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WO2010143532A1 - 受信装置及び受信方法 - Google Patents

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WO2010143532A1
WO2010143532A1 PCT/JP2010/058802 JP2010058802W WO2010143532A1 WO 2010143532 A1 WO2010143532 A1 WO 2010143532A1 JP 2010058802 W JP2010058802 W JP 2010058802W WO 2010143532 A1 WO2010143532 A1 WO 2010143532A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
unit
replica
interference
propagation path
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2010/058802
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English (en)
French (fr)
Inventor
良太 山田
加藤　勝也
貴司 吉本
鈴木　博
和彦 府川
聡 須山
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sharp Corp
Tokyo Institute of Technology NUC
Original Assignee
Sharp Corp
Tokyo Institute of Technology NUC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sharp Corp, Tokyo Institute of Technology NUC filed Critical Sharp Corp
Priority to EP10786063A priority Critical patent/EP2442469A1/en
Priority to US13/322,169 priority patent/US20120099679A1/en
Priority to CN2010800260066A priority patent/CN102461032A/zh
Priority to BRPI1010731A priority patent/BRPI1010731A2/pt
Publication of WO2010143532A1 publication Critical patent/WO2010143532A1/ja
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Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
    • H04J11/0023—Interference mitigation or co-ordination
    • H04J11/0063—Interference mitigation or co-ordination of multipath interference, e.g. Rake receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0204—Channel estimation of multiple channels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems

Definitions

  • the present invention relates to a receiving apparatus and a receiving method that suppress deterioration of reception characteristics due to intersymbol interference and carrier interference in a multicarrier transmission system in wireless communication.
  • FIG. 15 shows channel impulse response values of a 12-wave multipath model, with the top six waves being within the guard interval section and the other six waves exceeding that section. In such a case, as shown in FIG.
  • ISI Inter-Symbol-Interference
  • ICI Inter carrier carrier Interference
  • Patent Document 1 As a method that does not change the GI length, a method in which excellent reception characteristics can be obtained by generating an ISI replica signal and an ICI replica signal for each subcarrier in the receiving apparatus and removing the ICI replica signal from the received signal is disclosed in Patent Document 1. It is described in.
  • Patent Document 1 an ICI replica signal is generated and removed for each subcarrier. In this case, however, there is a problem that the amount of calculation increases in a system with a large number of subcarriers.
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to provide a receiving apparatus that can reduce deterioration due to ISI and ICI without greatly increasing the amount of calculation even in a system with a large number of subcarriers. It is to provide a receiving method.
  • the present invention is a receiving apparatus for receiving a signal by a multicarrier transmission method, A decoding unit that obtains the likelihood of a bit by error correction decoding, a symbol replica generation unit that generates a symbol replica from the likelihood of the bit, a propagation path estimation unit that obtains a propagation path estimation value by propagation path estimation, and multipath interference And a signal detection unit for reducing
  • the signal detection unit includes an interference removal unit that collectively removes inter-carrier interference from the propagation path estimation value and the symbol replica, and a synthesis unit that synthesizes the output of the interference removal unit. Is.
  • the interference cancellation unit performs a multipath division by subtracting the division replica from the reception signal and a division replica generation unit that generates a division replica using a part of the propagation path estimation value.
  • a multipath division unit an FFT unit that performs a Fourier transform on a signal obtained by dividing the multipath to generate a frequency domain signal, and a component that does not cause inter-carrier interference in the division replica is used as the frequency domain signal.
  • the interference cancellation unit is a reception signal replica generation unit that generates a replica of the reception signal using the propagation path estimation value, a replica subtraction unit that subtracts the replica of the reception signal from the reception signal, and subtracts the replica
  • An FFT unit that generates a plurality of frequency domain signals by performing Fourier transform on different signals, and a desired signal addition unit that adds a component that does not cause inter-carrier interference to the plurality of frequency domain signals; It is characterized by providing.
  • the synthesizing unit synthesizes with a minimum mean square error criterion based on the likelihood of the bits.
  • the present invention is a receiving method for receiving a signal by a multicarrier transmission method, Decoding process for obtaining bit likelihood by error correction decoding, symbol replica generation process for generating a symbol replica from the bit likelihood, propagation path estimation process for obtaining a propagation path estimation value by propagation path estimation, and multipath interference And a signal detection process for reducing
  • the signal detection process includes an interference cancellation process that collectively removes inter-carrier interference from the propagation path estimation value and the symbol replica, and a synthesis process that combines the outputs of the interference cancellation unit.
  • the receiving method of the present invention is characterized in that the decoding process and the signal detection process are repeated.
  • the present invention is a receiving apparatus for receiving a signal by a MIMO transmission method
  • a decoding unit that obtains the likelihood of a bit by error correction decoding, a symbol replica generation unit that generates a symbol replica from the likelihood of the bit, a propagation path estimation unit that obtains a propagation path estimation value by propagation path estimation, and multipath interference
  • a signal detection unit for reducing The signal detection unit includes: an interference removal unit that collectively removes inter-carrier interference from the propagation path estimation value and the symbol replica; and a signal separation unit that performs MIMO signal separation on the output of the interference removal unit. It is characterized by providing.
  • the interference cancellation unit performs a multipath division by subtracting the division replica from the reception signal and a division replica generation unit that generates a division replica using a part of the propagation path estimation value.
  • a multipath division unit an FFT unit that performs a Fourier transform on a signal obtained by dividing the multipath to generate a frequency domain signal, and a component that does not cause inter-carrier interference in the division replica is used as the frequency domain signal.
  • a desired signal adding unit for adding in the frequency domain.
  • the interference cancellation unit is a reception signal replica generation unit that generates a replica of the reception signal using the propagation path estimation value, a replica subtraction unit that subtracts the replica of the reception signal from the reception signal, and subtracts the replica
  • An FFT unit that generates a plurality of frequency domain signals by performing Fourier transform on different signals, and a desired signal addition unit that adds a component that does not cause inter-carrier interference to the plurality of frequency domain signals; It is characterized by providing.
  • the signal separation unit generates a weight based on the propagation path estimated value, and performs MIMO signal separation by multiplying the received signal by the weight.
  • the signal separation unit performs MIMO signal separation by maximum likelihood detection.
  • the signal detection unit is characterized by reducing inter-stream interference as well as multipath interference.
  • the present invention is a receiving method for receiving a signal by a MIMO transmission method, Decoding process for obtaining bit likelihood by error correction decoding, symbol replica generation process for generating a symbol replica from the bit likelihood, propagation path estimation process for obtaining a propagation path estimation value by propagation path estimation, and multipath interference And a signal detection process for reducing
  • the signal detection process includes: an interference cancellation process that collectively removes inter-carrier interference from the propagation path estimation value and the symbol replica; and a signal separation process that performs MIMO signal separation on the output of the interference cancellation unit. It is characterized by comprising.
  • the receiving method of the present invention is characterized in that the decoding process and the signal detection process are repeated.
  • the influence of inter-carrier interference is removed collectively for all subcarriers, it can be realized with a small amount of calculation independent of the number of subcarriers, and good reception characteristics can be obtained.
  • the schematic of the relay system in 4th Embodiment is shown. It is a figure which shows an example of the delay profile of the relay system in 4th Embodiment. It is a block diagram which shows the structure of the receiver in 4th Embodiment. It is a figure which shows the example of each channel impulse response of 12 waves of multipaths. It is a figure showing the signal which divided the received signal into the multipath component of FIG.
  • MC-CDMA Multi-Carrier--Code Dvision-Multiple-Access
  • SC-FDMA Single-Carrier--Frequency-Division-Multiple-Access
  • DFT-s-OFDM Discrete-Fourier-Transform--spread-Orthogonal-Freqeuncy-Division-Mutliplexing
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of the transmission device 100 according to the first embodiment.
  • the transmission apparatus 100 includes an encoding unit 101, a modulation unit 102, a mapping unit 103, an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) unit 104, a GI (Guard Interval) insertion unit 105, a D / A conversion unit 106, A transmission filter unit 107, a radio unit 108, a pilot generation unit 109, and a transmission antenna 110 are provided.
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transform
  • GI Guard Interval
  • the encoding unit 101 encodes information bits using an error correction code such as a turbo code, a convolutional code, and an LDPC (Low Density Parity Check) code, and outputs encoded bits.
  • the modulation unit 102 maps the encoded bits to modulation symbols such as PSK (Phase Shift Keying) and QAM (Quadrature amplitude modulation).
  • the mapping unit 103 maps the modulation symbol and the pilot signal generated by the pilot generation unit 109 to the determined resource, and the mapped signal is frequency-time converted by the IFFT unit 104.
  • the time signal generated by the IFFT unit 104 is added with a guard interval by the GI insertion unit 105, converted from digital to analog by the D / A conversion unit 106, shaped by the transmission filter unit 107, and radio frequency by the radio unit 108. And transmitted from the transmission antenna 110.
  • the section output from the IFFT unit 104 and the GI section added by the GI insertion unit 105 are collectively referred to as an OFDM symbol.
  • encoded bits output from the encoder 101 may be interleaved and then input to the modulator 102.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of the receiving device 200 according to the first embodiment.
  • the reception apparatus 200 includes a reception antenna 201, a radio unit 202, a reception filter unit 203, an A / D conversion unit 204, a signal detection unit 205, a demodulation unit 206, a decoding unit 207, a symbol replica generation unit 208, and a propagation path estimation unit 209. Prepare.
  • a signal received by the reception antenna 201 is converted from a radio frequency to a baseband by the radio unit 202, shaped by the reception filter unit 203, converted from analog to digital by the A / D conversion unit 204, and output as a received signal. .
  • the received signal includes a delayed wave exceeding GI.
  • the signal detection unit 205 generates a delayed wave that exceeds the GI with respect to the received signal from the symbol replica generated by the symbol replica generation unit 208 and the propagation path estimation value estimated using the pilot signal received by the propagation path estimation unit 209.
  • a signal with suppressed interference is output.
  • interference caused by delayed waves exceeding the GI is also referred to as multipath interference
  • multipath interference includes interference between ISI (Inter Symbol Interference) and subcarrier interference that are interference between preceding and following OFDM symbols.
  • Some ICI Inter-Carrier-Interference
  • the demodulation unit 206 performs demodulation processing on the signal with reduced interference, and obtains a coded bit LLR (Log Likelihood Ratio) that is bit likelihood information.
  • the decoding unit 207 performs error correction decoding processing on the input coded bit LLR. If there is no error in the error correction decoding result, information bits are output and the reception process is terminated. If there is an error in the decoding result, the encoded bit LLR is output to the symbol replica generation unit 208.
  • the symbol replica generation unit 208 generates a symbol replica that is an expected value of the modulation symbol from the coded bit LLR.
  • the encoding device In the case of a signal input to the modulation unit 102 after interleaving the encoded bits output from the encoding unit 101 in the transmission device 100, the encoding device output from the demodulation unit 206 in the reception device 200. After deinterleaving the bit LLR, the bit LLR is input to the decoding unit 207.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of the signal detection unit 205.
  • the signal detection unit 205 includes an interference removal unit 301 and a synthesis unit 302.
  • the interference removal unit 301 includes a multipath division unit 303, FFT units 304-1 to 304-N B , and desired signal addition units 305-1 to 305. -N B , a split replica generating unit 306 (also referred to as a replica generating unit).
