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WO2014068624A1 - 能動振動騒音制御装置 - Google Patents

能動振動騒音制御装置 Download PDF

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WO2014068624A1
WO2014068624A1 PCT/JP2012/007059 JP2012007059W WO2014068624A1 WO 2014068624 A1 WO2014068624 A1 WO 2014068624A1 JP 2012007059 W JP2012007059 W JP 2012007059W WO 2014068624 A1 WO2014068624 A1 WO 2014068624A1
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WO
WIPO (PCT)
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frequency
control
vibration noise
control signal
correction value
Prior art date
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Ceased
Application number
PCT/JP2012/007059
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
敦仁 矢野
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
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Priority to JP2014544058A priority patent/JP5967213B2/ja
Priority to DE112012007106.9T priority patent/DE112012007106B4/de
Priority to CN201280076798.7A priority patent/CN104798130B/zh
Priority to US14/434,150 priority patent/US9773489B2/en
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    • G10K2210/3028—Filtering, e.g. Kalman filters or special analogue or digital filters

Definitions

  • the present invention relates to an active vibration noise control apparatus that generates a control signal based on a control frequency determined according to a rotation cycle of a rotating device to reduce vibration noise.
  • an active vibration noise control apparatus (Active Noise Control Apparatus) using an adaptive notch filter is known.
  • the frequency of vibration noise specified from the rotation period of the rotating device is determined as a control frequency, and a control signal having an opposite phase of the vibration noise at the control frequency is generated.
  • Patent Document 1 discloses a method for correcting the control frequency according to the behavior of the coefficient of the adaptive notch filter.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and provides an active vibration noise control apparatus that corrects a control frequency shift with a low calculation processing load and stably reduces vibration noise. Objective.
  • the active vibration noise control apparatus is a first control signal filter that inputs a cosine wave that vibrates at a control frequency specified according to a vibration noise source, and a second that inputs a sine wave that vibrates at the control frequency.
  • a control signal filter, a control signal adder that outputs a control signal obtained by adding the output of the first control signal filter and the output of the second control signal filter, a first control signal filter, and a second control signal filter And a frequency correction value calculation unit for calculating a frequency correction value for correcting a deviation between the frequency of the vibration noise and the control frequency based on the control signal.
  • the frequency correction value of the control frequency is determined based on the control signal, the deviation between the control frequency and the actual vibration noise frequency can be reduced with a low calculation processing load. It becomes like this.
  • FIG. 5 is a graph illustrating a comparison between time variation of a filter coefficient and time variation of a cosine wave signal and a control signal in an active noise control device that does not correct a control frequency.
  • FIG. 5 is a graph illustrating a comparison between time variation of a filter coefficient and time variation of a cosine wave signal and a control signal in an active noise control device that does not correct a control frequency. It is a figure which shows the structure of the active vibration noise control apparatus which concerns on Embodiment 2 of this invention.
  • Embodiment 1 FIG. As shown in FIG. 1, the active vibration noise control apparatus 100 according to the first embodiment of the present invention is connected to a secondary vibration noise output device 200 and a vibration noise sensor 300 provided outside.
  • the active vibration noise control device 100 receives frequency information of vibration noise of the vibration noise source 400 to be controlled, and outputs a control signal generated based on the input frequency information.
  • the frequency information of the vibration noise is, for example, if the vibration noise source is an automobile engine, the engine rotation frequency is measured from the ignition pulse period, and this is multiplied by a constant according to the engine rotation order of the target vibration noise. You can get it by In the case of a fan driven by an electric motor, the frequency of the target NZ sound can be obtained from the number of poles of the motor, the power supply frequency, the number of blades of the fan, and the like. As described above, the frequency information of the vibration noise may be acquired by using means suitable for each target vibration noise source.
  • the secondary vibration noise output device 200 converts the control signal input from the active vibration noise control device 100 into secondary vibration noise for canceling vibration noise generated from the vibration noise source 400, and outputs the secondary vibration noise.
  • it can be realized by a speaker or an actuator.
  • Secondary vibration noise output from the secondary vibration noise output device 200 propagates through the secondary path 500, interferes with vibration noise generated from the vibration noise source 400, and reduces the vibration noise.
  • the secondary path 500 is defined as a path through which the secondary vibration noise output from the secondary vibration noise output device 200 passes while propagating to the vibration noise sensor 300.
  • the vibration noise sensor 300 detects an error that is residual vibration noise caused by interference between vibration noise and secondary vibration noise, and outputs the detected error to the active vibration noise control apparatus 100 as an error signal.
  • This can be realized by a microphone, a vibration sensor, an acceleration sensor, or the like.
  • the active vibration noise control apparatus 100 includes a control frequency setting unit 101, a cosine wave generator 102, a sine wave generator 103, a control signal filter 104a and a control signal filter 104b, a control signal adder 105, and a filter coefficient update.
  • the control signal filter 104a is a first control signal filter
  • the control signal filter 104b is a second control signal filter.
  • the control frequency setting unit 101 sets the control frequency based on the frequency information input from the outside and the control frequency correction value input from the frequency correction value calculation unit 107.
  • the cosine wave generator 102 is a signal generator that generates a cosine wave signal corresponding to the control frequency set by the control frequency setting unit 101.
  • the cosine wave generator 102 outputs the generated cosine wave signal to the control signal filter 104a.
  • the sine wave generator 103 is a signal generator that generates a sine wave signal corresponding to the control frequency set by the control frequency setting unit 101.
  • the sine wave generator 103 outputs the generated sine wave signal to the control signal filter 104b.
  • the control signal filter 104a performs a filter process on the cosine wave signal from the cosine wave generator 102. Further, the control signal filter 104 b performs a filtering process on the sine wave signal from the sine wave generator 103.
  • the control signal adder 105 adds the outputs of the control signal filters 104a and 104b and outputs a control signal. Although details will be described later, the control signal is a signal converted into secondary vibration noise for reducing vibration noise.
  • the filter coefficient updating unit 106 is configured to control the control signal filters 104 a and 104 b based on the cosine wave signal output from the cosine wave generator 102 and the sine wave signal output from the sine wave generator 103 and the error signal from the vibration noise sensor 300. Update filter coefficients.
  • the filter coefficient updating unit 106 can be configured by a reference signal filter 108 and a filter coefficient calculation unit 109, for example, as shown in FIG.
  • the reference signal filter 108 uses a transfer characteristic parameter determined based on the transfer characteristic of the secondary path 500, and refers to the cosine wave signal from the cosine wave generator 102 and the sine wave signal from the sine wave generator 103.
