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WO2014045665A1 - フィルタ装置 - Google Patents

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WO2014045665A1
WO2014045665A1 PCT/JP2013/067535 JP2013067535W WO2014045665A1 WO 2014045665 A1 WO2014045665 A1 WO 2014045665A1 JP 2013067535 W JP2013067535 W JP 2013067535W WO 2014045665 A1 WO2014045665 A1 WO 2014045665A1
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WO
WIPO (PCT)
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terminal
filter device
filter
circuit
balanced
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2013/067535
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
聡一 中村
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Murata Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Murata Manufacturing Co Ltd filed Critical Murata Manufacturing Co Ltd
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Priority to JP2014536631A priority patent/JP5751387B2/ja
Priority to KR1020157007314A priority patent/KR101680325B1/ko
Publication of WO2014045665A1 publication Critical patent/WO2014045665A1/ja
Priority to US14/641,597 priority patent/US9479137B2/en
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Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/42—Networks for transforming balanced signals into unbalanced signals and vice versa, e.g. baluns
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/0115—Frequency selective two-port networks comprising only inductors and capacitors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/12—Bandpass or bandstop filters with adjustable bandwidth and fixed centre frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/46—Networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H7/463—Duplexers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/0023—Networks for transforming balanced signals into unbalanced signals and vice versa, e.g. baluns, or networks having balanced input and output
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
    • H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
    • H03H7/1758—Series LC in shunt or branch path

Definitions

  • the present invention relates to a filter device having a balance filter, and more specifically, a filter provided with a compensation circuit that connects a signal path to a first balanced terminal and a signal path to a second balanced terminal. Relates to the device.
  • a reception filter is often configured with a balance filter.
  • Patent Document 1 discloses a duplexer shown in FIG.
  • a transmission filter 1004 is connected between the antenna terminal 1002 and the transmission terminal 1003.
  • a reception filter 1005 is connected to the antenna terminal 1002.
  • the reception filter 1005 has a balanced-unbalanced conversion function. That is, one end of the reception filter 1005 is connected to the antenna terminal 1002.
  • the reception filter 1005 is connected to a first balanced terminal 1006 and a second balanced terminal 1007 as reception terminals.
  • the transmission filter 1004 has a ladder circuit configuration having a plurality of series arm resonators and parallel arm resonators as shown in the figure.
  • the reception filter 1005 is composed of a longitudinally coupled resonator type balance filter.
  • a compensation circuit 1008 is connected between the transmission terminal 1003 and the first and second balanced terminals 1006 and 1007.
  • the compensation circuit 1008 includes capacitors 1009 and 1010.
  • the capacitor 1009 and the capacitor 1010 are connected in series between the first balanced terminal 1006 and the second balanced terminal 1007.
  • a connection point between the first and second capacitors 1009 and 1010 is connected to the transmission terminal 1003.
  • the compensation circuit 1008 isolates the transmission terminal 1003 from the first balanced terminal 1006 as the receiving terminal and the transmission terminal 1003 from the second balanced terminal 1007 to the isolation. Is supposed to be improved. It is also said that the differential isolation obtained by synthesizing the two paths with a balun is also improved.
  • Patent Document 1 describes that differential mode isolation can be improved. However, the improvement effect of differential mode isolation in Patent Document 1 is not sufficient, and there is a strong demand for further improvement of differential mode isolation. Moreover, it has been difficult to improve differential mode isolation while suppressing deterioration of insertion loss in a specific band.
  • An object of the present invention is to provide a filter device that can more effectively improve differential mode isolation while suppressing deterioration of insertion loss.
  • the filter device has a single terminal and first and second balanced terminals.
  • the filter device includes a balance filter and a compensation circuit.
  • the balance filter is connected between the single terminal and the first and second balanced terminals.
  • the compensation circuit includes at least one of a first compensation circuit unit connecting the single terminal and the first balanced terminal and a second compensation circuit unit connecting the single terminal and the second balanced terminal.
  • the compensation circuit has a resonance circuit. This resonance circuit is configured to increase the amount of attenuation compared to the case where the compensation circuit is not connected in a specific frequency band in the stop band of the balance filter.
  • a signal propagating in a first signal path from the single terminal to the first balanced terminal, and from the single terminal is configured so that the amplitude and phase of the signal propagating through the second signal path to the second balanced terminal are equal.
  • the compensation circuit includes the resonance circuit and a reactance circuit connected to the resonance circuit.
  • the amplitude and phase of the signal propagating through the first signal path and the signal propagating through the second signal path can be easily made substantially equal.
  • the reactance circuit may include a capacitance. In this case, the amplitude and phase can be easily controlled by the size of the capacitance, the routing of wiring, and the like.
  • the resonance circuit is an LC resonance circuit.
  • the frequency characteristic of the amplitude characteristic in the compensation circuit can be easily adjusted.
  • the reactance circuit includes a first and a first connected in series with each other in a line connecting the single terminal and the first or second balanced terminal.
  • the resonance circuit is connected between a connection point between the first capacitance and the second capacitance and a ground potential. In this case, the first and second capacitance values can be reduced.
  • the reactance circuit includes a third capacitance connected in a line connecting the single terminal and the first or second balanced terminal. Have. Furthermore, the resonance circuit connected between both connection points of the single terminal to which the third electrostatic capacitance is connected and the first or second balanced terminal and a ground potential is the third circuit. A fourth capacitance having one end connected to one of the two connection points of the capacitance, and a fifth capacitance having one end connected to the other of the connection points of the third capacitance. And an inductance connected to the other ends of the fourth and fifth capacitances.
  • the filter device includes the first and second compensation circuit units, and the first and second compensation circuit units include the reactance circuit and the resonance. It has a circuit.
  • the single terminal is a transmission terminal
  • the first and second balanced terminals are first and second reception terminals, an antenna terminal
  • a transmission filter connected between the antenna terminal and the transmission terminal
  • the balance filter includes the antenna terminal and first and second reception terminals as the first and second balanced terminals;
  • a resonance frequency of the resonance circuit is located in a pass band of the transmission filter.
  • differential mode isolation can be improved while suppressing deterioration of common mode isolation in the transmission band.
  • the compensation circuit since the compensation circuit has a resonance circuit that increases the attenuation in a specific frequency band of the stop band of the balance filter, the specific frequency is suppressed while suppressing deterioration of insertion loss. It becomes possible to effectively improve the differential mode isolation in the band.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a filter device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a differential mode isolation characteristic in the filter device of the first embodiment and a differential mode isolation characteristic of the filter device of the comparative example.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating common mode isolation characteristics in the filter device of the first embodiment and common mode isolation characteristics of the filter device of the comparative example.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of a filter device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating the differential mode isolation characteristics in the filter device of the second embodiment and the differential mode isolation characteristics of the filter device of the comparative example.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating common mode isolation characteristics in the filter device of the second embodiment and common mode isolation characteristics of the filter device of the comparative example.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of a filter device according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating the differential mode isolation characteristics in the filter device of the third embodiment and the differential mode isolation characteristics of the filter device of the comparative example.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating common mode isolation characteristics in the filter device of the third embodiment and common mode isolation characteristics of the filter device of the comparative example.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a filter device according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating differential mode isolation characteristics of the filter device of the fourth embodiment and the filter device of the comparative example.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating common mode isolation characteristics of the filter device of the fourth embodiment and the filter device of the comparative example.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of a filter device according to a modification of the fourth embodiment.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating differential mode isolation characteristics of a filter device according to a modification of the fourth embodiment and a filter device of a comparative example.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating common mode isolation characteristics of a filter device according to a modification of the fourth embodiment and a filter device of a comparative example.
