JP2011049766A - 無線受信装置、無線受信方法、及び無線受信プログラム - Google Patents

Abstract

【課題】マルチパスの分割による分割誤差の影響を小さくし、良好な受信特性を得ることができること。
【解決手段】復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、レプリカを除去した信号を１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいて合成し、合成した結果の合成信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置において、制御部ｃ１１４は、レプリカを除去した信号に除去したレプリカの成分を付加する信号付加処理を行った場合の信号の品質を示す第２の信号品質情報と、レプリカを除去した信号の品質を示す第１の信号品質情報と、に基づいて、信号付加処理を行うか否かを選択する。
【選択図】図３

Description

本発明は、無線受信装置、無線受信方法、及び無線受信プログラムに関する。

無線通信においては、特に広帯域伝送の場合、先行して受信するパスに加え、建物や山などの障害物からの反射を経由する等して遅延して到来するパスが存在し、シンボル間干渉（ＩＳＩ：Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ；ＩＳＩ）となる。このように複数のパスが到来する環境をマルチパス環境という。例えば、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＭＣ−ＣＤＭ（Ｍｕｌｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）などのマルチキャリア伝送では、ガードインターバル（ＧＩ：Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）を付加することで、ＧＩ以内の遅延パスであればＩＳＩが生じることを防止する。しかしながら、ＧＩを超える遅延パスが存在する場合、ＩＳＩに加え、ＦＦＴ（高速フーリエ変換：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）の周期性が崩れるためにＩＣＩ（キャリア間干渉：Ｉｎｔｅｒ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）も生じる。ＩＳＩやＩＣＩは受信性能を大幅に劣化させる。
図１６は、チャネルインパルス応答を示す概略図である。この図は、１２波のマルチパスモデルのチャネルインパルス応答値を示す。この図は、先頭の６波がガードインターバル区間内であり、それ以外の６波がその区間を超えていることを示す。
図１７は、受信信号の一例を示す概略図である。この図は、図１６のチャネルインパルス応答の場合の受信信号を示す。この図は、前のシンボルがＦＦＴ区間に入り込むことにより生じるＩＳＩやＦＦＴ区間内に前のシンボルとの切れ目が入ることによる周期性の崩れに起因するＩＣＩが生じることを示す。

特許文献１及び非特許文献１には、ＩＳＩやＩＣＩが生じる場合であっても良好な受信特性が得られる技術が記載されている。これらの技術は、誤り訂正復号結果のビット対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ）から遅延パスのレプリカを生成し受信信号から除去することでマルチパスを分割し、受信信号をＩＳＩおよびＩＣＩが抑圧された複数のブロックに分割し、各ブロックの信号を合成することでパスダイバーシチ効果を得ることができるものである。

国際公開第２００７／１３６０５６号パンフレット

Ｋ． Ｓｈｉｍｅｚａｗａ、Ｔ． Ｙｏｓｈｉｍｏｔｏ、Ｒ． Ｙａｍａｄａ、Ｎ． Ｏｋａｍｏｔｏ、「Ａ ｎｏｖｅｌ ＳＣ／ＭＭＳＥ ｔｕｒｂｏ ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈ ｉｎｓｕｆｆｉｃｉｅｎｔ ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ」、ＩＥＥＥ ＰＩＭＲＣ．２００８、２００８年９月

しかしながら、特許文献１及び非特許文献１に記載の技術では、レプリカを生成して受信信号から除去することでマルチパスを分割しているため、この分割による分割誤差が生じる。これらの技術には、この分割誤差の影響のため、良好な受信特性を得ることができない場合があるという問題があった。

本発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、その目的は、マルチパスの分割による分割誤差の影響を小さくし、良好な受信特性を得ることができる無線受信装置、無線受信方法、及び無線受信プログラムを提供することにある。

（１）本発明は上記の課題を解決するためになされたものであり、本発明は、復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいて合成し、合成した結果の合成信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置において、前記レプリカを除去した信号に前記除去したレプリカの成分を付加する信号付加処理を行った場合の信号の品質を示す第２の信号品質情報と、前記レプリカを除去した信号の品質を示す第１の信号品質情報と、に基づいて、前記信号付加処理を行うか否かを選択する制御部を備えることを特徴とする無線受信装置である。

（２）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記制御部は、前記第２の信号品質情報が示す品質が、前記第１の信号品質情報が示す品質より低い場合に、前記信号付加処理を行うことを選択して、前記除去によって生じる誤差を低減することを特徴とする。

（３）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記制御部は、前記第２の信号品質情報が示す品質が、前記第１の信号品質情報が示す品質より高い場合に、前記信号付加処理を行わないことを選択すること特徴とする。

（４）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記信号品質情報は、信号対干渉雑音電力比であり、前記制御部は、前記第１の信号対干渉雑音電力比が前記第２の信号対干渉雑音電力比より小さい場合に、前記信号付加処理を行うことを選択して前記除去によって生じる誤差を低減し、前記第１の信号対干渉雑音電力比が前記第２の信号対干渉雑音電力比より大きい場合に、前記信号付加処理を行わないことを特徴とする。

（５）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記無線受信装置が受信する受信信号は、送信装置が、変調シンボルを予め定めた単位で時間周波数変換して複数のサブキャリアにマッピングして送信した信号の受信信号であり、前記無線受信装置は、前記合成信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部を備え、前記制御部は、前記予め定めた単位での第２の信号品質情報、及び、第１の信号品質情報に基づいて、前記信号付加処理を行うか否かを選択することを特徴とする。

（６）また、本発明は、上記の無線受信装置において、ＭＩＭＯ方式の通信を行う無線受信装置であって、復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいてＭＩＭＯ分離をおこない、分離した結果の分離信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置であって、前記レプリカを除去した信号に前記除去したレプリカの成分を付加する信号付加処理を行った場合の信号の品質を示す第２の信号品質情報と、前記レプリカを除去した信号の品質を示す第１の信号品質情報と、に基づいて、前記信号付加処理を行うか否かを選択する制御部を備えることを特徴とする。

（７）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記信号品質情報は、チャネル容量であり、前記制御部は、前記第１のチャネル容量が前記第２のチャネル容量より小さい場合に、前記信号付加処理を行うことを選択して前記除去によって生じる誤差を低減し、前記第１のチャネル容量が前記第２のチャネル容量より大きい場合に、前記信号付加処理を行わないことを特徴とする。

（８）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記制御部は、サブキャリア毎に前記信号付加処理を行うか否かを選択することを特徴とする。

（９）また、本発明は、上記の無線受信装置において、前記制御部は、前記レプリカを除去した信号の各サブキャリアの信号に、同じサブキャリアの成分であって前記除去したレプリカの成分を付加する信号付加処理を行うことを特徴とする。

（１０）また、本発明は、復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいて合成し、合成した結果の合成信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置における無線受信方法において、前記無線受信装置が、前記レプリカを除去した信号に前記除去したレプリカの成分を付加する信号付加処理を行った場合の信号の品質を示す第２の信号品質情報と、前記レプリカを除去した信号の品質を示す第１の信号品質情報と、に基づいて、前記信号付加処理を行うか否かを選択する過程を有することを特徴とする無線受信方法である。

（１１）また、本発明は、復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいて合成し、合成した結果の合成信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置のコンピュータを、前記レプリカを除去した信号に前記除去したレプリカの成分を付加する信号付加処理を行った場合の信号の品質を示す第２の信号品質情報と、前記レプリカを除去した信号の品質を示す第１の信号品質情報と、に基づいて、前記信号付加処理を行うか否かを選択する制御手段として機能させる無線受信プログラムである。

本発明によれば、マルチパスの分割による分割誤差の影響を小さくし、良好な受信特性を得ることができる。

本発明の第１の実施形態に係る送信装置の構成を示す概略ブロック図である。 本実施形態に係る受信装置の構成を示す概略ブロック図である。 本実施形態に係る信号検出部の構成を示す概略ブロック図である。 本実施形態に係るマルチパスのチャネルインパルス応答の一例を示す概略図である。 本実施形態に係る受信信号の一例を示す概略図である。 本実施形態に係る受信信号の別の一例を示す概略図である。 周波数応答の一例を示す概略図である。 本実施形態に係る受信装置の動作の一例を示すフロー図である。 本発明の第２の実施形態に係る送信装置の構成を示す概略ブロック図である。 本実施形態に係る受信装置の構成を示す概略ブロック図である。 本実施形態に係る信号検出部の構成を示す概略ブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係る送信装置の構成を示す概略ブロック図である。 本実施形態に係る受信装置の構成を示す概略ブロック図である。 本実施形態に係る信号検出部の構成を示す概略ブロック図である。 本実施形態に係る受信装置の動作の一例を示すフロー図である。 チャネルインパルス応答を示す概略図である。 受信信号の一例を示す概略図である。

（第１の実施形態）
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳しく説明する。

＜送信装置ａ１の構成について＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る送信装置ａ１の構成を示す概略ブロック図である。この図において、送信装置ａ１は、パイロット生成部ａ１０１、符号部ａ１０２、変調部ａ１０３、マッピング部ａ１０４、ＩＦＦＴ部ａ１０５、ＧＩ挿入部ａ１０６、無線部ａ１０７、及び送信アンテナ部ａ１０８を含んで構成される。

パイロット生成部ａ１０１は、受信装置ｃ１がその波形（あるいは、その信号系列）を予め記憶するパイロット信号を生成し、マッピング部ａ１０４に出力する。
符号部ａ１０２は、受信装置ｃ１に送信する情報ビットに対して畳込み符号、ターボ符号、ＬＤＰＣ（Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ：低密度パリティ検査）符号などの誤り訂正符号を用いて符号化し、符号化ビットを生成する。符号部ａ１０２は、生成した符号化ビットを変調部ａ１０３に出力する。
変調部ａ１０３は、符号部ａ１０２から入力された符号化ビットを、ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：位相遷移変調）やＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：直交振幅変調）などの変調方式を用いて変調し、変調シンボルを生成する。変調部ａ１０３は、生成した変調シンボルをマッピング部ａ１０４に出力する。

マッピング部ａ１０４は、パイロット生成部ａ１０１から入力されたパイロット信号、及び変調部ａ１０３から入力された変調シンボルを予め定められたリソース（時間周波数帯域）にマッピングし、マッピングした周波数領域の信号をＩＦＦＴ部ａ１０５に出力する。なお、リソースとは、送信装置ａ１が送信するフレームにおいて１つのサブキャリアと１つの後述するＦＦＴ区間から成る、変調シンボルを配置する単位である。
ＩＦＦＴ部ａ１０５は、マッピング部ａ１０４から入力された周波数領域の信号を周波数−時間変換し、時間領域の信号を生成する。ＩＦＦＴ部ａ１０５は、生成した時間領域の信号をＧＩ挿入部ａ１０６に出力する。
ＧＩ挿入部ａ１０６は、ＩＦＦＴ部ａ１０５から入力された時間領域の信号に対して、ガードインターバルを付加し、ガードインターバルを付加した信号を無線部ａ１０７に出力する。なお、ＩＦＦＴ部ａ１０５が出力した時間領域の信号の時間区間であってＦＦＴ及びＩＦＦＴを行う単位の区間（ＦＦＴ区間という）と、ＧＩ挿入部ａ１０６がその時間区間の信号に付加したガードインターバルの時間区間（ＧＩ区間という）と、を併せてＯＦＤＭシンボル区間という。また、ＯＦＤＭシンボル区間の信号をＯＦＤＭシンボルという。

