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WO2008010351A1 - Dispositif d'éclairage par lampe à décharge - Google Patents

Dispositif d'éclairage par lampe à décharge Download PDF

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Publication number
WO2008010351A1
WO2008010351A1 PCT/JP2007/061015 JP2007061015W WO2008010351A1 WO 2008010351 A1 WO2008010351 A1 WO 2008010351A1 JP 2007061015 W JP2007061015 W JP 2007061015W WO 2008010351 A1 WO2008010351 A1 WO 2008010351A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
voltage
coil
circuit
discharge lamp
lighting device
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2007/061015
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Akio Iwao
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Lighting and Technology Corp
Original Assignee
Harison Toshiba Lighting Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from JP2006198591A external-priority patent/JP2008027711A/ja
Priority claimed from JP2006260565A external-priority patent/JP2008084579A/ja
Priority claimed from JP2006260566A external-priority patent/JP2008084580A/ja
Application filed by Harison Toshiba Lighting Corp filed Critical Harison Toshiba Lighting Corp
Priority to US12/374,001 priority Critical patent/US20090243503A1/en
Priority to EP07744428A priority patent/EP2046096A1/en
Publication of WO2008010351A1 publication Critical patent/WO2008010351A1/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
    • H05B41/288—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps without preheating electrodes, e.g. for high-intensity discharge lamps, high-pressure mercury or sodium lamps or low-pressure sodium lamps
    • H05B41/2881—Load circuits; Control thereof

Definitions

  • the present invention relates to a discharge lamp lighting device.
  • HID High Intensity Discharge lamps
  • metal halide lamps have high efficiency and high brightness, so that they can be used for outdoor lighting such as road lighting, DLP (digital 'light' processing) and so on. It has also come to be used as a light source for projection devices such as liquid crystal projectors.
  • the device of Document 1 supplies a relatively low frequency square wave supply voltage to the lamp with a relatively small amplitude such that arcing continuously occurs in the lamp, and at the start, the coil and the capacitor are A relatively high frequency supply voltage that resonates electrically is supplied to the lamp.
  • a relatively high voltage at the start can be supplied to the lamp, and a voltage for maintaining the lamp normally operating can be supplied to the lamp.
  • the number of secondary coils of the transformer used in the booster circuit must be increased.
  • the space distance and creepage distance between the winding start end and the winding end of the secondary coil of the transformer must be secured.
  • the secondary coil is wound in a single layer in one direction Need to be configured. Therefore, the transformer becomes large.
  • An object of the present invention is to provide a discharge lamp lighting device capable of generating a relatively high voltage at the time of starting a lamp with a small and simple circuit and further capable of performing preheating control.
  • a discharge lamp lighting device includes a first series circuit unit configured by connecting a primary side coil and a capacitor in series, and a rod-like shape having a larger number of rods than the primary side coil.
  • the winding is wound on the side surface of the magnetic core along the axial direction of the magnetic core, and the cross-sectional dimension in a direction parallel to the axial direction of the magnetic core is a cross-section in the radial direction of the magnetic core.
  • a secondary coil that is formed by connecting a secondary coil that constitutes a transformer together with the primary coil, a discharge lamp, and four transistors.
  • a bridge-type DC-AC converter circuit that converts a DC voltage from a power supply unit into an AC voltage and supplies the AC voltage to both ends of the first and second series circuit units connected in parallel. To do.
  • the discharge lamp lighting device includes a first circuit unit including a first primary coil, a second primary coil, and a first capacitor connected in series; A first secondary coil having a transformer which is configured with the first primary coil and having a larger number than the first primary coil, and a discharge lamp are connected in series.
  • a DC / AC converter circuit that converts a DC voltage from the second circuit unit and the power supply unit into an AC voltage and supplies the AC voltage to both ends of the first circuit unit and the second circuit unit connected in parallel.
  • a second secondary coil that is configured in the first circuit unit, forms a transformer together with the second primary coil, and has a larger number than the second primary coil, and A second capacitor configured in a first circuit unit, to which a voltage generated in the second secondary coil is applied via a charging path;
  • the first circuit unit is electrically connected when the terminal voltage of the second capacitor reaches a discharge gap voltage, and the terminal voltage of the second capacitor is connected to the first circuit via a discharge path.
  • the discharge lamp lighting device includes a first circuit unit that generates a desired voltage in association with polarity reversal and supplies the voltage to the primary coil, and the primary coil With Tran A secondary coil having a larger number than the primary coil and a discharge lamp are connected in series, and a second circuit unit connected in parallel to the first circuit unit; A DC / AC conversion circuit for converting a DC voltage from the power supply unit into an AC voltage and supplying the AC voltage to both ends of the first circuit unit and the second circuit unit connected in parallel; and the DC / AC conversion A control unit for controlling the circuit and continuously supplying an AC voltage to the first circuit unit.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a discharge lamp lighting device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a view of the transformer T according to the first embodiment viewed from the axial direction of the magnetic core.
  • FIG. 3 is a sectional view taken along line III-III in FIG.
  • FIG. 4 is a view showing a modification of the ferrite core.
  • FIG. 5 is a flowchart for explaining the operation of the embodiment.
  • FIG. 6 is a waveform diagram showing the voltage across the lamp 12 at the time of starting (no-load starting voltage) with time on the horizontal axis and voltage on the vertical axis.
  • FIG. 7 is a waveform diagram showing the time axis of FIG. 6 enlarged 10 times.
  • FIG. 8A is a waveform diagram showing changes in lamp current during preheating, with time on the horizontal axis and current on the vertical axis.
  • FIG. 8B is a waveform diagram showing changes in lamp current during preheating, with time on the horizontal axis and current on the vertical axis.
  • FIG. 9A is a waveform diagram showing the time axis of FIG. 8 in an enlarged manner.
  • FIG. 9B is a waveform diagram showing the time axis of FIG. 8 in an enlarged manner.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a modification of the first embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a cross-sectional view showing a coil according to a second embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing a modification of the second embodiment.
  • FIG. 14 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 is a cross-sectional view showing a coil according to a third embodiment.
  • FIG. 16 is a circuit diagram showing a modification of the third embodiment.
  • FIG. 17 is a circuit diagram showing a discharge lamp lighting device according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 18 is a circuit diagram showing one specific example of the first stage booster circuit 14 in FIG.
  • FIG. 19 is a waveform diagram showing the voltage across the lamp 12 at the time of starting (no-load starting voltage) with time on the horizontal axis and voltage on the vertical axis.
  • FIG. 20 is a waveform diagram showing the voltage waveform (high voltage start waveform) of the lamp 12 during the high voltage start period of FIG.
  • FIG. 21 is a waveform diagram showing the voltage waveform (low voltage starting waveform) of the lamp 12 during the low voltage starting period of FIG.
  • FIG. 22 is a circuit diagram showing a modification of the fourth embodiment.
  • FIG. 23 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 24 is a circuit diagram showing a modification of the fifth embodiment.
  • FIG. 25 is a circuit diagram showing a discharge lamp lighting device according to a sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 26 is a circuit diagram showing one specific example of the first stage booster circuit 140 in FIG.
  • FIG. 27 is a waveform diagram showing the voltage across the lamp 12 at start-up, with time on the horizontal axis and voltage on the vertical axis.
  • FIG. 28 is a circuit diagram showing a first modification of the embodiment of FIG. 25.
  • FIG. 29 is a circuit diagram showing a second modification of the embodiment of FIG. 25.
  • FIG. 30 is a circuit diagram showing a third modification of the embodiment of FIG. 25.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a discharge lamp lighting device according to the first embodiment of the present invention.
  • the power supply unit 11 generates a DC voltage.
  • the power supply unit 11 generates constant power.
  • the power supply unit 11 can be configured by an output smoothing capacitor of a constant power control chitsuba circuit or the like.
  • the positive output terminal of the power supply unit 11 is connected to the drains of the transistors Ql and Q3 via a power supply line.
  • the negative output terminal of the power supply unit 11 is connected to the sources of the transistors Q2 and Q4 via the reference potential line.
  • the source of transistor Q1 and the drain of transistor Q2 are connected together. Also, the source of transistor Q3 and the drain of transistor Q4 Are connected to each other.
  • These transistors Q1 to Q4 constitute a bridge-type DC-AC conversion circuit that converts a DC voltage from the power supply unit 11 into an AC voltage.
  • connection point between the source of transistor Q1 and the drain of transistor Q2 (hereinafter referred to as the first connection point) is connected to the source of transistor Q3 and transistor Q4 via a first series circuit of coil L1 and capacitor C. Is connected to the drain connection point (hereinafter referred to as the second connection point).
  • a second series circuit of the coil L2 and the lamp 12 is connected between the first connection point and the second connection point.
  • the lamp 12 a HID lamp is adopted.
  • the capacitor C is provided for vibration waveform formation and current limitation.
  • a transformer T is constituted by the coils L1 and L2.
  • Coil L1 is the primary side of transformer T
  • coil L2 is the secondary side of transformer T.
  • the number of coils L2 is set to n times the number of coils L1 (n is a positive number).
  • n is a positive number.
  • the power ratio n for example, a value from several times to several hundred times is set.
  • Control unit 13 generates a control signal for driving transistors Q1-Q4.
  • the control unit 13 turns on the transistors Ql and Q4 and turns off the transistors Q2 and Q3.
  • the control unit 13 turns off the transistors Ql and Q4 and turns on the transistors Q2 and Q3.
  • the control unit 13 changes the on / off switching frequency (driving frequency) of the transistors Q1 to Q4 according to each phase when the lamp 12 is lit.
  • control unit 13 drives the transistors Q1 to Q4 at a relatively high frequency during startup and preheating, and relatively controls the transistors Q1 to Q4 during normal lighting. It is designed to drive at a low frequency.
  • FIG. 2 is a view of the transformer T according to the first embodiment of the present invention viewed from the axial direction of the magnetic core.
  • FIG. 3 is a m_m cross-sectional view of FIG.
  • the transformer T of the present embodiment is a so-called magnet wire, a conductive wire that is insulation-coated on the side surface portion of a ferrite core 33 that is a rod-shaped magnetic core made of a magnetic material.
  • Each of the secondary side wires 32 and the primary side wires 31 is wound in a single layer.
  • the secondary side wire 32 and the primary side wire 31 are the coil L2 and the primary coil which are secondary coils, respectively. It constitutes the coil LI which is a side coil.
  • the secondary side wire 32 is a copper wire formed into a flat shape having a substantially rectangular cross-section by rolling or drawing.
  • the secondary side winding 3 2 has two surfaces parallel to the side surface portion.
  • a wire having a cross-sectional shape such as the secondary side winding 32 of the present embodiment is generally called a rectangular wire.
  • the longitudinal dimension of the cross-sectional shape of the conductor portion of the secondary side wire 32 is referred to as the width W, and the lateral dimension is referred to as the thickness t.
  • the secondary side winding 32 is wound in a single layer on the side surface of the ferrite core 31 so that the longitudinal direction of the cross-sectional shape is along the radial direction of the ferrite core 31.
  • the flat wire winding method of this embodiment is generally referred to as edgewise or widthwise winding.
  • the space distance and creepage distance between both ends E1 and E2 of the coil L2 can be secured, and the transformer T Sufficient electrical insulation can be secured against the voltage generated by.
  • the number of secondary side windings 32 is 200 turns, and the cross-sectional dimensions of the conductor part are a width W of 3.8 mm and a thickness t of 0.1 mm.
  • the axial dimension A2 of the ferrite core 33 of the coil L2, that is, the distance between both ends E1 and E2 of the coil L2, is 27 mm.
  • a primary side wire 31 constituting the coil L1 is provided in the axial direction of the ferrite core 33 on the outer periphery of the coil L2 formed of a secondary side wire that is a flat wire wound edgewise. Has been wound in layers.
  • the primary side wire 31 is a wire having a circular cross-section of the conductor portion. In the present embodiment, for example, the number of primary windings 31 is 7 turns, and the diameter of the conductor portion is 0.4 mm.
  • an insulating material 34 made of an electrically insulating material is interposed between the secondary winding 32 and the primary winding 31.
  • the ferrite core 33 is illustrated as a solid cylindrical member having a circular cross section. However, the ferrite core 33 has a quadrilateral or elliptical cross section. Or a hollow cylindrical member. For example, as shown in FIG. 4, if the cross-sectional shape of the ferrite core 33a is an elliptical shape, the transformer T can be reduced in height.
  • the transformer T of the present embodiment described above has the same cross-sectional area as the secondary side winding 32.
  • the axial dimension A2 of the ferrite core 33 of the coil L2 can be made smaller than when the magnet wire having a round cross section is wound in the axial direction of the ferrite core 33 with the same number and single layer.
  • the diameter of the conductor part of the round-section magnet wire having the same cross-sectional area as the secondary side winding 32 according to the present embodiment is 0.7 mm.
  • the axial dimension of the ferrite core of the coil formed by winding this round magnet wire for 200 turns in a single layer would be 140 mm or more.
  • the axial dimension A2 of the ferrite core 33 of the coil L2 is 27 mm.
  • the present embodiment high electrical insulation can be ensured by winding the secondary winding 32 in one direction with a single layer, and the cross-sectional area of the secondary winding is reduced.
  • the axial dimension A2 of the ferrite core 33 of the coil L2 can be reduced, and the transformer T can be reduced in size.
  • the shape of the ferrite core 33 and the width W and thickness t of the conductor portion of the secondary side wire 32 and the ratio of both depend on the form of the discharge lamp lighting device of the present embodiment including the transformer T. However, the value is not limited to the above value.
  • the cross-sectional shape of the conductor portion of the secondary side winding 32 is not limited to a rectangular shape, and an equivalent effect can be obtained if the shape is an elliptical shape, an elliptical shape, or a flat shape similar to these. Needless to say.
  • the cross-sectional shape of the conductor portion of the secondary side winding 32 is a square shape, the above-described configuration can be used if the inner surface force S is wound so as to be parallel to the side surface portion of the ferrite core 33. Similar to the configuration, the axial dimension A2 of the ferrite core 33 of the coil L2 can be reduced, and the same effect can be obtained.
