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WO2006051786A1 - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents

電動パワーステアリング装置 Download PDF

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Publication number
WO2006051786A1
WO2006051786A1 PCT/JP2005/020461 JP2005020461W WO2006051786A1 WO 2006051786 A1 WO2006051786 A1 WO 2006051786A1 JP 2005020461 W JP2005020461 W JP 2005020461W WO 2006051786 A1 WO2006051786 A1 WO 2006051786A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
torque
assist
steering
assist gradient
motor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2005/020461
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Terutaka Tamaizumi
Shinya Aono
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
JTEKT Corp
Original Assignee
JTEKT Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by JTEKT Corp filed Critical JTEKT Corp
Priority to US11/667,327 priority Critical patent/US7826950B2/en
Priority to EP05802991.9A priority patent/EP1816053B1/en
Publication of WO2006051786A1 publication Critical patent/WO2006051786A1/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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Classifications

    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/046—Controlling the motor
    • B62D5/0463—Controlling the motor calculating assisting torque from the motor based on driver input

Definitions

  • the present invention relates to an electric power steering device that applies a steering assist force by a motor.
  • the steering assist force is changed according to operating conditions such as steering torque and vehicle speed detected by a torque sensor and a speed sensor.
  • the output of the motor that provides the steering assist force is corrected according to the rotational angular velocity or rotational acceleration of the steering wheel, the steering torque, the change speed of the steering torque, the steering angle change acceleration of the wheel, etc.
  • the response to steering is improved to compensate for the effects of motor inertia, and the effects of disturbance are reduced by applying viscosity to the steering system.
  • Patent Document 1 Japanese Unexamined Patent Publication No. 2003-226252
  • Patent Document 2 JP 2004-98754 A
  • the electric power steering device adopting the conventional technology has problems that the stability of the control system cannot be sufficiently improved and vibration is generated, and the influence of disturbance cannot be sufficiently reduced.
  • An object of the present invention is to provide an electric power steering apparatus that can solve such a problem.
  • the present invention relates to a motor that generates a steering assist force, a tonrec sensor that detects a steering torque of a steering wheel, and a means for storing a correspondence relationship between the steering torque and the basic assist torque.
  • the present invention is applied to an electric power steering apparatus including means for controlling the motor such that a steering assist force corresponding to a basic assist torque corresponding to the detected steering torque is generated.
  • the control characteristic of the steering assist force generation motor according to the output signal of the torque sensor changes according to the assist gradient that is the rate of change of the basic assist torque with respect to the steering torque. Based on this, the present invention has been conceived. In other words, when the assist gradient increases, the phase margin in the open loop characteristics of the output with respect to the torque sensor input decreases, and the stability of the control system decreases. Therefore, the control characteristics can be optimized by changing the correction amount of the motor output according to the assist gradient.
  • means for obtaining an assist gradient corresponding to the detected steering torque means for storing a correspondence relationship between the assist gradient and an assist gradient gain inversely correlated to the assist gradient, and the steering Correspondence between the means for obtaining the rotational angular acceleration corresponding value corresponding to the rotational angular acceleration of the wheel or the motor, and the rotational angular acceleration corresponding value and the motor output correction value that is positively correlated with the rotational angular acceleration corresponding value
  • means for correcting the output of the motor in accordance with a product of an assist gradient gain corresponding to the obtained assist gradient and a motor output correction value corresponding to the obtained rotational angular acceleration correspondence value is preferred that
  • the mode is at least in the steering frequency range when a human steers the steering wheel.
  • the correspondence relationship between the rotational angular acceleration corresponding value and the motor output correction value can be set so that the amplitude ratio becomes smaller for the same frequency by correcting the output of the motor. Therefore, the output of the steering assist force generating motor is corrected according to a value that is positively correlated with the steering wheel or the rotational angular acceleration of the motor, and at least within the steering frequency range when a human is steering the steering wheel, The amplitude ratio of steering torque to steering angle is reduced. In other words, it is possible to improve the response of the output of the steering assist force generating motor to the steering, and to quickly assist the steering to reduce the steering torque.
  • means for obtaining an assist gradient corresponding to the detected steering torque means for storing a correspondence relationship between the assist gradient and an assist gradient gain inversely correlated to the assist gradient, and a rotation angle of the motor
  • Means for obtaining a rotational angular acceleration correspondence value corresponding to the acceleration means for storing a correspondence relationship between the rotational angular acceleration correspondence value and a motor output correction value inversely correlated with the rotational angular acceleration correspondence value
  • means for correcting the output of the motor in accordance with a product of an assist gradient gain corresponding to the obtained assist gradient and a motor output correction value corresponding to the obtained rotational angular acceleration correspondence value means for correcting the output of the motor in accordance with a product of an assist gradient gain corresponding to the obtained assist gradient and a motor output correction value corresponding to the obtained rotational angular acceleration correspondence value.
  • means for obtaining an assist gradient corresponding to the detected steering torque means for storing a correspondence relationship between the assist gradient and an assist gradient gain inversely correlated to the assist gradient, and a change in the steering torque Means for determining a change acceleration corresponding value corresponding to the acceleration; means for storing a correspondence relationship between the change acceleration corresponding value and a motor output correction value positively correlated with the change acceleration corresponding value; and Preferably, a means for correcting according to the product of the assist gradient gain corresponding to the determined assist gradient and the motor output correction value corresponding to the determined change acceleration corresponding value is provided.
  • the motor output is corrected by the correction.
  • the correspondence relationship between the rotational angular acceleration correspondence value and the motor output correction value can be set so that the resonance frequency at which the amplitude ratio reaches the peak value becomes small. Therefore, the output of the steering assist force generation motor is corrected according to a value that is inversely correlated with the rotational angular acceleration of the motor or a value that is directly correlated with the change acceleration of the steering torque, and the amplitude ratio of the steering torque to the disturbance torque is a peak value.
  • the resonance frequency of the steering system is reduced. That is, since the input frequency of the disturbance torque corresponding to the resonance frequency is reduced, the frequency range of the disturbance that affects the disturbance is narrowed, and the influence of the disturbance on the steering can be reduced.
  • means for obtaining an assist gradient corresponding to the detected steering torque means for storing a correspondence relationship between the assist gradient and the assist gradient gain, and a change corresponding to the change speed of the steering torque
  • a means for obtaining a speed correspondence value, a means for storing a correspondence relationship between the change speed correspondence value and a motor output correction value positively correlated with the change speed correspondence value, and an output of the motor were obtained.
  • Means for correcting the assist gradient according to the product of the assist gradient gain corresponding to the assist gradient and the motor output correction value corresponding to the obtained change speed corresponding value is provided. It is preferred to be greater than zero when
  • the motor output is corrected by the correction.
  • the correspondence relationship between the change speed corresponding value and the motor output correction value can be set so that the amplitude ratio becomes smaller at the resonance frequency. Therefore, the output of the steering assist force generation motor is corrected according to a value that is positively correlated with the change rate of the steering torque, and the amplitude ratio of the steering torque to the disturbance torque is reduced at the resonance frequency. The influence can be reduced.
  • the correction amount of the output of the motor also changes in accordance with the assist gradient gain, and the assist gradient gain is greater than zero when the assist gradient is less than or equal to the set value. This ensures a correction amount for the motor output in a range where the assist gradient is small, which is easily affected by disturbance because the vehicle is running straight or the steering angle is small, and the amplitude ratio of the steering torque to the disturbance torque is ensured. By controlling the motor so that it becomes smaller at the resonance frequency, the influence of disturbance on the steering can be reliably reduced.