  • the filter coefficient calculation unit 109 uses the adaptive algorithm such as the LMS (Least Mean Square) algorithm to filter the control signal filters 104a and 104b. Update the coefficient.
  • the frequency correction value calculation unit 107 calculates a frequency correction value for correcting the deviation between the control frequency and the vibration noise frequency. Output to the setting unit 101.
  • frequency information representing the frequency of vibration noise is input to the control frequency setting unit 101 in the active vibration noise control apparatus 100.
  • the control frequency setting unit 101 obtains the control frequency f (n) based on this frequency information and a frequency correction value ⁇ f (n) from the frequency correction value calculation unit 107 described later, and obtains the control frequency f (n) as a cosine wave.
  • the generator 102 and the sine wave generator 103 are set.
  • the control frequency f (n) can be determined, for example, by the following formula 1, using the frequency F (n) indicated by the frequency information of the vibration noise and the frequency correction value ⁇ f (n).
  • n is a positive integer and represents a sampling time in digital signal processing.
  • the cosine wave generator 102 outputs the cosine wave signal x0 (n) having the control frequency f (n) to the control signal filter 104a and the filter coefficient update unit 106. Further, the sine wave generator 103 outputs a sine wave signal x1 (n) having a control frequency f (n) to the control signal filter 104b and the filter coefficient update unit 106.
  • the control signal filter 104a When the cosine wave signal x0 (n) is input, the control signal filter 104a performs a process of multiplying the cosine wave signal x0 (n) by the filter coefficient w0 (n). On the other hand, when the sine wave signal x1 (n) is input, the control signal filter 104b performs a process of multiplying the sine wave signal x1 (n) by the filter coefficient w1 (n).
  • the control signal adder 105 adds the outputs of the control signal filters 104 a and 104 b to generate a control signal d (n), and outputs it to the secondary vibration noise output device 200.
  • the control signal d (n) is expressed by the following formula 2.
  • the secondary vibration noise output device 200 converts the control signal d (n) output from the control signal adder 105 into secondary vibration noise and outputs it.
  • the secondary vibration noise output from the secondary vibration noise output device 200 propagates through the secondary path 500.
  • the secondary vibration noise affected by the transfer characteristic of the secondary path 500 interferes with the vibration noise generated from the vibration noise source 400 and reduces the vibration noise.
  • the vibration noise sensor 300 detects a reduced vibration noise, that is, an addition result of the vibration noise and the secondary vibration noise, that is, an error which is a residual vibration noise, and generates an error signal e (n).
  • the error signal e (n) generated by the vibration noise sensor 300 is input to the filter coefficient update unit 106 in the active vibration noise control apparatus 100.
  • the filter coefficient updating unit 106 updates the filter coefficients of the control signal filters 104a and 104b from the error signal e (n), the cosine wave signal x0 (n), and the sine wave signal x1 (n), for example, as shown below.
  • the transfer characteristic parameters C0 (f (n)) and C1 (f (n)) are parameters predetermined by a predetermined method based on the transfer characteristic of the secondary path 500 at the control frequency f (n).
  • the reference signal filter 108 is a signal having a control frequency f (n) based on the transfer characteristic of the secondary path from the secondary vibration noise output device 200 to the vibration noise sensor 300, x0 (n), x1 ( Reference signals r0 (n) and r1 (n) are generated from n).
  • the filter coefficient calculation unit 109 is expressed by the following equation 4 based on the reference signals r0 (n) and r1 (n) from the reference signal filter 108 and the error signal e (n) from the vibration noise sensor 300. As described above, the values of the filter coefficient w0 (n) of the control signal filter 104a and the filter coefficient w1 (n) of the control signal filter 104b are sequentially updated.
  • ⁇ is an update step size for adjusting the adaptive capability of the adaptive notch filter, and is determined by a predetermined method.
  • the frequency correction value calculating unit 107 controls the control frequency f (n) and the actual vibration based on the control frequency f (n) from the control frequency setting unit 101 and the control signal d (n) from the control signal adder 105.
  • a frequency shift from the vibration noise of the noise source 400 is detected, and a frequency correction value ⁇ f (n + 1) at the next time n + 1 is given to the control frequency setting unit 101.
  • the control frequency setting unit 101 sets the control frequency f (n + 1) based on the frequency information F (n + 1) and the frequency correction value ⁇ f (n + 1) at time n + 1.
  • the phase relationship between the secondary vibration noise and the vibration noise output from the secondary vibration noise output device 200 sometimes varies depending on the frequency deviation. It changes every moment. Even if the secondary vibration noise is completely in antiphase with respect to the vibration noise at the beginning, and even if the maximum vibration noise reduction effect is obtained by this, it gradually deviates from the antiphase by changing the phase relationship. Therefore, the effect of reducing vibration noise is weakened.
  • the filter coefficient updating unit 106 updates the coefficients of the control signal filters 104a and 104b so as to minimize the error signal e (n) based on the MSE (mean square error) standard.
  • the control signal d (n) which is the source of the secondary vibration noise, can be rewritten from Equation 2 to Equations 5 and 6 below.
  • Equation 6 shows that the phase of the control signal d (n) is variable by the coefficients w0 (n) and w1 (n). If the filter coefficient updating unit 106 continues to update the filter coefficients w0 (n) and w1 (n) so as to minimize the error signal e (n), the secondary vibration noise is necessarily reversed with respect to the vibration noise. In order to maintain the phase relationship, the phase of the control signal d (n) that is the source of the secondary vibration noise is always corrected. As a result, the frequency of the control signal d (n) deviates from the control frequency f (n) and matches the frequency of vibration noise.
  • FIG. 2 shows filter coefficients w0 (n) (111 in the figure) and w1 (n) (when the control frequency is higher than the actual vibration noise frequency in an active vibration noise control apparatus having no control frequency correction means. It is an example of the waveform of the time change of 112) in the figure and the cosine wave signal x0 (n) (113 in the figure) and the control signal d (n) (114 in the figure) of the cosine wave generator 102.
  • the cosine wave signal x0 (n) is set so that the frequency of the control signal d (n) matches the actual vibration noise frequency due to the continuous change of the filter coefficients w0 (n) and w1 (n). Is lower than the control frequency, that is, the control frequency.
  • FIG. 3 shows an example in which the control frequency is lower than the actual vibration noise frequency, and the same reference numerals as those in FIG. 2 are attached to the respective graph lines.
