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WO2014049779A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2014049779A1
WO2014049779A1 PCT/JP2012/074905 JP2012074905W WO2014049779A1 WO 2014049779 A1 WO2014049779 A1 WO 2014049779A1 JP 2012074905 W JP2012074905 W JP 2012074905W WO 2014049779 A1 WO2014049779 A1 WO 2014049779A1
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WO
WIPO (PCT)
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power conversion
switching frequency
switching
conversion circuit
loss
Prior art date
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Ceased
Application number
PCT/JP2012/074905
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English (en)
French (fr)
Inventor
藤井　洋介
井川　英一
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Original Assignee
Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
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Priority to CN201280075479.4A priority patent/CN104604116B/zh
Priority to JP2014537953A priority patent/JPWO2014049779A1/ja
Publication of WO2014049779A1 publication Critical patent/WO2014049779A1/ja
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    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device.
  • a three-level inverter is used in a power conversion device provided with a reactor as a filter on the AC side, thereby reducing switching loss as compared with a two-level inverter and reducing the overall loss of the power conversion device.
  • a reactor as a filter on the AC side
  • Semiconductor device loss includes steady loss and switching loss.
  • Switching loss increases as the switching frequency increases.
  • the steady loss is hardly affected by the switching frequency. Therefore, it is known to lower the switching frequency in order to reduce the overall loss of the power conversion circuit.
  • the power conversion circuit is usually provided with a device having an inductance such as a reactor or a transformer for filtering on the AC side.
  • a device having an inductance such as a reactor or a transformer for filtering on the AC side.
  • the overall loss of the power conversion device is not necessarily reduced if the switching frequency is lowered due to loss due to these devices.
  • An object of the present invention is to provide a power conversion device that can effectively reduce the overall loss even when a device having inductance is provided on the AC side.
  • a power conversion device includes a power conversion circuit configured by a switching element, a device having an inductance provided on an AC side of the power conversion circuit, and an output amount output from the power conversion circuit An output amount measuring means for measuring the switching element, and a switching frequency for determining a switching frequency for switching the switching element in order to reduce a loss including a loss due to the device based on the output amount measured by the output amount measuring means Determining means.
  • FIG. 1 is a configuration diagram illustrating a configuration of a power conversion device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a configuration diagram illustrating a configuration of the switching frequency determination unit according to the embodiment.
  • FIG. 3 is a graph showing table data of the frequency determination table according to the embodiment.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing a configuration of a power conversion device 10 according to an embodiment of the present invention.
  • symbol is attached
  • the power conversion device 10 includes an inverter 1, a control device 2, a DC power supply 3, a smoothing capacitor 4, an AC filter 5, an insulating transformer 6, an AC current detector 11, an AC voltage detector 12, and a direct current. A voltage detector 13 and a direct current detector 14 are provided.
  • the power conversion device 10 is connected to the AC power system 7.
  • the DC power supply 3 supplies DC power to inverter 1.
  • the DC power source 3 may be any device as long as it can supply DC power to the inverter 1.
  • the DC power source 3 is a solar cell, a secondary battery, a fuel cell, or the like.
  • the inverter 1 is an inverter controlled by PWM (pulse width modulation).
  • the inverter 1 converts the DC power supplied from the DC power supply 3 into AC power synchronized with the AC power system 7.
  • the inverter 1 supplies AC power to the AC power system 7 via the insulating transformer 6.
  • the power conversion circuit (inverter circuit) of the inverter 1 is composed of a switching element.
  • the switching element is a semiconductor element.
  • the switching element is, for example, an IGBT (insulated gate bipolar transistor).
  • the switching element is driven by a gate signal Gt output from the control device 2. Thereby, the inverter 1 performs power conversion.
  • the smoothing capacitor 4 is provided on the DC side of the inverter 1.
  • the smoothing capacitor 4 smoothes the DC power supplied from the DC power source 3 to the inverter 1.
  • the AC filter 5 includes a reactor 51 and a capacitor 52.
  • the AC filter 5 removes harmonics output from the inverter 1.
  • the alternating current detector 11 is a detector for measuring the output current Iiv of the inverter 1.