  • FIG. 5 is a flowchart for explaining the operation of the embodiment.
  • the power supply unit 11 supplies a positive output to the power supply line, and supplies a negative output to the reference potential line.
  • the DC voltage applied between the power supply line and the reference potential line is supplied to the transistors Q1 to Q4 constituting the bridge type DC / AC conversion circuit.
  • step S1 At the start of lighting of the lamp 12, the process proceeds from step S1 to step S2 in FIG.
  • the control unit 13 sets the first high frequency as the driving frequency of the transistors Q1 to Q4.
  • the controller 13 gives the first high-frequency control signal to the transistors Q1 to Q4 to turn them on and off (step S3).
  • the transistors Ql and Q4 constituting the bridge circuit are simultaneously turned on and off, and the transistors Q2 and Q3 are also simultaneously turned on and off.
  • transistors Ql and Q4 are on, transistors Q2 and Q3 are off.
  • transistors Ql and Q4 are off, transistors Q2 and Q3 are on.
  • the transistors Q1 to Q4 are all turned off for a short time.
  • the capacitor C When the transistors Ql and Q4 are on, the capacitor C is charged through the coil L1, and the terminal voltage of the capacitor C rises to approximately the voltage Vin of the power supply unit 11. Next, due to the back electromotive force generated in the coil L1, the terminal voltage of the capacitor C is increased to Vin + VL by adding the voltage VL generated in the coil L1. Next, free vibration occurs between the coil L1 and the capacitor C, and the terminal voltage of the capacitor C converges to a predetermined value while changing the polarity. When transistors Q2 and Q3 are on, the same operation is performed as when transistors Ql and Q4 are on.
  • a high voltage corresponding to the power ratio is generated in coil L2 due to the voltage generated in coil L1.
  • the voltage generated in the coil L2 has substantially the same waveform as the voltage generated in the coil L1 and the capacitor C, and the amplitude becomes a sufficiently large value according to the power ratio.
  • the voltage generated in the coil L2 is applied to the lamp 12.
  • Figure 6 shows the voltage across the lamp 12 during start-up, with time on the horizontal axis and voltage on the vertical axis.
  • FIG. 7 is a waveform diagram showing the time axis of FIG.
  • period T1 is a period in which transistors Ql and Q4 are on
  • period T2 is a period in which transistors Q2 and Q3 are on.
  • Vin is 220V
  • L1 is 2.1 ⁇ ⁇
  • L2 is 1.3 mH
  • C is 0.01 z F.
  • the characteristics when Q4 drive frequency is set to 17kHz are shown.
  • the maximum value of the voltage across the lamp 12 is about 6640V, and the minimum value is about -4800V. This high voltage is applied to the lamp 12 every time the polarity of the full bridge drive is reversed. In addition, several hundred Hz to several hundred kHz can be used as the driving frequency at the time of starting.
  • the voltage waveform applied to the lamp 12 is an attenuation vibration waveform with relatively little distortion.
  • the preheating period is a period for shifting from an unstable discharge state immediately after the start of discharge to a stable discharge state.
  • the lamp 12 shifts to a glow discharge and further shifts to an arc discharge to be in a normal lighting state.
  • the lamp 12 is turned on by the energy from the power supply unit 11 during the entire starting period, preheating period, and normal lighting period.
  • preheating control is performed by controlling the driving frequency of the transistors Q1 to Q4.
  • FIG. 8A and FIG. 8B are waveform diagrams showing changes in lamp current during preheating, with time on the horizontal axis and current on the vertical axis.
  • Figure 8A shows the characteristics when the driving frequency (preheating frequency) of transistors Q1 to Q4 is set to 10 kHz under the same conditions as the example in Figure 6.
  • Figure 8B shows the characteristics when set to 12 kHz. Show.
  • the examples of FIGS. 8A and 8B are examples in which the drive frequencies of the transistors Q1 to Q4 are set to be the same during start-up and during preheating. Note that the characteristics of the lamp current during preheating are affected by the ambient temperature inside the lamp, and Figs. 8A and 8B are examples under specific conditions.
  • the lamp current does not become AC immediately after the start of preheating. It becomes a pulsating flow. This polarity is reversed when the lamp 12 terminals are connected in reverse.
  • the pulsating flow immediately after the start of preheating changes to alternating current over time.
  • the lamp current value during preheating decreases as the preheating frequency increases from 8 kHz to 15 kHz.
  • the higher the preheating frequency is from 8kHz to 15kHz the longer it takes to change from pulsating flow to alternating current. In other words, if the preheating current is reduced, the time until it changes to alternating current becomes longer.
  • FIG. 9A and FIG. 9B are waveform diagrams showing the time axis of FIG. 8B in an enlarged manner.
  • 9A and 9B are examples of a preheating frequency of 12 kHz
  • FIG. 9A shows the pulsating section of FIG. 8B
  • FIG. 9B shows the AC section of FIG. 8B.
  • the lamp current changes in a sawtooth waveform.
  • the current changes in a sawtooth shape depending on the inductance of the coil.
  • the peak of the current value is determined by the driving frequency of the transistors Q1 to Q4.
  • the lamp current is slightly In contrast to the saturated state, as shown in Fig. 9B, in the AC section, a lamp current with a sawtooth waveform with little distortion is obtained. Since the current peak value in the same direction is smaller in the AC section than in the pulsating section, saturation is less likely.
  • the preheating current peak value and the preheating time are considered to be relatively long.
  • preheating without damaging the lamp electrode or the like is possible by appropriately controlling the preheating frequency.
  • control unit 13 shifts the processing from step S6 to step S7, and sets the driving frequency of the transistors Q1 to Q4 to a frequency lower than the driving frequency at the time of starting and preheating.
  • 8A and 8B show an example in which the drive frequency is 100 Hz during the normal lighting period.
  • the first series circuit including the primary side coil and the capacitor that freely vibrates and the second series circuit including the secondary side coil and the lamp are connected in parallel, and A rectangular wave voltage is supplied to both ends of the first and second series circuits by a bridge type DC / AC converter using four transistors.
  • a large voltage can be generated in the secondary coil according to the power ratio between the primary side coil and the secondary side coil, and when the start-up period ends and the preheating period ends, the transistor drive frequency is controlled. By doing so, it is possible to shift to a stable discharge state without causing damage to the lamp electrode or the like.
  • a force that causes an uncontrollable lamp rush current flows from the power source.
  • preheating can be performed while sufficiently suppressing the lamp rush current. This As a result, the life of the lamp can be extended.
  • the high-pressure discharge lamp can be lit from the start to the normal lighting by a circuit with a relatively simple configuration including a small transformer, and only one start circuit is required. Therefore, it is advantageous for downsizing and cost reduction.
  • control unit 13 may control switching of the starting period, the preheating period, and the normal lighting period, for example, according to the time from the start of driving.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a modification of the first embodiment.
  • the same components as those in FIG. 10 are identical to FIG. 10 in FIG. 10, the same components as those in FIG. 10.
  • the first series circuit including the capacitor C and the coil L1 exhibits the same operation as the capacitor C and the coil L1 in FIG.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a cross-sectional view illustrating the configuration of the coil. In FIGS. 11 and 12, the same components as those in FIG.
  • the coil L2 on the secondary side of the coils LI and L2 constituting the transformer T in Fig. 1 is harmed to the coil: L21, L22, and the coils L21, L22 This is different from the first embodiment in that both ends of the lamp are connected to the lamp 12.
  • the coils L21 and L22 are coils formed by winding a rectangular wire edgewise.
  • the cores L21 and L22 are configured by winding a rectangular wire edgewise on both ends of the same ferrite core 33, respectively.
  • the coil L1 is formed by winding a magnet wire having a round cross section around the ferrite core 33 between the coils L21 and L22.
  • the terminal voltage of each coil L21, L22 is set to a sufficiently high voltage by appropriately setting the ratio of the number of coins L1 and the sum of the numbers of coins L21, L22.
  • Ability to do S thereby, also in the present embodiment, a sufficiently high voltage necessary for starting the lamp 12 can be obtained as in the first embodiment.
  • the voltage required for starting the lamp 12 is divided by the coils L21 and L2 2 to generate voltages of different polarities.
  • the voltage generated in one coil is half. That's okay. That is, the ground voltage of each coil can be reduced, and adverse effects on the peripheral elements can be further reduced.
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing a modification of the second embodiment.
  • the same components as those in FIG. 13 are identical to FIG. 13 in FIG. 13, the same components as those in FIG. 13 in FIG. 13, the same components as those in FIG. 13
  • the capacitor C disposed on one end side of the coil L1 in FIG. 11 is disposed on the other end side of the coil L1. Even in this case, the first series circuit including the capacitor C and the coil L1 exhibits the same operation as that of the capacitor C and the coil L1 in FIG.
  • FIG. 14 and 15 are circuit diagrams showing a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 and FIG. 15 the same components as those in FIG.
  • the present embodiment is different from the first embodiment in that a coil L3 is employed instead of the transformer T.
  • Capacitor C has one end connected to the second connection point of the second series circuit and the other end connected to the midpoint of coil L3.
  • the coil L3 is a coil formed by winding a flat wire edgewise in the same manner as the coil L2 according to the first embodiment.
  • Mid-point force of coil L3 Lamp ratio n2 of coil part L32 on the 12 side and power ratio n2 / of coil part L31 on the first connection point side from the midpoint of coil L3 n2 / nl is set to be greater than 1.
  • the coil portion L31 of the coil L3 and the capacitor C are connected in series to form a first series circuit. Therefore, at the time of starting, the voltage across the capacitor C changes in the same manner as the capacitor C of the first embodiment. Further, since a voltage corresponding to the power ratio is induced in the coil portion L32, a voltage similar to that shown in FIG.
  • FIG. 16 is a circuit diagram showing a modification of the third embodiment.
  • the same components as those in FIG. 16 are identical to FIG. 16 and the same components as those in FIG. 16
  • the lamp 12 and the capacitor C are arranged on the first connection point side of FIG.
  • the coil L3 is placed on the connection point side.
  • FIG. 17 is a circuit diagram showing a discharge lamp lighting device according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 17 the same components as those in FIG. This embodiment employs a first-stage booster circuit to obtain a sufficiently higher voltage at the time of start-up than the above-described embodiments.
  • the first connection point between the source of the transistor Q1 and the transistor Q2 is connected to the source of the transistor Q3 and the drain of the transistor Q4 via the first circuit section including the coiner Ll, the first-stage booster circuit 14, and the capacitor C. And connected to the second connection point.
  • the first stage booster circuit 14 is connected to the coil L1 and the first connection point.
  • a second circuit unit including the coil L2 and the lamp 12 is connected between the first connection point and the second connection point.
  • a HID lamp is used as the lamp 12.
  • connection point between the coil L1 and the first stage booster circuit 14 is x
  • connection point between the first stage booster circuit 14 and the capacitor C is y
  • first connection point and the first stage booster circuit 14 are as follows. Let z be the connection point with.
  • the capacitor C is provided for vibration waveform formation and current limitation.
  • a transformer T is constituted by the coils L1 and L2.
  • Coil L1 is the primary side of transformer T
  • coil L2 is the secondary side of transformer T.
  • the number of coils L2 is set to n times the number of coils L1 (n is a positive number).
  • n is a positive number.
  • the power ratio n for example, a value from several times to several hundred times is set.
  • FIG. 18 is a circuit diagram showing one specific example of the first stage booster circuit 14 in FIG.
  • a coil L21 is connected between the connection points X and y.
  • a discharge gap 15 and a capacitor C21 are connected in series between the connection point z and the connection point x.
  • Capacitor C21 is connected in parallel with the circuit of coil L22 and diode D1. The coin is composed of L21 and L22.
  • Control unit 13 generates a control signal for driving transistors Q1-Q4.
  • the control unit 13 turns on the transistors Ql and Q4 and turns off the transistors Q2 and Q3.
  • the control unit 13 turns off the transistors Ql and Q4 and turns off the transistors Q2 and Q3. turn on.
  • the control unit 13 changes the on / off switching frequency (driving frequency) of the transistors Q1 to Q4 according to each phase when the lamp 12 is lit.
  • control unit 13 drives the transistors Q1 to Q4 at a relatively high frequency during start-up and preheating, and during normal lighting, the transistor 13
  • Q1 to Q4 are driven at a relatively low frequency.
  • the power supply unit 11 supplies a positive output to the power supply line, and supplies a negative output to the reference potential line.
  • the DC voltage applied between the power supply line and the reference potential line is supplied to the transistors Q1 to Q4 constituting the bridge type DC / AC conversion circuit.
  • step S1 the process proceeds from step S1 to step S2 in FIG. 5, and the control unit 13 sets the first high frequency as the drive frequency of the transistors Q1 to Q4.
  • the controller 13 gives the first high-frequency control signal to the transistors Q1 to Q4 to turn them on and off (step S3).
  • the transistors Ql and Q4 constituting the bridge circuit are simultaneously turned on and off, and the transistors Q2 and Q3 are also simultaneously turned on and off.
  • the transistors Ql and Q4 are on, the transistors Q2 and Q3 are off, and when the transistors Ql and Q4 are off, the transistors Q2 and Q3 are on.
  • the transistors Q1 to Q4 are all turned off for a short time.
  • a voltage corresponding to the power ratio can be generated in coil L22 by the voltage generated in coil L21.
  • the voltage of the coil L22 is rectified by the diode D1, and electric charge is accumulated in the capacitor C21.
  • Capacitor C21 is repeatedly charged each time transistors Ql and Q4 and transistors Q2 and Q3 are turned on and off to switch the conduction path of the bridge circuit (hereinafter referred to as the polarity inversion operation of the bridge circuit).
  • the terminal voltage of the capacitor C21 gradually increases.
  • GAP voltage gap voltage
  • FIG. 19 is a waveform diagram showing the voltage across the lamp 12 at the time of starting (no-load starting voltage) with time on the horizontal axis and voltage on the vertical axis.