  • FIG. 16 is a circuit diagram of a filter device according to the fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 17 is a circuit diagram illustrating an example of a transmission filter.
  • FIG. 18 is a schematic plan view showing an example of a reception filter as a balance filter used in the present invention.
  • FIG. 19 is a circuit diagram of a conventional duplexer.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a filter device according to a first embodiment of the present invention.
  • the filter device 1 has an antenna terminal 3 connected to an antenna 2.
  • a transmission filter 5 is connected between the antenna terminal 3 and the transmission terminal 4.
  • a reception filter 8 as a balance filter is connected between the antenna terminal 3 and the first and second balanced terminals 6 and 7.
  • the filter device 1 of the present embodiment constitutes a duplexer of a mobile phone.
  • the transmission filter 5 and the reception filter 8 are each constituted by an elastic wave filter.
  • the reception filter 8 has a balanced-unbalanced conversion function connected to the antenna terminal 3 and the first and second balanced terminals 6 and 7 as described above. That is, the reception filter 8 is a balance filter.
  • the compensation circuit 9 is connected between the transmission terminal 4 as a single terminal and the first and second balanced terminals 6 and 7.
  • the compensation circuit 9 includes a first compensation circuit unit 11 and a second compensation circuit unit 12.
  • the first compensation circuit unit 11 includes capacitors Ct1, Cr1, Ca1, and an inductance La1.
  • the capacitor Ct1 and the capacitor Cr1 are connected in series between the transmission terminal 4 and the first balanced terminal 6.
  • the capacitor Ct1 and the capacitor Cr1 constitute a reactance circuit.
  • the capacitor Ct1 is disposed on the transmission terminal 4 side, and the capacitor Cr1 is disposed on the first balanced terminal 6 side.
  • the capacitor Ca1 and the inductance La1 are connected in series between the connection point 10 between the capacitor Ct1 and the capacitor Cr1 and the ground potential. Thereby, an LC resonance circuit is configured between the connection point 10 and the ground potential.
  • the second compensation circuit unit 12 also includes capacitors Ct2 and Cr2 connected in series between the transmission terminal 4 and the second balanced terminal 7.
  • the capacitor Ct2 and the capacitor Cr2 constitute a reactance circuit.
  • An LC resonance circuit is configured between the connection point 13 between the capacitors Ct2 and Cr2 and the ground potential. That is, an LC resonance circuit including the capacitor Ca2 and the inductance La2 is configured.
  • a feature of the filter device 1 of the present embodiment is that the compensation circuit 9 is connected between the transmission terminal 4 and the first and second balanced terminals 6 and 7, whereby a difference in reception band is obtained. Dynamic mode isolation can be significantly improved without degrading insertion loss. This will be described with reference to FIGS.
  • the pass band of the transmission filter 5, that is, the transmission band is set to 1920 to 1980 MHz.
  • the reception band of the reception filter 8, that is, the pass band is set to 2110 to 2170 MHz.
  • capacitors Ct1, Cr1, Ca1 and inductance La1 were set as follows.
  • capacitors Ct2, Cr2, Ca2 and inductance La2 were set as follows.
  • a filter device configured in the same manner as in the first embodiment except that the compensation circuit 9 is not connected was prepared as a comparative example.
  • DMI Differential Mode Isolation
  • CMI common mode isolation
  • differential mode isolation has the following characteristics. That is, a path through which a signal propagates from the transmission terminal 4 to the first balanced terminal 6 is a first signal path, and a path through which a signal propagates from the transmission terminal 4 to the second balanced terminal 7 is a second signal path.
  • the difference between the isolation to the first balanced terminal 6 viewed from the transmission terminal 4 and the isolation to the second balanced terminal 7 viewed from the transmission terminal 4 is referred to as differential mode isolation.
  • differential mode isolation means that the signal from the transmitting terminal to the receiving terminal side when the first balanced terminal 6 and the second balanced terminal 7 are balance-converted into one virtual terminal. Isolation characteristics.
  • Table 1 shows the Rx band DMI that is the differential mode isolation value in the reception band, the Tx band DMI that is the differential mode isolation value in the transmission band, and the common mode isolation value in the transmission band, that is, the Tx band CMI.
  • the value of the Rx band DMI means the worst value of differential mode isolation in the Rx band.
  • the values of DMI and CMI are close to 0, it means that the characteristics are bad, and if it is more negative, it means that the characteristics are good.
  • the differential mode isolation particularly the differential mode isolation in the reception band can be effectively improved because the signal propagated through the first signal path in the reception band and the second This is because the amplitude and phase of the signal propagating through the signal path are substantially equal.
  • the resonance circuit in the compensation circuit 9 is configured so that the amplitude and phase of the signal propagating through the first signal path and the signal propagating through the second signal path are equal. That is, the LC series resonance circuit composed of the capacitor Ca1 and the inductance La1 and the series resonance circuit composed of the capacitor Ca2 and the inductance La2 are configured to satisfy the relationship between the amplitude and the phase. Therefore, in the reception band, the attenuation can be increased compared to the comparative example in which the compensation circuit 9 is not connected, thereby making it possible to greatly improve the differential mode isolation.
  • the compensation circuit 9 includes a reactance circuit including capacitors Ct1 and Cr1, and a reactance circuit including capacitors Ct2 and Cr2. That is, a reactance circuit is connected to the resonance circuit. Therefore, the amplitude in the reception band can be easily adjusted by adjusting the capacitance of the capacitors Ct1 and Cr1 or the capacitors Ct2 and Cr2 in the reactance circuit. More specifically, the amplitude can be easily adjusted to reduce the amplitude by adding capacitance or increasing the capacitance value. Thereby, the differential mode isolation can be improved more effectively.
  • the resonance circuit is configured by an LC series resonance circuit.
  • the first or second compensation circuit unit may be configured by using various other resonance circuits.
  • the reactance circuit including the capacitor is not necessarily provided. That is, in the first compensation circuit unit 11 and the second compensation circuit unit 12, only the resonance circuit may be configured. Even in such a case, since the resonance circuit is configured as described above, it is possible to effectively improve the isolation characteristics in the reception band. In addition, the insertion loss in the transmission band is hardly deteriorated.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of a filter device according to the second embodiment of the present invention.
  • the filter device 21 of the second embodiment is the same as the filter device 1 of the first embodiment except for the configuration of the compensation circuit 9A. Therefore, about the same part, suppose that the description of 1st Embodiment is used by attaching
  • the compensation circuit 9A is connected between the transmission terminal 4 and the first and second balanced terminals 6 and 7. More specifically, one end of the capacitor Ct is connected to the transmission terminal 4.
  • a capacitor Cr 1 is connected between the connection point 22 at the other end of the capacitor Ct and the first balanced terminal 6.
  • a capacitor Cr ⁇ b> 2 is connected between the connection point 22 and the second balanced terminal 7.
  • a series LC resonance circuit including a capacitor Ca and an inductance La is formed between the connection point 22 and the ground potential. The LC resonance circuit is configured so that the phase and amplitude of the signal propagating through the first signal path and the signal propagating through the second signal path are equal in at least a part of the reception band.
  • the capacitor Ct is shared as described above, and the capacitor Ct and the LC resonance circuit are shared in the first compensation circuit unit and the second compensation circuit unit. That is, the first compensation circuit unit includes the capacitor Ct, the capacitor Cr1, and the LC resonance circuit, and the second compensation circuit unit includes the capacitor Ct, the capacitor Cr2, and the LC resonance circuit. .
  • FIGS. 5 and 6 are diagrams showing the differential mode isolation and common mode isolation characteristics in the filter devices of the present embodiment and the comparative example.
