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WO2011161987A1 - ラダー型弾性波フィルタ装置及び分波器 - Google Patents

ラダー型弾性波フィルタ装置及び分波器 Download PDF

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Publication number
WO2011161987A1
WO2011161987A1 PCT/JP2011/054721 JP2011054721W WO2011161987A1 WO 2011161987 A1 WO2011161987 A1 WO 2011161987A1 JP 2011054721 W JP2011054721 W JP 2011054721W WO 2011161987 A1 WO2011161987 A1 WO 2011161987A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
idt electrode
electrode
side idt
filter device
arm side
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2011/054721
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
高田　俊明
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Murata Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Murata Manufacturing Co Ltd filed Critical Murata Manufacturing Co Ltd
Priority to DE112011102091.0T priority Critical patent/DE112011102091B4/de
Priority to JP2011539819A priority patent/JP5397477B2/ja
Priority to CN201180026195.1A priority patent/CN102918768B/zh
Publication of WO2011161987A1 publication Critical patent/WO2011161987A1/ja
Priority to US13/686,940 priority patent/US9154113B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H03H9/6423—Means for obtaining a particular transfer characteristic
    • H03H9/6433—Coupled resonator filters
    • H03H9/6483—Ladder SAW filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/125—Driving means, e.g. electrodes, coils
    • H03H9/145—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks using surface acoustic waves
    • H03H9/14517—Means for weighting
    • H03H9/1452—Means for weighting by finger overlap length, apodisation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/125—Driving means, e.g. electrodes, coils
    • H03H9/145—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks using surface acoustic waves
    • H03H9/14544—Transducers of particular shape or position
    • H03H9/14573—Arrow type transducers

Definitions

  • the present invention relates to a ladder-type elastic wave filter device and a duplexer including the same.
  • an elastic wave filter device using an elastic wave is used as a filter device used in communication equipment such as a mobile phone.
  • the elastic wave filter device include a longitudinally coupled resonator type elastic wave filter device and a ladder type elastic wave filter device.
  • a longitudinally coupled resonator type acoustic wave filter device is preferably used as a reception filter device for a communication device that is required to be of a balanced type.
  • a ladder-type acoustic wave filter device is preferably used as a transmission filter device that is required to have high power durability.
  • Patent Document 1 in this ladder type surface acoustic wave filter device, cross width weighting is applied to the IDT electrodes constituting the series arm resonator.
  • the IDT electrode constituting the parallel arm resonator is a regular IDT electrode.
  • Patent Document 1 describes that the signal transmission characteristics can be improved by adopting the above configuration.
  • the IDT electrodes constituting the series arm resonators are weighted with a cross width, thereby suppressing ripples generated in the passband high band side portion. it can.
  • the ripple at the center of the passband there is a problem that it is difficult to sufficiently suppress the ripple at the center of the passband.
  • the insertion loss in the low frequency side part in a pass band may deteriorate.
  • An object of the present invention is to provide a ladder-type elastic wave filter device in which ripples in the passband are suppressed and insertion loss is small in both the passband low band side portion and the passband high band side portion. is there.
  • the ladder-type elastic wave filter device includes an input end, an output end, a series arm, a series arm resonator, a parallel arm, and a parallel arm resonator.
  • the serial arm electrically connects the input end and the output end.
  • the series arm resonator is provided on the series arm.
  • the series arm resonator has a series arm side IDT electrode.
  • the parallel arm is electrically connected between the series arm and the ground potential.
  • the parallel arm resonator is provided on the parallel arm.
  • the parallel arm resonator has a parallel arm IDT electrode.
  • Each of the serial arm-side IDT electrode and the parallel arm-side IDT electrode has a pair of comb-like electrodes that are inserted into each other.
  • the comb-like electrode includes a bus bar and a plurality of electrode fingers extending from the bus bar.
  • Cross width weighting is applied to the serial arm side IDT electrodes.
  • the bus bar of the serial arm side IDT electrode is configured such that the distance in the cross width direction perpendicular to the elastic wave propagation direction between the bus bars becomes shorter as the cross width of the electrode fingers becomes smaller in the elastic wave propagation direction.
  • Each of the pair of comb-like electrodes of the parallel arm side IDT electrode further includes a plurality of dummy electrodes. Each of the plurality of dummy electrodes extends from the bus bar. Each of the plurality of dummy electrodes is opposed to the electrode finger of the other comb-like electrode in the cross width direction.
  • the parallel arm side IDT electrode is a regular IDT electrode having a constant crossing width.
  • At least a part of the opposite sides of the bus bar of the counterpart bus bar of each pair of comb-shaped electrodes of the series arm side IDT electrode is elastic wave propagation. It extends in a direction inclined with respect to the direction.
  • the ladder-type elastic wave filter device includes a plurality of series arm resonators.
  • the series arm resonator having the lowest resonance frequency among the plurality of series arm resonators the series arm side IDT electrode is weighted in cross width, and the pair of comb teeth of the series arm side IDT electrode is used.
  • the electrode bus bar is configured such that the distance in the cross width direction perpendicular to the elastic wave propagation direction between the bus bars becomes shorter as the cross width of the electrode fingers becomes smaller in the elastic wave propagation direction.
  • the series arm side IDT electrode is subjected to cross width weighting, and the series arm side IDT electrode
  • the bus bar of the pair of comb-shaped electrodes is configured such that the distance in the cross width direction perpendicular to the elastic wave propagation direction between the bus bars becomes shorter as the cross width of the electrode fingers becomes smaller in the elastic wave propagation direction. ing. According to this configuration, it is possible to more effectively reduce the insertion loss at the high side portion of the passband, and more effectively suppress the ripple generated in the passband.
  • the ladder-type elastic wave filter device includes a plurality of parallel arm resonators.
  • each of the pair of comb-like electrodes of the parallel arm side IDT electrode includes a bus bar, a plurality of electrode fingers, and a plurality of dummy electrodes. According to this configuration, it is possible to more effectively reduce the insertion loss in the lower part of the passband.
  • the tip of the electrode finger of one of the pair of comb-like electrodes of the series arm side IDT electrode is tied.
  • the shape of the region surrounded by the first envelope that is the imaginary line and the second envelope that is the imaginary line formed by connecting the tip of the electrode finger of the other comb-like electrode is hexagonal Shape. According to this configuration, the ladder type acoustic wave filter device can be miniaturized.
  • the ladder-type surface acoustic wave filter device is a ladder-type surface acoustic wave filter device that uses surface acoustic waves.
  • the surface acoustic wave is a leaky surface acoustic wave. According to this configuration, the effect of reducing the insertion loss is greater.
  • the duplexer according to the present invention includes the ladder type acoustic wave filter device according to the present invention.
  • the cross arm weight is applied to the serial arm side IDT electrode.
  • the bus bar of the serial arm side IDT electrode is configured such that the distance in the cross width direction perpendicular to the elastic wave propagation direction between the bus bars becomes shorter as the cross width of the electrode fingers becomes smaller in the elastic wave propagation direction.
  • Each of the pair of comb-like electrodes of the parallel arm side IDT electrode further includes a plurality of dummy electrodes extending from the bus bar and opposed to the electrode fingers of the other comb-like electrode in the cross width direction.
  • the parallel arm side IDT electrode is a regular IDT electrode having a constant crossing width. Therefore, ripples in the passband can be effectively suppressed, and insertion loss can be reduced in both the passband low band side portion and the passband high band side portion.
  • FIG. 1 is a schematic equivalent circuit diagram of a duplexer according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of a transmission filter device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a schematic plan view of a series arm side IDT electrode according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a schematic plan view of a parallel arm IDT electrode according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a graph showing insertion loss characteristics of the transmission filter device in the example and the comparative examples 1 and 2.
  • 6 is a schematic plan view of the serial arm side IDT electrode in Comparative Example 1.
  • FIG. FIG. 7 is a schematic plan view of the serial arm side IDT electrode in Comparative Example 2.
  • FIG. 8 is a schematic plan view of the parallel arm side IDT electrode in Reference Example 2.
  • FIG. 9 is a schematic plan view of a parallel arm side IDT electrode in Reference Example 3.
  • FIG. 10 is a graph showing insertion loss characteristics of the transmission filter devices in Reference Examples 1 to 3.
  • FIG. 11 is a schematic plan view of a series arm side IDT electrode in a modified example.
