圧検出器ＶＳ２によって検出された端子Ｔ３，Ｔ４間の直流電圧Ｅｂとに基づいて、インバータ１，２から出力される交流基本波電圧Ｖａ，Ｖｂの実効値が一致するように、交流基本波電圧Ｖａ，Ｖｂのパルス幅α，β（ｒａｄ）を設定する。

　ここで、交流基本波電圧Ｖａ，Ｖｂの実効値が一致するように交流基本波電圧Ｖａ，Ｖｂのパルス幅α，β（ｒａｄ）を設定する理由について説明する。図４（ａ）～（ｄ）は、交流基本波電圧ＶａとＶｂの関係を示す図である。図４（ａ）～（ｄ）において、ΔＶは、ＶａとＶｂの差の電圧である。Ｉは、ＶａとＶｂの差の電圧ΔＶにより流れる電流である。ＶＡ，ＶＢは、それぞれＶａ，Ｖｂの実効値である。

　図４（ａ）（ｂ）に示すように、ＶＡ＝ＶＢである場合は、交流基本波電圧Ｖａ，Ｖｂと電流Ｉとの角度は小さく、電流Ｉの力率はＶａ，Ｖｂの両者に対して良好である。しかし、パルス幅α，β（ｒａｄ）を制御せずに、一定に維持すると、直流電力を受ける側の交流基本波電圧（ここではＶｂ）の実効値ＶＢが上昇するに従って、ΔＶが反時計方向に向いてきて力率が悪くなる。

　たとえば図４（ｃ）に示すように、ＶＡ＝１００、ＶＢ＝１２０、θ＝１０度の場合は、交流基本波電圧Ｖａ，Ｖｂと電流Ｉとの角度が大きくなり、電流Ｉの力率はＶａ，Ｖｂの両者に対して悪化する。また図４（ｄ）に示すように、Ｅａ＝１００、Ｅｂ＝１２０、θ＝５度の場合は、交流基本波電圧Ｖａ，Ｖｂと電流Ｉとの角度がさらに大きくなり、電流Ｉの力率はＶａ，Ｖｂの両者に対してさらに悪化する。

　したがって、ＶＡ，ＶＢの差が大きく、θが小さい場合は、直流電力の授受が困難になると考えられる。そこで、本願発明では、２つの直流電圧Ｅａ，Ｅｂのうちの高い方の直流電圧（たとえばＥｂ）に対応する交流基本波電圧（この場合はＶｂ）のパルス幅（この場合はβ）を絞り、交流基本波電圧Ｖａ，Ｖｂの実効値ＶＡ，ＶＢを一致させる。

　なお、力率を良くする方法としては、図５（ａ）～（ｃ）に示す３つの方法がある。本実施の形態１では、図５（ａ）に示すように、ＶＡ＝ＶＢとし、Ｖａの位相を固定し、Ｖｂの位相をθだけ遅らせる。この場合、Ｖａ，ＶｂとＩの力率はともにｃｏｓ（θ／２）と良好になる。なお、ＶＡ＝ＶＢとし、Ｖａの位相をθ／２だけ進め、Ｖｂの位相をθ／２だけ遅らせても同じ結果が得られることはいうまでもない。

　またＶａとＩの効率を１にしたい場合は、図５（ｂ）に示すように、θ＝２０度、ＶＡ＝１００の場合、ＶＢ＝１００／ｃｏｓ（２０）とする。またＶｂとＩの効率を１にしたい場合は、図５（ｃ）に示すように、θ＝２０度、ＶＡ＝１００の場合、ＶＢ＝１００ｃｏｓ（２０）とする。

