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WO2010073377A1 - 分波器および電子装置 - Google Patents

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WO2010073377A1
WO2010073377A1 PCT/JP2008/073752 JP2008073752W WO2010073377A1 WO 2010073377 A1 WO2010073377 A1 WO 2010073377A1 JP 2008073752 W JP2008073752 W JP 2008073752W WO 2010073377 A1 WO2010073377 A1 WO 2010073377A1
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transmission
filter
reception
duplexer
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PCT/JP2008/073752
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English (en)
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Inventor
堤潤
松本一宏
井上将吾
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Taiyo Yuden Co Ltd
Original Assignee
Taiyo Yuden Co Ltd
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Publication date
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Priority to EP08879172.8A priority patent/EP2381576B8/en
Priority to CN200880132478.2A priority patent/CN102265515B/zh
Priority to JP2010543710A priority patent/JP5177589B2/ja
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    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
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    • H03H9/0576—Constructional combinations of supports or holders with electromechanical or other electronic elements for duplexers including surface acoustic wave [SAW] devices
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    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves

Definitions

  • the present invention relates to a duplexer and an electronic device, and more particularly to a duplexer and an electronic device in which a capacitor is connected between at least two terminals.
  • Patent Documents 1 and 2 describe that the isolation characteristics of the duplexer are improved by removing unnecessary electromagnetic coupling.
  • duplexer and electronic device The purpose of this duplexer and electronic device is to improve the isolation characteristics of the duplexer.
  • the duplexer and the electronic device include a transmission filter connected between a common terminal and a transmission terminal, a reception filter connected between the common terminal and the reception terminal, the common terminal, the transmission terminal, and The transmission filter or a capacitor connected in parallel with the reception filter is provided between at least two terminals of the reception terminal.
  • the isolation characteristics can be improved.
  • FIG. 1 is a block diagram of a mobile phone terminal.
  • FIG. 2 is a block diagram of a mobile phone terminal expected in the future.
  • FIG. 3 is a block diagram of a conventional duplexer.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating the principle.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the amplitude and the phase difference.
  • FIG. 6A to FIG. 6D are diagrams showing the normalized power with respect to the phase difference.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating the duplexer of the first embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram showing the isolation characteristics of Example 1 and Comparative Example 1.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating another duplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating still another duplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating the duplexer according to the second embodiment.
  • 12A and 12B are a cross-sectional view and a plan view of the second embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating the isolation characteristics of the duplexers according to the second embodiment and the second comparative example.
  • FIG. 1 is a diagram showing an RF (Radio Frequency) block of a mobile phone terminal.
  • the mobile phone terminal includes a duplexer 60, an antenna 62, a power amplifier 66, interstage filters 64 and 68, and a transceiver IC 70.
  • the transceiver IC includes a reception circuit 52, a transmission circuit 50, low noise amplifiers 72 and 74, mixers 76a and 76b, low-pass filters 78a and 78b, variable gain amplifiers 80a and 80b, a 90 ° hybrid 82, and an oscillator 84.
  • the transmission circuit 50 generates a transmission signal.
  • the interstage filter 68 passes the transmission signal and suppresses signals of frequencies other than the transmission signal.
  • the power amplifier 66 amplifies the transmission signal.
  • the duplexer 60 outputs the transmission signal to the antenna 62 and does not output it to the reception side.
  • the antenna 62 transmits a transmission signal.
  • the antenna 62 receives the received signal.
  • the duplexer 60 outputs the reception signal to the reception side and does not output it to the transmission side.
  • Low noise amplifiers 72 and 74 amplify the received signal.
  • the interstage filter 64 passes the received signal and suppresses signals of frequencies other than the received signal.
  • the interstage filter 64 outputs a balanced input as an unbalanced input.
  • the 90 ° hybrid 82 converts the oscillation signals output from the oscillator 84 into signals having a phase difference of 90 ° and outputs the signals to the mixers 76a and 76b, respectively.
  • the mixers 76a and 76b mix the received signal and the oscillation signal.
  • Low-pass filters 78a and 78b pass the down-converted received signal and suppress the carrier signal.
  • the receiving circuit 52 processes the received signal.
  • the configuration shown in FIG. 2 is desired.
  • the interstage filters 64 and 68 and the low noise amplifier 72 of FIG. 1 are removed, and the branching filter 60 performs conversion to a balanced signal.
  • the duplexer 60 shares the function of the interstage filter. That is, the filter in the duplexer 60 is required to have the suppression performance of two filters. In particular, improvement of isolation characteristics of the duplexer is required.
  • FIG. 3 is a block diagram of the duplexer.
  • the transmission filter 10 is connected between the common terminal Ant and the transmission terminal Tx.
  • a reception filter 20 is provided between the common terminal Ant and the reception terminal Rx.
  • a matching circuit 30 is provided between the transmission filter 10 and the common terminal Ant and between the reception filter 20 and the common terminal Ant.