  • the alternating current detector 11 outputs the detected output current Iiv to the control device 2 as a detection signal.
  • the AC voltage detector 12 is a detector for measuring the system voltage Vr of the AC power system 7.
  • the AC voltage detector 12 outputs the detected system voltage Vr to the control device 2 as a detection signal.
  • the DC voltage detector 13 is a detector for measuring the DC voltage Vdc applied to the DC side of the inverter 1.
  • the DC voltage detector 13 outputs the detected DC voltage Vdc to the control device 2 as a detection signal.
  • the DC current detector 14 is a detector for measuring the DC current Idc input to the DC side of the inverter 1.
  • the DC current detector 14 outputs the detected DC current Idc to the control device 2 as a detection signal.
  • the control device 2 includes a power command calculation unit 21, a current control unit 22, a gate signal generation unit 23, a switching frequency determination unit 24, and a carrier wave generation unit 25.
  • the power command calculation unit 21 controls the output power of the power converter 10 based on the DC voltage Vdc detected by the DC voltage detector 13 and the DC current Idc detected by the DC current detector 14. The value Pr is calculated. The power command calculation unit 21 outputs the calculated power command value Pr to the current control unit 22.
  • the current control unit 22 is based on the power command value Pr calculated by the power command calculation unit 21, the output current Iiv detected by the AC current detector 11, and the system voltage Vr detected by the AC voltage detector 12. A voltage command value Vivr for controlling the output voltage of the inverter 1 is calculated. The current control unit 22 outputs the calculated voltage command value Vivr to the gate signal generation unit 23.
  • the switching frequency determination unit 24 is based on the output current Iiv detected by the AC current detector 11, the system voltage Vr detected by the AC voltage detector 12, and the DC voltage Vdc detected by the DC voltage detector 13.
  • the switching frequency fsw (that is, the carrier frequency) is determined.
  • the switching frequency determination unit 24 outputs the determined switching frequency fsw to the carrier wave generation unit 25.
  • the carrier wave generation unit 25 generates a carrier wave Wcar corresponding to the switching frequency fsw determined by the switching frequency determination unit 24.
  • the carrier wave generation unit 25 outputs the generated carrier wave Wcar to the gate signal generation unit 23.
  • the gate signal generation unit 23 is a gate for switching the switching elements constituting the power conversion circuit of the inverter 1 based on the voltage command value Vivr calculated by the current control unit 22 and the carrier wave Wcar generated from the carrier wave generation unit 25.
  • a signal Gt is generated.
  • the gate signal generator 23 drives (switches) the switching element at the switching frequency fsw by the generated gate signal Gt. Thereby, the inverter 1 outputs a voltage so as to follow the voltage command value Vivr.
  • Loss includes fixed loss, proportional loss, and square loss.
  • the fixed loss is a loss that does not directly affect the change in the energization current.
  • the proportional loss is a loss that increases in proportion to the energization current.
  • the square loss is a loss that increases in proportion to the square of the energization current.
  • the fixed loss includes iron loss of a transformer (for example, the insulating transformer 6), iron loss of a reactor (for example, the reactor 51), a control power source for various devices constituting the cooling fan or the power conversion device 10, and the like.
  • Iron loss is a loss of electrical energy that occurs when an iron core is magnetized.
  • the iron loss is hysteresis loss or eddy current loss.
  • the proportional loss is a loss proportional to the energized current.
  • the proportional loss is mainly the switching loss of the switching element.
  • the square loss is a loss proportional to the square of the energization current.
  • the square loss is a conduction loss of a switching element, a conduction loss of a bus, a conduction loss of various elements such as a fuse, a copper loss of a transformer, or a copper loss of a reactor.
  • Copper loss is a loss of electrical energy due to the resistance of a conducting wire such as a winding.
  • the fixed loss of the device having the inductance of the AC filter circuit increases in proportion to the harmonic component of the output current Iiv of the inverter 1. Further, the harmonic component of the output current Iiv is suppressed when the switching frequency fsw is increased. Accordingly, the iron loss of the transformer and the iron loss of the reactor are reduced when the switching frequency fsw is increased, because the harmonic component is reduced. Further, the fixed loss of these devices increases as the DC voltage Vdc of the inverter 1 increases.