　図６（ａ）（ｂ）は、直流電圧ＥａとＥｂが異なる場合における交流基本波電圧Ｖａ，Ｖｂの波形を示す図である。特に図６（ａ）はθ＝０の場合を示し、図６（ｂ）はθ＞０の場合を示している。交流基本波電圧Ｖａ，Ｖｂは次式（１）（２）で表わされる。なお、θはＶａとＶｂの位相差（ｒａｄ）である。また、Ｖａ，Ｖｂの周波数をｆとすると、ωｔ＝２πｆｔ（ｒａｄ）である。
Ｖａ＝（４／π）Ｅａ・ｓｉｎ（α／２）・ｓｉｎ（ωｔ＋θ／２）　…（１）
Ｖｂ＝（４／π）Ｅｂ・ｓｉｎ（β／２）・ｓｉｎ（ωｔ－θ／２）　…（２）
　図６（ａ）（ｂ）に示すように、Ｅａ＞Ｅｂの場合は、β＝πとなり、Ｖａの実効値とＶｂの実効値が一致するためには、Ｅｂ＝Ｅａ・ｓｉｎ（α／２）となればよい。したがって、α＝２ｓｉｎ^－１（Ｅｂ／Ｅａ）となる。逆にＥａ＜Ｅｂの場合は、α＝πとなり、Ｖａの実効値とＶｂの実効値が一致するためには、Ｅａ＝Ｅｂ・ｓｉｎ（β／２）となればよい。したがって、β＝２ｓｉｎ^－１（Ｅａ／Ｅｂ）となる。

　具体的にはパルス幅設定部１０は、ｘ＝Ｅｂ／Ｅａ、α＝２ｓｉｎ^－１（ｘ）よりαを計算し、ｙ＝Ｅａ／Ｅｂ、β＝２ｓｉｎ^－１（ｙ）よりβを計算する。ただし、ｘ、ｙの各々が１以下になるようにリミッタを設ける。

　たとえば、Ｅａ＝１５０、Ｅｂ＝１００であれば、Ｅｂ／Ｅａ＝２／３、Ｅａ／Ｅｂ＝３／２であるので、ｘ＝２／３、ｙ＝１となり、α＝２ｓｉｎ^－１（２／３）、β＝πとなる。また、Ｅａ＝１００、Ｅｂ＝１５０であれば、Ｅｂ／Ｅａ＝３／２、Ｅａ／Ｅｂ＝２／３であるので、ｘ＝１、ｙ＝２／３となり、α＝π、β＝２ｓｉｎ^－１（２／３）となる。

　また、図６（ｂ）では、θ＞０であり、Ｖａの位相がＶｂよりも進んでいる場合が示されている。θ＜０であれば、Ｖｂの位相がＶａよりも進められる。

　図３に戻って、電圧指令部１１は、直流電圧Ｅｂの目標電圧ＥｂＴを生成する。減算器１２は、目標電圧ＥｂＴと、電圧検出器ＶＳ２によって検出された直流電圧Ｅｂとの偏差を求める。電圧制御器１３は、減算器１２で求められたＥｂＴとＥｂの偏差に応じた値の電流指令値ＩＴを生成する。ただし、この電流指令値ＩＴは、リミッタによって所定値以下に制限される。

　減算器１４は、電圧制御器１３で生成された電流指令値ＩＴと、電流検出器ＩＳ２で検出された電流Ｉとの偏差を求める。電流制御器１５は、減算器１４で求められたＩＴとＩの偏差に応じた値の位相差θを生成する。ただし、この位相差θは、リミッタによって所定値以下に制限される。

　信号発生部１６は、パルス幅設定部１０で設定されたパルス幅α，βと、電流制御器１５で生成された位相差θとに基づいて、インバータ１の制御信号φ１，／φ１，φ２，／φ２と、インバータ２の制御信号φ１１，／φ１１，φ１２，／φ１２を生成する。

　次に、制御信号φ１，／φ１，φ２，／φ２，φ１１，／φ１１，φ１２，／φ１２の生成方法について説明する。図７（ａ）～（ｄ）は、θ＝０とした場合の制御信号φ１，／φ２の生成方法を示すタイムチャートである。交流基本波電圧Ｖａの２倍の周波数を有するノコギリ波信号ＳＴを生成する。ノコギリ波信号ＳＴは０とπの間で振幅するものとし、ノコギリ波信号ＳＴの一周期をπとする。

