[go: up one dir, main page]

WO2006090812A1 - 伝送路推定装置、ｃｄｍａ受信装置、および伝送路推定方法 - Google Patents

伝送路推定装置、ｃｄｍａ受信装置、および伝送路推定方法 Download PDF

Info

Publication number
WO2006090812A1
WO2006090812A1 PCT/JP2006/303365 JP2006303365W WO2006090812A1 WO 2006090812 A1 WO2006090812 A1 WO 2006090812A1 JP 2006303365 W JP2006303365 W JP 2006303365W WO 2006090812 A1 WO2006090812 A1 WO 2006090812A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
transmission path
transmission
unit
path estimation
transmission line
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2006/303365
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Mariko Matsumoto
Shousei Yoshida
Noriyuki Maeda
Junichiro Kawamoto
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NTT Docomo Inc
NEC Corp
Original Assignee
NTT Docomo Inc
NEC Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NTT Docomo Inc, NEC Corp filed Critical NTT Docomo Inc
Priority to US11/816,446 priority Critical patent/US8102898B2/en
Priority to JP2007504793A priority patent/JP4555332B2/ja
Priority to CN2006800061757A priority patent/CN101128993B/zh
Publication of WO2006090812A1 publication Critical patent/WO2006090812A1/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7113—Determination of path profile
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/005—Control of transmission; Equalising