  • a transmission circuit 50 and a reception circuit 52 are connected to the transmission terminal Tx and the reception terminal Rx, respectively.
  • the transmission filter 10 passes a signal in the transmission band among signals input from the transmission terminal Tx to the common terminal Ant and suppresses signals of other frequencies.
  • the reception filter 20 passes signals in the reception band among signals input from the common terminal Ant to the reception terminal Rx and suppresses signals of other frequencies.
  • the matching circuit 30 is a circuit that matches the impedance so that the transmission signal that has passed through the transmission filter 10 is output from the common terminal Ant without leaking to the reception filter 20 side.
  • the transmission signal input to the transmission terminal Tx is output to the common terminal Ant via the transmission filter 10 and the matching circuit 30, and is not output to the reception terminal Rx.
  • part of the power of the transmission signal passes through the matching circuit 30 and the reception filter 20 and is output to the reception terminal Rx. Since the power of the signal input to the transmission terminal Tx is very large relative to the power of the reception signal input to the common terminal Ant, it is required to make the ratio of the transmission signal output to the reception terminal Rx very small. Of the transmission signal input to the transmission terminal Tx, the ratio of power leaking to the reception terminal Rx is called isolation between the transmission terminal and the reception terminal.
  • FIG. 4 is a block diagram for explaining the principle of improving the isolation characteristics.
  • a capacitor 40 is connected in parallel with the reception filter 20 between the transmission terminal Tx and the reception terminal Rx.
  • Other configurations are the same as those in FIG. Since the transmission terminal Tx and the reception terminal Rx are capacitively coupled, a part of the transmission signal reaches the reception terminal Rx from the transmission terminal Tx via the capacitor 40 as in the signal 112 of FIG.
  • the capacitor 40 couples the transmission terminal Tx and the reception terminal Rx at a high frequency (for example, 800 MHz to 2.5 GHz used in a cellular phone) and cuts off at a direct current.
  • a high frequency for example, 800 MHz to 2.5 GHz used in a cellular phone
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the signals 110 and 112.
  • the amplitude of the signal 112 normalized by the amplitude of the signal 110 is A
  • the phase difference between the signals 110 and 112 is P.
  • the solid lines in FIGS. 6A to 6D represent the normalized power obtained by normalizing the power after combining the signals 110 and 112 with the power (broken line) of the signal 110 before combining (for one cycle). It is the figure shown with respect to phase difference P.
  • 6 (a) to 6 (d) show cases where the amplitude A of the signal 112 is 1.0, 0.75, 0.5, and 0.25, respectively.
  • the isolation characteristic when the amplitude A is 1, the isolation characteristic is improved in the range where the phase difference P is 180 ⁇ 60 °.
  • the isolation characteristic when the amplitude A is 0.75, the isolation characteristic is improved in the range where the phase difference P is about 180 ⁇ 65 °.
  • the isolation characteristic when the amplitude A is 0.5, the isolation characteristic is improved in the range where the phase difference P is about 180 ⁇ 75 °.
  • the isolation characteristics when the amplitude A is 0.25, the isolation characteristics are improved in the range where the phase difference P is about 180 ⁇ 85 °.
  • the isolation characteristic is most improved when the phase difference P is in the opposite phase, and even when the phase difference P is not 180 °, the isolation characteristic is improved near 180 °.
  • the isolation characteristic is improved in a range (120 °) of 1/3 of the total phase difference (360 °).
  • the isolation characteristic is improved in a range (170 °) of about 1 ⁇ 2 of the total phase difference (360 °).
  • the isolation characteristic can be improved with a probability of 1/2 to 1/3 without controlling the amplitude A and the phase difference P.
  • the amplitude A can be controlled by the capacitance value of the capacitor 40.
  • the amplitude A is preferably set to 1 in order to increase the improvement range of the isolation characteristics.
  • the amplitude A is preferably smaller than 1.
  • the phase difference P is caused by the difference between the phase of the signal 112 shifted by the capacitor 40 and the phase of the signal 110 shifted by the transmission filter 10, the matching circuit 30, and the reception filter 20.
  • the phase of the signal 112 shifted by the capacitor 40 is small because the capacitance value is small.
  • the phase of the signal 110 shifted by the transmission filter 10, the matching circuit 30, and the reception filter 20 is relatively large. Therefore, there is a high possibility that the phase difference P is within a range in which the isolation characteristics shown in FIGS. 6A to 6D can be improved without particularly controlling the phase.
  • phase shift circuit or the like that shifts the phase of the transmission band in series to the transmission filter 10 or the reception filter 20 so that the phase difference P is about 180 °.
  • the isolation characteristics can be easily improved by simply adding a capacitance between the terminals.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a circuit configuration of the duplexer according to the first embodiment.
  • the transmission filter 10 and the reception filter 20 are ladder type filters.
  • the series resonator S1 and the parallel resonator P1 are formed in a ladder shape.
  • the series resonator S2 and the parallel resonator P2 are formed in a ladder shape.
  • the transmission filter 10 and the reception filter 20 used in the simulation are ladder filters each having a six-stage connection.