  • FIG. 2 is a configuration diagram illustrating a configuration of the switching frequency determination unit 24 according to the embodiment.
  • the switching frequency determination unit 24 includes an output power calculation unit 241 and a frequency determination table 242.
  • the output power calculation unit 241 calculates the output power of the power converter 10 based on the output current Iiv measured by the AC current detector 11 and the system voltage Vr measured by the AC voltage detector 12. The output power calculation unit 241 outputs the calculated output power to the frequency determination table 242.
  • the frequency determination table 242 determines the switching frequency fsw based on the DC voltage Vdc measured by the DC voltage detector 13 and the output power of the power converter 10 calculated by the output power calculator 241.
  • FIG. 3 is a graph showing table data at a DC voltage Vdc in the frequency determination table 242 according to the embodiment.
  • FIG. 3 shows the relationship between the output power and loss at each switching frequency fsw1 to fsw3.
  • the frequency determination table 242 selects one of the three switching frequencies fsw1, fsw2, and fsw3.
  • the frequencies are assumed to be lower in the order of the first switching frequency fsw1, the second switching frequency fsw2, and the third switching frequency fsw3.
  • Table data is set in advance in the frequency determination table 242.
  • the table data is determined in consideration of various losses of the power conversion device 10 as described above.
  • the frequency determination table 242 corrects or changes the table data shown in FIG. Thereby, the frequency determination table 242 prepares table data corresponding to the DC voltage Vdc.
  • the frequency determination table 242 determines the switching frequency fsw based on the table data shown in FIG. 3 based on the output power of the power converter 10. When the output power is less than P1 [%], the frequency determination table 242 selects the first switching frequency fsw1. When the output power is greater than or equal to P1 [%] and less than P2 [%], the frequency determination table 242 selects the second switching frequency fsw2. When the output power is P2 [%] or more, the frequency determination table 242 selects the third switching frequency fsw3.
  • the switching frequency fsw based on the output power of the power converter 10
  • the overall loss is effectively reduced.
  • the power converter device which can do can be provided.
  • the loss due to the reactor is small with respect to the switching loss of the switching element.
  • the overall loss of the power conversion device 10 can be reduced by simply lowering the switching frequency fsw.
  • the switching frequency fsw when a device having a large inductance is provided on the AC side of the inverter 1, the loss due to this device cannot be ignored with respect to the switching loss of the switching element.
  • simply reducing the switching frequency fsw does not necessarily reduce the overall loss. Such a case often occurs when the output of the inverter 1 is not 100% output.
  • the switching frequency fsw is determined based on the output power of the power converter 10 and the DC voltage Vdc of the inverter 1, but the present invention is not limited to this.
  • the output current of the power conversion device 10 may be used. That is, by treating the system voltage Vr as being constant, the configuration similar to the embodiment can be achieved using the output current. Similarly, by treating the DC voltage Vdc as being constant, the configuration similar to that of the embodiment can be achieved without using the DC voltage Vdc.
  • one of the three switching frequencies fsw1, fsw2, and fsw3 is selected.
  • the present invention is not limited to this. If there are two or more, any number of switching frequencies may be selected.
  • the optimum switching frequency fsw may be calculated using the output power, the output current, or the DC voltage Vdc to reduce the loss.
  • the configuration in which the voltage command value Vivr for the output of the inverter 1 is determined is shown as an example with a simple configuration, but the command value for the output of the inverter 1 may be determined in any way.
  • the command value for the output of the inverter 1 is set based on the DC power command value or the DC voltage command value determined by the maximum power point tracking (MPPT) control. You may decide.
  • MPPT maximum power point tracking
  • the configuration in which the AC filter 5 and the insulating transformer 6 are provided as devices having inductance on the AC side of the inverter 1 has been described, but the configuration is not limited thereto.
  • a connected reactor may be provided instead of the insulating transformer 6 or these devices may not be provided.
  • the insulating transformer 6 or the interconnected reactor may be integrated with the reactor 51 of the AC filter 5.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment as it is, and can be embodied by modifying constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage.