Definitions

  • Transmission path estimation apparatus CDMA reception apparatus, and transmission path estimation method
  • the present invention relates to a transmission path estimation apparatus and a CDMA reception apparatus using the transmission path estimation apparatus, and more particularly to a corrected transmission path estimation apparatus with improved transmission path estimation accuracy and a CDMA reception apparatus using the correction transmission path estimation apparatus.
  • the DS-CDMA (Direct Sequence-Code Division Multiple Access) scheme can effectively suppress interference from other cells in a multi-cell environment.
  • the DS-CDMA system can be preferably used as a radio access system for mobile communication because it can realize a so-called one-cell repetition frequency arrangement using the same frequency in adjacent cells.
  • a path diversity effect can be obtained by separating multipaths of transmission paths and combining them with Rake.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of the configuration of a CDMA receiver using a conventional transmission path estimation apparatus.
  • the conventional CDMA receiver has a path search unit 101, transmission path estimation units 102 to 102, an equalization unit 105, and a data despreading unit 108.
  • the nose search unit 101 multiplexes the received CDMA signal, generates a delay profile of the transmission path using the pilot signal, and detects a plurality of paths having a large reception level from the delay profile.
  • the paths detected by the path search unit 101 are assigned to the transmission path estimation units 102 to 102.
  • Each of the transmission path estimation units 102 to 102 includes a pilot despreading unit 103 and a symbol average.
  • transmission path estimation section 102 has pilot despreading section 103 and symbol averaging section 104, and transmission path estimation section 102 includes pilot despreading section 103 and
  • 1 2 2 has a symbol averaging unit 104, and so on.
  • the no-lot despreading units 103 to 103 are provided for the paths assigned by the path search unit 101.
  • the pilot signal in the CDMA signal is despread.
  • Symbol averaging sections 104-104 are connected to pilot despreading sections 103-103 for each path.
  • the pilot despread signal is received, and the pilot despread signal is averaged over a plurality of symbols to calculate a transmission path estimation value for each path.
  • the equalization unit 105 includes an equalization weight calculation unit 106 and an equalization filter 107.
  • the equalization weight calculation unit 106 estimates the transmission path of each path from the transmission path estimation units 102 to 102.
  • the weight is received and the weight used in the equalization filter 107 is calculated.
  • There are various methods for calculating the weight W for example, using the minimum mean square error method (MMSE).
  • MMSE minimum mean square error method
  • the weight W can be obtained from equation (1).
  • Equation 2 H is the estimated path for each path
  • Equation (2) Is a transmission line matrix in which the samples are shifted in time by one sample and arranged in a row, and is expressed by Equation (2).
  • the superscript ⁇ indicates a conjugate transpose matrix.
  • ⁇ 2 is noise power.
  • the equalization filter 107 performs equalization filtering of the CDMA signal using the row vector of the center row of the weight W calculated by the equalization weight calculation unit 106 as a tap weight.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the equalization filter. Referring to Figure 2, the equalization filter 10
  • the equalization filter 107 samples the received signal (CDMA signal) by the delay devices 21 to 21.
  • the output of each tap is obtained by delaying the output in units of data, and the output of each tap is multiplied by weights w to w by multipliers 22 to 22, and the output of each multiplier 22 to 22 is added by adder 23.
  • the data despreading unit 108 spreads and demodulates the data signal by despreading the equalized signal obtained by the equalization unit 105.
  • the corrected transmission path estimation apparatus multiplies the received signal by a complex conjugate of a known pilot signal. As a result, the multipath is separated and the transmission path estimation value for each path is obtained.
  • a signal of a communication system using band limitation such as CDMA is band-limited by a roll-off filter, and thus the impulse response has a spread of sidelobe components.
  • the multipath is separated by despreading, if the spreading gain is sufficient, different timing components are suppressed by the spreading gain.
  • sidelobe components at the same timing are not suppressed by despreading, but leak into the channel estimation value, reducing the accuracy of the channel estimation value, making it difficult to separate the nodes when multipaths are close to each other. Become.
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing an example of the relationship between the impulse response of the filter and multipath.
  • the path 1 of timing ⁇ the path 1 of timing ⁇
  • the path 2 of timing ⁇ the timing ⁇
  • Path 3 has three paths close to each other. Therefore, the sidelobe component of path 1 appears at ⁇ at the timing of path 2 and nose 3. Side lobe component of this pass 1
  • the CDMA receiver using the conventional channel estimation device calculates the channel estimation value power equalization weight with reduced accuracy, and performs equalization filtering using the equalization weight. The equalization performance was degraded.
  • An object of the present invention is to provide a transmission path estimation apparatus capable of calculating a corrected transmission path estimation value with high accuracy, and a CDMA reception apparatus using the transmission path estimation apparatus.
  • the transmission path estimation apparatus provided by the present invention has the same effect even if it is used in a receiving apparatus of another communication scheme that uses band limitation.
  • the transmission line estimation apparatus of the present invention includes a transmission line estimation unit and a transmission line estimation value correction unit that estimate a multipath transmission line.
  • the transmission path estimator obtains the transmission path estimation values of a plurality of transmission paths with signal strength that can be reached by multipath.
  • the transmission path estimation value correction unit corrects the transmission path estimation value by removing leakage of side lobe components between the transmission paths from the transmission path estimation value obtained by the transmission path estimation unit.
  • the transmission line estimation value correction unit removes leakage of side lobe components between the transmission lines from each transmission line estimation value obtained by the transmission line estimation unit, High transmission path estimation can be performed.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a CDMA receiver using a conventional transmission path estimation device.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of an equalization filter.
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing an example of the relationship between the impulse response of a filter and multipath.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a transmission path estimation apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a CDMA receiver according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a corrected transmission path estimation apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • the corrected transmission path estimation apparatus of the present embodiment includes a path search unit 1, transmission path estimation units 2 and 2, and a transmission path estimation value correction unit 5.
  • the path search unit 1 generates a delay profile file of a transmission path using a pilot signal multiplexed with a received signal, and detects a plurality of paths with a large reception level from the delay profile.
  • Each of the corrected transmission path estimation units 2 and 2 includes a pilot despreading unit 3 and a symbol averaging unit 4
  • the corrected transmission channel estimation unit 2 has a pilot despreading unit 3 and a symbol averaging unit 4, and the transmission channel estimation unit 2 has a pilot despreading unit 3 and a symbol averaging unit 4
  • the pilot despreading units 3 to 3 multiply the received signal by the complex conjugate of the pilot signal based on the path timing assigned by the path search unit 1! /.