  • the series resonators S1 and S2 and the parallel resonators P1 and P2 use piezoelectric thin film resonators (FBAR: FilmFiBulk Acoustic wave Resonator). As these resonators, a surface acoustic wave (SAW) resonator or a solidly mounted resonator (SMR) can be used.
  • FBAR FilmFiBulk Acoustic wave Resonator
  • a matching circuit 30 is connected between the common terminal Ant and the transmission filter 10 and the reception filter 20.
  • the matching circuit 30 includes an inductor 32 connected between the common terminal Ant and the ground.
  • a capacitor 40 is connected in parallel with the transmission filter 10 and the reception filter 20 between the transmission terminal Tx and the reception terminal Rx.
  • the transmission filter 10 has a passband of 1920 to 1980 MHz
  • the reception filter 20 has a passband of 2110 to 2170 MHz
  • the isolation characteristics are simulated. did.
  • the ratio Cpt / Cst of the capacitance Cst of the series resonator S1 of the transmission filter 10 and the capacitance Cpt of the parallel resonator P1 is 0.3.
  • the ratio Cpr / Csr 0.5 of the capacitance Csr of the series resonator S2 of the reception filter 20 and the capacitance Cpr of the parallel resonator P2.
  • the capacitance value of the capacitor 40 was 1.5 fF
  • the inductance of the inductor 32 was 6 nH. In the comparative example 1, the capacitor 40 is not connected.
  • FIG. 8 is a diagram of simulation results showing the isolation characteristics (solid line) of Example 1 and the isolation characteristics (dashed line) of the comparative example not having the capacitor 40 with respect to frequency. As shown in FIG. 8, in the entire transmission band, the first embodiment can improve the isolation by 3 to 9 dB as compared with the first comparative example.
  • FIG. 9 is another example of the first embodiment.
  • the capacitor 40 may be connected in parallel to the reception filter 20 between the common terminal Ant and the reception terminal Rx.
  • part of the power of the transmission signal at the common terminal Ant reaches the reception terminal Rx via the capacitor 40.
  • This signal can cancel the transmission signal that leaks through the reception filter 20 and reaches the reception terminal Rx. Therefore, the isolation characteristic can be improved.
  • FIG. 10 shows still another example of the first embodiment.
  • the capacitor 40 may be connected in parallel to the transmission filter 10 between the common terminal Ant and the transmission terminal Tx.
  • part of the power of the reception signal at the common terminal Ant reaches the transmission terminal Tx via the capacitor 40.
  • This signal can cancel the reception signal that leaks through the transmission filter 10 and reaches the reception terminal Rx. Therefore, the isolation characteristic from the receiving terminal Rx to the transmitting terminal Tx can be improved.
  • the capacitor 40 is connected in parallel with the transmission filter 10 or the reception filter 20 between at least two terminals of the common terminal Ant, the transmission terminal Tx, and the reception terminal Rx.
  • the transmission signal input to the transmission terminal Tx is much larger than the reception signal input to the common terminal Ant, isolation from the transmission terminal Tx to the reception terminal Rx is particularly problematic. Therefore, it is preferable that one end of the capacitor 40 is connected to the receiving terminal Rx.
  • the capacitor 40 is preferably connected between the transmission terminal Tx and the reception terminal Rx. Thereby, it is not necessary to provide a phase shift circuit or the like, and the size can be reduced.
  • Example 2 is an example having a plurality of capacitors and a microstrip line between the capacitors.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a circuit configuration of the second embodiment. As shown in FIG. 11, the duplexer of the second embodiment is provided with a plurality of capacitors 40. A microstrip line 42 is connected between the capacitors 40. Other configurations are the same as those of the first embodiment shown in FIG.
  • FIG. 12A is a cross-sectional view of the duplexer of the second embodiment
  • FIG. 12B is a top view of the second layer 91.
  • the package 90 includes a plurality of ceramic layers, a first layer 92 and a second layer 91.
  • the first layer 92 forms a cavity 96 that seals the filter chips 12 and 22.
  • the filter chips 12 and 22 are sealed by fixing the ridge 93 on the first layer 92.
  • a wiring 97 is formed on the surface of the second layer 91.
  • the filter chips 12 and 22 are flip-chip mounted on the wiring 97 via bumps 95.
  • a foot pad 94 is formed on the lower surface of the second layer 91.
  • a via 98 that penetrates the second layer 91 and is filled with metal is formed.
  • a transmission filter 10 is formed on the filter chip 12, and a reception filter 20 is formed on the filter chip 22.
  • the filter chips 12 and 22 and the inductor 32 are flip-chip mounted on the upper surface of the second layer 91.
  • One end of each of the transmission filter 10 of the filter chip 12, the reception filter 20 of the filter chip 22, and the inductor 32 is connected to a foot pad 94 that is a common terminal Ant via a line Lant that is a wiring 97 and a via Vant that is a via 98.
  • the other end of the inductor 32 is connected to the ground foot pad via a line Lg as a wiring 97 and a via Vg as a via 98.