無線部ａ１０７は、ＧＩ挿入部ａ１０６から入力された信号をデジタル・アナログ変換し、変換したアナログ信号を波形整形する。無線部ａ１０７は、波形整形した信号をベースバンド帯から無線周波数帯にアップコンバートし、送信アンテナａ１１０から受信装置ｃ１へ送信する。
なお、送信装置ａ１はインターリーブ部を備え、インターリーブ部が、符号部ａ１０２が生成した符号化ビットをインターリーブし、インターリーブした符号化ビットを変調部ａ１０３に出力してもよい。

＜受信装置ｃ１の構成について＞
図２は、本実施形態に係る受信装置ｃ１の構成を示す概略ブロック図である。この図において、受信装置ｃ１は、受信アンテナｃ１０１、無線部ｃ１０２、伝搬路推定部ｃ１０３、信号検出部ｃ１１、デマッピング部ｃ１０４、復調部ｃ１０５、復号部ｃ１０６、及びシンボルレプリカ生成部ｃ１０７を含んで構成される。

無線部ｃ１０２は、受信アンテナｃ１０１を介して送信装置ａ１から受信した信号を、無線周波数帯からベースバンド帯にダウンコンバートし、ダウンコンバートした信号を波形整形する。無線部ｃ１０２は、波形整形した信号を、アナログ・デジタル変換し、変換した受信信号を信号検出部ｃ１１に出力する。また、無線部ｃ１０２は、変換した信号のうちパイロット信号を伝搬路推定部ｃ１０３に出力する。
伝搬路推定部ｃ１０３は、無線部ｃ１０２から入力されたパイロット信号に基づいて、伝搬路推定値を算出する。伝搬路推定部ｃ１０３は、算出した伝搬路推定値を信号検出部ｃ１１に出力する。

信号検出部ｃ１１は、後述するシンボルレプリカ生成部ｃ１０７から入力されたシンボルレプリカ、及び伝搬路推定部ｃ１０３から入力された伝搬路推定値を用いて、無線部ｃ１０２から入力された受信信号に対してマルチパス分割を行う。受信信号は複数の到来するパスの和から成る。マルチパス分割とは、受信信号を構成するそのパスを所定の規則、条件に基づいて分割する処理である。本実施形態では、受信信号をマルチパス分割した後の各分割区間がＧＩ長を超えない長さになるように分割する。信号検出部ｃ１１は、マルチパス分割を行った信号、つまり、ＧＩを超える遅延波に起因する干渉を抑圧した信号をデマッピング部ｃ１０４に出力する。なお、ＧＩを超える遅延波に起因する干渉をマルチパス干渉とも言い、マルチパス干渉には前後のＯＦＤＭシンボル間の干渉であるＩＳＩ（Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：シンボル間干渉）およびサブキャリア間の干渉であるＩＣＩ（Ｉｎｔｅｒ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：キャリア間干渉）が含まれる。
また、信号検出部ｃ１１は、マルチパス分割を行った信号に分割用レプリカの成分を加算する信号付加処理を行うか否かを選択する。信号検出部ｃ１１の詳細については後述する。

デマッピング部ｃ１０４は、制御チャネル等で送信装置ａ１から通知されたフォーマットに従って、信号検出部ｃ１１から入力された信号をデマッピングし、各リソースに配置された変調シンボルを抽出する。デマッピング部ｃ１０４は、抽出した変調シンボルを復調部ｃ１０５に出力する。
復調部ｃ１０５は、デマッピング部ｃ１０４から入力された信号を送信装置ａ１の変調部ａ１０３が用いたものと同じ変調方式を用いて復調し、符号化ビットの尤度情報である符号化ビットＬＬＲ（Ｌｏｇ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ：対数尤度比）を算出する。復調部ｃ１０５は、算出した符号化ビットＬＬＲ（復調後の符号化ビットＬＬＲ）を復号部ｃ１０６に出力する。
復号部ｃ１０６は、復調部ｃ１０５から入力された符号化ビットＬＬＲを送信装置ａ１の符号部ａ１０２が用いたものと同じ誤り訂正符号を用いて復号化する。復号部ｃ１０６は、繰り返し処理が最大回数まで行われたか否かを判定し、最大回数まで行われたと判定したとき、復号化した情報ビットを出力する。ここで、繰り返し処理とは、シンボルレプリカ生成部ｃ１０７、信号検出部ｃ１１、デマッピング部ｃ１０４、復調部ｃ１０５、及び復号部ｃ１０６の処理をいう。
一方、復号部ｃ１０６は、最大回数まで行われていないと判定したとき、誤り訂正復号の結果に誤りがないか否かを判定する。誤り訂正復号の結果に誤りがないと判定した場合、復号部ｃ１０６は、復号化した情報ビット（硬判定値）を出力する。一方、誤り訂正復号の結果に誤りがあると判定した場合、復号部ｃ１０６は、復号処理によって尤度を更新した符号化ビットＬＬＲ（復号後の符号化ビットＬＬＲ）をシンボルレプリカ生成部ｃ１０７に出力する。前記符号化ビットＬＬＲは、軟判定値ともよぶ。

シンボルレプリカ生成部ｃ１０７は、復号部ｃ１０６から入力された符号化ビットＬＬＲから変調シンボルの期待値であるシンボルレプリカを生成し、信号検出部ｃ１１に出力する。
なお、送信装置ａ１がインターリーブ部を備える場合、受信装置ｃ１はデインターリーブ部を備え、デインターリーブ部が、復調部ｃ１０５が算出した符号化ビットＬＬＲをデインターリーブし、デインターリーブした符号化ビットＬＬＲを復号部ｃ１０６に出力する。

＜信号検出部ｃ１１の構成について＞
図３は、本実施形態に係る信号検出部ｃ１１の構成を示す概略ブロック図である。この図において、信号検出部ｃ１１は、干渉除去部ｃ１１−ｂ（ｂ＝１〜Ｎ_Ｂ）、制御部ｃ１１４、及び合成部ｃ１１６を含んで構成される。

制御部ｃ１１４は、後述する各干渉除去方式（分割誤差抑圧方式、分割誤差非抑圧方式）で処理を行った場合の信号についてのサブキャリア毎の受信品質情報を算出する。制御部ｃ１１４は、算出した受信品質情報を比較し、サブキャリア毎に受信品質が高い干渉除去方式を示す干渉除去方式制御信号を干渉除去部ｃ１１−ｂに出力する（干渉除去方式選択処理という）。制御部ｃ１１４が行う干渉除去方式選択処理の詳細については、後述する。
干渉除去部ｃ１１−ｂは、シンボルレプリカ及び伝搬路推定値を用いて、受信信号が通過した１又は複数のパスを含むブロックｂの信号を抽出する。つまり、干渉除去部ｃ１１−１〜ｃ１１−Ｎ_Ｂは、信号をＮ_Ｂ個のブロックに分割（マルチパス分割）することにより、ＩＳＩ、ＩＣＩを除去する。また、干渉除去部ｃ１１−ｂは、制御部ｃ１１４から入力された干渉除去方式制御信号に応じて、干渉除去方式を選択する。
合成部ｃ１１６は、干渉除去部ｃ１１−ｂから入力された信号を合成した信号（合成信号）を生成し、デマッピング部ｃ１０４に出力する。ここで、合成部ｃ１１６は、ＭＭＳＥＣ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎｓ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ：最小二乗平均誤差に基づく合成）、ＭＲＣ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｒａｔｉｏ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ：最大比合成）等を用いて、伝搬路補償を行った信号を生成する。合成部ｃ１１６が行うこの信号合成処理の詳細については、信号検出部ｃ１１の処理と併せて後述をする。

以下、干渉除去部ｃ１１−１〜ｃ１１−Ｎ_Ｂの詳細について説明をする。干渉除去部ｃ１１−１〜ｃ１１−Ｎ_Ｂは、同等の構成及び機能を備えるので、代表して干渉除去部ｃ１１−１について説明をする。干渉除去部ｃ１１−１は、分割用レプリカ生成部ｃ１１１、マルチパス分割部ｃ１１２、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）部ｃ１１３、所望信号成分付加部ｃ１１５を含んで構成される。

分割用レプリカ生成部ｃ１１１は、シンボルレプリカ生成部ｃ１０７から入力されたシンボルレプリカをデマッピング部ｃ１０６がデマッピングした位置に配置した周波数領域の信号を周波数時間変換する。分割用レプリカ生成部ｃ１１１は、周波数時間変換した時間領域の信号に対して、送信装置ａ１のＧＩ挿入部ａ１０６と同様にしてガードインターバルを付加する。分割用レプリカ生成部ｃ１１１は、伝搬路推定部ｃ１０３から入力された伝搬路推定値を用いて、ガードインターバルを付加した信号から、１又は複数のパスを含むＮ_Ｂ個のブロックｂ（ｂ＝１〜Ｎ_Ｂ）毎に分割用レプリカを生成する。例えば、干渉除去部ｃ１１−１の分割用レプリカ生成部ｃ１１１は、ブロック１以外のブロック、つまり、ブロック２〜Ｎ_Ｂのレプリカを分割用レプリカとして生成する。なお、干渉除去部ｃ１１−２〜ｃ１１−Ｎ_Ｂの分割用レプリカ生成部ｃ１１１は、それぞれ、ブロック２〜Ｎ_Ｂ以外のブロックのレプリカを分割用レプリカとして生成する。分割用レプリカ生成部ｃ１１１は、生成した分割用レプリカをマルチパス分割部ｃ１１２及び所望信号成分付加部ｃ１１５に出力する。

マルチパス分割部ｃ１１２は、復号部ｃ１０６が誤り訂正復号の結果に誤りがないと判定するまで、無線部ｃ１０２から入力された受信信号を記憶する。マルチパス分割部ｃ１１２は、分割用レプリカ生成部ｃ１１１から入力された分割用レプリカを用いて、記憶している受信信号をブロック１の信号に分割（マルチパス分割）する。具体的には、マルチパス分割部ｃ１１２は、ブロック１以外の分割用レプリカを、記憶している受信信号から減算する。このように、受信装置ｃ１では、マルチパス分割を行うことによりＩＳＩを除去することができる。マルチパス分割部ｃ１１２は、ブロック１の信号をＦＦＴ部ｃ１１３及び制御部ｃ１１４に出力する。なお、干渉除去部ｃ１１−２〜ｃ１１−Ｎ_Ｂのマルチパス分割部ｃ１１２は、それぞれ、ブロック２〜Ｎ_Ｂ以外のブロックの分割用レプリカを、記憶している受信信号から減算する。

ＦＦＴ部ｃ１１３は、マルチパス分割部ｃ１１２から入力された各ブロックｂの信号からＦＦＴ区間の信号を抽出する。ＦＦＴ部ｃ１１３は、抽出したＦＦＴ区間の信号を時間周波数変換し、周波数領域の信号を生成する。ＦＦＴ部ｃ１１３は、生成した周波数領域の信号をを所望信号成分付加部ｃ１１５に出力する。

所望信号成分付加部ｃ１１５は、制御部ｃ１１４から入力された干渉除去方式制御信号が分割誤差抑圧方式（第１の方式）を示す場合、分割用レプリカ生成部ｃ１１１から入力された分割用レプリカの成分を、ＦＦＴ部ｃ１１３から入力された信号に加算する信号付加処理を行って、信号付加処理を行った信号を合成部ｃ１１６に出力する。この信号付加処理の詳細については、信号検出部ｃ１１の処理と併せて後述する。一方、干渉除去方式制御信号が分割誤差非抑圧方式（第２の方式）を示す場合、所望信号成分付加部ｃ１１５は、ＦＦＴ部ｃ１１３から入力された信号をそのまま合成部ｃ１１６に出力する。

＜信号検出部ｃ１１の処理について＞
以下、信号検出部ｃ１１の処理についての詳細を説明する。なお、マルチパスの分割数が２個（Ｎ_Ｂ＝２）の場合について説明するが、本発明はこれに限られない。