  • Symbol average parts 4 to 4 are pilot despreading parts 3 to 3 force pilot despreads for each path.
  • the transmission path estimation value for each path is calculated.
  • the channel estimation value correction unit 5 includes a path selection unit 6, a path change determination unit 7, a sidelobe correlation matrix generation unit 8, an inverse matrix calculation unit 9, and a decorrelate calculation unit 10.
  • the node selection unit 6 excludes a path whose timing difference from all the other paths from the plurality of paths detected by the path search unit 1 is equal to or greater than a predetermined value from the correction target.
  • the nose whose timing difference with the nose is less than the specified value is selected as the correction target.
  • This timing difference is a difference in timing at which signals of respective paths included in the multipath arrive. Since the influence of the side lobe component can be ignored if the nose interval is sufficiently far away, correction is not necessary and the amount of computation is reduced by excluding the path.
  • the nose change determination unit 7 determines whether or not the force of each path detected by the path search unit 1 and selected by the path selection unit 6 has changed at the previous detection time.
  • the side lobe correlation matrix generation unit 8 correlates the amount of leakage of the side lobe component from the timing difference between the paths. Generate a matrix.
  • the sidelobe correlation matrix R is as shown in Expression (3).
  • Equation 6 Equation 6
  • the sidelobe correlation matrix R depends only on the timing difference between the noses, and the channel estimation value.
  • Equation 9 h t is the sum of products and the actual transmission channel value h the elements of side lobe correlation matrix R, is shown in Equation (5).
  • the inverse matrix calculation unit 9 obtains an inverse matrix of the sidelobe correlation matrix R.
  • the inverse matrix calculation unit 9 may use a method with a reduced amount of calculation such as LU decomposition method or Cholesky decomposition method.
  • the decorrelation calculation unit 10 calculates the element of the inverse matrix R_ 1 of R and the channel estimation value by using equation (6) [0053]
  • the amount of computation of inverse matrix computation 9 is not small.
  • the path search period can be set longer than the transmission path estimation period because the path timing change speed is slower than the fading fluctuation speed. By doing so, it is possible to reduce the calculation amount of the inverse matrix calculation 9 per transmission path estimation period within an allowable range.
  • the path selection unit 6 narrows down the target for generating the sidelobe correlation matrix to a part of the paths and the path change detection unit 7 detects a change in the path timing.
  • the sidelobe correlation matrix generation unit 8 generates a sidelobe correlation matrix, thereby reducing the amount of computation.
  • the path selection unit 6 and the path change determination unit 7 can be omitted if it is not necessary to reduce the amount of calculation that is not an essential component.
  • the transmission path estimation units 2 to 2 perform transmission path estimation.
  • the transmission line estimated value correction unit 5 uses the timing difference between the paths to remove the leakage of side lobe components between the paths and eliminates the transmission line estimated value force. Therefore, the transmission path estimation value can be obtained with high accuracy.
  • the channel estimation value correction unit 5 uses the side lobe correlation matrix generation unit 8 to determine the side difference from the timing difference between the paths detected by the path search unit 1 without depending on the channel estimation value.
  • a correlation matrix indicating the leakage coefficient of the mouth component is generated, the inverse matrix calculation unit 9 calculates the inverse matrix of the correlation matrix, and the decorrelation calculation unit 10 uses the inverse matrix to estimate the transmission path.
  • the transmission path estimation value correction unit 5 excludes paths that have a timing difference with other nodes that are greater than or equal to a predetermined value and are less affected by sidelobe leakage from the correction target by the path selection unit 6. Therefore, the amount of calculation can be reduced.
  • the transmission path estimation value correction unit 5 determines the change in the path timing by the path change determination unit 7, and calculates the correlation matrix only when the timing changes, thereby reducing the amount of calculation. be able to.
  • a CDMA receiver is shown as another embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a CDMA receiver according to another embodiment of the present invention.
  • the CDMA receiver includes a path search unit 1, a corrected transmission path estimation unit 2 to 2, a transmission path estimation value correction unit 5, an equalization unit 11, and a data despreading unit 14.
  • the nose search unit 1 is the same as that of the first embodiment shown in FIG.
  • Each of the corrected transmission path estimation units 2 and 2 includes a pilot despreading unit 3 and a symbol averaging unit 4
  • the corrected transmission channel estimation unit 2 has a pilot despreading unit 3 and a symbol averaging unit 4, and the transmission channel estimation unit 2 has a pilot despreading unit 3 and a symbol averaging unit 4
  • the no-lot despreading units 3 to 3 are the timings of the paths assigned by the path search unit 1.
  • the equalization unit 11 includes an equalization weight calculation unit 12 and an equalization filter 13.
  • the equalization weight calculation unit 12 receives the transmission path estimation value for each path corrected by the transmission path estimation value correction unit 5 and calculates a weight to be used by the equalization filter 13. There are various methods for calculating the weight W, for example, using MMSE. If MMSE is used, the weight W can be obtained from equation (1).
  • the equalization filter 13 performs equalization filtering of the signal by using the row row at the center of the weight W calculated by the equalization weight calculation unit 12 as a tap weight.
  • An example of equalization filtering is shown in Fig. 2.
  • the equalization filter 107 is an FIR filter, and includes delay devices 21 to 21, multipliers 22 to 22, and an adder 23.
  • the equalization filter 13 delays the received signal by the delay units 21 to 21 in units of samples.
  • each tap is obtained and weights w to w are multiplied by multipliers 22 to 22 for the output of each tap. And the outputs of the multipliers 22 to 22 are added by the adder 23.
  • the data despreading unit 14 demodulates the data signal by despreading the equalized signal obtained by the equalizing unit 11.
  • the corrected transmission path estimation units 2 and 2 perform transmission for each transmission.
  • the channel estimation value is calculated, the channel estimation value correction unit 5 removes leakage of side lobe components between paths, and the equalization unit 11 uses a highly accurate channel estimation value from which leakage has been removed.
  • the signal is equalized with the high-accuracy weight obtained in this way, and the data despreading unit 14 despreads the signal from the equalizing unit 11, so that received data can be obtained with high accuracy.
  • the equalization unit 11 performs weight calculation and equalization filtering as signal processing in the time domain, but the present invention is not limited to this.
  • the equalization unit 11 may perform weight calculation and equalization filtering as signal processing in the frequency domain. Even in this case, the same effect as in this embodiment can be obtained.
  • a CDMA receiver that assumes one transmitting / receiving antenna is illustrated, but the present invention is not limited to this configuration.
  • the present invention can also be applied to a MIMO (Multiple Input Multiple Output) system having a plurality of transmission / reception antennas.
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • the CDMA receiver of this embodiment can be applied to both a base station radio apparatus and a mobile station radio apparatus in a CDMA mobile communication system.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