  • the frequency of the control signal d (n) is higher than the frequency of the cosine wave signal x0 (n).
  • the frequency correction value calculation unit 107 measures the frequency f ′ (n) of the control signal d (n), and calculates the frequency correction value ⁇ f as shown in the following equation 7 from the difference between the frequency f ′ (n) and the control frequency f (n). Find (n + 1).
  • the frequency f ′ (n) can be easily measured.
  • f ′ (n) is obtained by measuring the period from the time interval at which the positive and negative signs of the control signal d (n) are inverted and converting this to a frequency.
  • ⁇ is a predetermined constant that satisfies 0 ⁇ ⁇ ⁇ 1.
  • a method of measuring the frequency from the time until the sign inversion occurs a predetermined number of times or the number of zero crosses per unit time is also effective.
  • the frequency correction value calculation unit 107 Since the calculation process performed by the frequency correction value calculation unit 107 is very simple, it is possible to correct a frequency shift without imposing a heavy load on the processor.
  • the cosine wave signal x0 (n), the sine wave signal x1 (n), and the control signal d (n) are all signals generated inside the apparatus, and thus do not contain any noise and have a stable and accurate frequency.
  • the correction value ⁇ f (n + 1) can be obtained.
  • the control frequency is corrected by obtaining the frequency correction value based on the control signal
  • the control frequency and the actual vibration noise can be obtained by a simple calculation process.
  • the frequency shift can be eliminated.
  • the cosine wave signal x0 (n) and the sine wave signal x1 (n) are generated internally, so that the cosine wave signal x0 (n) and the sine wave signal x1 (n) are not affected by disturbances such as noise. Therefore, it becomes possible to eliminate the deviation between the control frequency and the actual vibration noise frequency with high accuracy.
  • the frequency correction value can be obtained with high accuracy even when the sampling frequency is rough.
  • FIG. The present invention is a configuration in which a cosine wave signal x0 (n) and a sine wave signal x1 (n), which are sources of the control signal d (n), are input from the outside without being generated inside the active vibration noise control device. Is also applicable. As a configuration example in such a case, an active vibration noise control apparatus according to Embodiment 2 of the present invention will be described.
  • FIG. 4 is a configuration diagram of the active vibration noise control apparatus according to the second embodiment. Parts that are the same as or equivalent to those in the first embodiment are given the same reference numerals as in FIG.
  • the active vibration noise control apparatus 600 is connected to a cosine wave / sine wave generator 700 and a secondary vibration noise output device 200.
  • reference numeral 601 denotes a frequency correction value calculation unit.
  • the active vibration noise control device 600 controls the cosine wave signal x0 (n) and the sine wave signal x1 (n) corresponding to the vibration noise frequency input from the external cosine wave / sine wave generator 700, respectively, to the control signal filter 104a. , 104b and added by the control signal adder 105 to output a control signal d (n).
  • the frequency correction value calculation unit 601 calculates a frequency correction value ⁇ f (n) based on the control signal d (n) and the cosine wave signal x0 (n) or sine wave signal x1 (n), and uses this as an external cosine. Output to the wave / sine wave generator 700.
  • the frequency of the control signal d (n) is brought close to the actual vibration noise frequency by the function of the filter coefficient updating unit 106.
  • the frequency f '(n) of d (n) and the frequency f (n) of the cosine wave signal x0 (n) or sine wave signal x1 (n) are measured, and f (n) is calculated from f' (n).
  • the frequency correction value ⁇ f (n) can be calculated by subtraction.
  • the frequency of the control signal d (n) and the cosine wave signal x0 (n) or sine wave signal x1 (n) is the time during which the sign of each signal is inverted as described in the first embodiment. If the period is obtained from the interval, the frequency can be calculated.
  • the time change of the phase difference between the signals is obtained from the change in the time interval of the inversion timing of the sign of the control signal d (n) and the cosine wave signal x0 (n) or sine wave signal x1 (n).
  • a frequency correction value may be determined. For example, by looking at the timing at which the sign reverses from negative to positive, the timing at which the phase of each signal has passed 0 degrees can be seen. Therefore, after the sign of the cosine wave signal x0 (n) or the sine wave signal x1 (n) is inverted from negative to positive, the time interval until the sign of the control signal d (n) is inverted from negative to positive is similarly measured.
  • the time interval from when the former phase passes 0 degree to when the latter phase passes 0 degree is known. If this is continuously measured, the time change of the phase difference between the two can be observed, and the frequency correction value ⁇ f (n) can be determined based on this.
  • the frequency correction value ⁇ f (n) can be set to a positive and negative fixed value of a predetermined absolute value.
  • a time interval T (k) from when the cosine wave signal x0 (n) is inverted from negative to positive until the sign of the control signal d (n) is inverted from negative to positive is measured.
  • k indicates the number of times of time interval measurement.
  • the cosine wave signal x0 (n) is used, but a sine wave signal x1 (n) may be used instead.
  • step S02 it is determined whether or not the following formula number 9 holds.
  • Equation 9 is a conditional expression that determines whether or not the magnitude of the change in the time interval is larger than the average value so far by a predetermined multiple.
  • Tav (k ⁇ 1) is a moving average value of the magnitude of change in the time interval T (k), and ⁇ is a predetermined constant.
  • is temporarily increased and the frequency correction value ⁇ f (n) is set. Since it cannot be determined correctly, the purpose of step S02 is to detect this. If Equation 9 is satisfied, the process proceeds to step S03, and if not, the process proceeds to step S08.
  • step S03 Tav (k) is updated by the following equation (10).
  • ⁇ is a constant satisfying 0 ⁇ ⁇ 1.
  • step S04 it is determined whether T (k) ⁇ T (k-1) is satisfied. If established, the phase difference of the control signal d (n) with respect to the cosine wave signal x0 (n) is gradually reduced, so that the frequency of the cosine wave signal x0 (n) is higher than the frequency of the control signal d (n). Is determined to be low, and the process proceeds to step S05. If not, the process proceeds to step S06.
  • p is a predetermined constant, and p> 0.
  • step S06 it is determined whether T (k)> T (k-1) is satisfied. If established, the phase difference of the control signal d (n) with respect to the cosine wave signal x0 (n) gradually widens, so that the frequency of the cosine wave signal x0 (n) is higher than the frequency of the control signal d (n). Is determined to be high, and the process proceeds to step S07. If not, the process proceeds to step S09.