図４は、本実施形態に係るマルチパスのチャネルインパルス応答の一例を示す概略図である。図４（Ａ）〜（Ｃ）において、縦軸は受信電力、横軸は時間を示す。また、図４（Ａ）〜（Ｃ）において、ｐ１〜ｐ１２は各パスのチャネルインパルス応答を示す。
マルチパス分割部ｃ１１２は、上記のように、マルチパスをいくつかのブロックＮ_Ｂに分割し、受信信号から各ブロックｂに含まれるパスの信号を抽出する。例えば、図４の（Ａ）を図４の（Ｂ）、（Ｃ）のように２ブロックに分割する場合、マルチパス分割部ｂ１１２は、ブロック１のｐ１〜ｐ６が示すパスの信号を抽出し、ブロック２のｐ７〜ｐ１２が示すパスの信号を抽出する。

図５は、本実施形態に係る受信信号の一例を示す概略図である。この図は、図４のチャネルインパルス応答の場合の受信信号を示す。また、この図は、図４のマルチパス成分に分けた信号を示す。図５（Ａ）〜（Ｃ）において、横軸は時間を示す。また、図５（Ａ）〜（Ｃ）において、ｒ１〜ｒ１２は、それぞれ、図４のｐ１〜ｐ１２が示すパスを介して受信装置ｃ１が受信した受信信号を示す。なお、実際に受信装置ｃ１が受信する信号は、受信信号ｒ１〜ｒ１２が足しあわされた信号である。
図５（Ｂ）、（Ｃ）は、それぞれ受信信号から抽出したブロック１、２の成分を示す。マルチパス分割部ｃ１１２は、図５（Ａ）に示す受信信号から各ブロック成分を抽出するために、受信信号から分割用レプリカ信号を減算する。ここで、分割用レプリカ信号は、抽出したいブロック以外のブロックに含まれるチャネルインパルス応答を用いて分割用レプリカ生成部ｃ１１１が生成したレプリカ信号である。例えば、図５（Ａ）に示す受信信号からブロック１成分を抽出する場合、マルチパス分割部ｃ１１２は、ブロック２を通って受信された信号、つまりｐ７〜ｐ１２を通った信号ｒ７〜ｒ１２の分割用レプリカ信号を受信信号から減算する。同様に、ブロック２成分を抽出する場合、マルチパス分割部ｃ１１２は、ブロック１を通って受信された信号、つまりｐ１〜ｐ６を通った信号ｒ１〜ｒ６の分割用レプリカ信号を受信信号から減算する。
このように分割された信号はＦＦＴ部ｃ１１３で周波数領域に変換される。ＦＦＴは図５の（Ｂ）、（Ｃ）に示しているように、各ブロックの先頭を基準にして行われる。

次に、干渉除去部ｃ１１−ｂのマルチパス分割部ｃ１１２が出力する信号ｒ’_ｂ（ｔ）は、次の式（１）で算出する。

ここで、式（１）の第１項のｒ（ｔ）は受信信号を示す。また、式（１）の第２項は、分割用レプリカ生成部ｃ１１１が生成する分割用レプリカを示す。ただし、ｈ（ｔ）は受信信号の伝搬路推定値（インパルス応答）であり、ｈ_ｂ（ｔ）は第ｂブロックの伝搬路推定値である。なお、これらの値は、伝搬路推定部ｃ１０３で算出される。また、ｓ’（ｔ）は、送信装置ａ１の送信信号のレプリカを示す。なお、式（１）の（ｈ（ｔ）−ｈ_ｂ（ｔ））と、ｓ’（ｔ）との演算は、畳み込み積分である。また、第ｉＯＦＤＭシンボルについての送信信号のレプリカｓ’_ｉ（ｔ）は、次の式（２）で表わされる。

ここで、Ｎ_ｆはＩＦＦＴポイント数（ＦＦＴ区間のポイント数）、Ｎ_ｇはガードインターバル長を示す。また、Ｓ_ｉ（ｋ）は第ｉＯＦＤＭシンボル、第ｋサブキャリアで送信された変調シンボルのレプリカを示し、シンボルレプリカ生成部ｃ１０７で生成される。
ＦＦＴ部ｃ１１３は、式（１）で示した信号ｒ’_ｂ（ｔ）を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって時間周波数変換し、周波数領域の信号を生成する。なお、このＦＦＴは、図５の（ｂ）、（ｃ）に示しているように、各ブロックの先頭を基準にして行うことが好ましい。
ＦＦＴ部ｃ１１３が生成するブロックｂの第ｉＯＦＤＭシンボル、第ｋサブキャリアの信号Ｒ^１ _ｉ，ｂ（ｋ）は、次の式（３）、（４）で表される。

ここで、Ｈ_ｂ（ｋ）は第ｂブロックに含まれるチャネルインパルス応答の第ｋサブキャリアにおける周波数応答を表わす。また、Ｓ_ｉ（ｋ）は第ｉＯＦＤＭシンボルの第ｋサブキャリアで送信された変調シンボル、Ｓ’_ｉ（ｋ）はＳ_ｉ（ｋ）のシンボルレプリカを示す。また、Ｎ_ｆはＦＦＴ区間のポイント数を示す。
また、Ｈ⁻ _ｂ（ｋ）は第ｂブロック以外のチャネルインパルス応答の第ｋサブキャリアにおける周波数応答、Ｈ⁻ _ｂ，ｋ（ｌ）は第ｂブロック以外のチャネルインパルス応答の第ｌサブキャリアから第ｋサブキャリアに漏れ込む周波数成分を表わす。なお、Ｈ⁻ _ｂ（ｋ）の算出方法については、後述する。また、Ｈ_{−１，ｂ，ｋ}（ｌ）は１つ前のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｌサブキャリアから影響を受ける第ｋサブキャリアの周波数成分、Ｈ_{＋１，ｂ，ｋ}（ｌ）は１つ後のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｌサブキャリアから影響を受ける第ｋサブキャリアの周波数成分を表わす。

つまり、式（３）は、第１項が第ｂブロックの所望信号成分であることを示す。また、式（３）は、第２項のＮ’（ｋ）、つまり、式（４）が、第ｂブロック以外に含まれるマルチパスの第ｋサブキャリアの残留成分であることを示す。
また、式（４）は、Ｎ’（ｋ）が、除去残差（Ｓ_ｉ（ｋ）−Ｓ’_ｉ（ｋ））に基づく成分（第１〜４項）と、雑音Ｎ（ｋ）（第５項）と、の和であることを示す。具体的に、式（４）は、第１項が第ｋサブキャリアで第ｂブロック以外から受ける干渉成分、第２項が第ｋサブキャリアで第ｋサブキャリア以外から受けるＩＣＩ成分であることを示す。また、式（４）は、第３項が１つ前のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｋサブキャリアが受けるＩＳＩ成分であり、第４項は１つ後のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｋサブキャリアが受けるＩＳＩ成分であることを示す。また、式（４）は、第５項が第ｋサブキャリアにおける雑音Ｎ（ｋ）であることを示す。
式（３）、（４）は、Ｓ’_ｉ（ｋ）の受信品質が高ければ、マルチパスを分割した各ブロックの信号を受信品質が良く取り出すことができ、それらを合成するとパスダイバーシチ効果が得られるため、良好な特性が得られることを示す。一方、式（３）、（４）は、Ｓ’_ｉ（ｋ）の受信品質が高ければ、レプリカの除去残差（Ｓ_ｉ（ｋ）−Ｓ’_ｉ（ｋ））が生じるため特性が劣化してしまうことを示す。マルチパスを分割することにより生じるレプリカの除去残差を、分割誤差と呼ぶ。

所望信号成分付加部ｃ１１５は、制御部ｃ１１４から入力された干渉除去方式制御信号が分割誤差抑圧方式を示す場合、分割用レプリカの成分を信号Ｒ^１ _ｉ，ｂ（ｋ）に加算する。この場合に、所望信号成分付加部ｃ１１５が出力するブロックｂの第ｉＯＦＤＭシンボル、第ｋサブキャリアの信号Ｒ^２ _ｉ，ｂ（ｋ）は、次の式（５）、（６）で表される。

式（６）は、式（５）の第２項であるＮ’’（ｋ）が、除去残差（Ｓ_ｉ（ｋ）−Ｓ’_ｉ（ｋ））に基づく成分（第１〜３項）と、雑音Ｎ（ｋ）（第４項）と、の和であることを示す。具体的に、式（６）は、第１項が第ｋサブキャリアが第ｋサブキャリア以外から受けるＩＣＩ成分であることを示す。また、式（４）は、第２項が１つ前のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる第ｋサブキャリアが受けるＩＳＩ成分であり、第３項は１つ後のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｋサブキャリアが受けるＩＳＩ成分であることを示す。また、式（６）は、第４項が第ｋサブキャリアにおける雑音Ｎ（ｋ）であることを示す。

式（４）と（６）とを比較すると、式（６）では、式（４）の第１項、つまり、除去残差（Ｓ_ｉ（ｋ）−Ｓ’_ｉ（ｋ））に基づく成分であって、第ｂブロック以外から受ける第ｋサブキャリアにおける干渉成分が除去されていることを示す。すなわち、シンボルＳ_ｉ（ｋ）と周波数応答から算出される成分（式（３）、（５）の第１項）以外の成分は、式（６）の方が式（４）より小さいこと、つまり、除去残差の影響が低減されていることを示す。
このように、所望信号成分付加部ｃ１１５が分割用レプリカを信号Ｒ^１ _ｉ，ｂ（ｋ）に加算する処理を行うことにより、マルチパスを分割する処理に用いるシンボルレプリカの受信品質に起因する除去残差（分割誤差と呼ぶ。）を低減することができ、特性劣化を軽減することができる。

ここで、所望信号成分付加部ｃ１１５は、インパルス応答ｈ_ｊ（ｊはパスの識別番号）と、チャネルインパルス応答の遅延時間からＧＩ長を除いた長さＭ_ｊと、に基づいて、Ｈ⁻ _ｂ（ｋ）を算出する。具体的には、所望信号成分付加部ｃ１１５は、（（Ｎ_ｆ−Ｍ_ｊ）／Ｎ_ｆ）ｈ_ｊをＦＦＴで周波数領域に変換したときの第ｋサブキャリアの値を算出し、Ｈ⁻ _ｂ（ｋ）とする。
例えば、所望信号成分付加部ｃ１１５は、パスが４個、マルチパスの分割数が２個（Ｎ_Ｂ＝２）である場合、次のようにＨ⁻ _ｂ（ｋ）を算出する。

図６は、本実施形態に係る受信信号の別の一例を示す概略図である。この図は、受信信号ｒｒ１、ｒｒ２、ｒｒ３、ｒｒ４として４波が到来したときの図である。また、この図は、受信信号ｒｒ１及びｒｒ２を含むブロック１と、受信信号ｒｒ３及びｒｒ４を含むブロック２と、の２つのブロックにマルチパスを分割するときの図である。この図において、受信信号ｒｒ１、ｒｒ２、ｒｒ３、ｒｒ４各々のインパルス応答はｈ_１、ｈ_２、ｈ_３、ｈ_４である。

具体的には、ブロック１で受信信号ｒｒ１、ｒｒ２を抽出する場合、所望信号成分付加部ｃ１１５は、次のようにＨ⁻ _ｂ（ｋ）を算出する。この図において、ブロック２に含まれるインパルス応答ｈ_３、ｈ_４のＧＩを超えている長さは、それぞれＭ_３、Ｍ_４である。
このとき、Ｈ⁻ _１（ｋ）は、（（（Ｎ_ｆ−Ｍ_３）／Ｎ_ｆ）ｈ_３、（（Ｎ_ｆ−Ｍ_４）／Ｎ_ｆ）ｈ_４）をＦＦＴで周波数領域に変換したときの第ｋサブキャリアとして算出される。ただし、Ｎ_ｆはＦＦＴ区間である。なお、近似的に（ｈ_３、ｈ_４）を周波数領域に変換したときの第ｋサブキャリアをＨ⁻ _ｂ（ｋ）としてもよい。