　伝送路推定値から伝送路相互のサイドローブ成分の漏れ込みを除去して精度を上げることのできる補正伝送路推定装置が開示される。伝送路推定部は、マルチパスで到達する信号から複数の伝送路の伝送路推定値を求める。伝送路推定値補正部は、伝送路推定部で求められた伝送路推定値から、伝送路相互のサイドローブ成分の漏れ込みを除去して、伝送路推定値を補正する。これにより補正伝送路推定装置はマルチパスの伝送路を推定する。

Description

明 細 書
伝送路推定装置、 CDMA受信装置、および伝送路推定方法
技術分野
[0001] 本発明は、伝送路推定装置およびそれを用いた CDMA受信装置に関し、特に、 伝送路推定の精度を高めた補正伝送路推定装置およびそれを用いた CDMA受信 装置に関する。
背景技術
[0002] DS - CDMA (Direct Sequence -Code Division Multiple Access)方式 は、マルチセル環境において他セル干渉を効果的に抑圧することができる。これによ り、 DS— CDMA方式は、隣接セルで同一周波数を用いる、いわゆる 1セル繰り返し の周波数配置を実現できるため、移動通信の無線アクセス方式として好適に用いら れている。
[0003] また、 CDMA方式では、逆拡散を行う際、伝送路のマルチパスを分離し、 Rake合 成することでパスダイバーシチ効果を得ることができる。
[0004] しかし、移動通信では、近年、音声通信にカ卩え、データ通信のトラヒックが増加して きており、大容量ィ匕および高速ィ匕が望まれている。そして、大容量化および高速化を 可能にするためマルチコードを用いた伝送が要求されている。ところが、 CDMA方 式においてマルチコード伝送を行うと、実効の拡散利得が小さくなり、マルチパス干 渉を抑圧する効果が低下してしまうと 、う問題がある。
[0005] そこで、伝送路の等化を行ってマルチコード間の直交性を回復して力 逆拡散を行 うことが検討されている。また、その等化方法として様々な方法が提案されている。例 えば、線形フィルタを用いる簡易な方法がある（例えば、川村，岸山，樋口，佐和橋， "HSDPAにおける他セル干渉除去を考慮したマルチノ ス干渉キャンセラとチップ等 ィ匕器の特性比較， "信学技報 RCS2002— 38, 2002年 4月 参照)。また、周波数 変換を用いる等化方法がある（例えば、 D.Falconer et al," Frequency Domain Equalization for Single-Carrier Broadband Wireless System IEEE Commun.Mag., v ol.40, no.4, pp.58— 66, Apr. 2002 参照）。 [0006] 図 1は、従来の伝送路推定装置を用 、た CDMA受信装置の構成の一例を示すブ ロック図である。図 1を参照すると、従来の CDMA受信装置は、パスサーチ部 101、 伝送路推定部 102 〜102、等化部 105、およびデータ逆拡散部 108を有している し
[0007] ノ スサーチ部 101は、受信した CDMA信号に多重されて 、るパイロット信号を用い て伝送路の遅延プロファイルを生成し、遅延プロファイルから受信レベルの大き ヽ複 数のパスを検出する。パスサーチ部 101で検出されたパスは各伝送路推定部 102 〜102に割り当てられる。
し
[0008] 伝送路推定部 102 〜102の各々は、パイロット逆拡散部 103およびシンボル平均
1 し
部 104を有している。例えば、伝送路推定部 102はパイロット逆拡散部 103および シンボル平均部 104を有し、伝送路推定部 102はパイロット逆拡散部 103および
1 2 2 シンボル平均部 104を有し、以下同様である。
2
[0009] ノ ィロット逆拡散部 103 〜103は、パスサーチ部 101により割り当てられたパスの
1 し
タイミングに基づ 、て、 CDMA信号内のパイロット信号を逆拡散する。
[0010] シンボル平均部 104 〜104は、パイロット逆拡散部 103 〜103からパス毎のパ
1 L 1 L
ィロット逆拡散信号を受け、そのパイロット逆拡散信号を複数シンボルに渡って平均 することによりパス毎の伝送路推定値を算出する。
[0011] 等化部 105は、等化ウェイト計算部 106および等化フィルタ 107を有している。
[0012] 等化ウェイト計算部 106は、伝送路推定部 102 〜102から各パスの伝送路推定
1 し
値を受け、等化フィルタ 107で用いるウェイトを計算する。ウェイト Wの計算方法には 様々なものがあり、例えば最小平均自乗誤差法（MMSE : Minimum Mean Squ are Error)を用いたものがある。
[0013] MMSEを用いれば式（1)によりウェイト Wを得ることができる。
[0014] [数 1]
Figure imgf000004_0001
ここで、
[0015] [数 2] H は、パス毎の伝送路推定値
[数 3] fs¾ , o o <
f¾ o <
を 1サンプルずつ時間的にずらして列に配置した伝送路行列であり、式（2)によって 表される。
[0017] [数 4]
0
H = (2)
また、上付き添字の Ηは共役転置行列であることを示す。 σ 2は雑音電力である。
[0018] 等化フィルタ 107は、等化ウェイト計算部 106で計算されたウェイト Wの中央行の行 ベクトルをタップウェイトとして用いて CDMA信号の等化フィルタリングを行う。
[0019] 図 2は、等化フィルタの構成例を示す図である。図 2を参照すると、等化フィルタ 10
FIR (Finite Impulse Response)フィルタであり、遅延器 21〜21 、乗算
1 N- 1 器 22〜22、および加算器 23で構成されている。
1 N
[0020] 等化フィルタ 107は、受信信号 (CDMA信号)を遅延器 21〜21 によりサンプ
1 N- 1
ル単位で遅延させて各タップの出力を得て、各タップの出力に対して乗算器 22〜2 2でウェイト w〜w を乗算し、各乗算器 22〜22 の出力を加算器 23で加算する
[0021] データ逆拡散部 108は、等化部 105で得られた等化信号を逆拡散することによりデ ータ信号を拡散復調する。
発明の開示
[0022] 補正伝送路推定装置は、受信信号に既知のパイロット信号の複素共役を乗算する ことによりマルチパスを分離し、パス毎の伝送路推定値を求める。