  • means for obtaining an assist gradient corresponding to the detected steering torque means for obtaining an assist gradient corresponding to the detected steering torque, a low-pass filter that removes a high-frequency component from the output signal of the torque sensor, and a phase of the output signal of the torque sensor that passes through the low-pass filter Assist gradient-sensitive phase advance compensation means, a means for obtaining a rotation angular velocity corresponding value corresponding to the rotation angular velocity of the steering wheel or the motor, the rotation angular velocity corresponding value, and the rotation
  • the motor output is corrected by the correction.
  • the correspondence relationship between the rotation angular velocity corresponding value and the motor output correction value can be set so that the amplitude ratio becomes smaller at the resonance frequency. Therefore, the output of the steering assist force generation motor is corrected according to a value inversely correlated with the steering wheel or the rotational angular velocity of the motor, and the amplitude ratio of the steering torque to the disturbance torque becomes smaller at the resonance frequency. Can be reduced.
  • the detected steering torque corresponding to the basic assist torque is increased relative to the torque input to the torque sensor, the motor output correction amount is increased, and the amplitude ratio of the steering torque to the disturbance torque is increased. Can be reduced in the frequency range where the filter gain is increased, and the influence of disturbance on steering can be further reduced.
  • means for obtaining an assist gradient corresponding to the detected steering torque means for obtaining an assist gradient corresponding to the detected steering torque, a low-pass filter for removing a high-frequency component from the output signal of the torque sensor, and a phase of the output signal of the torque sensor passing through the low-pass filter, Assist gradient sensitive phase lag compensation means for delaying by increasing the assist gradient, means for obtaining a rotational angular velocity corresponding value corresponding to the rotational angular velocity of the steering wheel or the motor, the rotational angular velocity corresponding value, and the rotational angular velocity corresponding value Means for storing the correspondence relationship between the inversely correlated motor output correction value and means for correcting the motor output according to the motor output correction value corresponding to the obtained rotation angular velocity correspondence value are provided. It is preferable.
  • the motor output is corrected by the correction.
  • the correspondence relationship between the rotation angular velocity corresponding value and the motor output correction value can be set so that the amplitude ratio becomes smaller at the resonance frequency. Therefore, the output of the steering assist force generation motor is corrected according to a value inversely correlated with the steering wheel or the rotational angular velocity of the motor, and the amplitude ratio of the steering torque to the disturbance torque becomes smaller at the resonance frequency. Can be reduced.
  • the steering torque and the basic assist are set such that an upper limit value is set for the assist gradient that changes according to the change in the steering torque, and the set upper limit value for the assist gradient changes according to the change in the vehicle speed.
  • a means for detecting a vehicle speed a means for obtaining an upper limit value of an assist gradient at the detected vehicle speed, a low-pass filter for removing an output signal force high-frequency component of the torque sensor, and the low-pass filter.
  • the advance / delay compensation reduces the phase advance / end frequency and increases the delay start frequency as the vehicle speed increases. It is preferable that it is done in such a way.
  • the electric power steering device of the present invention it is possible to improve the stability in controlling the steering assist force generating motor, improve the response to steering, and reduce the influence of disturbance on the steering.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating the configuration of an electric power steering device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a control block diagram of the electric power steering apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a control block diagram for obtaining a corrected reference current in the electric power steering apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 Steering torque and basic torque in the electric power steering apparatus according to the embodiment of the present invention. Diagram showing the relationship between cyst torque and vehicle speed
  • Control block diagram of the electric power steering apparatus of the seventh embodiment of the present invention 19] Control block diagram of the electric power steering apparatus of the seventh embodiment of the present invention. 20] The torque signal used for determining the detected steering torque in the electric power steering apparatus of the seventh embodiment of the present invention. Diagram showing frequency response characteristics FIG. 21 is a diagram illustrating the configuration of an electric power steering device according to a modification of the sixth and seventh embodiments of the present invention.
  • FIG. 22 is a control block diagram for obtaining a corrected reference current in an electric power steering device according to a modification of the sixth and seventh embodiments of the present invention.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating the configuration of an electric power steering apparatus according to an eighth embodiment of the present invention.
  • FIG. 24 is a control block diagram of an electric power steering apparatus according to an eighth embodiment of the present invention.
  • FIG. 25 is a diagram showing a frequency response characteristic of a torque signal used to determine a detected steering torque in the electric power steering apparatus according to the eighth embodiment of the present invention.
  • FIG. 26 is a diagram showing the relationship between the filter constant of the phase compensation filter and the set upper limit value of the assist gradient in the electric power steering apparatus according to the eighth embodiment of the present invention.
  • FIG. 27 is a diagram showing the relationship between another filter constant of the phase compensation filter and the set upper limit value of the assist gradient in the electric power steering apparatus according to the eighth embodiment of the present invention.
  • the electric power steering device 1 for a vehicle according to the first embodiment shown in FIG. 1 includes a mechanism for transmitting the rotation of the steering wheel 2 by steering to the wheels 3 so that the steering angle changes.
  • the rotation of the steering wheel 2 is transmitted to the pinion 5 via the steering shaft 4, so that the rack 6 meshing with the pinion 5 moves, and the movement force of the rack 6 S tie rod 7 and knuckle
  • the steering angle changes by being transmitted to the wheel 3 through the arm 8.
  • a motor 10 is provided that generates a steering assist force that acts on a path for transmitting the rotation of the steering wheel 2 to the wheel 3.
  • the steering assist force is applied by transmitting the rotation of the output shaft of the motor 10 to the steering shaft 4 via the reduction gear mechanism 11.
  • the motor 10 is connected to a control device 20 constituted by a computer via a drive circuit 21.
  • the control device 20 includes a torque sensor 22 that detects the steering torque T of the steering wheel 2, and a steering angle sensor h that detects the steering angle ⁇ corresponding to the rotation angle of the steering wheel 2.
  • the steering shaft 4 of the present embodiment is divided into a steering wheel 2 side and a pinion 5 side and is connected by a torsion bar 29, and the steering bar 29 is the difference between the steering angle ⁇ and the rotation angle ⁇ of the pinion 5. Twist angle ( ⁇ — ⁇ hphp
  • the control device 20 controls the motor 10 so as to generate a steering assist force according to the basic assist torque corresponding to the detected steering torque ⁇ , and changes the steering assist force according to the detected vehicle speed V.
  • the output of the motor 10 is corrected according to the rotational angular acceleration of the steering wheel 2.
  • FIG. 2 and 3 are control block diagrams of the motor 10 by the control device 20.
  • FIG. 2 and 3 are control block diagrams of the motor 10 by the control device 20.
  • the output signal of the torque sensor 22 is input to the calculation unit 41 via the low-pass filter 61 and used to determine the basic assist current io.
  • the correspondence relationship between the steering torque T and the basic assist current io is stored as, for example, a table or an arithmetic expression, and the basic assist current io corresponding to the detected steering torque T is calculated.
  • the low-pass filter 61 removes unnecessary high-frequency components from the output signal of the torque sensor 22.
  • Manipulation The correspondence relationship between the steering torque T and the basic assist current io is, for example, as shown in the calculation unit 41, such that the magnitude of the basic assist current io increases as the steering torque T increases.
  • the sign of steering torque T and basic assist current io is reversed between right steering and left steering.
  • the correspondence relationship between the vehicle speed V and the basic vehicle speed gain Gv is stored as, for example, a table or an arithmetic expression, and the basic vehicle speed gain Gv corresponding to the calculated vehicle speed V is calculated.