  • the other end of the transmission filter 10 of the filter chip 12 is connected to a foot pad 94 that is a transmission terminal Tx via a line Lt that is a wiring 97 and a via Vt that is a via 98.
  • the other end of the reception filter 20 of the filter chip 22 is connected to a foot pad 94 that is a reception terminal Rx via a line Lr that is a wiring 97 and a via Vr that is a via 98.
  • the microstrip line 42 is formed by wiring 97.
  • the microstrip line 42 and the lines Lt and Lr are separated from each other by a space, and a capacitor 40 is formed by the space.
  • Example 2 A duplexer according to Example 2 and Comparative Example 2 without a capacitor 40 and a microstrip line were produced, and isolation characteristics were measured.
  • the ratio Cpt / Cst 0.3 of the capacitance Cst of the series resonator S1 of the manufactured transmission filter 10 and the capacitance Cpt of the parallel resonator P1.
  • the ratio Cpr / Csr 0.8 of the capacitance Csr of the series resonator S2 of the reception filter 20 and the capacitance Cpr of the parallel resonator P2.
  • the characteristic impedance of the microstrip line 42 is 26 ⁇ , the distance between the microstrip line 42 forming the capacitor 40 and the lines Lt and Lr is about 100 ⁇ m, and the second layer 91 is made of glass ceramic.
  • FIG. 13 is a diagram showing the frequency dependence of isolation in Example 2 (solid line) and Comparative Example 2 (broken line).
  • the isolation in the transmission band is improved by 4 dB compared to the second comparative example.
  • the isolation characteristics can be improved also in the second embodiment.
  • the amplitude A of the signal that passes through the capacitor 40 is required to be about the amplitude of the transmission signal leaked from the reception filter 20.
  • the capacitance value of the capacitor 40 is as small as about fF.
  • the capacitor 40 is preferably formed by two lines formed on the same surface of the insulating layer (second layer 91) in the package 90. Thereby, it can be set as the capacity
  • capacitors 40 it is preferable that a plurality of capacitors 40 be connected in series. Thereby, the capacity