  • a solid line shows the result of the second embodiment, and a broken line shows the result of the comparative example.
  • the capacitor and inductance values were as follows.
  • a part of the first compensation circuit and the second compensation circuit may be shared.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of a filter device according to the third embodiment.
  • the filter device 31 of the third embodiment is the same as that of the second embodiment except that a compensation circuit 9B is configured instead of the compensation circuit 9A.
  • the compensation circuit 9B is connected between the transmission terminal 4 and the first balanced terminal 6. More specifically, the compensation circuit 9B includes capacitors Ct1, Cr1, Ca1, and an inductance La1.
  • the capacitor Ct1 and the capacitor Cr1 are connected in series between the transmission terminal 4 and the first balanced terminal 6.
  • the capacitor Ct1 and the capacitor Cr1 constitute a reactance circuit.
  • the capacitor Ca1 and the inductance La1 are connected in series between the connection point 32 between the capacitor Ct1 and the capacitor Cr1 and the ground potential, thereby configuring an LC resonance circuit. Therefore, the compensation circuit 9B is configured in the same manner as the first compensation circuit unit 11 in the first embodiment. On the other hand, in this embodiment, no compensation circuit unit is connected between the transmission terminal 4 and the second balanced terminal 7.
  • the compensation circuit in the present invention may have only a compensation circuit unit connected between the transmission terminal 4 and one balanced terminal.
  • the resonance frequency of the LC resonance circuit is located in the pass band of the transmission filter, and the signal that propagates through the first signal path and the second signal path at some frequencies in the reception band The phase and amplitude of the signal propagating through the signal are the same.
  • FIGS. 8 and 9 show differential mode isolation and common mode isolation of the filter device of the present embodiment and the filter device of the comparative example.
  • a solid line shows the result of the third embodiment, and a broken line shows the result of the comparative example.
  • the comparative example is configured in the same manner as the third embodiment except that the compensation circuit 9B is not connected.
  • the differential mode isolation in the reception band can be effectively improved.
  • Table 3 below shows values of the Rx band DMI, the Tx band DMI, and the Tx band CMI.
  • the differential mode isolation in the Rx band that is, the reception band can be greatly improved according to the embodiment as compared with the comparative example without significantly deteriorating the insertion loss in the Tx band. .
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a filter device 41 according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the filter device 41 is the same as the filter device 1 of the second embodiment except that a compensation circuit 9C is connected instead of the compensation circuit 9A.
  • the compensation circuit 9 ⁇ / b> C is connected between the transmission terminal 4 and the first and second balanced terminals 6 and 7. More specifically, a capacitor C1 is connected between the transmission terminal 4 and the first balanced terminal 6.
  • Capacitors C2 and C3 are connected in parallel with the capacitor C1.
  • Capacitors C2 and C3 are connected in series with each other.
  • An inductance L1 is connected between the connection point 42 between the capacitors C2 and C3 and the ground potential.
  • the capacitors C2 and C3 and the inductance L1 constitute an LC resonance circuit, and the capacitor C1 constitutes a reactance circuit.
  • the capacitor C1, the capacitors C2 and C3, and the inductance L1 constitute a first compensation circuit unit 11A.
  • a second compensation circuit unit 12A is configured between the transmission terminal 4 and the second balanced terminal 7.
  • the second compensation circuit unit 12A is configured similarly to the first compensation circuit unit 11A. That is, the second compensation circuit unit 12A has a reactance circuit having a capacitor C5. In addition, it has an LC resonance circuit having capacitors C6 and C7 and an inductance L2.
  • 11 and 12 show differential mode isolation and common mode isolation of the filter device of the present embodiment and the filter device of the comparative example.
  • a solid line shows the result of the fourth embodiment, and a broken line shows the result of the comparative example.
  • the comparative example has the same configuration as that of the fourth embodiment except that the compensation circuit 9C is not connected.
  • the resonance circuit is configured such that the phase and amplitude of the signal propagating through the first signal path and the signal propagating through the second signal path are the same at least at some frequencies of the reception band. ing. Further, the resonance frequency of the resonance circuit is configured to be within the transmission band.
  • inductances are provided in the compensation circuit unit 11A and the compensation circuit unit 12A, respectively. Therefore, the characteristics of the compensation circuit unit 11A and the compensation circuit unit 12A can be designed independently. Thus, the degree of design freedom can be increased.
  • the differential mode isolation is improved by the two capacitances Ct1 and Ct2 having a capacitance value of 0.25 pF.
  • the same effect as that of the first embodiment can be realized by the two capacitances C1 and C5 whose capacitance values are less than 0.001 pF. Therefore, the compensation circuit can be easily downsized.
  • Table 4 below shows the values of Rx band DMI, Tx band DMI, and Tx band CMI.
  • the differential mode isolation in the Rx band that is, the reception band can be greatly improved without significantly deteriorating the insertion loss in the Tx band. I understand that.
  • the circuit diagram shown in FIG. 13 is a modification of the fourth embodiment.
  • the inductance of the compensation circuit since the inductance of the compensation circuit is shared, the number of inductances can be reduced from two to one.
  • improvement of differential mode isolation is realized by a compensation circuit having two inductances L1 and L2 having an inductance value of 1.11 nH.
  • the same improvement can be realized by a compensation circuit having one inductance La of 0.555 nH.
  • the number of inductances included in the compensation circuit is smaller and the inductance value is smaller than in the fourth embodiment. Therefore, the miniaturization is further facilitated.
  • Table 5 below shows values of Rx band DMI, Tx band DMI, and Tx band CMI.
  • the differential mode isolation in the Rx band that is, the reception band can be greatly improved without deteriorating the insertion loss in the Tx band. Recognize.
  • the isolation from the transmission terminal to the reception terminal can be significantly improved.
  • mobile communication devices are strongly required to improve the differential mode isolation, particularly the differential mode isolation in the reception band, as the transmission output increases. According to the first to fourth embodiments, such a request can be easily satisfied.
  • FIG. 16 is a circuit diagram of a filter device according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the filter device 51 includes a balance filter 52.
  • the balance filter 52 has an input terminal 53 as a single terminal and first and second balanced terminals 54 and 55 as output terminals.
  • the first compensation circuit unit 11 ⁇ / b> B is connected between the input terminal 53 and the first balanced terminal 54.
  • the first compensation circuit unit 11B includes capacitors C11 and C12 connected in series with each other.
  • a capacitor C11 is connected to the input terminal 53 side.
  • a capacitor C13 and an inductance L11 are connected between the shortest connection point 56 between the capacitor C11 and the capacitor C12 and the ground potential.
  • the capacitor C13 and the inductance L11 are connected in series to configure an LC resonance circuit.
  • the second compensation circuit unit 12B is also connected between the input terminal 53 and the second balanced terminal 55.
  • the second compensation circuit unit 12B is configured in substantially the same manner as the first compensation circuit unit 11B. That is, the capacitor C14 and the capacitor C15 are connected in series with each other, thereby forming a reactance circuit.
  • a capacitor C16 and an inductance L12 are connected between a connection point 57 between the capacitor C14 and the capacitor C15 and the ground potential.
  • the capacitor C16 and the inductance L12 constitute an LC resonance circuit.
  • the LC resonance circuit has a circuit in which a signal propagating through the first signal path and a signal propagating through the second signal path are in a specific frequency band out of the stop band outside the pass band.
  • the attenuation is increased as compared with the case where the connection is not established. More specifically, a signal propagating in the first signal path from the input terminal 53 toward the first balanced terminal 54, and a second signal path from the input terminal 53 through the balance filter to the second balanced terminal 55
  • the phase and the amplitude of the signal propagating through the signal are configured so that the amplitude and the phase are equivalent at least at some frequencies within the specific frequency band.