  • FIG. 12 is a graph showing the return loss of the 1-port resonator in Experimental Examples 1 and 2.
  • the duplexer 1 that is a duplexer shown in FIG. 1 will be described as a preferred embodiment in which the present invention is implemented.
  • the duplexer 1 according to the present embodiment is a duplexer corresponding to the UTMS-BAND8 standard in which the transmission frequency band is 880 MHz to 915 MHz and the reception frequency band is 925 MHz to 960 MHz.
  • the duplexer according to the present invention is not limited to a duplexer.
  • the duplexer according to the present invention may be a triplexer, for example.
  • the duplexer according to the present invention may use a surface acoustic wave or may use a boundary acoustic wave.
  • an example in which the duplexer 1 uses a surface acoustic wave will be described.
  • the duplexer 1 includes a transmission filter device 2 and a reception filter device 3.
  • the reception filter device 3 is a so-called balanced filter device having a balanced-unbalanced conversion function.
  • the reception filter device 3 includes an antenna terminal Ant.
  • the first and second receiving signal terminals Rx. 1, Rx. 2 is connected.
  • the reception filter device 3 can be constituted by, for example, an elastic wave filter device using an elastic wave such as a surface acoustic wave or a boundary acoustic wave. More specifically, the reception filter device 3 can be constituted by, for example, a longitudinally coupled resonator type acoustic wave filter device.
  • the transmission filter device 2 is a ladder type acoustic wave filter device. Specifically, the transmission filter device 2 is a ladder-type surface acoustic wave filter device that uses surface acoustic waves. More specifically, the transmission filter device 2 is a ladder type leaky surface acoustic wave filter device that uses a leaky surface acoustic wave.
  • the transmission filter device 2 includes an antenna terminal Ant. And the transmission side signal terminal Tx. Connected between and. FIG. 2 shows an equivalent circuit diagram of the transmission filter device 2.
  • the transmission filter device 2 includes a transmission side signal terminal Tx. Input terminal 11 and antenna terminal Ant. And an output terminal 12 connected to the terminal.
  • the input end 11 and the output end 12 are electrically connected by a series arm 13.
  • the series arm 13 is provided with a plurality of series arm resonators S1 to S6. That is, the plurality of series arm resonators S 1 to S 6 are connected in series so as to form the series arm 13 between the input end 11 and the output end 12.
  • Each of the plurality of series arm resonators S1 to S6 includes a series arm side IDT electrode.
  • a plurality of parallel arms 14a to 14c are electrically connected between the serial arm 13 and the ground potential. Specifically, a plurality of parallel arms 14a to 14c are electrically connected between a portion of the series arm 13 located between the adjacent series arm resonators S1 to S6 and the ground potential. Each of the plurality of parallel arms 14a to 14c is provided with parallel arm resonators P1 to P3. Each of the parallel arm resonators P1 to P3 includes at least one parallel arm side IDT electrode. Specifically, in the present embodiment, each of the parallel arm resonators P1 to P3 is configured by one parallel arm side IDT electrode.
  • a first inductor L1 is provided so as to be connected in series with the parallel arm resonator P1.
  • the inductor L2 is electrically connected between the connection point between the parallel arm 14b and the parallel arm 14c and the ground potential.
  • the series arm resonators S1 to S6 are constituted by a series arm side IDT electrode 20 schematically shown in FIG.
  • the serial arm side IDT electrode 20 is formed on the piezoelectric substrate 15.
  • a pair of reflectors 25 a and 25 b are formed on both sides of the elastic wave propagation direction x of the series arm side IDT electrode 20.
  • the piezoelectric substrate 15 is not particularly limited, for example, can be configured LiNbO 3 substrate, LiTaO 3 substrate, and the like quartz substrate.
  • the serial arm side IDT electrode 20 includes a pair of comb-like electrodes 21 and 22 that are interleaved with each other.
  • Each of the comb-shaped electrodes 21 and 22 includes bus bars 21a and 22a, a plurality of electrode fingers 21b and 22b, and a plurality of dummy electrodes 21c and 22c.
  • the bus bars 21a and 22a are positioned on the outer side of the cross width direction y perpendicular to the elastic wave propagation direction x, and on the inner side of the cross width direction y, and the counterpart bus bars 21a and 22a. And second sides 21a2 and 22a2 facing each other.
  • the plurality of electrode fingers 21b and 22b extend from the second sides 21a2 and 22a2 located inside the intersecting width direction y along the intersecting width direction y toward the counterpart bus bars 21a and 22a.
  • the plurality of dummy electrodes 21c and 22c extend from the bus bars 21a and 22a along the cross width direction y, and face the electrode fingers 21b and 22b of the counterpart comb-like electrodes 21 and 22 in the cross width direction y. .
  • the serial arm side IDT electrode 20 is subjected to cross width weighting. That is, in the series arm side IDT electrode 20, the widths in which the adjacent electrode fingers 21b and 22b intersect in the intersecting width direction y are different in the elastic wave propagation direction x. In the present embodiment, as the first and second envelopes 23 and 24, which are virtual lines formed by connecting the tips of the electrode fingers 21b, go to the outside of the elastic wave propagation direction x, the counterpart bus bar 21a. , 22a are formed to extend toward the side 22a. For this reason, in the serial arm side IDT electrode 20, the crossing width monotonously decreases from the center in the elastic wave propagation direction x of the serial arm side IDT electrode 20 toward the outside.
  • the serial arm side IDT electrode 20 is formed so that the crossing width has one maximum in the center of the elastic wave propagation direction x.
  • the shape of the region R surrounded by the first and second envelopes 23 and 24 is a rhombus.
  • the bus bars 21a and 22a of the serial arm side IDT electrode 20 extend in a direction in which at least a part of the second sides 21a2 and 22a2 are inclined with respect to the elastic wave propagation direction x.
  • the distance in the cross width direction y between the bus bars 21a and 22a becomes shorter as the cross width of the electrode fingers 21b and 22b becomes smaller in the elastic wave propagation direction x. Accordingly, the length along the cross width direction y of the dummy electrodes 21c and 22c is shortened even in the portion where the cross width of the electrode fingers 21b and 22b is small.
  • the parallel arm resonators P1 to P3 are constituted by the parallel arm side IDT electrode 30 schematically shown in FIG.
  • the parallel arm side IDT electrode 30 is also formed on the piezoelectric substrate 15 in the same manner as the serial arm side IDT electrode 20.
  • a pair of reflectors 35 a and 35 b are formed on both sides of the elastic wave propagation direction x of the parallel arm side IDT electrode 30.
  • the parallel arm-side IDT electrode 30 includes a pair of comb-like electrodes 31 and 32 that are interleaved with each other.
  • Each of the comb-shaped electrodes 31 and 32 includes bus bars 31a and 32a, a plurality of electrode fingers 31b and 32b, and a plurality of dummy electrodes 31c and 32c.
  • the plurality of electrode fingers 31b and 32b extend from the bus bars 31a and 32a along the intersecting width direction y toward the counterpart bus bars 31a and 32a.
  • the parallel arm side IDT electrode 30 is a regular IDT electrode in which the cross width of the electrode fingers 31b and 32b is constant in the elastic wave propagation direction x.
  • the plurality of dummy electrodes 31c and 32c extend from the bus bars 31a and 32a along the cross width direction y, and face the electrode fingers 31b and 32b of the counterpart comb-like electrodes 31 and 32 in the cross width direction y.
  • the opening length which is the distance between the bus bars 31a and 32a of the parallel arm side IDT electrode 30 is larger than the intersection width. .
  • the cross arm weight is applied to the series arm side IDT electrode 20, and the series arm side IDT electrode 20 has the electrode fingers 21b and 22b in the elastic wave propagation direction x.
  • the smaller the intersection width the shorter the distance in the intersection width direction y between the bus bars 21a and 22a. For this reason, it is possible to effectively suppress the ripple of the pass band while reducing the insertion loss in the high part of the pass band of the transmission filter device 2.
  • this effect will be described based on specific examples.
  • members having substantially the same functions as those in the above embodiment are referred to by the same reference numerals, and explanation thereof may be omitted.
  • the transmission filter device 2 in the above embodiment was manufactured with the following design parameters.
  • the insertion loss characteristic of the transmission filter device according to the embodiment is shown by a solid line in FIG.