  • FIG. 20 is a waveform diagram showing the voltage waveform (high voltage start waveform) of the lamp 12 in the high voltage start period of FIG. 19 with the voltage axis of FIG. 19 being 5 times and the time axis being 1Z50 times.
  • FIG. 21 is a waveform diagram showing the voltage waveform (low voltage starting waveform) of the lamp 12 in the low voltage starting period of FIG. 19 with the voltage axis of FIG. 19 being halved and the time axis being 1Z20 times. .
  • the low voltage starting waveform is generated every time the polarity of the bridge circuit is reversed.
  • the high voltage start period in FIG. 19 includes the discharge period of the discharge gap 15. During this period, as shown in FIG. 20, at the moment when the discharge gap 15 is discharged at both ends of the lamp 12, An extremely high voltage is generated. In the example of Fig. 20, the maximum value of the voltage across lamp 12 is about 24kV and the minimum value is about -17.22V. This extremely high voltage is applied to the lamp 12 every discharge of the discharge gear 15. Note that several hundreds of Hz to several hundreds of kHz can be used as the driving frequency at the time of starting.
  • the first-stage booster circuit 14 performs the boost operation, and the terminal voltage of the capacitor C21 is reduced. To rise.
  • This boosting operation is performed in synchronization with the polarity inversion operation of the bridge circuit.
  • the capacitor C21 reaches the discharge gap voltage and discharges in several to tens of thousands of operations.
  • the capacitor C21 voltage is applied to the coil L1
  • a high voltage is generated in the coil L2 by the electromagnetic induction action of the transformer T, and a high voltage is applied to the lamp 12.
  • the voltage applied to the coil L1 for each polarity reversal operation of the bridge circuit depends on the ratio of the number of turns between the coil L1 and the coil L2. Electromagnetic induction. As a result, a low voltage is generated across the lamp 12.
  • a low voltage is generated in the coil L2 and can be applied to the lamp 12, and the polarity inversion operation can be performed several to tens of thousands of times. Synchronously, a high voltage is generated in the coil L2 and can be applied to the lamp 12. In addition, even if the lamp 12 does not light at the low voltage generated in the coil L2, a high voltage is generated in the coil L2 by repeating the polarity inversion operation, so that the lamp 12 is lit reliably. When lamp 12 is lit, coil L2 will not generate a relatively large voltage enough to illuminate lamp 12 thereafter.
  • the boosting operation is generated in the capacitor C21 by the free vibration operation of the coil L1, the coil L21, and the capacitor C, and at the same time, the transformer T is also boosting Will occur.
  • the voltage applied to the coil L21 is induced to the coil L22 by the boosting action corresponding to the power ratio between the coil L21 and the coil L22.
  • the voltage is rectified by the diode D1 and charged to the capacitor C21.
  • free vibration of coils L1, L21, and C The current converges to approximately zero and the current becomes substantially zero.
  • the starting voltage to the lamp 12 is of two types: a low voltage that can be generated each time the polarity inversion operation of the bridge circuit and a high voltage that can be generated each time the discharge gap is discharged.
  • a low voltage that can be generated each time the polarity inversion operation of the bridge circuit
  • a high voltage that can be generated each time the discharge gap is discharged.
  • the preheating period is a period for shifting from an unstable discharge state immediately after the start of discharge to a stable discharge state.
  • the dielectric breakdown triggered the lamp 12, and then the lamp 12 transitioned to a glow discharge, followed by an arc discharge and the normal lighting state.
  • the lamp 12 is turned on by the energy from the power supply unit 11 during the entire starting period, preheating period, and normal lighting period.
  • preheating control is performed by controlling the driving frequency of the transistors Q1 to Q4.
  • the change in the lamp current during preheating can be represented by the waveform diagrams similar to those in Figs. 8A and 8B described above. That is, also in the present embodiment, immediately after the start of preheating, the lamp current does not become an alternating current but becomes a pulsating flow. This polarity is reversed when the lamp 12 terminals are connected in reverse. Moreover, the pulsating flow immediately after the start of preheating changes to alternating current with the passage of time. In addition, the lamp current value during preheating decreases as the preheating frequency increases from 8 KHz to 15 KHz. In addition, as the preheating frequency is increased from 8 KHz to 15 KHz, the time required to change from pulsating flow to alternating current increases.
  • the preheating current is reduced, the time required for changing to alternating current becomes longer.
  • start of preheating stabilizes with time and changes to alternating current also in the present embodiment.
  • This lamp current can be controlled by changing the preheating frequency. In the pulsating section, the lamp current is slightly saturated, whereas in the AC section, a lamp current having a sawtooth waveform with little distortion is obtained. Since the current peak value in the same direction is smaller in the AC section than in the pulsating section, saturation is less likely.
  • the preheating frequency if a frequency slightly higher than ⁇ is adopted as the preheating frequency, it is considered that the preheating current peak value is low and the preheating time is relatively long. Thus, preheating without damaging the lamp electrode or the like is possible by appropriately controlling the preheating frequency.
  • control unit 13 shifts the processing from step S6 to step S7, and sets the driving frequency of the transistors Q1 to Q4 to a frequency lower than the driving frequency at the time of starting and preheating.
  • the first circuit unit and the second circuit unit are connected in parallel, and four transistors are provided at both ends of the first circuit unit and the second circuit unit.
  • a square-wave voltage is supplied by the bridge-type DC / AC converter used.
  • a large voltage can be generated in the secondary coil according to the step-up operation of the first-stage booster circuit and the ratio of the primary coil to the secondary coil, and the start-up period ends and the preheating period ends. Then, the driving frequency of the transistor By controlling the wave number, it is possible to shift to a stable discharge state without damaging the lamp electrode or the like.
  • a force that causes an uncontrollable ramp-rush current from the power source can be preheated while sufficiently suppressing the lamp rush current in the present embodiment. As a result, the lamp life can be extended.
  • the high voltage is reduced by repeating the polarity inversion operation.
  • the high-pressure discharge lamp can be lit from the start to the normal lighting with a relatively simple circuit, and the starting circuit is simple, which is advantageous for downsizing and low cost.
  • control unit 13 may control switching of the start period, the preheating period, and the normal lighting period based on, for example, the time from the start of driving.
  • FIG. 22 is a circuit diagram showing a modification of the fourth embodiment.
  • a first-stage booster circuit 141 is employed as the first-stage booster circuit instead of the first-stage booster circuit 14.
  • the first stage booster circuit 141 has a capacitor C21 and a discharge gap.
  • the position with 15 is swapped. That is, the first stage booster circuit 141 is different from the first stage booster circuit 14 in the charge / discharge path of the capacitor C21.
  • the first-stage booster circuit 14 in Fig. 18 was charged through the path of the coinole L22, the diode D1, and the capacitor C21, and discharged through the path from the capacitor C21 to the discharge gap 15 and the connection point z.
  • Charging is performed along the path from Dl, capacitor C21, coinore Ll, connection point X, and coil L22, and discharging is performed along the path from capacitor C21 to discharge gap 15, connection point x, coil Ll, and connection point z.
  • FIG. 23 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the present invention.
  • the same components as those of FIG. 23 are identical to FIG. 23.
  • the first step-up voltage booster capacitor C22 and diode D2 are added.
  • the difference from the fourth embodiment is that the pressure circuit 142 is employed.
  • One end of the coil L22 is connected to the anode of the diode D1 through the capacitor C22, and the other end of the coil L22 is connected to the anode of the diode D1 through the diode D2. That is, the voltage doubler circuit is configured by the capacitor C22 and the diode D2.
  • the capacitor C22 is charged from the coil L22 via the diode D2.
  • the voltage generated in the coil L22 is also applied to the capacitor C22.
  • the voltage doubled to the voltage generated in the coil L22 is supplied to the connection point between the capacitor C22 and the diode D1.
  • the terminal voltage of the capacitor C21 reaches the discharge gap voltage in a relatively short time.
  • the capacitor constituted by the coils L 21 and L22 has a low performance. C21 can be reliably charged to the discharge gap voltage.
  • FIG. 24 is a circuit diagram showing a modification of the fifth embodiment.
  • a first-stage booster circuit 143 is employed instead of the first-stage booster circuit 142 as the first-stage booster circuit.
  • the first stage booster circuit 143 is obtained by replacing the positions of the capacitor C21 and the discharge gap 15 as compared with the first stage booster circuit 142. That is, the first stage booster circuit 143 is different from the first stage booster circuit 142 only in the charge / discharge path of the capacitor C21.
  • FIG. 25 is a circuit diagram showing a discharge lamp lighting device according to the sixth embodiment of the present invention.
  • This embodiment is different from the fourth embodiment in that an initial stage booster circuit 114 is used instead of the initial stage booster circuit 14.
  • FIG. 26 is a circuit diagram showing one specific example of first stage booster circuit 114 in FIG.
  • connection point z is directly connected to the first connection point and is connected to the connection point y via the coil L21.
  • Connection point y is connected to the second connection point via capacitor C. That is, the coil L21 and the capacitor C are connected in series between the first and second connection points.
  • Connection point z is also connected to connection point x via coil L22, diode D1 and capacitor C21.
  • Connection point X is connected to the first connection point via coil L1.
  • the connection point between the diode D1 and the capacitor C21 is connected to the connection point z through the discharge gap 15.
  • a transformer is composed of the coils L21 and L22.
  • control unit 13 is a transistor at the time of starting and preheating.
  • transistors Q1 to Q4 are driven at a relatively high frequency, and when normally lit, transistors Q1 to Q
  • the power supply unit 11 supplies a positive output to the power supply line and supplies a negative output to the reference potential line.
  • the DC voltage applied between the power supply line and the reference potential line is supplied to the transistors Q1 to Q4 constituting the bridge type DC / AC conversion circuit.
  • step S3 At the start of lighting of the lamp 12, the process proceeds from step S1 to step S2 in FIG. 5, and the control unit 13 sets the first high frequency as the drive frequency of the transistors Q1 to Q4. Transistors Q1 to Q4 are turned on and off according to this control signal (step S3).
  • the capacitor C When the transistors Ql and Q4 are on, the capacitor C is charged via the coil L21 in the first-stage booster circuit 114, and the terminal voltage of the capacitor C rises to the voltage Vin of the power supply unit 11. Next, due to the counter electromotive force generated in the coil L21, the voltage VL21 generated in the coil L21 is added to the terminal voltage of the capacitor C, and rises to Vin + VL21. Next, free vibration occurs between coil L21 and capacitor C, and the terminal voltage of capacitor C Converges to a predetermined value while changing the polarity. When transistors Q2 and Q3 are on, the same operation is performed as when transistors Ql and Q4 are on.
  • a voltage corresponding to the power ratio can be generated in coil L22 by the voltage generated in coil L21.
  • one end of the primary side coil L21 is connected to the coil L22.
  • the terminal voltage of the coil L22 is a voltage generated by electromagnetic coupling in accordance with the power ratio with the coil L21, and the coil L21. A voltage summed with the generated voltage appears.
  • the voltage of the coil L22 is rectified by the diode D1, and electric charge is accumulated in the capacitor C21. That is, the capacitor C21 is charged using the coinlet L22, the diode Dl, the capacitor C21, the coil L1, and the connection point z as a charging path.
  • the charging of the capacitor C21 is repeated each time the polarity inversion operation of the bridge circuit is performed with the transistors Ql and Q4 and the transistors Q2 and Q3 turned on and off.
  • GAP voltage gap voltage
  • discharge occurs in the discharge gap 15
  • current flows in the loop of the capacitor C21, the discharge gap 15, and the coil L1, and electromagnetic
  • a sufficiently large lamp starting voltage is generated in the coil L2 by induction.
  • the voltage generated in the coil L2 is applied to the lamp 12.
  • FIG. 27 is a waveform diagram showing the terminal voltage (dashed line) of the capacitor C21 and the both-end voltage applied to the lamp 12 (solid line) at the time of starting, with time on the horizontal axis and voltage on the vertical axis.
  • the vertical scale is 1 scale 500V for the terminal voltage of capacitor C21 and 1 scale 10KV for the output pulse.
  • Fig. 27 also shows the terminal voltage of capacitor C21 after lamp 12 is lit by two output pulses. Note that by expanding the time axis of FIG. 27, a waveform diagram similar to that of FIG. 20 can be obtained.
  • the first-stage booster circuit 114 performs the boost operation, and the capacitor C21 The terminal voltage rises.
  • This boosting operation is performed in synchronization with the polarity inversion operation of the bridge circuit.
  • the capacitor C21 reaches the discharge gap voltage and discharges in several to tens of thousands of operations.
  • the capacitor C21 is continuously charged every time the polarity inversion operation of the bridge circuit is performed.
  • the terminal voltage of the capacitor C21 exceeds the discharge gap voltage, a very high voltage is generated in the coil L2, and the lamp 12 is turned on.
  • the boosting operation occurs in the capacitor C21 due to the free vibration operation of the coil L21 and the capacitor C during the polarity reversal operation of the bridge circuit.
  • the voltage applied to the coil L21 is induced in the coil L22 by a boosting action according to the power ratio between the coil L21 and the coil L22.
  • the voltage is rectified by the diode D1 and charged to the capacitor C21.
  • the free vibrations of the coils L21 and C converge until the next polarity inversion, and the current becomes substantially zero.
  • the preheating control is the same as in the above-described embodiment, and the preheating control is performed by controlling the drive frequency of the transistors Q1 to Q4. Also, the operation during the normal lighting period is the same as that in the above-described embodiment, and the driving frequency of the transistors Q1 to Q4 is set to a frequency lower than the driving frequency at the time of starting and preheating.
  • the bridge circuit repeats the polarity inversion operation to continuously charge the capacitor in the initial booster circuit, and the terminal voltage of this capacitor exceeds the discharge gap voltage. Therefore, an extremely high voltage can be applied to the lamp 12. Thereby, the lighting of the lamp 12 is further ensured.
  • the high-pressure discharge lamp can be lit from start to normal lighting with a relatively simple circuit, and the start-up circuit is simple, which is advantageous for downsizing and low cost. It is.
  • FIG. 28 is a circuit diagram showing a first modification of the embodiment of FIG.