　制御信号φ１，／φ２がともに「Ｈ」レベルになる期間に、交流基本波電圧ＶａがＥａとなる。Ｖａ＝Ｅａとなる角度幅をパルス幅αとすると、Ｖａ＝０となる角度幅はπ－αとなる。Ｖａ＝０となる期間の中心の角度は、ノコギリ波信号ＳＴがπ／２となる角度に一致する。

　また、ノコギリ波信号ＳＴと第１の参照信号Ｓ１＝π／２＋（π／２－α／２）とは各周期において交差する。奇数番目の周期においてＳＴとＳ１が交差したときに、制御信号φ１が「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに立ち上げられ、偶数番目の周期においてＳＴとＳ１が交差したときに、制御信号φ１が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに立ち下げられる。

　また、ノコギリ波信号ＳＴと第２の参照信号Ｓ２＝π／２＋（－π／２＋α／２）とは各周期において交差する。奇数番目の周期においてＳＴとＳ２が交差したときに、制御信号／φ２が「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに立ち上げられ、偶数番目の周期においてＳＴとＳ２が交差したときに、制御信号／φ２が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに立ち下げられる。

　換言すると、交流基本波電圧Ｖａの２倍の周波数のノコギリ波信号ＳＴと、第１の参照信号Ｓ１＝π／２＋（π／２－α／２）と、第２の参照信号Ｓ２＝π／２＋（－π／２＋α／２）とを生成し、ＳＴとＳ１の交点に基づいて制御信号φ１を生成し、ＳＴとＳ２の交点に基づいて制御信号／φ２を生成すればよい。

　図８（ａ）～（ｃ）は、α＝β＝πとした場合の制御信号φ１，φ１１の生成方法を示すタイムチャートである。交流基本波電圧Ｖａの２倍の周波数を有するノコギリ波信号ＳＴを生成する。ノコギリ波信号ＳＴは０とπの間で振幅するものとし、ノコギリ波信号ＳＴの一周期をπとする。

　制御信号φ１の位相は制御信号φ１１よりもθだけ進んでいる。制御信号φ１が「Ｈ」レベルとなり、制御信号φ１１が「Ｌ」レベルとなる角度幅を位相差θとする。制御信号φ１が「Ｈ」レベルとなり、制御信号φ１１が「Ｌ」レベルとなる角度幅の中心の角度は、ノコギリ波信号ＳＴがπ／２となる角度に一致する。

　換言すると、交流基本波電圧Ｖａの２倍の周波数のノコギリ波信号ＳＴと、第１の参照信号Ｓ１＝π／２＋（－θ／２）と、第３の参照信号Ｓ３＝π／２＋（θ／２）とを生成し、ＳＴとＳ１の交点に基づいて制御信号φ１を生成し、ＳＴとＳ３の交点にづいて制御信号φ１１を生成すればよい。

　次に、一般的な場合における制御信号φ１，／φ１，φ２，／φ２，φ１１，／φ１１，φ１２，／φ１２の生成方法について説明する。上記ノコギリ波信号ＳＴと、下記の第１～第４の参照信号Ｓ１～Ｓ４を生成する。
Ｓ１＝π／２＋（－θ／２＋π／２－α／２）　［ｒａｄ］
Ｓ２＝π／２＋（－θ／２－π／２＋α／２）　［ｒａｄ］
Ｓ３＝π／２＋（θ／２＋π／２－β／２）　［ｒａｄ］
Ｓ４＝π／２＋（θ／２－π／２＋β／２）　［ｒａｄ］
　ＳＴとＳ１の交点に基づいて制御信号φ１の立ち上りエッジおよび立下りエッジを決める。ＳＴとＳ２の交点に基づいて制御信号／φ２の立ち上りエッジおよび立下りエッジを決める。ＳＴとＳ３の交点に基づいて制御信号φ１１の立ち上りエッジおよび立下りエッジを決める。ＳＴとＳ４の交点に基づいて制御信号／φ１２の立ち上りエッジおよび立下りエッジを決める。たとえば、奇数番目の周期の交点で立ち上りエッジを決め、偶数番の周期の交点で立下りエッジを決める。制御信号φ１，／φ２，φ１１，／φ１２の反転信号をそれぞれ制御信号／φ１，φ２，／φ１１，φ１２とする。