  • the correspondence relationship between the vehicle speed V and the basic vehicle speed gain Gv is, for example, as shown in the calculation unit 42, when the vehicle speed V is small, the basic vehicle speed gain Gv is larger than when it is large.
  • the product of the basic assist current io and the basic vehicle speed gain Gv corresponds to the basic assist torque.
  • the basic assist torque To changes according to the vehicle speed V. If the steering torque T is constant, the basic assist torque To increases as the vehicle speed V decreases, and the assist gradient R increases.
  • the assist gradient R changes according to the change in the steering torque T
  • the upper limit value Ro is set for the assist gradient R
  • the set upper limit value of the assist gradient R changes according to the change in the vehicle speed V.
  • a correspondence relationship between the steering torque T and the basic assist torque To is set, and the set correspondence relationship is stored in the control device 20.
  • the assist gradient R becomes the set upper limit value Ro
  • the set upper limit value Ro increases as the vehicle speed V decreases.
  • the correspondence relationship between the steering torque T and the basic assist current io and the correspondence relationship between the vehicle speed V and the basic vehicle speed gain Gv are stored, so that the correspondence relationship between the steering torque T and the basic assist torque To can be obtained. Will be remembered.
  • the control device 20 obtains an assist gradient R corresponding to the detected steering torque T and the detected vehicle speed V.
  • the calculation unit 31 obtains the rotational angular acceleration d 2 ⁇ / dt 2 as the rotational angular acceleration corresponding value by h second-order differentiation of the steering angle ⁇ obtained by the steering angle sensor 23.
  • the correspondence relationship thus made is stored in the control device 20 as, for example, a table or an arithmetic expression.
  • rotation The correction reference current ia is assumed to be positively correlated with the angular acceleration d 2 ⁇ / dt 2 , for example, the calculation unit 31 h
  • h Zdt 2 flow ia is calculated by the calculation unit 31 based on the stored correspondence. Rotational angular acceleration d 2 ⁇ Zdt 2 and corrected reference current
  • the set correspondence relationship between the assist gradient R and the assist gradient gain Gaa is stored as, for example, a table or an arithmetic expression, and the assist gradient gain Gaa corresponding to the obtained assist gradient R is calculated. Calculated.
  • the assist gradient gain Gaa is inversely correlated with the assist gradient. For example, as shown in the calculation unit 32, the assist gradient gain Gaa decreases as the assist gradient R increases.
  • the set correspondence relationship between the vehicle speed V and the correction vehicle speed gain Gva is stored as, for example, a table or an arithmetic expression, and the correction vehicle speed gain Gva corresponding to the calculated vehicle speed V is calculated. Is done.
  • the correspondence relationship between the vehicle speed V and the correction vehicle speed gain Gva is not particularly limited in the illustrated example, although the correction vehicle speed gain Gva is larger when the vehicle speed V is large than when it is small.
  • the correction current il is obtained by multiplying the correction reference current ia by the assist gradient gain Gaa and the correction vehicle speed gain Gva in the multipliers 34 and 35.
  • the sum of the correction current il and the basic assist current io is calculated in the adder 43, and the basic vehicle speed gain Gv is multiplied by the sum in the multiplier 44 to obtain the target drive current i * of the motor 10.
  • the rotation angle ⁇ of the pinion 5 is changed and a steering assist force is applied.
  • the control device 20 calculates the assist gradient gain Gaa corresponding to the calculated assist gradient R and the calculated rotation angular acceleration d 2 ⁇ .
  • the output of the motor 10 is corrected according to the correction current il, which is the product of the correction reference current ia corresponding to Zdt 2 . Thereby, the correction amount of the output of the motor 10 is changed according to the change of the assist gradient R.
  • the flowchart in FIG. 5 shows the control procedure of the motor 10 by the control device 20.
  • the detected values V, ⁇ , T, i from each sensor are read (step SI), and then the operation obtained in time series is performed.
  • Rotational angular acceleration d 2 ⁇ / dt 2 is obtained by differentiating the rudder angle ⁇ by the second floor time, and the detection hh
  • step S2 An assist gradient R corresponding to the steering torque T and the detected vehicle speed V is obtained (step S2).
  • the horizontal axis represents the steering frequency (Hz) corresponding to the number of reciprocating operations per unit time of the steering wheel 2, and the vertical axis represents the steering torque T with respect to the steering angle ⁇ of the steering wheel 2.
  • the output of the motor 10 is corrected.
  • the correspondence relationship between the rotational angular acceleration d 2 ⁇ / dt 2 and the corrected reference current ia is set so that the amplitude ratio becomes smaller for the same frequency.
  • the torque Ti applied to the steering system by the motor 10 is obtained as the sum of the basic assist torque To and the correction torque Ta by the following equation.
  • Ta Kw d 2 ⁇ / dt 2 - - - (3)
  • Ka is the basic assist control gain
  • Kw is the steering angular velocity differential (steering angle second-order differential) control gain.
  • a 1 is a steering weight parameter when the frequency is zero
  • a 2 is the transmission ratio of the disturbance when the frequency is zero, and is expressed by the following equation.
  • K is the elastic coefficient of the vehicle axial force
  • Jp is the inertia in terms of the pinion axis in the steering system
  • Cp is the pinion axis equivalent viscosity coefficient in the steering system below the torsion bar 29.
  • the state before correcting the output of the motor 10 is indicated by a solid line, and the state after correction is indicated by a broken line. Since the correction current il is positively correlated with the rotational angular acceleration d 2 ⁇ / dht 2 of the steering wheel 2 and the gain of the rotational angular acceleration d 2 ⁇ / dt 2 is Kw, the motor output h
  • the broken line after correction shifts in the direction in which the frequency ⁇ becomes larger than the solid line.
  • the amplitude ratio is reduced by the correction). Steering assistance is made quickly, and the response to steering is improved.
  • the control characteristics can be optimized by changing the correction amount of the output of the motor 10 in accordance with the change in the assist gradient R. That is, since the basic assist current io is corrected by the correction current il that is inversely correlated with the assist gradient R, the correction amount of the output of the motor 10 is inversely correlated with the assist gradient R. As a result, a decrease in the stability of the control system due to an increase in the assist gradient R can be suppressed by reducing the control amount of the motor 10, and vibration can be prevented.
  • FIG. 7 and FIG. 8 show a second embodiment.
  • the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and the differences will be described.
  • the difference from the first embodiment is that the rotational angular acceleration d 2 ⁇ of the steering wheel 2
  • mm is obtained as the value corresponding to the rotational angular acceleration, and the rotational angular acceleration d 2 ⁇ / dt 2 and the corrected reference current i
  • the correspondence relationship with the current ia is that the corrected reference current ia is positively correlated with the rotational angular acceleration d 2 ⁇ Zdt 2, and the corrected reference current ia corresponding to the obtained rotational angular acceleration d 2 ⁇ / dt 2 is stored.
  • the calculation unit 31 calculates based on the corresponding correspondence.
  • the correction current il is obtained by multiplying the correction reference current ia by the assist gradient gain Gaa and the correction vehicle speed gain Gva, and the sum of the correction current il and the basic assist current io is obtained. Is multiplied by the basic vehicle speed gain Gv to obtain the target drive current i * of the motor 10 so that the correction amount of the output of the motor 10 is changed according to the change in the assist gradient R.
  • the electric power steering apparatus of the second embodiment can achieve the same functions and effects as those of the first embodiment.
  • the operation angle ⁇ h is replaced with the rotation angle ⁇
  • equations (3), (4), (5) the steering angular velocity differential control gain Kw is set to the motor m
  • FIG. 9 and FIG. 10 show a third embodiment.