  • the lines Lant, Lt, and Lr are provided apart from each other in order to suppress interference between the lines. For this reason, in order to capacitively couple between at least two of the lines Lant, Lt, and Lr, a line that connects at least two of the lines Lant, Lt, and Lr is provided. Therefore, the two capacitors 40 are provided near the vias Vant, Vt and Vr, and the two capacitors 40 are connected by the microstrip line 42. That is, the two capacitors 40 are formed by two lines Lant, Lt, and Lr formed on one surface of the insulating layer (second layer 91) and both ends of the microstrip line 42. Thereby, the arrangement area of the capacitor 40 can be reduced. Note that the microstrip line 42 may transmit a signal for suppressing isolation. The characteristic impedance of the microstrip line 42 is not particularly limited as long as this signal is transmitted.
  • duplexers according to the first and second embodiments can be used for electronic devices such as the mobile phone terminals described with reference to FIG.

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Abstract

　本分波器および電子装置は、共通端子Ａｎｔと送信端子Ｔｘとの間に接続された送信フィルタ１０と、共通端子Ａｎｔと受信端子Ｒｘとの間に接続された受信フィルタ２０と、共通端子Ａｎｔ、送信端子Ｔｘおよび受信端子Ｒｘの少なくとも２つの端子間に、送信フィルタ１０または受信フィルタ２０と並列に接続された容量４０と、を具備する。本分波器および電子装置によれば、分波器のアイソレーション特性を改善させることができる。　

Description

分波器および電子装置
　本発明は、分波器および電子装置に関し、特に、少なくとも２つの端子間に容量が接続された分波器および電子装置に関する。
　近年、携帯電話に代表される無線通信端末の小型化が進められている。このため、無線通信端末で用いられる部品数を減らすことが検討されている。送信経路や受信経路の段間フィルタを削除することにより、無線通信端末の部品数を減らすことができる。しかしながら、分波器の送信端子と受信端子間のアイソレーション特性を向上させることが求められる。
　特許文献１、２においては、不要な電磁結合を取り除くことによって、分波器のアイソレーション特性を向上させることが記載されている。
特開２００６－６０７４７号公報 特開２００２－７６８２９号公報
　しかしながら、特許文献１、２によれば、不要な電磁結合に起因したアイソレーション特性の改善はできるものの、分波器のアイソレーション特性は十分ではない。
　本分波器および電子装置は、分波器のアイソレーション特性を改善させることを目的とする。
　本分波器および電子装置は、共通端子と送信端子との間に接続された送信フィルタと、前記共通端子と受信端子との間に接続された受信フィルタと、前記共通端子、前記送信端子および前記受信端子の少なくとも２つの端子間に、前記送信フィルタまたは前記受信フィルタと並列に接続された容量と、を具備する。
　本分波器および電子装置によれば、アイソレーション特性を改善させることができる。
図１は、携帯電話端末のブロック図である。 図２は、今後予想される携帯電話端末のブロック図である。 図３は、従来の分波器のブロック図である。 図４は、原理を説明するブロック図である。 図５は、振幅と位相差を説明する図である。 図６（ａ）から図６（ｄ）は、位相差に対する規格化電力を示す図である。 図７は、実施例１の分波器を示す図である。 図８は、実施例１と比較例１のアイソレーション特性を示す図である。 図９は、実施例１の別の分波器を示す図である。 図１０は、実施例１のさらに別の分波器を示す図である。 図１１は、実施例２の分波器を示す図である。 図１２（ａ）および図１２（ｂ）は、実施例２の断面図および平面図である。 図１３は、実施例２および比較例２の分波器のアイソレーション特性を示す図である。
　まず、分波器にアイソレーション特性の向上が求められる理由について説明する。図１は、携帯電話端末のＲＦ（Radio Frequency）ブロックを示す図である。図１を参照に、携帯電話端末は、分波器６０、アンテナ６２、パワーアンプ６６、段間フィルタ６４、６８、トランシーバＩＣ７０を備えている。トランシーバＩＣは、受信回路５２、送信回路５０、ローノイズアンプ７２、７４、ミキサ７６ａおよび７６ｂ、ローパスフィルタ７８ａおよび７８ｂ、可変ゲインアンプ８０ａおよび８０ｂ、９０°ハイブリッド８２および発振器８４を備えている。送信回路５０は送信信号を生成する。段間フィルタ６８は送信信号を通過させ、送信信号以外の周波数の信号を抑圧する。パワーアンプ６６は送信信号を増幅する。分波器６０は、送信信号をアンテナ６２に出力し、受信側には出力しない。アンテナ６２は送信信号を送信する。