図７は、周波数応答の一例を示す概略図である。この図は、図６の受信信号を受信した場合の周波数応答の一例を示す。また、図７では、説明の簡易化のため、第ｋ−２〜第ｋ＋２サブキャリアについて説明をする。
また、図７（Ｂ）は第１の干渉方式を適用した場合を示し、図７（Ｃ）は第２の干渉方式を適用した場合を示す。図７（Ａ）は第１の干渉方式も第２の干渉方式も適用しない場合を示す。また、図７（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）の上図は、図６のインパルス応答ｈ_２についての第ｋ−２〜第ｋ＋２サブキャリアの周波数応答を示す。図７（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）の下図は、図６のインパルス応答ｈ_３についての第ｋ−２〜第ｋ＋２サブキャリアの周波数応答を示す。

図７（Ａ）の上図は、図６のインパルス応答ｈ_２がＧＩ以内の遅延であるため、第ｋサブキャリア以外のサブキャリア（ｋ±２、ｋ±１）への漏れがないことを示す。一方、図７（Ａ）の下図は、図６のインパルス応答ｈ_３がＧＩを超えた遅延であるため、第ｋサブキャリア以外のサブキャリアへ漏れていることを示す。

図７（Ｂ）は、図７（Ａ）の周波数応答の受信信号に対して、第１の干渉方式を適用した場合の図である。また、図７（Ｂ）は、ブロック１で受信信号ｒｒ１、ｒｒ２を抽出する場合の図である。
図７（Ｂ）の下図は、ブロック１に含まれる受信信号以外の受信信号（図６の受信信号ｒｒ３、ｒｒ４）が除去され、インパルス応答ｈ_３についての周波数応答が低減されていることを示す。

図７（Ｃ）は、図７（Ａ）の周波数応答の受信信号に対して、第２の干渉方式を適用した場合の図である。また、図７（Ｃ）は、ブロック１で受信信号ｒｒ１、ｒｒ２を抽出する場合の図である。
図７（Ｃ）の下図は、分割誤差非抑圧方式によりＩＣＩを引き起こさない成分（第ｋサブキャリアの成分；図７（Ｃ）の下図で破線で示す成分）を、ＦＦＴ部２４２が出力する信号（図７（Ｂ）参照）に付加したことを示す。

以下、合成部ｃ１１６が行う信号合成処理について説明をする。合成部ｃ１１６は、次の式（７）で表わされる合成を行う。

ただし、Ｒ_ｉ，ｂ（ｋ）は、所望信号成分付加部ｃ１１５から入力される信号であり、分割誤差非抑圧方式の場合にＲ^１ _ｉ，ｂ（ｋ）であり、分割誤差抑圧方式の場合にＲ^２ _ｉ，ｂ（ｋ）である。また、Ｗ_ｉ，ｂ（ｋ）は、ＭＭＳＥ重みである。
分割誤差非抑圧方式の場合、ＭＭＳＥ重みＷ_ｉ，ｂ（ｋ）は、次の式（８）で表わされる。

ここで、σ_１，ｋ ^２は、次の式（９）、（１０）、又は（１１）で表わされる。

ここで、Ｅ[Ｘ]はＸの時間平均（例えば、１フレームでの平均）を示す。また、Ｓ（ｋ）は第ｋサブキャリアで送信された変調シンボル、Ｓ’（ｋ）はＳ（ｋ）のシンボルレプリカを示す。なお、式（１０）の計算においては、Ｓ（ｋ）、Ｓ’（ｋ）には、例えば、パイロット信号のシンボルレプリカ、変調シンボルが用いられる。また、ｙは受信信号を示し、ｈは伝搬路推定値を示す。なお、式（９）、（１０）において、σ_１、ｋ ^２をサブキャリア毎の集合平均としているが、全サブキャリアの集合平均としてもよい。たとえば、同一シンボル、同一パケット、同一フレーム内の範囲における全サブキャリアの集合平均としてもよい。または、σ_１、ｋ ^２を雑音のみと近似し、σ_１、ｋ ^２を雑音電力σ_Ｎ ^２とおいてもよい。

一方、分割誤差抑圧方式の場合、ＭＭＳＥ重みＷ_ｉ，ｂ（ｋ）は、次の式（１２）で表わされる。

ここで、σ_２ ^２は、次の式（１３）、又は（１４）で表わされる。

なお、式（１４）の計算においては、Ｓ（ｋ）、Ｓ’（ｋ）には、例えば、パイロット信号のシンボルレプリカ、変調シンボルが用いられる。また、式（１３）、式（１４）において、σ_２、ｋ ^２をサブキャリア毎の集合平均としているが、全サブキャリアの集合平均としてもよい。たとえば、同一シンボル、同一パケット、同一フレーム内の範囲における全サブキャリアの集合平均としてもよい。または、σ_２、ｋ ^２を雑音のみと近似し、σ_２、ｋ ^２を雑音電力σ_Ｎ ^２とおいてもよい。

ここで、式（３）と式（５）とを比較する。
Ｓ’_ｉ（ｋ）の受信品質が高くて分割誤差がないとき、式（３）では受信信号のマルチパス成分を完全に分割できるため、それを合成部ｃ１１６で合成すると、パスダイバーシチ効果を得ることができる。逆に、このとき式（５）ではＩＳＩやＩＣＩのないＯＦＤＭとほぼ同じ特性となる。よって、分割誤差が少ないとき、所望信号成分付加部ｃ１１５は、ＦＦＴ部ｃ１１３から入力された信号をそのまま合成部ｃ１１６に出力し、式（３）の信号を合成した方がよい特性を得ることができる。
一方、Ｓ’_ｉ（ｋ）の受信品質がそれほど高くなくて分割誤差があるとき、分割誤差の大きさは所望信号の分割誤差の分、式（３）より式（５）の方が分割誤差は少なくなる。よって、分割誤差が多いとき、信号検出部ｃ１１５は、所望信号成分付加部ｃ１１５でＨ⁻ _ｂ（ｋ）Ｓ’_ｉ（ｋ）を加算した信号を合成部ｃ１１６に出力し、式（５）の信号を合成した方がよい特性を得ることができる。特に多値変調や高符号化率を使用した場合には、分割誤差による劣化が大きくなるため、式（５）のように分割誤差を抑えた方が良い特性が得られる。

＜干渉除去方式選択処理について＞
制御部ｃ１１４は、伝搬路推定値を用いて、分割誤差非抑圧方式を行った場合に合成部ｃ１１６が出力する信号（第１の合成信号）、及び、分割誤差抑圧方式を行った場合に合成部ｃ１１６が出力する信号（第２の合成信号）についてのＳＩＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ａｎｄ Ｎｏｉｓｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ；信号対干渉雑音電力比；受信品質情報）をサブキャリア毎に算出する。
具体的には、制御部ｃ１１４は、第ｋサブキャリアの第１の合成信号のＳＩＮＲ(ＳＩＮＲ_１、ｋという；第１の信号品質情報)を、次の式（１５）を用いて算出する。

また、制御部ｃ１１４は、第ｋサブキャリアの第２の合成信号のＳＩＮＲ（ＳＩＮＲ_２、ｋという；第２の信号品質情報)を、次の式（１６）を用いて算出する。

制御部ｃ１１４は、ＳＩＮＲ_１、ｋとＳＩＮＲ_２、ｋとを比較する。次の式（１７）を満たす場合、つまり、第１の合成信号のＳＩＮＲが第２の合成信号のＳＩＮＲより大きい場合、制御部ｃ１１４は、分割誤差非抑圧方式を示す干渉除去方式制御信号を出力する。

一方、次の式（１８）を満たす場合、つまり、第１の合成信号のＳＩＮＲが第２の合成信号のＳＩＮＲより小さい場合、制御部ｃ１１４は、分割誤差抑圧方式を示す干渉除去方式制御信号を出力する。

なお、ＳＩＮＲ_１、ｋ＝ＳＩＮＲ_２、ｋの場合、第１の合成信号のＳＩＮＲと第２の合成信号のＳＩＮＲとが同じの場合、制御部ｃ１１４は、分割誤差抑圧方式又は分割誤差非抑圧方式を示す干渉除去方式制御信号のどちらを出力してもよいし、他の選択基準を追加してもよい。他の選択基準としては、例えば、演算量、ＭＣＳ（変調および符号化方式、Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ）などがある。
また、制御部ｃ１１４は、ある所定の閾値とＳＩＮＲの比較結果（式（１７）、（１８））とにより、ＳＩＮＲ_１、ｋとＳＩＮＲ_２、ｋを選択するようにしてもよい。例えば、ＳＩＮＲ_１、ｋが所定の閾値以下の場合にＳＩＮＲ_１、ｋとＳＩＮＲ_２、ｋとを比較して、上記の選択をしてもよい。また、ＳＩＮＲ_２、ｋが所定の閾値以下の場合に、上記の選択をしてもよい。この所定の閾値は、例えば、ＭＣＳなどにより決定してもよい。
また、式（１５）、（１６）において、σ_１、ｋ ^２とσ_２、ｋ ^２を雑音電力ρ_Ｎ ^２に置き換えることにより、ＳＩＮＲに代えてサブキャリアの毎のＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ ａｎｄ Ｎｏｉｓｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ；信号対雑音電力比）を受信品質情報としてもよい。

このように、所望信号成分付加部ｃ１１５は、ＳＩＮＲ_１、ｋがＳＩＮＲ_２、ｋより大きい場合は、Ｓ’_ｉ（ｋ）の受信品質が高いとしてＦＦＴ部ｃ１１３から入力された信号をそのまま合成部ｃ１１６に出力する。一方、所望信号成分付加部ｃ１１５は、ＳＩＮＲ_１、ｋがＳＩＮＲ_２、ｋより小さい場合は、Ｓ’_ｉ（ｋ）の受信品質が低いとしてＨ⁻ _ｂ（ｋ）Ｓ’_ｉ（ｋ）を加算した信号を合成部ｃ１１６に出力し、分割誤差を抑える。
また、分割誤差抑圧方式及び分割誤差非抑圧方式は各々、幾つかの分割数のうち、品質が最も良くなる分割数を選ぶことが可能である。

＜動作について＞
図８は、本実施形態に係る受信装置ｃ１の動作の一例を示すフロー図である。
（ステップＳ１０１）マルチパス分割部ｃ１１２は、後述するステップＳ１１１で生成した分割用レプリカを用いて、受信信号に対してマルチパス分割を行う。その後、ステップＳ１０２に進む。
（ステップＳ１０２）ＦＦＴ部ｃ１１３は、ステップＳ１０１でマルチパス分割を行った信号を時間周波数変換し、周波数領域の信号を生成する。その後、ステップＳ１０３に進む。