  • Piezoelectric substrate 42 ° rotation Y-cut X-propagation LiTaO 3 substrate
  • Film configuration of IDT electrode Al film with a thickness of 400 nm
  • Electrode finger pitch on serial arm side IDT electrode S1: 4.27 ⁇ m, S2: 4.24 ⁇ m, S3: 28 ⁇ m, S4: 4.33 ⁇ m, S5: 4.33 ⁇ m, S6: 4.27 ⁇ m
  • Duty at series arm side IDT electrode 0.5 Ratio of cross width weighting in series arm side IDT electrode: 80% Maximum crossing width in series arm side IDT electrodes: S1: 110 ⁇ m, S2: 90 ⁇ m, S3: 100 ⁇ m, S4: 120 ⁇ m, S5: 80 ⁇ m, S6: 110 ⁇ m
  • Maximum opening length in serial arm side IDT electrode S1: 111 ⁇ m, S2: 91 ⁇ m, S3: 101 ⁇ m, S4: 121 ⁇ m, S5: 81
  • Comparative Example 1 As shown in FIG. 6, the configuration similar to that of the above example except that the serial arm side IDT electrode 20 includes bus bars 21 a and 22 a extending in parallel with the elastic wave propagation direction x. A transmission filter device having the same was produced.
  • the insertion loss characteristic of the transmission filter device according to Comparative Example 1 is indicated by a dotted line in FIG.
  • Comparative Example 2 As shown in FIG. 7, a transmission filter device having the same configuration as that of the above example was manufactured except that the series arm side IDT electrode 20 was not subjected to cross width weighting. .
  • the insertion loss characteristic of the transmission filter device according to Comparative Example 2 is shown by a one-dot broken line in FIG.
  • the crossing widths in the series arm side IDT electrodes are S1: 67 ⁇ m, S2: 54 ⁇ m, S3: 59 ⁇ m, S4: 72 ⁇ m, S5: 50 ⁇ m, S6: 67 ⁇ m, and the opening length is S1: 73 ⁇ m, S2: 60 ⁇ m, S3: 65 ⁇ m, S4: 78 ⁇ m, S5: 56 ⁇ m, S6: 73 ⁇ m.
  • the insertion loss in the passband high band side portion (915 MHz) and the ripple deviation in the band of the channel located at the center of the passband (bandwidth 3.84 MHz) in the above embodiment and comparative examples 1 and 2 are shown in the following table. It is shown in 1.
  • the “ripple deviation” is a difference between the maximum value and the minimum value of the insertion loss within a predetermined band, and the smaller the value, the flatter the insertion loss characteristic. That is, the “ripple deviation” is data serving as an index of flatness of the insertion loss characteristic.
  • Example 1 can reduce the insertion loss in the passband high band side portion, it can be seen that ripple occurs in the passband and the flatness of the insertion loss characteristic in the passband is deteriorated.
  • the cross arm weight is applied to the serial arm side IDT electrode 20, and the distance in the cross width direction y between the bus bars 21a and 22a becomes smaller as the cross width of the electrode fingers 21b and 22b becomes smaller in the elastic wave propagation direction x.
  • the insertion loss in the high side portion of the passband is further reduced as compared with Comparative Example 1, and the ripple in the passband can be effectively suppressed, and the insertion loss in the passband can be effectively suppressed.
  • the flatness of the characteristics was further improved as compared with Comparative Example 2.
  • the cross arm weight is applied to the serial arm side IDT electrode 20, and the distance in the cross width direction y between the bus bars 21a and 22a becomes smaller as the cross width of the electrode fingers 21b and 22b becomes smaller in the elastic wave propagation direction x. It can be seen that the ripple in the passband can be effectively suppressed and the insertion loss at the high passband side can be reduced by shortening the length.
  • the ripple in the passband can be effectively suppressed by making the distance in the cross width direction y between the bus bars 21a and 22a shorter as the cross width of the electrode fingers 21b and 22b becomes smaller. Because it becomes shorter. As the dummy electrode becomes shorter, the reflection coefficient of the dummy electrode becomes smaller. As a result, the energy confinement efficiency of higher-order modes of surface acoustic waves or unnecessary waves is reduced, and ripples caused by these are suppressed.
  • the area of the bus bars 21a and 22a is increased by reducing the distance in the cross width direction y between the bus bars 21a and 22a as the cross width of the electrode fingers 21b and 22b decreases. can do. For this reason, the heat dissipation of the bus bars 21a and 22a can be improved.
  • the maximum temperature of the transmission filter device 2 in Comparative Example 1 when the ambient temperature was 55 ° C. and a power of 0.8 W was applied was 101 ° C.
  • the maximum temperature in the example was 97 ° C. . For this reason, it can suppress effectively that the electrode material from an IDT electrode migrates. Therefore, the power durability of the transmission filter device 2 can be improved.
  • the serial arm IDT electrode 20 has the form shown in FIG. That is, the serial arm side IDT electrode 20 in which the bus bars are parallel although the intersection width is weighted is employed.
  • the parallel arm side IDT electrode 30 in the reference example 1, the one shown in FIG. 4 used in the above embodiment was used. That is, in Reference Example 1, the parallel arm side IDT electrode 30 is configured by a regular IDT electrode having a dummy electrode. In Reference Example 1, the opening lengths of the parallel arm side IDT electrodes 30 were P1: 96 ⁇ m, P2: 96 ⁇ m, P3: 86 ⁇ m, and the crossing widths were P1: 90 ⁇ m, P2: 90 ⁇ m, P3: 80 ⁇ m. The length of the dummy electrode was 2.5 ⁇ m.
  • the parallel arm side IDT electrode 30 was the same as Reference Example 1 except that the cross width weighting was applied and the bus bars were parallel as shown in FIG.
  • the opening length of the parallel arm side IDT electrode 30 was P1: 151 ⁇ m, P2: 151 ⁇ m, P3: 134 ⁇ m, and the maximum crossing width was P1: 150 ⁇ m, P2: 150 ⁇ m, P3: 133 ⁇ m.
  • the cross width weighting ratio of the parallel arm side IDT electrode 30 was 80%.
  • Reference Example 3 was the same as Reference Example 1 except that the parallel arm side IDT electrode 30 was a regular type having no dummy electrode as shown in FIG.
  • the opening lengths of the parallel arm side IDT electrodes 30 were P1: 91 ⁇ m, P2: 91 ⁇ m, P3: 81 ⁇ m, and the crossing widths were P1: 90 ⁇ m, P2: 90 ⁇ m, P3: 80 ⁇ m.
  • Fig. 10 shows the insertion loss characteristics of the transmission filter devices in Reference Examples 1 to 3.
  • Table 2 below shows the insertion loss at the low passband side portion (880 MHz) in Reference Examples 1 to 3.
  • the parallel arm side IDT electrode 30 is configured by the IDT electrode subjected to the cross width weighting, rather than the reference example 3 in which the parallel arm side IDT electrode 30 is configured by the normal type IDT electrode.
  • the insertion loss in the lower part of the pass band was smaller. From this, it can be seen that it is effective to weight the parallel arm side IDT electrode 30 in order to reduce the insertion loss in the low passband side portion.
  • the intersection width is weighted, for example, the opening length of the parallel arm side IDT electrode 30 in the parallel arm resonator P1 is increased by about 60% from 91 ⁇ m to 150 ⁇ m. For this reason, the parallel arm side IDT electrode 30 and by extension, the transmission filter device tend to increase in size.
  • the transmission filter device 2 uses an elastic wave.
  • the transmission filter device 2 is a surface acoustic wave, in particular, a LiTaO 3 substrate is a piezoelectric substrate. It is preferable to use a leaky surface acoustic wave.
  • a LiNbO 3 substrate is used, a large amount of ripples are generated due to higher-order transverse modes.
  • the generation of ripples is relatively suppressed. Therefore, if the LiTaO 3 substrate is used, it is not necessary to weight the parallel arm side IDT electrode 30 as a countermeasure against ripples, and the size is not increased.
  • the parallel arm side IDT electrode 30 is configured by a regular IDT electrode
  • energy concentration due to the transverse mode occurs in the gap between the tip of the electrode finger and the bus bar, resulting in an insertion loss.
  • SSBW Surface Skiing Bulk Wave
  • the insertion loss is further increased.