  • Multipath dividing unit 303 dividing the replica generation unit 306 divides the multipath components to the N B blocks by using the divided replica generated based on the symbol replica and the propagation channel estimation value.
  • the ISI is removed when the multipath is divided.
  • the signal after the interference removal is synthesized by the synthesis unit 302 using, for example, MMSE (Minimum Mean Square Error) weights.
  • MMSE Minimum Mean Square Error
  • FIG. 4 shows an example of each channel impulse response of multipath
  • FIG. 5 shows a signal obtained by dividing the received signal into multipath components of FIG. 4 represent multipath channel impulse responses
  • r1 in FIG. 5 is a signal received through p1
  • r2 is a signal received through p2
  • R12 is It represents the signal received through p12.
  • the received signal is a signal obtained by adding r1 to r12.
  • the multipath division unit 303 divides the multipath into several blocks, and extracts multipath components included in each block from the received signal.
  • the block b1 is p1 to p6, and the block b2 is p7 to p12.
  • 5B and 5C show components of blocks b1 and b2 extracted from the received signal, respectively.
  • Each block component can be extracted from the received signal by subtracting the division replica signal from the received signal.
  • the replica signal for division is a replica signal generated using a channel impulse response included in a block other than the block to be extracted.
  • the replica signal for division is a replica of the signal received through the block b2, that is, the signal that has passed through p7 to p12.
  • N B 2 when divided into two blocks.
  • the signal of the block b1 is processed by the FFT unit 304-1 and the desired signal addition unit 305-1.
  • the signal of block b2 is processed by FFT section 304-2 and desired signal addition section 305-2.
  • Each divided signal is converted into a frequency domain by FFT.
  • the FFT is performed with reference to the head of each block, as shown in FIGS.
  • desired signal adding section 305-1 ⁇ 305-N B to the frequency domain signals of each block, the desired signal, i.e. adding only a component not ICI. By doing in this way, the signal from which ICI was removed from the signal of each block is generated.
  • the above process will be described using mathematical expressions.
  • the received signal vector r i, 1 of the first block of the i- th OFDM symbol can be expressed as the following equation (1).
  • equation (1) is a state where multipath division has not yet been performed.
  • H 1 c, 1 , H 1 c, 2 , H s, ⁇ 1 , z i , and n 1 i can be expressed by the following equations (2) to (6), respectively.
  • z i, n represents a modulation symbol of the i- th symbol and n-th subcarrier
  • n i, k represents noise at the i-th symbol and k-th discrete time.
  • F I is N FFT rows N FFT column inverse Fourier transform matrix
  • the p-q component of F I is represented by formula (7).
  • the size of z i is if N FFT smaller, z i is the inverse Fourier transform by inserting 0 in the sub-carrier that is not used is carried out.
  • G + represents an N s row N FFT column guard interval insertion matrix
  • G ⁇ represents an N FFT row N s column guard interval removal matrix.
  • the H 1 1, H 1 2, H -1 respectively, the first block of desired symbol, N s rows N s columns channel matrix for the second block, with N s rows N s columns channel matrix for the previous symbol Yes, the following equations (8), (9), and (10) are obtained.
  • D is the number of passes.
  • the received signal r i, 2 of the i-th symbol second block can be expressed by the following equation (11).
  • H 2 c, 1 , H 2 c, 2 , H s, + 1 , and n 2 i are represented by the following equations (12) to (15), respectively.
  • Multipath division can be performed by subtracting, for example, replicas of signals of other blocks and signals of preceding and following OFDM symbols from the received signals shown in equations (1) and (11).
  • Replicas r i, 1 for the first block of the i- th OFDM symbol and replicas r i, 2 for the second block of the i- th OFDM symbol are expressed by the following equations (19) and (20).
  • z ⁇ i, z ⁇ i -1 is the z i, the expected value of z i-1, respectively, can be obtained from the coded bit LLR.
  • Equation (19) By subtracting Equation (19) from the received signal, the signal of the first block after multipath division can be generated, and by subtracting Equation (20) from the received signal, the signal of the second block after multipath division. Is generated.
  • Equation (20) When the signal of each block after multipath division is converted into the frequency domain, the following equation (21) is obtained.
  • ⁇ , X, Y, Z, and N are matrices as shown in the following equations (22) to (26).
  • 1 1 and ⁇ 2 are matrices of N sub rows and N sub columns each having the frequency response of the channel impulse response included in the first block and the second block as long as the maximum delay time in the block is within GI.
  • ⁇ 1 and ⁇ 2 are diagonal matrices.
  • the channel matrices H n, 1 and H n, 2 for the first and second blocks of the desired symbol are shown in the following equations (29) and (30).
  • b represents a zero matrix of a rows and b columns.
  • diag (a) represents a diagonal matrix having the vector a as a diagonal element.
  • X d is a matrix as shown in equation (32).
  • x 1 d, 2 and x 2 d, 1 are vectors having diagonal components of FH 1 c, 1 and FH 2 c, 2 as elements, respectively. Therefore, Xd is a component that does not cause ICI. Since X ICI is an element other than Xd , it is a component that causes ICI. Therefore, if a replica generated using Xd is added to the multipath-divided signal R i as expressed by the following equation (33), a signal from which ICI has been removed can be generated by batch processing of all subcarriers.
  • a used for Formula (33) is shown to following Formula (34).
  • Desired signal adding section 305-1 ⁇ 305-N B outputs R ⁇ i.
  • a signal obtained by dividing the multipath and removing only the ICI component is synthesized by the synthesis unit 302 based on, for example, the MMSE standard. Although MMSE can be performed collectively for all subcarriers, a method for performing MMSE for each subcarrier will be described here. Since the above equation represents all subcarriers, an equation in which the nth subcarrier component is changed is used as in the following equations (35) to (40).
  • n element 1 is a vector of size N sub zero.
  • the MMSE weights Wi , n in the n-th subcarrier are obtained as in the following equations (41) to (45).
  • diag n (a n ) represents diag (a 1 , a 2 ,..., A N ) when 1 ⁇ n ⁇ N.
  • b 0 and b 1 determine the phase
  • b 2 and b 3 determine the amplitude.
  • Each of b 0 to b 3 takes a value of +1 or ⁇ 1, and is +1 when the bit is 0 and ⁇ 1 when the bit is 1.
  • tanh represents a hyperbolic tangent function.
  • ⁇ b represents the LLR of a certain bit b.
  • equations (42) and (45) can be approximated as the following equations (52) and (53).
  • ⁇ res 2 does not include the ISI removal residual in the equation (55), but the ICI removal residual may be considered.
  • E [y i, n y i, n H ] and E [y i, n z i, n * ] can be freely combined. As you can see from the formula, the amount of calculation decreases as the approximation is made.
  • MMSE combining is performed by multiplying the received signal of the nth subcarrier as W i, n H y i, n using the MMSE weights W i, n thus obtained.
  • FIG. 6 is a flowchart of the reception process in the first embodiment. This reception process is executed in the receiving apparatus 200. As described above, the signal received by the receiving antenna 201 passes through the radio unit 202, the reception filter unit 203, and the A / D conversion unit 204, and is analog. -Digitally converted and output as a received signal. The following flow starts when the received signal is processed by the signal detection unit 205.
  • step s601 the multipath dividing unit 303, by using the split replica signal generated by the division replica generating unit 306 in step S609, the multipath processing segmentation of the N B blocks.
  • step s602 converts the received signal multipath division is performed in the frequency domain by the FFT unit 304-1 ⁇ 304-N B.
  • step s603 the desired signal adding section 305-1 ⁇ 305-N B is added to component that do not cause ICI in the divided received signal and performs ICI cancellation.
  • step s604 the synthesis unit 302 synthesizes each signal obtained in step s603 with an MMSE filter.
  • step s605 the demodulation unit 206 performs demodulation processing to calculate the encoded bit LLR, and in step s606, the decoding unit 207 performs error correction decoding.
  • step s607 the decoding unit 207 determines whether a predetermined number of times of processing has been performed or whether an error has not been detected in the decoding result, and whether the predetermined number of times of processing has been performed or an error has been detected. If not, the information bit is output and the reception process is terminated. If the predetermined number of times of processing has not been performed and an error has been detected, the encoded bit LLR after decoding is output and the process proceeds to step 608.
  • the determination as to whether or not there is an error in the decoding result may be made by, for example, a higher layer MAC (Media Access Control) layer.
  • the symbol replica generation unit 208 generates a symbol replica that is a replica of the modulation symbol from the encoded bit LLR.
  • the division replica generation unit 306 generates a replica signal for performing multipath division using the symbol replica.
  • the amount of calculation can be reduced as compared with the case of removing ICI for each subcarrier. . Further, by dividing into a plurality of blocks, it becomes possible to compensate for the power loss of the delayed wave exceeding the GI.
  • the signal of the other block is subtracted from the received signal.
  • the present invention is not limited to this, and a component that does not cause ICI after subtracting a replica of the received signal from the received signal. May be added.
  • the present invention is applied to a MIMO (Multiple Input Multiple Output) system.
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration of the transmission apparatus 700 according to the second embodiment.
  • Transmitting apparatus 700 includes coding sections 701-1 to 701-T, modulation sections 702-1 to 702-T, mapping sections 703-1 to 703-T, IFFT sections 704-1 to 704-T, and GI insertion section 705. 1 to 705-T, D / A conversion units 706-1 to 706-T, transmission filter units 707-1 to 707-T, radio units 708-1 to 708-T, a pilot generation unit 709, and a transmission antenna 710-1 ⁇ 710-T.
  • the encoding units 701-1 to 701-T perform error correction encoding on the information bits to generate encoded bits.
  • Modulation sections 702-1 to 702-T map the coded bits to modulation symbols
  • mapping sections 703-1 to 703-T map the pilot signals generated by pilot generation section 709 and the modulation symbols.
  • IFFT sections 704-1 to 704-T perform frequency-time conversion on the mapped signals
  • D / A conversion sections 706-1 to 706- T performs digital / analog conversion
  • transmission filter units 707-1 to 707-T perform waveform shaping
  • radio units 708-1 to 708-T convert to radio frequencies. Signals output from radio sections 708-1 to 708-T are transmitted from T transmission antennas 710-1 to 710-T.
  • FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration of the receiving device 800 according to the second embodiment.
  • Reception apparatus 800 includes reception antennas 801-1 to 801-R, radio units 802-1 to 802-R, reception filter units 803-1 to 803-R, A / D conversion units 804-1 to 804-R, signals It includes a detection unit 805, demodulation units 806-1 to 806-T, decoding units 807-1 to 807-T, symbol replica generation units 808-1 to 808-T, and a propagation path estimation unit 809.
  • the signals received by the receiving antennas 801-1 to 802-R are converted from radio frequency to baseband by the radio units 802-1 to 802-R, shaped into waveforms by the receiving filter units 803-1 to 803-R, and A Analog / digital conversion is performed by the / D conversion units 804-1 to 804-R and output as reception signals.
  • the signal detection unit 805 suppresses ISI and ICI and MIMO from the received signal, the symbol replicas generated by the symbol replica generation units 808-1 to 808-T, and the propagation path estimation value estimated from the reception signal by the propagation path estimation unit 809. Perform signal separation.
  • Demodulation sections 806-1 to 806-T perform demodulation processing on the MIMO signal-separated signal to obtain encoded bit LLR.