  • the same parts as those of the second embodiment are denoted by the same reference numerals and the differences will be described.
  • the difference from the second embodiment is that the correspondence between the rotational angular acceleration d 2 ⁇ / dt 2 and the corrected reference current ia is that the corrected reference current is inversely correlated with the rotational angular acceleration d 2 ⁇ / dt 2. There is in point.
  • the correction current il is obtained by multiplying the correction reference current ia by the assist gradient gain Gaa and the correction vehicle speed gain Gva, and the sum of the correction current il and the basic assistance current io is obtained. Is multiplied by the basic vehicle speed gain Gv to obtain the target drive current i * of the motor 10, so that the correction amount of the output of the motor 10 is changed according to the change in the assist gradient R.
  • the electric power steering apparatus of the third embodiment can produce a force S different from that of the second embodiment, and a Bode diagram representing the frequency response characteristics shown in FIG. 10 can be obtained.
  • the horizontal axis is the disturbance torque input frequency (H z)
  • the vertical axis represents the amplitude ratio (dB) of the steering torque T to the disturbance torque.
  • the torque Ti applied to the steering system by the motor 10 is obtained by the following equation.
  • Tb Km-d 2 ⁇ / dt 2 --- (6)
  • Km is the motor rotation angular velocity differential (motor rotation angle second-order differential) control gain.
  • frequency ⁇ and damping ratio ⁇ are expressed as
  • the state before correcting the output of the motor 10 is indicated by a solid line, and the state after correction is indicated by a broken line.
  • the correction current il is inversely related to the angular acceleration d 2 ⁇ / dt 2 of the motor 10 m
  • the corrected broken line is shifted in the direction of decreasing the frequency ⁇ force S with respect to the solid line (for example, in FIG.
  • the frequency at the peak point ⁇ of the amplitude ratio is reduced by correction).
  • the resonance frequency of the steering system at which the amplitude ratio of the steering torque ⁇ to the disturbance torque has a peak value is reduced. Therefore, since the input frequency of the disturbance torque corresponding to the resonance frequency is reduced, the frequency range of the disturbance that affects the disturbance is narrowed, and the influence of the disturbance on the steering can be suppressed.
  • the control characteristics can be optimized by changing the correction amount of the output of the motor 10 in accordance with the change in the assist gradient R. That is, the basic assist current io is corrected by the correction current il that is inversely correlated with the assist gradient R, so that the motor 10 The output correction amount is inversely related to the assist gradient R.
  • the decrease in the stability of the control system due to the increase in the assist gradient R can be suppressed by reducing the control amount of the motor 10, and the occurrence of vibration can be prevented.
  • FIG. 11 and FIG. 12 show a fourth embodiment.
  • the same parts as those in the third embodiment are denoted by the same reference numerals and the differences will be described.
  • the difference from the third embodiment is that the output of the motor 10 is corrected according to the change acceleration d 2 TZdt 2 of the steering torque T instead of the rotational angular acceleration of the motor 10. Therefore, the angle sensor 27 is not required, and the change acceleration d 2 T / dt 2 is obtained as the change acceleration corresponding value instead of the rotation angular acceleration corresponding value by the second derivative of the steering torque T detected by the torque sensor 22 in the calculation unit 31.
  • the set correspondence between the change acceleration d 2 TZdt 2 and the corrected reference current ia is stored.
  • the change acceleration d 2 TZdt 2 The correlations between the correction reference current ia, is assumed to change the acceleration d 2 T / dt 2 in the correction reference current ia is positively correlated, corresponding to the change acceleration d 2 T / dt 2 obtained
  • the correction reference current ia to be calculated is calculated by the calculation unit 31 based on the stored relationship.
  • the correction current il is obtained by multiplying the correction reference current ia by the assist gradient gain Gaa and the correction vehicle speed gain Gva, and the sum of the correction current il and the basic assist current io is obtained. Is multiplied by the basic vehicle speed gain Gv to obtain the target drive current i * of the motor 10, so that the correction amount of the output of the motor 10 is changed according to the change in the assist gradient R.
  • the torque Ti applied to the steering system by the motor 10 is obtained by the following equation.
  • Tb Kdd- d 2 Ks (0- ⁇ ) / dt— (9)
  • Kdd is the torque second derivative control gain.
  • the correction reference current ia is positively correlated with the change acceleration d 2 T / dt 2 of the steering torque T, and the gain of the change acceleration d 2 T / dt 2 is Kdd. From (10), the frequency ⁇ force ⁇ becomes shorter. That is, as in the third embodiment, the actual values before correction in FIG.
  • the correction amount of the output of the motor 10 is inversely related to the assist gradient R. As a result, a decrease in the stability of the control system due to an increase in the assist gradient R can be suppressed by reducing the control amount of the motor 10, and vibration can be prevented.
  • FIG. 13 and FIG. 14 show a fifth embodiment.
  • the same parts as those in the fourth embodiment are denoted by the same reference numerals and the differences will be described below.
  • the difference from the fourth embodiment is that the output of the motor 10 is corrected according to the change speed dT / dt of the steering torque T instead of the change acceleration d 2 T / dt 2 of the steering torque T.
  • the change speed dT / dt is obtained as a change speed corresponding value instead of the change acceleration corresponding value by the differentiation of the steering torque detected by the torque sensor 22 in the calculation unit 31, and the change speed dT / dt and the corrected reference current ia
  • the set correspondence between is stored.
  • the correspondence between the change rate dT / dt and the corrected reference current ia is assumed to be positively correlated with the change rate dT / dt, and the corrected reference current ia corresponding to the obtained change rate dT / dt is stored.
  • the calculation unit 31 calculates based on the corresponding correspondence.
  • the correspondence relationship between the assist gradient R and the assist gradient gain Gaa in the fifth embodiment is different from that in the fourth embodiment, and is set between the assist gradient R and the assist gradient gain Gaa in the calculation unit 32.
  • the corresponding relationship is stored as a table or an arithmetic expression, for example, and the assist gradient gain Gaa corresponding to the obtained assist gradient R is calculated.
  • the assist gradient gain Ga a is greater than zero when the assist gradient R is equal to or less than the set value.
  • the setting value of the assist gradient R should be set appropriately so that the influence of disturbance on steering can be reduced in the range where the assist gradient is small.
  • the assist gradient gain Gaa may be positively correlated with the assist gradient R as indicated by a solid line in the figure, or may be inversely correlated as indicated by a broken line in the figure.
  • the correspondence relationship between the vehicle speed V and the correction vehicle speed gain Gva in the calculation unit 33 is the fifth embodiment. Then, even if the vehicle speed V changes, the correction vehicle speed gain Gva is fixed, but it is not particularly limited.
  • correction current il is obtained by multiplying the correction reference current ia by the assist gradient gain Gaa and the correction vehicle speed gain Gva.
  • the target drive current i * of the motor 10 is obtained, so that the correction amount of the output of the motor 10 is changed according to the change in the assist gradient.
  • the electric power steering apparatus of the fifth embodiment can exert the action S different from the second embodiment, and the Bode diagram showing the frequency response characteristics shown in FIG. 14 is obtained.
  • the horizontal axis represents the input frequency (H z) of disturbance torque input from the ground surface to the steering system via the wheel 3
  • the vertical axis represents the amplitude ratio (dB) of the steering torque T to the disturbance torque.
  • the torque Ti applied to the steering system by the motor 10 is obtained by the following equation.
