CN106033927A - 工频电流变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

提供了一种工频电流变换器及其控制方法，该工频电流变换器输入侧或输出侧的电流为工频电流。工频电流变换器包括：开关器件和控制器；控制器发出一控制信号控制所述开关器件开通与关断；控制器在半个工频周期内发出至少两种不同频率的固定控制信号使得开关器件的工作频率至少发生两次两种不同频率的固定控制信号的交替变化，从而降低半个工频周期内所述开关器件上的结温温度。采用本申请的技术方案，可以降低开关器件的结温，从而减轻了对变换器造成的器件散热压力。

Description

工频电流变换器及其控制方法

技术领域

本申请涉及电源领域，尤其涉及一种工频电流变换器及其控制方法。

背景技术

随着电力电子变换器的应用不断增多，半导体开关器件也因此广泛使用。这些半导体开关器件主要包括绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate BipolarTransistor，IGBT)、金属-氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET)、SiC MOSFET等。

在使用半导体开关器件的电力电子变换器中，很大一部分损耗都来自于半导体开关器件的损耗。半导体开关器件的损耗包括开关损耗与导通损耗。其中半导体开关器件的开关损耗与半导体开关器件开关频率有关；开关频率越高，开关损耗越大；开关频率越低，开关损耗也随之减小。

图1示出了一个由采用IGBT的半桥电路(由开关器件S1以及S2构成)、LC滤波器(由电感Lf以及电容Cf构成)以及直流侧电容C1、C2构成的常规逆变器系统。图2示出了该逆变器电路在额定负载工作时的输出电压Vout(t)与电流Io(t)的波形、开关器件S1的开关损耗Ps1_sw(16kHz)以及导通损耗Ps1_con的波形、开关器件S2的开关损耗Ps2_sw(16kHz)以及导通损耗Ps2_con的波形。

根据图2中给出的IGBT在100％负载(150kVA)的瞬时损耗，并结合IGBT到散热器的热阻模型，可以得到如图3所示的IGBT结温Tj随时间变化的曲线。设顶散热器温度为80℃，其ΔTj(半导体开关结温变化量)为8.4℃，最高结温Tjmax为127℃。当逆变器电路工作在短时150％过载时，其ΔTj会高达14℃，最高结温Tjmax为159℃(如图4所示)。

IGBT的工作结温最大值一般不超过150℃，以避免半导体芯片过热损坏。ΔTj也不希望太高，因为过大的ΔTj会产生热应力，导致压焊线(bondingwire)产生累积性的变形，在其与陶瓷覆铜板(direct bond copper，DBC)或半导体芯片的连接处断裂或抬升断开连接，进而导致半导体模块损坏。因此在上述的逆变器的应用中，短时过载会对系统造成很大的器件散热压力和寿命损失。

为了使半导体开关的工作最大结温不超过150℃以及ΔTj较小，一般的方法是选用更高标称电流的半导体开关，或更加高效的散热设计，这些方法会增加整个系统的成本以及体积。

发明内容

针对现有技术中存在的问题，本申请提供一种工频电流变换器及其控制方法，以降低半导体开关的结温。

本申请提供了一种工频电流变换器，工频电流变换器输入侧或输出侧的电流为工频电流。该工频电流变换器包括：开关器件和控制器。控制器发出一控制信号控制开关器件开通与关断。控制器在半个工频周期内发出至少两种不同频率的固定控制信号使得开关器件的工作频率至少发生两次两种不同频率的固定控制信号的交替变化，从而降低半个工频周期内所述开关器件上的结温温度。

本申请还提供了一种工频电流变换器的控制方法，该工频电流变换器输入侧或输出侧的电流为工频电流，该控制方法包括：

控制该工频电流变换器在工频电流的半个周期内，至少以两种不同的固定开关频率工作，以降低该开关器件工作时结温温度。

在本申请提供的工频电流变换器中，控制器发出至少两种不同频率的固定控制信号使得开关器件在半个工频周期内至少以两种不同的开关频率发生两次交替变化，这样开关器件在一个工频周期内的开关损耗分配更加均匀，并且总损耗减小，而且该开关器件的最大工作结温以及工作结温的变化量减小。从而，减轻了对工频电流变换器造成的器件散热压力，能够延长寿命。因此，采用此种工频电流变换器或此种工频电流变换器的控制方法，可以无需使用具有高标称电流的半导体开关或更高效的散热设计，从而不会导致增加成本或体积。