  • a first-stage booster circuit 1141 is used as the first-stage booster circuit instead of the first-stage booster circuit 114.
  • the first stage booster circuit 1141 is obtained by replacing the positions of the capacitor C21 and the discharge gap 15 as compared with the first stage booster circuit 114. That is, the first stage booster circuit 1141 is different from the first stage booster circuit 114 in the charge / discharge path of the capacitor C21.
  • the first-stage booster circuit 114 in FIG. 26 was charged through the path of the coiler L22, the diode D1, and the capacitor C21, and discharged along the path from the capacitor C21 to the discharge gap 15 and the connection point z.
  • charging is performed along the path from the coinole L22, the diode Dl, the capacitor C21 and the connection point z, and discharging is performed through the path from the discharge gap 15 to the capacitor C21. .
  • FIG. 29 is a circuit diagram showing a second modification.
  • the same components as those in FIG. 29 are identical to FIG. 29.
  • the second modification differs from the first-stage booster circuit 114 of FIG. 26 in that the first-stage booster circuit 1142 to which the boosting capacitor C22 and the diode D2 are added is employed.
  • One end of the coil L22 is connected to the anode of the diode D1 through the capacitor C22, and the other end of the coil L22 is connected to the anode of the diode D1 through the diode D2. That is, the voltage doubler circuit is configured by the capacitor C22 and the diode D2.
  • the capacitor C22 is charged from the coil L22 via the diode D2.
  • the voltage generated in the coil L22 is also applied to the capacitor C22, and a double voltage of the voltage generated in the coil L22 is supplied to the connection point between the capacitor C22 and the diode D1.
  • the terminal voltage of the capacitor C21 reaches the discharge gap voltage in a relatively short time.
  • FIG. 30 is a circuit diagram showing a third modification. This modified example is the first stage booster circuit. Instead of the booster circuit 1142, a first stage booster circuit 1143 is employed.
  • the first stage booster circuit 1143 is obtained by switching the positions of the capacitor C21 and the discharge gap 15 as compared with the first stage booster circuit 1142.
  • the first stage booster circuit 1143 is a capacitor
  • the charge / discharge path of C21 is only different from the first stage booster circuit 1142.
  • the bridge type circuit is used as the DC / AC conversion circuit.
  • a half bridge type DC / AC conversion circuit can be used.

Landscapes

  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)

Description

明 細 書
放電灯点灯装置
技術分野
[0001] 本発明は、放電灯点灯装置に関する。
背景技術
[0002] 従来、メタルハライドランプ等の HID (High Intensity Discharge)ランプは、高効率で 高輝度であることから、道路照明等の屋外照明用等として、また、 DLP (デジタル'ラ イト'プロセッシング)や液晶プロジェクタ等の投射装置の光源としても利用されるよう になってきた。
[0003] このような HIDランプを点灯させる従来の放電灯点灯装置においては、例えば、特 表 2005— 507553号公報（以下、文献 1という）に開示された始動器を採用するもの 力 sある。
[0004] 文献 1の装置は、ランプにアーク放電が継続して起こるような比較的小さい振幅で 比較的低い周波数の方形波供給電圧を、ランプに供給すると共に、始動時において 、コイル及びキャパシタが電気的に共振する比較的高い周波数の供給電圧をランプ に供給するものである。文献 1の装置では、始動時の比較的高い電圧をランプに供 給可能であると共に、ランプの通常点灯を維持する電圧をランプに供給可能である。
[0005] ところで、一般的な直列共振回路のコンデンサ両端電圧を高くするためには、大き なインダクタンス、小さな静電容量、小さな寄生抵抗の条件が必要となる。文献 1の装 置では更に高周波でのブリッジ駆動の条件も課せられ、始動時の電圧として十分な 電圧を得ることができない。このため、文献 1の装置では、再点灯に長時間を要する ことがあるか又は始動のためのより高い電圧を発生する回路を別途用意する必要が ある。
[0006] また、高い電圧を発生させるためには、昇圧回路に用いられるトランスの 2次側コィ ルの卷数を増やさなければならない。また、発生する高い電圧に対する電気絶縁性 を確保するためには、トランスの 2次側コイルの卷き始めの端部と卷き終わり端部との 空間距離及び沿面距離を確保せねばならず、 2次側コイルは 1方向に単層で卷回さ れて構成される必要がある。したがって、トランスが大型化してしまう。
[0007] 本発明の目的は、小型かつ簡単な回路でランプ始動時の比較的高い電圧を発生 することができ、更に、予熱制御を行うことができる放電灯点灯装置を提供することで ある。
発明の開示
課題を解決するための手段
[0008] 本発明の一態様の放電灯点灯装置は、 1次側コイルとコンデンサとが直列接続され て構成された第 1の直列回路部と、前記 1次側コイルよりも多い卷数で棒状の磁芯の 側面部上に前記磁芯の軸方向に沿って卷回される卷線であって、前記磁芯の軸方 向に平行な方向の断面寸法が前記磁芯の径方向の断面寸法以下である卷線からな り、前記 1次側コイルと共にトランスを構成する 2次側コイルと、放電灯とが直列接続さ れて構成された第 2の直列回路部と、 4つのトランジスタを有し、電源部からの直流電 圧を交流電圧に変換して、並列接続された前記第 1及び第 2の直列回路部の両端に 交流電圧を供給するブリッジ型の直流交流変換回路と、を具備する。
[0009] また、本発明の一態様の放電灯点灯装置は、直列接続された第 1の 1次側コイル、 第 2の 1次側コイル及び第 1のコンデンサを含む第 1の回路部と、前記第 1の 1次側コ ィルと共にトランスを構成し前記第 1の 1次側コイルよりも多い卷数を有する第 1の 2次 側コイルと、放電灯とが直列接続されて構成された第 2の回路部と、電源部からの直 流電圧を交流電圧に変換して、並列接続された前記第 1の回路部及び第 2の回路部 の両端に交流電圧を供給する直流交流変換回路と、前記第 1の回路部に構成され、 前記第 2の 1次側コイルと共にトランスを構成し前記第 2の 1次側コイルよりも多い卷数 を有する第 2の 2次側コイルと、前記第 1の回路部に構成され、前記第 2の 2次側コィ ルに発生する電圧が充電路を介して印加される第 2のコンデンサと、前記第 1の回路 部に構成され、前記第 2のコンデンサの端子電圧が放電ギャップ電圧に到達すること によって導通して、前記第 2のコンデンサの端子電圧を放電路を介して前記第 1の 1 次側コイルに供給する放電ギャップと、を具備する。
[0010] また、本発明の一態様の放電灯点灯装置は、極性反転に伴い所望の電圧を生成 し、該電圧を 1次側コイルに供給する第 1の回路部と、前記 1次側コイルと共にトラン スを構成し前記 1次側コイルよりも多い卷数を有する 2次側コイルと放電灯とが直列接 続されて構成され、前記第 1の回路部に並列接続される第 2の回路部と、電源部から の直流電圧を交流電圧に変換して、並列接続された前記第 1の回路部及び第 2の回 路部の両端に交流電圧を供給する直流交流変換回路と、前記直流交流変換回路を 制御して、前記第 1の回路部への交流電圧の供給を連続的に行う制御部とを具備す る。
図面の簡単な説明
[図 1]本発明の第 1の実施の形態に係る放電灯点灯装置を示す回路図である。
[図 2]第 1の実施の形態に係るトランス Tを磁芯の軸方向から見た図である。
[図 3]図 2の III III断面図である。
[図 4]フェライトコアの変形例を示す図である。
[図 5]実施の形態の動作を説明するためのフローチャートである。
[図 6]横軸に時間をとり縦軸に電圧をとつて、始動時におけるランプ 12の両端電圧（ 無負荷始動電圧）を示す波形図である。
[図 7]図 6の時間軸を 10倍に拡大して示す波形図である。
[図 8A]横軸に時間をとり縦軸に電流をとつて、予熱時のランプ電流の変化を示す波 形図である。
[図 8B]横軸に時間をとり縦軸に電流をとつて、予熱時のランプ電流の変化を示す波 形図である。
[図 9A]図 8の時間軸を拡大して示す波形図である。
[図 9B]図 8の時間軸を拡大して示す波形図である。
[図 10]第 1の実施の形態の変形例を示す回路図である。
[図 11]本発明の第 2の実施の形態を示す回路図である。
[図 12]第 2の実施の形態のコイルを示す断面図である。
[図 13]第 2の実施の形態の変形例を示す回路図である。
[図 14]本発明の第 3の実施の形態を示す回路図である。
[図 15]第 3の実施の形態のコイルを示す断面図である。
[図 16]第 3の実施の形態の変形例を示す回路図である。 [図 17]本発明の第 4の実施の形態に係る放電灯点灯装置を示す回路図。
[図 18]図 17中の初段昇圧回路 14の具体例の 1つを示す回路図。
[図 19]横軸に時間をとり縦軸に電圧をとつて、始動時におけるランプ 12の両端電圧（ 無負荷始動電圧）を示す波形図。
[図 20]図 19の高電圧始動期間におけるランプ 12の電圧波形（高電圧始動波形）を 示す波形図。
[図 21]図 19の低電圧始動期間におけるランプ 12の電圧波形 (低電圧始動波形）を 示す波形図。
[図 22]第 4の実施の形態の変形例を示す回路図。
[図 23]本発明の第 5の実施の形態を示す回路図。
[図 24]第 5の実施の形態の変形例を示す回路図。
[図 25]本発明の第 6の実施の形態に係る放電灯点灯装置を示す回路図。
[図 26]図 25中の初段昇圧回路 140の具体例の 1つを示す回路図。
[図 27]横軸に時間をとり縦軸に電圧をとつて、始動時におけるランプ 12の両端電圧 を示す波形図。
[図 28]図 25の実施の形態の第 1変形例を示す回路図。
[図 29]図 25の実施の形態の第 2変形例を示す回路図。
[図 30]図 25の実施の形態の第 3変形例を示す回路図。
発明を実施するための最良の形態
[0012] 以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。図 1は本発 明の第 1の実施の形態に係る放電灯点灯装置を示す回路図である。
[0013] 電源部 11は直流電圧を発生する。電源部 11は定電力を発生するものである。実 際の回路では、例えば、定電力制御チヨツバ回路の出力平滑コンデンサ等によって、 電源部 11を構成することができる。
[0014] 電源部 11の正極性出力端は電源ラインを介してトランジスタ Ql , Q3の各ドレイン に接続される。また、電源部 11の負極性出力端は基準電位ラインを介してトランジス タ Q2, Q4の各ソースに接続される。トランジスタ Q1のソースとトランジスタ Q2のドレイ ンとは相互に接続される。また、トランジスタ Q3のソースとトランジスタ Q4のドレインと は相互に接続される。
[0015] これらのトランジスタ Q1〜Q4は、電源部 11からの直流電圧を交流電圧に変換する ブリッジ型の直流交流変換回路を構成する。
[0016] トランジスタ Q1のソースとトランジスタ Q2のドレインとの接続点（以下、第 1の接続点 という）は、コイル L1及びコンデンサ Cの第 1の直列回路を介して、トランジスタ Q3の ソースとトランジスタ Q4のドレインとの接続点（以下、第 2の接続点という）に接続され る。また、第 1の接続点と第 2の接続点との間には、コイル L2及びランプ 12との第 2の 直列回路が接続される。ランプ 12としては HIDランプが採用される。
