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WO2008029662A1 - Transmission line resonator, high-frequency filter using the same, high-frequency module, and radio device - Google Patents

Transmission line resonator, high-frequency filter using the same, high-frequency module, and radio device Download PDF

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WO2008029662A1
WO2008029662A1 PCT/JP2007/066589 JP2007066589W WO2008029662A1 WO 2008029662 A1 WO2008029662 A1 WO 2008029662A1 JP 2007066589 W JP2007066589 W JP 2007066589W WO 2008029662 A1 WO2008029662 A1 WO 2008029662A1
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WO
WIPO (PCT)
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transmission line
electrode
type resonator
line type
resonator according
Prior art date
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Ceased
Application number
PCT/JP2007/066589
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English (en)
French (fr)
Inventor
Toshio Ishizaki
Masaya Tamura
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Corp
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Panasonic Corp
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Corp, Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Panasonic Corp
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Priority to EP07793041A priority patent/EP2058897A4/en
Priority to CN2007800323504A priority patent/CN101512830B/zh
Publication of WO2008029662A1 publication Critical patent/WO2008029662A1/ja
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Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P7/00—Resonators of the waveguide type
    • H01P7/08—Strip line resonators
    • H01P7/084—Triplate line resonators

Definitions

  • the present invention relates to a high frequency filter and a transmission line type resonator used for radio equipment such as a mobile phone and a digital TV tuner, and a high frequency module.
  • FIG. 24 is an external perspective view of a high-frequency filter using a conventional transmission line type resonator.
  • the conventional high-frequency filter 1 includes an external connection terminal 3, a half-wavelength transmission line type resonator 4, and a half-wavelength transmission line type resonator arranged in order on a dielectric sheet 2. 5 and an external connection terminal 6.
  • the external connection terminal 3, the transmission line type resonator 4, the transmission line type resonator 5, and the external connection terminal 6 are capacitively coupled to each other.
  • the element length of the transmission line type resonators 4 and 5 is determined by the dielectric constant of the dielectric sheet 2.
  • Non-Patent Document 1 is known as prior art document information related to the invention of this application.
  • Non-Patent Document 1 GL Matthaei, L. Young and EMT Jones, "MICRO WAVE FILTERS, IMPEDANCE— MATCHING NETWORKS, AND COUPLING STRUCTURES], Artech House (Norwood, MA), 1980 Disclosure of the invention
  • the present invention provides a low-loss transmission line type resonator.
  • the transmission line type resonator of the present invention comprises a laminated body in which a plurality of dielectric sheets are laminated, and a composite right-handed left-handed transmission line disposed between the plurality of dielectric sheets; And an external connection terminal disposed on the end face of the transmission line type resonator and connected to the composite right-handed left-handed transmission line.
  • the transmission line type resonator of the present invention uses a composite right-handed left-handed transmission line, resulting in low loss.
  • FIG. 1 is an external view of a transmission line type resonator according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is an exploded perspective view of the transmission line type resonator.
  • FIG. 3A is an equivalent circuit diagram showing a minute section of a conventional right-handed transmission line (PRH).
  • PRH right-handed transmission line
  • FIG. 3B is an equivalent circuit diagram showing a minute section of an ideal left-handed transmission line (PLH).
  • FIG. 3C is an equivalent circuit diagram showing a minute section of the composite right-handed left-handed transmission line (CRLH).
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between each frequency ⁇ , ⁇ , ⁇ and the phase propagation constant / 3.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example using meander lines as connection pattern electrodes.
  • FIG. 6A is a view showing the upper surface of a dielectric sheet using a spiral coil as a connection pattern electrode.
  • FIG. 6B is a diagram showing a top surface of the dielectric sheet disposed below the dielectric sheet of FIG. 6A.
  • FIG. 7 is an exploded perspective view showing a modification of the transmission line type resonator.
  • FIG. 8 is a cross-sectional view showing a modification of the transmission line type resonator.
  • FIG. 9 is an exploded perspective view of a transmission line type resonator according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a cross-sectional view of the transmission line type resonator. 11] FIG. 11 is an exploded perspective view of the transmission line type resonator according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a sectional view of the transmission line type resonator.
  • FIG. 13 is a diagram showing an example in which a stub electrode is provided in the middle of a via-hole electrode.
  • FIG. 14A is an exploded perspective view showing a layer structure when non-shrink firing is performed in the transmission line type resonator.
  • FIG. 14B is an external view before and after firing in the case of shrink firing in the transmission line type resonator.
  • FIG. 14C is an external view before and after firing in the case of performing non-shrink firing in the transmission line type resonator.
  • FIG. 15 is an enlarged cross-sectional view of a via-hole electrode of the transmission line type resonator. 16] FIG. 16 is an exploded perspective view of the transmission line type resonator according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 17 is a sectional view of the transmission line type resonator.
  • FIG. 18 is a view showing a current distribution in the transmission line type resonator.
  • FIG. 19 is an exploded perspective view showing a modification of the transmission line type resonator.
  • FIG. 20 is an exploded perspective view of the high-frequency filter according to Embodiment 5 of the present invention.
  • FIG. 21 is an exploded perspective view of the high-frequency filter according to Embodiment 6 of the present invention.
  • FIG. 22A is an external view of the high-frequency module according to Embodiment 7 of the present invention.
  • FIG. 22B is a conceptual circuit diagram of the high-frequency module.
  • FIG. 23A is an external view of a wireless device according to Embodiment 8 of the present invention.