附图说明

图1示出了传统技术中的逆变器系统的框图；

图2示出了图1中逆变器电路在额定负载工作时的输出电压Vout(t)与电流Io(t)的波形、开关器件S1的开关损耗Ps1_sw(16kHz)以及导通损耗Ps1_con的波形、开关器件S2的开关损耗Ps2_sw(16kHz)以及导通损耗Ps2_con的波形；

图3示出IGBT结温Tj随时间变化的曲线；

图4示出逆变器电路工作在短时150％过载时结温变化量以及最高结温；

图5示出根据本申请一示意性实施例的工频电流变换器的框图；

图6示出根据本申请一示意性实施例的工频电流变换器的框图；

图7示出根据本申请一示意性实施例的工频电流变换器的框图；

图8示出如图7所示滞环控制的流程图；

图9示出根据本申请一示意性实施例的电流变换器的框图；

图10示出了图9所示系统的相关波形；

图11示出采用三种开关频率的情况下的控制流程；

图12示出根据本申请一示意性实施例的工频电流变换器的框图；

图13示出根据本申请一示意性实施例的工频电流变换器的框图；

图14示出根据本申请一示意性实施例的工频电流变换器的框图；

图15示出根据本申请一示意性实施例的变换器的框图；

图16示出图15所示变换器中基于DSP的控制器内部的控制流程；

图17示出如图15所示的变换器的控制流程；

图18示出如图15所示变换器的相关波形。

具体实施方式

图5示出根据本申请一示意性实施例的工频电流变换器的框图。

该工频电流变换器具有输入侧11和输出侧12，该输入侧11或输出侧12的电流为工频电流。该工频电流变换器可以是整流器或逆变器等将输入电流转换成所需输出电流的器件。该输入侧11例如可以包括用于输入电流的电容、电感等被动元器件，输出侧12可以包括用于输出电流的电容、电感等被动元器件。

该工频电流变换器包括开关器件13和控制器14。开关器件13用于实现电流转换。例如，该开关器件可以是IGBT、MOSFET、SiC MOSFET等半导体开关器件。

控制器14发出一控制信号控制开关器件13开通与关断。该控制器14在半个工频周期内可以发出至少两种不同频率的固定控制信号，使得开关器件13的以此两种不同频率的固定控制信号发生两次交替变化，从而降低半个工频周期内开关器件上的结温温度。

例如以图1所示拓扑图为例，在本发明的一实施例中，控制器发出至少两种频率的固定控制信号使得开关器件在半个工频周期内以此两种频率的固定控制信号发生两次交替变化，这样开关器件在一个工频周期内的开关损耗分配更加均匀，并且总损耗减小，而且该开关器件的最大工作结温以及工作结温的变化量减小。这样利于减轻对工频交流变换器造成的器件散热压力，能够延长寿命；而且，无需使用具有高标称电流的半导体开关或更高效的散热设计，从而不会导致成本或体积增大。

为便于描述，将此两种频率的固定控制信号分别称作为第一控制信号和第二控制信号。假设第一控制信号的频率大于第二控制信号的频率，那么在半个工频周期内，对应地，第二控制信号控制开关器件时的工频电流大于第一控制信号控制所述开关器件时的工频电流。

以下内容例举了几种工频交流变换器中控制器的实施例以用于阐述说明如何可实现工频交流变换器中开关器件在工频电流的半周期内实现两种频率的固定控制信号之间的交替变化。本发明的保护范围并非以此例举的实施例为限。

第一实施例

在该实施例中，第一控制信号和第二控制信号可以通过两个频率发生器来实现，如图6所示。图6示出根据本申请一示意性实施例的工频电流变换器的框图。控制器可以包括第一频率发生器141、第二频率发生器142以及选取电路143。第一频率发生器141可以发出第一控制信号，第二频率发生器142可以发出第二控制信号，第一控制信号的频率fA大于第二控制信号的频率fB。具体而言，在开关器件13的工频电流较大时，选取电路143可以选取第二控制信号来控制开关器件13，在开关器件13的工频电流较小时，选取电路144可以采用第一控制信号来控制开关器件。