　アンテナ６２は受信信号を受信する。分波器６０は受信信号を受信側に出力し、送信側には出力しない。ローノイズアンプ７２および７４は、受信信号を増幅する。段間フィルタ６４は、受信信号を通過させ受信信号以外の周波数の信号を抑圧する。また、段間フィルタ６４は不平衡入力を平衡出力している。９０°ハイブッリド８２は発振器８４の出力した発振信号を位相が９０°異なる信号とし、それぞれミキサ７６ａおよび７６ｂに出力する。ミキサ７６ａおよび７６ｂは、受信信号と発振信号とをミキシングする。ローパスフィルタ７８ａおよび７８ｂはダウンコンバートした受信信号を通過させ、キャリア信号を抑圧する。受信回路５２は、受信した信号を処理する。
　携帯電話端末の小型化、低コスト化のため、図２のような構成が望まれる。図２を参照に、図１の段間フィルタ６４、６８およびローノイズアンプ７２が取り外され、平衡信号への変換は分波器６０が行っている。このように、段間フィルタ６４、６８が除去されると、段間フィルタの機能を分波器６０が分担することとなる。すなわち、分波器６０内のフィルタに２つのフィルタ分の抑圧性能が求められる。特に、分波器のアイソレーション特性の向上が求められる。
　図３は、分波器のブロック図である。分波器１００において、共通端子Ａｎｔと送信端子Ｔｘとの間に送信フィルタ１０が接続されている。共通端子Ａｎｔと受信端子Ｒｘとの間に受信フィルタ２０が設けられている。送信フィルタ１０と共通端子Ａｎｔとの間であって、受信フィルタ２０と共通端子Ａｎｔとの間には整合回路３０が設けられている。送信端子Ｔｘおよび受信端子Ｒｘにはそれぞれ送信回路５０および受信回路５２が接続されている。
　送信フィルタ１０は、図３の破線１０２のように、送信端子Ｔｘから入力した信号のうち送信帯域の信号を共通端子Ａｎｔに通過させ、その他の周波数の信号を抑圧する。受信フィルタ２０は、図３の破線１０４のように、共通端子Ａｎｔから入力した信号のうち受信帯域の信号を受信端子Ｒｘに通過させ、その他の周波数の信号を抑圧する。整合回路３０は、送信フィルタ１０を通過した送信信号が、受信フィルタ２０側に漏れず共通端子Ａｎｔから出力するようにインピーダンスを整合させる回路である。このように、理想的には、送信端子Ｔｘに入力した送信信号は、送信フィルタ１０および整合回路３０を介し共通端子Ａｎｔに出力され、受信端子Ｒｘには出力されない。しかしながら、図３の信号１１０のように、送信信号の電力の一部が整合回路３０および受信フィルタ２０を通過し受信端子Ｒｘに出力されてしまう。送信端子Ｔｘに入力される信号の電力は、共通端子Ａｎｔに入力する受信信号の電力に対し非常に大きいため、受信端子Ｒｘに出力される送信信号の割合を非常に小さくすることが求められる。送信端子Ｔｘに入力された送信信号のうち受信端子Ｒｘに漏れる電力の割合を送信端子と受信端子間のアイソレーションという。
　以下に、アイソレーション特性の向上の原理を説明する。図４は、アイソレーション特性を向上させる原理を説明するためのブロック図である。図４を参照に、送信端子Ｔｘと受信端子Ｒｘとの間に、受信フィルタ２０と並列に容量４０が接続されている。その他の構成は図３と同じであり説明を省略する。送信端子Ｔｘと受信端子Ｒｘとが容量結合しているため、図４の信号１１２のように、送信信号の一部は容量４０を介し送信端子Ｔｘから受信端子Ｒｘに至る。このように、容量４０は、送信端子Ｔｘと受信端子Ｒｘとの間を高周波（例えば、携帯電話で用いられる８００ＭＨｚ～２．５ＧＨｚ）において結合し、直流において遮断する。
　図５は、信号１１０と１１２の関係を示した図である。信号１１０の振幅で規格化した信号１１２の振幅をＡ、信号１１０と１１２の位相差をＰとする。図６（ａ）から図６（ｄ）の実線は、信号１１０と１１２との合成後の電力を合成前の信号１１０の電力（破線）で規格化（１周期分）した規格化電力を位相差Ｐに対し示した図である。すなわち、規格化電力が１未満の場合、信号１１２によりアイソレーション特性が向上していることを示している。図６（ａ）から図６（ｄ）は、それぞれ、信号１１２の振幅Ａが１．０、０．７５、０．５および０．２５の場合を示している。
　図６（ａ）によれば、振幅Ａが１の場合、位相差Ｐが１８０±６０°の範囲でアイソレーション特性が向上する。図６（ｂ）によれば、振幅Ａが０．７５の場合、位相差Ｐが約１８０±６５°の範囲でアイソレーション特性が向上する。図６（ｃ）によれば、振幅Ａが０．５の場合、位相差Ｐが約１８０±７５°の範囲でアイソレーション特性が向上する。図６（ｄ）によれば、振幅Ａが０．２５の場合、位相差Ｐが約１８０±８５°の範囲でアイソレーション特性が向上する。
　このように、位相差Ｐが逆位相のときアイソレーション特性は最も向上し、位相差Ｐが１８０°でなくとも、１８０°付近ではアイソレーション特性が向上する。また、図６（ａ）のように振幅Ａ＝１の場合、全位相差（３６０°）のうち１／３の範囲（１２０°）でアイソレーション特性が改善する。図６（ｄ）のように振幅Ａ＝０．２５の場合、全位相差（３６０°）のうち約１／２の範囲（１７０°）でアイソレーション特性が改善する。このように、容量４０を付加すれば、振幅Ａや位相差Ｐについて制御しなくとも１／２～１／３の確率でアイソレーション特性を改善させることがきる。
　振幅Ａは、容量４０の容量値で制御することが可能である。アイソレーション特性の改善幅を大きくするためには振幅Ａは１とすることが好ましい。アイソレーション特性が改善する位相差Ｐの範囲を大きくするためには、振幅Ａは１より小さいことが好ましい。