  • the differential mode isolation can be greatly improved.
  • the filter device in the present invention is not limited to a duplexer, and may have only a balance filter.
  • FIG. 17 is a circuit diagram showing an example of a circuit constituting such a transmission filter.
  • a ladder circuit having a plurality of series arm resonators S1 to S3, parallel arm resonators P1 to P3, and inductances L21 to L23 is configured.
  • a transmission filter can be constituted by a filter having such a ladder circuit.
  • the plurality of series arm resonators S1 to S3 and the parallel arm resonators P1 to P3 can be configured by forming an electrode structure on the piezoelectric substrate 61 indicated by a one-dot chain line.
  • FIG. 18 is a schematic plan view showing an example of a balance filter constituting the reception filter.
  • first to third IDTs 73 to 75 are arranged on the piezoelectric substrate 72 along the surface acoustic wave propagation direction.
  • Reflectors 76 and 77 are arranged on both sides of the elastic wave propagation direction in the region where the IDTs 73 to 75 are provided. Accordingly, a balance filter having a 3IDT type longitudinally coupled resonator type balance-unbalance conversion function is configured.
  • FIGS. 17 and 18 are merely examples of acoustic wave filters that constitute the transmission filter 5 and the reception filter 8. That is, the transmission filter 5 can be configured by an elastic wave filter having various other circuit configurations or a filter device other than the elastic wave filter. Similarly, the reception filter 8 can also be constituted by various balance filters other than an elastic wave filter having various circuit configurations and an elastic wave filter.

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Description

フィルタ装置
　本発明は、バランスフィルタを有するフィルタ装置に関し、より詳細には、第１の平衡端子への信号経路と第２の平衡端子への信号経路とを接続している補償回路が設けられているフィルタ装置に関する。
　従来、携帯電話機のデュプレクサでは、受信フィルタがバランスフィルタで構成されていることが多い。
　下記の特許文献１には、図１９に示すデュプレクサが開示されている。デュプレクサ１００１では、アンテナ端子１００２と送信端子１００３との間に送信フィルタ１００４が接続されている。また、アンテナ端子１００２には、受信フィルタ１００５が接続されている。受信フィルタ１００５は、平衡－不平衡変換機能を有する。すなわち、受信フィルタ１００５の一端がアンテナ端子１００２に接続されている。受信フィルタ１００５は、受信端子としての第１の平衡端子１００６と第２の平衡端子１００７に接続されている。
　送信フィルタ１００４は、図示のように、複数の直列腕共振子及び並列腕共振子を有するラダー型回路構成を有する。他方、受信フィルタ１００５は、縦結合共振子型のバランスフィルタで構成されている。
　デュプレクサ１００１では、送信端子１００３と、第１，第２の平衡端子１００６，１００７との間に、補償回路１００８が接続されている。補償回路１００８は、コンデンサ１００９，１０１０を有する。コンデンサ１００９及びコンデンサ１０１０は、第１の平衡端子１００６と第２の平衡端子１００７との間において互いに直列に接続されている。また、第１，第２のコンデンサ１００９，１０１０間の接続点が送信端子１００３に接続されている。
　特許文献１では、上記補償回路１００８により、送信端子１００３から受信端子としての第１の平衡端子１００６を見たときのアイソレーション及び送信端子１００３から第２の平衡端子１００７を見たときのアイソレーションが改善されるとされている。また２つの経路のアイソレーションをバランで合成した差動アイソレーションも改善されるとされている。
特開２０１１－１６０２０３号公報
　特許文献１では差動モードアイソレーションを改善することができると記載されている。しかしながら、特許文献１における差動モードアイソレーションの改善効果は充分でなく、より一層差動モードアイソレーションを改善することが強く求められている。また、特定の帯域において、挿入損失の劣化を抑制しつつ、差動モードアイソレーションを改善することが困難であった。
　本発明の目的は、挿入損失の劣化を抑制しつつ、差動モードアイソレーションをより一層効果的に改善し得るフィルタ装置を提供することにある。
　本発明に係るフィルタ装置は、シングル端子と、第１，第２の平衡端子とを有する。本発明に係るフィルタ装置は、バランスフィルタと、補償回路とを備える。バランスフィルタは、シングル端子と第１，第２の平衡端子との間に接続されている。補償回路は、シングル端子と第１の平衡端子とを接続している第１の補償回路部及びシングル端子と第２の平衡端子とを接続している第２の補償回路部のうち少なくとも一方を有する。本発明においては、上記補償回路が共振回路を有する。この共振回路は、バランスフィルタの阻止帯域のうち、特定の周波数帯域において該補償回路が接続されていない場合に比べて減衰量を大きくするように構成されている。
　本発明に係るフィルタ装置のある特定の局面では、前記特定の周波数帯域の一部において、前記シングル端子から前記第１の平衡端子への第１の信号経路を伝搬する信号と、前記シングル端子から前記第２の平衡端子への第２の信号経路を伝搬する信号との振幅及び位相が同等となるように前記共振回路が構成されている。
　本発明に係るフィルタ装置の他の特定の局面では、前記補償回路が、前記共振回路と、前記共振回路に接続されているリアクタンス回路とを有する。この場合には、第１の信号経路を伝搬する信号と第２の信号経路を伝搬する信号の振幅及び位相を容易に略同等とすることができる。上記リアクタンス回路は、静電容量を含んでいてもよく、その場合には、静電容量の大きさや配線の引き回し等により、振幅及び位相を容易にコントロールすることができる。