  • step S08 since it is detected that
  • the cosine wave / sine wave generator 700 corrects the frequencies of the cosine wave signal x0 (n) and the sine wave signal x1 (n) according to the frequency correction value ⁇ f (n) output from the vibration noise control device 600. By doing so, the frequency shift between these signals and the actual vibration noise is gradually reduced to be within ⁇ p.
  • the above arithmetic processing consists of simple four arithmetic operations, signal sign check, and conditional branching, so it is very simple and can be executed without imposing a load on the processor.
  • the cosine wave signal and the sine wave signal are not generated inside the apparatus, and the cosine wave signal is input even from the outside.
  • a frequency correction value is obtained from the wave signal or sine wave signal and the control signal, and is output to an external sine wave / cosine wave signal generator, whereby the frequency shift can be corrected.
  • Not including the sine wave / cosine wave signal generator in the active vibration noise control device is effective when downsizing of the active vibration noise control device or reduction in processor processing is required.
  • the frequency correction value can be obtained with a simple configuration by configuring the frequency correction value calculation by signal sign check, simple four arithmetic operations, and conditional branching.
  • the frequency deviation can be kept within the constant value range.
  • the frequency correction value calculation unit according to the second embodiment is not applicable only when the active vibration noise control device does not include a cosine wave / sine wave generator. Needless to say, the present invention can be applied to a case including a sine wave generator.

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Abstract

　制御周波数で振動する余弦波を入力する第１の制御信号フィルタ１０４ａと、制御周波数で振動する正弦波を入力する第２の制御信号フィルタ１０４ｂと、第１の制御信号フィルタ１０４ａの出力と第２の制御信号フィルタ１０４ｂの出力を加算して制御信号を出力する制御信号加算器１０５と、第１の制御信号フィルタ１０４ａおよび第２の制御信号フィルタ１０４ｂのフィルタ係数を更新するフィルタ係数更新部１０６と、制御信号と制御周波数に基づき制御周波数を補正する周波数補正値を算出する周波数補正値算出部１０７とを備える。

Description

能動振動騒音制御装置
　本発明は、回転機器の回転周期に応じて決定される制御周波数に基づいて制御信号を発生させて振動騒音を低減する能動振動騒音制御装置に関する。
　車両のエンジン等の回転機器が発する振動騒音を低減する装置として、適応ノッチフィルタ（Adaptive Notch Filter）を用いた能動振動騒音制御装置（Active Noise Control Apparatus）が知られる。このような従来の能動振動騒音制御装置は、回転機器の回転周期から特定される振動騒音の周波数を制御周波数に定め、当該制御周波数において振動騒音の逆位相となる制御信号を生成し、これを二次振動騒音として出力して振動騒音と干渉させることにより、振動騒音を低減していた。
　ここで、回転機器の周期センサの計測誤差や信号遅延などの影響により実際の振動騒音の周波数と制御周波数との間にずれが生じた場合、振動騒音の低減効果が低くなるという問題を生じる。
　このような問題に対し、例えば特許文献１においては適応ノッチフィルタの係数の挙動に応じて制御周波数を補正する方法が開示されている。
特開２０１０－１６７８４４号公報
　しかしながら特許文献１の方法においては、適応ノッチフィルタのフィルタ係数を複素平面上に投影した際の偏角の変化に基づいて制御周波数を補正しており、実時間処理を行う場合、偏角の計算処理負荷が高いという課題があった。
　本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、低い計算処理負荷で制御周波数のずれを自ら補正し、安定して振動騒音を低減する能動振動騒音制御装置を提供することを目的とする。