  • Tb Kd-d ⁇ Ks ( ⁇ — ⁇ ) ⁇ / dt... (: 12)
  • Kd is a torque differential control gain
  • the state before correcting the output of the motor 10 is indicated by a solid line, and the state after correction is indicated by a broken line.
  • the correction reference current ia is positively correlated with the change speed dT / dt of the steering torque T, and the gain of the change speed dT / dt is Kd. Therefore, when the motor output is corrected, the damping ratio ⁇ becomes larger than the above equation (14). . That is, after correction with respect to the solid line before correction in FIG.
  • the broken line shifts in the direction in which the peak value of the amplitude ratio becomes smaller at the resonance frequency (in Fig. 14, the amplitude ratio at the peak point P of the amplitude ratio is reduced by the correction). Therefore, the influence of disturbance on steering can be suppressed.
  • the control characteristics can be optimized by changing the correction amount of the output of the motor 10 in accordance with the change in the assist gradient R. That is, the correction amount of the output of the motor 10 changes according to the assist gradient gain Gaa, and the assist gradient gain Gaa is set to be greater than zero when the assist gradient R is equal to or less than the set value.
  • the amount of correction of the motor output is ensured in the range where the straight running state and the steering angle are small and the state is susceptible to disturbance because the state is small, and the assist gradient R is small, and the steering torque against the disturbance torque is secured.
  • FIGS. 15 to 18 show a sixth embodiment.
  • the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and the differences will be described.
  • the difference from the first embodiment is that, instead of the rotational angular acceleration d 2 ⁇ / dt 2 of the steering wheel 2, the rotational angular velocity of the motor 10 (the motor hm depends on 1 ⁇ / dt).
  • the output of data 10 is corrected. Therefore, instead of the rudder angle sensor 23, an angle sensor 27 for detecting the rotation angle ⁇ of the motor 10 is connected to the control device 20 as shown in FIG. 15, and the angle sensor 27 in the computing unit 31 is shown in FIG.
  • the rotational angular velocity d ⁇ / dt is obtained as the rotational angular velocity corresponding value instead of the rotational angular acceleration corresponding value by the derivative of the rotational angle ⁇ detected by 27, and the rotational angular velocity (1 ⁇ / dt and the corrected reference current ia
  • the correction reference current ia is inversely correlated with / dt, and the calculation unit 31 calculates the calculated rotation angular velocity (correction reference current ia corresponding to 1 m / dt with respect to 1 ⁇ / dt).
  • the set correspondence relationship between the assist gradient R and the assist gradient gain Gaa is For example, the torque gain Gte corresponding to the obtained steering torque T is calculated and stored as a table or an arithmetic expression.
  • the correspondence between the vehicle speed V and the correction vehicle speed gain Gva in the calculation unit 33 is When the speed V is large, the correction vehicle speed gain Gva is assumed to be smaller than when the speed V is small, but there is no particular limitation.
  • the low-pass filter 61 is selectively connected to the calculation unit 41 and the phase lead compensation filter 63 via the switch 62, and the phase lead compensation filter 63 is connected to the calculation unit 41. .
  • the compensation controller 20a of the control device 20 obtains the assist gradient R corresponding to the detected steering torque T, and switches the switch 62 according to the obtained assist gradient R.
  • the low-pass filter 61 is connected to the phase advance compensation filter 63 when the assist gradient R is less than or equal to the set value, and is connected to the computing unit 41 when the assist gradient R exceeds the set value.
  • the setting value of the assist gradient R may be set so that the influence of disturbance on the steering can be sufficiently reduced in the range where the assist gradient R is small.
  • control device 20 the switch 62, and the phase lead compensation finoretor 63 constitute assist gradient-sensitive phase lead compensation means that advances the phase of the output signal of the Tonerek sensor 22 passing through the low-pass filter 61 by decreasing the assist gradient R. It has been done.
  • the control device 20 multiplies the basic vehicle speed gain Gv by the sum of the correction current il and the basic assist current io obtained by multiplying the correction reference current ia by the torque gain Gte and the correction vehicle speed gain Gva. Ten target drive currents i * are obtained.
  • the output of the motor 10 is corrected according to the correction reference current ia, and the phase of the output signal of the torque sensor 22 changes due to the change of the assist gradient R. Therefore, the correction amount of the output of the motor 10 is the assist gradient R. Changes according to changes in
  • the electric power steering apparatus of the sixth embodiment can exert the following effects that are different from those of the first embodiment.
  • the torque Ti applied to the steering system by the motor 10 is obtained by the following equation.
  • Tb -Kdo-d 0 / dt---(15)
  • Kdo is the control gain of the rotational angular velocity d ⁇ / dt.
  • the frequency ⁇ and the damping ratio ⁇ are obtained by the following equations.
  • the correction reference current ia is inversely related to the rotational angular velocity de m Zdt of the motor 10, and the gain of the rotational angular velocity ⁇ ⁇ / dt is Kdo. Therefore, when the motor output is corrected, the damping ratio ⁇ Becomes larger. Therefore, similar to the frequency response characteristics shown in FIG. 14 of the fifth embodiment.
  • the output of the motor 10 is corrected in the frequency response characteristic represented by the frequency of the disturbance torque input to the steering system from the ground surface via the wheel 3 and the amplitude ratio of the steering torque ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ to the disturbance torque.
  • Rotational angular velocity d ⁇ so that the amplitude ratio becomes smaller at the resonance frequency
  • Fig. 18 shows the frequency response characteristics of the Tonlek signal input to the calculation unit 41 to determine the basic assist current io, where the horizontal axis is the frequency of the output signal of the torque sensor 22 and the vertical axis is the Tonlek input to the torque sensor 22. Is the amplitude ratio of the tonlek input to the calculation unit 41.
  • the characteristic when the phase of the signal is not advanced by the phase advance compensation filter 63 is represented by a solid line, and the characteristic when the phase is advanced is represented by a broken line.
  • the transfer function of the phase lead compensation filter 63 is Gpa
  • the transfer function of the low pass filter 61 is Gf
  • the input to the torque sensor 22 is Si
  • the output from the phase lead compensation filter 63 is Soa
  • Soa Gpa'Gf'Si Is established.
  • phase advance start frequency is ⁇ / (2 ⁇ -t 2)
  • FIG. 19 and FIG. 20 show a seventh embodiment.
  • the same parts as those in the sixth embodiment are denoted by the same reference numerals and the differences will be described below.
  • the difference from the sixth embodiment is that, as shown in FIG. 19, the low-pass filter 61 is selectively connected to the calculation unit 41 and the phase lag compensation filter 65 via the switch 64, and the phase lag compensation filter 65 is Connected to 41.
  • the compensation controller 20a of the control device 20 obtains the assist gradient R corresponding to the detected steering torque T, and switches the switch 64 according to the obtained assist gradient R.
  • the low-pass filter 61 is connected to the phase lag compensation filter 65 when the assist gradient R is greater than or equal to the set value, and is connected to the computing unit 41 when the assist gradient R is less than the set value.
  • the set value of the assist gradient R may be set so that the stability of the control system can be improved in a range where the assist gradient R is large.
  • the control device 20, the switch 64, and the phase lag compensation filter 65 allow the assist gradient sensitive phase lag compensation means to delay the phase of the output signal of the torque sensor 22 passing through the low pass filter 61 by the increase of the assist gradient R. It is configured
  • the frequency of the disturbance torque input from the ground surface to the steering system via the wheel 3 and the amplitude of the steering torque T with respect to the disturbance torque In the frequency response characteristic expressed by the ratio, between the rotational angular velocity d ⁇ Zdt and the corrected reference current ia so that the amplitude ratio becomes smaller at the resonance frequency by correcting the output of the motor 10.