　Ｅｂ＞Ｅａの場合は、α／２＝π／２として制御信号φ１，／φ１，φ２，／φ２の各々のパルス幅αをπに固定する。Ｅａ＞Ｅｂの場合は、β／２＝π／２として制御信号φ１１，／φ１１，φ１２，／φ１２の各々のパルス幅βをπに固定する。Ｅａ＝Ｅｂの場合は、α／２＝β／２＝π／２として制御信号φ１，／φ１，φ２，／φ２のパルス幅αをπに固定するとともに、制御信号φ１１，／φ１１，φ１２，／φ１２の各々のパルス幅βをπに固定する。

　図９（ａ）～（ｇ）は、Ｅａ＞Ｅｂの場合における制御信号φ１，／φ２，φ１１，／φ１２の生成方法を示すタイムチャートである。上記ノコギリ波信号ＳＴを生成する。Ｅａ＞Ｅｂであるので、β／２＝π／２として制御信号φ１１，／φ１２の各々のパルス幅βをπに固定する。β＝πであるので、Ｓ３＝Ｓ４＝π／２＋θ／２となる。Ｓ１，Ｓ２は、上記の通りである。

　図９（ａ）に示すように、ノコギリ波信号ＳＴと第１～第４の参照信号Ｓ１～Ｓ４との交点を求める。図９（ａ）（ｂ）に示すように、ＳＴとＳ１の奇数番の交点で制御信号φ１を立ち上げ、ＳＴとＳ１の偶数番の交点で制御信号φ１を立ち下げる。制御信号／φ１は、制御信号φ１の反転信号である。

　図９（ａ）（ｃ）に示すように、ＳＴとＳ２の奇数番の交点で制御信号／φ２を立ち上げ、ＳＴとＳ２の偶数番の交点で制御信号／φ２を立ち下げる。制御信号φ２は、制御信号／φ２の反転信号である。

　交流基本波電圧Ｖａは、図９（ｂ）～（ｄ）に示すように、制御信号φ１，／φ２がともに「Ｈ」レベルである場合に＋Ｅａとなり、制御信号φ１，／φ２がともに「Ｌ」レベルである場合に－Ｅａとなり、制御信号φ１，／φ２のうちのいずれか一方が「Ｈ」レベルで他方が「Ｌ」レベル場合に０Ｖとなる。

　図９（ａ）（ｅ）に示すように、ＳＴとＳ３の奇数番の交点で制御信号φ１１を立ち上げ、ＳＴとＳ３の偶数番の交点で制御信号φ１１を立ち下げる。制御信号／φ１１は、制御信号φ１１の反転信号である。

　図９（ａ）（ｆ）に示すように、ＳＴとＳ４の奇数番の交点で制御信号／φ１２を立ち上げ、ＳＴとＳ４の偶数番の交点で制御信号／φ１２を立ち下げる。制御信号φ１２は、制御信号／φ１２の反転信号である。

　交流基本波電圧Ｖｂは、図９（ｅ）～（ｇ）に示すように、制御信号φ１１，／φ１２がともに「Ｈ」レベルである場合に＋Ｅａとなり、制御信号φ１１，／φ１２がともに「Ｌ」レベルである場合に－Ｅａとなる。これにより、交流基本波電圧ＶａとＶｂの実効値は一致し、力率は高く維持される。交流基本波電圧Ｖａの位相は交流基本波電圧Ｖｂの位相よりもθだけ進んでいるので、インバータ１からインバータ２に直流電力が供給される。