　本発明に関わる能動振動騒音制御装置は、振動騒音源に応じて特定される制御周波数で振動する余弦波を入力する第１の制御信号フィルタと、制御周波数で振動する正弦波を入力する第２の制御信号フィルタと、第１の制御信号フィルタの出力と第２の制御信号フィルタの出力を加算した制御信号を出力する制御信号加算器と、第１の制御信号フィルタおよび第２の制御信号フィルタのフィルタ係数を更新するフィルタ係数更新部と、制御信号に基づき振動騒音の周波数と制御周波数のずれを補正する周波数補正値を算出する周波数補正値算出部とを備えることを特徴とする。
　本発明の能動振動騒音制御装置によれば、制御信号に基づいて制御周波数の周波数補正値を定めるようにしたことにより、低い計算処理負荷で制御周波数と実際の振動騒音の周波数のずれを減少できるようになる。
本発明の実施の形態１に係る能動振動騒音制御装置の構成を示す図である。 制御周波数の補正をしない能動騒音制御装置において、フィルタ係数の時間変化と、余弦波信号と制御信号の時間変化を対比し説明するグラフである。 制御周波数の補正をしない能動騒音制御装置において、フィルタ係数の時間変化と、余弦波信号と制御信号の時間変化を対比し説明するグラフである。 本発明の実施の形態２に係る能動振動騒音制御装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態２に係る能動振動騒音制御装置の周波数補正値算出部における、余弦波信号または正弦波信号と制御信号から制御周波数の周波数補正値を決定するフローチャートである。
実施の形態１．
　図１に示すように、本発明の実施の形態１の能動振動騒音制御装置１００は、外部に設けられた二次振動騒音出力器２００及び振動騒音センサ３００が接続されている。能動振動騒音制御装置１００は、制御対象となる振動騒音源４００の振動騒音の周波数情報が入力され、入力された周波数情報に基づいて生成した制御信号を出力する。
　ここで振動騒音の周波数情報は、例えば振動騒音源が自動車のエンジンであればイグニッションパルス周期からエンジンの回転周波数を計測し、これを対象となる振動騒音のエンジン回転次数に合わせて定数倍するなどの方法で得る事ができる。また電動モーターで駆動するファンであれば、モーターの極数や電源周波数、ファンのブレード枚数などから対象となるＮＺ音の周波数を求める事ができる。このように振動騒音の周波数情報の取得は、対象となる振動騒音源にそれぞれ適した手段を適宜用いてよい。
　二次振動騒音出力器２００は、能動振動騒音制御装置１００から入力された制御信号を、振動騒音源４００から発生する振動騒音を打ち消すための二次振動騒音に変換して出力するものであり、例えばスピーカ又はアクチュエータ等により実現できる。
　二次振動騒音出力器２００から出力された二次振動騒音は二次経路５００を伝播し、振動騒音源４００から発生する振動騒音と干渉し、当該振動騒音を低減する。ここで二次経路５００は、二次振動騒音出力器２００から出力された二次振動騒音が振動騒音センサ３００まで伝播する間に通過する経路と定義づけられる。
　振動騒音センサ３００は、振動騒音と二次振動騒音との干渉により生じた残留振動騒音である誤差を検知し、検知した誤差を誤差信号として能動振動騒音制御装置１００に出力するものであり、例えばマイク、振動センサ、又は加速度センサ等により実現できる。
　次に、能動振動騒音制御装置１００の詳細構成について説明する。能動振動騒音制御装置１００は、制御周波数設定部１０１と、余弦波発生器１０２と、正弦波発生器１０３と、制御信号フィルタ１０４ａおよび制御信号フィルタ１０４ｂと、制御信号加算器１０５と、フィルタ係数更新部１０６と、周波数補正値算出部１０７とを備える。ここで、制御信号フィルタ１０４ａが第１の制御信号フィルタ、制御信号フィルタ１０４ｂが第２の制御信号フィルタである。
　制御周波数設定部１０１は外部から入力される周波数情報と、周波数補正値算出部１０７から入力される制御周波数補正値に基づいて制御周波数を設定する。
　余弦波発生器１０２は制御周波数設定部１０１が設定した制御周波数に対応した余弦波信号を発生する信号発生器である。余弦波発生器１０２は、発生した余弦波信号を制御信号フィルタ１０４ａに出力する。正弦波発生器１０３は制御周波数設定部１０１が設定した制御周波数に対応した正弦波信号を発生する信号発生器である。正弦波発生器１０３は、発生した正弦波信号を制御信号フィルタ１０４ｂに出力する。
　制御信号フィルタ１０４ａは余弦波発生器１０２からの余弦波信号に対してフィルタ処理を行う。また、制御信号フィルタ１０４ｂは正弦波発生器１０３からの正弦波信号に対しフィルタ処理を行う。制御信号加算器１０５は制御信号フィルタ１０４ａおよび１０４ｂの出力を加算して、制御信号を出力する。詳細は後述するが、制御信号は振動騒音を低減するための２次振動騒音に変換される信号である。
　フィルタ係数更新部１０６は、余弦波発生器１０２が出力する余弦波信号および正弦波発生器１０３が出力する正弦波信号と、振動騒音センサ３００からの誤差信号に基づき、制御信号フィルタ１０４ａおよび１０４ｂのフィルタ係数を更新する。フィルタ係数更新部１０６は、例えば図１に示すように参照信号フィルタ１０８とフィルタ係数計算部１０９で構成することができる。
　参照信号フィルタ１０８は、二次経路５００の伝達特性に基づいて定められた伝達特性パラメータを用い、余弦波発生器１０２からの余弦波信号と、正弦波発生器１０３からの正弦波信号とから参照信号を合成するフィルタである。フィルタ係数計算部１０９は、参照信号フィルタ１０８からの参照信号と、振動騒音センサ３００からの誤差信号に基づき、ＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズム等の適応アルゴリズムを用いて制御信号フィルタ１０４ａ、１０４ｂのフィルタ係数を更新する。
　周波数補正値算出部１０７は制御周波数設定部１０１からの制御周波数と制御信号加算器１０５からの制御信号に基づいて、制御周波数と振動騒音の周波数のずれを補正するための周波数補正値を制御周波数設定部１０１に出力する。
　次に、図１を用いて本発明の実施の形態１の動作を説明する。
　まず、能動振動騒音制御装置１００内の制御周波数設定部１０１に振動騒音の周波数を表す周波数情報が入力される。制御周波数設定部１０１はこの周波数情報と、後述する周波数補正値算出部１０７からの周波数補正値Δｆ（ｎ）とに基づいて制御周波数ｆ（ｎ）を求め、制御周波数ｆ（ｎ）を余弦波発生器１０２と正弦波発生器１０３に設定する。制御周波数ｆ（ｎ）は、振動騒音の周波数情報が指示する周波数Ｆ（ｎ）と周波数補正値Δｆ（ｎ）とにより、例えば、下式数１のように定めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここでｎは正の整数であり、デジタル信号処理におけるサンプリング時刻を表している。