  • FIG. 20 shows the basic This represents the frequency response characteristics of the Tonlek signal input to the calculation unit 41 in order to determine the strike current io.
  • the horizontal axis represents the frequency of the output signal of the Tonlek sensor 22, and the vertical axis represents the Tonlek input to the torque sensor 22. Indicates the amplitude ratio of torque input.
  • the characteristic when the phase of the signal is not delayed by the phase delay compensation filter 65 is represented by a solid line, and the characteristic when the phase is delayed is represented by a broken line.
  • the transfer function of the phase lag compensation filter 65 is Gpd
  • the transfer function of the low-pass filter 61 is Gf
  • the input to the torque sensor 22 is Si
  • the output of the phase lag compensation finalizer 65 force is Sod
  • Sod Gpd'Gf 'Si Is established.
  • the output of the motor 10 is corrected according to mh of the rotation angular velocity d 6 / dt of the steering wheel 2 instead of the rotation angular velocity / dt of the motor 10. May be.
  • a steering angle sensor 23 is connected to the control device 20, and as shown in FIG. 22, the steering angle ⁇ detected by the steering angle sensor 23 in the computing unit 31 is obtained.
  • the corrected reference current ia corresponding to the measured rotational angular velocity d ⁇ / dt is based on the stored relationship.
  • the calculation unit 31 calculates.
  • the rotation angle ⁇ is the operation angle ⁇
  • FIG. 23 to FIG. 27 show an eighth embodiment.
  • the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and the differences will be described.
  • the difference from the first embodiment is that the output correction of the motor 10 according to the rotational angular acceleration d 2 ⁇ Zdt 2 of the steering wheel 2 is not performed. Therefore, the rudder angle sensor 23 is not provided.
  • the low-pass filter 61 is connected to the calculation unit 41 via the phase compensation filter 71.
  • the phase compensation filter 71 performs phase advance / delay compensation of the output signal of the torque sensor 22 that passes through the low-pass filter 61.
  • the compensation control unit 20a of the control device 20 obtains the setting upper limit value Ro of the assist gradient R at the detected vehicle speed V based on the correspondence as shown in FIG. 4, and responds to the determined upper setting value Ro of the assist gradient R.
  • the phase advance end frequency and the delay start frequency in the phase advance / delay compensation by the phase compensation filter 71 are changed.
  • the detected steering torque T corresponding to the basic assist torque To changes according to the change in the assist gradient R, and the correction amount of the output of the motor 10 is changed as the basic assist torque To changes.
  • FIG. 25 shows the frequency response characteristics of the tonrec signal input to the calculation unit 41 to determine the detected steering torque T.
  • the horizontal axis represents the frequency of the output signal of the torque sensor 22, and the vertical axis represents the torque sensor 22.
  • the amplitude ratio of the output from the phase compensation filter 71 with respect to the input is shown.
  • the transfer function of the phase compensation filter 71 is Gp
  • the transfer function of the low-pass filter 61 Gf
  • the input to the torque sensor 22 Si
  • the output from the phase compensation filter 71 So
  • So Gp'Gf 'Si To establish.
  • the filter constants al and a2 are functions of the assist slope R setting upper limit value Ro, and the correspondence between the filter constant al and the setting upper limit value Ro, and the correspondence relation between the filter constant a2 and the setting upper limit value Ro are 20 Is remembered.
  • the filter constant al is positively correlated with the set upper limit Ro as shown in FIG. 26, and the filter constant a2 is inversely correlated with the set upper limit Ro as shown in FIG.
  • Compensation controller 20 a calculates the values of the filter constants al and a2 corresponding to the set upper limit value Ro obtained based on the detected vehicle speed V, and sets the filter constants al and a2 of the phase compensation filter 71 to the calculated values.
  • the present invention is not limited to the above embodiment.