（ステップＳ１０３）所望信号成分付加部ｃ１１５は、第１の合成信号と第２の合成信号との受信品質を比較する。具体的に、所望信号成分付加部ｃ１１５は、これらの信号のＳＩＮＲを比較し、ＳＩＮＲ_１、ｋ＜ＳＩＮＲ_２、ｋを満たすか否かを判定する。ＳＩＮＲ_１、ｋ＜ＳＩＮＲ_２、ｋを満たすと判定した場合（ＹＥＳ）、ステップＳ１０４に進む。一方、ＳＩＮＲ_１、ｋ＜ＳＩＮＲ_２、ｋを満たさないと判定した場合（ＮＯ）、ステップＳ１０５に進む。
（ステップＳ１０４）所望信号成分付加部ｃ１１５は、Ｈ⁻ _ｂ（ｋ）Ｓ’_ｉ（ｋ）、つまり、第ｂブロック以外のパスについての第ｉＯＦＤＭシンボルの第ｋサブキャリアのレプリカを加算して分割誤差を低減する。その後、ステップＳ１０５に進む。
（ステップＳ１０５）合成部ｃ１１６は、ＭＭＳＥＣを用いて信号を合成する。その後、ステップＳ１０６に進む。

（ステップＳ１０６）復調部ｃ１０５は、ステップＳ１０５で合成した信号を復調し、符号化ビットＬＬＲを算出する。する。その後、ステップＳ１０７に進む。
（ステップＳ１０７）復号部ｃ１０６は、ステップＳ１０６で復調した符号化ビットＬＬＲを復号する。その後、ステップＳ１０８に進む。
（ステップＳ１０８）復号部ｃ１０６は、繰り返し処理が最大回数まで行われたか否かを判定する。繰り返し処理が最大回数まで行われたと判定した場合（ＹＥＳ）、ステップＳ１０７で復号した符号化ビットＬＬＲを出力し、動作を終了する。一方、繰り返し処理が最大回数まで行われていないと判定した場合（ＮＯ）、ステップＳ１０９に進む。
（ステップＳ１０９）復号部ｃ１０６は、誤り訂正復号の結果に誤りがないか否かを判定する。誤り訂正復号の結果に誤りがないと判定した場合（ＹＥＳ）、復号した符号化ビットＬＬＲを出力し、動作を終了する。一方、誤り訂正復号の結果に誤りがあると判定した場合（ＮＯ）、ステップＳ１１０に進む。

（ステップＳ１１０）シンボルレプリカ生成部ｃ１０７は、ステップＳ１０７で復号した符号化ビットＬＬＲからシンボルレプリカを生成する。その後、ステップＳ１１１に進む。
（ステップＳ１１１）分割用レプリカ生成部ｃ１１１は、ステップＳ１１０にて生成したシンボルレプリカから分割用レプリカを生成する。その後、ステップＳ１０１に戻る。

このように、本実施形態によれば、受信装置ｃ１は、第１の合成信号と第２の合成信号とのＳＩＮＲに基づいて、除去したレプリカの成分（Ｈ⁻ _ｂ（ｋ）Ｓ’）を、レプリカを除去した信号に付加する信号付加処理を行うか否かを選択する。

このように、本実施形態によれば、受信装置ｂ１は、前記レプリカを除去した信号（第１の合成信号）のＳＩＮＲ_１、ｋと、レプリカを除去した信号に前記除去したレプリカの成分（Ｈ⁻ _ｂ（ｋ）Ｓ’）を付加する信号付加処理を行った場合（第２の合成信号）の信号のＳＩＮＲ_２、ｋと、に基づいて、前記信号付加処理を行うか否かを選択する。
これにより、受信装置ｂ１は、ＳＩＮＲ_２、ｋがＳＩＮＲ_１、ｋより小さくて第２の合成信号の品質が第１の合成信号の品質より低い場合に、信号付加処理を行うことを選択して、除去によって生じる誤差を低減することができる。つまり、受信装置ｂ１は、マルチパスの分割による分割誤差の影響を小さくし、良好な受信特性を得ることができる。一方、受信装置ｂ１は、ＳＩＮＲ_２、ｋがＳＩＮＲ_１、ｋより大きくて第２の合成信号の品質が第１の合成信号の品質より高い場合に、信号付加処理を行わないことを選択し、マルチパス分割を行うことによってパスダイバーシチ効果を得ることができる。つまり、分割誤差を低減して良好な受信特性を得るか、パスダイバーシチ効果を得るかを選択することができる。

なお、本実施形態では、送信装置ａ１と受信装置ｃ１との伝送にＯＦＤＭ伝送を用いた場合を説明したが、本発明はこれに限らない。例えば、ＭＣ−ＣＤＭＡ（Ｍｕｌｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ − Ｃｏｄｅ Ｄｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ；マルチキャリア−符号分割多元接続）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ − Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ；シングルキャリア−周波数分割多元接続）、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ(Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ − ｓｐｒｅａｄ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｅｕｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｔｌｉｐｌｅｘｉｎｇ；離散周波数変換−拡散周波数分割多元接続)等のＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ：ガードインターバル）を付加する伝送方式に適用することも可能である。

（第２の実施形態）
以下、図面を参照しながら本発明の第２の実施形態について詳しく説明する。
本実施形態では、送信装置と受信装置との伝送にＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ伝送を用いた場合について説明をする。ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ伝送を用いることにより、送信装置は、ＯＦＤＭ伝送等のマルチキャリア伝送の場合と比較して、送信信号の平均送信電力を大きくすることができる。

図９は、本発明の第２の実施形態に係る送信装置ａ２の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る送信装置ａ２（図９）と第１の実施形態に係る送信装置ａ１（図１）とを比較すると、ＤＦＴ部ａ２０９が異なる。しかし、他の構成要素（パイロット生成部ａ１０１、符号部ａ１０２、変調部ａ１０３、マッピング部ａ１０４、ＩＦＦＴ部ａ１０５、ＧＩ挿入部ａ１０６、無線部ａ１０７、及び送信アンテナ部ａ１０８）が持つ機能は第１の実施形態と同じである。第１の実施形態と同じ機能の説明は省略する。

ＤＦＴ部ａ２０９は、変調部ａ２０３から入力された変調シンボル系列に対してＤＦＴ処理（離散フーリエ変換処理）を行う。このＤＦＴ処理（ポイント数をＭとする）により、Ｍ倍（Ｍ＜Ｎ_ｆ：Ｎ_ｆはＩＦＦＴ部ａ２０６のＩＦＦＴポイント数）で拡散されたＭ個の変調シンボルが多重されていることと等価となる。ＤＦＴ部ａ２０９は、ＤＦＴ処理を行った変調シンボルをマッピング部ａ２０４に出力する。なお、送信装置ａ１は、ＤＦＴ部ａ２０９を、Ｍ×Ｎ_ＤＦＴ＜Ｎ_ｓｙｍ（Ｎ_ｓｙｍはサブキャリア数）を満足するＮ_ＤＦＴ個を具備してもよい。

図１０は、本実施形態に係る受信装置ｃ２の構成を示す概略ブロック図である。この図は、受信装置ｃ２が最大Ｎ_ＤＦＴ個の送信装置ｃ１と通信を行う場合の図である。例えば、セルラーシステムの基地局装置に備えられた受信装置ｃ２が、送信装置ａ１が備えられた移動局装置のＮ_ＤＦＴ個と、通信を行う場合の図である。
本実施形態に係る受信装置ｃ２（図１０）と第１の実施形態に係る受信装置ｃ１（図２）とを比較すると、受信装置ｃ２では、ＩＤＦＴ部ｃ２０８−１〜ＩＤＦＴ部ｃ２０８−Ｎ_ＤＦＴが追加されている点、及び受信装置ｃ１の信号検出部ｃ１１が信号検出部ｃ２１に置き換えられている点が異なる。しかし、他の構成要素が持つ機能は第１の実施形態と同じである。第１の実施形態と同じ機能の説明は省略する。
ＩＤＦＴ部４２１−１〜４２１−Ｎ_ＤＦＴは、それぞれ、１個の受信装置ｃ２からの受信信号を処理する。ＩＤＦＴ部４２１−１〜４２１−Ｎ_ＤＦＴは、合成部１１６が出力する信号を、ＩＤＦＴ（逆離散フーリエ変換）処理を行う。
信号検出部ｃ２１は、以下の構成を備える。

図１１は、本実施形態に係る信号検出部ｃ２１の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る信号検出部ｃ２１（図１１）と第１の実施形態に係る信号検出部ｃ１１（図３）とを比較すると、信号検出部ｃ２１では、信号検出部ｃ１１の制御部ｃ１１４が制御部ｃ２１４で置き換えられている点が異なる。しかし、他の構成要素が持つ機能は第１の実施形態と同じである。第１の実施形態と同じ機能の説明は省略する。

制御部ｃ２１４は、以下の干渉除去方式選択処理を行う。

＜干渉除去方式選択処理について＞
制御部ｃ２１４は、伝搬路推定値を用いて、第１の合成信号、及び、第２の合成信号についてのＳＩＮＲを算出する。ここで、制御部ｃ２１４は、送信装置ａ２がＤＦＴ処理を施した変調シンボルを配置したサブキャリアの集合毎（変調シンボル単位という）に、ＳＩＮＲの平均値（平均ＳＩＮＲという）を算出する。
具体的に、制御部ｃ２１４は、第ｎ番目（ｎ＝１、２、・・・、Ｎ_ｓｙｍ）の変調シンボル単位（第ｎ変調シンボルという）についての第１の合成信号のＳＩＮＲ(ＳＩＮＲ_１、ｋという)を、次の式（１９）を用いて算出する。

ここで、σ_１、ｎ ^２は分割誤差非抑圧方式（所望信号成分を付加しない場合）の場合の第ｎ変調シンボルに対する分割誤差（雑音成分を含む）である。具体的に、σ_１、ｎ ^２は第ｎ変調シンボル成分を配置したサブキャリアの分割誤差σ_１、ｋ ^２（ただし、（ｎ−１）Ｍ＋１≦ｋ≦ｎＭ）の平均である。
また、制御部ｃ２１４は、第ｎ変調シンボルについての第２の合成信号のＳＩＮＲ(ＳＩＮＲ_２、ｋという)を、次の式（２０）を用いて算出する。

ここで、σ_２、ｎ ^２は分割誤差抑圧方式の場合（所望信号成分を付加する場合）の第ｎ変調シンボルに対する分割誤差（雑音成分を含む）である。σ_２、ｎ ^２は第ｎ変調シンボル成分を配置したサブキャリアの分割誤差σ_２、ｋ ^２（ただし、（ｎ−１）Ｍ＋１≦ｋ≦ｎＭ）の平均である。

制御部ｃ３１４は、ＳＩＮＲ_１、ｎとＳＩＮＲ_２、ｎとを比較する。ＳＩＮＲ_１、ｎ＞ＳＩＮＲ_２、ｎをを満たす場合、つまり、第１の合成信号のＳＩＮＲが第２の合成信号のＳＩＮＲより大きい場合、制御部ｃ２１４は、分割誤差非抑圧方式を示す干渉除去方式制御信号を出力する。一方、ＳＩＮＲ_１、ｎ＜ＳＩＮＲ_２、ｎを満たす場合、つまり、第１の合成信号のＳＩＮＲが第２の合成信号のＳＩＮＲより小さい場合、制御部ｃ２１４は、分割誤差抑圧方式を示す干渉除去方式制御信号を出力する。なお、ＳＩＮＲ_１、ｋ＝ＳＩＮＲ_２、ｋの場合、第１の合成信号のＳＩＮＲと第２の合成信号のＳＩＮＲとが同じの場合、制御部ｃ２１４は、分割誤差抑圧方式又は分割誤差非抑圧方式を示す干渉除去方式制御信号のどちらを出力してもよいし、他の選択基準を追加してもよい。また、制御部ｃ２１４は、ある所定の閾値とＳＩＮＲの比較結果とにより、ＳＩＮＲ_１、ｎとＳＩＮＲ_２、ｎを選択するようにしてもよい。
また、式（１９）、（２０）において、σ_１、ｎ ^２とσ_２、ｎ ^２を雑音電力ρ_ｎ ^２（ρ_Ｎ ^２の変調シンボル単位での平均）に置き換えることにより、ＳＩＮＲに代えてサブキャリアの毎のＳＮＲを受信品質情報としてもよい。