　位相差Ｐは、容量４０によりシフトする信号１１２の位相と、送信フィルタ１０、整合回路３０および受信フィルタ２０によりシフトする信号１１０の位相と、の差に起因する。容量４０によりシフトする信号１１２の位相は、容量値が小さいため小さい。送信フィルタ１０、整合回路３０および受信フィルタ２０によりシフトする信号１１０の位相は比較的大きい。よって、特に位相を制御しなくとも位相差Ｐは図６（ａ）～図６（ｄ）のアイソレーション特性を向上可能な範囲となる可能性が大きい。また、アイソレーション特性の観点からは、送信フィルタ１０または受信フィルタ２０に直列に送信帯域の位相をシフトする移相回路等を接続し、位相差Ｐを１８０°付近とすることが好ましい。しかし、小型化、低コスト化の観点からは、移相回路を設けないことが好ましい。以上のように、端子間に容量を付加するだけで簡単にアイソレーション特性を改善することができる。
　以下、図面を参照に実施例について説明する。
　図７は、実施例１の分波器の回路構成を示す図である。送信フィルタ１０および受信フィルタ２０はラダー型フィルタである。送信フィルタ１０においては、直列共振子Ｓ１と並列共振子Ｐ１とが梯子状に形成されている。同様に、受信フィルタ２０においては、直列共振子Ｓ２と並列共振子Ｐ２とが梯子状に形成されている。なお、シミュレーションに用いた送信フィルタ１０および受信フィルタ２０は、それぞれ６段接続のラダー型フィルタである。直列共振子Ｓ１、Ｓ２および並列共振子Ｐ１、Ｐ２は、圧電薄膜共振子（ＦＢＡＲ：Film Bulk Acoustic wave Resonator）を用いている。これらの共振器は、弾性表面波（ＳＡＷ：Surface Acoustic Wave）共振器またはＳＭＲ（Solidly Mounted Resonator）を用いることもできる。
　共通端子Ａｎｔと送信フィルタ１０および受信フィルタ２０との間に整合回路３０が接続されている。整合回路３０は、共通端子Ａｎｔとグランドとの間に接続されたインダクタ３２を備えている。容量４０が送信端子Ｔｘと受信端子Ｒｘとの間に、送信フィルタ１０および受信フィルタ２０と並列に接続されている。
　Ｗ－ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）方式に用いられる分波器を想定し、送信フィルタ１０の通過帯域を１９２０～１９８０ＭＨｚとし、受信フィルタ２０の通過帯域を２１１０～２１７０ＭＨｚとし、アイソレーション特性をシミュレーションした。実施例１では、送信フィルタ１０の直列共振子Ｓ１の静電容量Ｃｓｔと並列共振子Ｐ１の静電容量Ｃｐｔの比Ｃｐｔ／Ｃｓｔ＝０．３である。受信フィルタ２０の直列共振子Ｓ２の静電容量Ｃｓｒと並列共振子Ｐ２の静電容量Ｃｐｒの比Ｃｐｒ／Ｃｓｒ＝０．５である。容量４０の容量値は１．５ｆＦ、インダクタ３２のインダクタンスは６ｎＨとした。比較例１では、容量４０は接続されていない。
　図８は、実施例１のアイソレーション特性（実線）と、容量４０を有しない比較例のアイソレーション特性（破線）を周波数に対し示したシミュレーション結果の図である。図８のように、送信帯域全域において、実施例１は比較例１に比べアイソレーションを３～９ｄＢ向上させることができる。
　図９は実施例１の別の例である。図９のように、容量４０は共通端子Ａｎｔと受信端子Ｒｘとの間に受信フィルタ２０に並列に接続してもよい。図９の例では、共通端子Ａｎｔの送信信号の一部の電力が容量４０を介し受信端子Ｒｘに至る。この信号が、受信フィルタ２０を漏洩し受信端子Ｒｘに至る送信信号を打ち消すことができる。よって、アイソレーション特性を向上させることができる。
　図１０は、実施例１のさらに別の例である。図１０のように、容量４０は共通端子Ａｎｔと送信端子Ｔｘとの間に送信フィルタ１０に並列に接続してもよい。図１０の例では、共通端子Ａｎｔの受信信号の一部の電力が容量４０を介し送信端子Ｔｘに至る。この信号が、送信フィルタ１０を漏洩し受信端子Ｒｘに至る受信信号を打ち消すことができる。よって、受信端子Ｒｘから送信端子Ｔｘへのアイソレーション特性を向上させることができる。
　図７、図９および図１０のように、容量４０は、共通端子Ａｎｔ、送信端子Ｔｘおよび受信端子Ｒｘの少なくとも２つの端子間に、送信フィルタ１０または受信フィルタ２０と並列に接続されていればよい。送信端末Ｔｘに入力する送信信号は、共通端子Ａｎｔに入力する受信信号に比べ非常に大きいため、特に送信端子Ｔｘから受信端子Ｒｘに至るアイソレーションが問題となりやすい。よって、容量４０の一端は受信端子Ｒｘに接続されることが好ましい。
　また、送信信号が、送信フィルタ１０と受信フィルタ２０との両方を通過した場合、位相が大きくシフトし、位相差Ｐを１８０°に近づけることができる。よって、図７のように、容量４０は送信端子Ｔｘと受信端子Ｒｘとの間に接続されることが好ましい。これにより、移相回路等を設けなくともよく、小型化が可能となる。
　実施例２は、容量を複数有し、容量間にマイクロストリップ線路を有する例である。図１１は、実施例２の回路構成を示す図である。図１１のように、実施例２の分波器は、容量４０が複数設けられている。容量４０の間にはマイクロストリップ線路４２が接続されている。その他の構成は、実施例１の図７と同じであり説明を省略する。
　図１２（ａ）は、実施例２の分波器の断面図、図１２（ｂ）は第２層９１の上面図である。図１２（ａ）を参照に、パッケージ９０は第１層９２および第２層９１の複数のセラミック層を備えている。第１層９２はフィルタチップ１２、２２を封止するキャビティ９６を形成する。第１層９２上にリッジ９３が固着されることにより、フィルタチップ１２、２２は封止される。第２層９１の表面には配線９７が形成されている。配線９７には、バンプ９５を介しフィルタチップ１２および２２がフリップチップ実装される。第２層９１の下面にはフットパット９４が形成されている。第２層９１を貫通し金属が埋め込まれたビア９８が形成されている。フィルタチップ１２には、送信フィルタ１０が形成され、フィルタチップ２２には、受信フィルタ２０が形成されている。