[0023] 一般に、 CDMAなどの帯域制限を用いる通信方式の信号はロールオフフィルタで 帯域制限されるため、そのインパルス応答はサイドローブ成分の広がりを持っている 。逆拡散によりマルチパスを分離するとき、拡散利得が十分であれば、異なるタイミン グの成分はその拡散利得により抑圧される。しかし、同一タイミングのサイドローブ成 分は逆拡散により抑圧されず伝送路推定値へ漏れ込み、伝送路推定値の精度を低 下させるため、マルチパスが近接する場合にはノ ス分離が困難になる。
[0024] 図 3は、フィルタのインパルス応答とマルチパスの関係の一例を示す模式図である 。図 3の例では、タイミング τ のパス 1、タイミング τ のパス 2、およびタイミング τ の
0 1 2 パス 3の 3つのパスが近接して存在している。そのため、パス 2、ノ ス 3のタイミングて 、 τ においてパス 1のサイドローブ成分が現れている。このパス 1のサイドローブ成分
2
力 Sパス 2、 3の伝送路推定値へ漏れ込み、パス 2、 3の伝送路推定値
[0025] [数 5]
Αい Λ2 の精度を低下させる。
[0026] また、これと同様にパス 2、 3のサイドローブ成分も他のパスの伝送路推定値への漏 れ込みとなり、伝送路推定値の精度を低下させる。
[0027] そのため、各パスのタイミングが近接して 、る場合、従来の伝送路推定装置では、 十分な拡散率が得られていても、各ノ スを完全に分離することができず、漏れ込みの 影響により伝送路推定値の精度が低下して!/、た。
[0028] また、従来の伝送路推定装置を用いた CDMA受信装置は、精度の低下した伝送 路推定値力 等化ウェイトを計算し、その等化ウェイトを用いて等化フィルタリングを 行っていたので、等化性能が低下していた。
[0029] 本発明の目的は、補正伝送路推定値を高い精度で算出可能な伝送路推定装置、 およびそれを用いた CDMA受信装置を提供することである。なお、本発明により提 供される伝送路推定装置は、帯域制限を用いる他の通信方式の受信装置に用いら れても同様の効果があることは言うまでもな 、。 [0030] 上記目的を達成するために、本発明の伝送路推定装置は、マルチパスの伝送路を 推定する伝送路推定部と伝送路推定値補正部を有している。
[0031] 伝送路推定部は、マルチパスで到達する信号力 複数の伝送路の伝送路推定値 を求める。伝送路推定値補正部は、伝送路推定部で求められた伝送路推定値から、 伝送路相互のサイドローブ成分の漏れ込みを除去して、伝送路推定値を補正する。
[0032] したがって、本発明によれば、伝送路推定部が求めた各伝送路推定値から、伝送 路推定値補正部が伝送路間相互のサイドローブ成分の漏れ込みを除去するので、 精度の高 、伝送路推定を行うことができる。
図面の簡単な説明
[0033] [図 1]従来の伝送路推定装置を用いた CDMA受信装置の構成を示すブロック図で ある。
[図 2]等化フィルタの構成例を示す図である。
[図 3]フィルタのインパルス応答とマルチパスの関係の一例を示す模式図である。
[図 4]本発明の第 1の実施形態による伝送路推定装置を示すブロック図である。
[図 5]本発明の他の実施形態による CDMA受信装置の構成を示すブロック図である 発明を実施するための最良の形態
[0034] 本発明を実施するための形態について図面を参照して詳細に説明する。
[0035] 図 4は、本発明の第 1の実施形態による補正伝送路推定装置を示すブロック図であ る。図 4を参照すると、本実施形態の補正伝送路推定装置は、パスサーチ部 1、伝送 路推定部 2 〜2、および伝送路推定値補正部 5を有している。
1 し
[0036] パスサーチ部 1は、受信信号に多重されたパイロット信号を用いて伝送路の遅延プ 口ファイルを生成し、遅延プロファイルから受信レベルの大き 、複数のパスを検出す る。
[0037] 補正伝送路推定部 2 〜2の各々は、パイロット逆拡散部 3およびシンボル平均部 4
1 し
を有している。例えば、補正伝送路推定部 2はパイロット逆拡散部 3およびシンボル 平均部 4を有し、伝送路推定部 2はパイロット逆拡散部 3およびシンボル平均部 4
1 2 2 2 を有し、以下同様である。 [0038] パイロット逆拡散部 3 〜3は、パスサーチ部 1により割り当てられたパスのタイミング に基づ!/、て、受信信号にパイロット信号の複素共役を乗算する。
[0039] シンボル平均部 4 〜4は、パイロット逆拡散部 3 〜3力 パス毎のパイロット逆拡
し し
散信号を受け、そのパイロット逆拡散信号を複数シンボルに渡って平均することによ りパス毎の伝送路推定値を算出する。
[0040] 伝送路推定値補正部 5は、パス選択部 6、パス変化判定部 7、サイドローブ相関行 列生成部 8、逆行列演算部 9、およびデコリレート演算部 10を有している。
[0041] ノ ス選択部 6は、パスサーチ部 1で検出された複数のパスのうち、他の全てのパスと のタイミング差が所定値以上のパスを補正対象外とし、他の 、ずれかのノ スとのタイミ ング差が所定値未満のノ スを補正対象として選択する。このタイミング差は、マルチ パスに含まれる各パスの信号が到達するタイミングの差である。ノ ス間隔が十分離れ て!ヽればサイドローブ成分の影響が無視できるため、補正の必要がな 、パスを対象 外とすることにより演算量を削減している。
[0042] ノ ス変化判定部 7は、パスサーチ部 1で検出され、パス選択部 6で選択された各パ スのタイミングが前回検出時力 変化している力否か判定する。
[0043] サイドローブ相関行列生成部 8は、パス変化判定部 7の判定結果よりパスのタイミン グが変化していれば、各パス間のタイミング差から、サイドローブ成分の漏れ込み量 を示す相関行列を生成する。
[0044] 例えば、図 3に示すように 3つのパスが近接して存在する場合、サイドローブ相関行 列 Rは式（3)に示すものとなる。
[0045] [数 6]
Figure imgf000008_0001
ここで、 h (t)はロールオフフィルタのインパルス応答であり、式（4)で示される c
[0046] [数 7] +z ( …(
flC nt/Tc \ - {2atlTc)2 ここで ocはロールオフ率、 Tはチップ周期である。
C
[0047] 式（3)および式 (4)から分かるように、サイドローブ相関行列 Rは、ノ ス間のタイミン グ差のみに依存し、伝送路推定値
[0048] [数 8] h, に依存しない。そのため、各パスのタイミングに変化があつたときだけ再生成すれば よい。
[0049] 補正伝送路推定部 2〜2の出力である伝送路推定値
1 し
[0050] [数 9] ht は、サイドローブ相関行列 Rの要素と実際の伝送路値 hとの積和であり、式（5)に示 される。