このように、本実施形態によれば、受信装置ｂ２が受信する受信信号は、送信装置ａ２が、変調シンボルを予め定めた単位（変調シンボル単位）で時間周波数変換して複数のサブキャリアにマッピングして送信した信号の受信信号であり、受信装置ｂ２は、信号検出部ｃ２１が出力した合成信号を逆フーリエ変換し、変調シンボル単位でのＳＩＮＲ_２、ｎ、及び、ＳＩＮＲ_１、ｎに基づいて、信号付加処理を行うか否かを選択する。
これにより、送信装置ａ２が送信信号の平均送信電力を大きくすると共に、受信装置ｂ２が、マルチパスの分割による分割誤差の影響を小さくし、良好な受信特性を得ることができる。また、受信装置ｂ２は、分割誤差を低減して良好な受信特性を得るか、パスダイバーシチ効果を得るかを選択することができる。

（第３の実施形態）
以下、図面を参照しながら本発明の第３の実施形態について詳しく説明する。
本実施形態では、通信システムが、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）システムの場合について説明をする。以下、Ｔ本のアンテナを備えた送信装置が送信した信号を、Ｒ本のアンテナを備えた受信装置が受信する場合について説明する。

＜送信装置ａ３の構成について＞
図１２は、本発明の第３の実施形態に係る送信装置ａ３の構成を示す概略ブロック図である。この図において、送信装置ａ３は、パイロット生成部ａ３０１、符号部ａ３０２−ｔ、変調部ａ３０３−ｔ、マッピング部ａ３０４−ｔ、ＩＦＦＴ部ａ３０５−ｔ、ＧＩ挿入部ａ３０６−ｔ、無線部ａ３０７−ｔ、及び送信アンテナ部ａ３０８−ｔを含んで構成される。ただし、ｔ＝１、２、・・・、Ｔである。

パイロット生成部ａ３０１は、受信装置ｃ３がその波形（あるいはその信号系列）を予め記憶するパイロット信号を生成し、マッピング部ａ３０４−ｔに出力する。
符号部ａ３０２−ｔは、受信装置ｃ３に送信する情報ビットに対して畳込み符号、ターボ符号、ＬＤＰＣ符号などの誤り訂正符号を用いて符号化し、符号化ビットを生成する。符号部ａ３０２−ｔは、生成した符号化ビットを変調部ａ３０３−ｔに出力する。
変調部ａ３０３−ｔは、符号部ａ３０２−ｔから入力された符号化ビットを、ＰＳＫやＱＡＭなどの変調方式を用いて変調し、変調シンボルを生成する。変調部ａ３０３−ｔは、生成した変調シンボルをマッピング部ａ３０４−ｔに出力する。

マッピング部ａ３０４−ｔは、パイロット生成部ａ３０１及び変調部ａ３０３−ｔからそれぞれ入力されたパイロット信号及び変調シンボルを予め定められたリソース（時間周波数帯域）にマッピングし、マッピングした周波数領域の信号をＩＦＦＴ部ａ３０５−ｔに出力する。
ＩＦＦＴ部ａ３０５−ｔは、マッピング部ａ３０４−ｔから入力された周波数領域の信号を周波数時間変換し、時間領域の信号を生成する。ＩＦＦＴ部ａ３０５−ｔは、生成した時間領域の信号をＧＩ挿入部ａ３０６−ｔに出力する。
ＧＩ挿入部ａ３０６−ｔは、ＩＦＦＴ部ａ３０５−ｔから入力された時間領域の信号に対して、ガードインターバルを付加し、ガードインターバルを付加した信号を無線部ａ３０７−ｔに出力する。
無線部ａ３０７−ｔは、ＧＩ挿入部ａ３０６−ｔから入力された信号をデジタル・アナログ変換し、変換したアナログ信号を波形整形する。無線部ａ３０７−ｔは、波形整形した信号をベースバンド帯から無線周波数帯にアップコンバートし、送信アンテナａ２１０−ｔから受信装置ｃ３へ送信する。

＜受信装置ｃ３の構成について＞
図１３は、本実施形態に係る受信装置ｃ３の構成を示す概略ブロック図である。この図において、受信装置ｃ３は、受信アンテナｃ３０１−ｒ、無線部ｃ３０２−ｒ、伝搬路推定部ｃ３０３、信号検出部ｃ３１、デマッピング部ｃ３０４−ｒ、復調部ｃ３０５−ｒ、復号部ｃ３０６−ｒ、及びシンボルレプリカ生成部ｃ３０７−ｒを含んで構成される。ただし、ｒ＝１、２、・・・、Ｒである。

無線部ｃ３０２−ｒは、受信アンテナｃ３０１−ｒを介して送信装置ａ３から受信した信号を、無線周波数帯からベースバンド帯にダウンコンバートし、ダウンコンバートした信号を波形整形する。無線部ｃ３０２−ｒは、波形整形した信号を、アナログ・デジタル変換し、変換した信号である受信信号を信号検出部ｃ３１に出力する。また、無線部ｃ３０２−ｒは、変換した信号のうちパイロット信号を伝搬路推定部ｃ３０３に出力する。
伝搬路推定部ｃ３０３は、無線部ｃ３０２−ｒから入力されたパイロット信号に基づいて、伝搬路推定値を算出する。伝搬路推定部ｃ３０３は、算出した伝搬路推定値を信号検出部ｃ３１に出力する。

信号検出部ｃ３１は、後述するシンボルレプリカ生成部ｃ３０７−１〜ｃ３０９−Ｒから入力されたシンボルレプリカ、及び伝搬路推定部ｃ３０３から入力された伝搬路推定値を用いて、無線部ｃ３０２−１〜ｃ３０２−Ｒから入力された信号に対してマルチパス分割を行う。信号検出部ｃ３１は、マルチパス分割を行った信号、つまり、ＧＩを超える遅延波に起因する干渉を抑圧した信号に対してＭＩＭＯ信号分離を行ってデマッピング部ｃ３０４−１〜ｃ３０４−Ｒに出力する。
また、信号検出部ｃ３１は、マルチパス分割を行った信号に分割用レプリカの成分を加算する信号付加処理を行うか否かを選択する。信号検出部ｃ３１の詳細については後述する。

デマッピング部ｃ３０４−ｒは、制御チャネル等で送信装置ａ３から通知されたフォーマットに従って、信号検出部ｃ３１から入力された信号をデマッピングし、各リソースに配置された変調シンボルを抽出する。デマッピング部ｃ３０４−ｒは、抽出した変調シンボルを復調部ｃ３０５−ｒに出力する。
復調部ｃ３０５−ｒは、デマッピング部ｃ３０４−ｒから入力された信号を送信装置ａ３の変調部ａ３０３−ｔが用いたものと同じ変調方式を用いて復調し、符号化ビットの尤度情報である符号化ビットＬＬＲを算出する。復調部ｃ３０５−ｒは、算出した符号化ビットＬＬＲを復号部ｃ３０６−ｒに出力する。

復号部ｃ３０６−ｒは、復調部ｃ３０５−ｒから入力された符号化ビットＬＬＲを送信装置ａ３の符号部ａ３０２−ｔが用いたものと同じ誤り訂正符号を用いて復号化する。復号部ｃ３０６−ｒは、繰り返し処理が最大回数まで行われたか否かを判定し、最大回数まで行われたと判定したとき、復号化した情報ビットを出力する。一方、復号部ｃ３０６−ｒは、最大回数まで行われていないと判定したとき、誤り訂正復号の結果に誤りがないか否かを判定する。誤り訂正復号の結果に誤りがないと判定した場合、復号部ｃ３０６−ｒは、復号化した情報ビットを出力する。一方、誤り訂正復号の結果に誤りがあると判定した場合、復号部ｃ３０６−ｒは、復号処理によって尤度を更新した符号化ビットＬＬＲをシンボルレプリカ生成部ｃ３０７−ｒに出力する。
シンボルレプリカ生成部ｃ３０７−ｒは、復号部ｃ３０６−ｒから入力された符号化ビットＬＬＲから変調シンボルの期待値であるシンボルレプリカを生成し、信号検出部ｃ３１に出力する。

＜信号検出部ｃ３１の構成について＞
図１４は、本実施形態に係る信号検出部ｃ３１の構成を示す概略ブロック図である。この図において、信号検出部ｃ３１は、干渉除去部ｃ３１−ｂ（ｂ＝１〜Ｎ_Ｂ）、制御部ｃ３１４、信号分離部ｃ３１６を含んで構成される。
制御部ｃ３１４は、干渉除去方式選択処理を行う。制御部ｃ３１４が行う干渉除去方式選択処理の詳細については、後述する。
干渉除去部ｃ３１−ｂは、シンボルレプリカ及び伝搬路推定値を用いて、受信信号が通過した１又は複数のパスを含むブロックｂの信号を抽出する。また、干渉除去部ｃ３１−ｂは、制御部ｃ３１４から入力された干渉除去方式制御信号に応じて、干渉除去方式を選択する。
信号分離部ｃ３１６は、干渉除去部ｃ３１−ｂから入力された信号に対してＭＩＭＯ信号分離を行って、空間的に多重された信号の分離を行う。例えば、信号分離部ｃ３１６は、ＭＭＳＥＣを用いてＭＩＭＯ信号分離処理を行う。信号分離部ｃ３１６は、分離した信号をデマッピング部ｃ３０４−ｒに出力する。なお、信号分離部ｃ３１６が行うＭＩＭＯ信号分離処理の詳細については、信号検出部ｃ３１の処理と併せて後述をする。

以下、干渉除去部ｃ３１−１〜ｃ３１−Ｎ_Ｂの詳細について説明をする。干渉除去部ｃ３１−１〜ｃ３１−Ｎ_Ｂは、同等の構成及び機能を備えるので、代表して干渉除去部ｃ３１−１について説明をする。干渉除去部ｃ３１−１は、分割用レプリカ生成部ｃ３１１、マルチパス分割部ｃ３１２−ｒ、ＦＦＴ部ｃ３１３−ｒ、制御部ｃ３１４、所望信号成分付加部ｃ３１５−ｒ、及び信号分離部ｃ３１６を含んで構成される。ただし、ｒ＝１、２、・・・、Ｒである。

分割用レプリカ生成部ｃ３１１は、シンボルレプリカ生成部ｃ３０７−１〜ｃ３０９−Ｒから入力されたシンボルレプリカをデマッピング部ｃ３０４−ｒがデマッピングした位置にマッピングした周波数領域の信号を周波数時間変換する。分割用レプリカ生成部ｃ３１１は、周波数時間変換した時間領域の信号に対して、送信装置ａ３のＧＩ挿入部ａ２０６−１〜ａ２０６−Ｔと同様にしてガードインターバルを付加する。分割用レプリカ生成部ｃ３１１は、伝搬路推定部ｃ３０３から入力された伝搬路推定値を用いて、ガードインターバルを付加した信号から１又は複数のパスを含むＮ_Ｂ個のブロックｎ（ｎ＝１〜Ｎ_Ｂ）毎に抽出した分割用レプリカを生成し、マルチパス分割部ｃ３１２−ｒに出力する。

マルチパス分割部ｃ３１２−ｒは、復号部ｃ３０６が誤り訂正復号の結果に誤りがないと判定するまで、無線部ｃ３０２−ｒから入力されたアンテナｃ３０１−ｒ毎の信号（第ｒ受信信号という）を記憶する。マルチパス分割部ｃ３１２−ｒは、マルチパス分割部ｃ３１２−ｒから入力された分割用レプリカを用いて、記憶している第ｒ受信信号をブロックｎ毎の信号に分割（マルチパス分割）する。具体的には、ブロックｎ以外の分割用レプリカを、記憶している第ｒ受信信号から減算する。マルチパス分割部ｃ３１２−ｒは、ブロック１〜Ｎ_Ｂの第ｒ受信信号をそれぞれ、ＦＦＴ部ｃ３１３−ｒに出力する。