  • Decoding sections 807-1 to 807-T perform error correction decoding. If there is no error in the decoding result or if the process is repeated a predetermined number of times, information bits are output. Otherwise, the encoded bit LLR is output and the process proceeds to the repetition process.
  • Symbol replica generation sections 808-1 to 808-T generate symbol replicas from encoded bits LLR.
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of the signal detection unit 805.
  • the signal detection unit 805 includes an interference removal unit 901 and a signal separation unit 902.
  • Replica subtraction section 903 subtracts a received signal replica, which is a received signal replica generated by received signal replica generation section 906 from a symbol replica and a propagation path estimated value, from the received signal. At this time, ISI removal is performed.
  • the received signal from which the replica has been subtracted is subjected to time-frequency conversion in FFT units 904-1-1 to 904-1-N B ,... 904-R-1 to 904-R N B , and a desired signal adding unit 905-1-1 ⁇ 905-1-N B, ⁇ , 905-R-1 ⁇ 905-R-N signal ICI is divided into a plurality of blocks removed in B is generated.
  • the signal separation unit 902 performs MIMO signal separation using a signal divided into blocks.
  • the received signal vector of the i- th OFDM symbol first block is r i, 1
  • the received signal vector of the i- th OFDM symbol second block is r i, 2 .
  • r i, 1 is a signal obtained by arranging the received signals of the first block of the received signals at each receiving antenna in the vertical direction
  • r i, 2 is the received signal of the second block of the received signals at each receiving antenna in the vertical direction.
  • the signals are arranged in a row.
  • a signal obtained by subtracting the received signal replica from the received signal and Fourier-transformed for each signal at the receiving antenna is expressed by the following equation (57).
  • R i, 1 and R i, 2 represent the frequency signal vector of the removal residual of the first block and the frequency signal vector of the removal residual of the second block, respectively.
  • r ⁇ i, 1 and r ⁇ i, 2 are a received signal replica of the first block and a received signal replica of the second block, respectively, and are represented by the following equations (58) and (59).
  • H 1 c, 1 , H 1 c, 2 , H 2 c, 1 , H 2 c, 2 , H s, ⁇ 1 , H s, + 1 are the expressions (2) and (1) in the first embodiment, respectively.
  • Z ⁇ i , z ⁇ i ⁇ 1 , and z ⁇ i + 1 are vectors in which modulation symbols transmitted from the transmitting antennas are arranged in the vertical direction.
  • a signal in which ICI is removed from the received signal is generated by adding a signal that does not cause ICI to R i as shown in the following equation (60).
  • Xd is represented by the following formula (61).
  • bdiag (A) represents a matrix in which elements other than the block diagonal component of the matrix A are set to 0.
  • a matrix of R rows and T columns is diagonally arranged in each subcarrier, and this block diagonal component does not cause ICI.
  • Each element of R ⁇ i is the output of the desired signal addition section 905-1-1 ⁇ 905-1-N B, ⁇ , 905-R-1 ⁇ 905-R-N B.
  • the same symbols Using replicas gives equal results. This is the difference between extracting a desired signal replica by subtracting a replica of an undesired signal or adding all desired signal replicas after subtracting all signal replicas including the desired signal. It is. Of course, the same method as in the first embodiment can also be performed in this embodiment.
  • the signal separation unit 902 performs MIMO separation detection on R 1 to i .
  • MIMO separation detection can be used as long as it is applicable to MIMO-OFDM, such as ZF (Zero-Forcing), MMSE, MLD (Maximum Likelihood Detection). Since the encoded bit LLR is obtained by the decoding process, the MLD can also perform MIMO separation detection by a MAP (Maximum A posteriori Probability) algorithm.
  • MAP Maximum A posteriori Probability
  • the MIMO separation detection for each subcarrier will be described.
  • the n-th subcarrier is represented by the following equation (62).
  • N n is the sum of ISI removal residual, ICI removal residual, and noise in the n-th subcarrier.
  • (X d ) n is a matrix of 2R rows and T columns.
  • z ⁇ i, n is z i after MIMO separation detection
  • n sigma N 2 is the average power of the sum of the removed residuals and noise
  • the I T represents a unit matrix of T rows and T columns.
  • Equation (65) when performing MIMO separation detection with MLD, the following equation (65) may be used.
  • z c, i, n is the z i, n of the candidate, 4 T as in the case of QPSK, in the case of 16QAM there is as 16 T candidates. It is also possible to reduce the amount of computation by reducing the number of z c, i, n .
  • FIG. 10 is a flowchart of the reception process in the second embodiment. This reception processing is executed in the reception apparatus 200. As described above, signals received by the reception antennas 801-1 to 802-R are transmitted to the radio units 802-1 to 802-R and the reception filter unit 803. 1 to 803-R and A / D converters 804-1 to 804-R are subjected to analog / digital conversion and output as received signals. The following flow starts when the received signal is processed by the signal detection unit 805.
  • step s1001 the replica subtraction unit 903 subtracts the reception signal replica generated by the reception signal replica generation unit 906 in step s1009 from the reception signal.
  • step s1002 FFT unit 904-1-1 ⁇ 904-1-N B, ⁇ , 904-R-1 ⁇ 904-R-N B is converted into the frequency domain.
  • step s1003 the desired signal adding unit 905-1-1 ⁇ 905-1-N B, ⁇ , 905-R-1 ⁇ 905-R-N B is, for each block obtained by dividing the multipath, ICI The components that do not cause the ICI are added, and ICI removal is performed for all the subcarriers for each block.
  • step s1004 the signal separation unit 902 performs MIMO separation detection using the signal from which ICI has been removed.
  • the demodulation units 806-1 to 806-T perform demodulation processing on the signals after separation detection to calculate the encoded bit LLR, and in step s1006, the decoding units 807-1 to 807-T Error correction decoding processing is performed on the coded bit LLR.
  • step s1007 it is determined whether or not a predetermined number of decoding processes have been performed or whether or not an error has been detected in the decoding result, and a predetermined number of processes have been performed or no error has been detected. Outputs information bits and ends the reception process.
  • step s1008 If no error is detected and the predetermined number of processes have not been performed, the encoded bit LLR obtained by the decoding process is output, and the process proceeds to step s1008.
  • symbol replica generation sections 808-1 to 808-T generate symbol replicas that are replicas of modulation symbols from coded bits LLR.
  • step s1009 the received signal replica generation unit 906 generates a received signal replica that is a replica of the received signal from the symbol replica, and performs the process of step s1001 again.
  • the present invention is not limited to this, and a plurality of different data smaller than the number of transmission antennas is transmitted using a plurality of transmission antennas. It can also be applied to cases.
  • error correction encoding is performed for each different data.
  • the present invention is not limited to this, and encoded bits may be distributed to a plurality of transmission antennas.
  • the receiving side performs error correction decoding on the distributed signal by one decoding unit.
  • z ⁇ i, t is 0 except for the signal transmitted from the t-th transmitting antenna in z ⁇ i . Further, 1 ⁇ t ⁇ T.
  • the n-th subcarrier is represented by the following equation (67).
  • the signal separation unit 902 detects a signal transmitted from the t th transmitting antenna from R 1 to i, n, t .
  • the MMSE weight as in the equation (64) described in the second embodiment may be used, and the same synthesis as in the first embodiment is performed assuming that interference from other antennas can be completely removed. You can go.
  • an MMSE weight that synthesizes a desired stream while suppressing an interference cancellation residual from another transmitting antenna may be used.
  • the signal detection unit 805 performs the same processing at all t.
  • FIG. 11 is a flowchart of the reception process in the third embodiment.
  • This reception process is executed in the reception apparatus 200 as in the second embodiment, and the signals received by the reception antennas 801-1 to 802-R as described above are transmitted from the radio units 802-1 to 802.
  • the analog / digital conversion is performed through -R, reception filter units 803-1 to 803-R, and A / D conversion units 804-1 to 804-R, and output as reception signals.
  • the following flow starts when the received signal is processed by the signal detection unit 805.
  • the reception signal is subtracted from the reception signal replica generated by the reception signal replica generation unit 906 in step s1109 by the replica subtraction unit 903 in step s1101, and in steps s1102, the FFT units 904-1-1 to 904-1-N. B ,..., 904-R-1 to 904-RN B are converted into the frequency domain.
  • the desired signal adding unit 905-1-1 ⁇ 905-1-N B, ⁇ , 905-R-1 ⁇ 905-R-N B is the ICI of the signal transmitted from the desired antenna Add replicas of components that do not cause interference to suppress interference from ICI and other antennas.
  • step s1104 the MIMO separation detection is performed by the signal separation unit 902, the demodulation processing is performed by the demodulation units 806-1 to 806-T in step s1105, and the decoding units 807-1 to 807-T are performed in step s1106.
  • Decryption processing is performed.
  • step s1107 the decoding units 807-1 to 807-T determine whether or not a predetermined number of decoding processes have been performed or whether or not an error has been detected in the decoding result, and whether or not the predetermined number of processes have been performed. Alternatively, if no error is detected, an information bit is output and the reception process is terminated.
  • step s1108 symbol replica generation sections 808-1 to 808-T generate symbol replicas from the encoded bits LLR.
  • step s1109 the reception signal replica generation unit 906 generates a reception signal replica using the symbol replica, and the process proceeds to step s1101 again.
  • FIG. 12 shows a schematic diagram of the relay system 1200 in the present embodiment.
  • the relay system 1200 includes a transmission device 1201, a relay device 1202, and a reception device 1203. It is assumed that the reception device 1203 receives both the relay signal that passes through the relay device 1202 and the direct signal that does not pass through the relay device 1202 from the transmission device 1201.
  • the relay device 1202 performs an AF (Amplify-and-foward) type relay process in which the received signal is amplified and retransmitted.
  • AF Anamplify-and-foward
  • FIG. 13 shows an example of a delay profile of the relay system.
  • the delay wave group 1301 is a delay profile between the transmission device and the reception device.
  • a delay wave group 1302 indicates a delay profile when the relay device is routed.
  • FIG. 14 is a block diagram showing the configuration of the receiving apparatus in this embodiment.
  • the reception apparatus includes a reception antenna 1401, a radio unit 1402, a reception filter unit 1403, an A / D conversion unit 1404, a signal detection unit 1405, a demodulation unit 1406, a decoding unit 1407, a symbol replica generation unit 1408, a propagation path estimation unit 1409, a division
  • the setting unit 1410 is configured.
  • the division setting unit 1410 sets the FFT start position (range) of each block. For example, when the processing delay of the relay apparatus is large compared to the GI length, two delay wave groups appear, and therefore the FFT start position may be set with reference to the head of each delay wave group. When the delay spread exceeds the GI length in the delay wave group, it may be further divided. If either the direct signal or the relay signal is a remarkably weak signal, it may not be used for the reception process. Further, when further delay occurs, such as in multi-hop transmission, two or more delay wave groups appear. Therefore, the FFT start position may be set with reference to the head of each delay wave group.
  • the signal detection unit 1405 performs multipath division and synthesis in accordance with the FFT start position set by the division setting unit 1410.
  • the propagation path estimation unit performs propagation path estimation from the pilot signal.
  • the present invention is not limited to this, and the propagation path estimation may be performed using received data. Good.
  • DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 Transmitter 101 Encoding part 102 Modulation part 103 Mapping part 104 IFFT part 105 GI insertion part 106 D / A conversion part 107 Transmission filter part 108 Radio

Landscapes

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  • Power Engineering (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
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Abstract

　サブキャリア数が多いシステムであっても演算量を大きく増加させず、マルチパス干渉による劣化を軽減できる受信装置及び受信方法を提供する。　信号検出部２０５はシンボルレプリカ生成部２０８が生成するシンボルレプリカや伝搬路推定部２０９が受信したパイロット信号を用いて伝搬路推定する伝搬路推定値から、受信信号に対してＧＩを超える遅延波に起因する干渉を抑圧した信号を出力する。復調部２０６は干渉が軽減された信号に対して復調処理を行い、ビットの尤度情報である符号化ビットＬＬＲを求める。復号部２０７は入力された符号化ビットＬＬＲに対して誤り訂正復号処理を行う。誤り訂正復号結果に誤りがなければ、情報ビットを出力して受信処理を終了する。復号結果に誤りがあれば、符号化ビットＬＬＲをシンボルレプリカ生成部２０８に対して出力する。

Description

受信装置及び受信方法
　本発明は、無線通信におけるマルチキャリア伝送方式において、シンボル間干渉やキャリア干渉による受信特性の劣化を抑える受信装置や受信方法に関する。
　マルチキャリア伝送であるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）、ＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access：直交周波数分割多元接続）、ＭＣ－ＣＤＭ（Multi Carrier-Code Division Multiplexing：マルチキャリア符号分割多重）などの無線伝送方式では、ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）の挿入により、ＧＩ長以内の遅延波であれば、マルチパス干渉の影響を軽減することができる。しかしながら、図１５に示すようなＧＩ長を超える遅延波が存在する場合、劣化の要因となる。図１５では、１２波のマルチパスモデルのチャネルインパルス応答値を示しており、先頭の６波がガードインターバル区間内であり、それ以外の６波がその区間を超えている。このような場合、図１６に示すように、前のシンボルがＦＦＴ（高速フーリエ変換：Fast Fourier Transform）区間に入り込むことにより生じる、シンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter Symbol Interference）や周期性の崩れに起因するキャリア間干渉（ＩＣＩ：Inter carrier Interference）が生じる。ＩＳＩやＩＣＩは受信特性を大幅に劣化させる要因となる。
　ＩＳＩやＩＣＩの対策としてはＧＩ長を長くする方法が考えられるが、ＧＩは冗長な区間であるため、ＧＩ長を長くすると伝送効率が劣化するという問題がある。
　ＧＩ長を変えない方法としては、受信装置でＩＳＩのレプリカ信号とサブキャリア毎にＩＣＩのレプリカ信号を生成して、受信信号から除去することで、優れた受信特性が得られる方法が特許文献１に記載されている。
特開２００４－２２１７０２公報
　特許文献１では、ＩＣＩのレプリカ信号をサブキャリア毎に生成して除去しているが、この場合、サブキャリア数が大きいシステムでは演算量が増大してしまうという問題がある。
　本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、サブキャリア数が多いシステムであっても演算量を大きく増加させず、ＩＳＩやＩＣＩによる劣化を軽減できる受信装置及び受信方法を提供することにある。
　本発明は、マルチキャリア伝送方式により信号の受信を行なう受信装置であって、
　誤り訂正復号によりビットの尤度を求める復号部と、前記ビットの尤度からシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部と、伝搬路推定により伝搬路推定値を求める伝搬路推定部と、マルチパス干渉を低減する信号検出部と、を備え、
　前記信号検出部は、前記伝搬路推定値及び前記シンボルレプリカからキャリア間干渉を一括して除去する干渉除去部と、前記干渉除去部の出力を合成する合成部と、を備えることを特徴とするものである。
　ここで、前記干渉除去部は、前記伝搬路推定値の一部を用いて分割用レプリカを生成する分割用レプリカ生成部と、前記分割用レプリカを受信信号から減算してマルチパスの分割を行うマルチパス分割部と、前記マルチパスを分割した信号に対してフーリエ変換を行って周波数領域信号を生成するＦＦＴ部と、前記分割用レプリカのうちキャリア間干渉を引き起こさない成分を前記周波数領域信号に加算する所望信号加算部と、を備えることを特徴とする。
　また、前記干渉除去部は、前記伝搬路推定値を用いて受信信号のレプリカを生成する受信信号レプリカ生成部と、前記受信信号のレプリカを受信信号から減算するレプリカ減算部と、前記レプリカを減算した信号に対して、区間の異なるフーリエ変換を行って複数の周波数領域信号を生成するＦＦＴ部と、前記複数の周波数領域信号に対し、キャリア間干渉を引き起こさない成分を加算する所望信号加算部と、を備えることを特徴とする。
　前記合成部は、前記ビットの尤度を基に最小平均２乗誤差基準で合成することを特徴とする。
　また、本発明は、マルチキャリア伝送方式により信号の受信を行なう受信方法であって、
　誤り訂正復号によりビットの尤度を求める復号過程と、前記ビットの尤度からシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成過程と、伝搬路推定により伝搬路推定値を求める伝搬路推定過程と、マルチパス干渉を低減する信号検出過程と、を備え、
　前記信号検出過程は、前記伝搬路推定値及び前記シンボルレプリカからキャリア間干渉を一括して除去する干渉除去過程と、前記干渉除去部の出力を合成する合成過程と、を備えることを特徴とする。
　さらに、本発明の受信方法は、前記復号過程と前記信号検出過程を繰り返し行うことを特徴とする。
　また、本発明は、ＭＩＭＯ伝送方式により信号を受信する受信装置であって、
　誤り訂正復号によりビットの尤度を求める復号部と、前記ビットの尤度からシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部と、伝搬路推定により伝搬路推定値を求める伝搬路推定部と、マルチパス干渉を低減する信号検出部と、を備え、
　前記信号検出部は、前記伝搬路推定値及び前記シンボルレプリカからキャリア間干渉を一括して除去する干渉除去部と、前記干渉除去部の出力に対してＭＩＭＯ信号分離を行う信号分離部と、を備えることを特徴とする。
　ここで、前記干渉除去部は、前記伝搬路推定値の一部を用いて分割用レプリカを生成する分割用レプリカ生成部と、前記分割用レプリカを受信信号から減算してマルチパスの分割を行うマルチパス分割部と、前記マルチパスを分割した信号に対してフーリエ変換を行って周波数領域信号を生成するＦＦＴ部と、前記分割用レプリカのうちキャリア間干渉を引き起こさない成分を前記周波数領域信号に周波数領域で加算する所望信号加算部と、を備えることを特徴とする。
　また、前記干渉除去部は、前記伝搬路推定値を用いて受信信号のレプリカを生成する受信信号レプリカ生成部と、前記受信信号のレプリカを受信信号から減算するレプリカ減算部と、前記レプリカを減算した信号に対して、区間の異なるフーリエ変換を行って複数の周波数領域信号を生成するＦＦＴ部と、前記複数の周波数領域信号に対し、キャリア間干渉を引き起こさない成分を加算する所望信号加算部と、を備えることを特徴とする。
　また、前記信号分離部は、前記伝搬路推定値に基づいて重みを生成し、該重みを受信信号に乗算することでＭＩＭＯ信号分離を行うことを特徴とする。
　また、前記信号分離部は、最尤検出によりＭＩＭＯ信号分離を行うことを特徴とする。
　また、前記信号検出部は、マルチパス干渉と共にストリーム間干渉も低減することを特徴とする。
　また、本発明は、ＭＩＭＯ伝送方式により信号を受信する受信方法であって、
　誤り訂正復号によりビットの尤度を求める復号過程と、前記ビットの尤度からシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成過程と、伝搬路推定により伝搬路推定値を求める伝搬路推定過程と、マルチパス干渉を低減する信号検出過程と、を備え、
　前記信号検出過程は、前記伝搬路推定値及び前記シンボルレプリカからキャリア間干渉を一括して除去する干渉除去過程と、前記干渉除去部の出力に対してＭＩＭＯ信号分離を行う信号分離過程と、を備えることを特徴とするものである。
　また、本発明の受信方法は、前記復号過程と前記信号検出過程を繰り返し行うことを特徴とする。
　本発明によれば、全サブキャリアで一括してキャリア間干渉の影響を取り除くので、サブキャリア数に依存しない少ない演算量で実現でき、また、良好な受信特性を得ることができる。
第１の実施形態における送信装置の構成を示すブロック図である。 第１の実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。 第１の実施形態における信号検出部の構成を示すブロック図である。 第１の実施形態におけるマルチパスの各チャネルインパルス応答の例を示す図である。 受信信号を図４のマルチパス成分に分けた信号を表す図である。 第１の実施形態における受信処理のフローチャートである。 第２の実施形態における送信装置の構成を示すブロック図である。 第２の実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。 第２の実施形態における信号検出部の構成を示すブロック図である。 第２の実施形態における受信処理のフローチャートである。 第３の実施形態における受信処理のフローチャートである。 第４の実施形態における中継システムの概略図を示している。 第４の実施形態における中継システムの遅延プロファイルの一例を示す図である。 第４の実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。 １２波のマルチパスの各チャネルインパルス応答の例を示す図である。 受信信号を図１５のマルチパス成分に分けた信号を表す図である。
　以下、図面を用いて本発明の実施形態を説明する。なお、以下の実施形態では、ＯＦＤＭ伝送を用いた場合で説明するが、本発明はこれに限らない。例えば、ＭＣ－ＣＤＭＡ（Multi Carrier - Code Dvision Multiple Access）、ＳＣ－ＦＤＭＡ（Single Carrier - Frequency Division Multiple Access）、ＤＦＴ－ｓ－ＯＦＤＭ(Discrete Fourier Transform - spread Orthogonal Freqeuncy Division Mutliplexing)等のＧＩを付加する伝送方式に適用することも可能である。