  • the distance in the cross width direction y between the bus bars 21a and 22a becomes shorter as the cross width of the electrode fingers 21b and 22b becomes smaller in the elastic wave propagation direction x.
  • the example comprised by the IDT electrode to which intersection width weighting was given was demonstrated.
  • the present invention is not limited to this configuration.
  • the distance in the cross width direction y between the bus bars 21a and 22a becomes shorter as the cross width of the electrode fingers 21b and 22b becomes smaller in at least one serial arm side IDT electrode in the elastic wave propagation direction x. What is necessary is just to be comprised by the IDT electrode to which intersection width weighting was given.
  • Some series arm side IDT electrodes are subjected to cross width weighting in which the distance in the cross width direction y between the bus bars 21a and 22a becomes shorter as the cross width of the electrode fingers 21b and 22b becomes smaller in the elastic wave propagation direction x.
  • the series arm side IDT electrode constituting the series arm resonator having the lowest resonance frequency and the highest power durability is provided in the electrode fingers 21b and 22b in the elastic wave propagation direction x. It is preferable that the distance between the bus bars 21a and 22a in the cross width direction y is shortened as the cross width becomes smaller.
  • At least one parallel arm side IDT electrode is a regular type IDT electrode having a dummy electrode, an effect can be obtained.
  • all the parallel arm side IDT electrodes have a regular electrode having a dummy electrode. The effect is greater with a type IDT electrode.
  • the shape of the region R surrounded by the first and second envelopes 23 and 24 of the series arm side IDT electrode 20 is a rhombus.
  • the present invention is not limited to this configuration.
  • the shape of the region R surrounded by the first and second envelopes 23 and 24 of the series arm side IDT electrode 20 may be a hexagonal shape.
  • the serial arm side IDT electrode 20 can be further reduced in size.
  • an insertion loss characteristic equivalent to that obtained when the region R has a rhombus shape can be obtained.
  • this will be specifically described based on Experimental Examples 1 and 2.
  • Experimental Example 1 a 1-port resonator constituted by the series arm side IDT electrode 20 having the rhombic region R shown in FIG. 3 used in the above embodiment was manufactured, and the return loss was measured.
  • Experimental Example 2 a 1-port resonator constituted by the serial arm side IDT electrode 20 in which the region R shown in FIG. 11 has a hexagonal shape was manufactured, and the return loss was measured.
  • the logarithm was 90 pairs.
  • the opening length was 97 ⁇ m in Experimental Example 1 and 70 ⁇ m in Experimental Example 2.
  • FIG. 12 shows the return loss of the 1-port resonator in Experimental Examples 1 and 2.
  • the experimental example 1 and the experimental example 2 had the same return loss in the passband high band side 915 MHz. From this result, it can be seen that the insertion loss at the high pass band side portion of the transmission filter device does not change so much even if the region R has a diamond shape or a hexagonal shape.
  • the opening length can be made smaller by making the region R hexagonal than when the region R is diamond-shaped. Therefore, by making the region R hexagonal, it is possible to further reduce the size while suppressing deterioration of the insertion loss characteristic.

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Abstract