　本発明に係るフィルタ装置のさらに他の特定の局面では、共振回路がＬＣ共振回路からなる。この場合には、補償回路における振幅特性の周波数特性を容易に調整することができる。
　本発明に係るフィルタ装置のさらに別の特定の局面では、前記リアクタンス回路が、前記シングル端子と前記第１または第２の平衡端子とを接続している線路において互いに直列に接続された第１，第２の静電容量を有し、前記第１の静電容量と第２の静電容量との間の接続点と、グラウンド電位との間に前記共振回路が接続されている。この場合には、第１，第２の静電容量の値を小さくすることができる。
　本発明に係るフィルタ装置の他の特定の局面では、前記リアクタンス回路が、前記シングル端子と前記第１または第２の平衡端子とを接続している線路において接続された第３の静電容量を有している。さらに、前記第３の静電容量が接続される前記シングル端子と前記第１または第２の平衡端子との両接続点と、グラウンド電位との間に接続される前記共振回路が、前記第３の静電容量の両接続点の一方に一端が接続される第４の静電容量と、前記第３の静電容量の両接続点の他方に一端が接続される第５の静電容量と、該第４及び第５の静電容量の他端に接続されるインダクタンスとを有している。
　本発明に係るフィルタ装置のさらに別の特定の局面では、フィルタ装置は、前記第１及び第２の補償回路部を有し、前記第１，第２の補償回路部が前記リアクタンス回路及び前記共振回路を有する。
　本発明に係るフィルタ装置のさらに別の特定の局面では、前記シングル端子が送信端子であり、前記第１，第２の平衡端子が第１，第２の受信端子であり、アンテナ端子と、前記アンテナ端子と前記送信端子との間に接続されている送信フィルタとをさらに備え、前記バランスフィルタが、前記アンテナ端子と前記第１，第２の平衡端子としての第１，第２の受信端子との間に接続されたバランス型受信フィルタであり、それによってデュプレクサが構成されている。従って、送信端子から第１，第２の受信対しへの差動モードアイソレーションを効果的に改善することができる。
　本発明に係るフィルタ装置のさらに別の特定の局面では、前記共振回路の共振周波数が、前記送信フィルタの通過帯域内に位置している。この場合には、送信帯域におけるコモンモードアイソレーションの劣化を抑制しつつ、差動モードアイソレーションを改善することができる。
　本発明に係るフィルタ装置では、補償回路が、バランスフィルタの阻止帯域のうちの特定の周波数帯域において、減衰量を大きくする共振回路を有するため、挿入損失の劣化を抑制しつつ、該特定の周波数帯域における差動モードアイソレーションを効果的に改善することが可能となる。
図１は、本発明の第１の実施形態に係るフィルタ装置の回路図である。 図２は、第１の実施形態のフィルタ装置における差動モードアイソレーション特性及び比較例のフィルタ装置の差動モードアイソレーション特性を示す図である。 図３は、第１の実施形態のフィルタ装置におけるコモンモードアイソレーション特性及び比較例のフィルタ装置のコモンモードアイソレーション特性を示す図である。 図４は、本発明の第２の実施形態に係るフィルタ装置の回路図である。 図５は、第２の実施形態のフィルタ装置における差動モードアイソレーション特性及び比較例のフィルタ装置の差動モードアイソレーション特性を示す図である。 図６は、第２の実施形態のフィルタ装置におけるコモンモードアイソレーション特性及び比較例のフィルタ装置のコモンモードアイソレーション特性を示す図である。 図７は、本発明の第３の実施形態に係るフィルタ装置の回路図である。 図８は、第３の実施形態のフィルタ装置における差動モードアイソレーション特性及び比較例のフィルタ装置の差動モードアイソレーション特性を示す図である。 図９は、第３の実施形態のフィルタ装置におけるコモンモードアイソレーション特性及び比較例のフィルタ装置のコモンモードアイソレーション特性を示す図である。 図１０は、本発明の第４の実施形態に係るフィルタ装置の回路図である。 図１１は、第４の実施形態のフィルタ装置及び比較例のフィルタ装置の差動モードアイソレーション特性を示す図である。 図１２は、第４の実施形態のフィルタ装置及び比較例のフィルタ装置のコモンモードアイソレーション特性を示す図である。 図１３は、第４の実施形態の変形例に係るフィルタ装置の回路図である。 図１４は、第４の実施形態の変形例に係るフィルタ装置及び比較例のフィルタ装置の差動モードアイソレーション特性を示す図である。 図１５は、第４の実施形態の変形例に係るフィルタ装置及び比較例のフィルタ装置のコモンモードアイソレーション特性を示す図である。 図１６は、本発明の第５の実施形態に係るフィルタ装置の回路図である。 図１７は、送信フィルタの一例を示す回路図である。 図１８は、本発明で用いられるバランスフィルタとしての受信フィルタの一例を示す略図的平面図である。 図１９は、従来のデュプレクサの回路図である。
　以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
　（第１の実施形態）
　図１は、本発明の第１の実施形態に係るフィルタ装置の回路図である。
　フィルタ装置１は、アンテナ２に接続されるアンテナ端子３を有する。アンテナ端子３と送信端子４との間に送信フィルタ５が接続されている。アンテナ端子３と第１，第２の平衡端子６，７との間にバランスフィルタとしての受信フィルタ８が接続されている。
　本実施形態のフィルタ装置１は、携帯電話機のデュプレクサを構成しているものである。特に限定されるわけではないが、送信フィルタ５及び受信フィルタ８は、それぞれ、弾性波フィルタで構成されている。
　受信フィルタ８は、上記のように、アンテナ端子３と第１，第２の平衡端子６，７とに接続されている平衡－不平衡変換機能を有する。すなわち、受信フィルタ８は、バランスフィルタである。
　本実施形態では、シングル端子としての送信端子４と、第１，第２の平衡端子６，７との間に補償回路９が接続されている。本実施形態では、補償回路９は、第１の補償回路部１１と第２の補償回路部１２とを有する。第１の補償回路部１１は、コンデンサＣｔ１，Ｃｒ１、Ｃａ１及びインダクタンスＬａ１を有する。コンデンサＣｔ１とコンデンサＣｒ１とは送信端子４と第１の平衡端子６との間で互いに直列に接続されている。コンデンサＣｔ１及びコンデンサＣｒ１が、リアクタンス回路を構成している。コンデンサＣｔ１が送信端子４側に、コンデンサＣｒ１が第１の平衡端子６側に配置されている。
　コンデンサＣｔ１とコンデンサＣｒ１との間の接続点１０とグラウンド電位との間にコンデンサＣａ１及びインダクタンスＬａ１が互いに直列に接続されている。それによって、接続点１０とグラウンド電位との間にＬＣ共振回路が構成されている。
　同様に、第２の補償回路部１２もまた、送信端子４と第２の平衡端子７との間において互いに直列に接続されているコンデンサＣｔ２及びＣｒ２を有する。コンデンサＣｔ２及びコンデンサＣｒ２がリアクタンス回路を構成している。コンデンサＣｔ２とＣｒ２との間の接続点１３とグラウンド電位との間に、ＬＣ共振回路が構成されている。すなわち、コンデンサＣａ２及びインダクタンスＬａ２からなるＬＣ共振回路が構成されている。
　本実施形態のフィルタ装置１の特徴は、上記補償回路９が送信端子４と第１，第２の平衡端子６，７との間に接続されていることにあり、それによって、受信帯域における差動モードアイソレーションが挿入損失を悪化させることなく大幅に改善することができる。これを、図２及び図３を参照して説明する。
　送信フィルタ５の通過帯域すなわち送信帯域を、１９２０～１９８０ＭＨｚとする。また、受信フィルタ８の受信帯域すなわち通過帯域を２１１０～２１７０ＭＨｚとする。
　コンデンサＣｔ１、Ｃｒ１、Ｃａ１及びインダクタンスＬａ１の値を以下のように設定した。