[0051] [数 10]
Figure imgf000009_0001
逆行列演算部 9は、サイドローブ相関行列 Rの逆行列を求める。なお、逆行列演算 部 9には、 LU分解法ゃコレスキー分解法などの演算量を削減した方法を用いてもよ い。
[0052] デコリレート演算部 10は、式 (6)により、 Rの逆行列 R_ 1の要素と伝送路推定値 [0053] [数 11]
との積和を計算することにより、伝送路推定値
[0054] [数 12] の相互の漏れ込みを除去した実際の伝送路値 ^を計算する。
[0055] [数 13]
Figure imgf000010_0001
ノ なお、無線移動機において消費電力削減は重要である力 本実施形態において 逆行列演算 9の演算量は少なくない。しかし、一般に、パスタイミングの変化速度がフ エージングの変動速度に比べて遅いので、パスサーチ周期は、伝送路推定周期に 比べて長く設定することができる。そうすれば、伝送路推定周期当たりの逆行列演算 9の演算量を許容範囲内に低減することができる。
[0056] また、本実施形態では、パス選択部 6が、サイドローブ相関行列を生成する対象を 一部のパスに絞り込むと共に、パス変化検出部 7によりパスタイミングの変化が検出さ れたときにだけ、サイドローブ相関行列生成部 8がサイドローブ相関行列を生成する ことにより、演算量の削減が図られている。しかし、パス選択部 6およびパス変化判定 部 7は必須構成要素ではなぐ演算量の削減が必要でなければ省略可能である。
[0057] 以上、説明したように、本実施形態によれば、伝送路推定部 2〜2が各伝送路推
1 し
定値を求め、伝送路推定値補正部 5が、各パス間のタイミング差を用いて、パス間相 互のサイドローブ成分の漏れ込みを各伝送路推定値力 除去することにより、伝送路 推定値を補正するので、精度の高 、伝送路推定値を求めることができる。
[0058] その際、伝送路推定値補正部 5は、サイドローブ相関行列生成部 8にて、パスサー チ部 1で検出された各パス間のタイミング差から、伝送路推定値に依存せずサイド口 ーブ成分の漏れ込み係数を示す相関行列を生成し、逆行列演算部 9にて、その相 関行列の逆行列を算出し、デコリレート演算部 10にて、逆行列を用いて伝送路推定 値力 サイドローブ成分の漏れ込みを除去するので、漏れ込み除去に用いる相関行 列を伝送路推定値の変化毎に演算する必要がない。
[0059] また、伝送路推定値補正部 5は、他のノ スとのタイミング差が所定値以上ありサイド ローブの漏れ込みによる影響の少ないパスをパス選択部 6にて補正の対象から除外 しているので、演算量を低減することができる。
[0060] また、伝送路推定値補正部 5が、パス変化判定部 7にてパスのタイミングの変化を 判定し、タイミングに変化があつたときだけ相関行列を算出するので、演算量を低減 することができる。
[0061] 本発明の他の実施形態として CDMA受信装置を示す。
[0062] 図 5は、本発明の他の実施形態による CDMA受信装置の構成を示すブロック図で ある。図 5を参照すると、 CDMA受信装置は、パスサーチ部 1、補正伝送路推定部 2 〜2、伝送路推定値補正部 5、等化部 11、およびデータ逆拡散部 14を有している
1 し
[0063] ノ スサーチ部 1は、図 4に示した第 1の実施形態と同様のものである。
[0064] 補正伝送路推定部 2 〜2の各々は、パイロット逆拡散部 3およびシンボル平均部 4
1 し
を有している。例えば、補正伝送路推定部 2はパイロット逆拡散部 3およびシンボル 平均部 4を有し、伝送路推定部 2はパイロット逆拡散部 3およびシンボル平均部 4
1 2 2 2 を有し、以下同様である。
[0065] ノ ィロット逆拡散部 3 〜3は、パスサーチ部 1により割り当てられたパスのタイミング
1 し
に基づ!/、て、 CDMA信号内のパイロット信号を逆拡散する。
[0066] 等化部 11は、等化ウェイト計算部 12および等化フィルタ 13を有している。
[0067] 等化ウェイト計算部 12は、伝送路推定値補正部 5で補正されたパス毎の伝送路推 定値を受け、等化フィルタ 13で用いるウェイトを計算する。ウェイト Wの計算方法には 様々なものがあり、例えば MMSEを用いたものがある。 MMSEを用いれば式（1)に よりウェイト Wを得ることができる。
[0068] 等化フィルタ 13は、等化ウェイト計算部 12で計算されたウェイト Wの中央の行べタト ルをタップウェイトとして用いて信号の等化フィルタリングを行う。等化フィルタリングの 例として図 2に示したものがある。図 2を参照すると、等化フィルタ 107は、 FIRフィル タであり、遅延器 21 〜21 、乗算器 22 〜22 、および加算器 23で構成されてい
1 N- 1 1 N
る。
[0069] 等化フィルタ 13は、受信信号を遅延器 21 〜21 によりサンプル単位で遅延させ
1 N- 1
て各タップの出力を得て、各タップの出力に対して乗算器 22 〜22でウェイト w 〜w を乗算し、各乗算器 22〜22 の出力を加算器 23で加算する。
N- 1 1 N
[0070] データ逆拡散部 14は、等化部 11で得られた等化信号を逆拡散することによりデー タ信号を復調する。
[0071] 以上、説明したように、本実施形態によれば、補正伝送路推定部 2〜2が各伝送
1 し
路推定値を求め、伝送路推定値補正部 5がパス間相互のサイドローブ成分の漏れ込 みを除去し、等化部 11が、漏れ込みの除去された精度の高い伝送路推定値を用い て求めた高精度のウェイトにより、信号を等化し、データ逆拡散部 14が、等化部 11か らの信号を逆拡散するので、精度の高 、受信データを得ることができる。
[0072] なお、本実施形態において、等化部 11はウェイト計算、等化フィルタリングを時間 領域の信号処理として行ったが、本発明はこれに限定されるものではない。等化部 1 1は、ウェイト計算および等化フィルタリングを周波数領域の信号処理として行っても よぐその場合でも本実施形態と同様の効果が得られる。
[0073] また、本実施形態では、送受信アンテナが各 1本ずつであることを想定した CDMA 受信装置を例示したが、本発明はこの構成に限定されるものではない。他の例として 、送受信アンテナのそれぞれが複数ある、 MIMO (Multiple Input Multiple O utput)方式においても本発明は適用できる。
[0074] また、本実施形態の CDMA受信装置は、 CDMA移動通信システムにお!/、て基地 局無線装置および移動局無線装置のどちらにも適用できる。