  • Fig. 23B is a conceptual circuit diagram of the wireless device.
  • FIG. 24 is an external perspective view of a high-frequency filter using a conventional transmission line type resonator.
  • FIG. 1 shows an external view of a transmission line type resonator according to the first embodiment.
  • a transmission line type resonator 7 includes a multilayer body 8, and an external connection terminal 9 and a ground electrode 10 disposed on the end face of the multilayer body 8.
  • FIG. 2 shows an exploded oblique view of the composite right-handed left-handed transmission line type resonator in the first embodiment. A view is shown.
  • the composite right-handed left-handed transmission line type resonator 7 is formed by laminating a plurality of dielectric sheets 11 made of a low-temperature co-fired ceramic or a resin plate.
  • a plurality of line electrodes 12 are linearly arranged on a certain dielectric sheet 11 with an arbitrary gap between each other.
  • a ground pattern electrode 16 is connected to the line electrode 12 via an inductive connection pattern electrode 13 having a line width smaller than that of the line electrode 12.
  • the ground pattern electrode 16 is connected to the ground electrode 10.
  • a plurality of capacitive electrodes 14 are disposed so as to face the line electrode 12.
  • Each capacitive electrode 14 is disposed so as to straddle two adjacent line electrodes 12, and the adjacent line electrodes 12 are capacitively coupled to each other.
  • the input / output pattern electrode 15 is arranged so as to be capacitively coupled to the outermost line electrode 12 among the plurality of line electrodes 12. The input / output pattern electrode 15 is connected to the external connection terminal 9.
  • shield pattern electrodes 17 are arranged on the lower surface of the uppermost dielectric sheet 11 and the upper surface of the lowermost dielectric sheet 11 of the laminate 8, and these two shield pattern electrodes 17 are also connected to the ground electrode 10. It is connected.
  • the composite right-handed left-handed transmission line according to the present invention includes at least the ground electrode 10, the line electrode 12, the connection pattern electrode 13, and the input / output pattern electrode 15.
  • FIG. 3A is an equivalent circuit diagram showing a minute section of a conventional right-handed transmission line (PRH).
  • PRH right-handed transmission line
  • inductor L is connected in series and C force S is connected in parallel.
  • FIG. 3B is a diagram showing an equivalent circuit of a minute section of an ideal left-handed transmission line (PLH).
  • PLL left-handed transmission line
  • FIG. 3C is a diagram showing a minute section of the composite right-handed left-handed transmission line (CRLH) as an equivalent circuit.
  • CTLH composite right-handed left-handed transmission line
  • Figure 4 shows the relationship of 0 0 sh se constant / 3.
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between each frequency ⁇ 0, ⁇ sh, ⁇ se and phase propagation constant (3 p.
  • the vertical axis is the angular frequency
  • the horizontal axis is the propagation phase constant.
  • PRH rising from the lower left to the upper right means that the higher the frequency, the more the phase rotates
  • PLH lowering the upper right to the lower left means that the lower the frequency, the more the phase.
  • the lower the frequency the shorter the wavelength.
  • any frequency on the characteristic curve of the composite right-handed left-handed transmission line (CRLH) may be used, but in the region where / 3 is negative,
  • the length of the transmission line type resonator and the wavelength are irrelevant, and theoretically, the resonator length can be shortened as much as possible. This is called a zero order resonator. In the present invention, this is the most preferable resonance mode. At this time, the resonance frequency is determined by the parallel resonance frequency c.
  • the loss generally includes a resistance loss due to the conductor resistance of the line and a dielectric loss due to tan ⁇ of the dielectric.
  • the resistance loss of the line was dominant.
  • the line In the case of left-handed transmission lines, As shown, the line consists of a series connection of series capacitors C, and the resistance in this area
  • Parallel IJ Inductor L still has resistance, but in particular 0
  • the parallel circuit is used at the parallel resonant frequency where the impedance is infinite, so it is hardly affected by the resistance loss.
  • the 0th-order order resonator can obtain a higher unloaded Q value than the conventional right-handed transmission line type resonator, as long as the line length can be shortened dramatically. That is, low loss can be achieved.
  • all the thicknesses of the dielectric sheet 11 are standardized to substantially the same thickness. Thereby, since the thickness of all the dielectric sheets 11 is standardized, manufacture is easy and cost can be reduced.
  • the dielectric sheet 11 between the capacitive electrode 14 and the line electrode 12 is N (N is a natural number)
  • the dielectric between the upper shield pattern electrode 17 and the capacitive electrode 14 The body sheet 11 is M (M is a natural number)
  • the dielectric sheet 11 between the line electrode 12 and the lower shield pattern electrode 17 is M ′ (M ′ is a natural number)
  • M, M ′> N It is desirable to reduce the loss.
  • FIG. 5 shows an example in which the meander line 21 is used as the connection pattern electrode 13.
  • the meander line refers to a line having a plurality of curved portions as shown in FIG. 5, for example.
  • 6A and 6B are examples in which a spiral coil 22 is used as the connection pattern electrode 13.
  • 6A shows the upper surface of the predetermined dielectric sheet 11
  • FIG. 6B shows the upper surface of the dielectric sheet 11 disposed under the dielectric sheet 11.
  • the spiral coil 22 is connected by a via hole electrode 23.
  • FIG. 7 is an exploded perspective view showing a modification of the first embodiment.
  • the capacitor electrode 14 is provided in two layers above and below the line electrode 12.
  • FIG. 8 shows a cross-sectional view taken along line 8-8 of the modification of the first embodiment shown in FIG. It is.