[0017] コンデンサ Cは振動波形形成及び電流制限のために設けられる。また、コイル L1, L2によってトランス Tが構成される。なお、コイル L1をトランス Tの 1次側とし、コイル L 2をトランス Tの 2次側とする。本実施の形態においては、コイル L2の卷数はコイル L1 の卷数の n倍 (nは正数）に設定される。卷数比 nとしては例えば数倍から数百倍の値 が設定される。
[0018] 制御部 13は、トランジスタ Q1〜Q4を駆動するための制御信号を発生する。制御部 13は、トランジスタ Ql, Q4をオンにすると共に、トランジスタ Q2, Q3をオフにする。 また、制御部 13は、トランジスタ Ql , Q4をオフにすると共に、トランジスタ Q2, Q3を オンにする。制御部 13は、トランジスタ Q1〜Q4のオン'オフの切換周波数 (駆動周 波数）を、ランプ 12の点灯時の各フェーズに応じて変化させるようになつている。
[0019] 即ち、本実施の形態においては、制御部 13は、始動時及び予熱時において、トラ ンジスタ Q1〜Q4を比較的高い周波数で駆動し、通常点灯時において、トランジスタ Q1〜Q4を比較的低い周波数で駆動するようになっている。
[0020] ここで、本実施の形態に係るトランス Tの構成を、図 2及び図 3を参照して説明する。
図 2は、本発明の第 1の実施の形態に係るトランス Tを磁芯の軸方向から見た図であ る。図 3は、図 2の m_m断面図である。
[0021] 図 2に示すように、本実施の形態のトランス Tは、磁性体からなる棒状の磁芯である フェライトコア 33の側面部上に、絶縁被覆された導電線、いわゆるマグネットワイヤで ある 2次側卷線 32及び 1次側卷線 31がそれぞれ単層で卷回されて構成されている。 2次側卷線 32及び 1次側卷線 31は、それぞれ 2次側コイルであるコイル L2及び 1次 側コイルであるコイル LIを構成するものである。
[0022] 2次側卷線 32は、図 3に示すように、圧延もしくは引抜き等により断面形状が略長 方形状な扁平な形状に形成された銅製の線材である。言い換えれば、 2次側卷線 3 2は、側面部に平行な二面を有して構成される。本実施の形態の 2次側卷線 32のよう な断面形状を有する線材は、一般的に平角線と称される。なお、以下において 2次 側卷線 32の導体部の断面形状の長手方向寸法を幅 W、短手方向寸法を厚さ tと称 する。
[0023] 2次側卷線 32は、断面形状の長手方向がフェライトコア 31の径方向に沿うように、 フェライトコア 31の側面上に単層で卷回されている。本実施形態の平角線の卷回方 法は、一般に、エッジワイズ又は幅方向巻きと称されるものである。このように、単層で 1方向に 2次側卷線 32を卷回することにより、コイル L2の両端部 E1と E2との間の空 間距離及び沿面距離を確保することができ、トランス Tにより発生される電圧に対して 十分な電気絶縁性を確保することができる。なお、本実施の形態では、例えば、 2次 側卷線 32の卷数は 200ターンであり、導体部の断面の寸法は、幅 Wが 3. 8mm、厚 さ tが 0. 1mmである。また、コイル L2のフェライトコア 33の軸方向の寸法 A2、即ちコ ィル L2の両端部 E1と E2との間の距離は、 27mmである。
[0024] エッジワイズに卷回された平角線である 2次側卷線からなるコイル L2の外周部には 、コイル L1を構成する 1次側卷線 31が、フェライトコア 33の軸方向に単層で卷回され ている。 1次側卷線 31は、導体部の断面形状が円形状をなす線材である。本実施の 形態では、例えば、 1次卷線 31の卷数は 7ターンであり、導体部の直径は 0. 4mmで ある。また、 2次卷線 32と 1次卷線 31との間には、電気絶縁性を有する材料からなる 絶縁材 34が介装されてレ、る。
[0025] なお、フェライトコア 33は、図 2及び図 3では、円形状の断面を有する中実の円柱部 材として図示されているが、フェライトコア 33の形状は、断面が四辺形状や楕円形状 等であってもよぐまた中空な筒状部材であってもよい。例えば図 4に示すように、フエ ライトコア 33aの断面形状を楕円形状とすれば、トランス Tを低背化することが可能と なる。
[0026] 上述の本実施の形態のトランス Tによれば、 2次側卷線 32と同一の断面積を有する 丸断面のマグネットワイヤを同一の卷数かつ単層でフェライトコア 33の軸方向に卷回 した場合に比して、コイル L2のフェライトコア 33の軸方向の寸法 A2を、小さくすること ができる。
[0027] 例えば、本実施の形態に係る 2次側卷線 32と同一の断面積を有する丸断面のマグ ネットワイヤの導体部の直径は 0. 7mmである。この丸断面のマグネットワイヤを、単 層で 200ターン卷回して形成されるコイルの、フェライトコアの軸方向の寸法は、 140 mm以上となってしまう。これに比して、本実施の形態では、コイル L2のフェライトコア 33の軸方向の寸法 A2は 27mmである。
[0028] 即ち、本実施形態によれば、単層で 1方向に 2次側卷線 32を卷回することにより高 い電気絶縁性を確保でき、かつ 2次側卷線の断面積を減ずることなくコイル L2のフエ ライトコア 33の軸方向の寸法 A2を小さくすることができ、トランス Tを小型化すること ができるのである。
[0029] フェライトコア 33の形状、並びに 2次側卷線 32の導体部の幅 Wと厚さ t及び両者の 比は、トランス Tを具備する本実施の形態の放電灯点灯装置の形態に応じて適宜に 選択されるものであり上記値に限られるものではない。
[0030] また、 2次側卷線 32の導体部の断面形状は、長方形状に限らず、楕円形状や長円 形状、またこれらに類する扁平な形状であれば同等の効果が得られることは言うまで もなレ、。また、 2次側卷線 32の導体部の断面形状が正方形状の場合、内側となる面 力 Sフェライトコア 33の側面部と平行となるように卷回される構成であれば、上述の構 成と同様にコイル L2のフェライトコア 33の軸方向の寸法 A2を小さくすることができ、 同様の効果を得ることができる。
[0031] 次に、このように構成された実施の形態の動作について図 5乃至図 9Bを参照して 説明する。図 5は実施の形態の動作を説明するためのフローチャートである。
[0032] <始動時>
電源部 11は電源ラインに正極性出力を供給し、基準電位ラインに負極性出力を供 給する。電源ラインと基準電位ラインとの間に印加された直流電圧は、ブリッジ型の 直流交流変換回路を構成するトランジスタ Q1〜Q4に供給される。
[0033] ランプ 12の点灯開始時には、図 5のステップ S1からステップ S2に処理を移行して、 制御部 13はトランジスタ Q1〜Q4の駆動周波数として第 1の高い周波数を設定する 。制御部 13は第 1の高い周波数の制御信号をトランジスタ Q1〜Q4に与えて、オン， オフさせる（ステップ S3)。
[0034] 即ち、ブリッジ回路を構成するトランジスタ Ql , Q4が同時にオン，オフ制御され、ト ランジスタ Q2， Q3も同時にオン，オフ制御される。トランジスタ Ql， Q4がオンのとき は、トランジスタ Q2， Q3はオフであり、トランジスタ Ql , Q4がオフのときは、トランジス タ Q2, Q3はオンである。なお、短絡防止のために、短時間だけ、トランジスタ Q1〜Q 4が全てオフの状態が設定される。
[0035] トランジスタ Ql , Q4がオンの場合には、電源部 11の正極性出力端から、トランジス タ Ql、コイル Ll、コンデンサ C及びトランジスタ Q4を介して負極性出力端に電流が 流れる。逆に、トランジスタ Q2， Q3がオンの場合には、電源部 11の正極性出力端か ら、トランジスタ Q3、コンデンサ C、コイル L1及びトランジスタ Q2を介して負極性出力 端に電流が流れる。
[0036] トランジスタ Ql , Q4がオンの場合には、コイル L1を介してコンデンサ Cが充電され 、コンデンサ Cの端子電圧が略電源部 11の電圧 Vinまで上昇する。次に、コイル L1 に生じた逆起電力によって、コンデンサ Cの端子電圧は、コイル L1に生じた電圧 VL が加算されて、 Vin+VLまで上昇する。次に、コイル L1とコンデンサ Cとの間におい て自由振動が発生し、コンデンサ Cの端子電圧は極性を変えながら、所定値に収束 する。トランジスタ Q2, Q3がオンの場合にも、トランジスタ Ql , Q4がオンの場合と同 様の動作が行われる。
[0037] 本実施の形態においては、コイル L1に生じた電圧によってコイル L2には卷数比に 応じた高い電圧が発生する。コイル L2に発生する電圧は、コイル L1及びコンデンサ Cに発生する電圧と略同様の波形であり、振幅は卷数比に応じて十分に大きな値と なる。コイル L2に発生する電圧がランプ 12に印加される。
[0038] 図 6は横軸に時間をとり縦軸に電圧をとつて、始動時におけるランプ 12の両端電圧
(無負荷始動電圧）を示す波形図である。また、図 7は図 6の時間軸を 10倍に拡大し て示す波形図である。図 6において、期間 T1はトランジスタ Ql， Q4がオンの期間で あり、期間 T2はトランジスタ Q2， Q3がオンの期間である。 [0039] 図 6に示すように、ランプ 12の両端には、トランジスタ Ql, Q4のオンの各開始時及 びトランジスタ Q2, Q3のオンの各開始時において、極めて高い電圧が発生している 。図 6の例は、 Vinを 220Vとし、 L1が 2· 1 μ Ηで 7ターン、 L2が 1 · 3mHで 200ター ン、 Cが 0. 01 z Fの場合にぉレ、て、トランジスタ Q1〜Q4の駆動周波数を 17kHzに 設定した場合の特性を示している。図 6の例では、ランプ 12の両端電圧の最大値は 約 6640Vであり、最小値は約— 4800Vである。この高い電圧が、フルブリッジ駆動 の極性反転時毎にランプ 12に印加される。なお、始動時における駆動周波数として は、数百 Hz〜数百 kHzを用いることができる。
[0040] このように、トランジスタ Ql , Q4とトランジスタ Q2， Q3とのオンオフを第 1の高い周 波数で駆動することにより、ランプ 12へ高い電圧の振動電圧を印加することができる
[0041] また、図 7に示すように、ランプ 12に印加される電圧波形は、比較的歪が少ない減 衰振動波形となっていることが分かる。
[0042] このように、始動時においては、フルブリッジの極性反転時にコイル L1とコンデンサ Cとで自由振動が発生する。そして、この自由振動時に、コイル L1に印加される電圧 力 Sコイル L1とコイル L2の卷数比に応じてコイル L2に誘導される。なお、上述したよう に、第 1の直列回路の自由振動は次の極性反転までに収束し、電流は略ゼロとなる
[0043] <予熱時>
コイル L2に発生した大きな電圧がランプ 12に印加されると、ランプ 12は絶縁破壊 を起こす。始動期間の制御によってランプ 12が絶縁破壊を起こすと、次に、予熱期 間に移行する (ステップ S4)。予熱期間は、放電開始直後の不安定な放電状態から 安定した放電状態に移行させるための期間である。
[0044] 絶縁破壊がきっかけとなり、ランプ 12はグロ一放電に移行し、更にアーク放電に移 行して通常点灯状態となる。本実施の形態においては、始動期間、予熱期間及び通 常点灯期間の全期間に、電源部 11からのエネルギーによって、ランプ 12を点灯させ る。
[0045] 予熱時には、ランプ 12により多くのランプ電流を流した方力 短時間に安定した放 電状態が得られる。し力 ながら、ランプ電流が大きい場合には、ランプ 12の電極等 にダメージが発生してしまう。このため、予熱時においては、ランプ電流を制御可能 であることが望ましい。本実施の形態においては、トランジスタ Q1〜Q4の駆動周波 数を制御することで、予熱制御を行ってレ、る。
[0046] 図 8A及び図 8Bは横軸に時間をとり縦軸に電流をとつて、予熱時のランプ電流の変 化を示す波形図である。図 8Aは図 6の例と同様の条件において、予熱時のトランジ スタ Q1〜Q4の駆動周波数 (予熱周波数）を 10kHzに設定した場合の特性を示し、 図 8Bは 12kHzに設定した場合の特性を示している。図 8A,図 8Bの例は、トランジス タ Q1〜Q4の駆動周波数を、始動時と予熱時とにおいて同一に設定した例である。 なお、予熱時のランプ電流の特性は、ランプ内部の環境温度等の影響を受けるもの であり、図 8A及び図 8Bは特定の条件の元での例である。
[0047] 図 8A,図 8Bのいずれの例の場合にも、また、図示しなレ、 8kHz〜 15kHzまでのい ずれの例の場合にも、予熱開始直後において、ランプ電流は交流にならず脈流とな る。なお、この極性はランプ 12の端子を逆に接続すると反転する。また、予熱開始直 後の脈流は、時間の経過と共に交流に変化する。また、予熱周波数が 8kHzから 15 kHzに高くなるほど予熱時のランプ電流値が減少する。また、予熱周波数を 8kHzか ら 15kHzに高くするほど脈流から交流に変化するまでの時間が長くなる。即ち、予熱 電流を小さくすると交流に変化するまでの時間が長くなる。
[0048] 以上から、放電開始 (予熱開始)直後においては不安定な放電が時間と共に安定 して、交流に変化するものと考えられる。予熱期間においては、流れるランプ電流が 大きいほど、内部ガス又は電極の温度上昇が早ぐ安定した放電状態に短時間で移 行する。このランプ電流は、予熱周波数を変化させることで、制御可能である。
[0049] 図 9A及び図 9Bは図 8Bの時間軸を拡大して示す波形図である。図 9A及び図 9B は予熱周波数が 12kHzの例であり、図 9Aは図 8Bの脈流区間を示し、図 9Bは図 8B の交流区間を示す。
[0050] 図 9A及び図 9Bに示すように、ランプ電流はのこぎり波状に変化する。コイルのイン ダクタンス分によって電流が鋸歯状に変化する。電流値のピークは、トランジスタ Q1 〜Q4の駆動周波数によって決定される。図 9Aの脈流区間では、ランプ電流は若干 飽和状態となっているのに対し、図 9Bに示すように、交流区間においては、歪が少 ない鋸歯状波形のランプ電流が得られている。脈流区間より交流区間の方が同一方 向への電流ピーク値が小さくなるので、飽和しにくくなる。
[0051] 図 8A，図 8Bの例では、予熱周波数として 10kHzよりも若干高い周波数を採用する と、予熱電流のピーク値も低ぐ予熱時間も比較的長いと考えられる。このように、予 熱周波数を適宜制御することで、ランプ電極等にダメージを与えることなぐ予熱が可 能である。
[0052] ぐ通常点灯期間 >