ＦＦＴ部ｃ３１３−ｒは、マルチパス分割部ｃ３１２−ｒから入力された信号からＦＦＴ区間の信号を抽出する。ＦＦＴ部ｃ３１３−ｒは、抽出したＦＦＴ区間の信号を時間周波数変換し、周波数領域の信号を生成する。ＦＦＴ部ｃ３１３−ｒは、生成した周波数領域の信号をを所望信号成分付加部ｃ３１５−ｒに出力する。

所望信号成分付加部ｃ３１５−ｒは、制御部ｃ３１４から入力された干渉除去方式制御信号が分割誤差抑圧方式を示す場合、分割用レプリカの成分をＦＦＴ部ｃ３１３−ｒから入力された信号に加算する信号付加処理を行って、信号付加処理を行った信号を信号分離部ｃ３１６に出力する。この信号付加処理の詳細については、信号検出部ｃ３１の処理と併せて後述する。一方、干渉除去方式制御信号が分割誤差非抑圧方式を示す場合、所望信号成分付加部ｃ３１５−ｒは、ＦＦＴ部ｃ１１３から入力された信号をそのまま信号分離部ｃ３１６に出力する。

＜信号検出部ｃ３１の処理について＞
ＦＦＴ部ｃ３１３−ｒが出力するブロックｂの第ｉＯＦＤＭシンボル、第ｋサブキャリアの第ｒ受信信号Ｒ^１ _{ｉ，ｂ，ｒ}（ｋ）は、次の式（２１）で表される。

式（２１）は、第ｉＯＦＤＭシンボル、第ｋサブキャリアの第ｒ受信信号Ｒ^１ _{ｉ，ｂ，ｒ}（ｋ）が、Ｎ_Ｂ次元のベクトルで表わされることを示す。また、Ｓ_ｉ（ｋ）は第ｉＯＦＤＭシンボルの第ｋサブキャリアで送信された変調シンボル、Ｓ’_ｉ（ｋ）はＳ_ｉ（ｋ）のシンボルレプリカを示す。なお、Ｓ_ｉ（ｋ）及びＳ’_ｉ（ｋ）は、Ｔ次元のベクトルである。
また、Ｈ_ｂ，ｒ（ｋ）は、第ｒ受信信号での第ｂブロックに含まれるチャネルインパルス応答の第ｋサブキャリアにおける周波数応答を表わす。
また、Ｈ⁻ _ｂ，ｒ（ｋ）は第ｒ受信信号での第ｂブロック以外のチャネルインパルス応答の第ｋサブキャリアにおける周波数応答、Ｈ⁻ _{ｂ，ｋ，ｒ}（ｌ）は第ｒ受信信号での第ｂブロック以外のチャネルインパルス応答の第ｌサブキャリアから第ｋサブキャリアに漏れ込む周波数成分を表わす。また、Ｈ_{−１，ｂ，ｋ，ｒ}（ｌ）は第ｒ受信信号で１つ前のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｌサブキャリアから影響を受ける第ｋサブキャリアの周波数成分、Ｈ_{＋１，ｂ，ｋ，ｒ}（ｌ）は第ｒ受信信号で１つ後のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｌサブキャリアから影響を受ける第ｋサブキャリアの周波数成分を表わす。

つまり、式（２１）は、第１項が第ｒ受信信号での第ｂブロックの所望信号成分であることを示す。また、式（２１）は、第２項のＮ_ｒ’（ｋ）、つまり、式（２２）が、第ｒ受信信号での第ｂブロック以外に含まれるマルチパスの第ｋサブキャリアの残留成分であることを示す。
また、式（２２）は、Ｎ_ｒ’（ｋ）が、除去残差（Ｓ_ｉ（ｋ）−Ｓ’_ｉ（ｋ））に基づく成分（第１〜４項）と、雑音Ｎ_ｒ（ｋ）（第５項）と、の和であることを示す。具体的に、式（２２）は、第１項が第ｋサブキャリアで第ｂブロック以外から受ける干渉成分、第２項が第ｋサブキャリアで第ｋサブキャリア以外から受けるＩＣＩ成分であることを示す。また、式（２２）は、第３項が１つ前のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｋサブキャリアが受けるＩＳＩ成分であり、第４項は１つ後のＯＦＤＭシンボルからもれ込んでくる成分のうち第ｋサブキャリアが受けるＩＳＩ成分であることを示す。また、式（２２）は、第５項が第ｋサブキャリアにおける雑音Ｎ（ｋ）であることを示す。
式（２１）、（２２）は、Ｓ’_ｉ（ｋ）の受信品質が高ければ、マルチパスを分割した各ブロックの信号を受信品質が良く取り出すことができ、それらを合成するとパスダイバーシチ効果が得られるため、良好な特性が得られることを示す。一方、式（２１）、（２２）は、Ｓ’_ｉ（ｋ）の受信品質が高ければ、レプリカの除去残差（Ｓ_ｉ（ｋ）−Ｓ’_ｉ（ｋ））が生じるため特性が劣化してしまうことを示す。

所望信号成分付加部ｃ３１５−ｒは、分割誤差の抑圧処理を行うと判定した場合に、分割用レプリカの成分を第ｒ受信信号Ｒ^１ _{ｉ，ｂ，ｒ}（ｋ）に加算する。この場合に、所望信号成分付加部ｃ３１５−ｒが出力するブロックｂの第ｉＯＦＤＭシンボル、第ｋサブキャリアの第ｒ受信信号Ｒ^２ _{ｉ，ｂ，ｒ}（ｋ）は、次の式（２３）、（２４）で表される。

式（２２）と（２４）とを比較すると、式（２４）では、式（２２）の第１項、つまり、除去残差（Ｓ_ｉ（ｋ）−Ｓ’_ｉ（ｋ））に基づく成分であって、第ｒ受信信号で第ｂブロック以外から受ける干渉成分が除去されていることを示す。すなわち、シンボルＳ_ｉ（ｋ）と周波数応答から算出される成分（式（２１）、（２３）の第１項）以外の成分は、式（２４）の方が式（２２）より小さいこと、つまり、除去残差の影響が低減されていることを示す。
このように、所望信号成分付加部ｃ３１５−ｒが分割用レプリカを第ｒ受信信号Ｒ^１ _{ｉ，ｂ，ｒ}（ｋ）に加算する処理、つまり、分割誤差の抑圧処理を行うことにより、分割誤差を低減することができ、特性劣化を軽減することができる。

以下、信号分離部ｃ３１６が行うＭＩＭＯ信号分離処理について説明をする。
分割誤差非抑圧方式の場合、ＭＭＳＥ重みＭ（ｋ）は、次の式（２５）で表わされる。

ここで、σ_１ ^２は、上述の式（９）、（１０）、又は（１１）で表わされる。
一方、分割誤差非抑圧方式の場合、ＭＭＳＥ重みＭ（ｋ）は、次の式（２６）で表わされる。

ここで、σ_２ ^２は、式（１３）、又は（１４）で表わされる。

＜干渉除去方式選択処理について＞
制御部ｃ３１４は、伝搬路推定値を用いて、分割誤差非抑圧方式を行った場合に信号分離部ｃ３１６が出力するアンテナｃ３０１−ｒの信号（第１の合成信号）、及び、分割誤差抑圧方式を行った場合に信号分離部ｃ３１６が出力するアンテナｃ３０１−ｒの信号（第２の合成信号）についてのチャネル容量（信号品質情報）をサブキャリア毎に算出する。
具体的には、制御部ｃ３１４は、第ｋサブキャリアの第１の合成信号のチャネル容量Ｃ_１、ｋ（第１の信号品質情報)を、次の式（２７）を用いて算出する。

ここで、Ｈ（ｋ）はＨ_ｂ，ｒ（ｋ）の全てのｂ及びｒについて縦に並べたＮ_ＢＲ行Ｔ列の行列である。また、ｌｏｇは対数、ｄｅｔは行列式を表し、Ｉは単位行列である。また、Ｘ^Ｈは、Ｘのエルミート行列を示す。
また、制御部ｃ３１４は、第ｋサブキャリアの第２の合成信号のチャネル容量Ｃ_２、ｋ（第２の信号品質情報)を、次の式（２８）を用いて算出する。

ただし、Ｈ⁻（ｋ）はＨ⁻ _ｂ，ｒ（ｋ）の全てのｂ及びｒについて縦に並べたＮ_ＢＲ行Ｔ列の行列である。また、分割誤差抑圧方式の場合の第ｋサブキャリアの信号のチャネル容量Ｃ_２、ｋは、分割誤差が充分小さいとして、簡略的に式（２９）を用いてもよい。

制御部ｃ３１４は、Ｃ_１、ｋとＣ_２、ｋとを比較する。Ｃ_１、ｋ＞Ｃ_２、ｋを満たす場合、つまり、第１の合成信号のＳＩＮＲが第２の合成信号のＳＩＮＲより大きい場合、制御部ｃ３１４は、分割誤差非抑圧方式を示す干渉除去方式制御信号を出力する。一方、Ｃ_１、ｋ＜Ｃ_２、ｋを満たす場合、つまり、第１の合成信号のチャネル容量が第２の合成信号のチャネル容量より小さい場合、制御部ｃ３１４は、分割誤差抑圧方式を示す干渉除去方式制御信号を出力する。
なお、Ｃ_１、ｋ＝Ｃ_２、ｋの場合、第１の合成信号のチャネル容量と第２の合成信号のチャネル容量とが同じの場合、制御部ｃ３１４は、分割誤差抑圧方式又は分割誤差非抑圧方式を示す干渉除去方式制御信号のどちらを出力してもよいし、他の選択基準を追加してもよい。

なお、受信品質情報は、チャネル容量に代えて行列のノルムを用いてもよい。例えば次式のようにフロベニウスのノルムを用いることができる。ノルムを用いるとき、分割誤差抑圧方式の場合、式（２７）のチャネル容量Ｃ_１、ｋに変えて、次の式（３０）のノルムＣ’_１、ｋを用いてもよい。また、分割誤差非抑圧方式の場合、式（２８）のチャネル容量Ｃ_２、ｋに変えて、チャネル容量Ｃ’_２、ｋに変えて、次の式（３１）を用いてもよい。

ここで、なお、||Ａ||^２ _Ｆは行列Ａのフロベニウスのノルムを表しており、||Ａ||^２ _Ｆ＝ｔｒ（ＡＡ^Ｈ）である。ただし、ｔｒ（）は行列のトレースを表す。
この場合、制御部ｃ３１４は、Ｃ’_１、ｋとＣ’_２、ｋとを比較する。Ｃ’_１、ｋ＞Ｃ’_２、ｋを満たす場合、つまり、第１の合成信号のＳＩＮＲが第２の合成信号のＳＩＮＲより大きい場合、制御部ｃ３１４は、分割誤差非抑圧方式を示す干渉除去方式制御信号を出力する。一方、Ｃ’_１、ｋ＜Ｃ’_２、ｋを満たす場合、つまり、第１の合成信号のチャネル容量が第２の合成信号のチャネル容量より小さい場合、制御部ｃ３１４は、分割誤差抑圧方式を示す干渉除去方式制御信号を出力する。