  • the capacitor electrode 14 is not necessarily provided on the upper and lower two layers of the line electrode 12 but may be a plurality of two or more layers.
  • the arrangement of the external connection terminals 9 is not necessarily limited to the end surface of the laminate 8. Instead of or in addition to the end surface of the laminate 8, the upper surface or the lower surface of the laminate 8 or the upper and lower surfaces of the laminate 8. You may arrange in both. By arranging the external connection terminals 9 in this way, surface mounting becomes easy.
  • FIG. 9 is an exploded perspective view of the composite right-handed left-handed transmission line type resonator in the second embodiment.
  • FIG. 10 shows a cross-sectional view at 10-10.
  • the line electrode 12 formed by the capacitor electrode 14 is arranged so as to be shifted in a different manner over two layers. In this way, capacitive coupling can be performed between the line electrodes 12 facing each other.
  • the composite right-handed left-handed transmission line type resonator 7 can be further reduced in size.
  • FIG. 11 is an exploded perspective view of the composite right-handed left-handed transmission line type resonator 7 according to the third embodiment.
  • FIG. 12 shows a cross-sectional view at 12-12.
  • the line electrode 1 is connected via the via hole electrode 18.
  • FIG. 13 shows an example in which a stub electrode is provided in the middle of the via hole electrode 18.
  • the firing method of the laminate 8 includes shrinkage firing and non-shrinkage firing.
  • FIG. 14A is an exploded perspective view showing the layer structure when performing non-shrink baking. The constraining layer 24 is adhered to the uppermost layer and the lowermost layer of the laminated dielectric sheets 11.
  • FIG. 14B is a view showing the appearance of the laminate 25 before firing (left side) and after firing (right side) in the case of shrink firing. In the case of shrink firing, it shrinks by about 15% in all three dimensions.
  • non-shrinkage firing as shown in FIG. 14C, the appearance before and after firing does not shrink in the plane direction, but shrinks by about 50% only in the thickness direction. Therefore, non-shrinkage firing causes variations in the thickness direction instead of providing in-plane accuracy. Therefore, the via-hole electrode 18 needs to be designed in consideration of the variation in the thickness direction.
  • the constraining layer 24 is removed after firing.
  • FIG. 15 When the cross section of the via-hole electrode 18 is observed in detail, an enlarged cross-sectional view as shown in FIG. 15 has a tapered shape that narrows from the top to the bottom in each dielectric sheet 11. It is necessary to consider the design.
  • FIG. 16 is an exploded perspective view of the composite right-handed left-handed transmission line type resonator in the fourth embodiment.
  • the difference from the first embodiment is that a segmented line electrode 19 is used instead of the line electrode 12.
  • FIG. 17 shows a cross-sectional view taken along line 17-17.
  • FIG. 18 illustrates the current distribution in the split line electrode 19. Normally, high-frequency current is concentrated at both ends of the transmission line electrode. By dividing the force electrode, it can be seen that the current also flows through the center electrode and the current concentration is relaxed. Therefore, the above configuration reduces the resistance loss of the current, and the high no-load Q A value will be obtained.
  • FIG. 19 is an exploded perspective view showing a modification of the fourth embodiment.
  • the difference from the fourth embodiment is that the capacitor electrode 14 is replaced with a divided capacitor electrode 20.
  • the current concentration of the current flowing through the capacitor electrode can be relaxed, so the resistance S can be further reduced by reducing the resistance loss.
  • FIG. 20 is an exploded perspective view of a high-frequency filter using a composite right-handed left-handed transmission line type resonator according to the fifth embodiment.
  • the composite right-handed left-handed transmission line type resonator 7 described in the first embodiment is stacked in two stages in the vertical direction, and the two resonators are electromagnetically coupled to form the high frequency filter 26. To do.
  • the method of coupling the resonators is not limited to this, and fi may be used by using a separately provided coupling circuit (not shown).
  • the number of resonators to be coupled is not limited to two, but can be three, four, five or more.
  • FIG. 21 is an exploded perspective view of a high-frequency filter using a composite right-handed left-handed transmission line type resonator according to the sixth embodiment.
  • the method of coupling the resonators is not limited to this, and fi may be used by using a separately provided coupling circuit (not shown).
  • the number of resonators to be coupled is not limited to two, but can be three, four, five or more.
  • the characteristics of the composite right-handed left-handed transmission line type resonator 7 described in the first embodiment can be further utilized to realize a further compact and low-loss high-frequency filter.
  • FIG. 22A is an external view of the high-frequency module
  • FIG. 22B is a conceptual circuit diagram of the high-frequency module.
  • a tunable filter module in which a varactor diode 30 is connected to the high frequency filter 26 is illustrated.
  • the high frequency module 29 includes a high frequency filter 26, a varactor diode 30 connected between the high frequency filter 26 and the ground, and a chip inductor 31 connected between the varactor diode 30 and the control terminal.
  • a plurality of varactor diodes 30 may be connected to the high frequency filter 26.
  • the varactor diode 30 and the chip inductor 31 are mounted on the upper surface of the multilayer body 8.
  • FIG. 23A is an external view of the wireless device
  • FIG. 23B is a conceptual circuit diagram of the wireless device.
  • the wireless device includes a high frequency filter 29, a low noise amplifier 33, a high frequency filter in order from the input terminal side. It has an inverter 29 and a mixer 34. By using the high frequency filter 29, it is possible to provide a very small, multifunctional and high performance wireless device.