　この実施の形態１では、直流電圧Ｅａ，Ｅｂのうちの高い方の直流電圧に対応する交流基本波電圧ＶａまたはＶｂのパルス幅を狭めてＶａとＶｂの実効値を一致させた後に、流したい電流の値および方向に応じて交流基本波電圧Ｖａ，Ｖｂの位相差θを設定する。したがって、直流電圧Ｅａ，Ｅｂが大きく変動した場合でも、直流回路５，６間で直流電力を安定に授受することができる。

　具体的には、直流電圧Ｅａ（またはＥｂ）が定格値より大幅（たとえば－２０％）に低下し、直流電圧Ｅｂ（またはＥａ）が定格値より大幅（たとえば＋２０％）に高い場合でも、直流回路５（または６）から直流回路６（または５）に直流電力を供給することができる。

　たとえば、絶縁型変圧器３の巻き数比が１：１で直流電圧Ｅａ，Ｅｂの定格値がともに１００Ｖである場合、Ｅａが８０Ｖに低下し、Ｅｂが１２０Ｖに上昇したときでも、Ｅａ側からＥｂ側に直流電力を供給することができる。なお、従来の通常の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、Ｅａが１００ＶでＥｂが７０～８０Ｖである場合は電力供給できるが、Ｅｂが８０Ｖよりも高い場合は電力供給できなかった。

　また、本実施の形態１では、直流回路５，６間で授受される直流電力を正負に亘って線形的に制御することができ、さらに数ｍｓｅｃ以内の瞬時で電力の流れの方向を逆転することができる。これにより２つの電圧変動幅の大きな直流回路５，６を絶縁した状態で連係し、双方向のスムーズな電力融通を可能とするとともに、接地の分離により、安全性とＥＭＩ問題、耐圧問題を解消することができる。

　なお、この実施の形態１では、直流電圧Ｅａ，Ｅｂのうちの高い方の直流電圧に対応する交流基本波電圧ＶａまたはＶｂのパルス幅αまたはβを狭めてＶａとＶｂの実効値を一致させたが、これに限るものではなく、ＶａとＶｂの実効値の差が所定値以下になるように交流基本波電圧ＶａまたはＶｂのパルス幅を狭めてもよい。また、ＶａとＶｂの実効値の差とＶａまたはＶｂの実効値との比が数％以下になるように、交流基本波電圧ＶａまたはＶｂのパルス幅αまたはβを狭めてもよい。

　また、この実施の形態１では、電圧検出器ＶＳ１によって端子Ｔ１，Ｔ２間の直流電圧Ｅａを検出し、電圧検出器ＶＳ２によって端子Ｔ３，Ｔ４間の直流電圧Ｅｂを検出したが、これに限るものではなく、直流電圧Ｅａ，Ｅｂを他の方法で検出してもよい。たとえば、インバータ１，２の出力交流電圧を信号変圧器を介して制御回路４に取り込み、取り込んだ交流電圧の波高値をサンプリングし、サンプリングした波高値から直流電圧Ｅａ，Ｅｂを間接的に検出してもよい。

　また、この実施の形態１では、２つのリアクトルＬ１，Ｌ２を設けたが、２つのリアクトルＬ１，Ｌ２のうちの１つのリアクトルを除去してもよいし、絶縁型変圧器３が漏れインダクタンスを有する場合は２つのリアクトルＬ１，Ｌ２を除去してもよい。