次に、予熱を終了させて通常点灯期間に移行する。この場合には、制御部 13は、 ステップ S6からステップ S7に処理を移行して、トランジスタ Q1〜Q4の駆動周波数と して、始動時及び予熱時の駆動周波数よりも低い周波数に設定する。図 8A，図 8B の例では、通常点灯期間において、駆動周波数を 100Hzにした例を示している。
[0053] 通常点灯時には、トランジスタ Q1〜Q4による直流交流変換回路が発生する矩形 波電圧に基づいて、主にコイル L2及びランプ 12を介して電流が流れる。なお、駆動 周波数が低くなつても、コイル L1側にはコンデンサ Cが直列接続されるため、電流が 流れ続けることはない。また、通常点灯時には、電源部 11の電圧 Vinも低い電圧値 になるので、極性反転時のコイル L1の電流は大幅に低下する。通常点灯期間には ランプ 12は安定したアーク放電に移行しており、安定したランプ電流が得られている
[0054] このように本実施の形態においては、 自由振動する 1次側コイル及びコンデンサに よる第 1の直列回路と、 2次側コイル及びランプの第 2の直列回路とを並列接続し、第 1及び第 2の直列回路の両端に、 4つのトランジスタを用いたブリッジ型の直流交流変 換回路によって矩形波電圧を供給している。 1次側コイルと 2次側コイルとの卷数比 に応じて 2次側コイルに大電圧を発生させることができ、更に、始動期間が終了して 予熱期間になると、トランジスタの駆動周波数を制御することで、ランプ電極等にダメ ージを与えることなぐ安定放電状態に移行させることができる。例えば、従来の高圧 パルス始動方式では電源から制御不能なランプラッシュ電流が流れた力 本実施の 形態ではこのランプラッシュ電流を十分に抑制しながら、予熱を行うことができる。こ れにより、ランプの長寿命化を図ることができる。
[0055] このように、本実施の形態では、小型なトランスを具備した比較的簡単な構成の回 路によって、始動から通常点灯まで高圧放電灯を点灯させることができ、始動回路が 一段ですむため、小型化及び低コスト化に有利である。
[0056] なお、制御部 13は、始動期間、予熱期間及び通常点灯期間の切換えを、例えば、 駆動開始からの時間によって制御するようにしてもよい。
[0057] 図 10は第 1の実施の形態の変形例を示す回路図である。図 10において図 1と同一 の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
[0058] 図 10の例は、図 1においてコイル L1の一端側に配置されたコンデンサ Cを、コイル
L1の他端側に配置したものである。この場合でも、コンデンサ C及びコイル L1による 第 1の直列回路は、図 1のコンデンサ C及びコイル L1と同様の動作を呈する。
[0059] 他の構成及び作用は、図 1の実施の形態と同様である。
[0060] 図 11は本発明の第 2の実施の形態を示す回路図である。図 12は、コイルの構成を 説明する断面図である。図 11及び 12において図 1と同一の構成要素には同一符号 を付して説明を省略する。
[0061] 本実施の形態は、図 1においてトランス Tを構成するコイル LI, L2のうち 2次側のコ ィノレ L2を、コィノレ： L21 ,： L22に分害 'Jし、コイル L21,： L22の両端をランプ 12に接続し た点が第 1の実施の形態と異なる。コイル L21 , L22は、第 1の実施の形態と同様に、 それぞれ平角線をエッジワイズに卷回してなるコイルである。図 12に示すように、コィ ノレ L21, L22は、同一のフェライトコア 33の両端側において、それぞれ平角線をエツ ジワイズに卷回することで構成されている。コイル L1は、コイル L21, L22の間であつ て、フェライトコア 33の周囲に丸断面のマグネットワイヤを卷回して構成される。
[0062] 本実施の形態においては、コィノレ L1の卷数とコィノレ L21， L22の卷数の和との比 を適宜設定することにより、各コイル L21 , L22の端子電圧を十分高い電圧に設定す ること力 Sできる。これにより、本実施の形態においても、第 1の実施の形態と同様に、ラ ンプ 12の始動に必要な十分に高い電圧を得ることができる。
[0063] なお、本実施の形態においては、ランプ 12の始動に必要な電圧をコイル L21， L2 2で分けて夫々異極の電圧を発生させればよぐ 1つのコイルに発生する電圧は半分 ですむ。即ち、各コイルの対地電圧を低減させることができ、周辺素子への悪影響を 一層低減させることができる。
[0064] 図 13は第 2の実施の形態の変形例を示す回路図である。図 13において図 11と同 一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
[0065] 図 13の例は、図 11においてコイル L1の一端側に配置されたコンデンサ Cを、コィ ル L1の他端側に配置したものである。この場合でも、コンデンサ C及びコイル L1によ る第 1の直列回路は、図 11のコンデンサ C及びコイル L1と同様の動作を呈する。
[0066] 他の構成及び作用は、図 11の実施の形態と同様である。
[0067] 図 14及び図 15は本発明の第 3の実施の形態を示す回路図である。図 14及び図 1 5において図 1と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
[0068] 本実施の形態は、トランス Tに代えてコイル L3を採用した点が第 1の実施の形態と 異なる。コンデンサ Cは一端が第 2の直列回路の第 2の接続点に接続され、他端はコ ィル L3の中点に接続される。コイル L3は、図 15に示すように、第 1の実施の形態に 係るコイル L2と同様に、平角線をエッジワイズに卷回してなるコイルである。
[0069] コイル L3の中点力 ランプ 12側のコイル部分 L32の卷数 n2と、コイル L3の中点か ら第 1の接続点側のコイル部分 L31の卷数 nlとの卷数比 n2/nlは、 1よりも大きくな るように設定される。
[0070] 第 1の接続点と第 2の接続点との間には、コイル L3のコイル部分 L31とコンデンサ C とが直列接続されて第 1の直列回路が構成されている。したがって、始動時において 、コンデンサ Cの両端電圧は、第 1の実施の形態のコンデンサ Cと同様に変化する。 また、コイル部分 L32には卷数比に応じた電圧が誘起するので、ランプ 12の両端に は、図 6と同様の電圧が印加される。
[0071] 他の作用は第 1の実施の形態と同様である。
[0072] このように、本実施の形態においても、第 1の実施の形態と同様の効果を得ることが できる。
[0073] 図 16は第 3の実施の形態の変形例を示す回路図である。図 16において図 14と同 一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
[0074] 図 16の例は、図 14の第 1の接続点側にランプ 12及びコンデンサ Cを配置し、第 2 の接続点側にコイル L3を配置したものである。
[0075] 他の構成及び作用は、図 14の実施の形態と同様である。
[0076] 図 17は本発明の第 4の実施の形態に係る放電灯点灯装置を示す回路図である。
図 17において図 1と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。本実 施の形態は初段昇圧回路を採用することで、始動時に上記各実施の形態よりも更に 高い十分な電圧を得るものである。
[0077] トランジスタ Q1のソースとトランジスタ Q2の第 1の接続点は、コィノレ Ll、初段昇圧回 路 14及びコンデンサ Cを含む第 1の回路部を介して、トランジスタ Q3のソースとトラン ジスタ Q4のドレインとの第 2の接続点に接続される。初段昇圧回路 14はコイル L1及 び第 1の接続点に接続される。また、第 1の接続点と第 2の接続点との間には、コイル L2及びランプ 12との第 2の回路部が接続される。ランプ 12としては HIDランプが採 用される。
[0078] なお、説明の便宜上、以下、コイル L1と初段昇圧回路 14との接続点を x、初段昇 圧回路 14とコンデンサ Cとの接続点を y、第 1の接続点と初段昇圧回路 14との接続 点を zとする。
[0079] コンデンサ Cは振動波形形成及び電流制限のために設けられる。また、コイル L1, L2によってトランス Tが構成される。なお、コイル L1をトランス Tの 1次側とし、コイル L 2をトランス Tの 2次側とする。本実施の形態においては、コイル L2の卷数はコイル L1 の卷数の n倍 (nは正数）に設定される。卷数比 nとしては例えば数倍から数百倍の値 が設定される。
[0080] 図 18は図 17中の初段昇圧回路 14の具体例の 1つを示す回路図である。
[0081] 接続点 X, y相互間にはコイル L21が接続される。接続点 zと接続点 xとの間には、 放電ギャップ 15及びコンデンサ C21が直列に接続される。コンデンサ C21にはコィ ル L22及びダイオード D1の回路が並列接続されている。コィノレ L21， L22によってト ランスが構成される。
[0082] 制御部 13は、トランジスタ Q1〜Q4を駆動するための制御信号を発生する。制御部 13は、トランジスタ Ql， Q4をオンにすると共に、トランジスタ Q2, Q3をオフにする。 また、制御部 13は、トランジスタ Ql , Q4をオフにすると共に、トランジスタ Q2， Q3を オンにする。制御部 13は、トランジスタ Q1〜Q4のオン'オフの切換周波数 (駆動周 波数）を、ランプ 12の点灯時の各フェーズに応じて変化させるようになつている。
[0083] 即ち、本実施の形態においては、制御部 13は、始動時及び予熱時において、トラ ンジスタ Q1〜Q4を比較的高い周波数で駆動し、通常点灯時において、トランジスタ
Q1〜Q4を比較的低い周波数で駆動するようになっている。
[0084] 次に、このように構成された実施の形態の動作について図 5、図 19乃至図 21を参 照して説明する。本実施の形態においても、上記実施の形態と同様に、図 5のフロー に従って動作する。
[0085] <始動時>
電源部 11は電源ラインに正極性出力を供給し、基準電位ラインに負極性出力を供 給する。電源ラインと基準電位ラインとの間に印加された直流電圧は、ブリッジ型の 直流交流変換回路を構成するトランジスタ Q1〜Q4に供給される。
[0086] ランプ 12の点灯開始時には、図 5のステップ S1からステップ S2に処理を移行して、 制御部 13はトランジスタ Q1〜Q4の駆動周波数として第 1の高い周波数を設定する 。制御部 13は第 1の高い周波数の制御信号をトランジスタ Q1〜Q4に与えて、オン， オフさせる（ステップ S3)。
[0087] 即ち、ブリッジ回路を構成するトランジスタ Ql , Q4が同時にオン，オフ制御され、ト ランジスタ Q2, Q3も同時にオン，オフ制御される。トランジスタ Ql, Q4がオンのとき は、トランジスタ Q2, Q3はオフであり、トランジスタ Ql , Q4がオフのときは、トランジス タ Q2, Q3はオンである。なお、短絡防止のために、短時間だけ、トランジスタ Q1〜Q 4が全てオフの状態が設定される。
[0088] トランジスタ Ql , Q4がオンの場合には、電源部 11の正極性出力端から、トランジス タ Ql、コィノレ Ll、初段昇圧回路 14の接続点 x， y間（コイル L21)、コンデンサ C及び トランジスタ Q4を介して負極性出力端に電流が流れる。逆に、トランジスタ Q2， Q3が オンの場合には、電源部 11の正極性出力端から、トランジスタ Q3、コンデンサ C、初 段昇圧回路 14の接続点 y， X間（コイル L21)、コイル L1及びトランジスタ Q2を介して 負極性出力端に電流が流れる。
[0089] トランジスタ Ql , Q4がオンの場合には、コイル L1及びコイル L21を介してコンデン サ Cが充電され、コンデンサ Cの端子電圧が略電源部 11の電圧 Vinまで上昇する。 次に、コイル L1及び L21に生じた逆起電力によって、コンデンサ Cの端子電圧は、コ ィル LI, L21に生じた電圧 VL+VL21が加算されて、 Vin+VL+VL21まで上昇 する。次に、コイル Ll， L21とコンデンサ Cとの間において自由振動が発生し、コンデ ンサ Cの端子電圧は極性を変えながら、所定値に収束する。トランジスタ Q2, Q3が オンの場合にも、トランジスタ Ql , Q4がオンの場合と同様の動作が行われる。
[0090] 本実施の形態においては、コイル L21に生じた電圧によってコイル L22に卷数比 に応じた電圧を発生させることができる。
[0091] コイル L22の電圧は、ダイオード D1によって整流されて、コンデンサ C21に電荷が 蓄積される。コンデンサ C21は、トランジスタ Ql， Q4とトランジスタ Q2， Q3とがオン， オフしてブリッジ回路の導通路が切換わる（以下、ブリッジ回路の極性反転動作という )毎に充電が繰り返される。これにより、コンデンサ C21の端子電圧が次第に上昇す る。コンデンサ C21の端子電圧が放電ギャップ 15のギャップ電圧（GAP電圧）まで上 昇すると、放電ギャップ 15において放電が発生し、コンデンサ C21、放電ギャップ 15 及びコイル L1のループで電流が流れ、電磁誘導によりコイル L2に十分大きなランプ 始動電圧が発生する。コイル L2に発生する電圧がランプ 12に印加される。
[0092] また、ブリッジ回路の極性反転動作毎にコイル L1にも電圧が発生するので、コイル L1とコイル L2の卷数比に応じた電圧がコイル L2に発生しランプ 12の両端に印加さ れる。
[0093] 図 19は横軸に時間をとり縦軸に電圧をとつて、始動時におけるランプ 12の両端電 圧（無負荷始動電圧）を示す波形図である。図 20は図 19の電圧軸を 5倍にし、時間 軸を 1Z50倍にして図 19の高電圧始動期間におけるランプ 12の電圧波形（高電圧 始動波形）を示す波形図である。また、図 21は図 19の電圧軸を 1/2倍にし、時間軸 を 1Z20倍にして図 19の低電圧始動期間におけるランプ 12の電圧波形 (低電圧始 動波形）を示す波形図である。低電圧始動波形は、ブリッジ回路の極性反転動作毎 に発生する。
[0094] 図 19の高電圧始動期間は、放電ギャップ 15の放電期間を含む。この期間におい ては、図 20に示すように、ランプ 12の両端には、放電ギャップ 15が放電した瞬間に、 極めて高い電圧が発生している。図 20の例では、ランプ 12の両端電圧の最大値は 約 24kVであり、最小値は約— 17. 22Vである。この極めて高い電圧が、放電ギヤッ プ 15の放電毎にランプ 12に印加される。なお、始動時における駆動周波数としては 、数百 Hz〜数百 kHzを用いることができる。