  • a tuner of a digital television is realized with such a configuration, a strong electric field interference signal can be removed by a tunable filter, and a low noise amplifier and a mixer can be protected from distortion power caused by the interference signal. That power S. As a result, the current in those circuits can be reduced.
  • the transmission line type resonator of the present invention has low loss, it is useful for wireless devices such as portable terminals.

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Description

明 細 書
伝送線路型共振器と、これを用いた高周波フィルタ、高周波モジュール および無線機器
技術分野
[0001] 本発明は、たとえば携帯電話機やデジタルテレビチューナ等の無線機器や高周波 モジュールに用いられる高周波フィルタならびに伝送線路型共振器に関するもので ある。
背景技術
[0002] 以下に図面を参照しながら、従来の伝送線路型共振器を用いた高周波フィルタの 一例について説明する。図 24は、従来の伝送線路型共振器を用いた高周波フィル タの外観斜視図を示すものである。
[0003] 図 24において、従来の高周波フィルタ 1は、誘電体シート 2の上に順に配置された 外部接続端子 3と、半波長の伝送線路型共振器 4と、半波長の伝送線路型共振器 5 と、外部接続端子 6とを備えている。また、これら外部接続端子 3と伝送線路型共振 器 4と伝送線路型共振器 5と外部接続端子 6とは互いに容量結合されている。
[0004] この従来の高周波フィルタ 1において、誘電体シート 2の誘電率によって伝送線路 型共振器 4、 5のエレメント長が決定されていた。
[0005] なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、非特許文 献 1が知られている。
[0006] 上記従来の高周波フィルタ 1において、伝送線路型共振器 4、 5が右手系であった 為、伝送線路型共振器 4、 5に流れる高周波電流が伝送線路型共振器 4、 5の電気 抵抗で熱エネルギーに変換されてしまい、高周波フィルタ 1の伝送特性において大き な揷入損失が生じていた。
非特許文献 1 : G. L. Matthaei, L. Young and E. M. T. Jones著、「MICRO WAVE FILTERS, IMPEDANCE— MATCHING NETWORKS, AND COUPLING STRUCTURES] , Artech House (Norwood, MA)発行、 19 80年 発明の開示
[0007] そこで本発明は、低損失な伝送線路型共振器を提供するものである。
[0008] そのために本発明の伝送線路型共振器は、複数の誘電体シートが積層された積層 体からなり、これら複数の誘電体シートの間に配置された複合右手系左手系伝送線 路と、伝送線路型共振器の端面に配置され複合右手系左手系伝送線路に接続され た外部接続端子とを備えたことを特徴とする。
[0009] 上記構成により、本発明の伝送線路型共振器は、複合右手系左手系伝送線路を 用いているので、低損失になる。
図面の簡単な説明
[0010] [図 1]図 1は、本発明の実施の形態 1における伝送線路型共振器の外観図である。
[図 2]図 2は、同伝送線路型共振器の分解斜視図である。
[図 3A]図 3Aは、従来の右手系伝送線路 (PRH)の微小区間を等価回路的に表した 図である。
[図 3B]図 3Bは、理想的な左手系伝送線路 (PLH)の微小区間を等価回路的に表し た図である。
[図 3C]図 3Cは、複合型右手系左手系伝送線路 (CRLH)の微小区間を等価回路的 に表した図である。
[図 4]図 4は、各周波数 ω 、 ω 、 ω と位相伝搬定数 /3 の関係を示す図である。
0 sh se p
[図 5]図 5は、接続パターン電極としてメアンダラインを用いた例を示す図である。
[図 6A]図 6Aは、接続パターン電極としてスパイラル 'コイルを用いた誘電体シートの 上面を示す図である。
[図 6B]図 6Bは、図 6Aの誘電体シートの下に配置された誘電体シートの上面を示す 図である。
[図 7]図 7は、同伝送線路型共振器の変形例を示す分解斜視図である。
[図 8]図 8は、同伝送線路型共振器の変形例を示す断面図である。
[図 9]図 9は、本発明の実施の形態 2における伝送線路型共振器の分解斜視図であ
[図 10]図 10は、同伝送線路型共振器の断面図である。 園 11]図 11は、本発明の実施の形態 3における伝送線路型共振器の分解斜視図で ある。
[図 12]図 12は、同伝送線路型共振器の断面図である。
[図 13]図 13は、ビアホール電極の途中にスタブ電極を設けた例を示す図である。
[図 14A]図 14Aは、同伝送線路型共振器において無収縮焼成を行なう場合の層構 成を示す分解斜視図である。
園 14B]図 14Bは、同伝送線路型共振器において収縮焼成を行う場合の焼成前後 の外観図である。