  • various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of components disclosed in the embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment.
  • constituent elements over different embodiments may be appropriately combined.

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Description

電力変換装置
　本発明は、電力変換装置に関する。
　一般に、半導体素子で構成された電力変換回路における損失を低減するために、様々な方法が知られている。
　例えば、リアクトルがフィルタとして交流側に設けられた電力変換装置に、３レベルインバータを用いることで、２レベルインバータよりもスイッチング損失を低減し、電力変換装置の全体的な損失を低減することが開示されている（例えば、特許文献１参照）。
　半導体素子の損失には、定常損失とスイッチング損失がある。スイッチング損失は、スイッチング周波数が高くなるとともに大きくなる。一方、定常損失は、スイッチング周波数による影響をほとんど受けない。そこで、電力変換回路の全体的な損失を低減するために、スイッチング周波数を低くすることが知られている。
　しかしながら、電力変換回路は通常、交流側にフィルタリングの為にリアクトル又はトランスなどのインダクタンスを有する機器を設ける。このような電力変換装置では、これらの機器による損失により、必ずしもスイッチング周波数を低くすると電力変換装置の全体的な損失が低減されるとは限らない。
国際公開第ＷＯ２０１０／０４４１６４Ａ１号パンフレット
　本発明の目的は、交流側にインダクタンスを有する機器が設けられていても、全体的な損失を効果的に低減することができる電力変換装置を提供することにある。
　本発明の観点に従った電力変換装置は、スイッチング素子で構成された電力変換回路と、前記電力変換回路の交流側に設けられたインダクタンスを有する機器と、前記電力変換回路から出力される出力量を測定する出力量測定手段と、前記出力量測定手段により測定された出力量に基づいて、前記機器による損失を含む損失を低減するために、前記スイッチング素子をスイッチングするスイッチング周波数を決定するスイッチング周波数決定手段とを備える。
図１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す構成図である。 図２は、実施形態に係るスイッチング周波数決定部の構成を示す構成図である。 図３は、実施形態に係る周波数決定テーブルのテーブルデータを表すグラフ図である。
　以下、図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。
（実施形態）
　図１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置１０の構成を示す構成図である。なお、図面における同一部分には同一符号を付してその詳しい説明を省略し、異なる部分について主に述べる。
　電力変換装置１０は、インバータ１と、制御装置２と、直流電源３と、平滑コンデンサ４と、交流フィルタ５と、絶縁トランス６と、交流電流検出器１１と、交流電圧検出器１２と、直流電圧検出器１３と、直流電流検出器１４とを備えている。電力変換装置１０は、交流電力系統７に接続される。
　直流電源３は、直流電力をインバータ１に供給する。直流電源３は、インバータ１に直流電力を供給できるものであれば、どのようなものでもよい。例えば、直流電源３は、太陽電池、二次電池、又は燃料電池などである。
　インバータ１は、ＰＷＭ(パルス幅変調, pulse width modulation)制御されるインバータである。インバータ１は、直流電源３から供給される直流電力を交流電力系統７と同期する交流電力に変換する。インバータ１は、絶縁トランス６を介して、交流電力系統７に交流電力を供給する。インバータ１の電力変換回路（インバータ回路）は、スイッチング素子で構成されている。