[0095] このように、トランジスタ Ql , Q4とトランジスタ Q2， Q3とのオンオフを第 1の高い周 波数で駆動することにより、初段昇圧回路 14が昇圧動作を行レ、、コンデンサ C21の 端子電圧が上昇する。この昇圧動作はブリッジ回路の極性反転動作に同期して行わ れる。一例として数回から数万回の動作でコンデンサ C21が放電ギャップ電圧に到 達して放電が行われる。
[0096] 放電ギャップ 15が放電することでコンデンサ C21電圧がコイル L1に印加され、トラ ンス Tの電磁誘導作用によりコイル L2に高電圧が発生し、ランプ 12に高電圧が印加 される。
[0097] 更に、このような高電圧発生動作とは別時刻で、ブリッジ回路の極性反転動作毎に コイル L1に印加される電圧がコイル L1とコイル L2との卷き数比に応じてコイル L2に 電磁誘導される。これにより、ランプ 12両端には低電圧が発生する。
[0098] 即ち、本実施の形態においては、ブリッジ回路の極性反転動作毎に、コイル L2に 低電圧が発生してランプ 12に印加可能であると共に、数回から数万回の極性反転 動作に同期して、コイル L2に高電圧が発生してランプ 12に印加可能である。また、コ ィル L2に発生した低電圧ではランプ 12が点灯しない場合でも、極性反転動作が繰り 返されることによってコイル L2に高電圧が発生するので、これにより、ランプ 12は確 実に点灯する。ランプ 12が点灯すると、以後コイル L2にはランプ 12を点灯させる程 の比較的大きな電圧が発生することはなレ、。
[0099] このように、始動時においては、ブリッジ回路の極性反転動作時にコイル L1及びコ ィル L21とコンデンサ Cとの自由振動動作によりコンデンサ C21に昇圧動作が発生 すると同時にトランス Tにも昇圧動作が発生する。そして、この自由振動時に、コイル L21に印加される電圧がコイル L21とコイル L22の卷数比に応じた昇圧作用によりコ ィル L22に誘導される。その電圧がダイオード D1により整流されコンデンサ C21に充 電される。なお、上述したように、コイル L1と L21と Cの自由振動は次の極性反転ま でに収束し、電流は略ゼロとなる。
[0100] そして、ランプ 12への始動電圧はブリッジ回路の極性反転動作毎に発生可能な低 電圧と放電ギャップが放電する毎に発生可能な高圧電圧の 2種類となる。これにより 、本実施の形態においては、ランプ温度が低い等ランプ始動が起こりやすい条件で は低電圧での始動が可能となり、ランプ温度が高い等ランプ始動が起こりにくい条件 では高電圧での始動が行われる。
[0101] <予熱時>
コイル L2に発生した大きな電圧がランプ 12に印加されると、ランプ 12は絶縁破壊 を起こす。始動期間の制御によってランプ 12が絶縁破壊を起こすと、次に、予熱期 間に移行する (ステップ S4)。予熱期間は、放電開始直後の不安定な放電状態から 安定した放電状態に移行させるための期間である。
[0102] 絶縁破壊がきっかけとなり、ランプ 12はグロ一放電に移行し、更にアーク放電に移 行して通常点灯状態となる。本実施の形態においては、始動期間、予熱期間及び通 常点灯期間の全期間に、電源部 11からのエネルギーによって、ランプ 12を点灯させ る。
[0103] 予熱時には、ランプ 12により多くのランプ電流を流した方力 短時間に安定した放 電状態が得られる。し力 ながら、ランプ電流が大きい場合には、ランプ 12の電極等 にダメージが発生してしまう。このため、予熱時においては、ランプ電流を制御可能 であることが望ましい。本実施の形態においては、トランジスタ Q1〜Q4の駆動周波 数を制御することで、予熱制御を行ってレ、る。
[0104] 予熱時のランプ電流の変化は、上述した図 8A及び図 8Bと同様の波形図によって 表すことができる。即ち、本実施の形態においても、予熱開始直後において、ランプ 電流は交流にならず脈流となる。なお、この極性はランプ 12の端子を逆に接続すると 反転する。また、予熱開始直後の脈流は、時間の経過と共に交流に変化する。また、 予熱周波数が 8KHzから 15KHzに高くなるほど予熱時のランプ電流値が減少する。 また、予熱周波数を 8KHzから 15KHzに高くするほど脈流から交流に変化するまで の時間が長くなる。即ち、予熱電流を小さくすると交流に変化するまでの時間が長く なる。 [0105] 以上から、本実施の形態におていも、放電開始（予熱開始）直後においては不安 定な放電が時間と共に安定して、交流に変化するものと考えられる。予熱期間にお いては、流れるランプ電流が大きいほど、内部ガス又は電極の温度上昇が早ぐ安定 した放電状態に短時間で移行する。このランプ電流は、予熱周波数を変化させること で、制御可能である。また、脈流区間では、ランプ電流は若干飽和状態となっている のに対し、交流区間においては、歪が少ない鋸歯状波形のランプ電流が得られる。 脈流区間より交流区間の方が同一方向への電流ピーク値が小さくなるので、飽和し にくくなる。
[0106] 本実施の形態においても、予熱周波数として ΙΟΚΗζよりも若干高い周波数を採用 すると、予熱電流のピーク値も低ぐ予熱時間も比較的長いと考えられる。このように 、予熱周波数を適宜制御することで、ランプ電極等にダメージを与えることなぐ予熱 が可能である。
[0107] <通常点灯期間 >
次に、予熱を終了させて通常点灯期間に移行する。この場合には、制御部 13は、 ステップ S6からステップ S7に処理を移行して、トランジスタ Q1〜Q4の駆動周波数と して、始動時及び予熱時の駆動周波数よりも低い周波数に設定する。
[0108] 通常点灯時には、トランジスタ Q1〜Q4による直流交流変換回路が発生する矩形 波電圧に基づいて、主にコイル L2及びランプ 12を介して電流が流れる。なお、駆動 周波数が低くなると、コンデンサ Cが接続される第 1の回路部には、電流が流れ続け ることはない。従って、図 20及び図 21の高電圧及び低電圧は発生しない。また、通 常点灯時には、電源部 11の電圧 Vinも低い電圧値になるので、極性反転動作時に は第 1の回路部中のコンデンサ Cの電流は大幅に低下する。通常点灯期間にはラン プ 12は安定したアーク放電に移行しており、安定したランプ電流が得られている。
[0109] このように本実施の形態においては、第 1の回路部と、第 2の回路部とを並列接続し 、第 1の回路部及び第 2の回路部の両端に、 4つのトランジスタを用いたブリッジ型の 直流交流変換回路によって矩形波電圧を供給している。初段昇圧回路の昇圧動作 及び 1次側コイルと 2次側コイルとの卷数比に応じて 2次側コイルに大電圧を発生さ せることができ、更に、始動期間が終了して予熱期間になると、トランジスタの駆動周 波数を制御することで、ランプ電極等にダメージを与えることなぐ安定放電状態に移 行させることができる。例えば、従来の高圧ノ^レス始動方式では電源から制御不能な ランプラッシュ電流が流れた力 本実施の形態ではこのランプラッシュ電流を十分に 抑制しながら、予熱を行うことができる。これにより、ランプの長寿命化を図ることがで きる。
[0110] また、本実施の形態においては、極性反転動作を繰り返すことで、高電圧をランプ
12に印加可能であるが、ランプ 12が低電圧で点灯する場合には、高電圧は発生し なレ、。このため、ノイズの発生等を抑制することができる。
[0111] このように、比較的簡単な構成の回路によって、始動から通常点灯まで高圧放電灯 を点灯させることができ、始動回路が簡単ですむため、小型化及び低コストィ匕に有利 である。
[0112] なお、制御部 13は、始動期間、予熱期間及び通常点灯期間の切換えを、例えば、 駆動開始からの時間によって制御するようにしてもよい。
[0113] 図 22は第 4の実施の形態の変形例を示す回路図である。この変形例は、初段昇圧 回路として初段昇圧回路 14に代えて初段昇圧回路 141を採用したものである。
[0114] 初段昇圧回路 141は、初段昇圧回路 14に比べて、コンデンサ C21と放電ギャップ
15との位置を入れ替えたものである。即ち、初段昇圧回路 141は、コンデンサ C21 の充放電路が初段昇圧回路 14と異なる。
[0115] 図 18の初段昇圧回路 14は、コィノレ L22、ダイオード D1及びコンデンサ C21の経 路で充電が行われ、コンデンサ C21から放電ギャップ 15、接続点 zに至る経路で放 電が行われた。これに対し、図 22の初段昇圧回路 141では、コィノレ L22、ダイオード
Dl、コンデンサ C21、コィノレ Ll、接続点 X及びコイル L22に至る経路で充電が行わ れ、コンデンサ C21から放電ギャップ 15、接続点 x、コイル Ll、接続点 zに至る経路 で放電が行われる。
[0116] 他の構成、作用及び効果は第 4の実施の形態と同様である。
[0117] 図 23は本発明の第 5の実施の形態を示す回路図である。図 23において図 18と同 一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
[0118] 本実施の形態は、昇圧用のコンデンサ C22及びダイオード D2を付加した初段昇 圧回路 142を採用した点が第 4の実施の形態と異なる。コイル L22の一端はコンデン サ C22を介してダイオード D1のアノードに接続され、コイル L22の他端はダイオード D2を介してダイオード D1のアノードに接続される。即ち、コンデンサ C22及びダイォ ード D2によって、倍電圧回路が構成される。
[0119] コンデンサ C22には、コイル L22からダイオード D2を介して充電が行われる。コン デンサ C22にはコイル L22に発生した電圧も印加される、コンデンサ C22とダイォー ド D1との接続点には、コイル L22に発生する電圧の倍電圧が供給される。これにより 、コンデンサ C21の端子電圧は、比較的短時間で放電ギャップ電圧に到達する。
[0120] このように本実施の形態においては、倍電圧回路を採用していることから、コイル L 21 , L22により構成されるトランスの性能が低ぐ十分な電圧が得られない場合でも、 コンデンサ C21を確実に放電ギャップ電圧まで充電することができる。
[0121] 図 24は第 5の実施の形態の変形例を示す回路図である。この変形例は、初段昇圧 回路として初段昇圧回路 142に代えて初段昇圧回路 143を採用したものである。
[0122] 初段昇圧回路 143は、初段昇圧回路 142に比べて、コンデンサ C21と放電ギヤッ プ 15との位置を入れ替えたものである。即ち、初段昇圧回路 143は、コンデンサ C2 1の充放電路が初段昇圧回路 142と異なるのみである。
[0123] 他の構成、作用及び効果は第 5の実施の形態と同様である。
[0124] なお、上記各実施の形態においては、直流交流変換回路として、ブリッジ型のもの を採用した例を示した力 ハーフブリッジ型の直流交流変換回路を用いることができ ることは明らかである。
[0125] 図 25は本発明の第 6の実施の形態に係る放電灯点灯装置を示す回路図である。
図 25において図 17と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
[0126] 本実施の形態は初段昇圧回路 14に代えて初段昇圧回路 114を採用した点が第 4 の実施の形態と異なる。
[0127] 図 26は図 25中の初段昇圧回路 114の具体例の 1つを示す回路図である。
[0128] 接続点 zは、第 1の接続点に直接接続されると共に、コイル L21を介して接続点 yに 接続される。接続点 yは、コンデンサ Cを介して第 2の接続点に接続される。即ち、第 1と第 2の接続点相互間に、コイル L21及びコンデンサ Cが直列接続されることになる 。接続点 zは、コイル L22、ダイオード D1及びコンデンサ C21を介して接続点 xにも 接続される。接続点 Xはコイル L1を介して第 1の接続点に接続される。ダイオード D1 とコンデンサ C21との接続点とは、放電ギャップ 15を介して接続点 zに接続される。コ ィル L21， L22によってトランスが構成される。
[0129] 本実施の形態においても、制御部 13は、始動時及び予熱時において、トランジスタ
Q1〜Q4を比較的高い周波数で駆動し、通常点灯時において、トランジスタ Q1〜Q
4を比較的低レ、周波数で駆動するようになってレ、る。
[0130] 次に、このように構成された実施の形態の動作について図 27の波形図を参照して 説明する。本実施の形態においても上述した図 5のフローチャートに従った動作が行 われる。
[0131] 即ち、始動時においては、電源部 11が電源ラインに正極性出力を供給し、基準電 位ラインに負極性出力を供給する。電源ラインと基準電位ラインとの間に印加された 直流電圧は、ブリッジ型の直流交流変換回路を構成するトランジスタ Q1〜Q4に供 給される。
[0132] ランプ 12の点灯開始時には、図 5のステップ S1からステップ S2に処理を移行して、 制御部 13はトランジスタ Q1〜Q4の駆動周波数として第 1の高い周波数を設定する 。トランジスタ Q1〜Q4はこの制御信号に従ってオン，オフする（ステップ S3)。
[0133] トランジスタ Ql , Q4がオンの場合には、電源部 11の正極性出力端から、トランジス タ Ql、初段昇圧回路 114の接続点 z, y間（コイル L21)、コンデンサ C及びトランジス タ Q4を介して負極性出力端に電流が流れる。逆に、トランジスタ Q2, Q3がオンの場 合には、電源部 11の正極性出力端から、トランジスタ Q3、コンデンサ C、初段昇圧回 路 114の接続点 y， z間（コイル L21)及びトランジスタ Q2を介して負極性出力端に電 流が流れる。
[0134] トランジスタ Ql , Q4がオンの場合には、初段昇圧回路 114内のコイル L21を介し てコンデンサ Cが充電され、コンデンサ Cの端子電圧が略電源部 11の電圧 Vinまで 上昇する。次に、コイル L21に生じた逆起電力によって、コンデンサ Cの端子電圧は 、コイル L21に生じた電圧 VL21が加算されて、 Vin + VL21まで上昇する。次に、コ ィル L21とコンデンサ Cとの間において自由振動が発生し、コンデンサ Cの端子電圧 は極性を変えながら、所定値に収束する。トランジスタ Q2, Q3がオンの場合にも、ト ランジスタ Ql , Q4がオンの場合と同様の動作が行われる。
[0135] 本実施の形態においても、コイル L21に生じた電圧によってコイル L22に卷数比に 応じた電圧を発生させることができる。
[0136] 更に、コイル L22には 1次側のコイル L21の一端が接続されており、コイル L22の端 子電圧は、コイル L21との卷数比に応じた電磁結合による電圧と、コイル L21に発生 した電圧との和の電圧が現れる。