園 14C]図 14Cは、同伝送線路型共振器において無収縮焼成を行う場合の焼成前 後の外観図である。
[図 15]図 15は、同伝送線路型共振器のビアホール電極の拡大断面図である。 園 16]図 16は、本発明の実施の形態 4における伝送線路型共振器の分解斜視図で ある。
[図 17]図 17は、同伝送線路型共振器の断面図である。
[図 18]図 18は、同伝送線路型共振器における電流分布を示す図である。
[図 19]図 19は、同伝送線路型共振器の変形例を示す分解斜視図である。
[図 20]図 20は、本発明の実施の形態 5における高周波フィルタの分解斜視図である 園 21]図 21は、本発明の実施の形態 6における高周波フィルタの分解斜視図である
[図 22A]図 22Aは、本発明の実施の形態 7における高周波モジュールの外観図であ
[図 22B]図 22Bは、同高周波モジュールの回路概念図である。
園 23A]図 23Aは、本発明の実施の形態 8における無線機器の外観図である。 園 23B]図 23Bは、同無線機器の回路概念図である。
園 24]図 24は、従来の伝送線路型共振器を用いた高周波フィルタの外観斜視図で ある。
符号の説明 [0011] 7 伝送線路型共振器
8 積層体
9 外部接続端子
10 接地電極
11 誘電体シート
12 線路電極
13 接続パターン電極
14 容量電極
15 入出力パターン電極
16 接地パターン電極
17 シールドパターン電極
18 ビアホーノレ電極
19 分割型線路電極
20 分割容量電極
22 スパイラル.コイル
23 ビアホーノレ電極
24 拘束層
25 積層体
26 高周波フィルタ
発明を実施するための最良の形態
[0012] (実施の形態 1)
以下、本発明の実施の形態 1における伝送線路型共振器について、図面を参照に して説明する。
[0013] 図 1に実施の形態 1における伝送線路型共振器の外観図を示す。
[0014] 図 1において、伝送線路型共振器 7は、積層体 8と、この積層体 8の端面に配置され た外部接続端子 9及び接地電極 10とを有する。
[0015] 図 2に、実施の形態 1における複合右手系左手系の伝送線路型共振器の分解斜 視図を示す。複合右手系左手系の伝送線路型共振器 7は、低温同時焼成セラミック 若しくは樹脂板からなる誘電体シート 11を複数枚積層して構成される。そして、ある 誘電体シート 11上に互!/、に任意の間隙をお!/、て、直線的に複数の線路電極 12が 配置されている。
[0016] さらに、線路電極 12には、線路電極 12より線路幅の小さいインダクタ性の接続パタ ーン電極 13を介して、接地パターン電極 16が接続されている。また、接地パターン 電極 16は上記接地電極 10に接続されている。
[0017] さらに、線路電極 12の上に配置された誘電体シート 11の上には、複数の容量電極 14が線路電極 12に対向するように配置されている。各容量電極 14は隣接する 2枚 の線路電極 12を跨ぐように配置され、隣接する線路電極 12同士を容量結合させる。 また、複数の線路電極 12のうち最外端の線路電極 12に容量結合されるように、入出 力パターン電極 15が配置されている。この入出力パターン電極 15は上記外部接続 端子 9に接続されている。
[0018] また、積層体 8の最上の誘電体シート 11の下面及び最下の誘電体シート 11の上面 にはシールドパターン電極 17が配置され、これら 2枚のシールドパターン電極 17も 接地電極 10に接続されている。
[0019] 尚、本発明における複合右手系左手系伝送線路は、少なくとも上記接地電極 10と 、線路電極 12と、接続パターン電極 13と、入出力パターン電極 15とから構成されて いる。
[0020] ここで、従来の右手系伝送線路と、理想的な左手系伝送線路と、本発明の複合型 右手系左手系伝送線路の動作につ!/、て説明する。
[0021] 図 3Aは、従来の右手系伝送線路 (PRH)の微小区間を等価回路的に表した図で ある。従来の右手系伝送線路では、直列にインダクタ L、並列に C力 S接続されること
R R
になる。ここでは、当然のこと、誘電率、透磁率ともに正の値を持つ。
[0022] 一方、図 3Bは、理想的な左手系伝送線路 (PLH)の微小区間を等価回路的に表し た図である。理想的な左手系伝送線路では、直列にキャパシタ C、並列に Lが接続
L L
されることになる。この場合は、誘電率、透磁率ともに負の値を持つ。したがって、そ の電気的振る舞いは、普通の自然界に存在する伝送線路とは大きく異なる性質を示 すことになる。例えば、後進波が生じる。後進波とは、波のエネルギーの進む方向と 位相の進む方向が逆になるものである。また、低速波が生じる。そのため、波の位相 の進む速度が自由空間中に比べて非常に遅くなる。よって、低い周波数においても 、伝送線路型共振器の長さを短くできることとなる。
[0023] さらに、図 3Cは、複合型右手系左手系伝送線路（CRLH)の微小区間を等価回路 的に表した図である。図 3Bの理想的な左手系伝送線路を作ろうとしても、実際には 右手系の持つ直列インダクタおよび並列キャパシタが寄生的に入り、図 3Cのような 複合型右手系左手系伝送線路になる。複合型右手系左手系伝送線路では、 0〜ω では左手系の性質を示し、 ω 〜∞では右手系の性質を示す。 ω ≠ ω の場合、 h se sh se アンバランス型といい、その周波数では波は伝搬できない（unbalance GAP)。 ω
0
= ω = ω の場合、バランス型といい、 ω 以下の周波数では左手系の特徴を示し sh se 0
、 ω 以上の周波数では右手系の特徴を示す。各周波数 ω , ω , ω と位相伝搬