该工频电流变换器还可以包括采样电路15，该采样电路15采样工频电流并输出采样电流。该控制器14还可以包括判断比较模块144，该判断比较模块144接收采样电路15输出的采样电流Isample以及一参考电流Ir，判断采样电流Isample和该参考电流Ir的比较结果，根据比较结果，控制器14对应输出第一控制信号或第二控制信号。具体而言，当工频电流较大时，即当Isample≧Ir时，选取电路143选择第二频率发生器142的第二控制信号输出给开关器件13；当工频电流较小时，即当Isample<Ir时，选取电路144选择第一频率发生器141的第一控制信号输出给开关器件13。

例如，该判断比较模块144可以通过第一比较器U1来实现，该选取电路143可以通过第二比较器U2来实现，第一比较器U1的输出端连接至第二比较器U2的控制端。当Isample≧Ir时，第一比较器U1输出低电平，使得第二比较器U2采用输入到其第二输入端2的第二频率发生器142的第二控制信号作为控制信号输出给开关器件13；当Isample<Ir时，第一比较器U1输出高电平，使得第二比较器U2采用输入到其第一输入端1的第一频率发生器141的第一控制信号作为控制信号输出给开关器件13。

采用如图6所示的变换器，采用两个频率发生器发出至少两种不同频率的固定控制信号，对于工频电流变换器的工频电流来说，工频电流的半个周期内靠近波峰位置的电流会较大，而两端的电流则会较小，因此在此实施例中，开关器件在半波周期的开始阶段则会工作于第一控制信号的频率，而在靠近波峰的某处则会由第一控制信号的频率切换至第二控制信号的频率，而在半波周期的结尾阶段工频电流又在逐渐变小，则开关器件又会由第二控制信号的频率切换至第一控制信号的频率从。这样，在整个半波周期内，开关器件在半个工频周期内实则以此两种频率的控制信号发生了至少两次交替变化，这样开关器件在一个工频周期内的开关损耗分配更加均匀，并且总损耗减小，而且该开关器件的最大工作结温以及工作结温的变化量减小。

第二实施例

请参见图7，其示出根据本申请一示意性实施例的工频电流变换器的框图。在该实施例中，控制器包括滞环比较模块145来代替图6中的判断比较模块144，该滞环比较模块145接收采样电路15输出的采样电流Isample，还接收第一子参考电流Iref1和第二子参考电流Iref2，该第一子参考电流Iref1大于第二子参考电流Iref2。该滞环比较模块145判断采样电流Isample与第一子参考电流Iref1和第二子参考电流Iref2的比较结果而对应输出第一控制信号或第二控制信号。

例如，该滞环比较模块145可以包括第一比较器U1、第一电阻R1、第二电阻R2和第三电阻R3。该第一比较器U1的同相输入端和反相输入端分别连接第一电阻R1和第三电阻R3，同相输入端与输出端之间跨接第二电阻R2。采用该滞环方法引入了两个电流参考值： $\mathrm{Iref}1=\mathrm{UoH}\&times;\frac{R1}{R1+R2}\mathrm{Iref}\&times;\frac{R2}{R1+R2},\mathrm{Iref}2=\mathrm{Iref}\&times;\frac{R2}{R1+R2},$ 其中，UoH是第一比较器U1的输出端的电压，Iref是第一比较器U1的同相输入端输入的参考电流。

第一比较器U1的输出端也连接到第二比较器U2的控制端，使得第二比较器U2选择第一控制信号或第二控制信号输出给开关器件。

如图7所示的变换器的滞环控制的具体过程如图8所示。

一开始，将第一控制信号设定为开关器件的控制信号，也就是说开关器件的开关频率是第一控制信号的频率fA(框102)。

在对工频电流进行采样期间，判断采样到的电流Isample是否大于或等于Iref1，即Isample≧Iref1(框104)，如果是，则转到框106，选择第二控制信号作为开关器件的控制信号，即开关器件的开关频率设定为fB；如果否，则转到框108。