　（第１の実施形態）
　図１は、第１の実施形態における送信装置１００の構成を示すブロック図である。送信装置１００は、符号部１０１、変調部１０２、マッピング部１０３、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆フーリエ変換）部１０４、ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）挿入部１０５、Ｄ／Ａ変換部１０６、送信フィルタ部１０７、無線部１０８、パイロット生成部１０９、送信アンテナ１１０を備える。
　まず符号部１０１は情報ビットに対し、ターボ符号、畳込み符号、ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check：低密度パリティ検査）符号等の誤り訂正符号を用いて符号化を施し、符号化ビットを出力する。変調部１０２は、符号化ビットをＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相遷移変調）やＱＡＭ（Quadrature amplitude modulation：直交振幅変調）等の変調シンボルにマッピングする。マッピング部１０３は変調シンボルとパイロット生成部１０９で生成されるパイロット信号を決められたリソースにマッピングし、マッピングした信号はＩＦＦＴ部１０４で周波数時間変換される。ＩＦＦＴ部１０４で生成された時間信号は、ＧＩ挿入部１０５でガードインターバルが付加され、Ｄ／Ａ変換部１０６でデジタル・アナログ変換され、送信フィルタ部１０７で波形整形され、無線部１０８で無線周波数に変換され、送信アンテナ１１０から送信される。
　ここで、前記ＩＦＦＴ部１０４が出力する区間と前記ＧＩ挿入部１０５で付加したＧＩ区間を合わせてＯＦＤＭシンボルと呼ぶ。
　なお、前記符号部１０１から出力される符号化ビットをインターリーブした後、前記変調部１０２に入力してもよい。
　図２は、第１の実施形態における受信装置２００の構成を示すブロック図である。受信装置２００は、受信アンテナ２０１、無線部２０２、受信フィルタ部２０３、Ａ／Ｄ変換部２０４、信号検出部２０５、復調部２０６、復号部２０７、シンボルレプリカ生成部２０８、伝搬路推定部２０９を備える。
　受信アンテナ２０１で受信された信号は、無線部２０２で無線周波数からベースバンドに変換され、受信フィルタ部２０３で波形整形され、Ａ／Ｄ変換部２０４でアナログ・デジタル変換され受信信号として出力される。この受信信号にはＧＩを超える遅延波が含まれているとして説明する。
　信号検出部２０５はシンボルレプリカ生成部２０８が生成するシンボルレプリカや伝搬路推定部２０９が受信したパイロット信号を用いて伝搬路推定する伝搬路推定値から、受信信号に対してＧＩを超える遅延波に起因する干渉を抑圧した信号を出力する。ここでは、ＧＩを超える遅延波に起因する干渉をマルチパス干渉とも言い、マルチパス干渉には前後のＯＦＤＭシンボル間の干渉であるＩＳＩ（Inter Symbol Interference：シンボル間干渉）およびサブキャリア間の干渉であるＩＣＩ（Inter Carrier Interference：キャリア間干渉）が含まれる。
　復調部２０６は干渉が軽減された信号に対して復調処理を行い、ビットの尤度情報である符号化ビットＬＬＲ（Log Likelihood Ratio：対数尤度比）を求める。復号部２０７は入力された符号化ビットＬＬＲに対して誤り訂正復号処理を行う。誤り訂正復号結果に誤りがなければ、情報ビットを出力して受信処理を終了する。復号結果に誤りがあれば、符号化ビットＬＬＲをシンボルレプリカ生成部２０８に対して出力する。シンボルレプリカ生成部２０８は符号化ビットＬＬＲから変調シンボルの期待値であるシンボルレプリカを生成する。
　なお、送信装置１００において、前記符号部１０１から出力される符号化ビットをインターリーブした後、前記変調部１０２に入力した信号の場合は、受信装置２００において、前記復調部２０６から出力される符号化ビットＬＬＲをデインターリーブした後、前記復号部２０７に入力される。
　図３は、信号検出部２０５の構成を示すブロック図である。信号検出部２０５は、干渉除去部３０１、合成部３０２で構成され、干渉除去部３０１は、マルチパス分割部３０３、ＦＦＴ部３０４－１～３０４－ＮＢ、所望信号加算部３０５－１～３０５－ＮＢ、分割用レプリカ生成部３０６（レプリカ生成部とも称する）を備えている。
　マルチパス分割部３０３は、分割用レプリカ生成部３０６がシンボルレプリカおよび伝搬路推定値に基づいて生成する分割用レプリカを用いてマルチパス成分をＮＢ個のブロックに分割する。マルチパスを分割したときにＩＳＩを除去している。分割したマルチパス成分はＦＦＴ部３０４－１～３０４－ＮＢ、所望信号加算部３０５－１～３０５－ＮＢのそれぞれにおいて、時間周波数変換、ＩＣＩを引き起こさない成分の加算が行われる。このとき、ＩＣＩの除去がサブキャリア毎にではなく、全サブキャリア一括して行われている。干渉除去後の信号は、合成部３０２で、例えばＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error：最小平均２乗誤差）重みを用いて合成される。
　以下、信号検出部２０５の詳細を説明する。なお、マルチパスの分割数は２として説明する。
　図４はマルチパスの各チャネルインパルス応答の例、図５は受信信号を図４のマルチパス成分に分けた信号を表している。図４のｐ１～ｐ１２はマルチパスの各チャネルインパルス応答を表しており、図５のｒ１はｐ１を通って受信された信号、ｒ２はｐ２を通って受信された信号、・・・、ｒ１２はｐ１２を通って受信された信号を表している。実際には受信信号はｒ１～ｒ１２が足された信号となっている。マルチパス分割部３０３はマルチパスをいくつかのブロックに分割し、受信信号から各ブロックに含まれるマルチパス成分を抽出する。
　例えば、図４の（ｂ）、（ｃ）のように２ブロックに分割するとする。ブロックｂ１はｐ１～ｐ６、ブロックｂ２はｐ７～ｐ１２である。図５の（ｂ）、（ｃ）は、それぞれ受信信号から抽出したブロックｂ１、ｂ２の成分を示している。受信信号から各ブロック成分を抽出するためには、受信信号から分割用レプリカ信号を減算することで行うことができる。分割用レプリカ信号は、抽出したいブロック以外のブロックに含まれるチャネルインパルス応答を用いて生成されたレプリカ信号である。例えば、受信信号からブロックｂ１成分を抽出する場合、分割用レプリカ信号は、ブロックｂ２を通って受信された信号、つまりｐ７～ｐ１２を通った信号、のレプリカとなっている。同様にブロックｂ２成分を抽出する場合はブロックｂ１を通って受信された信号、つまりｐ１～ｐ６を通った信号、のレプリカとなる。このように分割された信号はＦＦＴ部３０４－１～３０４－ＮＢ、所望信号加算部３０５－１～３０５－ＮＢで処理される。
　なお、２ブロックに分割した場合はＮＢ＝２である。例えば、ブロックｂ１の信号はＦＦＴ部３０４－１、所望信号加算部３０５－１で処理される。ブロックｂ２の信号はＦＦＴ部３０４－２、所望信号加算部３０５－２で処理される。分割された各信号はＦＦＴにより周波数領域に変換される。ＦＦＴは図５の（ｂ）、（ｃ）に示しているように、各ブロックの先頭を基準にして行われる。所望信号加算部３０５－１～３０５－ＮＢでは、各ブロックの周波数領域信号に対し、所望信号、つまりＩＣＩではない成分のみを加算する。このようにすることで、各ブロックの信号に対しＩＣＩが除去された信号が生成される。
　上記処理を数式を用いて説明する。
　マルチパスの分割数を２、第１ブロックから第２ブロックへの遅延時間をＭとする。また、ＦＦＴポイント数をＮＦＦＴ、有効サブキャリア数をＮｓｕｂ、ＧＩポイント数をＧ、Ｎｓ＝ＮＦＦＴ＋Ｇとする。第ｉＯＦＤＭシンボルの第１ブロックの受信信号ベクトルｒｉ,１は次式（１）のように表わすことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　なお、式（１）は、まだマルチパスの分割は行われていない状態である。
　ただし、Ｈ１ ｃ，１、Ｈ１ ｃ，２、Ｈｓ，－１、ｚｉ、ｎ１ ｉはそれぞれ次式（２）～（６）のように表わせる。ただし、ｚｉ，ｎは第ｉシンボル第ｎサブキャリアの変調シンボル、ｎｉ，ｋは第ｉシンボル第ｋ離散時刻の雑音を表す。また、ＦＩはＮＦＦＴ行ＮＦＦＴ列逆フーリエ変換行列であり、ＦＩの第ｐ行ｑ列成分は式（７）で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　なお、ｚｉのサイズがＮＦＦＴより小さい場合は、ｚｉが使用していないサブキャリアに０を挿入して逆フーリエ変換がおこなわれる。またＧ＋はＮｓ行ＮＦＦＴ列ガードインターバル挿入行列、Ｇ－はＮＦＦＴ行Ｎｓ列ガードインターバル除去行列を表す。またＨ１ １、Ｈ１ ２、Ｈ－１はそれぞれ、所望シンボルの第１ブロック、第２ブロックに対するＮｓ行Ｎｓ列チャネル行列、１つ前のシンボルに対するＮｓ行Ｎｓ列チャネル行列であり、次式（８）、（９）、（１０）のようになる。ただし，Ｄはパス数である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　同様に第ｉシンボル第２ブロックの受信信号ｒｉ，２は次式（１１）のように表わすことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ただし、Ｈ２ ｃ，１、Ｈ２ ｃ，２、Ｈｓ，＋１、ｎ２ ｉはそれぞれ次式（１２）～（１５）のように表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　またＨ２ １、Ｈ２ ２、Ｈ＋１はそれぞれ、所望シンボルの第１ブロック、第２ブロックに対するＮｓ行Ｎｓ列チャネル行列、１つ後のシンボルに対するＮｓ行Ｎｓ列チャネル行列であり、次式（１６）、（１７）、（１８）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　マルチパスの分割は、式（１）および式（１１）で示されている受信信号に対し、例えば他ブロックの信号、前後ＯＦＤＭシンボルの信号のレプリカを減算することで行うことができる。第ｉＯＦＤＭシンボル第１ブロックに対するレプリカｒ＾ｉ，１、第ｉＯＦＤＭシンボル第２ブロックに対するレプリカｒ＾ｉ，２は次式（１９）、（２０）のように表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　なお、ｚ＾ｉ、ｚ＾ｉ－１はそれぞれｚｉ、ｚｉ－１の期待値であり、符号化ビットＬＬＲから求めることができる。
　受信信号から式（１９）を減算することで、マルチパス分割後の第１ブロックの信号が生成でき、受信信号から式（２０）を減算することで、マルチパス分割後の第２ブロックの信号が生成される。マルチパス分割後の各ブロックの信号を周波数領域に変換すると、次式（２１）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　また、Γ、Ｘ、Ｙ、Ｚ、Ｎは次式（２２）～（２６）に示すような行列である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　Ξ１、Ξ２はそれぞれ第１ブロック、第２ブロックに含まれるチャネルインパルス応答の周波数応答を要素にもつＮｓｕｂ行Ｎｓｕｂ列の行列であり、ブロック内の最大遅延時間がＧＩ以内であれば次式（２７）、（２８）に示すようにΞ１、Ξ２は対角行列となる。所望シンボルの第１ブロック、第２ブロックに対するチャネル行列Ｈｎ，１、Ｈｎ，２は、次式（２９）、（３０）に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　また、Ｏａ，ｂはａ行ｂ列の零行列を表す。また、ｄｉａｇ（ａ）はベクトルａを対角要素にもつ対角行列を表す。