＜動作について＞
図１５は、本実施形態に係る受信装置ｃ３の動作の一例を示すフロー図である。
本実施形態に係るフロー図（図１５）と、第１の実施形態に係るフロー図（図８）とを比較すると、図１５では、図８のステップ１０３、Ｓ１０５の処理が、それぞれ、ステップＳ２０３、Ｓ２０５の処理に代わる点が異なる。第１の実施形態と同じ処理（ステップＳ１０１、Ｓ１０２、Ｓ１０４、Ｓ１０６〜Ｓ１１１）についての説明は省略する。

（ステップＳ２０３）所望信号成分付加部ｃ３１５は、第１の合成信号と第２の合成信号との受信品質を比較する。具体的に、所望信号成分付加部ｃ３１５は、これらの信号のチャネル容量を比較し、Ｃ_１、ｋ＜Ｃ_２、ｋを満たすか否かを判定する。Ｃ_１、ｋ＜Ｃ_２、ｋを満たすと判定した場合（ＹＥＳ）、ステップＳ１０４に進む。一方、Ｃ_１、ｋ＜Ｃ_２、ｋを満たさないと判定した場合（ＮＯ）、ステップＳ２０５に進む。
（ステップＳ２０５）信号分離部ｃ３１６は、ＭＭＳＥＣを用いてＭＩＭＯ信号分離処理を行う。その後、ステップＳ１０６に進む。

このように、本実施形態によれば、ＭＩＭＯ方式の通信を行う受信装置ｃ３は、前記レプリカを除去した信号（第１の合成信号）のチャネル容量Ｃ_１、ｋと、レプリカを除去した信号に前記除去したレプリカの成分（Ｈ⁻ _ｂ，ｒ（ｌ）Ｓ’）を付加する信号付加処理を行った場合（第２の合成信号）の信号のチャネル容量Ｃ_２、ｋと、に基づいて、信号付加処理を行うか否かを選択する。
これにより、受信装置ｂ３は、チャネル容量Ｃ_２、ｋがチャネル容量Ｃ_１、ｋより小さくて第２の合成信号の品質が第１の合成信号の品質より低い場合に、信号付加処理を行うことを選択して、除去によって生じる誤差を低減することができる。つまり、受信装置ｂ３は、マルチパスの分割による分割誤差の影響を小さくし、良好な受信特性を得ることができる。一方、受信装置ｂ１は、チャネル容量Ｃ_２、ｋがチャネル容量Ｃ_１、ｋより大きくて第２の合成信号の品質が第１の合成信号の品質より高い場合に、信号付加処理を行わないことを選択し、マルチパス分割を行うことによってパスダイバーシチ効果を得ることができる。つまり、分割誤差を低減して良好な受信特性を得るか、パスダイバーシチ効果を得るかを選択することができる。

なお、第３の実施形態において、送信装置が１本の送信アンテナから信号を送信した場合においても、当該受信装置の適用することは当然可能である。つまり、第１の実施形態及び第２の実施形態の受信装置は、受信品質情報として、チャネル容量を用い、信号付加処理を行うか否かを選択することができる。
なお、上記第１、２の実施形態において、受信品質情報として、ＳＩＮＲとチャネル容量を併用してもよい。
また、空間多重された信号のアンテナ間干渉を除去する並列型干渉キャンセラ（ＰＩＣ：Ｐａｒａｌｌｅｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌｅｒ）、逐次型干渉キャンセラ（ＳＩＣ：Ｓｕｃｃｅｓｓｉｖｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌｅｒ）を具備した装置においても、上記第３の実施形態の受信品質情報に基づく干渉除去を適用してもよい。また、ＰＩＣやＳＩＣのような干渉キャンセラを適用した場合には、干渉除去が完全であるとして、各ストリームに対して上記第１の実施形態を適用してもよい。

また、上記各実施形態において、サブキャリア毎に受信品質を比較したが、サブキャリアをある一定の規範にしたがいグループ化し、そのグループ毎に品質を比較してもよい。例えば、ＭＣ−ＣＤＭＡの場合、乗算されている拡散符号に従いサブキャリアをグループ化してもよい。また、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭの場合、ＤＦＴ処理の単位でサブキャリアをグループ化してもよい。

また、上記各実施形態において、受信装置ｃ１、ｃ２が、ＭＭＳＥＣを用いて重みを算出する場合について説明をした。しかし、本発明はこれに限らず、ＺＦ（Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）基準を用いてもよいし、ＭＬＤ（最尤検出：Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）等を用いてもよい。

なお、上述した実施形態における受信装置ｃ１〜ｃ３の一部、例えば、分割用レプリカ生成部ｃ１１１、ｃ３１１、マルチパス分割部ｃ１１２、ｃ３１２−１〜ｃ３１２−Ｒ、ＦＦＴ部ｃ１１３、ｃ３１３−１〜ｃ３１３−Ｒ、制御部ｃ１１４、ｃ２１４、ｃ３１４、所望信号成分付加部ｃ１１５、ｃ３１５−１〜ｃ３１５−Ｒ、合成部ｃ１１６、信号分離部ｃ３１６をコンピュータで実現するようにしても良い。その場合、この制御機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現しても良い。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、受信装置ｃ１〜ｃ３に内蔵されたコンピュータシステムであって、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでも良い。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。

以上、図面を参照してこの発明の一実施形態について詳しく説明してきたが、具体的な構成は上述のものに限られることはなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内において様々な設計変更等をすることが可能である。

ａ１〜ａ３・・・送信装置、ｃ１〜ｃ３・・・受信装置、ａ１０１・・・パイロット生成部、ａ１０２、ａ３０２−１〜ａ３０２−Ｔ・・・符号部、ａ１０３、ａ３０３−１〜ａ３０３−Ｔ・・・変調部、ａ１０４、ａ３０４−１〜ａ３０４−Ｔ・・・マッピング部、ａ１０５、ａ３０５−１〜ａ３０５−Ｔ・・・ＩＦＦＴ部、ａ１０６、ａ３０６−１〜ａ３０６−Ｔ・・・ＧＩ挿入部、ａ１０７、ａ３０７−１〜ａ３０７−Ｔ・・・無線部、ａ１０８、ａ３０８−１〜ａ３０８−Ｔ・・・送信アンテナ部、ａ２０９・・・ＤＦＴ部、ｃ１０１、ｃ３０１−１〜ｃ３０１−Ｒ・・・受信アンテナ、ｃ１０２、ｃ３０２−１〜ｃ３０２−Ｒ・・・無線部、ｃ１０３・・・伝搬路推定部、ｃ１１、ｃ２１、ｃ３１・・・信号検出部、ｃ１０４、ｃ３０４−１〜ｃ３０４−Ｒ・・・デマッピング部、ｃ１０５、ｃ３０５−１〜ｃ３０５−Ｒ・・・復調部、ｃ１０６、ｃ３０６−１〜ｃ３０６−Ｒ・・・復号部、ｃ１０７、ｃ３０７−１〜ｃ３０７−Ｒ・・・シンボルレプリカ生成部、ｃ１１−１〜ｃ１１−Ｎ_Ｂ、ｃ３１−１〜ｃ３１−Ｎ_Ｂ、・・・干渉除去部、ｃ１１４、ｃ２１４、ｃ３１４・・・制御部、ｃ１１６・・・合成部、ｃ１１１、ｃ３１１・・・分割用レプリカ生成部、ｃ１１２、ｃ３１２−１〜ｃ３１２−Ｒ・・・マルチパス分割部、ｃ１１３、ｃ３１３−１〜ｃ３１３−Ｒ・・・ＦＦＴ部、ｃ１１５、ｃ３１５−１〜ｃ３１５−Ｒ・・・所望信号成分付加部、ｃ２０８−１〜ｃ２０８−Ｎ_Ｂ・・・ＩＤＦＴ部、信号分離部・・・ｃ３１６

Claims (11)

1. 復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいて合成し、合成した結果の合成信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置において、
   前記レプリカを除去した信号の品質を示す第１の信号品質情報と、前記レプリカを除去した信号に前記除去したレプリカの成分を付加する信号付加処理を行った場合の信号の品質を示す第２の信号品質情報と、に基づいて、前記信号付加処理を行うか否かを選択する制御部を備えることを特徴とする無線受信装置。
2. 前記制御部は、前記第２の信号品質情報が示す品質が、前記第１の信号品質情報が示す品質より高い場合に、前記信号付加処理を行うことを選択することを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
3. 前記制御部は、前記第２の信号品質情報が示す品質が、前記第１の信号品質情報が示す品質より低い場合に、前記信号付加処理を行わないことを選択すること特徴とする請求項１又は請求項２に記載の無線受信装置。
4. 前記信号品質情報は、信号対干渉雑音電力比であり、
   前記制御部は、前記第１の信号対干渉雑音電力比が前記第２の信号対干渉雑音電力比より小さい場合に、前記信号付加処理を行うことを選択して前記除去によって生じる誤差を低減し、前記第１の信号対干渉雑音電力比が前記第２の信号対干渉雑音電力比より大きい場合に、前記信号付加処理を行わないことを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
5. 前記無線受信装置が受信する受信信号は、送信装置が、変調シンボルを予め定めた単位で時間周波数変換して複数のサブキャリアにマッピングして送信した信号の受信信号であり、
   前記無線受信装置は、前記合成信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部を備え、
   前記制御部は、前記予め定めた単位での第２の信号品質情報、及び、第１の信号品質情報に基づいて、前記信号付加処理を行うか否かを選択することを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
6. ＭＩＭＯ方式の通信を行う無線受信装置であって、復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいてＭＩＭＯ分離をおこない、分離した結果の分離信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置であって、
   前記レプリカを除去した信号に前記除去したレプリカの成分を付加する信号付加処理を行った場合の信号の品質を示す第２の信号品質情報と、前記レプリカを除去した信号の品質を示す第１の信号品質情報と、に基づいて、前記信号付加処理を行うか否かを選択する制御部を備えることを特徴とする無線受信装置。
7. 前記信号品質情報は、チャネル容量であり、
   前記制御部は、前記第１のチャネル容量が前記第２のチャネル容量より小さい場合に、前記信号付加処理を行うことを選択して前記除去によって生じる誤差を低減し、前記第１のチャネル容量が前記第２のチャネル容量より大きい場合に、前記信号付加処理を行わないことを特徴とする請求項６に記載の無線受信装置。
8. 前記制御部は、サブキャリア毎に前記信号付加処理を行うか否かを選択することを特徴とする請求項１又請求項６はに記載の無線受信装置。
9. 前記制御部は、前記レプリカを除去した信号の各サブキャリアの信号に、同じサブキャリアの成分であって前記除去したレプリカの成分を付加する信号付加処理を行うことを特徴とする請求項８に記載の無線受信装置。
10. 復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいて合成し、合成した結果の合成信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置における無線受信方法において、
    前記無線受信装置が、前記レプリカを除去した信号に前記除去したレプリカの成分を付加する信号付加処理を行った場合の信号の品質を示す第２の信号品質情報と、前記レプリカを除去した信号の品質を示す第１の信号品質情報と、に基づいて、前記信号付加処理を行うか否かを選択する過程を有することを特徴とする無線受信方法。
11. 復調した変調シンボルに基づいて受信信号のレプリカを生成し、１又は複数のパス毎に当該パス以外の受信信号のレプリカを受信信号から除去し、前記レプリカを除去した信号を前記１又は複数のパス各々の伝搬路状況を示す情報に基づいて合成し、合成した結果の合成信号を復調することを繰り返して、送信データを抽出する無線受信装置のコンピュータを、
    前記レプリカを除去した信号に前記除去したレプリカの成分を付加する信号付加処理を行った場合の信号の品質を示す第２の信号品質情報と、前記レプリカを除去した信号の品質を示す第１の信号品質情報と、に基づいて、前記信号付加処理を行うか否かを選択する制御手段として機能させる無線受信プログラム。

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