　また、この実施の形態１では、ノコギリ波信号ＳＴの奇数番目の周期におけるノコギリ波信号ＳＴと参照信号Ｓ１～Ｓ４の交点においてそれぞれ制御信号φ１，／φ１，φ２，／φ２を立ち上げ、ノコギリ波信号ＳＴの偶数番目の周期におけるノコギリ波信号ＳＴと参照信号Ｓ１～Ｓ４の交点においてそれぞれ制御信号φ１，／φ１，φ２，／φ２を立ち上げたが、これに限るものではなく、奇数番目または偶数番目の周期におけるノコギリ波信号ＳＴと参照信号Ｓ１～Ｓ４と交点に関する情報を記憶し、記憶した情報に基づいてそれぞれ制御信号φ１，／φ１，φ２，／φ２を生成してもよい。

　たとえば、ノコギリ波信号ＳＴの奇数番目の周期においてノコギリ波信号ＳＴと参照信号Ｓ１～Ｓ４との交点においてそれぞれ制御信号φ１，／φ１，φ２，／φ２を立ち上げるとともに、それらの交点に関する情報を記憶し、記憶した情報に基づき、ノコギリ波信号ＳＴの偶数番目の周期においてそれぞれ制御信号φ１，／φ１，φ２，／φ２を立ち下げてもよい。この場合は、交流基本波電圧Ｖａ，Ｖｂの各々の波形を正負対称にすることができ、絶縁型変圧器３における偏磁の発生を防止することができる。

　[実施の形態２]
　図１０は、この発明の実施の形態２によるスマートネットワークの構成を示すブロック図である。図１０において、このスマートネットワークは、実施の形態１で説明した構成の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２０と、２つの直流電力系統２１，２２を備える。

　直流電力系統２１は、商用交流電源３０、太陽光発電機３１、風力発電機３２、ＰＷＭコンバータ３３、変換器３４，３５、直流母線３６、充電・放電制御用変換器３７，３８、ＬｉＰｏ電池３９、電気二重層コンデンサ４０、および負荷４１を含む。

　商用交流電源３０は、商用交流電力を生成する。ＰＷＭコンバータ３３は、商用交流電源３０からの商用交流電力を所定の直流電圧Ｅａ（たとえば３００Ｖ）の直流電力に変換して直流母線３６に供給する。また、ＰＷＭコンバータ３３は、商用交流電力が不足した場合には、直流母線３６からの直流電力を商用周波数で所定電圧の交流電力に変換して商用交流電源３０に供給する。

　太陽光発電機３１は、太陽からの光エネルギーを直流電力に変換する。変換器３４は、太陽光発電機３１で生成された直流電力を所定の直流電圧Ｅａの直流電力に変換して直流母線３６に供給する。風力発電機３２は、風力を直流電力に変換する。変換器３５は、風力発電機３２で生成された直流電力を所定の直流電圧Ｅａの直流電力に変換して直流母線３６に供給する。

　充電・放電制御用変換器３７は、直流電力系統２１において直流電力が余剰している場合は、直流母線３６から直流電力を取り出してＬｉＰｏ電池３９に直流電力を蓄え、直流電力系統２１において直流電力が不足している場合は、ＬｉＰｏ電池３９から直流電力を取り出して直流母線３６に供給する。

　充電・放電制御用変換器３８は、直流電力系統２１において直流電力が余剰している場合は、直流母線３６から直流電力を取り出して電気二重層コンデンサ４０に直流電力を蓄え、直流電力系統２１において直流電力が不足している場合は、電気二重層コンデンサ４０から直流電力を取り出して直流母線３６に供給する。

　負荷４１は、一般住宅、オフィス、工場設備、電気自動車充電設備などであり、直流母線３６からの直流電力を消費する。直流電力系統２２は、直流電力系統２１と同様の構成であり、所定の直流電圧Ｅｂ（たとえば１０００Ｖ）に維持される直流母線２３を含む。

　双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、実施の形態１で説明したものであり、直流母線３６と２３の間で直流電力の授受を行なう。直流母線３６は、それぞれ端子Ｔ１，Ｔ２に接続される直流正母線および直流負母線を含む。直流母線２３は、それぞれ端子Ｔ３，Ｔ４に接続される直流正母線および直流負母線を含む。