　通過帯域内のリップルが抑圧されており、かつ通過帯域低域側部分及び通過帯域高域側部分のいずれにおいても挿入損失が小さいラダー型弾性波フィルタ装置を提供する。　直列腕側ＩＤＴ電極２０には、交差幅重み付けが施されている。直列腕側ＩＤＴ電極２０のバスバー２１ａ、２２ａは、弾性波伝搬方向ｘにおいて、電極指２１ｂ、２２ｂの交差幅が小さくなるほど、バスバー２１ａ、２２ａ間の交差幅方向ｙにおける距離が短くなるように構成されている。並列腕側ＩＤＴ電極３０の一対のくし歯状電極３１，３２のそれぞれは、バスバー３１ａ、３２ａから延び、相手方のくし歯状電極３１，３２の電極指３１ｂ、３２ｂと、交差幅方向ｙに対向している複数のダミー電極３１ｃ、３２ｃをさらに含む。並列腕側ＩＤＴ電極３０は、交差幅が一定である正規型のＩＤＴ電極である。

Description

ラダー型弾性波フィルタ装置及び分波器
　本発明は、ラダー型弾性波フィルタ装置及びそれを備える分波器に関する。
　従来、携帯電話機などの通信機器に用いられるフィルタ装置として、弾性波を利用した弾性波フィルタ装置が使用されている。弾性波フィルタ装置には、縦結合共振子型弾性波フィルタ装置やラダー型弾性波フィルタ装置等がある。例えば、バランス型であることが求められる通信機器の受信フィルタ装置としては、縦結合共振子型弾性波フィルタ装置が好ましく用いられる。一方、耐電力性が高いことが求められる送信フィルタ装置としては、ラダー型弾性波フィルタ装置が好ましく用いられる。
　例えば、下記の特許文献１においては、このラダー型弾性表面波フィルタ装置においては、直列腕共振子を構成しているＩＤＴ電極に交差幅重み付けが施されている。並列腕共振子を構成しているＩＤＴ電極は正規型のＩＤＴ電極とされている。特許文献１では、上記のような構成を採用することにより、信号の伝送特性を改善できる旨が記載されている。
特開平９－２４６９１１号公報
　上記特許文献１に記載のラダー型弾性表面波フィルタ装置では、直列腕共振子を構成しているＩＤＴ電極を交差幅重み付けすることにより、通過帯域高域側部分に発生するリップルを抑圧することができる。しかしながら、通過帯域の中央部のリップルを十分に抑圧することが困難であるという問題がある。また、上記特許文献１では、通過帯域内の低域側部分における挿入損失が悪化してしまう場合があるという問題もある。
　本発明の目的は、通過帯域内のリップルが抑圧されており、かつ通過帯域低域側部分及び通過帯域高域側部分のいずれにおいても挿入損失が小さいラダー型弾性波フィルタ装置を提供することにある。
　本発明に係るラダー型弾性波フィルタ装置は、入力端と、出力端と、直列腕と、直列腕共振子と、並列腕と、並列腕共振子とを備えている。直列腕は、入力端と出力端とを電気的に接続している。直列腕共振子は、直列腕に設けられている。直列腕共振子は、直列腕側ＩＤＴ電極を有する。並列腕は、直列腕とグラウンド電位との間に電気的に接続されている。並列腕共振子は、並列腕に設けられている。並列腕共振子は、並列腕側ＩＤＴ電極を有する。直列腕側ＩＤＴ電極及び並列腕側ＩＤＴ電極のそれぞれは、互いに間挿し合う一対のくし歯状電極を有する。くし歯状電極は、バスバーと、バスバーから延びる複数の電極指とを含む。直列腕側ＩＤＴ電極には、交差幅重み付けが施されている。直列腕側ＩＤＴ電極のバスバーは、弾性波伝搬方向において、電極指の交差幅が小さくなるほど、バスバー間の弾性波伝搬方向に対して垂直な交差幅方向における距離が短くなるように構成されている。並列腕側ＩＤＴ電極の一対のくし歯状電極のそれぞれは、複数のダミー電極をさらに含む。複数のダミー電極のそれぞれは、バスバーから延びている。複数のダミー電極のそれぞれは、相手方のくし歯状電極の電極指と、交差幅方向に対向している。並列腕側ＩＤＴ電極は、交差幅が一定である正規型のＩＤＴ電極である。
　本発明に係るラダー型弾性波フィルタ装置のある特定の局面では、直列腕側ＩＤＴ電極の一対のくし歯状電極のそれぞれのバスバーの、相手方のバスバーの対向する辺の少なくとも一部が弾性波伝搬方向に対して傾斜した方向に延びている。
　本発明に係るラダー型弾性波フィルタ装置の他の特定の局面では、ラダー型弾性波フィルタ装置は、直列腕共振子を複数備えている。複数の直列腕共振子のうちの、少なくとも共振周波数が最も低い直列腕共振子において、直列腕側ＩＤＴ電極に交差幅重み付けが施されていると共に、当該直列腕側ＩＤＴ電極の一対のくし歯状電極のバスバーが、弾性波伝搬方向において、電極指の交差幅が小さくなるほど、バスバー間の弾性波伝搬方向に対して垂直な交差幅方向における距離が短くなるように構成されている。
　本発明に係るラダー型弾性波フィルタ装置の別の特定の局面では、複数の直列腕共振子の全てにおいて、直列腕側ＩＤＴ電極に交差幅重み付けが施されていると共に、当該直列腕側ＩＤＴ電極の一対のくし歯状電極のバスバーが、弾性波伝搬方向において、電極指の交差幅が小さくなるほど、バスバー間の弾性波伝搬方向に対して垂直な交差幅方向における距離が短くなるように構成されている。この構成によれば、通過帯域高域側部分の挿入損失をより効果的に低減できると共に、通過帯域内に発生するリップルをより効果的に抑圧することができる。
　本発明に係るラダー型弾性波フィルタ装置のさらに他の特定の局面では、ラダー型弾性波フィルタ装置は、並列腕共振子を複数備えている。複数の並列腕共振子の全てにおいて、並列腕側ＩＤＴ電極の一対のくし歯状電極のそれぞれが、バスバーと、複数の電極指と、複数のダミー電極とを有する。この構成によれば、通過帯域低域側部分の挿入損失をより効果的に低減できる。
　本発明に係るラダー型弾性波フィルタ装置のさらに別の特定の局面では、直列腕側ＩＤＴ電極の一対のくし歯状電極のうちの一方のくし歯状電極の電極指の先端を結ぶことにより形成される仮想線である第１の包絡線と、他方のくし歯状電極の電極指の先端を結ぶことにより形成される仮想線である第２の包絡線とにより囲まれた領域の形状が六角形状である。この構成によれば、ラダー型弾性波フィルタ装置を小型化し得る。
　本発明に係るラダー型弾性波フィルタ装置のさらにまた他の特定の局面では、ラダー型弾性波フィルタ装置は、弾性表面波を利用したラダー型弾性表面波フィルタ装置である。
　本発明に係るラダー型弾性波フィルタ装置のさらにまた別の特定の局面では、弾性表面波がリーキー弾性表面波である。この構成によれば、挿入損失を低減する効果がより大きい。
　本発明に係る分波器は、上記本発明に係るラダー型弾性波フィルタ装置を備えている。
　本発明では、直列腕側ＩＤＴ電極には、交差幅重み付けが施されている。直列腕側ＩＤＴ電極のバスバーは、弾性波伝搬方向において、電極指の交差幅が小さくなるほど、バスバー間の弾性波伝搬方向に対して垂直な交差幅方向における距離が短くなるように構成されている。並列腕側ＩＤＴ電極の一対のくし歯状電極のそれぞれは、バスバーから延び、相手方のくし歯状電極の電極指と、交差幅方向に対向している複数のダミー電極をさらに有する。並列腕側ＩＤＴ電極は、交差幅が一定である正規型のＩＤＴ電極である。従って、通過帯域内のリップルを効果的に抑圧できると共に、通過帯域低域側部分及び通過帯域高域側部分のいずれにおいても挿入損失を低減することができる。
図１は、本発明を実施した一実施形態に係る分波器の模式的等価回路図である。 図２は、本発明を実施した一実施形態における送信フィルタ装置の等価回路図である。 図３は、本発明を実施した一実施形態における直列腕側ＩＤＴ電極の模式的平面図である。 図４は、本発明を実施した一実施形態における並列腕側ＩＤＴ電極の模式的平面図である。 図５は、実施例及び比較例１，２における送信フィルタ装置の挿入損失特性を表すグラフである。 図６は、比較例１における直列腕側ＩＤＴ電極の模式的平面図である。 図７は、比較例２における直列腕側ＩＤＴ電極の模式的平面図である。 図８は、参考例２における並列腕側ＩＤＴ電極の模式的平面図である。 図９は、参考例３における並列腕側ＩＤＴ電極の模式的平面図である。 図１０は、参考例１～３における送信フィルタ装置の挿入損失特性を表すグラフである。 図１１は、変形例における直列腕側ＩＤＴ電極の模式的平面図である。 図１２は、実験例１，２における１ポート型共振子のリターンロスを表すグラフである。
　以下、本発明を実施した好ましい形態について、図１に示すデュプレクサである分波器１について説明する。詳細には、本実施形態に係る分波器１は、送信周波数帯が８８０ＭＨｚ～９１５ＭＨｚであり、受信周波数帯が９２５ＭＨｚ～９６０ＭＨｚであるＵＴＭＳ－ＢＡＮＤ８規格に対応したデュプレクサである。但し、本発明に係る分波器は、デュプレクサに限定されない。本発明に係る分波器は、例えばトリプレクサなどであってもよい。また、本発明に係る分波器は、弾性表面波を利用するものであってもよいし、弾性境界波を利用するものであってもよい。ここでは、分波器１が弾性表面波を利用するものである例について説明する。