在框108，判断采样到的电流Isample是否小于Iref2(即，Isample<Iref2)，如果是，则转到框110，选择第一控制信号fA作为开关器件的控制信号，即开关器件的开关频率设定为fA；如果否，则转到框112。

在框112，判断当前开关器件的开关频率是否是fA；如果是，则转到框114，选择第一控制信号作为开关器件的控制信号，即当前开关器件的开关频率设定为fA；如果否，则转到框116，选择第二控制信号作为开关器件的控制信号，即当前开关器件的开关频率设定为fB。

第三实施例

请参阅图9，其示出根据本申请一示意性实施例的工频电流变换器的框图。该工频电流变换器是一个工频逆变器，即输出侧为工频电流。

输入侧11包括电容C1、C2。电感Lf和电容Cf构成输出侧12。半导体器件包括IGBT型的开关S1、S2构成的半桥开关电路。图9所示采样电路15包括霍尔元件H1、采样电阻Rs1、Rs2以及整流二极管Ds1、Ds2。第一比较器U1构成判断比较模块144。上文提到的第一频率发生器、第二频率发生器以及选取电路144由基于数字信号处理(DSP)的控制器146实现。

如图9所示，采样电路15中霍尔元件H1采样输出的工频负载电流io，该采样电流通过电阻Rs1、Rs2得到一个对应的电流反馈信号。该电流反馈信号经过二极管Ds1、Ds2进行整流，得到负载电流采样信号的绝对值Isample，该电流绝对值Isample会与通过比较器U1的同相输入端输入的参考电流Iref进行比较。如果Isample<Iref，则比较器U1输出高电平，如果Isample≧Iref，则比较器U1输出低电平。比较器U1的输出端连接至基于DSP的控制器146的输入端。基于DSP的控制器146根据其输入信号选取对应的开关频率去驱动半导体开关S1和S2。

具体而言，若基于DSP的控制器146的输入信号(即从输入端IN输入的信号)为高电平，则较高的开关频率fA被选取作为开关器件S1、S2的开关频率，即选择第一控制信号作为开关器件S1、S2的控制信号；若基于DSP的控制器146输入信号为低电平，则较低开关频率fB被选取作为开关器件S1、S2的开关频率，即选择第二控制信号作为开关器件S1、S2的控制信号。

需要指出，本实施例中半桥电路可以改成其他拓扑电路，例如全桥电路拓扑、三电平电路拓扑等。开关S1或S2可以是几个IGBT并联得到或者是几个IGBT串联得到，也可以是MOSFET，SiC MOSFET等。采样方法除了使用霍尔元件之外，还可以采用串联采样电阻、电流互感器、罗氏线圈等方法。开关频率发生器除了可以由DSP内部的计时器提供，也可以通过在外部搭建压控振荡器或晶振实现，并不局限于在此例举的实施例。

图10示出了图9所示系统的相关波形。当采样电流Isample小于Iref时，第一比较器U1输出电压v3为高电平，IGBT的开关频率设置为一个较高的开关频率fA(16kHz)，减小了周边滤波器的尺寸；当采样电流Isample大于Iref时，第一比较器U1的输出电压v3为低电平，IGBT的开关频率设置为一个较低的开关频率fB(10kHz)，减小了其开关损耗。图10同时给出了开关S1的开关损耗曲线和导通损耗曲线、以及开关S1的工作结温曲线。此时，开关S1的最大结温为147℃(比最初结温降低12℃)，结温的变化量为12℃(比最初结温变化量降低2℃)。从图10可以看出，本方案对开关频率的改变是一个基于工频(line cycle)的改变，对动态响应要求不高，实现简单。

另外，在其他实施例中，在半个工频周期里也可采用三种固定开关频率工作，该方法流程图如图11所示。

一开始，将第一控制信号设定为开关器件的控制信号，也就是说开关器件的开关频率是第一控制信号的频率fA(框202)。

在对工频电流进行采样期间，判断采样到的电流Isample是否大于或等于第一参考电流Ir1，即Isample≧Ir1(框204)，如果是，则转到框206，选择第三控制信号作为开关器件的控制信号，即开关器件的开关频率设定为fC；如果否，则转到框208。