  • the mechanism for transmitting the rotation of the steering wheel to the wheel so that the steering angle changes is not limited to the embodiment, and the rotation of the steering wheel is transmitted from the steering shaft to the wheel via a link mechanism other than the rack and pinion. Something like that.
  • the mechanism for transmitting the output of the motor for generating the steering assist force to the steering system is not limited to the embodiment as long as the steering assist force can be applied.
  • a ball nut screwed to the ball screw integral with the rack is attached to the motor.
  • a steering assist force may be applied by driving with an output.
  • the correspondence relationship between the steering torque T and the basic assist current io is stored as, for example, a table for each of a plurality of preset vehicle speeds predetermined in the calculation unit 41.
  • the detected vehicle speed V is a value between the set vehicle speeds
  • a correspondence relationship between the steering torque T and the basic assist current io may be obtained by interpolation calculation.

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Abstract

　電動パワーステアリング装置において、ステアリングホイール２の操舵トルクをトルクセンサ２２により検出し、その検出操舵トルクに対応する基本アシストトルクに応じた操舵補助力が発生するように、操舵補助力を発生するモータ１０を制御する。操舵トルクに対する基本アシストトルクの変化率であるアシスト勾配が操舵トルクの変化に応じて変化するように、操舵トルクと基本アシストトルクとの対応関係が設定される。アシスト勾配の変化に応じてモータ１０の出力の補正量が変更される。

Description

明 細 書
電動パワーステアリング装置
技術分野
[0001] 本発明は、操舵補助力をモータによって付与する電動パワーステアリング装置に関 する。
背景技術
[0002] 操舵補助力発生用モータを備える電動パワーステアリング装置においては、トルク センサや速度センサにより検出した操舵トルクや車速等の運転条件に応じて操舵補 助力を変化させている。また、その操舵補助力を付与するモータの出力を、そのモー タゃステアリングホイールの回転角速度または回転角加速度、操舵トルク、操舵トノレ クの変化速度、車輪の舵角変化加速度等に応じて補正することで、操舵に対する応 答性を向上してモータの慣性の影響を補償したり、操舵系に粘性を付与することで 外乱の影響を低減することが図られている。さらに、トルクセンサの出力信号における ノイズや系の遅れの影響により制御系の安定性が低下するのを防止するため、トルク センサの出力信号に対する位相補償特性を車速に応じて変化させることが提案され ている（特許文献 1、 2参照）。
特許文献 1 :特開 2003— 226252号公報
特許文献 2：特開 2004— 98754号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0003] しかし、従来技術を採用した電動パワーステアリング装置においては制御系の安定 性を十分に向上することができず振動が発生したり、また、外乱の影響を十分に低減 できないという問題がある。本発明は、そのような問題を解決することのできる電動パ ワーステアリング装置を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
[0004] 本発明は、操舵補助力を発生するモータと、ステアリングホイールの操舵トルクを検 出するトノレクセンサと、操舵トルクと基本アシストトルクとの対応関係を記憶する手段と 、検出操舵トルクに対応する基本アシストトルクに応じた操舵補助力が発生するように 、前記モータを制御する手段とを備える電動パワーステアリング装置に適用される。
[0005] 本件発明者らは、トルクセンサの出力信号に応じた操舵補助力発生用モータの制 御特性が、操舵トルクに対する基本アシストトルクの変化率であるアシスト勾配に応じ て変化することを見出したことに基づき、本件発明を想到した。すなわち、アシスト勾 配が増加すると、トルクセンサの入力に対する出力のオープンループ特性における 位相余裕が減少し、制御系の安定性が低下する。よって、アシスト勾配に応じてモー タの出力の補正量を変更することで制御特性の適正化を図ることができる。
[0006] 本発明において、検出操舵トルクに対応するアシスト勾配を求める手段と、前記ァ シスト勾配と、このアシスト勾配に逆相関するアシスト勾配ゲインとの間の対応関係を 記憶する手段と、前記ステアリングホイールまたは前記モータの回転角加速度に対 応する回転角加速度対応値を求める手段と、前記回転角加速度対応値と、この回転 角加速度対応値に正相関するモータ出力補正値との間の対応関係を記憶する手段 と、前記モータの出力を、求めたアシスト勾配に対応するアシスト勾配ゲインと、求め た回転角加速度対応値に対応するモータ出力補正値との積に応じて補正する手段 とが設けられているのが好ましい。
これにより、前記ステアリングホイールの操舵周波数と、前記ステアリングホイールの 操舵角度に対する操舵トルクの振幅比とにより表される周波数応答特性において、 少なくとも人間がステアリングホイールを操舵する際の操舵周波数範囲で、前記モー タの出力の補正によりその振幅比が同一周波数に対しては小さくなるように、前記回 転角加速度対応値とモータ出力補正値との間の対応関係が設定できる。よって、操 舵補助力発生用モータの出力がステアリングホイールまたはモータの回転角加速度 に正相関する値に応じて補正され、少なくとも人間がステアリングホイールを操舵す る際の操舵周波数範囲で、ステアリングホイールの操舵角に対する操舵トルクの振幅 比が小さくされる。すなわち、操舵に対する操舵補助力発生用モータの出力の応答 性を向上し、迅速に操舵補助を行って操舵トルクを低減できる。
しかも、そのモータの出力の補正量はアシスト勾配に逆相関するので、アシスト勾 配の増加による制御系の安定性の低下を、制御量を少なくすることで抑制し、振動発 生を防止できる。
本発明において、検出操舵トルクに対応するアシスト勾配を求める手段と、前記ァ シスト勾配と、このアシスト勾配に逆相関するアシスト勾配ゲインとの間の対応関係を 記憶する手段と、前記モータの回転角加速度に対応する回転角加速度対応値を求 める手段と、前記回転角加速度対応値と、この回転角加速度対応値に逆相関するモ ータ出力補正値との間の対応関係を記憶する手段と、前記モータの出力を、求めた アシスト勾配に対応するアシスト勾配ゲインと、求めた回転角加速度対応値に対応す るモータ出力補正値との積に応じて補正する手段とが設けられているのが好ましい。 あるいは本発明において、検出操舵トルクに対応するアシスト勾配を求める手段と、 前記アシスト勾配と、このアシスト勾配に逆相関するアシスト勾配ゲインとの間の対応 関係を記憶する手段と、前記操舵トルクの変化加速度に対応する変化加速度対応 値を求める手段と、前記変化加速度対応値と、この変化加速度対応値に正相関する モータ出力補正値との間の対応関係を記憶する手段と、前記モータの出力を、求め たアシスト勾配に対応するアシスト勾配ゲインと、求めた変化加速度対応値に対応す るモータ出力補正値との積に応じて補正する手段とが設けられているのが好ましい。 これにより、車輪を介して接地面から操舵系に入力される外乱トルクの周波数と、そ の外乱トルクに対する操舵トルクの振幅比とにより表される周波数応答特性において 、前記モータの出力の補正によりその振幅比がピーク値になる共振周波数が小さく なるように前記回転角加速度対応値と前記モータ出力補正値との間の対応関係が 設定できる。よって、操舵補助力発生用モータの出力がモータの回転角加速度に逆 相関する値、あるいは操舵トルクの変化加速度に正相関する値に応じて補正され、 外乱トルクに対する操舵トルクの振幅比がピーク値になる操舵系の共振周波数が小 さくされる。すなわち、その共振周波数に対応する外乱トルクの入力周波数が小さく なることから、外乱として影響を与える外乱の周波数範囲が狭まることになり、操舵に 対する外乱の影響を低減することができる。
しかも、そのモータの出力の補正量はアシスト勾配に逆相関するので、アシスト勾 配の増加による制御系の安定性の低下を、制御量を少なくすることで抑制し、振動発 生を防止できる。 [0008] 本発明において、検出操舵トルクに対応するアシスト勾配を求める手段と、前記ァ シスト勾配とアシスト勾配ゲインとの間の対応関係を記憶する手段と、前記操舵トルク の変化速度に対応する変化速度対応値を求める手段と、前記変化速度対応値と、こ の変化速度対応値に正相関するモータ出力補正値との間の対応関係を記憶する手 段と、前記モータの出力を、求めたアシスト勾配に対応するアシスト勾配ゲインと、求 めた変化速度対応値に対応するモータ出力補正値との積に応じて補正する手段と が設けられ、前記アシスト勾配ゲインは、前記アシスト勾配が設定値以下である時は 零よりも大きくされるのが好ましい。