　周波数情報が指示する周波数Ｆ（ｎ）と制御周波数にずれがない場合、あるいは装置が動作を開始した直後の場合などでは、周波数補正値がΔｆ（ｎ）＝０となり、ｆ（ｎ）＝Ｆ（ｎ）となることも起こりうる。
　余弦波発生器１０２は制御周波数ｆ（ｎ）の余弦波信号ｘ０（ｎ）を、制御信号フィルタ１０４ａおよびフィルタ係数更新部１０６に出力する。また、正弦波発生器１０３は制御周波数ｆ（ｎ）の正弦波信号ｘ１（ｎ）を、制御信号フィルタ１０４ｂおよびフィルタ係数更新部１０６に出力する。
　制御信号フィルタ１０４ａは、余弦波信号ｘ０（ｎ）が入力されると、フィルタ係数ｗ０（ｎ）を余弦波信号ｘ０（ｎ）に乗じる処理を行う。一方、制御信号フィルタ１０４ｂは、正弦波信号ｘ１（ｎ）が入力されると、フィルタ係数ｗ１（ｎ）を正弦波信号ｘ１（ｎ）に乗じる処理を行う。そして、制御信号加算器１０５は制御信号フィルタ１０４ａと１０４ｂの出力を加算処理して制御信号ｄ（ｎ）を生成し、二次振動騒音出力器２００に出力する。制御信号ｄ（ｎ）は下式数２により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　二次振動騒音出力器２００は、制御信号加算器１０５から出力された制御信号ｄ（ｎ）を二次振動騒音に変換し出力する。二次振動騒音出力器２００から出力された二次振動騒音は、二次経路５００を伝播する。二次経路５００の伝達特性の影響を受けた二次振動騒音は、振動騒音源４００から発生する振動騒音に干渉し、振動騒音を低減する。
　振動騒音センサ３００は、低減された振動騒音、つまり振動騒音と二次振動騒音との加算結果、すなわち残留振動騒音である誤差を検知し、誤差信号ｅ（ｎ）を生成する。振動騒音センサ３００で生成された誤差信号ｅ（ｎ）は能動振動騒音制御装置１００内のフィルタ係数更新部１０６に入力される。
　フィルタ係数更新部１０６は、誤差信号ｅ（ｎ）と余弦波信号ｘ０（ｎ）と正弦波信号ｘ１（ｎ）より、例えば次に示すように制御信号フィルタ１０４ａおよび１０４ｂのフィルタ係数を更新する。
　フィルタ係数更新部１０６内の参照信号フィルタ１０８は、余弦波信号ｘ０（ｎ）と正弦波信号ｘ１（ｎ）が入力されると、伝達特性パラメータＣ０（ｆ（ｎ））、Ｃ１（ｆ（ｎ））を基に、下式数３に表されるように参照信号ｒ０（ｎ）、ｒ１（ｎ）を生成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここで、伝達特性パラメータＣ０（ｆ（ｎ））、Ｃ１（ｆ（ｎ））は制御周波数ｆ（ｎ）おける二次経路５００の伝達特性に基づき、所定の方法によって予め定められたパラメータである。つまり、参照信号フィルタ１０８は、二次振動騒音出力器２００から振動騒音センサ３００までの二次経路の伝達特性に基づいて、制御周波数ｆ（ｎ）を有する信号であるｘ０（ｎ）、ｘ１（ｎ）から参照信号ｒ０（ｎ）、ｒ１（ｎ）を生成する。
　フィルタ係数計算部１０９は参照信号フィルタ１０８からの参照信号ｒ０（ｎ）、ｒ１（ｎ）と、振動騒音センサ３００からの誤差信号ｅ（ｎ）とに基づいて、下式数４に表されるように制御信号フィルタ１０４ａのフィルタ係数ｗ０（ｎ）と制御信号フィルタ１０４ｂのフィルタ係数ｗ１（ｎ）の値を逐次更新する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、μは適応ノッチフィルタの適応能力を調整するための更新ステップサイズであり、所定の方法により定められる。
　さらに周波数補正値算出部１０７は、制御周波数設定部１０１からの制御周波数ｆ（ｎ）と、制御信号加算器１０５からの制御信号ｄ（ｎ）に基づき、制御周波数ｆ（ｎ）と実際の振動騒音源４００の振動騒音との周波数のずれを検出して次の時刻ｎ＋１における周波数補正値Δｆ（ｎ＋１）を制御周波数設定部１０１に与える。制御周波数設定部１０１は、次の時刻ｎ＋１において、時刻ｎ＋１における周波数情報Ｆ（ｎ＋１）と周波数補正値Δｆ（ｎ＋１）とに基づいて制御周波数ｆ（ｎ＋１）を設定する。
　ここで、制御信号ｄ（ｎ）から制御周波数ｆ（ｎ）と実際の振動騒音の周波数との間のずれを検出することが可能である理由と、周波数補正値Δｆ（ｎ＋１）の決定方法について詳述する。
　制御周波数ｆ（ｎ）と実際の振動騒音の周波数との間にずれがある場合、二次振動騒音出力器２００から出力される二次振動騒音と振動騒音の位相関係は、周波数のずれによって時々刻々変化する。もし二次振動騒音が初めのうち振動騒音に対して完全な逆位相であり、これによって最大の振動騒音低減効果が得られていたとしても、位相関係が変化することで次第に逆位相から外れてゆくので、振動騒音の低減効果は弱まっていくことになる。
　これに対して、フィルタ係数更新部１０６はＭＳＥ（平均二乗誤差）規範に基づき誤差信号ｅ（ｎ）を最小化するよう制御信号フィルタ１０４ａ、１０４ｂの係数を更新する。ここで、二次振動騒音の元となる制御信号ｄ（ｎ）は、前述の数２から下式数５、数６で書き直すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　数６にて、制御信号ｄ（ｎ）の位相は係数ｗ０（ｎ）、ｗ１（ｎ）によって可変である事が示されている。フィルタ係数更新部１０６が誤差信号ｅ（ｎ）を最小化するようにフィルタ係数ｗ０（ｎ）、ｗ１（ｎ）を更新し続けるならば必然的に、二次振動騒音が振動騒音に対して逆位相関係を維持するように、二次振動騒音の元となる制御信号ｄ（ｎ）の位相が常に補正され続けることになる。この結果、制御信号ｄ（ｎ）の周波数は、制御周波数ｆ（ｎ）を外れて振動騒音の周波数に一致するようになる。
　図２は、制御周波数の補正手段を有しない能動振動騒音制御装置における、制御周波数が実際の振動騒音の周波数より高い場合の、フィルタ係数ｗ０（ｎ）（図中１１１）、ｗ１（ｎ）（図中１１２）の時間変化と、余弦波発生器１０２の余弦波信号ｘ０（ｎ）（図中１１３）と制御信号ｄ（ｎ）（図中１１４）の波形の例である。この例では、フィルタ係数ｗ０（ｎ）、ｗ１（ｎ）の連続的な変化により、制御信号ｄ（ｎ）の周波数は、実際の振動騒音の周波数に一致するように余弦波信号ｘ０（ｎ）の周波数、すなわち制御周波数よりも低くなっている。
　また、図３は、制御周波数が実際の振動騒音の周波数より低い場合の例であり、各々のグラフ線には図２と同一の符号を付している。この場合には、制御信号ｄ（ｎ）の周波数は余弦波信号ｘ０（ｎ）の周波数よりも高くなっている。