[0137] コイル L22の電圧は、ダイオード D1によって整流されて、コンデンサ C21に電荷が 蓄積される。即ち、コンデンサ C21は、コィノレ L22、ダイオード Dl、コンデンサ C21、 コイル L1及び接続点 zを充電路として充電される。
[0138] このコンデンサ C21の充電は、トランジスタ Ql， Q4とトランジスタ Q2， Q3とがオン， オフしてブリッジ回路の極性反転動作毎に繰り返される。こうして、コンデンサ C21の 端子電圧が放電ギャップ 15のギャップ電圧（GAP電圧）まで上昇すると、放電ギヤッ プ 15において放電が発生し、コンデンサ C21、放電ギャップ 15及びコイル L1のルー プで電流が流れ、電磁誘導によりコイル L2に十分大きなランプ始動電圧が発生する 。コイル L2に発生する電圧がランプ 12に印加される。
[0139] 図 27は横軸に時間をとり縦軸に電圧をとつて始動時におけるコンデンサ C21の端 子電圧 (破線)及びランプ 12に印加される両端電圧（実線）を示す波形図である。な お、図 27において縦軸のスケールは、コンデンサ C21の端子電圧については 1目盛 500Vであり、出力パルスについては 1目盛 10KVである。また、図 27では 2回の出 力パルスによってランプ 12が点灯した後のコンデンサ C21の端子電圧も示している。 なお、図 27の時間軸を拡大することによって、図 20と同様の波形図が得られる。
[0140] ブリッジ回路の極性反転動作によってコンデンサ C21が充電されて、コンデンサ C2 1の端子電圧が放電ギャップに到達することで、コイル L2に図 27及び図 20に示す出 力パルスが現れる。即ち、放電ギャップ 15が放電した瞬間に、ランプ 12の両端には 極めて高レ、電圧が発生する。
[0141] このように、トランジスタ Ql , Q4とトランジスタ Q2， Q3とのオンオフを第 1の高い周 波数で駆動することにより、初段昇圧回路 114が昇圧動作を行い、コンデンサ C21の 端子電圧が上昇する。この昇圧動作はブリッジ回路の極性反転動作に同期して行わ れる。一例として数回から数万回の動作でコンデンサ C21が放電ギャップ電圧に到 達して放電が行われる。
[0142] 即ち、本実施の形態においては、ブリッジ回路の極性反転動作毎に、連続的にコ ンデンサ C21への充電を行う。そして、コンデンサ C21の端子電圧が放電ギャップ電 圧を超えると、コイル L2に極めて高い電圧が発生して、ランプ 12が点灯する。
[0143] 以後、予熱状態に入ると、第 1の回路部に流れる電流は小さくなつて、コンデンサ C 21の充電時間が大きくなり、充放電を繰り返す。その後、通常点灯状態に移行すると 、第 1の回路部に流れる電流は十分に小さくなつて、コイル L2にはランプ 12を点灯さ せる程の比較的大きな電圧が発生することはない。
[0144] このように、始動時においては、ブリッジ回路の極性反転動作時にコイル L21とコン デンサ Cとの自由振動動作によりコンデンサ C21に昇圧動作が発生する。そして、こ の自由振動時に、コイル L21に印加される電圧がコイル L21とコイル L22の卷数比 に応じた昇圧作用によりコイル L22に誘導される。その電圧がダイオード D1により整 流されコンデンサ C21に充電される。なお、上述したように、コイル L21と Cの自由振 動は次の極性反転までに収束し、電流は略ゼロとなる。
[0145] 本実施の形態においても、予熱制御は上述した実施の形態と同様であり、トランジ スタ Q1〜Q4の駆動周波数を制御することで、予熱制御を行っている。また、通常点 灯期間の動作も上述した実施の形態と同様であり、トランジスタ Q1〜Q4の駆動周波 数として、始動時及び予熱時の駆動周波数よりも低い周波数に設定する。
[0146] このように本実施の形態においても、上記実施の形態と同様の効果を得ることがで きる。
[0147] また、本実施の形態においては、ブリッジ回路が極性反転動作を繰り返すことで初 段昇圧回路内のコンデンサを連続的に充電し、このコンデンサの端子電圧が放電ギ ヤップ電圧を超えることで、極めて高い電圧をランプ 12に印加可能にしている。これ により、ランプ 12の点灯が一層確実になる。
[0148] このように、比較的簡単な構成の回路によって、始動から通常点灯まで高圧放電灯 を点灯させることができ、始動回路が簡単ですむため、小型化及び低コストィ匕に有利 である。
[0149] 図 28は図 25の実施の形態の第 1変形例を示す回路図である。第 1変形例は、初 段昇圧回路として初段昇圧回路 114に代えて初段昇圧回路 1141を採用したもので ある。
[0150] 初段昇圧回路 1141は、初段昇圧回路 114に比べて、コンデンサ C21と放電ギヤッ プ 15との位置を入れ替えたものである。即ち、初段昇圧回路 1141は、コンデンサ C 21の充放電路が初段昇圧回路 114と異なる。
[0151] 図 26の初段昇圧回路 114は、コィノレ L22、ダイオード D1及びコンデンサ C21の経 路で充電が行われ、コンデンサ C21から放電ギャップ 15、接続点 zに至る経路で放 電が行われた。これに対し、図 28の初段昇圧回路 1141では、コィノレ L22、ダイォー ド Dl、コンデンサ C21及び接続点 zに至る経路で充電が行われ、放電ギャップ 15か らコンデンサ C21に至る経路で放電が行われる。
[0152] 他の構成、作用及び効果は図 25の実施の形態と同様である。
[0153] 図 29は第 2変形例を示す回路図である。図 29において図 26と同一の構成要素に は同一符号を付して説明を省略する。
[0154] 第 2変形例は、昇圧用のコンデンサ C22及びダイオード D2を付加した初段昇圧回 路 1142を採用した点が図 26の初段昇圧回路 114と異なる。コイル L22の一端はコ ンデンサ C22を介してダイオード D1のアノードに接続され、コイル L22の他端はダイ オード D2を介してダイオード D1のアノードに接続される。即ち、コンデンサ C22及び ダイオード D2によって、倍電圧回路が構成される。
[0155] コンデンサ C22には、コイル L22からダイオード D2を介して充電が行われる。コン デンサ C22にはコイル L22に発生した電圧も印加され、コンデンサ C22とダイオード D1との接続点には、コイル L22に発生する電圧の倍電圧が供給される。これにより、 コンデンサ C21の端子電圧は、比較的短時間で放電ギャップ電圧に到達する。
[0156] このように第 2変形例においては、倍電圧回路を採用していることから、コィノレ L21 , L22により構成されるトランスの性能が低ぐ十分な電圧が得られない場合でも、コ ンデンサ C21を確実に放電ギャップ電圧まで充電することができる。
[0157] 図 30は第 3変形例を示す回路図である。この変形例は、初段昇圧回路として初段 昇圧回路 1142に代えて初段昇圧回路 1143を採用したものである。
[0158] 初段昇圧回路 1143は、初段昇圧回路 1142に比べて、コンデンサ C21と放電ギヤ ップ 15との位置を入れ替えたものである。即ち、初段昇圧回路 1143は、コンデンサ
C21の充放電路が初段昇圧回路 1142と異なるのみである。
[0159] 他の構成、作用及び効果は第 2変形例と同様である。
[0160] なお、上記実施の形態においては、直流交流変換回路として、ブリッジ型のものを 採用した例を示したが、ハーフブリッジ型の直流交流変換回路を用いることができる ことは明らかである。
[0161] 本出願は、 2006年 7月 20曰に曰本国に出願された特願 2006— 198591号、 200 6年 9月 26曰 ίこ曰本国 (こ出願された特願 2006— 260565号及び 2006年 9月 26曰 に日本国に出願された特願 2006— 260566号を優先権主張の基礎として出願する ものであり、上記の開示内容は、本願明細書、請求の範囲、図面に引用されたものと する。

Claims

請求の範囲
[1] 1次側コイルとコンデンサとが直列接続されて構成された第 1の直列回路部と、 前記 1次側コイルよりも多い卷数で棒状の磁芯の側面部上に前記磁芯の軸方向に 沿って卷回される卷線であって、前記磁芯の軸方向に平行な方向の断面寸法が前 記磁芯の径方向の断面寸法以下である卷線からなり、前記 1次側コイルと共にトラン スを構成する 2次側コイルと、放電灯とが直列接続されて構成された第 2の直列回路 部と、
4つのトランジスタを有し、電源部からの直流電圧を交流電圧に変換して、並列接 続された前記第 1及び第 2の直列回路部の両端に交流電圧を供給するブリッジ型の 直流交流変換回路と、
を具備した放電灯点灯装置。
[2] 前記第 2の直列回路部は、前記放電灯の両端に前記 2次側コイルが分割されて設 けられて構成されることを特徴とする請求項 1に記載の放電灯点灯装置。
[3] 卷線を卷回することにより形成されたコイルと放電灯とが直列接続されて構成され た直列回路部と、
前記直列回路部の一端と前記コイルの中点との間に前記放電灯に並列に接続さ れるコンデンサと、
4つのトランジスタを有し、電源部からの直流電圧を交流電圧に変換して、前記直 列回路部の両端に交流電圧を供給するブリッジ型の直流交流変換回路と、を具備し
前記中点は、前記コイルの前記直列回路部の一端側の卷数が他方の卷数よりも多 くなる点に設定されることを特徴とする放電灯点灯装置。
[4] 前記卷線は、正方形状の断面形状を有し、内側となる面が前記磁芯の側面部と平 行となるように卷回される事を特徴とする請求項 1に記載の放電灯点灯装置。
[5] 前記卷線は、正方形状の断面形状を有し、内側となる面が前記磁芯の側面部と平 行となるように卷回される事を特徴とする請求項 2に記載の放電灯点灯装置。
[6] 前記卷線は、正方形状の断面形状を有し、内側となる面が前記磁芯の側面部と平 行となるように卷回される事を特徴とする請求項 3に記載の放電灯点灯装置。
[7] 前記卷線は、前記卷線の中心軸に直交する平面による断面上において互いに直 行する 2方向についての断面寸法が異なる扁平状の断面形状を有し、該断面形状 の長手方向が前記磁芯の径方向に沿うように卷回されることを特徴とする請求項 1に 記載の放電灯点灯装置。
[8] 前記卷線は、前記卷線の中心軸に直交する平面による断面上において互いに直 行する 2方向についての断面寸法が異なる扁平状の断面形状を有し、該断面形状 の長手方向が前記磁芯の径方向に沿うように卷回されることを特徴とする請求項 2に 記載の放電灯点灯装置。
[9] 前記卷線は、前記卷線の中心軸に直交する平面による断面上において互いに直 行する 2方向についての断面寸法が異なる扁平状の断面形状を有し、該断面形状 の長手方向が前記磁芯の径方向に沿うように卷回されることを特徴とする請求項 3に 記載の放電灯点灯装置。
[10] 前記卷線は平角線であることを特長とする請求項 7に記載の放電灯点灯装置。
[11] 前記卷線は平角線であることを特長とする請求項 8に記載の放電灯点灯装置。
[12] 前記卷線は平角線であることを特長とする請求項 9に記載の放電灯点灯装置。
[13] 始動時に、前記直流交流変換回路を第 1の周波数で駆動し、前記始動後の予熱 時に、前記直流交流変換回路を前記第 1の周波数と同一又は異なる第 2の周波数で 駆動し、前記予熱後の通常点灯時に、前記第 1及び第 2の周波数よりも低い第 3の周 波数で前記直流交流変換回路を駆動する制御部を具備したことを特徴とする請求項 1に記載の放電灯点灯装置。
[14] 始動時に、前記直流交流変換回路を第 1の周波数で駆動し、前記始動後の予熱 時に、前記直流交流変換回路を前記第 1の周波数と同一又は異なる第 2の周波数で 駆動し、前記予熱後の通常点灯時に、前記第 1及び第 2の周波数よりも低い第 3の周 波数で前記直流交流変換回路を駆動する制御部を具備したことを特徴とする請求項 2に記載の放電灯点灯装置。
[15] 始動時に、前記直流交流変換回路を第 1の周波数で駆動し、前記始動後の予熱 時に、前記直流交流変換回路を前記第 1の周波数と同一又は異なる第 2の周波数で 駆動し、前記予熱後の通常点灯時に、前記第 1及び第 2の周波数よりも低い第 3の周 波数で前記直流交流変換回路を駆動する制御部を具備したことを特徴とする請求項
3に記載の放電灯点灯装置。
[16] 直列接続された第 1の 1次側コイル、第 2の 1次側コイル及び第 1のコンデンサを含 む第 1の回路部と、
前記第 1の 1次側コイルと共にトランスを構成し前記第 1の 1次側コイルよりも多い卷 数を有する第 1の 2次側コイルと、放電灯とが直列接続されて構成された第 2の回路 部と、
電源部からの直流電圧を交流電圧に変換して、並列接続された前記第 1の回路部 及び第 2の回路部の両端に交流電圧を供給する直流交流変換回路と、
前記第 1の回路部に構成され、前記第 2の 1次側コイルと共にトランスを構成し前記 第 2の 1次側コイルよりも多い卷数を有する第 2の 2次側コイルと、
前記第 1の回路部に構成され、前記第 2の 2次側コイルに発生する電圧が充電路を 介して印加される第 2のコンデンサと、
前記第 1の回路部に構成され、前記第 2のコンデンサの端子電圧が放電ギャップ電 圧に到達することによって導通して、前記第 2のコンデンサの端子電圧を放電路を介 して前記第 1の 1次側コイルに供給する放電ギャップと、
を具備した放電灯点灯装置。
[17] 始動時に、前記直流交流変換回路を第 1の周波数で駆動し、前記始動後の予熱 時に、前記直流交流変換回路を前記第 1の周波数と同一又は異なる第 2の周波数で 駆動し、前記予熱後の通常点灯時に、前記第 1及び第 2の周波数よりも低い第 3の周 波数で前記直流交流変換回路を駆動する制御部を具備したことを特徴とする請求項 16に記載の放電灯点灯装置。
[18] 極性反転に伴い所望の電圧を生成し、該電圧を 1次側コイルに供給する第 1の回 路部と、
前記 1次側コイルと共にトランスを構成し前記 1次側コイルよりも多い卷数を有する 2 次側コイルと放電灯とが直列接続されて構成され、前記第 1の回路部に並列接続さ れる第 2の回路部と、
電源部からの直流電圧を交流電圧に変換して、並列接続された前記第 1の回路部 及び第 2の回路部の両端に交流電圧を供給する直流交流変換回路と、
前記直流交流変換回路を制御して、前記第 1の回路部への交流電圧の供給を連 続的に行う制御部と、
を具備した放電灯点灯装置。
前記制御部は、
前記直流交流変換回路を制御して、始動時に、前記直流交流変換回路を第 1の周 波数で駆動し、前記始動後の予熱時に、前記直流交流変換回路を前記第 1の周波 数と同一又は異なる第 2の周波数で駆動し、前記予熱後の通常点灯時に、前記第 1 及び第 2の周波数よりも低い第 3の周波数で前記直流交流変換回路を駆動すること を特徴とする請求項 18に記載の放電灯点灯装置。
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