　Ｃｔ１＝０．２５ｐＦ、Ｃｒ１＝０．２８５ｐＦ、Ｃａ１＝６ｐＦ及びＬａ１＝１．１１ｎＨ。
　同様に、コンデンサＣｔ２、Ｃｒ２、Ｃａ２及びインダクタンスＬａ２の値を以下のように設定した。
　Ｃｔ２＝０．２５ｐＦ、Ｃｒ２＝０．２５ｐＦ、Ｃａ２＝８．３３ｐＦ及びＬａ２＝０．８ｎＨ。
　上記補償回路９を接続していないことを除いては、上記第１の実施形態と同様にして構成されたフィルタ装置を比較例として用意した。
　図２の実線は上記第１の実施形態の差動モードアイソレーション（ＤＭＩ：Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　Ｍｏｄｅ　Ｉｓｏｌａｔｉｏｎ）特性を示し、破線は上記比較例のフィルタ装置の差動モードアイソレーション特性を示す。また、図３の実線は、上記第１の実施形態におけるコモンモードアイソレーション（ＣＭＩ：Ｃｏｍｍｏｎ　Ｍｏｄｅ　Ｉｓｏｌａｔｉｏｎ）特性を示し、破線は比較例のフィルタ装置におけるコモンモードアイソレーション特性を示す。
　なお、差動モードアイソレーションとは、以下の特性である。すなわち、送信端子４から第１の平衡端子６に信号が伝搬する経路を第１の信号経路、送信端子４から第２の平衡端子７に信号が伝搬する経路を第２の信号経路をとしたとき、送信端子４から見た第１の平衡端子６へのアイソレーションと、送信端子４から見た第２の平衡端子７へのアイソレーションとの差分を差動モードアイソレーションとする。言い換えれば、差動モードアイソレーションとは、第１の平衡端子６と第２の平衡端子７とをバランス変換し１つの仮想端子とした場合に、送信端子から見た受信端子側への信号のアイソレーション特性である。
　図２及び図３から明らかなように、比較例に比べ、本実施形態によれば、受信帯域における差動モードアイソレーションを効果的に抑制し得ることがわかる。受信帯域における差動モードアイソレーション値であるＲｘ帯ＤＭＩ、送信帯域における差動モードアイソレーション値であるＴｘ帯ＤＭＩ及び送信帯域におけるコモンモードアイソレーション値すなわちＴｘ帯ＣＭＩを下記の表１に示す。なお、例えばＲｘ帯ＤＭＩの値とは、Ｒｘ帯における差動モードアイソレーションの最も悪い値を意味する。ここで、ＤＭＩおよびＣＭＩの数値が０に近ければ特性が悪いことを意味し、よりマイナスであれば特性が良いことを意味する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　図２及び図３から明らかなように、比較例に比べ本実施形態によれば、差動モードアイソレーション及びコモンモードアイソレーションの双方を大幅に改善し得ることがわかる。
　表１から明らかなように、送信帯域における挿入損失を悪化させることなく、受信帯域における差動モードアイソレーションを効果的に改善することが可能とされている。
　本実施形態において、上記のように、差動モードアイソレーション、特に受信帯域における差動モードアイソレーションが効果的に改善し得るのは、受信帯域において第１の信号経路を伝搬する信号と第２の信号経路を伝搬する信号の振幅及び位相が略同等とされていることによる。
　本実施形態では、この第１の信号経路を伝搬する信号と第２の信号経路を伝搬する信号との振幅及び位相は同等となるように上記補償回路９における共振回路が構成されている。すなわち、コンデンサＣａ１及びインダクタンスＬａ１からなるＬＣ直列共振回路及びコンデンサＣａ２及びインダクタンスＬａ２からなる直列共振回路は、上記振幅及び位相の関係を満たすように構成されている。従って、受信帯域において、補償回路９が接続されていない比較例に比べ、減衰量を大きくすることができ、それによって、差動モードアイソレーションを大幅に改善することが可能とされている。
　また、本実施形態では、上記補償回路９は、コンデンサＣｔ１，Ｃｒ１を含むリアクタンス回路、並びにコンデンサＣｔ２及びＣｒ２を含むリアクタンス回路を有している。すなわち、リアクタンス回路が上記共振回路に接続されている。従って、上記リアクタンス回路におけるコンデンサＣｔ１，Ｃｒ１あるいはコンデンサＣｔ２，Ｃｒ２の静電容量を調整することにより、上記受信帯域における振幅を容易に調整することができる。より具体的には、静電容量を付加することにより、あるいは静電容量の値を大きくすることにより、振幅を低めるように容易に調整することができる。それによって、差動モードアイソレーションをより一層効果的に改善することが可能となる。
　なお、本実施形態では、上記共振回路はＬＣ直列共振回路により構成されていたが、他の様々な共振回路を用いて第１または第２の補償回路部を構成してもよい。加えて、上記コンデンサを含むリアクタンス回路は必ずしも設けられずともよい。すなわち、第１の補償回路部１１及び第２の補償回路部１２において、それぞれ上記共振回路のみが構成されていてもよい。その場合においても、共振回路が上記のように構成されていることにより、受信帯域におけるアイソレーション特性を効果的に改善することができる。しかも、送信帯域における挿入損失の劣化も生じ難い。
　（第２の実施形態）
　図４は、本発明の第２の実施形態に係るフィルタ装置の回路図である。第２の実施形態のフィルタ装置２１は、補償回路９Ａの構成を除いては、第１の実施形態のフィルタ装置１と同様である。従って、同一部分については、同一の参照番号を付することにより、第１の実施形態の説明を援用することとする。
　補償回路９Ａは、送信端子４と第１，第２の平衡端子６，７との間に接続されている。より具体的には、送信端子４にコンデンサＣｔの一端が接続されている。コンデンサＣｔの他端の接続点２２と第１の平衡端子６との間にコンデンサＣｒ１が接続されている。接続点２２と第２の平衡端子７との間にコンデンサＣｒ２が接続されている。そして、接続点２２とグラウンド電位との間に、コンデンサＣａ及びインダクタンスＬａからなる直列ＬＣ共振回路が構成されている。このＬＣ共振回路は、受信帯域の少なくとも一部において、第１の信号経路を伝搬する信号と、第２の信号経路を伝搬する信号の位相及び振幅が同等となるように構成されている。
　補償回路９Ａでは、上記のように、コンデンサＣｔが共通化され、コンデンサＣｔ及びＬＣ共振回路が第１の補償回路部と第２の補償回路部において共通化されている。すなわち、第１の補償回路部は、コンデンサＣｔと、コンデンサＣｒ１と、上記ＬＣ共振回路とを有し、第２の補償回路部はコンデンサＣｔとコンデンサＣｒ２と上記ＬＣ共振回路とを有することとなる。
　図５及び図６は、本実施形態及び比較例のフィルタ装置における差動モードアイソレーション及びコモンモードアイソレーション特性を示す各図である。実線が第２の実施形態の結果を示し、破線が比較例の結果を示す。
　なお、コンデンサ及びインダクタンスの値は以下の通りとした。
　Ｃｔ＝０．５０ｐＦ、Ｃｒ１＝０．５７ｐＦ、Ｃｒ２＝０．５０ｐＦ、Ｌａ＝１．１１ｎＨ、Ｃａ＝６．０ｐＦ。
　図５及び図６から明らかなように、本実施形態においても、受信帯域における差動モードアイソレーションを効果的に改善することが可能とされている。下記の表２に、図５及び図６の結果をまとめる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　表２から明らかなように、本実施形態においても、送信帯域における挿入損失をさほど劣化させることなく、受信帯域における差動モードアイソレーションを大幅に改善することが可能とされている。また、送信帯域における差動モードアイソレーションも改善されていることがわかる。
　本実施形態のように、第１の補償回路及び第２の補償回路の一部が共通化されていてもよい。
　（第３の実施形態）