　図１に示すように、分波器１は、送信フィルタ装置２と、受信フィルタ装置３とを備えている。受信フィルタ装置３は、平衡－不平衡変換機能を有する所謂バランス型のフィルタ装置である。受信フィルタ装置３は、アンテナ端子Ａｎｔ．と、第１及び第２の受信側信号端子Ｒｘ．１，Ｒｘ．２との間に接続されている。受信フィルタ装置３は、例えば、弾性表面波や弾性境界波などの弾性波を利用した弾性波フィルタ装置により構成することができる。より具体的には、受信フィルタ装置３は、例えば、縦結合共振子型弾性波フィルタ装置により構成することができる。
　送信フィルタ装置２は、ラダー型弾性波フィルタ装置である。具体的には、送信フィルタ装置２は、弾性表面波を利用するラダー型弾性表面波フィルタ装置である。より具体的には、送信フィルタ装置２は、リーキー弾性表面波を利用するラダー型リーキー弾性表面波フィルタ装置である。
　送信フィルタ装置２は、アンテナ端子Ａｎｔ．と、送信側信号端子Ｔｘ．との間に接続されている。図２に送信フィルタ装置２の等価回路図を示す。
　図２に示すように、送信フィルタ装置２は、送信側信号端子Ｔｘ．に接続される入力端１１と、アンテナ端子Ａｎｔ．に接続される出力端１２とを有する。入力端１１と出力端１２との間は、直列腕１３によって電気的に接続されている。直列腕１３には、複数の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ６が設けられている。すなわち、複数の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ６は、入力端１１と出力端１２との間において、直列腕１３を形成するように直列に接続されている。複数の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ６のそれぞれは、直列腕側ＩＤＴ電極により構成されている。
　直列腕１３とグラウンド電位との間には、複数の並列腕１４ａ～１４ｃが電気的に接続されている。具体的には、直列腕１３の、隣接する直列腕共振子Ｓ１～Ｓ６の間に位置する部分と、グラウンド電位との間に、複数の並列腕１４ａ～１４ｃが電気的に接続されている。複数の並列腕１４ａ～１４ｃのそれぞれには、並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３が設けられている。並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３のそれぞれは、少なくとも一つの並列腕側ＩＤＴ電極により構成されている。具体的には、本実施形態では、並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３のそれぞれは、一つの並列腕側ＩＤＴ電極により構成されている。
　並列腕１４ａにおいては、並列腕共振子Ｐ１と直列に接続されるように第１のインダクタＬ１が設けられている。一方、並列腕１４ｂと並列腕１４ｃとの接続点と、グラウンド電位との間には、インダクタＬ２が電気的に接続されている。
　本実施形態では、直列腕共振子Ｓ１～Ｓ６は、図３に模式的に示す直列腕側ＩＤＴ電極２０により構成されている。図３に示すように、直列腕側ＩＤＴ電極２０は、圧電基板１５の上に形成されている。圧電基板１５上において、直列腕側ＩＤＴ電極２０の弾性波伝搬方向ｘ両側には、一対の反射器２５ａ、２５ｂが形成されている。なお、圧電基板１５は、特に限定されず、例えば、ＬｉＮｂＯ３基板、ＬｉＴａＯ３基板、水晶基板などにより構成することができる。
　直列腕側ＩＤＴ電極２０は、互いに間挿し合っている一対のくし歯状電極２１，２２を備えている。くし歯状電極２１，２２のそれぞれは、バスバー２１ａ、２２ａと、複数の電極指２１ｂ、２２ｂと、複数のダミー電極２１ｃ、２２ｃとを備えている。バスバー２１ａ、２２ａは、弾性波伝搬方向ｘに対して垂直な交差幅方向ｙの外側に位置する第１の辺２１ａ１，２２ａ１と、交差幅方向ｙの内側に位置し、相手方のバスバー２１ａ、２２ａに対向している第２の辺２１ａ２，２２ａ２とを有する。上記複数の電極指２１ｂ、２２ｂは、この交差幅方向ｙの内側に位置する第２の辺２１ａ２，２２ａ２から交差幅方向ｙに沿って、相手方のバスバー２１ａ、２２ａに向かって延びている。複数のダミー電極２１ｃ、２２ｃは、バスバー２１ａ、２２ａから交差幅方向ｙに沿って延びており、相手方のくし歯状電極２１，２２の電極指２１ｂ、２２ｂと交差幅方向ｙにおいて対向している。
　直列腕側ＩＤＴ電極２０には、交差幅重み付けが施されている。すなわち、直列腕側ＩＤＴ電極２０では、隣り合う電極指２１ｂ、２２ｂが交差幅方向ｙに交差している幅が、弾性波伝搬方向ｘにおいて異ならされている。本実施形態では、電極指２１ｂの先端を結ぶことにより形成される仮想線である第１及び第２の包絡線２３，２４のそれぞれが弾性波伝搬方向ｘの外側に向かうに従って、相手方のバスバー２１ａ、２２ａ側に向かって延びるようにくし歯状電極２１，２２が形成されている。このため、直列腕側ＩＤＴ電極２０においては、交差幅は、直列腕側ＩＤＴ電極２０の弾性波伝搬方向ｘにおける中央から外側に向かって単調減少している。換言すれば、直列腕側ＩＤＴ電極２０は、弾性波伝搬方向ｘの中央において、交差幅が一つの極大を有するように形成されている。本実施形態では、第１及び第２の包絡線２３，２４により囲まれた領域Ｒの形状は、菱形である。
　また、本実施形態では、直列腕側ＩＤＴ電極２０のバスバー２１ａ、２２ａは、第２の辺２１ａ２，２２ａ２の少なくとも一部が弾性波伝搬方向ｘに対して傾斜した方向に延びている。このため、本実施形態では、弾性波伝搬方向ｘにおいて、電極指２１ｂ、２２ｂの交差幅が小さくなるほど、バスバー２１ａ、２２ａ間の交差幅方向ｙにおける距離が短くなっている。従って、電極指２１ｂ、２２ｂの交差幅の小さな部分においても、ダミー電極２１ｃ、２２ｃの交差幅方向ｙに沿った長さが短くされている。
　本実施形態では、並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３は、図４に模式的に示す並列腕側ＩＤＴ電極３０により構成されている。図４に示すように、並列腕側ＩＤＴ電極３０も、直列腕側ＩＤＴ電極２０と同様に、圧電基板１５の上に形成されている。圧電基板１５上において、並列腕側ＩＤＴ電極３０の弾性波伝搬方向ｘ両側には、一対の反射器３５ａ、３５ｂが形成されている。
　並列腕側ＩＤＴ電極３０は、互いに間挿し合っている一対のくし歯状電極３１，３２を備えている。くし歯状電極３１，３２のそれぞれは、バスバー３１ａ、３２ａと、複数の電極指３１ｂ、３２ｂと、複数のダミー電極３１ｃ、３２ｃとを備えている。複数の電極指３１ｂ、３２ｂは、バスバー３１ａ、３２ａから交差幅方向ｙに沿って、相手方のバスバー３１ａ、３２ａに向かって延びている。本実施形態では、並列腕側ＩＤＴ電極３０は、電極指３１ｂ、３２ｂの交差幅が弾性波伝搬方向ｘにおいて一定である正規型のＩＤＴ電極である。複数のダミー電極３１ｃ、３２ｃは、バスバー３１ａ、３２ａから交差幅方向ｙに沿って延び、相手方のくし歯状電極３１，３２の電極指３１ｂ、３２ｂと交差幅方向ｙにおいて対向している。このように、本実施形態では、並列腕側ＩＤＴ電極３０は、ダミー電極３１ｃ、３２ｃを有するため、並列腕側ＩＤＴ電極３０のバスバー３１ａ、３２ａ間距離である開口長は、交差幅よりも大きい。
　以上説明したように、本実施形態では、直列腕側ＩＤＴ電極２０に交差幅重み付けが施されており、かつ、直列腕側ＩＤＴ電極２０は、弾性波伝搬方向ｘにおいて、電極指２１ｂ、２２ｂの交差幅が小さくなるほど、バスバー２１ａ、２２ａ間の交差幅方向ｙにおける距離が短くなるように構成されている。このため、送信フィルタ装置２の通過帯域高域側部分における挿入損失を低減しつつ、通過帯域のリップルを効果的に抑圧することができる。以下、この効果について、具体例に基づいて説明する。なお、説明の便宜上、以下の比較例や実験例などの説明においても、上記実施形態と実質的に同様の機能を有する部材を同様の符号で参照し、説明を省略することがある。
　まず、実施例においては、下記の設計パラメータで上記実施形態における送信フィルタ装置２を作製した。実施例に係る送信フィルタ装置の挿入損失特性を図５に実線で示す。
　（実施例における設計パラメータ）