　ここで行列Ｘを次式（３１）のように分解する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　Ｘｄは次式（３２）に示すような行列である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　ただし、ｘ１ ｄ，２、ｘ２ ｄ，１はそれぞれＦＨ１ ｃ，１、ＦＨ２ ｃ，２の対角成分を要素にもつベクトルである。そのため、ＸｄはＩＣＩを引き起こさない成分となる。ＸＩＣＩはＸｄ以外の要素であるため、ＩＣＩを引き起こす成分となる。従って、次式（３３）のようにマルチパス分割した信号ＲｉにＸｄを用いて生成したレプリカを加算すれば、全サブキャリア一括処理で、ＩＣＩを除去した信号を生成することができる。なお、式（３３）に用いられるＡは、次式（３４）に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　所望信号加算部３０５－１～３０５－ＮＢはＲ～ ｉを出力する。マルチパスを分割し、ＩＣＩ成分のみを除去した信号は合成部３０２で、例えばＭＭＳＥ基準で合成される。ＭＭＳＥは全サブキャリア一括して行うことも可能であるが、ここではサブキャリア毎にＭＭＳＥを行う方法について説明する。上記数式は全サブキャリアを表していたので、次式（３５）～（４０）のように第ｎサブキャリア成分変更した式を用いる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　０ａ、ｅｎはそれぞれサイズａの零ベクトル、第ｎ要素が１でそれ以外が０のサイズＮｓｕｂのベクトルである。
　第ｎサブキャリアにおけるＭＭＳＥ重みＷｉ，ｎは次式（４１）～（４５）のように求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　ただし、ｄｉａｇｎ（ａｎ）は１≦ｎ≦Ｎとしたときにはｄｉａｇ（ａ１，ａ２，…，ａＮ）を表している。
　例えば、ｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３から成る１６ＱＡＭの場合、ｚｉ，ｎは式（４６）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　なお、ｂ０、ｂ１は位相、ｂ２、ｂ３は振幅を決めるものとする。またｂ０～ｂ３のそれぞれは＋１もしくは－１の値をとり、ビットが０のとき＋１、ビットが１のとき－１となるものとする。
　このときｚ＾ｉ，ｎ＝Ｅ[ｚｉ，ｎ]は次式（４７）のように表わすことができる。ここで、Ｅ［ｂ］は、式（４８）で表わす。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　なお、ｔａｎｈは双曲線正接関数を表す。またλｂはあるビットｂのＬＬＲを表す。
　また、Ｅ[｜ｚ＾ｉ，ｎ｜２]は式（４９）のように求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　なお、Ｅ[｜ｚ＾ｉ，ｎ｜２]　＝　Ｅ[｜ｚ＾ｉ－１，ｎ｜２] 　＝　Ｅ[｜ｚ＾ｉ＋１，ｎ｜２]　＝１と近似してもよい。
　また、式（４３）は第１ブロックと第２ブロックとの間の雑音相関を考慮しているが、無相関としてもよい。無相関とする場合は、αｎ＝０とすればよい。
　次式（５０）のように第ｎサブキャリアにおいてシンボル間で期待値は同じであるとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　このとき式（４２）は次式（５１）のように近似することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　また、ＩＣＩ除去残差は無視できるほど小さいと仮定すると、式（４２）、（４５）は次式（５２）、（５３）のように近似することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　また干渉除去残差を雑音と近似すると、次式（５４）、（５５）のように式変形できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　なお、σｒｅｓ ２は式（５５）ではＩＳＩ除去残差しか含まれていないが、ＩＣＩ除去残差を考慮してもよい。
　さらに干渉除去残差が無視できるほど小さいと仮定すると、次式（５６）のように式変形できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　なお、上記Ｅ［ｙｉ，ｎｙｉ，ｎ Ｈ］とＥ［ｙｉ，ｎｚｉ，ｎ ＊］は自由に組み合わせることができる。数式を見れば分かるように、近似をするほど計算量は少なくなって行く。
　このようにして求めたＭＭＳＥ重みＷｉ，ｎを用いて、Ｗｉ，ｎ Ｈｙｉ，ｎとして第ｎサブキャリアの受信信号に乗算することで、ＭＭＳＥ合成が行われる。
　図６は、第１の実施形態における受信処理のフローチャートである。
　この受信処理は、受信装置２００において実行されるものであり、上述のように受信アンテナ２０１で受信された信号は、無線部２０２、受信フィルタ部２０３、Ａ／Ｄ変換部２０４を通って、アナログ・デジタル変換され受信信号として出力される。この受信信号を信号検出部２０５により処理するところから始まるのが以下のフローである。
　ステップｓ６０１では、マルチパス分割部３０３が、ステップｓ６０９で分割用レプリカ生成部３０６により生成される分割用レプリカ信号を用いて、マルチパスをＮＢ個のブロックにの分割を行う。ステップｓ６０２では、マルチパスの分割が行われた受信信号をＦＦＴ部３０４－１～３０４－ＮＢにより周波数領域に変換する。ステップｓ６０３では、所望信号加算部３０５－１～３０５－ＮＢが、分割された受信信号にＩＣＩを引き起こさない成分を加算し、ＩＣＩ除去を行う。ステップｓ６０４では、ステップｓ６０３で得られる各々の信号を、合成部３０２がＭＭＳＥフィルタで合成する。そして、ステップｓ６０５で復調部２０６により復調処理を行い符号化ビットＬＬＲを算出し、ステップｓ６０６で復号部２０７により誤り訂正復号を行う。ステップｓ６０７では、既定の回数の処理が行われたかどうか、もしくは、復号結果に誤りが検出されなかったかどうかを復号部２０７が判断し、既定の回数の処理が行われたか、もしくは、誤りが検出されなかった場合は、情報ビットを出力して受信処理を終了する。既定の回数の処理が行われていなく、誤りが検出された場合は、復号後の符号化ビットＬＬＲを出力してステップ６０８に移る。なお、復号結果に誤りがあるかどうかの判断は、例えば上位層であるＭＡＣ（Media Access Control）層が行っても良い。ステップｓ６０８では、シンボルレプリカ生成部２０８が、符号化ビットＬＬＲから変調シンボルのレプリカであるシンボルレプリカを生成する。ｓ６０９では、分割用レプリカ生成部３０６が、シンボルレプリカを用いてマルチパス分割を行うためのレプリカ信号を生成する。
　このように上記第１の実施形態では、ＩＣＩを全サブキャリア一括して除去することが可能であるため、サブキャリアごとにＩＣＩを除去する場合と比較して、計算量を少なくすることができる。また、複数のブロックに分割すれば、ＧＩを超える遅延波の電力損失を補償することが可能となる。
　なお、上記第１の実施形態では、受信信号から他ブロックの信号を減算していたが、本発明はこれに限らず、受信信号から受信信号のレプリカを減算し、その後、ＩＣＩを引き起こさない成分を加算しても良い。
　（第２の実施形態） 
　第２の実施形態は、本発明をＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）システムに適用したものである。以下では、Ｔ本のアンテナを備えた送信装置が送信した信号を、Ｒ本のアンテナを備えた受信装置が受信する場合で説明する。
　図７は、第２の実施形態における送信装置７００の構成を示すブロック図である。送信装置７００は、符号部７０１－１～７０１－Ｔ、変調部７０２－１～７０２－Ｔ、マッピング部７０３－１～７０３－Ｔ、ＩＦＦＴ部７０４－１～７０４－Ｔ、ＧＩ挿入部７０５－１～７０５－Ｔ、Ｄ／Ａ変換部７０６－１～７０６－Ｔ、送信フィルタ部７０７－１～７０７－Ｔ、無線部７０８－１～７０８－Ｔ、パイロット生成部７０９、送信アンテナ７１０－１～７１０－Ｔで構成される。
　符号部７０１－１～７０１－Ｔは、情報ビットに対して誤り訂正符号化を行い、符号化ビットを生成する。変調部７０２－１～７０２－Ｔは符号化ビットを変調シンボルにマッピングし、マッピング部７０３－１～７０３－Ｔはパイロット生成部７０９で生成されたパイロット信号と変調シンボルをマッピングする。マッピングした信号に対し、ＩＦＦＴ部７０４－１～７０４－Ｔは周波数時間変換を行い、ＧＩ挿入部７０５－１～７０５－Ｔはガードインターバルを挿入し、Ｄ／Ａ変換部７０６－１～７０６－Ｔはデジタル・アナログ変換を行い、送信フィルタ部７０７－１～７０７－Ｔは波形整形を行い、無線部７０８－１～７０８－Ｔは無線周波数に変換する。無線部７０８－１～７０８－Ｔを出力した信号は、Ｔ本の送信アンテナ７１０－１～７１０－Ｔから送信される。
　図８は、第２の実施形態における受信装置８００の構成を示すブロック図である。受信装置８００は、受信アンテナ８０１－１～８０１―Ｒ、無線部８０２－１～８０２－Ｒ、受信フィルタ部８０３－１～８０３－Ｒ、Ａ／Ｄ変換部８０４－１～８０４－Ｒ、信号検出部８０５、復調部８０６－１～８０６－Ｔ、復号部８０７－１～８０７－Ｔ、シンボルレプリカ生成部８０８－１～８０８－Ｔ、伝搬路推定部８０９で構成される。
　受信アンテナ８０１－１～８０２－Ｒで受信した信号は、無線部８０２－１～８０２－Ｒで無線周波数からベースバンドに変換され、受信フィルタ部８０３－１～８０３－Ｒで波形整形され、Ａ／Ｄ変換部８０４－１～８０４－Ｒでアナログ・デジタル変換が行われ、受信信号として出力される。信号検出部８０５は、受信信号、シンボルレプリカ生成部８０８－１～８０８－Ｔが生成するシンボルレプリカおよび伝搬路推定部８０９が受信信号から推定した伝搬路推定値から、ＩＳＩ，ＩＣＩの抑圧およびＭＩＭＯ信号分離を行う。ＭＩＭＯ信号分離された信号は、復調部８０６－１～８０６－Ｔで復調処理が行われ、符号化ビットＬＬＲが求められる。復号部８０７－１～８０７－Ｔは誤り訂正復号が行われる。復号結果に誤りがないか、既定の回数繰り返した場合は情報ビットを出力する。それ以外は符号化ビットＬＬＲを出力して繰り返し処理に移行する。シンボルレプリカ生成部８０８－１～８０８－Ｔは、符号化ビットＬＬＲからシンボルレプリカを生成する。
　図９は、信号検出部８０５の構成を示すブロック図である。信号検出部８０５は、干渉除去部９０１、信号分離部９０２を備える。干渉除去部９０１は、レプリカ減算部９０３、ＦＦＴ部９０４－１－１～９０４－１－ＮＢ、・・・、９０４－Ｒ－１～９０４－Ｒ－ＮＢ、所望信号加算部９０５－１－１～９０５－１－ＮＢ、・・・、９０５－Ｒ－１～９０５－Ｒ－ＮＢ、受信信号レプリカ生成部９０６（レプリカ生成部とも称する）を備える。