　スイッチング素子は、半導体素子である。スイッチング素子は、例えば、ＩＧＢＴ(insulated gate bipolar transistor)である。スイッチング素子は、制御装置２から出力されるゲート信号Ｇｔにより駆動される。これにより、インバータ１は、電力変換を行う。
　平滑コンデンサ４は、インバータ１の直流側に設けられている。平滑コンデンサ４は、直流電源３からインバータ１に供給される直流電力を平滑化する。
　交流フィルタ５は、リアクトル５１及びコンデンサ５２を備えている。交流フィルタ５は、インバータ１から出力される高調波を除去する。
　交流電流検出器１１は、インバータ１の出力電流Ｉｉｖを計測するための検出器である。交流電流検出器１１は、検出した出力電流Ｉｉｖを制御装置２に検出信号として出力する。
　交流電圧検出器１２は、交流電力系統７の系統電圧Ｖｒを計測するための検出器である。交流電圧検出器１２は、検出した系統電圧Ｖｒを制御装置２に検出信号として出力する。
　直流電圧検出器１３は、インバータ１の直流側に印加される直流電圧Ｖｄｃを計測するための検出器である。直流電圧検出器１３は、検出した直流電圧Ｖｄｃを制御装置２に検出信号として出力する。
　直流電流検出器１４は、インバータ１の直流側に入力される直流電流Ｉｄｃを計測するための検出器である。直流電流検出器１４は、検出した直流電流Ｉｄｃを制御装置２に検出信号として出力する。
　制御装置２は、電力指令演算部２１と、電流制御部２２と、ゲート信号生成部２３と、スイッチング周波数決定部２４と、搬送波発生部２５とを備えている。
　電力指令演算部２１は、直流電圧検出器１３により検出された直流電圧Ｖｄｃ及び直流電流検出器１４により検出された直流電流Ｉｄｃに基づいて、電力変換装置１０の出力電力を制御するための電力指令値Ｐｒを演算する。電力指令演算部２１は、演算した電力指令値Ｐｒを電流制御部２２に出力する。
　電流制御部２２は、電力指令演算部２１により演算された電力指令値Ｐｒ、交流電流検出器１１により検出された出力電流Ｉｉｖ、及び交流電圧検出器１２により検出された系統電圧Ｖｒに基づいて、インバータ１の出力電圧を制御するための電圧指令値Ｖｉｖｒを演算する。電流制御部２２は、演算した電圧指令値Ｖｉｖｒをゲート信号生成部２３に出力する。
　スイッチング周波数決定部２４は、交流電流検出器１１により検出された出力電流Ｉｉｖ、交流電圧検出器１２により検出された系統電圧Ｖｒ、及び直流電圧検出器１３により検出された直流電圧Ｖｄｃに基づいて、スイッチング周波数ｆｓｗ（即ち、キャリア周波数）を決定する。スイッチング周波数決定部２４は、決定したスイッチング周波数ｆｓｗを搬送波発生部２５に出力する。
　搬送波発生部２５は、スイッチング周波数決定部２４により決定されたスイッチング周波数ｆｓｗに対応する搬送波Ｗｃａｒを発生させる。搬送波発生部２５は、発生させた搬送波Ｗｃａｒをゲート信号生成部２３に出力する。
　ゲート信号生成部２３は、電流制御部２２により演算された電圧指令値Ｖｉｖｒ及び搬送波発生部２５から発生した搬送波Ｗｃａｒに基づいて、インバータ１の電力変換回路を構成するスイッチング素子をスイッチングするためのゲート信号Ｇｔを生成する。ゲート信号生成部２３は、生成したゲート信号Ｇｔによりスイッチング素子をスイッチング周波数ｆｓｗで駆動（スイッチング）する。これにより、インバータ１は、電圧指令値Ｖｉｖｒに追従するように電圧を出力する。
　次に、スイッチング周波数決定部２４によるスイッチング周波数ｆｓｗの決定方法について説明する。
　まず、電力変換装置１０における損失について説明する。
　損失には、固定損失、比例損失、及び２乗損失がある。固定損失とは、通電電流の変化に直接的には影響しない損失である。比例損失とは、通電電流に比例して増加する損失である。２乗損失とは、通電電流の二乗に比例して増加する損失である。
　固定損失は、トランス（例えば、絶縁トランス６）の鉄損、リアクトル（例えば、リアクトル５１）の鉄損、冷却ファン又は電力変換装置１０を構成する各種機器の制御電源などがある。鉄損は、鉄心が磁化したときに生じる電気エネルギーの損失である。鉄損は、ヒステリシス損又は渦電流損などである。
　比例損失は、通電電流に比例する損失である。比例損失は、主にスイッチング素子のスイッチング損失である。
　２乗損失は、通電電流の２乗に比例する損失である。２乗損失は、スイッチング素子の導通損失、母線の導通損失、ヒューズなどの各種素子の導通損失、トランスの銅損、又はリアクトルの銅損などである。銅損は、巻線などの導線の抵抗による電気エネルギーの損失である。