在框208，判断采样到的电流Isample是否小于第二参考电流Ir2(即，Isample<Ir2)，如果是，则转到框210，选择第一控制信号作为开关器件的控制信号，即开关器件的开关频率设定为fA；如果否，则转到框212，选择第二控制信号作为开关器件的控制信号，即当前开关器件的开关频率设定为fB(fA>fB>fC)。

需要指出的是，在如图11所示的流程中，第一参考电流Ir1和第二参考电流Ir2不同于参考图7描述的实施例中的第一子参考电流Iref1和Iref2。参考电流Ir1、Ir2是为了实现半个工频周期内的三种频率之间的切换而选择的两个参考电流，而子参考电流Iref1和Iref2是由于采用滞环控制引发的两个参考电流。

图12示出根据本申请一示意性实施例的工频电流变换器的框图。该工频电流变换器是一个逆变器。该实施例与图9所示的实施例的不同之处在于采样的信号不同。如图12所示，该变换器通过霍尔元件H1采样输出滤波电感的电流。

为了避免比较器U1输出的电压v3受高频纹波影响，图12中判断比较模块部分也可以采用图7的滞环控制方法进行判断。

在另一工频电流变换器的实施例中，请参阅图13，其示出根据本申请一示意性实施例的工频电流变换器的框图。该实施例与如图6所示的实施例的区别之处在于增加了滤波电路16。该滤波电路16对采样电路15采样后的采样电流中的干扰信号进行滤除。

对于如图7、9和12所示的工频电流变换器也可以增加滤波电路以对采样电流中的干扰信号进行滤除。

在又一工频电流变换器的实施例中，参见图14，其示出根据本申请一示意性实施例的工频电流变换器的框图。该工频电流变换器是一个整流器，即输入侧为工频电流。该整流器主功率电路是在不间断电源(UninterruptiblePower System，UPS)应用中最常用的一种输入整流主功率电路。AC电源的正半周电压通过可控硅T1整流至电感Lf31，负半周电压通过可控硅T2整流至电感Lf2，电感Lf1、Lf2构成该整流器的输入侧。电感Lf1、开关S1以及D3构成PFC电路，对AC电源正半周实现功率因数校正功能；电感Lf2、开关S2以及晶体管D4构成PFC电路，对AC电源负半周实现功率因数校正功能。电容C1、C2分别是滤波电容，减小直流侧电压纹波。电容C1、C2构成输出侧。半导体开关包括IGBT型的开关S1、S2，。霍尔元件H1、采样电阻Rs构成采样电路；由比较器U1构成比较判断模块，基于DSP的控制器146构成选择电路。

如图所示，霍尔元件H1采样电感Lf1上的电流，该采样电流通过电阻Rs得到一个对应的电流反馈信号。该电流反馈信号为直流信号，所以不需要做整流处理。该电流反馈信号Isample会与Iref通过比较器U1进行比较，如果Isample<Iref，则比较器U1输出高电平，如果Isample≧Iref，则比较器U1输出低电平。比较器U1的输出端连接至基于DSP的控制器146的输入端。基于DSP的控制器146根据其输入信号选取对应的开关频率去驱动半导体开关S1、S2。具体的控制流程与前述实施例相同。

需要指出，本实施例中整流电路可以改成其他拓扑电路同样适用。开关管S1和S2可以是几个IGBT并联得到或者是几个IGBT串联得到，也可以是MOSFET，SiC MOSFET等。采样的电流信号也可以来自IGBT型开关S1、S2上流过的电流。采样方法除了使用霍尔元件之外，还可以采用串联采样电阻、电流互感器等方法。

另一工频电流变换器的实施例请参阅图15，其示出根据本申请一示意性实施例的变换器的框图。在该实施例中，采样电流包括采样电流当前值和采样电流有效值。控制器包括第一判断比较模块147和第二判断比较模块148。第一判断比较模块147接收一有效值参考电流和采样电流有效值，第二判断比较模块148接收一第一参考电流和采样电流当前值。