　レプリカ減算部９０３は、受信信号から受信信号レプリカ生成部９０６がシンボルレプリカ、伝搬路推定値から生成する受信信号のレプリカである受信信号レプリカを減算する。このときにＩＳＩ除去は行われる。レプリカが減算された受信信号は、ＦＦＴ部９０４－１－１～９０４－１－ＮＢ、・・・、９０４－Ｒ－１～９０４－Ｒ－ＮＢは時間周波数変換され、所望信号加算部９０５－１－１～９０５－１－ＮＢ、・・・、９０５－Ｒ－１～９０５－Ｒ－ＮＢでＩＣＩが除去された複数のブロックに分割された信号が生成される。信号分離部９０２は、ブロックに分割された信号を用いてＭＩＭＯ信号分離を行う。
　以下、信号検出部８０５の処理の詳細を説明する。
　第ｉＯＦＤＭシンボル第１ブロックの受信信号ベクトルをｒｉ，１、第ｉＯＦＤＭシンボル第２ブロックの受信信号ベクトルをｒｉ，２とする。つまりｒｉ，１は各受信アンテナにおける受信信号の第１ブロックの受信信号を縦方向に並べた信号であり、ｒｉ，２は各受信アンテナにおける受信信号の第２ブロックの受信信号を縦方向に並べた信号である。受信信号から受信信号レプリカを減算し、受信アンテナにおける信号毎にフーリエ変換した信号を次式（５７）のように表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　なお、Ｒｉ，１、Ｒｉ，２はそれぞれ第１ブロックの除去残差の周波数信号ベクトル、第２ブロックの除去残差の周波数信号ベクトルを表す。またｒ＾ｉ，１、ｒ＾ｉ，２はそれぞれ第１ブロックの受信信号レプリカ、第２ブロックの受信信号レプリカであり、次式（５８）、（５９）のように表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　ただし、Ｈ１ ｃ，１、Ｈ１ ｃ，２、Ｈ２ ｃ，１、Ｈ２ ｃ，２、Ｈｓ，－１、Ｈｓ，＋１はそれぞれ第１の実施形態における式（２）、（３）、（１２）、（１３）、（４）、（１４）の各要素をＲ行Ｔ列に拡張した行列である。またｚ＾ｉ、ｚ＾ｉ－１、ｚ＾ｉ＋１は各送信アンテナから送信される変調シンボルを縦方向に並べたベクトルである。また、第２の実施形態におけるＦ、ＦＩはそれぞれ受信アンテナにおける信号毎、送信アンテナで送信する信号毎のフーリエ変換、逆フーリエ変換を表している。
　Ｒｉに対して、次式（６０）のようにＩＣＩを引き起こさない信号を加算することで、受信信号からＩＣＩが除去された信号を生成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
　なおＸｄは、次式（６１）で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　ただし、ｂｄｉａｇ（Ａ）は行列Ａのブロック対角成分以外をの要素を０とした行列を表す。なお、式（６１）では、各サブキャリアでＲ行Ｔ列の行列が対角に並んだ行列となり、このブロック対角成分はＩＣＩを引き起こさない。Ｒ～ ｉの各要素は所望信号加算部９０５－１－１～９０５－１－ＮＢ、・・・、９０５－Ｒ－１～９０５－Ｒ－ＮＢの出力である。
　ここで、送信アンテナ数、受信アンテナ数を共に１とした場合、第１の実施形態の式（３３）のＲ～ ｉと第２の実施形態の式（６０）のＲ～ ｉは、同じシンボルレプリカを用いれば、等しい結果が得られる。これは、所望信号を抽出するのに、非所望信号のレプリカを減算して抽出するのか、所望信号を含む全ての信号のレプリカを減算した後に所望信号のレプリカを加算して抽出するのかの違いである。当然、本実施形態においても第１の実施形態と同様の方法を行うこともできる。
　信号分離部９０２はＲ～ ｉに対してＭＩＭＯ分離検出を行う。ＭＩＭＯ分離検出は、例えばＺＦ（Zero-Forcing）、ＭＭＳＥ、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection：最尤検出）など、ＭＩＭＯ－ＯＦＤＭに適用できるものであれば用いることが可能である。なお復号処理により符号化ビットＬＬＲが得られているので、ＭＬＤはＭＡＰ（Maximum A posteriori Probability：最大事後確率）アルゴリズムによるＭＩＭＯ分離検出を行うこともできる。
　サブキャリア毎のＭＩＭＯ分離検出を説明する。信号分離部９０２の入力信号のうち第ｎサブキャリアを次式（６２）のように表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
　なお、Ｎｎは第ｎサブキャリアにおけるＩＳＩ除去残差、ＩＣＩ除去残差、雑音の和である。ここではマルチパス分割数を２としているので、（Ｘｄ）ｎは２Ｒ行Ｔ列の行列となる。式（６２）に対して、例えばＭＭＳＥでＭＩＭＯ分離検出を行う場合は次式（６３）、（６４）のようにすればよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
　なお、ｚ＾ｉ，ｎはＭＩＭＯ分離検出後のｚｉ，ｎ、σＮ ２は除去残差と雑音の和の平均電力、ＩＴはＴ行Ｔ列の単位行列を表す。
　例えば、ＭＬＤでＭＩＭＯ分離検出を行う場合は次式（６５）のようにすればよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
　なお、ｚｃ，ｉ，ｎはｚｉ，ｎの候補であり、ＱＰＳＫの場合は４Ｔ通り、１６ＱＡＭの場合は１６Ｔ通りの候補が存在する。なお、ｚｃ，ｉ，ｎの数を減らして、演算量を削減することも可能である。
　図１０は、第２の実施形態における受信処理のフローチャートである。
　この受信処理は、受信装置２００において実行されるものであり、上述のように受信アンテナ８０１－１～８０２－Ｒで受信した信号は、無線部８０２－１～８０２－Ｒ、受信フィルタ部８０３－１～８０３－Ｒ、Ａ／Ｄ変換部８０４－１～８０４－Ｒを通って、アナログ・デジタル変換が行われ、受信信号として出力される。この受信信号を信号検出部８０５により処理するところから始まるのが以下のフローである。
　ステップｓ１００１では、レプリカ減算部９０３が、ステップｓ１００９で受信信号レプリカ生成部９０６により生成される受信信号レプリカを受信信号から減算する。そして、ステップｓ１００２では、ＦＦＴ部９０４－１－１～９０４－１－ＮＢ、・・・、９０４－Ｒ－１～９０４－Ｒ－ＮＢが周波数領域に変換する。ステップｓ１００３では、所望信号加算部９０５－１－１～９０５－１－ＮＢ、・・・、９０５－Ｒ－１～９０５－Ｒ－ＮＢが、マルチパスを分割した各ブロックに対し、ＩＣＩを引き起こさない成分を加算し、ブロックごとに全サブキャリア一括してＩＣＩ除去を行う。ステップｓ１００４では、信号分離部９０２が、ＩＣＩが除去された信号を用いてＭＩＭＯ分離検出を行う。ステップｓ１００５では、復調部８０６－１～８０６－Ｔが、分離検出後の信号に対して復調処理を行って符号化ビットＬＬＲを算出し、ステップｓ１００６では、復号部８０７－１～８０７－Ｔが符号化ビットＬＬＲに対して誤り訂正復号処理を行う。ステップｓ１００７では、既定の回数の復号処理が行われたかどうか、もしくは、復号結果に誤りが検出されたかどうかを判定し、既定の回数の処理が行われた、もしくは、誤りが検出されなかった場合は情報ビットを出力して受信処理を終了する。誤りが検出されない、かつ、既定回数の処理が行われていない場合は復号処理で得られる符号化ビットＬＬＲを出力して、ステップｓ１００８の処理に移行する。ステップｓ１００８では、シンボルレプリカ生成部８０８－１～８０８－Ｔが、符号化ビットＬＬＲから変調シンボルのレプリカであるシンボルレプリカを生成する。ステップｓ１００９では、受信信号レプリカ生成部９０６がシンボルレプリカから受信信号のレプリカである受信信号レプリカを生成し、再度ステップｓ１００１の処理を行う。
　なお、本実施形態では送信アンテナ毎に異なるデータを送信するものとして説明したが、本発明はこれに限らず、複数の送信アンテナを用いて、送信アンテナ数よりも少ない複数の異なるデータを送信する場合にも適用することができる。
　また、本実施形態では異なるデータ毎に誤り訂正符号化を行っていたが、本発明はこれに限らず、符号化ビットを複数の送信アンテナに分配しても良い。なお、このとき受信側では分配した信号を１つの復号部で誤り訂正復号を行うことになる。
　（第３の実施形態） 
本実施形態では、ＭＩＭＯ－ＯＦＤＭにおいて、マルチパスを分割することに加え、他送信アンテナからの干渉も抑圧する方法を説明する。
　第２の実施形態との違いは信号検出部８０５の処理であるため、信号検出部８０５の処理のみを説明する。第３の実施形態では他送信アンテナからの干渉も抑圧するため、所望信号加算部９０５－１－１～９０５－１－ＮＢ、・・・、９０５－Ｒ－１～９０５－Ｒ－ＮＢで加算する信号は、所望送信アンテナｔから送信された信号のレプリカである。従って信号分離部９０２に入力される信号は、次式（６６）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
　なお、ｚ＾ｉ，ｔは、ｚ＾ｉのうち第ｔ送信アンテナから送信された信号以外を０としたものである。また、１≦ｔ≦Ｔである。
　サブキャリア毎にＭＩＭＯ分離検出を行う場合を説明する。信号分離部９０２への入力のうち、第ｎサブキャリアは次式（６７）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
　なお、ｚｉ，ｎ，ｔはｚｉ，ｎの第ｔ要素と同じで、それ以外が除去残差であるベクトルである。信号分離部９０２はＲ～ ｉ，ｎ，ｔから第ｔ送信アンテナから送信された信号を検出する。例えば第２の実施形態で説明した式（６４）のようなＭＭＳＥ重みを用いても良いし、他アンテナからの干渉が完全に除去できたと仮定して、第１の実施形態と同様な合成を行っても良い。また他送信アンテナからの干渉除去残差を抑圧して所望ストリームを合成するようなＭＭＳＥ重みを用いても良い。信号検出部８０５は全てのｔで同様の処理を行う。
　図１１は、第３の実施形態における受信処理のフローチャートである。
　この受信処理は、第２の実施形態と同様に受信装置２００において実行されるものであり、上述のように受信アンテナ８０１－１～８０２－Ｒで受信した信号は、無線部８０２－１～８０２－Ｒ、受信フィルタ部８０３－１～８０３－Ｒ、Ａ／Ｄ変換部８０４－１～８０４－Ｒを通って、アナログ・デジタル変換が行われ、受信信号として出力される。この受信信号を信号検出部８０５により処理するところから始まるのが以下のフローである。
　受信信号はステップｓ１１０１で、レプリカ減算部９０３により、ステップｓ１１０９で受信信号レプリカ生成部９０６により生成される受信信号レプリカを減算され、ステップｓ１１０２で、ＦＦＴ部９０４－１－１～９０４－１－ＮＢ、・・・、９０４－Ｒ－１～９０４－Ｒ－ＮＢにより周波数領域に変換される。ステップｓ１１０３では、所望信号加算部９０５－１－１～９０５－１－ＮＢ、・・・、９０５－Ｒ－１～９０５－Ｒ－ＮＢが、所望アンテナから送信された信号のうちＩＣＩを引き起こさない成分のレプリカを加算し、ＩＣＩおよび他アンテナからの干渉の抑圧を行う。その後、ステップｓ１１０４で、信号分離部９０２によりＭＩＭＯ分離検出が行われ、ステップｓ１１０５で復調部８０６－１～８０６－Ｔにより復調処理が行われ、ステップｓ１１０６で復号部８０７－１～８０７－Ｔにより復号処理が行われる。ステップｓ１１０７では、既定の回数の復号処理が行われたかどうか、もしくは、復号結果に誤りが検出されたかどうかを復号部８０７－１～８０７－Ｔで判定し、既定の回数の処理が行われたか、もしくは、誤りが検出されなかった場合は情報ビットを出力して受信処理を終了する。誤りが検出され、かつ、既定の回数の処理が行われていない場合は、符号化ビットＬＬＲを出力してステップｓ１１０８の処理に移行する。ステップｓ１１０８では、シンボルレプリカ生成部８０８－１～８０８－Ｔが、符号化ビットＬＬＲからシンボルレプリカを生成する。ステップｓ１１０９では、受信信号レプリカ生成部９０６がシンボルレプリカを用いて受信信号レプリカを生成し、再度ステップｓ１１０１に移る。