0 0 sh se 定数 /3 の関係を図 4に示す。
P
[0024] 図 4は、各周波数 ω 0、 ω sh、 ω seと位相伝搬定数 (3 pの関係を示す図である。図 4 において、縦軸は角周波数、横軸は伝播位相定数である。 PRHで左下から右上に 上がっていくことは、周波数が高くなるほど位相がたくさん回ることを意味する。これに 対し、 PLHでは、右上から左下に下がっていくことは、周波数が低くなるほど位相が たくさん回ることを意味する。すなわち、左手系では、周波数が低くなるほど波長が短 くなることを示している。
[0025] 本発明の伝送線路型共振器では、複合型右手系左手系伝送線路（CRLH)の特 性曲線上のいずれの周波数を用いても構わないが、 /3 が負の領域において、従来
P
得られな力 た特性が得られる。特に、 ω = ω においては、波長が無限大となり、伝
0
送線路型共振器の長さと波長が無関係になり、理論的には共振器長をいくらでも短 くできる。これを 0次オーダーの共振器という。本発明では、最も好ましい共振モード である。この時、共振周波数は cとしの並列共振周波数で決まる。
R L
[0026] ここで、伝送線路型共振器の損失について考えると、一般的に損失は線路の導体 抵抗による抵抗損と誘電体の tan δによる誘電体損がある。従来の右手系伝送線路 の場合は、線路の抵抗損が支配的であった。左手系伝送線路の場合は、図 3Βでも 示されるように、線路は直列キャパシタ Cの直列接続でできており、この部分での抵
L
抗損はほとんど生じない。並歹 IJインダクタ Lの抵抗は依然として存在するが、特に 0
L
次オーダーの共振器の場合、並列回路はインピーダンスが無限大となる並列共振周 波数で使用するため、抵抗損の影響はほとんど受けなレ、。
[0027] したがって、 0次オーダーの共振器は、従来の右手系伝送線路型共振器に比べて 、線路長を画期的に短くできるだけでなぐより高い無負荷 Q値が得られる。すなわち 低損失にできる。
[0028] 尚、誘電体シート 11の厚さは全て略同一の厚さに規格化されているほうが好ましい 。これにより、全ての誘電体シート 11の厚さが規格化されているため、製造が容易で 低コスト化できる。
[0029] また、その上で、容量電極 14と線路電極 12の間の誘電体シート 11を N (Nは自 然数）枚とすると、上側のシールドパターン電極 17と容量電極 14の間の誘電体シー ト 11を M (Mは自然数）枚、線路電極 12と下側のシールドパターン電極 17の間の 誘電体シート 11を M ' (M 'は自然数)枚とし、 M、 M '〉Nとすることが、損失低 減の点から望ましい。
[0030] 接続パターン電極 13の実現方法については、いろいろな例が考えられる。図 5は、 接続パターン電極 13としてメアンダライン 21を用いた例である。なお、メアンダライン とは、例えば図 5に示すように複数の曲部を有するラインをいう。図 6A、 6Bは、接続 パターン電極 13としてスパイラル 'コイル 22を用いた例である。尚、図 6Aは、所定の 誘電体シート 11の上面を示し、図 6Bは、この誘電体シート 11の下に配置された誘電 体シート 11の上面を示す。図 6A、 6Bに示すように、スパイラル.コイル 22は、ビアホ ール電極 23によって接続されている。このようにスパイラル 'コイル 22を用いることに よって、より大きなインダクタンスを得ることができ、設計の自由度が上がる。
[0031] (実施の形態 1の変形例）
図 7は、実施の形態 1の変形例を示す分解斜視図である。上記実施の形態 1と異な る点は、容量電極 14が線路電極 12の上下 2層に設けられている点である。これによ り、さらに大きな結合容量を形成することができ、設計自由度を向上させることができ る。図 8は、図 7に示す実施の形態 1の変形例の、 8— 8における断面図を示したもの である。
[0032] また、容量電極 14を設けるのは必ずしも線路電極 12の上下 2層に限るものではな ぐ 2層以上の複数層であってもよい。
[0033] また、外部接続端子 9の配置は、必ずしも積層体 8の端面に限るものではなぐ積層 体 8の端面に代えて、あるいは端面に加えて、積層体 8の上面または下面または上面 と下面の両方に配置してもよい。このように外部接続端子 9を配置することで、面実装 が容易になる。
[0034] (実施の形態 2)
つぎに、本発明の実施の形態 2の複合右手系左手系の伝送線路型共振器の構成 について説明する。尚、特に説明しない限り実施の形態 1と同一番号を付した伝送線 路型共振器の構成と動作は同様であるから、説明を省略する。図 9に示すのは、実 施の形態 2における複合右手系左手系の伝送線路型共振器の分解斜視図である。 また、図 10は、 10— 10における断面図を示したものである。
[0035] 実施の形態 2においては、容量電極 14がなぐ線路電極 12を 2層にわたり互い違 いに位置をシフトして配置する。このようにすると、対向する線路電極 12同士で容量 結合を行なうことができる。
[0036] この構成により、複合右手系左手系の伝送線路型共振器 7のさらなる小型化が実 現できる。
[0037] (実施の形態 3)
つぎに、本発明の実施の形態 3における複合右手系左手系の伝送線路型共振器 の構成について説明する。尚、特に説明しない限り実施の形態 1と同一番号を付した 伝送線路型共振器の構成と動作は同様であるから、説明を省略する。図 11は、実施 の形態 3における複合右手系左手系の伝送線路型共振器 7の分解斜視図である。 図 12は、 12— 12における断面図を示したものである。