　図７は、第３の実施形態に係るフィルタ装置の回路図である。第３の実施形態のフィルタ装置３１は、補償回路９Ａに代えて、補償回路９Ｂが構成されていることを除いては、第２の実施形態と同様である。補償回路９Ｂは、送信端子４と第１の平衡端子６との間に接続されている。より具体的には、補償回路９Ｂは、コンデンサＣｔ１，Ｃｒ１、Ｃａ１及びインダクタンスＬａ１を有する。コンデンサＣｔ１及びコンデンサＣｒ１は送信端子４と第１の平衡端子６との間において直列に接続されている。コンデンサＣｔ１及びコンデンサＣｒ１はリアクタンス回路を構成している。また、コンデンサＣｔ１とコンデンサＣｒ１との間の接続点３２とグラウンド電位との間に、コンデンサＣａ１及びインダクタンスＬａ１が互いに直列に接続されており、それによってＬＣ共振回路が構成されている。従って、補償回路９Ｂは、第１の実施形態における第１の補償回路部１１と同様に構成されている。他方、本実施形態では送信端子４と第２の平衡端子７との間に補償回路部は接続されていない。
　このように、本発明における補償回路は、送信端子４と一方の平衡端子との間に接続されている補償回路部のみを有していてもよい。本実施形態においても、ＬＣ共振回路の共振周波数が送信フィルタの通過帯域内に位置しており、かつ受信帯域内の一部の周波数において第１の信号経路を伝搬する信号と第２の信号経路を伝搬する信号の位相及び振幅が同じとなるように構成されている。
　図８及び図９は、本実施形態のフィルタ装置及び比較例のフィルタ装置の差動モードアイソレーション及びコモンモードアイソレーションを示す。実線が第３の実施形態の結果を、破線が比較例の結果を示す。
　なお、上記比較例は、補償回路９Ｂが接続されていないことを除いては、第３の実施形態と同様に構成されている。
　図８及び図９から明らかなように、本実施形態においても、受信帯域における差動モードアイソレーションを効果的に改善することができる。下記の表３に、Ｒｘ帯ＤＭＩ、Ｔｘ帯ＤＭＩ及びＴｘ帯ＣＭＩの値を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000003
　表３から明らかなように、比較例に比べ実施例によれば、Ｔｘ帯における挿入損失をさほど悪化させることなく、Ｒｘ帯すなわち受信帯域における差動モードアイソレーションを大幅に改善し得ることがわかる。
　（第４の実施形態）
　図１０は本発明の第４の実施形態に係るフィルタ装置４１の回路図である。
　フィルタ装置４１は、補償回路９Ａに代えて、補償回路９Ｃが接続されていることを除いては、第２の実施形態のフィルタ装置１と同様である。補償回路９Ｃは、送信端子４と第１，第２の平衡端子６，７との間に接続されている。より具体的には、送信端子４と第１の平衡端子６との間にコンデンサＣ１が接続されている。コンデンサＣ１と並列にコンデンサＣ２，Ｃ３が接続されている。コンデンサＣ２及びＣ３は互いに直列に接続されている。コンデンサＣ２，Ｃ３間の接続点４２とグラウンド電位との間にインダクタンスＬ１が接続されている。本実施形態では、コンデンサＣ２，Ｃ３及びインダクタンスＬ１によりＬＣ共振回路が構成されており、コンデンサＣ１によりリアクタンス回路が構成されている。このコンデンサＣ１，コンデンサＣ２，Ｃ３及びインダクタンスＬ１により第１の補償回路部１１Ａが構成されている。
　同様に、送信端子４と第２の平衡端子７との間に第２の補償回路部１２Ａが構成されている。第２の補償回路部１２Ａは第１の補償回路部１１Ａと同様に構成されている。すなわち、第２の補償回路部１２Ａは、コンデンサＣ５を有するリアクタンス回路を有する。また、コンデンサＣ６，Ｃ７とインダクタンスＬ２を有するＬＣ共振回路を有する。
　Ｃ１＝０．００１ｐＦ、Ｃ２＝０．２３１ｐＦ、Ｃ３＝０.２３１ｐＦ及びＬ１＝１．１１ｎＨ。
　同様に、コンデンサＣ５、Ｃ６、Ｃ７及びインダクタンスＬ２の値を以下のように設定した。
　Ｃ５＝０．００１ｐＦ、Ｃ６＝０．２３１ｐＦ、Ｃ７＝０．２３１ｐＦ及びＬ２＝１．１１ｎＨ。
　図１１及び図１２は、本実施形態のフィルタ装置及び比較例のフィルタ装置の差動モードアイソレーション及びコモンモードアイソレーションを示す。実線が第４の実施形態の結果を、破線が比較例の結果を示す。
　なお、上記比較例は、補償回路９Ｃが接続されていないことを除いては、第４の実施形態と同様に構成されている。
　本実施形態においても、共振回路が、受信帯域の少なくとも一部の周波数において第１の信号経路を伝搬する信号と第２の信号経路を伝搬する信号の位相及び振幅が同一となるように構成されている。また、上記共振回路の共振周波数が送信帯域内に位置するように構成されている。図１０に示す第４の実施形態では、補償回路部１１Ａと補償回路部１２Ａとにそれぞれインダクタンスが設けられている。従って、補償回路部１１Ａと補償回路部１２Ａの特性を独立に設計することができる。よって、設計の自由度を高めることができる。
　ここで、図１に示すＹ型回路の構成では、静電容量値が０．２５ｐＦである２つの静電容量Ｃｔ１，Ｃｔ２によって、差動モードアイソレーションを改善していた。これに対して、図１０に示す△型回路の構成では静電容量値が０．００１ｐＦ未満である２つの静電容量Ｃ１，Ｃ５によって、第１の実施形態と同様の効果を実現できる。従って、補償回路を容易に小型化できる。
　下記の表４に、Ｒｘ帯ＤＭＩ、Ｔｘ帯ＤＭＩ及びＴｘ帯ＣＭＩの値を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000004
　表４から明らかなように、比較例に比べ第４の実施形態によれば、Ｔｘ帯における挿入損失をさほど悪化させることなく、Ｒｘ帯すなわち受信帯域における差動モードアイソレーションを大幅に改善し得ることがわかる。
　（第４の実施形態の変形例）
　図１３に示す回路図は、第４の実施形態の変形例である。第４の実施形態の変形例は、図１０中のインダクタンスＬ１とインダクタンスＬ２とを共通のインダクタンスＬａに置き換えた構成を除き、第４の実施形態と同様である。なお、Ｌａ＝０．５５５ｎＨとした。
　本変形例では、補償回路のインダクタンスを共用としたため、インダクタンスの数量を２つから１つに減らすことができる。具体的には、第４の実施形態ではインダクタンス値が１．１１ｎＨである２つのインダクタンスＬ１，Ｌ２を有する補償回路によって差動モードアイソレーションの改善が実現されていた。これに対して、本変形例では０．５５５ｎＨである１つインダクタンスＬａを有する補償回路によって同様の改善を実現できる。
　なお、本変形例のフィルタ装置の差動モードアイソレーション及びコモンモードアイソレーションを図１４及び図１５に実線で示す。なお、図１４及び図１５の破線は図１１及び図１２に示した比較例の特性を示す。図１４及び図１５から明らかなように、本変形例の結果は、図１１及び図１２に実線で示した第４の実施形態の結果とほぼ同等であった。
　本変形例の補償回路では、第４の実施形態より補償回路に含まれるインダクタンスの数量が小さく、かつインダクタンス値が小さい。従って、小型化がさらに容易である。
　下記の表５に、Ｒｘ帯ＤＭＩ、Ｔｘ帯ＤＭＩ及びＴｘ帯ＣＭＩの値を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000005
　表５から明らかなように、比較例に比べ本変形例によれば、Ｔｘ帯における挿入損失をさほど悪化させることなく、Ｒｘ帯すなわち受信帯域における差動モードアイソレーションを大幅に改善し得ることがわかる。
　従って、変形例においても、第１～第３の実施形態と同様に、送信帯域における挿入損失をさほど悪化させることなく、受信帯域における差動モードアイソレーションを大幅に改善することが可能となる。上記第１～第４の実施形態では、送信端子から受信端子側へのアイソレーションを大幅に改善することができる。近年、移動体通信機器では、送信出力の増大に伴って、上記差動モードアイソレーション、特に受信帯域における差動モードアイソレーションの改善が強く求められている。第１～第４の実施形態によれば、このような要求を容易に満たすことが可能となる。
　（第５の実施形態）