　圧電基板：４２°回転ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３基板
　ＩＤＴ電極の膜構成：厚み４００ｎｍのＡｌ膜
　直列腕側ＩＤＴ電極における電極指ピッチ：Ｓ１：４．２７μｍ、Ｓ２：４．２４μｍ、Ｓ３：４．２８μｍ、Ｓ４：４．３３μｍ、Ｓ５：４．３３μｍ、Ｓ６：４．２７μｍ
　直列腕側ＩＤＴ電極におけるデューティー：０．５
　直列腕側ＩＤＴ電極における交差幅重み付けの割合：８０％
　直列腕側ＩＤＴ電極における最大交差幅：Ｓ１：１１０μｍ、Ｓ２：９０μｍ、Ｓ３：１００μｍ、Ｓ４：１２０μｍ、Ｓ５：８０μｍ、Ｓ６：１１０μｍ
　直列腕側ＩＤＴ電極における最大開口長：Ｓ１：１１１μｍ、Ｓ２：９１μｍ、Ｓ３：１０１μｍ、Ｓ４：１２１μｍ、Ｓ５：８１μｍ、Ｓ６：１１１μｍ
　並列腕側ＩＤＴ電極における電極指ピッチ：Ｐ１：４．４７μｍ、Ｐ２：４．４５μｍ、Ｐ３：４．４７μｍ
　並列腕側ＩＤＴ電極におけるデューティー：０．５
　並列腕側ＩＤＴ電極における交差幅：Ｐ１：９０μｍ、Ｐ２：９０μｍ、Ｐ３：８０μｍ
　並列腕側ＩＤＴ電極における開口長：Ｐ１：９６μｍ、Ｐ２：９６μｍ、Ｐ３：８６μｍ
　比較例１においては、図６に示すように、直列腕側ＩＤＴ電極２０を弾性波伝搬方向ｘと平行に延びるバスバー２１ａ、２２ａを有するものとしたこと以外は、上記実施例と同様の構成を有する送信フィルタ装置を作製した。比較例１に係る送信フィルタ装置の挿入損失特性を図５に点線で示す。
　比較例２においては、図７に示すように、直列腕側ＩＤＴ電極２０を交差幅重み付けが施されていないものとしたこと以外は、上記実施例と同様の構成を有する送信フィルタ装置を作製した。比較例２に係る送信フィルタ装置の挿入損失特性を図５に一点破線で示す。但し、比較例２においては、直列腕側ＩＤＴ電極における交差幅は、Ｓ１：６７μｍ、Ｓ２：５４μｍ、Ｓ３：５９μｍ、Ｓ４：７２μｍ、Ｓ５：５０μｍ、Ｓ６：６７μｍであり、開口長は、Ｓ１：７３μｍ、Ｓ２：６０μｍ、Ｓ３：６５μｍ、Ｓ４：７８μｍ、Ｓ５：５６μｍ、Ｓ６：７３μｍとした。
　また、上記実施例及び比較例１，２における通過帯域高域側部分（９１５ＭＨｚ）における挿入損失と、通過帯域中央に位置するチャンネルの帯域内（帯域幅３．８４ＭＨｚ）におけるリップル偏差を下記の表１に示す。なお、「リップル偏差」とは、所定の帯域内における挿入損失の最大値と最小値の差であり、値が小さいほど挿入損失特性が平坦であることを示す。つまり、「リップル偏差」は、挿入損失特性の平坦性の指標となるデータである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　上記表１及び図５に示す結果から明らかなように、正規型のＩＤＴ電極により直列腕側ＩＤＴ電極２０を構成した比較例２よりも、直列腕側ＩＤＴ電極２０に交差幅重み付けを施した比較例１の方が通過帯域高域側部分における挿入損失を低減できるものの、通過帯域内にリップルが発生し、通過帯域における挿入損失特性の平坦性が悪くなることが分かる。
　それに対して、直列腕側ＩＤＴ電極２０に交差幅重み付けを施すと共に、弾性波伝搬方向ｘにおいて、電極指２１ｂ、２２ｂの交差幅が小さくなるほど、バスバー２１ａ、２２ａ間の交差幅方向ｙにおける距離が短くなるようにした実施例では、通過帯域高域側部分における挿入損失が、比較例１よりもさらに低減されており、かつ、通過帯域内におけるリップルを効果的に抑圧でき、通過帯域における挿入損失特性の平坦性が、比較例２よりもさらに高められていた。この結果から、直列腕側ＩＤＴ電極２０に交差幅重み付けを施すと共に、弾性波伝搬方向ｘにおいて、電極指２１ｂ、２２ｂの交差幅が小さくなるほど、バスバー２１ａ、２２ａ間の交差幅方向ｙにおける距離が短くなるようにすることにより、通過帯域内のリップルを効果的に抑圧できると共に、通過帯域高域側部分の挿入損失も低減することができることが分かる。
　なお、電極指２１ｂ、２２ｂの交差幅が小さくなるほど、バスバー２１ａ、２２ａ間の交差幅方向ｙにおける距離が短くなるようにすることによって通過帯域内のリップルを効果的に抑圧できるのは、ダミー電極が短くなるからである。ダミー電極が短くなることにより、ダミー電極の反射係数が小さくなる。そのため、弾性表面波の高次モードまたは不要波のエネルギー閉じ込め効率が低下して、これらに起因するリップルが抑圧される。
　また、弾性波伝搬方向ｘにおいて、電極指２１ｂ、２２ｂの交差幅が小さくなるほど、バスバー２１ａ、２２ａ間の交差幅方向ｙにおける距離が短くなるようにすることによって、バスバー２１ａ、２２ａの面積を大きくすることができる。このため、バスバー２１ａ、２２ａの放熱性を向上させることができる。実際に、雰囲気温度を５５℃とし、０．８Ｗの電力を印加したときの比較例１における送信フィルタ装置２の最高温度は、１０１℃であり、実施例における最高温度は、９７℃であった。このため、ＩＤＴ電極からの電極材料がマイグレーションすることを効果的に抑制することができる。従って、送信フィルタ装置２の耐電力性を高めることができる。
　次に、並列腕側ＩＤＴ電極３０がフィルタ特性に与える影響について、参考例１～３により評価した。
　参考例１～３では、直列腕側ＩＤＴ電極２０を、比較例１において用いた図６に示す形態のものとした。すなわち、交差幅重み付けが施されているものの、バスバーが平行である直列腕側ＩＤＴ電極２０を採用した。
　並列腕側ＩＤＴ電極３０に関しては、参考例１では、上記実施例において用いた図４に示す形態のものを用いた。すなわち、参考例１では、並列腕側ＩＤＴ電極３０を、ダミー電極を有する正規型のＩＤＴ電極により構成した。参考例１において、並列腕側ＩＤＴ電極３０の開口長はＰ１：９６μｍ、Ｐ２：９６μｍ、Ｐ３：８６μｍであり、交差幅は、Ｐ１：９０μｍ、Ｐ２：９０μｍ、Ｐ３：８０μｍであった。ダミー電極の長さは、２．５μｍであった。
　参考例２では、並列腕側ＩＤＴ電極３０を、図８に示すように、交差幅重み付けが施されており、バスバーが平行であるものとしたこと以外は、参考例１と同様とした。なお、参考例２において、並列腕側ＩＤＴ電極３０の開口長はＰ１：１５１μｍ、Ｐ２：１５１μｍ、Ｐ３：１３４μｍであり、最大交差幅は、Ｐ１：１５０μｍ、Ｐ２：１５０μｍ、Ｐ３：１３３μｍであった。並列腕側ＩＤＴ電極３０の交差幅重み付け割合は、８０％であった。
　参考例３では、並列腕側ＩＤＴ電極３０を、図９に示すように、ダミー電極を有さない正規型としたこと以外は、参考例１と同様とした。なお、参考例３において、並列腕側ＩＤＴ電極３０の開口長はＰ１：９１μｍ、Ｐ２：９１μｍ、Ｐ３：８１μｍであり、交差幅は、Ｐ１：９０μｍ、Ｐ２：９０μｍ、Ｐ３：８０μｍであった。
　参考例１～３における送信フィルタ装置の挿入損失特性を図１０に示す。また、参考例１～３における通過帯域低域側部分（８８０ＭＨｚ）における挿入損失を下記の表２に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　上記表２及び図１０から明らかなように、正規型のＩＤＴ電極により並列腕側ＩＤＴ電極３０を構成した参考例３よりも、交差幅重み付けを施したＩＤＴ電極により並列腕側ＩＤＴ電極３０を構成した参考例２の方が通過帯域低域側部分における挿入損失が小さかった。このことから、通過帯域低域側部分における挿入損失を小さくするためには、並列腕側ＩＤＴ電極３０に交差幅重み付けを施すことが有効であることが分かる。しかしながら、交差幅重み付けを施すと、例えば並列腕共振子Ｐ１における並列腕側ＩＤＴ電極３０の開口長が９１μｍから１５０μｍまで、約６０％も増大する。このため、並列腕側ＩＤＴ電極３０、ひいては送信フィルタ装置が大型化する傾向にある。
　それに対して、ダミー電極を有する正規型のＩＤＴ電極により並列腕側ＩＤＴ電極３０を構成した参考例１では、例えば並列腕共振子Ｐ１における開口長が９６μｍと比較的小さいにも関わらず、通過帯域低域側部分における挿入損失が小さかった。この結果から、ダミー電極を有する正規型のＩＤＴ電極により並列腕側ＩＤＴ電極３０を構成することにより、並列腕側ＩＤＴ電極３０を大型化することなく、通過帯域低域側部分における挿入損失を効果的に低減できることが分かる。