[0038] ここでは、接続パターン電極 13の代わりに、ビアホール電極 18を介して線路電極 1
2をシールドパターン電極 17に接地させる。ビアホール電極 18は、並列インダクタ L
L
として動作する。尚、接地パターン電極 16は無くともよい。したがって、伝送線路型共 振器 7の横幅を狭くすることができる。 [0039] ビアホール電極 18については、いろいろな変形例が考えられる。図 13は、ビアホ ール電極 18の途中にスタブ電極を設けた例である。このような素子を用いることによ つて、より大きなインダクタンスを得ることができ、設計の自由度が上がる。
[0040] また、積層体 8を LTCC (Low Temperature Cofired Ceramics)で構成した 場合、積層体 8の焼成方法には収縮焼成と無収縮焼成がある。図 14Aは、無収縮焼 成を行なうときの層構成を示した分解斜視図である。誘電体シート 11を積層したもの の最上層と最下層に拘束層 24を接着する。図 14Bは、収縮焼成の場合の焼成前（ 左側）と焼成後（右側）の積層体 25の外観を示した図である。収縮焼成の場合は、 3 次元全ての方向に約 15%ずつ収縮する。
[0041] これに対して、無収縮焼成の場合は、焼成前後の外観図を図 14Cに示すように、 平面方向には収縮せず、厚み方向にのみ約 50%収縮する。したがって、無収縮焼 成は平面内の精度がとれる代わりに、厚み方向にばらつきを生じてしまう。したがって 、ビアホール電極 18の設計は、この厚み方向のばらつきを考慮した設計が必要であ る。なお、拘束層 24は焼成後に除去する。
[0042] 尚、ビアホール電極 18の断面を詳細に観測すると、拡大断面図を図 15に示すよう に、各々の誘電体シート 11内で上から下に細くなるテーパ状となっており、これらを 考慮した設計が必要である。
[0043] (実施の形態 4)
つぎに、本発明の実施の形態 4における複合右手系左手系の伝送線路型共振器 について説明する。尚、特に説明しない限り実施の形態 1と同一番号を付した伝送線 路型共振器の構成と動作は同様であるから、説明を省略する。
[0044] 図 16は、実施の形態 4における複合右手系左手系の伝送線路型共振器の分解斜 視図である。図 16において、線路電極 12の代わりに分割型線路電極 19が使われて いる点が、実施の形態 1と異なる点である。
[0045] 図 17は、 17— 17における断面図を示す。図 18は、分割型線路電極 19における 電流分布を図示したものである。通常、高周波電流は伝送線路電極の両端に集中 する力 電極を分割することにより、中央の電極にも電流が流れ、電流集中が緩和さ れていることがわかる。よって、上記構成により、電流の抵抗損が減り、高い無負荷 Q 値が得られることとなる。
[0046] (実施の形態 4の変形例）
図 19は、実施の形態 4の変形例を示す分解斜視図である。実施の形態 4と異なる 点は、容量電極 14が分割容量電極 20に置き換えられていることである。当変形例で は、容量電極を流れる電流についても、電流集中を緩和できるので、さらに抵抗損を 減らすこと力 Sでさる。
[0047] (実施の形態 5)
つぎに、本発明の実施の形態 5における複合右手系左手系の伝送線路型共振器 を用いた高周波フィルタについて説明する。図 20は、実施の形態 5における複合右 手系左手系の伝送線路型共振器を用いた高周波フィルタの分解斜視図である。
[0048] 本構成では、実施の形態 1で説明した複合右手系左手系の伝送線路型共振器 7を 上下方向に 2段重ねして 2つの共振器を電磁界結合させて高周波フィルタ 26を構成 する。
[0049] 共振器同士の結合のさせ方はこれに限らず、別に設けた結合回路（図示せず）を 用いて fiなっても良い。
[0050] また、結合させる共振器は 2個に限らず、 3個、 4個、 5個以上と多段にすることがで きる。
[0051] 高周波フィルタ 26の外観と作用は、図 1と基本的に同じであるから説明を省略する
[0052] 上記構成により、実施の形態 1で述べた複合右手系左手系の伝送線路型共振器 7 の特徴がさらに生かされて、小型で低損失な高周波フィルタを実現することができる
[0053] (実施の形態 6)
つぎに、本発明の実施の形態 6における複合右手系左手系の伝送線路型共振器 を用いた高周波フィルタについて説明する。図 21は、実施の形態 6における複合右 手系左手系の伝送線路型共振器を用いた高周波フィルタの分解斜視図である。
[0054] 本構成では、実施の形態 1で説明した複合右手系左手系の伝送線路型共振器 7を 2つ同一平面に配列して、この 2つの共振器を電磁界結合させて高周波フィルタ 26 を構成する。
[0055] 共振器同士の結合のさせ方はこれに限らず、別に設けた結合回路（図示せず)を 用いて fiなっても良い。
[0056] また、結合させる共振器は 2個に限らず、 3個、 4個、 5個以上と多数にすることがで きる。
[0057] 高周波フィルタ 26の外観と作用は、図 1と基本的に同じであるから説明を省略する
〇
[0058] 上記構成により、実施の形態 1で述べた複合右手系左手系の伝送線路型共振器 7 の特徴がさらに生かされて、より一層小型で低損失な高周波フィルタを実現すること ができる。
[0059] (実施の形態 7)
つぎに、本発明の実施の形態 5、 6で説明した高周波フィルタ 26を用いた高周波モ ジュールの実施の形態について説明する。図 22Aは高周波モジュールの外観図、 図 22Bは高周波モジュールの回路概念図である。
[0060] ここでは、高周波モジュール 29の例として、高周波フィルタ 26にバラクタダイオード 30を接続したチューナブルフィルタモジュールを例示している。