　図１６は、本発明の第５の実施形態に係るフィルタ装置の回路図である。フィルタ装置５１は、バランスフィルタ５２を有する。バランスフィルタ５２は、シングル端子としての入力端子５３と、出力端子としての第１，第２の平衡端子５４，５５とを有する。ここでは、入力端子５３と第１の平衡端子５４との間に第１の補償回路部１１Ｂが接続されている。第１の補償回路部１１Ｂは、互いに直列に接続されたコンデンサＣ１１，Ｃ１２を有する。コンデンサＣ１１が入力端子５３側に接続されている。コンデンサＣ１１とコンデンサＣ１２との最短の接続点５６とグラウンド電位との間にコンデンサＣ１３及びインダクタンスＬ１１が接続されている。コンデンサＣ１３とインダクタンスＬ１１が直列に接続され、ＬＣ共振回路が構成されている。
　入力端子５３と第２の平衡端子５５との間にも、第２の補償回路部１２Ｂが接続されている。第２の補償回路部１２Ｂは第１の補償回路部１１Ｂとほぼ同様に構成されている。すなわち、コンデンサＣ１４とコンデンサＣ１５とが互いに直列に接続されており、それによってリアクタンス回路が構成されている。コンデンサＣ１４とコンデンサＣ１５との間の接続点５７とグラウンド電位との間に、コンデンサＣ１６とインダクタンスＬ１２とが接続されている。コンデンサＣ１６及びインダクタンスＬ１２によりＬＣ共振回路が構成されている。
　本実施形態においても、ＬＣ共振回路は、第１の信号経路を伝搬する信号と第２の信号経路を伝搬する信号とが、通過帯域外の阻止帯域のうちの特定の周波数帯域において、回路が接続されていない場合に比べて減衰量を大きくするように構成されている。より具体的には、入力端子５３から第１の平衡端子５４に向かう第１の信号経路を伝搬する信号と、入力端子５３からバランスフィルタを通り第２の平衡端子５５に向かう第２の信号経路を伝搬する信号の位相及び振幅が上記特定の周波数帯域内の少なくとも一部の周波数において振幅及び位相が同等となるように構成されている。
　従って、第１～第４の実施形態と同様に、差動モードアイソレーションを大幅に改善することが可能となる。
　第５の実施形態から明らかなように、本発明におけるフィルタ装置は、デュプレクサに限らず、バランスフィルタのみを有するものであってもよい。
　（送信フィルタ及び受信フィルタの回路例）
　第１～第４の実施形態では、送信フィルタ５及び受信フィルタ８をブロックで示したが、送信フィルタ５及び受信フィルタ８は、弾性波共振子などの共振子を利用した様々な回路により実現することができる。図１７は、このような送信フィルタを構成する回路の一例を示す回路図である。図１７に示す送信フィルタでは、複数の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ３及び並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３、インダクタンスＬ２１～Ｌ２３を有するラダー型回路が構成されている。このようなラダー型回路を有するフィルタにより送信フィルタを構成することができる。実際には、上記複数の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ３及び並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３は、一点鎖線で示す圧電基板６１上に電極構造を形成することにより構成することができる。
　図１８は、受信フィルタを構成するバランスフィルタの一例を示す模式的平面図である。図１８に示すバランスフィルタ７１では、圧電基板７２上に第１～第３のＩＤＴ７３～７５が弾性表面波伝搬方向に沿って配置されている。ＩＤＴ７３～７５が設けられている領域の弾性波伝搬方向両側に反射器７６，７７が配置されている。従って、３ＩＤＴ型の縦結合共振子型の平衡－不平衡変換機能を有するバランスフィルタが構成されている。
　なお、図１７及び図１８は、上記送信フィルタ５及び受信フィルタ８を構成する弾性波フィルタの一例を示すものにすぎない。すなわち、送信フィルタ５は、様々な他の回路構成の弾性波フィルタ、あるいは弾性波フィルタ以外のフィルタ装置により構成することができる。同様に、受信フィルタ８についても様々な回路構成の弾性波フィルタや弾性波フィルタ以外の様々なバランスフィルタにより構成することができる。
１…フィルタ装置
２…アンテナ
３…アンテナ端子
４…送信端子
５…送信フィルタ
６，７…第１，第２の平衡端子
８…受信フィルタ
９，９Ａ，９Ｂ，９Ｃ…補償回路
１１，１１Ａ，１１Ｂ…第１の補償回路部
１２，１２Ａ，１２Ｂ…第２の補償回路部
１０，１３…接続点
２１…フィルタ装置
２２…接続点
３１…フィルタ装置
３２…接続点
４１…フィルタ装置
４２…接続点
５１…フィルタ装置
５２…バランスフィルタ
５３…入力端子
５４，５５…第１，第２の平衡端子
５６，５７…接続点
６１…圧電基板
７１…バランスフィルタ
７２…圧電基板
７３～７５…ＩＤＴ
７６，７７…反射器

Claims (10)

  1. 　シングル端子と、第１，第２の平衡端子とを有するフィルタ装置であって、
    　前記シングル端子と前記第１，第２の平衡端子との間に接続されているバランスフィルタと、
    　前記シングル端子と前記第１の平衡端子とを接続している第１の補償回路部及び前記シングル端子と前記第２の平衡端子とを接続している第２の補償回路部のうち少なくとも一方を有する補償回路とを備え、
    　前記補償回路が、前記バランスフィルタの阻止帯域の内の特定の周波数帯域において前記補償回路が接続されていない場合に比べて減衰量を大きくする共振回路を有する、フィルタ装置。
  2. 　前記特定の周波数帯域の一部において、前記シングル端子から前記第１の平衡端子への第１の信号経路を伝搬する信号と、前記シングル端子から前記第２の平衡端子への第２の信号経路を伝搬する信号との振幅及び位相が同等となるように前記共振回路が構成されている、請求項１に記載のフィルタ装置。
  3. 　前記補償回路が、前記共振回路と、前記共振回路に接続されているリアクタンス回路とを有する、請求項１または２に記載のフィルタ装置。
  4. 　前記リアクタンス回路が、静電容量を含む、請求項３に記載のフィルタ装置。
  5. 　前記共振回路が、ＬＣ共振回路からなる、請求項１～４のいずれか一項に記載のフィルタ装置。
  6. 　前記リアクタンス回路が、前記シングル端子と前記第１または第２の平衡端子とを接続している線路において互いに直列に接続された第１，第２の静電容量を有し、前記第１の静電容量と第２の静電容量との間の接続点と、グラウンド電位との間に前記共振回路が接続されている、請求項３～５のいずれか一項に記載のフィルタ装置。
  7. 　前記リアクタンス回路が、前記シングル端子と前記第１または第２の平衡端子とを接続している線路において接続された第３の静電容量を有し、
    　前記第３の静電容量が接続される前記シングル端子と前記第１または第２の平衡端子との両接続点と、グラウンド電位との間に接続される前記共振回路が、前記第３の静電容量の両接続点の一方に一端が接続される第４の静電容量と、該第３の静電容量の両接続点の他方に一端が接続される第５の静電容量と、該第４及び第５の静電容量の他端に接続されるインダクタンスとを有している、請求項３～５のいずれか一項に記載のフィルタ装置。
  8. 　前記第１及び第２の補償回路部を有し、前記第１，第２の補償回路部が前記リアクタンス回路及び前記共振回路を有する、請求項６または請求項７に記載のフィルタ装置。
  9. 　前記シングル端子が送信端子であり、前記第１，第２の平衡端子が第１，第２の受信端子であり、
    　アンテナ端子と、
    　前記アンテナ端子と前記送信端子との間に接続されている送信フィルタとをさらに備え、
    　前記バランスフィルタが、前記アンテナ端子と前記第１，第２の平衡端子としての第１，第２の受信端子との間に接続されたバランス型受信フィルタであり、それによってデュプレクサが構成されている、請求項１～８のいずれか一項に記載のフィルタ装置。
  10. 　前記共振回路の共振周波数が、前記送信フィルタの通過帯域内に位置している、請求項９に記載のフィルタ装置。
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