　なお、上記の効果は、送信フィルタ装置２が弾性波を利用するものであれば一般的に得られるものであるが、送信フィルタ装置２は、弾性表面波、なかでも、ＬｉＴａＯ３基板を圧電基板として用い、リーキー弾性表面波を利用するものであることが好ましい。例えば、ＬｉＮｂＯ３基板を用いた場合には高次横モードに起因するリップルが多く発生するが、ＬｉＴａＯ３基板を用いればリップルの発生が比較的抑えられる。そのため、ＬｉＴａＯ３基板を用いれば、リップル対策として並列腕側ＩＤＴ電極３０にも交差幅重み付けを施す必要はなくなり、大型化することもない。また、正規型のＩＤＴ電極により並列腕側ＩＤＴ電極３０を構成した参考例３の場合は、電極指の先端とバスバーとのギャップに横モードによるエネルギー集中が発生して挿入損失となるが、リーキー弾性表面波を利用した場合は電極指の先端とバスバーとのギャップにＳＳＢＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ　Ｓｋｉｍｍｉｎｇ　Ｂｕｌｋ　Ｗａｖｅ）が発生して、さらに挿入損失が大きくなる。正規型のＩＤＴ電極にダミー電極を設けることにより、どちらの要因も抑圧できるため、リーキー弾性表面波を利用した場合は特に挿入損失を低減する効果が大きい。
　上記実施形態では、全ての直列腕側ＩＤＴ電極２０が、弾性波伝搬方向ｘにおいて、電極指２１ｂ、２２ｂの交差幅が小さくなるほど、バスバー２１ａ、２２ａ間の交差幅方向ｙにおける距離が短くなる、交差幅重み付けが施されたＩＤＴ電極により構成されている例について説明した。但し、本発明はこの構成に限定されない。本発明においては、少なくとも一つの直列腕側ＩＤＴ電極が、弾性波伝搬方向ｘにおいて、電極指２１ｂ、２２ｂの交差幅が小さくなるほど、バスバー２１ａ、２２ａ間の交差幅方向ｙにおける距離が短くなる、交差幅重み付けが施されたＩＤＴ電極により構成されていればよい。一部の直列腕側ＩＤＴ電極を、弾性波伝搬方向ｘにおいて、電極指２１ｂ、２２ｂの交差幅が小さくなるほど、バスバー２１ａ、２２ａ間の交差幅方向ｙにおける距離が短くなる、交差幅重み付けが施されたＩＤＴ電極により構成する場合は、共振周波数が最も低く、最も高い耐電力性が求められる直列腕共振子を構成する直列腕側ＩＤＴ電極を、弾性波伝搬方向ｘにおいて、電極指２１ｂ、２２ｂの交差幅が小さくなるほど、バスバー２１ａ、２２ａ間の交差幅方向ｙにおける距離が短くなる、交差幅重み付けが施されたＩＤＴ電極により構成することが好ましい。
　同様に、本発明において、少なくとも一つの並列腕側ＩＤＴ電極が、ダミー電極を有する正規型のＩＤＴ電極であれば効果が奏されるが、全ての並列腕側ＩＤＴ電極を、ダミー電極を有する正規型のＩＤＴ電極としたほうが効果はより大きくなる。
　また、上記実施形態では、直列腕側ＩＤＴ電極２０の第１及び第２の包絡線２３，２４により囲まれた領域Ｒの形状が菱形である例について説明した。但し、本発明は、この構成に限定されない。例えば、図１１に示すように、直列腕側ＩＤＴ電極２０の第１及び第２の包絡線２３，２４により囲まれた領域Ｒの形状は、六角形状であってもよい。そうすることにより、直列腕側ＩＤＴ電極２０をより小型化することができる。また、領域Ｒを六角形状とした場合であっても、領域Ｒが菱形状である場合と同等の挿入損失特性が得られる。以下、これについて、実験例１，２に基づいて具体的に説明する。
　実験例１では、上記実施形態で用いた図３に示す、領域Ｒが菱形状である直列腕側ＩＤＴ電極２０により構成された１ポート型共振子を作製し、リターンロスを測定した。一方、実験例２では、図１１に示す、領域Ｒが六角形状である直列腕側ＩＤＴ電極２０により構成された１ポート型共振子を作製し、リターンロスを測定した。なお、実験例１，２において、対数は９０対とした。開口長は、実験例１では９７μｍとし、実験例２では７０μｍとした。
　図１２に、実験例１，２における１ポート型共振子のリターンロスを示す。図１２に示すように、実験例１と実験例２とでは、通過帯域高域側９１５ＭＨｚにおけるリターンロスが同等であった。この結果から、領域Ｒを菱形状としても、六角形状としても、送信フィルタ装置の通過帯域高域側部分における挿入損失は、それほど変化しないことが分かる。一方、開口長に関しては、領域Ｒを六角形状とすることにより、領域Ｒが菱形状である場合よりも小さくすることができる。従って、領域Ｒを六角形状とすることにより、挿入損失特性の劣化を抑制しつつ、さらなる小型化を図ることができる。
１…分波器
２…送信フィルタ装置
３…受信フィルタ装置
１１…入力端
１２…出力端
１３…直列腕
１４ａ～１４ｃ…並列腕
１５…圧電基板
２０…直列腕側ＩＤＴ電極
２１…第１のくし歯状電極
２２…第２のくし歯状電極
２１ａ、２２ａ…バスバー
２１ａ１、２２ａ１…第１の辺
２１ａ２、２２ａ２…第２の辺
２１ｂ、２２ｂ…電極指
２１ｃ、２２ｃ…ダミー電極
２３…第１の包絡線
２４…第２の包絡線
２５ａ、２５ｂ…反射器
３０…並列腕側ＩＤＴ電極
３１，３２…くし歯状電極
３１ａ、３２ａ…バスバー
３１ｂ、３２ｂ…電極指
３１ｃ、３２ｃ…ダミー電極
３５ａ、３５ｂ…反射器
Ｐ１～Ｐ３…並列腕共振子
Ｓ１～Ｓ６…直列腕共振子
Ｌ１，Ｌ２…インダクタ
Ｒｘ．１，Ｒｘ．２…受信側信号端子
Ｔｘ．…送信側信号端子

Claims (9)

  1. 　入力端と、
    　出力端と、
    　入力端と出力端とを電気的に接続している直列腕と、
    　前記直列腕に設けられており、直列腕側ＩＤＴ電極を有する直列腕共振子と、
    　前記直列腕とグラウンド電位との間に電気的に接続されている並列腕と、
    　前記並列腕に設けられており、並列腕側ＩＤＴ電極を有する並列腕共振子と、
    を備え、
    　前記直列腕側ＩＤＴ電極及び前記並列腕側ＩＤＴ電極のそれぞれは、バスバーと、前記バスバーから延びる複数の電極指とを含み、互いに間挿し合う一対のくし歯状電極を有し、
    　前記直列腕側ＩＤＴ電極には、交差幅重み付けが施されており、かつ前記直列腕側ＩＤＴ電極のバスバーは、弾性波伝搬方向において、前記電極指の交差幅が小さくなるほど、前記バスバー間の弾性波伝搬方向に対して垂直な交差幅方向における距離が短くなるように構成されており、
    　前記並列腕側ＩＤＴ電極の一対のくし歯状電極のそれぞれは、前記バスバーから延び、相手方のくし歯状電極の電極指と、交差幅方向に対向している複数のダミー電極をさらに含み、かつ前記並列腕側ＩＤＴ電極は、交差幅が一定である正規型のＩＤＴ電極である、ラダー型弾性波フィルタ装置。
  2. 　前記直列腕側ＩＤＴ電極の一対のくし歯状電極のそれぞれのバスバーの、相手方のバスバーの対向する辺の少なくとも一部が弾性波伝搬方向に対して傾斜した方向に延びている、請求項１に記載のラダー型弾性波フィルタ装置。
  3. 　前記直列腕共振子を複数備え、
    　前記複数の直列腕共振子のうちの、少なくとも共振周波数が最も低い直列腕共振子において、前記直列腕側ＩＤＴ電極に交差幅重み付けが施されていると共に、当該直列腕側ＩＤＴ電極の一対のくし歯状電極のバスバーが、弾性波伝搬方向において、前記電極指の交差幅が小さくなるほど、前記バスバー間の弾性波伝搬方向に対して垂直な交差幅方向における距離が短くなるように構成されている、請求項１または２に記載のラダー型弾性波フィルタ装置。
  4. 　前記複数の直列腕共振子の全てにおいて、前記直列腕側ＩＤＴ電極に交差幅重み付けが施されていると共に、当該直列腕側ＩＤＴ電極の一対のくし歯状電極のバスバーが、弾性波伝搬方向において、前記電極指の交差幅が小さくなるほど、前記バスバー間の弾性波伝搬方向に対して垂直な交差幅方向における距離が短くなるように構成されている、請求項３に記載のラダー型弾性波フィルタ装置。
  5. 　前記並列腕共振子を複数備え、
    　前記複数の並列腕共振子の全てにおいて、前記並列腕側ＩＤＴ電極の一対のくし歯状電極のそれぞれが、前記バスバーと、前記複数の電極指と、前記複数のダミー電極とを有する、請求項１～４のいずれか一項に記載のラダー型弾性波フィルタ装置。
  6. 　前記直列腕側ＩＤＴ電極の一対のくし歯状電極のうちの一方のくし歯状電極の電極指の先端を結ぶことにより形成される仮想線である第１の包絡線と、他方のくし歯状電極の電極指の先端を結ぶことにより形成される仮想線である第２の包絡線とにより囲まれた領域の形状が六角形状である、請求項１～５のいずれか一項に記載のラダー型弾性波フィルタ装置。
  7. 　弾性表面波を利用したラダー型弾性表面波フィルタ装置である、請求項１～６のいずれか一項に記載のラダー型弾性波フィルタ装置。
  8. 　前記弾性表面波がリーキー弾性表面波である、請求項７に記載のラダー型弾性波フィルタ装置。
  9. 　請求項１～８のいずれか一項に記載のラダー型弾性波フィルタ装置を送信フィルタ装置として備える分波器。
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