与图14所示的实施例相比，本实施例中的变换器增加了一个判断条件，即有效值判断。如图15所示，经过处理的工频交流信号经过整流得到电流采样信号Isample(该电流采样信号Isample即是采样电流当前值)，除了通过比较器U1(比较器U1是本实施例中第二判断比较模块148的示例)将Isample与参考电流Ir比较之外，还经过有效值计算模块U4获取工频交流信号的有效值信息is_rms(即，采样电流有效值)。再通过比较器U3(比较器U3是本实施例中第一判断比较模块147的示例)将is_rms与有效值参考电流Ir_effective比较，若is_rms大于Ir_effective，则比较器U3的输出信号v4为低电平，反之则输出高电平。比较器U3的输出信号v4输出至基于DSP的控制器146的输入端IN2。

基于DSP的控制器146的内部流程图如图16所示。首先，判断IN2输入的信号是否是高电平(框302)，如果IN2输入的信号是高电平，即负载电流有效值小于有效值参考电流，则转到框304，即不改变开关频率，开关频率一直为较高开关频率fA；如果是低电平，即负载电流有效值大于参考电流有效值，则转到框306。在框306，判断IN1输入的信号是否是高电平。若IN1输入的信号是高电平，即采样电流当前值Isample低于参考电流Ir，则转到框304，使半导体开关的开关频率为较高开关频率fA，若IN1输入的信号为低电平，即采样电流当前值Isample高于参考电流Ir，则转到框308，使半导体开关的开关频率为较低开关频率fB。

图17示出图15所示系统的控制方法的流程图。

首先，变换器中开关S1、S2的开关频率被设置为较高开关频率fA(框402)；然后变换器会采样负载电流，将其处理得到电流信号Isample，并且对Isample求有效值，得到is_rms(框404)；判断is_rms是否小于Ir_effective(框406)；若is_rms低于Ir_effective，则转到框408，即将变换器中开关S1、S2的开关频率直接设定为较高开关频率fA；若is_rms高于或等于Ir_effective，则转到框410。在框410判断Isample是否低于Ir；如果Isample低于Ir，则转到框408，将变换器中开关S1、S2的开关频率设定为较高开关频率fA,；如果Isample高于或等于Ir_effective，则转到框412，即将变换器中开关S1、S2的开关频率设定为较低开关频率fB。

图15所示的实施例通过加入有效值判断，转换可以选择在何种负载情形下使用两种工作频率的切换：比如，当负载较轻时，变换器散热压力不大，不需要动用开关频率的切换；但是当负载变重时，变换器散热压力变大，芯片温度变化量也变大，就需要动用开关频率的切换，以减小散热压力和芯片温度变化量。

根据一个实施例，有效值的取得可以采用连续采样一个工频周期内的电流信号，然后对其做有效值计算的方法，也可以根据采样电流信号的瞬时值结合当前的相位信息获取电流有效值，例如根据电流瞬时值除以当前电流相位的正弦值再除以即可以得到电流的有效值。

图18给出了图15所示变换器的相关波形图。当v4为高电平时，开关频率一直为较高频率fA；当v4为低电平时，开关频率受v3控制；当v3为高电平时，开关频率为较高频率fA，当v3为低电平时，开关频率为较低频率fB。

关于参考电流Ir以及有效值参考电流Ir_effective，可以有多种设置方法。例如，可以将Ir设置为对应变换器装置的输入或输出额定电流的瞬时峰值的10％到100％之间的一个值，将Ir_effective设置为对应变换器装置的输入或输出额定电流的有效值的10％到200％之间的一个值，本申请对此不进行限制。另外，参考电流Ir以及有效值参考电流Ir_effective的设定实际上也与在半个工频周期内，开关器件的工作频率改变的次数相关以及不同工作频率的数目均相关，以上实施例实际上也已涉及，在此不再进行过多描述。

本发明的另一方面也提供一种工频电流变换器的控制方法，工频电流变换器输入侧或输出侧的电流为工频电流，该控制方法包括：

控制该工频电流变换器在工频电流的半个周期内，该工频电流变换器中一开关器件至少以两种不同的固定开关频率工作，以降低该开关器件工作时结温温度。

根据一个实施例，在工频半波的半个周期内：在第一区间(即工频电流较大的区间，例如如图10所示的采样电流Isample大于参考电流Ir的区间，以箭头A表示)，控制开关器件工作于一第二工作频率(即一较小工作频率)，在第二区间(即工频电流较小的区间，例如如图10所示的采样电流Isample小于或等于参考电流Ir的区间，以箭头B表示)，控制开关器件工作于一第一工作频率，第一工作频率大于所述第二工作频率，第一区间内的工频电流大于第二区间内的工频电流。