　従って、制御信号ｄ（ｎ）の周波数を調べることにより、実際の振動騒音の周波数を特定することができ、さらに必要な周波数補正値Δｆ（ｎ＋１）を決定することが可能となる。周波数補正値算出部１０７では、制御信号ｄ（ｎ）の周波数ｆ’（ｎ）を計測し、これと制御周波数ｆ（ｎ）との差から、下式数７に示すように周波数補正値Δｆ（ｎ＋１）を求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　制御信号ｄ（ｎ）は正弦波の信号であるので、その周波数ｆ’（ｎ）は容易に計測する事ができる。例えば制御信号ｄ（ｎ）の正負の符号が反転する時間間隔から周期を計測し、これを周波数に換算することでｆ’（ｎ）が求められる。
　信号のサンプリング周波数が粗い場合には求められるｆ’（ｎ）に若干の誤差やばらつきが生じる場合があるが、Δｆ（ｎ＋１）を例えば下式数８によって平均化することで、より精度よく周波数補正値を求める事ができるようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　ここで、αは０≦α≦１を満たす所定の定数である。
　また、制御信号の周波数が高い場合には、符号反転が所定の回数起きるまでの時間や、単位時間当たりのゼロクロス数から周波数を計測する方法も有効である。
　周波数補正値算出部１０７で行われる演算処理は非常に単純であるので、プロセッサに大きな負荷をかけずに周波数のずれを補正することができる。
　さらに余弦波信号ｘ０（ｎ）、正弦波信号ｘ１（ｎ）および制御信号ｄ（ｎ）はいずれも装置の内部で生成される信号であるため一切のノイズを含まず、安定して精度よく周波数補正値Δｆ（ｎ＋１）を求める事ができる。
　以上のように、本発明の実施の形態１によれば、制御信号に基づいて周波数補正値を求めて制御周波数を補正するようにしたことにより、簡単な計算処理で制御周波数と実際の振動騒音の周波数のずれを解消できるようになる。
　また、余弦波信号ｘ０（ｎ）と正弦波信号ｘ１（ｎ）を内部で生成することにより、余弦波信号ｘ０（ｎ）と正弦波信号ｘ１（ｎ）にノイズ等の外乱の影響を受けずに精度よく制御周波数と実際の振動騒音の周波数のずれを解消できるようになる。
　また、周波数補正値を平均化することにより、サンプリング周波数が粗い場合でも精度よく周波数補正値を求めることができるようになる。
実施の形態２．
　本発明は、制御信号ｄ（ｎ）の元となる余弦波信号ｘ０（ｎ）、正弦波信号ｘ１（ｎ）を能動振動騒音制御装置の内部で生成せず、外部から入力する構成であっても適用が可能である。このような場合の構成例として、本発明の実施の形態２の能動振動騒音制御装置を説明する。
　以下、図面を用いて本発明の実施の形態２について説明する。図４は実施の形態２に係る能動振動騒音制御装置の構成図である。実施の形態１と同じもしくは相当の部分は、図１と同一符号を付している。
　実施の形態２の能動振動騒音制御装置６００は、図４に示すように、余弦波・正弦波生成器７００と二次振動騒音出力器２００が接続される。図４において６０１は周波数補正値算出部である。能動振動騒音制御装置６００は、外部の余弦波・正弦波生成器７００から入力される振動騒音の周波数に対応した余弦波信号ｘ０（ｎ）、正弦波信号ｘ１（ｎ）をそれぞれ制御信号フィルタ１０４ａ、１０４ｂに通し、制御信号加算器１０５で加算して制御信号ｄ（ｎ）を出力する。周波数補正値算出部６０１は、制御信号ｄ（ｎ）と、余弦波信号ｘ０（ｎ）または正弦波信号ｘ１（ｎ）に基づいて周波数補正値Δｆ（ｎ）を算出し、これを外部の余弦波・正弦波生成器７００に対して出力する。
　実施の形態１の説明で述べたように、制御信号ｄ（ｎ）の周波数はフィルタ係数更新部１０６の働きによって実際の振動騒音の周波数に近づけられるので、周波数補正値算出部６０１は、制御信号ｄ（ｎ）の周波数ｆ’（ｎ）と、余弦波信号ｘ０（ｎ）または正弦波信号ｘ１（ｎ）の周波数ｆ（ｎ）とを計測し、ｆ’（ｎ）からｆ（ｎ）を減算することで周波数補正値Δｆ（ｎ）を算出することができる。
　制御信号ｄ（ｎ）と、余弦波信号ｘ０（ｎ）または正弦波信号ｘ１（ｎ）の周波数は、実施の形態１の説明で述べたように、それぞれの信号の正負の符号が反転する時間間隔から周期を求めれば、周波数を算出することができる。
　もしくは、制御信号ｄ（ｎ）と、余弦波信号ｘ０（ｎ）または正弦波信号ｘ１（ｎ）との符号の反転タイミングの時間間隔の変化から互いの信号の位相差の時間変化を求め、これから周波数補正値を定めるようにしてもよい。例えば符号が負から正に反転するタイミングをみれば、それぞれの信号の位相が0度を通過したタイミングが判る。従って余弦波信号ｘ０（ｎ）または正弦波信号ｘ１（ｎ）の符号が負から正に反転した後、同様に制御信号ｄ（ｎ）の符号が負から正に反転するまでの時間間隔を計測すれば、前者の位相が0度を通過してから後者の位相が0度を通過するまでの時間間隔が判る。これを継続して計測すれば両者の位相差の時間変化が観測でき、これを元に周波数補正値Δｆ（ｎ）を定める事ができる。
　また、周波数補正値Δｆ（ｎ）は、所定の絶対値の正および負の固定値に定めることも可能である。以下、図５のフローチャートを用いてこの手順の具体例を説明する。まずステップＳ０１では、余弦波信号ｘ０（ｎ）が負から正に反転してから、制御信号ｄ（ｎ）の符号が負から正に反転するまでの時間間隔Ｔ（ｋ）を計測する。ここでｋは時間間隔の計測回数を示す。なお、この例では余弦波信号ｘ０（ｎ）としているが、代わりに正弦波信号ｘ１（ｎ）を用いても良い。
　ステップＳ０２では、下式数９が成立するか否かを判定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　数９は時間間隔の変化の大きさが、これまでの平均値に比べ、所定倍以上大きいか否かを判定する条件式である。Ｔａｖ（ｋ－１）は時間間隔Ｔ（ｋ）の変化の大きさの移動平均値であり、βは所定の定数である。制御信号ｄ（ｎ）または余弦波信号ｘ０（ｎ）が他方より一周期以上遅れると、一時的に｜Ｔ（ｋ）－Ｔ（ｋ－１）｜が大きくなり周波数補正値Δｆ（ｎ）を正しく定め得ないので、これを検出するのがステップＳ０２の目的である。数９が成立する場合はステップＳ０３に、成立しない場合はステップＳ０８に移行する。
　ステップＳ０３では、Ｔａｖ（ｋ）を下式数１０によって更新する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　ここで、γは０＜γ＜１を満たす定数である。