[0061] 高周波モジュール 29は、高周波フィルタ 26と、この高周波フィルタ 26とグランドとの 間に接続されたバラクタダイオード 30と、このバラクタダイオード 30とコントロール端 子との間に接続されたチップインダクタ 31とを有する。バラクタダイオード 30は高周 波フィルタ 26に複数個接続されていても構わない。また、図 22Aに示すように、バラ クタダイオード 30とチップインダクタ 31とは積層体 8の上面に実装されている。
[0062] このように、積層体 8の上面に表面実装部品を配置することにより、小型で高機能な 高周波モジュールを実現することができる。
[0063] (実施の形態 8)
つぎに、本発明の実施の形態 7で説明した高周波モジュール 29を用レ、た無線機器 の実施の形態について説明する。図 23Aは同無線機器の外観図、図 23Bは同無線 機器の回路概念図である。
[0064] 無線機器は、入力端子側から順に高周波フィルタ 29、低雑音増幅器 33、高周波フ イノレタ 29、ミキサ 34を有しており、高周波フィルタ 29を用いることにより、非常に小型 で多機能 ·高性能な無線機器を提供することができる。
[0065] 例えば、デジタルテレビのチューナをこのような構成で実現すれば、強電界の妨害 信号をチューナブルフィルタで取り除くことができて、低雑音増幅器やミキサを妨害 信号による歪み力、ら保護すること力 Sできる。その結果、それらの回路の電流を減らせ ることとなる。
産業上の利用可能性
[0066] 本発明の伝送線路型共振器は低損失であるので、携帯端末等の無線機器に有用 である。

Claims

請求の範囲
[1] 複数の誘電体シートが積層された積層体からなる伝送線路型共振器であって、 前記複数の誘電体シートの間に配置された複合右手系左手系伝送線路と、 前記伝送線路型共振器の端面に配置され前記複合右手系左手系伝送線路に接続 された外部接続端子とを備えたことを特徴とする、
伝送線路型共振器。
[2] 前記複合右手系左手系伝送線路は、
誘電体シート上に配置された線路電極と、
前記線路電極に接続され前記線路電極より線路幅の小さい接続パターン電極と、 前記接続パターン電極に接続された接地電極と、
前記線路電極と容量結合するように配置されると共に前記外部接続端子と接続され た入出力パターン電極とで構成されることを特徴とする、
請求項 1に記載の伝送線路型共振器。
[3] 前記線路電極は前記誘電体シートの上に複数存在し、
前記複合右手系左手系伝送線路は、これら複数の線路電極の上に配置された誘電 体シートを介して、前記線路電極に対向するように配置された容量電極を備えたこと を特徴とする、
請求項 2に記載の伝送線路型共振器。
[4] 前記伝送線路型共振器の共振モードは、 0次オーダーであることを特徴とする、 請求項 1に記載の伝送線路型共振器。
[5] 前記誘電体シートは低温同時焼成セラミックであることを特徴とする、
請求項 1に記載の伝送線路型共振器。
[6] 前記誘電体シートは樹脂板であることを特徴とする、
請求項 1に記載の伝送線路型共振器。
[7] 前記複数の誘電体シートの厚さは同一であることを特徴とする、
請求項 1に記載の伝送線路型共振器。
[8] 前記容量電極と前記線路電極との間隔は、前記容量電極の上に配置されたシール ドパターン電極と前記容量電極との間隔、若しくは前記線路電極の下に配置された シールドパターン電極と前記線路電極との間隔より小さいことを特徴とする、 請求項 3に記載の伝送線路型共振器。
[9] 前記接続パターン電極としてメアンダラインを用いたことを特徴とする、
請求項 2に記載の伝送線路型共振器。
[10] 前記接続パターン電極としてスパイラル 'コイルを用いたことを特徴とする、
請求項 2に記載の伝送線路型共振器。
[11] 前記容量電極が前記線路電極の上下 2層以上に設けられていることを特徴とする、 請求項 3に記載の伝送線路型共振器。
[12] 前記線路電極は、複数層存在し、
各々の層の線路電極は互い違いにシフトした位置に配置されたことを特徴とする、 請求項 2に記載の伝送線路型共振器。
[13] 前記接続パターン電極の代わりに、ビアホール電極を用いて前記線路電極を接地さ せたことを特徴とする、
請求項 2に記載の伝送線路型共振器。
[14] 前記ビアホールの途中にスタブ電極が設けられたことを特徴とする、
請求項 13に記載の伝送線路型共振器。
[15] 前記積層体は収縮焼成で形成されたことを特徴とする、
請求項 1に記載の伝送線路型共振器。
[16] 前記積層体は無収縮焼成で形成されたことを特徴とする、
請求項 1に記載の伝送線路型共振器。
[17] 前記ビアホールは、各々の誘電体シート内で上から下に細くなるテーパ状であること を特徴とする、
請求項 13に記載の伝送線路型共振器。
[18] 前記線路電極は分割型線路電極であることを特徴とする、
請求項 2に記載の伝送線路型共振器。
[19] 前記容量電極は分割容量電極であることを特徴とする、
請求項 3に記載の伝送線路型共振器。
[20] 前記外部接続端子を前記積層体の上面または下面の少なくとも一方に設けたことを 特徴とする、請求項 1に記載の伝送線路型共振器。
[21] 請求項 1に記載の伝送線路型共振器を用いたことを特徴とする、 高周波フィルタ。
[22] 請求項 1に記載の伝送線路型共振器を用いたことを特徴とする、 高周波モジュール。
[23] 請求項 1に記載の伝送線路型共振器を用いたことを特徴とする、 無線機器。
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