　交流フィルタ回路のインダクタンスを有する機器の固定損失は、インバータ１の出力電流Ｉｉｖの高調波成分に比例して増加する。また、出力電流Ｉｉｖの高調波成分は、スイッチング周波数ｆｓｗを高くすると、抑制される。従って、トランスの鉄損及びリアクトルの鉄損は、スイッチング周波数ｆｓｗを高くすると、高調波成分が減少するため、減少する。また、これらの機器の固定損失は、インバータ１の直流電圧Ｖｄｃが増加すると、増加する。
　図２は、実施形態に係るスイッチング周波数決定部２４の構成を示す構成図である。
　スイッチング周波数決定部２４は、出力電力演算部２４１と、周波数決定テーブル２４２とを備えている。
　出力電力演算部２４１は、交流電流検出器１１により計測された出力電流Ｉｉｖ及び交流電圧検出器１２により計測された系統電圧Ｖｒに基づいて、電力変換装置１０の出力電力を演算する。出力電力演算部２４１は、演算した出力電力を周波数決定テーブル２４２に出力する。
　周波数決定テーブル２４２は、直流電圧検出器１３により計測された直流電圧Ｖｄｃ及び出力電力演算部２４１により演算された電力変換装置１０の出力電力に基づいて、スイッチング周波数ｆｓｗを決定する。
　図３は、実施形態に係る周波数決定テーブル２４２のある直流電圧Ｖｄｃでのテーブルデータを表すグラフ図である。図３では、各スイッチング周波数ｆｓｗ１～ｆｓｗ３の出力電力と損失との関係を示している。
　ここでは、周波数決定テーブル２４２は、３つのスイッチング周波数ｆｓｗ１，ｆｓｗ２，ｆｓｗ３のうち１つを選択するものとする。また、第１のスイッチング周波数ｆｓｗ１、第２のスイッチング周波数ｆｓｗ２、第３のスイッチング周波数ｆｓｗ３の順に、周波数が低いものとする。
　周波数決定テーブル２４２には、予めテーブルデータが設定されている。テーブルデータは、上述したような電力変換装置１０の様々な損失を考慮して決定される。周波数決定テーブル２４２は、直流電圧Ｖｄｃが変化すると、図３に示すテーブルデータを修正又は変更する。これにより、周波数決定テーブル２４２は、直流電圧Ｖｄｃに対応するテーブルデータを準備する。
　周波数決定テーブル２４２は、電力変換装置１０の出力電力に基づいて、図３に示すテーブルデータによりスイッチング周波数ｆｓｗを決定する。出力電力がＰ１［％］未満の場合、周波数決定テーブル２４２は、第１のスイッチング周波数ｆｓｗ１を選択する。出力電力がＰ１［％］以上でＰ２［％］未満の場合、周波数決定テーブル２４２は、第２のスイッチング周波数ｆｓｗ２を選択する。出力電力がＰ２［％］以上の場合、周波数決定テーブル２４２は、第３のスイッチング周波数ｆｓｗ３を選択する。
　本実施形態によれば、電力変換装置１０の出力電力に基づいて、スイッチング周波数ｆｓｗを決定することで、交流側にインダクタンスを有する機器が設けられていても、全体的な損失を効果的に低減することができる電力変換装置を提供することができる。
　ここで、インバータ１の交流側に、インダクタンスを有する機器として、インダクタンスが小さいリアクトルのみが設けられていた場合、スイッチング素子のスイッチング損失に対して、このリアクトルによる損失は小さい。このような場合は、単にスイッチング周波数ｆｓｗを低くすることで、電力変換装置１０の全体的な損失を低減することができる。しかし、インバータ１の交流側に、インダクタンスが大きい機器が設けられていた場合、スイッチング素子のスイッチング損失に対して、この機器による損失が無視できなくなる。このような機器を備える電力変換装置１０の場合、単にスイッチング周波数ｆｓｗを低くしても、全体的な損失が低減されるとは限らない。このような場合は、インバータ１の出力が１００％出力でない場合に生じることが多い。
　このような場合でも、本実施形態に係る電力変換装置１０であれば、出力電力に対して損失を低減するために最適なスイッチング周波数ｆｓｗを決定するため、効果的に損失を低減することができる。
　なお、実施形態では、電力変換装置１０の出力電力及びインバータ１の直流電圧Ｖｄｃに基づいて、スイッチング周波数ｆｓｗを決定したが、これに限らない。電力変換装置１０の出力電力の代わりに、電力変換装置１０の出力電流を用いてもよい。即ち、系統電圧Ｖｒを一定として扱うことで、出力電流を用いて、実施形態と同様の構成にすることができる。同様に、直流電圧Ｖｄｃを一定として扱うことで、直流電圧Ｖｄｃを用いなくても、実施形態と同様の構成にすることができる。