　（第４の実施形態）
　本実施形態では、本発明を中継システムの受信装置に適用した例を説明する。
　図１２は、本実施形態における中継システム１２００の概略図を示している。中継システム１２００は送信装置１２０１、中継装置１２０２、受信装置１２０３を備えている。受信装置１２０３は、送信装置１２０１から中継装置１２０２を経由する中継信号、および、中継装置１２０２を経由しない直接信号の両方を受信するものとする。中継装置１２０２は、受信した信号を増幅して再送信するＡＦ（Amplify-and-foward）型の中継処理を行う。
　中継処理には処理遅延が生じ、処理遅延がＧＩ長を超える場合、図１３に示すようなクラスタ化した遅延波群が到来することになる。図１３は、中継システムの遅延プロファイルの一例を示している。遅延波群１３０１は送信装置と受信装置との間の遅延プロファイルである。遅延波群１３０２は中継装置を経由した場合の遅延プロファイルを示している。中継処理遅延がＧＩ長を超える場合、比較的大きい電力を有する中継信号が遅延波群となって到来する環境となる。
　図１４は、本実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。受信装置は、受信アンテナ１４０１、無線部１４０２、受信フィルタ部１４０３、Ａ／Ｄ変換部１４０４、信号検出部１４０５、復調部１４０６、復号部１４０７、シンボルレプリカ生成部１４０８、伝搬路推定部１４０９、分割設定部１４１０で構成される。
　第１の実施形態との違いは分割設定部１４１０であるので、分割設定部１４１０についてのみ説明する。分割設定部１４１０は各ブロックのＦＦＴの開始位置（範囲）を設定する。例えば、中継装置の処理遅延がＧＩ長と比較して大きい場合は、２つの遅延波群が現れるため、各遅延波群の先頭を基準としてＦＦＴの開始位置を設定すれば良い。遅延波群内で遅延広がりがＧＩ長を超える場合は、さらに分割してもよい。また、直接信号と中継信号のどちらかが著しく弱い信号だった場合、受信処理に用いなくても良い。また、マルチホップ伝送などのように、さらに遅延が生じる場合は、２つ以上の遅延波群が現れるため、それぞれの遅延波群の先頭を基準としてＦＦＴの開始位置を設定すれば良い。
　信号検出部１４０５では、分割設定部１４１０で設定したＦＦＴ開始位置に従って、マルチパスの分割および合成が行われる。
　なお、本実施形態では、中継システムを経由した信号を受信することによりＧＩを超える遅延波を受信する場合で説明したが、複数の基地局から信号を同時に受信した場合（例えばＣｏＭＰ（Cordinated Multi-Points））に、ＧＩを超える遅延波が生じる場合でも適用することが可能である。
　なお、上記第１～４の実施形態では、伝搬路推定部はパイロット信号から伝搬路推定を行っていたが、本発明はこれに限らず、受信したデータを用いて伝搬路推定を行ってもよい。例えば、復号部が出力する符号化ビットＬＬＲを用いて繰り返し伝搬路推定を行うことができる。
１００　送信装置
１０１　符号部
１０２　変調部
１０３　マッピング部
１０４　ＩＦＦＴ部
１０５　ＧＩ挿入部
１０６　Ｄ／Ａ変換部
１０７　送信フィルタ部
１０８　無線部
１０９　パイロット生成部
１１０　送信アンテナ
２００　受信装置
２０１　受信アンテナ
２０２　無線部
２０３　受信フィルタ部
２０４　Ａ／Ｄ変換部
２０５　信号検出部
２０６　復調部
２０７　復号部
２０８　シンボルレプリカ生成部
２０９　伝搬路推定部
３０１　干渉除去部
３０２　合成部
３０３　マルチパス分割部
３０４－１～３０４－ＮＢ　ＦＦＴ部
３０５－１～３０５－ＮＢ　所望信号加算部
３０６　分割用レプリカ生成部
７００　送信装置
７０１－１～７０１－Ｔ　符号部
７０２－１～７０２－Ｔ　変調部
７０３－１～７０３－Ｔ　マッピング部
７０４－１～７０４－Ｔ　ＩＦＦＴ部
７０５－１～７０５－Ｔ　ＧＩ挿入部
７０６－１～７０６－Ｔ　Ｄ／Ａ変換部
７０７－１～７０７－Ｔ　送信フィルタ部
７０８－１～７０８－Ｔ　無線部
７０９　パイロット生成部
７１０－１～７１０－Ｔ　送信アンテナ
８００　受信装置
８０１－１～８０１―Ｒ　受信アンテナ
８０２－１～８０２－Ｒ　無線部
８０３－１～８０３－Ｒ　受信フィルタ部
８０４－１～８０４－Ｒ　Ａ／Ｄ変換部
８０５　信号検出部
８０６－１～８０６－Ｔ　復調部
８０７－１～８０７－Ｔ　復号部
８０８－１～８０８－Ｔ　シンボルレプリカ生成部
８０９　伝搬路推定部
９０１　干渉除去部
９０２　信号分離部
９０３　レプリカ減算部
９０４－１－１～９０４－Ｒ－ＮＢ　ＦＦＴ部
９０５－１－１～９０５－Ｒ－ＮＢ　所望信号加算部
９０６　受信信号レプリカ生成部
１２００　中継システム
１２０１　送信装置
１２０２　中継装置
１２０３　受信装置
１３０１，１３０２　遅延波群
１４０１　受信アンテナ
１４０２　無線部
１４０３　受信フィルタ部
１４０４　Ａ／Ｄ変換部
１４０５　信号検出部
１４０６　復調部
１４０７　復号部
１４０８　シンボルレプリカ生成部
１４０９　伝搬路推定部
１４１０　分割設定部
 

Claims (14)

  1. 　マルチキャリア伝送方式により信号の受信を行なう受信装置であって、
    　誤り訂正復号によりビットの尤度を求める復号部と、
    　前記ビットの尤度からシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部と、
    　伝搬路推定により伝搬路推定値を求める伝搬路推定部と、
    　マルチパス干渉を低減する信号検出部と、
    を備え、
    　前記信号検出部は、
    　前記伝搬路推定値及び前記シンボルレプリカからキャリア間干渉を一括して除去する干渉除去部と、
    　前記干渉除去部の出力を合成する合成部と、
    を備えることを特徴とする受信装置。
  2. 　前記干渉除去部は、
    　前記伝搬路推定値の一部を用いて分割用レプリカを生成する分割用レプリカ生成部と、
    　前記分割用レプリカを受信信号から減算してマルチパスの分割を行うマルチパス分割部と、
    　前記マルチパスを分割した信号に対してフーリエ変換を行って周波数領域信号を生成するＦＦＴ部と、
    　前記分割用レプリカのうちキャリア間干渉を引き起こさない成分を前記周波数領域信号に加算する所望信号加算部と、
    を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
  3. 　前記干渉除去部は、
    　前記伝搬路推定値を用いて受信信号のレプリカを生成する受信信号レプリカ生成部と、
    　前記受信信号のレプリカを受信信号から減算するレプリカ減算部と、
    　前記レプリカを減算した信号に対して、区間の異なるフーリエ変換を行って複数の周波数領域信号を生成するＦＦＴ部と、
    　前記複数の周波数領域信号に対し、キャリア間干渉を引き起こさない成分を加算する所望信号加算部と、
    を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
  4. 　前記合成部は、
    　前記ビットの尤度を基に最小平均２乗誤差基準で合成することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の受信装置。
  5. 　マルチキャリア伝送方式により信号の受信を行なう受信方法であって、
    　誤り訂正復号によりビットの尤度を求める復号過程と、
    　前記ビットの尤度からシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成過程と、
    　伝搬路推定により伝搬路推定値を求める伝搬路推定過程と、
    　マルチパス干渉を低減する信号検出過程と、
    を備え、
    　前記信号検出過程は、
    　前記伝搬路推定値及び前記シンボルレプリカからキャリア間干渉を一括して除去する干渉除去過程と、
    　前記干渉除去部の出力を合成する合成過程と、
    を備えることを特徴とする受信方法。
  6. 　前記復号過程と前記信号検出過程を繰り返し行うことを特徴とする請求項５に記載の受信方法。
  7. 　ＭＩＭＯ伝送方式により信号を受信する受信装置であって、
    　誤り訂正復号によりビットの尤度を求める復号部と、
    　前記ビットの尤度からシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部と、
    　伝搬路推定により伝搬路推定値を求める伝搬路推定部と、
    　マルチパス干渉を低減する信号検出部と、
    を備え、
    　前記信号検出部は、
    　前記伝搬路推定値及び前記シンボルレプリカからキャリア間干渉を一括して除去する干渉除去部と、
    　前記干渉除去部の出力に対してＭＩＭＯ信号分離を行う信号分離部と、
    を備えることを特徴とする受信装置。
  8. 　前記干渉除去部は、
    　前記伝搬路推定値の一部を用いて分割用レプリカを生成する分割用レプリカ生成部と、
    　前記分割用レプリカを受信信号から減算してマルチパスの分割を行うマルチパス分割部と、
    　前記マルチパスを分割した信号に対してフーリエ変換を行って周波数領域信号を生成するＦＦＴ部と、
    　前記分割用レプリカのうちキャリア間干渉を引き起こさない成分を前記周波数領域信号に周波数領域で加算する所望信号加算部と、
    を備えることを特徴とする請求項７に記載の受信装置。
  9. 　前記干渉除去部は、
    　前記伝搬路推定値を用いて受信信号のレプリカを生成する受信信号レプリカ生成部と、
    　前記受信信号のレプリカを受信信号から減算するレプリカ減算部と、
    　前記レプリカを減算した信号に対して、区間の異なるフーリエ変換を行って複数の周波数領域信号を生成するＦＦＴ部と、
    　前記複数の周波数領域信号に対し、キャリア間干渉を引き起こさない成分を加算する所望信号加算部と、
    を備えることを特徴とする請求項７に記載の受信装置。
  10. 　前記信号分離部は、
    　前記伝搬路推定値に基づいて重みを生成し、該重みを受信信号に乗算することでＭＩＭＯ信号分離を行うことを特徴とする請求項７乃至９のいずれかに記載の受信装置。
  11. 　前記信号分離部は、最尤検出によりＭＩＭＯ信号分離を行うことを特徴とする請求項７乃至９のいずれかに記載の受信装置。
  12. 　前記信号検出部は、マルチパス干渉と共にストリーム間干渉も低減することを特徴とする請求項７乃至１１のいずれかに記載の受信装置。
  13. 　ＭＩＭＯ伝送方式により信号を受信する受信方法であって、
    　誤り訂正復号によりビットの尤度を求める復号過程と、
    　前記ビットの尤度からシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成過程と、
    　伝搬路推定により伝搬路推定値を求める伝搬路推定過程と、
    　マルチパス干渉を低減する信号検出過程と、
    を備え、
    　前記信号検出過程は、
    　前記伝搬路推定値及び前記シンボルレプリカからキャリア間干渉を一括して除去する干渉除去過程と、
    　前記干渉除去部の出力に対してＭＩＭＯ信号分離を行う信号分離過程と、
    を備えることを特徴とする受信方法。
  14. 　前記復号過程と前記信号検出過程を繰り返し行うことを特徴とする請求項１３に記載の受信方法。
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