　双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、直流電圧Ｅａ，Ｅｂのうちの高い方の直流電圧（本実施の形態２ではＥｂ）に対応する交流基本波電圧Ｖｂのパルス幅を狭めてＶａとＶｂの実効値を一致させた後に、流したい電流の値および方向に応じて交流基本波電圧Ｖａ，Ｖｂの位相差θを設定する。直流電力系統２１から直流電力系統２２に直流電力を供給する場合はＶａの位相をＶｂよりも進ませ、直流電力系統２２から直流電力系統２１に直流電力を供給する場合はＶｂの位相をＶａよりも進ませる。

　たとえば、直流電力系統２１において商用交流電源３０が故障して直流電力が不足した場合は、直流電力系統２２から直流電力系統２１に直流電力が供給される。したがって、このスマートネットワークは無停電電源システムの機能をも有する。

　この実施の形態２では、双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２０で２つの直流電力系統２１，２２を結合したので、直流電力系統２１，２２の直流電圧Ｅａ，Ｅｂが大きく変動した場合でも、直流電力系統２１，２２間で直流電力を安定に授受することができる。

　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明でなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

　Ｔ１，Ｔ３　正電圧端子、Ｔ２，Ｔ４　負電圧端子、ＩＳ１，ＩＳ２　電流検出器、ＶＳ１，ＶＳ２　電圧検出器、Ｃ１，Ｃ２　コンデンサ、１，２　インバータ、Ｌ１，Ｌ２　リアクトル、３　絶縁型変圧器、４　制御回路、ＤＲ１，ＤＲ２　ドライバ、５，６　直流回路、Ｑ１～Ｑ４，Ｑ１１～Ｑ１４　ＩＧＢＴ、Ｄ１～Ｄ４，Ｄ１１～Ｄ１４　ダイオード、１０　パルス幅設定部、１１　電圧指令部、１２，１４　減算器、１３　電圧制御器、１５　電流制御器、１６　信号発生部、２０　双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、２１，２２　直流電力系統、３０　商用交流電源、３１　太陽光発電機、３２　風力発電機、３３　ＰＷＭコンバータ、３４，３５　変換器、２３，３６　直流母線、３７，３８　充電・放電制御用変換器、３９　ＬｉＰｏ電池、４０　電気二重層コンデンサ、４１　負荷。