Claims

請求の範囲
[1] マルチパスの伝送路を推定する伝送路推定装置であって、
マルチパスで到達する信号から複数の伝送路の伝送路推定値を求める伝送路推 定部と、
前記伝送路推定部で求められた前記伝送路推定値から、前記伝送路相互のサイ ドローブ成分の漏れ込みを除去して、前記伝送路推定値を補正する伝送路推定値 補正部とを有する補正伝送路推定装置。
[2] 前記伝送路推定値補正部は、前記伝送路推定部で得られた複数の前記伝送路の 前記伝送路推定値と前記複数の伝送路相互のタイミング差とを用いて、前記伝送路 推定値から前記伝送路相互の前記サイドローブ成分の漏れ込みを除去した値を求 める、請求項 1記載の補正伝送路推定装置。
[3] 前記伝送路推定値補正部は、前記複数の伝送路相互のタイミング差から前記サイド ローブ成分の漏れ込み量を示す相関行列を生成するサイドローブ相関行列生成部 と、前記サイドローブ相関行列生成部で生成された前記相関行列の逆行列を求める 逆行列演算部と、前記逆行列演算部で得られた前記逆行列と前記伝送路推定部で 得られた前記伝送路推定値の積和を演算することにより前記伝送路推定値力 前記 サイドローブ成分の漏れ込みを除去するデコリレート演算部とを有する、請求項 2記 載の補正伝送路推定装置。
[4] 前記伝送路推定値補正部は、他の 、ずれかの伝送路とのタイミング差が所定値未満 である伝送路のみを補正対象として選択するパス選択部をさらに有する、請求項 3記 載の補正伝送路推定装置。
[5] 前記伝送路推定値補正部は、前記伝送路のタイミングの変化を検出するパス変化判 定部をさらに有し、前記パス変化判定部で前記タイミングの変化が検出されたとき、 前記サイドローブ相関行列生成部にて前記相関行列を生成する、請求項 3記載の補 正伝送路推定装置。
[6] CDMA受信信号のマルチパスの伝送路を推定し、伝送路推定値を用いて RAKE 受信を行う CDMA受信装置であって、
マルチパスで到達する CDMA受信信号カゝら複数の伝送路の伝送路推定値を求め る伝送路推定部と、
前記伝送路推定部で求められた前記伝送路推定値から、前記伝送路相互のサイ ドローブ成分の漏れ込みを除去して、前記伝送路推定値を補正する伝送路推定値 補正部と、
前記伝送路推定値補正部で補正された伝送路推定値力ゝら等化ウェイトを求め、該 等化ウェイトを用いて前記 CDMA受信信号のマルチパスを RAKE合成する等化部 と、
前記等化部で得られた信号を逆拡散するデータ逆拡散部とを有する CDMA受信 装置。
[7] 前記伝送路推定値補正部は、前記伝送路推定部で得られた複数の前記伝送路の 前記伝送路推定値と前記複数の伝送路相互のタイミング差とを用いて、前記伝送路 推定値から前記伝送路相互の前記サイドローブ成分の漏れ込みを除去した値を求 める、請求項 6記載の CDMA受信装置。
[8] マルチパスの伝送路を推定するための伝送路推定方法であって、
マルチパスで到達する信号力 複数の伝送路の伝送路推定値を求める第 1のステ ップと、
求められた前記伝送路推定値から、前記伝送路相互のサイドローブ成分の漏れ込 みを除去して、前記伝送路推定値を補正する第 2のステップとを有する補正伝送路 推定方法。
[9] 前記第 2のステップにおいて、前記第 1のステップで得られた複数の前記伝送路の前 記伝送路推定値と前記複数の伝送路相互のタイミング差とを用いて、前記伝送路推 定値力 前記伝送路相互の前記サイドローブ成分の漏れ込みを除去した値を求める 、請求項 8記載の補正伝送路推定方法。
PCT/JP2006/303365 2005-02-25 2006-02-24 伝送路推定装置、ｃｄｍａ受信装置、および伝送路推定方法 Ceased WO2006090812A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US11/816,446 US8102898B2 (en) 2005-02-25 2006-02-24 Channel estimating apparatus, CDMA receiving apparatus, and channel estimating method
JP2007504793A JP4555332B2 (ja) 2005-02-25 2006-02-24 伝送路推定装置、ｃｄｍａ受信装置、および伝送路推定方法
CN2006800061757A CN101128993B (zh) 2005-02-25 2006-02-24 信道估计装置、码分多址接收装置以及信道估计方法