　実施形態では、損失を低減するために、３つのスイッチング周波数ｆｓｗ１，ｆｓｗ２，ｆｓｗ３のうち１つを選択する構成としたが、これに限らない。２つ以上であれば、いくつのスイッチング周波数の中から選択してもよい。また、スイッチング周波数ｆｓｗを選択する代わりに、出力電力、出力電流、又は直流電圧Ｖｄｃを用いて損失を低減するために最適なスイッチング周波数ｆｓｗを演算してもよい。
　実施形態では、インバータ１の出力に対する電圧指令値Ｖｉｖｒが決定される構成については、簡易的な構成で一例を示したが、インバータ１の出力に対する指令値は、どのように決定してもよい。例えば、直流電源３が太陽電池である場合、最大電力点追従(MPPT, maximum power point tracking)制御により決定される直流電力指令値又は直流電圧指令値に基づいて、インバータ１の出力に対する指令値を決定してもよい。
　実施形態において、インバータ１の交流側にインダクタンスを有する機器として交流フィルタ５及び絶縁トランス６を設ける構成について説明したが、これに限らない。例えば、絶縁トランス６の代わりに連系リアクトルを設けてもよいし、これらの機器が無くてもよい。また、絶縁トランス６又は連系リアクトルは、交流フィルタ５のリアクトル５１と一体化されていてもよい。
　なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

Claims (8)

  1. 　スイッチング素子で構成された電力変換回路と、
    　前記電力変換回路の交流側に設けられたインダクタンスを有する機器と、
    　前記電力変換回路から出力される出力量を測定する出力量測定手段と、
    　前記出力量測定手段により測定された出力量に基づいて、前記機器による損失を含む損失を低減するために、前記スイッチング素子をスイッチングするスイッチング周波数を決定するスイッチング周波数決定手段と
    を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記スイッチング周波数決定手段は、前記スイッチング周波数を高くする決定をすることを含むこと
    を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記スイッチング周波数決定手段は、予め決められた複数のスイッチング周波数の中から１つを選択すること
    を特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記電力変換回路の直流電圧を測定する直流電圧測定手段を備え、
    　前記スイッチング周波数決定手段は、前記直流電圧測定手段により測定された前記直流電圧に基づいて、前記スイッチング周波数を決定すること
    を特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 　交流側にインダクタンスを有する機器が設けられ、スイッチング素子で構成された電力変換回路を制御する制御方法であって、
    　前記電力変換回路から出力される出力量を測定し、
    　測定した出力量に基づいて、前記機器による損失を含む損失を低減するために、前記スイッチング素子をスイッチングするスイッチング周波数を決定すること
    を含むことを特徴とする電力変換回路の制御方法。
  6. 　前記スイッチング周波数の決定は、前記スイッチング周波数を高くする決定を含むこと
    を特徴とする請求項５に記載の電力変換回路の制御方法。
  7. 　前記スイッチング周波数の決定は、予め決められた複数のスイッチング周波数の中から１つを選択すること
    を特徴とする請求項５又は請求項６に記載の電力変換回路の制御方法。
  8. 　前記電力変換回路の直流電圧を測定することを含み、
    　前記スイッチング周波数は、測定した直流電圧に基づいて決定されること
    を特徴とする請求項５から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御方法。
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