　ステップＳ０４では、Ｔ（ｋ）＜Ｔ（ｋ－１）が成立するか否かを判断する。成立する場合、余弦波信号ｘ０（ｎ）に対する制御信号ｄ（ｎ）の位相差が次第に縮まっていることになるので、余弦波信号ｘ０（ｎ）の周波数が制御信号ｄ（ｎ）の周波数よりも低いと判断され、ステップＳ０５に移行する。成立しない場合はステップＳ０６に移行する。
　ステップＳ０５では、周波数補正値Δｆ（ｎ＋１）＝ｐを設定し、処理を終了する。ここで、ｐは所定の定数であり、ｐ＞０である。
　ステップＳ０６では、Ｔ（ｋ）＞Ｔ（ｋ－１）が成立するか否かを判断する。成立する場合、余弦波信号ｘ０（ｎ）に対する制御信号ｄ（ｎ）の位相差が次第に広がっていることになるので、余弦波信号ｘ０（ｎ）の周波数が制御信号ｄ（ｎ）の周波数よりも高いと判断され、ステップＳ０７に移行する。成立しない場合はステップＳ０９に移行する。
　ステップＳ０７では、周波数補正値Δｆ（ｎ＋１）＝－ｐを設定し、処理を終了する。
　ステップＳ０９では、ステップＳ０４，ステップＳ０６の結果、Ｔ（ｋ）＝Ｔ（ｋ－１）である事が確認されたので、余弦波信号ｘ０（ｎ）と制御信号ｄ（ｎ）の位相差に変化がなく、両者が同じ周波数であると判断されるので、周波数補正値Δｆ（ｎ＋１）＝０を設定し、処理を終了する。
　また、ステップＳ０８では、ステップＳ０２において一周期以上の信号の位相遅れにより一時的に｜Ｔ（ｋ）－Ｔ（ｋ－１）｜が大きくなっている事が検出されたので、Ｔａｖ（ｋ）を更新せず、Ｔａｖ（ｋ）＝Ｔａｖ（ｋ－１）を設定する。そして、この場合には正確なΔｆ（ｎ）を求めることができないので、ステップＳ０９に移行して周波数補正値Δｆ（ｎ＋１）＝０を設定し、処理を終了する。
　上述のように、余弦波・正弦波生成器７００が、振動騒音制御装置６００が出力する周波数補正値Δｆ（ｎ）に従って余弦波信号ｘ０（ｎ）、正弦波信号ｘ１（ｎ）の周波数を補正することにより、これらの信号と実際の振動騒音との周波数のずれは次第に縮小し、±ｐ以内に収められるようになる。
　以上の演算処理は、簡単な四則演算、信号の符号チェック、条件分岐で構成されるので、非常に簡素でありプロセッサに負荷をかけずに実行することが可能である。
　以上説明したように、本発明の実施の形態２の能動振動騒音制御装置によれば、装置の内部で余弦波信号、正弦波信号を生成せず、外部から入力する構成であっても、余弦波信号または正弦波信号と制御信号から周波数補正値を求め、外部の正弦波・余弦波信号生成器にこれを出力することで周波数のずれを補正することができるようになる。正弦波・余弦波信号生成器を能動振動騒音制御装置に含まないことは、能動振動騒音制御装置の小型化やプロセッサ処理の削減が求められる場合に有効である。
　また、周波数補正値の演算を信号の符号チェックと簡単な四則演算、条件分岐で構成するようにしたことで、簡素な構成で周波数補正値を求めることができるようになる。
　また、周波数補正値の大きさを所定の定数値としたことで、周波数のずれを定数値の範囲内に収めることができるようになる。
　なお、実施の形態２の周波数補正値算出部は、能動振動騒音制御装置に余弦波・正弦波発生器を含まない場合にのみ適用可能となるものではなく、能動振動騒音制御装置に余弦波・正弦波発生器を含む場合にも適用可能であることは言うまでもなく明らかである。
１００　能動振動騒音制御装置
１０１　制御周波数設定部
１０２　余弦波発生器
１０３　正弦波発生器
１０４ａ，１０４ｂ　制御信号フィルタ
１０５　制御信号加算器
１０６　フィルタ係数更新部
１０７　周波数補正値算出部
１０８　参照信号フィルタ
１０９　フィルタ係数計算部
１１１　フィルタ係数ｗ０（ｎ）
１１２　フィルタ係数ｗ１（ｎ）
１１３　余弦波信号ｘ０（ｎ）
１１４　制御信号ｄ（ｎ）
２００　二次振動騒音出力器
３００　振動騒音センサ
４００　振動騒音源
５００　二次経路
６００　能動振動騒音制御装置
６０１　周波数補正値算出部
７００　余弦波・正弦波生成器

Claims (8)

  1. 　振動騒音を発する振動騒音源に応じて特定される制御周波数で振動する余弦波信号が入力される第１の制御信号フィルタと、
    　前記制御周波数で振動する正弦波信号が入力される第２の制御信号フィルタと、
    　前記第１の制御信号フィルタの出力と前記第２の制御信号フィルタの出力とを加算した制御信号を出力する制御信号加算器と、
    　前記振動騒音と前記制御信号を元に生成した二次振動騒音との干渉の結果から得られる誤差信号と、前記余弦波信号と、前記正弦波信号と、に基づいて前記第１の制御信号フィルタおよび前記第２の制御信号フィルタの係数を更新するフィルタ係数更新部と、
    　前記制御信号に基づいて、前記振動騒音の周波数と前記制御周波数のずれを補正する周波数補正値を算出する周波数補正値算出部と、
    　を備える能動振動騒音制御装置。
  2. 　前記制御周波数で振動する前記余弦波信号を発生する余弦波発生器と、前記制御周波数で振動する前記正弦波信号を発生する正弦波発生器と、を備える請求項１に記載の能動振動騒音制御装置。
  3. 　前記周波数補正値算出部は、前記制御信号から求めた周波数と前記制御周波数との差分に基づいて前記周波数補正値を算出する請求項１または請求項２に記載の能動振動騒音制御装置。
  4. 　前記周波数補正値算出部は、前記制御信号から求めた周波数と前記余弦波信号または前記正弦波信号から求めた周波数との差分に基づいて前記周波数補正値を算出する請求項１または請求項２に記載の能動振動騒音制御装置。
  5. 　前記周波数補正値算出部は、前記制御信号と前記余弦波信号または前記正弦波信号との位相差の時間変化に基づいて周波数の差分を算出する請求項１または請求項２に記載の能動振動騒音制御装置。
  6. 　前記周波数補正値算出部は、前記制御信号の符号の反転時刻と前記余弦波信号または前記正弦波信号の符号の反転時刻との時間間隔の変動に基づいて前記位相差の時間変化を検出する請求項５に記載の能動振動騒音制御装置。
  7. 　前記周波数補正値算出部は、過去の周波数補正値の平均を計算して前記周波数補正値を算出する請求項１から請求項６に記載の能動振動騒音制御装置。
  8. 　前記周波数補正値算出部は、前記制御周波数よりも前記制御信号の周波数が大きい場合には正の所定の周波数補正値を出力し、前記制御周波数よりも前記制御信号の周波数が小さい場合には負の所定の周波数補正値を出力して、前記振動騒音の周波数と前記制御周波数のずれを前記所定の周波数補正値で定められる範囲内に収束させる、請求項１から請求項６に記載の能動振動騒音制御装置。
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