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005-051047 2005-02-25
JP2005051047 2005-02-25

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2006090812A1 true WO2006090812A1 (ja) 2006-08-31

Family

ID=36927446

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2006/303365 Ceased WO2006090812A1 (ja) 2005-02-25 2006-02-24 伝送路推定装置、ｃｄｍａ受信装置、および伝送路推定方法

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8102898B2 (ja)
JP (1) JP4555332B2 (ja)
KR (1) KR100941553B1 (ja)
CN (1) CN101128993B (ja)
WO (1) WO2006090812A1 (ja)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8059734B1 (en) * 2007-03-30 2011-11-15 Qualcomm Atheros, Inc. MIMO equalization for wireless communication systems
CN105608025B (zh) * 2015-07-14 2019-02-22 北京信息科技大学 基于耦合传输线信道传输矩阵逆矩阵的串扰抵消方法及装置
JP2018125714A (ja) * 2017-02-01 2018-08-09 日本電気株式会社 無線受信装置および無線受信方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10150327A (ja) * 1996-11-18 1998-06-02 Kokusai Electric Co Ltd 増幅回路
JP2001217747A (ja) * 2000-02-02 2001-08-10 Nec Corp パターン生成回路及びそれを用いたマルチパス検出回路並びにそのマルチパス検出方法
JP2004140514A (ja) * 2002-10-16 2004-05-13 Matsushita Electric Ind Co Ltd 受信装置および受信方法

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000252960A (ja) 1999-03-01 2000-09-14 Toshiba Corp Ｒａｋｅ受信装置
JP3414353B2 (ja) 2000-03-15 2003-06-09 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ復調装置及びその方法
JP2002261670A (ja) 2001-02-27 2002-09-13 Yrp Mobile Telecommunications Key Tech Res Lab Co Ltd 無線送信装置および無線受信装置
JP4198428B2 (ja) 2002-04-05 2008-12-17 三菱電機株式会社 無線伝送装置
US20040203812A1 (en) * 2003-02-18 2004-10-14 Malladi Durga Prasad Communication receiver with an adaptive equalizer that uses channel estimation
US7372895B2 (en) * 2004-12-08 2008-05-13 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method of and system for delay estimation with minimized finger allocation

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10150327A (ja) * 1996-11-18 1998-06-02 Kokusai Electric Co Ltd 増幅回路
JP2001217747A (ja) * 2000-02-02 2001-08-10 Nec Corp パターン生成回路及びそれを用いたマルチパス検出回路並びにそのマルチパス検出方法
JP2004140514A (ja) * 2002-10-16 2004-05-13 Matsushita Electric Ind Co Ltd 受信装置および受信方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
KAWAMOTO J. ET AL.: "Broadband DS-CDMA ni okeru Multipath Kansho Canceller o Mochiiru QRD-MLD ni okeru Sidelobe Jyokyo o Okonau Koseido Path Search Ho (Accurate Path Search Method Employing Side-lobe Components Cancellation in QRM-MLD Employing Multipath Interference........)", (IEICE TECHNICAL REPORT, RCS2004-56) THE INSTITUTE OF ELECTRONICS, INFORMATION AND COMMUNICATION ENGINEERS, 21 May 2004 (2004-05-21), pages 1 - 6, XP003000014 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN101128993B (zh) 2012-05-30
JPWO2006090812A1 (ja) 2008-07-24
KR100941553B1 (ko) 2010-02-10
CN101128993A (zh) 2008-02-20
US20090046588A1 (en) 2009-02-19
KR20070110321A (ko) 2007-11-16
US8102898B2 (en) 2012-01-24
JP4555332B2 (ja) 2010-09-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0896441B1 (en) CDMA receiver with antenna array
KR101076120B1 (ko) 범용 레이크 수신기에서의 파라미터 추정을 위한 방법 및장치
EP1941644B1 (en) Method and apparatus for channel and noise estimation
EP1987599B1 (en) Reduced complexity interference suppression for wireless communications
US8098715B2 (en) Method and apparatus for estimating impairment covariance matrices using unoccupied spreading codes
EP2162994B1 (en) Efficient method for forming and sharing impairment covariance matrix
US8265131B2 (en) Control apparatus for and control method of equalizer, and wireless terminal having that control apparatus
EP2062368B1 (en) Method and apparatus for shared parameter estimation in a generalized rake receiver
CN102057585A (zh) 有效估计无线接收器中干扰的方法和设备
US8335273B2 (en) Control apparatus for and control method of equalizer, and wireless terminal having that control apparatus
EP1605602B1 (en) Interference reduction apparatus and method
JP2006311083A (ja) Ｃｄｍａ受信方法および装置ならびに無線通信システム
JP2000078111A (ja) Ｃｄｍａ同期検波用チャネル推定装置
JP4555332B2 (ja) 伝送路推定装置、ｃｄｍａ受信装置、および伝送路推定方法
EP2186209A2 (en) Efficient computation of soft scaling factors for linear multi-user detector
EP2158686B1 (en) Method and apparatus for estimating impairment covariance matrices using unoccupied spreading codes
JPWO1996000471A1 (ja) Ｃｄｍａ復調回路および復調方法
JP2007104502A (ja) 伝送路等化装置、伝送路等化方法

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 11816446

Country of ref document: US

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 200680006175.7

Country of ref document: CN

Ref document number: 2007504793

Country of ref document: JP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 1020077020217

Country of ref document: KR

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 06714504

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1