Claims

　第１および第２の直流回路間で直流電力の授受を行なう双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
　前記第１の直流回路から受ける第１の直流電圧に基づいて第１の交流基本波電圧を生成する第１のインバータと、
　前記第２の直流回路から受ける第２の直流電圧に基づいて前記第１の交流基本波電圧と同じ周波数の第２の交流基本波電圧を生成する第２のインバータと、
　それぞれ前記第１および第２の交流基本波電圧を受け、互いに絶縁された１次巻線および２次巻線を含む絶縁型変圧器と、
　前記第１および第２の直流電圧に基づいて、前記第１および第２の交流基本波電圧の電圧差が予め定められた値よりも小さくなるように前記第１および第２の交流基本波電圧のうちの少なくともいずれか一方のパルス幅を設定するパルス幅設定部と、
　前記第１および第２の直流回路間で所望の直流電力が授受されるように前記第１および第２の交流基本波電圧の位相差を設定する位相差設定部と、
　前記パルス幅設定部および前記位相差設定部の設定結果に基づいて、前記第１および第２のインバータの制御信号を生成する信号発生部とを備える、双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記パルス幅設定部は、
　前記第１の直流電圧が前記第２の直流電圧よりも高い場合は、前記第１および第２の交流基本波電圧の実効値が一致するように前記第１の交流基本波電圧のパルス幅を狭め、
　前記第２の直流電圧が前記第１の直流電圧よりも高い場合は、前記第１および第２の交流基本波電圧の実効値が一致するように前記第２の交流基本波電圧のパルス幅を狭める、請求項１に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記パルス幅設定部は、
　前記第１および第２の直流電圧をそれぞれＥａ，Ｅｂとし、
　前記第１および第２の交流基本波電圧のパルス幅をそれぞれα，βとすると、
　前記第１および第２の交流基本波電圧の実効値が一致するように、
　Ｅａ＞Ｅｂである場合はα＝２ｓｉｎ^－１（Ｅｂ／Ｅａ）、β＝πとし、
　Ｅｂ＞Ｅａである場合はα＝π、β＝２ｓｉｎ^－１（Ｅａ／Ｅｂ）とする、請求項２に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記信号発生部は、
　前記第１および第２の交流基本波電圧の位相差をθとすると、
　前記第１および第２の交流基本波電圧の２倍の周波数で０からπまで変化するノコギリ波信号と、
　第１の参照信号であるＳ１＝π／２＋（－θ／２＋π／２－α／２）と、
　第２の参照信号であるＳ２＝π／２＋（－θ／２－π／２＋α／２）と、
　第３の参照信号であるＳ３＝π／２＋（θ／２＋π／２－β／２）と、
　第４の参照信号であるＳ４＝π／２＋（θ／２－π／２＋β／２）とを生成し、
　前記ノコギリ波信号と前記第１および第２の参照信号との交点に基づいて前記第１のインバータの第１および第２の制御信号をそれぞれ生成し、
　前記ノコギリ波信号と前記第３および第４の参照信号との交点に基づいて前記第２のインバータの第３および第４の制御信号をそれぞれ生成する、請求項３に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記信号発生部は、
　前記ノコギリ波信号の奇数番目の周期における前記ノコギリ波信号と前記第１～第４の参照信号との交点においてそれぞれ前記第１～第４の制御信号を第１の論理レベルから第２の論理レベルに変化させ、
　前記ノコギリ波信号の偶数番目の周期における前記ノコギリ波信号と前記第１～第４の参照信号との交点においてそれぞれ前記第１～第４の制御信号を前記第２の論理レベルから前記第１の論理レベルに変化させる、請求項４に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記信号発生部は、
　前記ノコギリ波信号の奇数番目の周期における前記ノコギリ波信号と前記第１～第４の参照信号との交点においてそれぞれ前記第１～第４の制御信号を第１の論理レベルから第２の論理レベルに変化させるとともに、それらの交点に関する情報を記憶し、
　記憶した情報に基づき、前記ノコギリ波信号の偶数番目の周期において前記第１～第４の制御信号を前記第２の論理レベルから前記第１の論理レベルに変化させる、請求項４に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
　さらに、それぞれ前記第１および第２の直流電圧を検出する第１および第２の電圧検出器を備え、
　前記パルス幅設定部は、前記第１および第２の電圧検出器の検出結果に基づいて前記第１および第２の交流基本波電圧の各々のパルス幅を設定する、請求項１から請求項６までのいずれか１項に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
　さらに、一方端子が前記第１の交流基本波電圧を受け、他方端子が前記第１の巻線の一方端子に接続された第１のリアクトルと、
　一方端子が前記第２の交流基本波電圧を受け、他方端子が前記第２の巻線の一方端子に接続された第２のリアクトルとのうちの少なくともいずれか一方のリアクトルを備える、請求項１から請求項７までのいずれか１項に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
　請求項１から請求項８までのいずれか１項に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、
　前記第１および第２の直流回路とを備え、
　前記第１および第２の直流回路は、それぞれ第１および第２の直流電力系統である、スマートネットワーク。
　前記第１および第２の直流電力系統の各々は、
　前記第１または第２の端子に接続される直流母線と、
　前記直流母線に直流電力を供給する直流電源と、
　前記直流母線からの直流電力よって駆動される負荷と、
　前記直流母線に接続され、直流電力を蓄える電力貯蔵装置とを含む、請求項９に記載のスマートネットワーク。