　図１２（ｂ）を参照に、第２層９１の上面には、フィルタチップ１２、２２およびインダクタ３２（インダクタチップ）がフリップチップ実装されている。フィルタチップ１２の送信フィルタ１０およびフィルタチップ２２の受信フィルタ２０およびインダクタ３２のそれぞれ一端は配線９７である線路Ｌａｎｔおよびビア９８であるビアＶａｎｔを介し共通端子Ａｎｔであるフットパッド９４に接続される。インダクタ３２の他端は配線９７である線路Ｌｇおよびビア９８であるビアＶｇを介しグランドフットパッドに接続される。フィルタチップ１２の送信フィルタ１０の他端は配線９７である線路Ｌｔおよびビア９８であるビアＶｔを介し送信端子Ｔｘであるフットパッド９４に接続される。フィルタチップ２２の受信フィルタ２０の他端は配線９７である線路Ｌｒおよびビア９８であるビアＶｒを介し受信端子Ｒｘであるフットパッド９４に接続される。マイクロストリップ線路４２は配線９７により形成される。マイクロストリップ線路４２と線路ＬｔおよびＬｒとは各々空間を隔て離間されており、この空間により容量４０が形成される。
　実施例２に係る分波器と容量４０およびマイクロストリップ線路のない比較例２とを作製し、アイソレーション特性を測定した。作製した送信フィルタ１０の直列共振子Ｓ１の静電容量Ｃｓｔと並列共振子Ｐ１の静電容量Ｃｐｔの比Ｃｐｔ／Ｃｓｔ＝０．３である。受信フィルタ２０の直列共振子Ｓ２の静電容量Ｃｓｒと並列共振子Ｐ２の静電容量Ｃｐｒの比Ｃｐｒ／Ｃｓｒ＝０．８である。マイクロストリップ線路４２の特性インピーダンスは２６Ωであり、容量４０を形成するマイクロストリップ線路４２と線路Ｌｔ、Ｌｒとの間隔は、約１００μｍであり、第２層９１はガラスセラミックを用いた。
　図１３は、実施例２（実線）および比較例２（破線）のアイソレーションの周波数依存を示した図である。実施例２は比較例２に比べ、送信帯域におけるアイソレーションが４ｄＢ改善している。以上のように、実施例２においてもアイソレーション特性を改善させることができる。
　容量４０を介した信号の振幅Ａは受信フィルタ２０から漏洩した送信信号の振幅程度とすることが求められる。このため、容量４０の容量値はｆＦ程度と非常に小さくなる。このため、実施例２のように、容量４０は、パッケージ９０内の絶縁層（第２層９１）の同一表面に形成された２つの線路により形成されることが好ましい。これにより、小さな容量値を有する容量とすることができる。
　また、容量は複数の容量４０を直列に接続することが好ましい。これにより、端子間の容量を小さな容量値を有する容量とすることができる。
　線路Ｌａｎｔ、ＬｔおよびＬｒは、各線路間の干渉を抑制するためそれぞれ離れて設けられる。このため、線路Ｌａｎｔ、ＬｔおよびＬｒの少なくとも２つの間を容量結合しようとすると、線路Ｌａｎｔ、ＬｔおよびＬｒの少なくとも２つを接続する線路を設けることになる。そこで、２つの容量４０をビアＶａｎｔ、ＶｔおよびＶｒの近くに設け、２つの容量４０間をマイクロストリップ線路４２で接続する。つまり、２の容量４０を絶縁層（第２層９１）の一面に形成された線路Ｌａｎｔ、ＬｔおよびＬｒの２つと、マイクロストリップ線路４２の各々両端と、によりで形成する。これにより、容量４０の配置面積を縮小させることができる。なお、マイクロストリップ線路４２は、アイソレーションを抑制するための信号を伝送すればよい。マイクロストリップ線路４２の特性インピーダンスは、この信号が伝送される範囲であれば特に限定されない。
　実施例１および実施例２の分波器は、図２で説明した携帯電話端末等の電子装置に用いることができる。
　以上、本発明の実施例について詳述したが、本発明は係る特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。

Claims (7)

  1. 　共通端子と送信端子との間に接続された送信フィルタと、
    　前記共通端子と受信端子との間に接続された受信フィルタと、
    　前記共通端子、前記送信端子および前記受信端子の少なくとも２つの端子間に、前記送信フィルタまたは前記受信フィルタと並列に接続された容量と、
    　を具備することを特徴とする分波器。
  2. 　複数の前記容量が直列に接続されていることを特徴とする請求項１記載の分波器。
  3. 　前記送信フィルタと前記受信フィルタとを実装し、前記容量を含むパッケージを具備することを特徴とする請求項１または２記載の分波器。
  4. 　前記容量は、前記パッケージ内の絶縁層の同一表面に形成された２つの線路により形成されることを特徴とする請求項３記載の分波器。
  5. 　前記パッケージ内の絶縁層の表面に形成されたマイクロストリップ線路を具備し、
    　前記容量は、前記共通端子、前記送信端子および前記受信端子のいずれか２つの端子それぞれに接続され、前記パッケージ内の絶縁層の一面に形成された線路と、前記マイクロストリップ線路の各々両端と、により形成されることを特徴とする請求項３記載の分波器。
  6. 　前記容量は、前記送信端子と前記受信端子との間に接続されることを特徴とする請求項１から５のいずれか一項記載の分波器。
  7. 　請求項１から６のいずれか一項記載の分波器を含む電子装置。
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