其中，在工频半波的半个周期内，可以控制开关器件的开关频率发生由第一工作频率变化至第二工作频率的第一次改变；然后控制该开关器件的开关频率发生由第二工作频率变化至第一工作频率的第二次改变。

具体的控制方法可以参考前述结合图5-图7、图12-图15进行的描述，此处不再赘述。

虽然已参照几个典型实施例描述了本申请，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本申请能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。

Claims (12)

1.一种工频电流变换器，所述工频电流变换器输入侧或输出侧的电流为工频电流，所述工频电流变换器包括：开关器件和控制器；所述控制器发出一控制信号控制所述开关器件开通与关断；所述控制器在半个工频周期内发出至少两种不同频率的固定控制信号使得所述开关器件的工作频率至少发生两次所述两种不同频率的固定控制信号的交替变化，从而降低半个工频周期内所述开关器件上的结温温度。

2.根据权利要求1所述的变换器，其中，所述至少两种不同频率的固定控制信号为第一控制信号和第二控制信号；所述第一控制信号的频率大于所述第二控制信号的频率，在半个工频周期内，所述第二控制信号控制所述开关器件时的工频电流大于所述第一控制信号控制所述开关器件时的工频电流。

3.根据权利要求2所述的变换器，其中，所述工频电流变换器还设有采样电路，所述采样电路采样工频电流并输出一采样电流。

4.根据权利要求3所述的变换器，其中，所述控制器还包括判断比较模块，所述判断比较模块接收所述采样电流和一参考电流，判断所述采样电流和所述参考电流的比较结果，根据比较结果，所述控制器对应输出所述第一控制信号或所述第二控制信号。

5.根据权利要求3所述的变换器，其中，所述控制器还包括滞环比较模块，所述滞环比较模块接收所述采样电流、第一参考电流和第二参考电流，所述第一参考电流大于所述第二参考电流，所述滞环比较模块判断所述采样电流与所述第一参考电流和所述第二参考电流的比较结果而对应输出所述第一控制信号或所述第二控制信号。

6.根据权利要求3所述的变换器，其中，所述采样电流包括采样电流当前值和采样电流有效值，所述控制器还包括第一判断比较模块和第二判断比较模块，所述第一判断比较模块接收一有效值参考电流和所述采样电流有效值，所述第二判断比较模块接收一第一参考电流和所述采样电流当前值；

当所述采样电流有效值大于所述有效值参考电流时，所述第二判断比较模块判断比较所述采样电流当前值与所述第一参考电流。

7.根据权利要求6所述的变换器，其中，所述控制器根据所述第二判断比较模块的比较结果对应输出所述第一控制信号和所述第二控制信号。

8.根据权利要求3所述的变换器，其中，所述采样电路还包括：一滤波电路，滤除所述采样电流中干扰信号。

9.根据权利要求3所述的变换器，其中，所述采样电路包括一电流互感器、霍尔元件、采样电阻和罗氏线圈之一。

10.一种工频电流变换器的控制方法，所述工频电流变换器输入侧或输出侧的电流为工频电流，所述控制方法包括：

控制该工频电流变换器在工频电流的半个周期内，该工频电流变换器中一开关器件至少以两种不同的固定开关频率工作，以降低该开关器件工作时结温温度。

11.根据权利要求10所述的控制方法，其中，在工频电流的半个周期内：在第一区间，控制所述开关器件工作于一第二工作频率，在第二区间，控制所述开关器件工作于一第一工作频率，所述第一工作频率大于所述第二工作频率，所述第一区间内的工频电流大于所述第二区间内的工频电流。

12.根据权利要求11所述的控制方法，其中，在工频电流的半个周期内，第一次控制所述开关器件的开关频率发生由第一工作频率切换至第二工作频率；第二次控制所述开关器件的工作频率发生由第二工作频率切换至第一工作频率。