これにより、車輪を介して接地面から操舵系に入力される外乱トルクの周波数と、そ の外乱トルクに対する操舵トルクの振幅比とにより表される周波数応答特性において 、前記モータの出力の補正によりその振幅比が共振周波数で小さくなるように前記変 化速度対応値と前記モータ出力補正値との間の対応関係が設定できる。よって、操 舵補助力発生用モータの出力が操舵トルクの変化速度に正相関する値に応じて補 正され、外乱トルクに対する操舵トルクの振幅比が共振周波数で小さくなるので、操 舵に対する外乱の影響を低減することができる。
し力も、そのモータの出力の補正量はアシスト勾配ゲインに応じて変化し、そのァシ スト勾配ゲインはアシスト勾配が設定値以下である時は零よりも大きくされている。こ れにより、直進走行状態や舵角が小さい状態であるために外乱の影響を受けやすい アシスト勾配の小さい範囲において、モータ出力の補正量を確保し、外乱トルクに対 する操舵トルクの振幅比が共振周波数で小さくなるようにモータを制御し、操舵に対 する外乱の影響を確実に低減することができる。
[0009] 本発明において、検出操舵トルクに対応するアシスト勾配を求める手段と、前記トル クセンサの出力信号から高周波成分を除去するローパスフィルタと、前記ローバスフ ィルタを通過する前記トルクセンサの出力信号の位相を、アシスト勾配の減少により 進ませるアシスト勾配感応位相進み補償手段と、前記ステアリングホイールまたは前 記モータの回転角速度に対応する回転角速度対応値を求める手段と、前記回転角 速度対応値と、この回転角速度対応値に逆相関するモータ出力補正値との間の対 応関係を記憶する手段と、前記モータの出力を、求めた回転角速度対応値に対応 するモータ出力補正値に応じて補正する手段とが設けられるのが好ましい。
これにより、車輪を介して接地面から操舵系に入力される外乱トルクの周波数と、そ の外乱トルクに対する操舵トルクの振幅比とにより表される周波数応答特性において 、前記モータの出力の補正によりその振幅比が共振周波数で小さくなるように前記回 転角速度対応値と前記モータ出力補正値との間の対応関係が設定できる。よって、 操舵補助力発生用モータの出力がステアリングホイールまたはモータの回転角速度 に逆相関する値に応じて補正され、外乱トルクに対する操舵トルクの振幅比が共振 周波数で小さくなるので、操舵に対する外乱の影響を低減することができる。
しかも、アシスト勾配が小さい範囲においては、基本アシストトルクに対応する検出 操舵トルクをトルクセンサへのトルク入力に対して大きくし、モータの出力の補正量を 増加させ、外乱トルクに対する操舵トルクの振幅比をフィルタゲインが大きくなつてい る周波数域で小さくし、操舵に対する外乱の影響をより低減することができる。
本発明において、検出操舵トルクに対応するアシスト勾配を求める手段と、前記トル クセンサの出力信号から高周波成分を除去するローパスフィルタと、前記ローパスフ ィルタを通過する前記トルクセンサの出力信号の位相を、前記アシスト勾配の増加に より遅らせるアシスト勾配感応位相遅れ補償手段と、前記ステアリングホイールまたは 前記モータの回転角速度に対応する回転角速度対応値を求める手段と、前記回転 角速度対応値と、この回転角速度対応値に逆相関するモータ出力補正値との間の 対応関係を記憶する手段と、前記モータの出力を、求めた回転角速度対応値に対 応するモータ出力補正値に応じて補正する手段とが設けられているのが好ましい。 これにより、車輪を介して接地面から操舵系に入力される外乱トルクの周波数と、そ の外乱トルクに対する操舵トルクの振幅比とにより表される周波数応答特性において 、前記モータの出力の補正によりその振幅比が共振周波数で小さくなるように前記回 転角速度対応値と前記モータ出力補正値との間の対応関係が設定できる。よって、 操舵補助力発生用モータの出力がステアリングホイールまたはモータの回転角速度 に逆相関する値に応じて補正され、外乱トルクに対する操舵トルクの振幅比が共振 周波数で小さくなるので、操舵に対する外乱の影響を低減することができる。
し力、も、アシスト勾配が大きい範囲においては、不安定周波数域で擬似的にアシス ト勾配をおとすことができるため制御系の安定性が向上し、アシスト勾配の上限を大 きくして操舵補助特性を向上することができる。
[0011] 本発明において、操舵トルクの変化に応じて変化するアシスト勾配に上限値が設定 され、そのアシスト勾配の設定上限値が車速の変化に応じて変化するように、操舵ト ルクと基本アシストトルクとの対応関係が設定され、車速を検出する手段と、検出車 速におけるアシスト勾配の設定上限値を求める手段と、前記トルクセンサの出力信号 力 高周波成分を除去するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタを通過する前 記トルクセンサの出力信号の位相の進み遅れ補償を、進み終了周波数と遅れ開始 周波数が検出車速におけるアシスト勾配の設定上限値に応じて変化するように行う アシスト勾配感応位相補償手段とが設けられ、前記進み遅れ補償は、車速が増加す ると位相の進み終了周波数が小さくなると共に遅れ開始周波数が大きくなるように行 われるのが好ましい。
これにより、車速が増加してアシスト勾配が減少する程に、トルクセンサの入力に対 する出力のオープンループ特性における位相余裕が増加し、制御系の安定性が向 上する。また、車速が増加するとアシスト勾配の設定上限値が減少し、基本アシストト ルクに対応する検出操舵トルクがトノレクセンサへのトルク入力に対して大きくなるので 、操舵に対する応答性を向上することができる。すなわち、制御系の安定性と操舵に 対する応答性を両立させることができる。
発明の効果
[0012] 本発明の電動パワーステアリング装置によれば、操舵補助力発生用モータの制御 における安定性の向上、操舵に対する応答性の向上、および操舵に対する外乱の 影響の低減を図ることができる。
図面の簡単な説明
[0013] [図 1]本発明の第 1実施形態の電動パワーステアリング装置の構成説明図
[図 2]本発明の第 1実施形態の電動パワーステアリング装置の制御ブロック線図
[図 3]本発明の第 1実施形態の電動パワーステアリング装置における補正基準電流を 求めるための制御ブロック線図
[図 4]本発明の実施形態の電動パワーステアリング装置における操舵トルクと基本ァ シストトルクと車速との間の関係を示す図
園 5]本発明の第 1実施形態の電動パワーステアリング装置における制御手順を示す フローチャート
園 6]本発明の実施形態の電動パワーステアリング装置における操舵特性を示す周 波数応答特性を表すボード線図
園 7]本発明の第 2実施形態の電動パワーステアリング装置の構成説明図 園 8]本発明の第 2実施形態の電動パワーステアリング装置における補正基準電流を 求めるための制御ブロック線図
園 9]本発明の第 3実施形態の電動パワーステアリング装置における補正基準電流を 求めるための制御ブロック線図
園 10]本発明の第 3実施形態の電動パワーステアリング装置における外乱の影響を 示す周波数応答特性を表すボード線図
園 11]本発明の第 4実施形態の電動パワーステアリング装置の構成説明図 園 12]本発明の第 4実施形態の電動パワーステアリング装置における補正基準電流 を求めるための制御ブロック線図
園 13]本発明の第 5実施形態の電動パワーステアリング装置における補正基準電流 を求めるための制御ブロック線図
園 14]本発明の第 5実施形態の電動パワーステアリング装置における外乱の影響を 示す周波数応答特性を表すボード線図
園 15]本発明の第 6実施形態の電動パワーステアリング装置の構成説明図 園 16]本発明の第 6実施形態の電動パワーステアリング装置の制御ブロック線図 園 17]本発明の第 6実施形態の電動パワーステアリング装置における補正基準電流 を求めるための制御ブロック線図
園 18]本発明の第 6実施形態の電動パワーステアリング装置における検出操舵トルク を定めるために用レ、られるトルク信号の周波数応答特性を示す図
園 19]本発明の第 7実施形態の電動パワーステアリング装置の制御ブロック線図 園 20]本発明の第 7実施形態の電動パワーステアリング装置における検出操舵トルク を定めるために用レ、られるトルク信号の周波数応答特性を示す図 [図 21]本発明の第 6、第 7実施形態の変形例に係る電動パワーステアリング装置の構 成説明図
[図 22]本発明の第 6、第 7実施形態の変形例に係る電動パワーステアリング装置にお ける補正基準電流を求めるための制御ブロック線図
[図 23]本発明の第 8実施形態の電動パワーステアリング装置の構成説明図
[図 24]本発明の第 8実施形態の電動パワーステアリング装置の制御ブロック線図
[図 25]本発明の第 8実施形態の電動パワーステアリング装置における検出操舵トルク を定めるために用レ、られるトルク信号の周波数応答特性を示す図
[図 26]本発明の第 8実施形態の電動パワーステアリング装置における位相補償フィ ルタのフィルタ定数とアシスト勾配の設定上限値との関係を表す図
[図 27]本発明の第 8実施形態の電動パワーステアリング装置における位相補償フィ ルタの別のフィルタ定数とアシスト勾配の設定上限値との関係を表す図
符号の説明
1 電動パワーステアリング装置
2 ；ステアリングホイ一ノレ
10 モータ
20 制御装置
22 トノレクセンサ
23 舵角センサ
24 車速センサ
27 角度センサ
61 ローパスフィノレタ
62 スィッチ
63 位相進み補償フィルタ
64 スィッチ
65 位相遅れ補償フィルタ
71 位相補償フィルタ
発明を実施するための最良の形態 [0015] 図 1に示す第 1実施形態の車両用電動パワーステアリング装置 1は、操舵によるス テアリングホイール 2の回転を舵角が変化するように車輪 3に伝達する機構を備える。 本実施形態では、ステアリングホイール 2の回転がステアリングシャフト 4を介してピニ オン 5に伝達されることで、ピニオン 5に嚙み合うラック 6が移動し、そのラック 6の動き 力 Sタイロッド 7やナックルアーム 8を介して車輪 3に伝達されることで舵角が変化する。
[0016] ステアリングホイール 2の回転を車輪 3に伝達する経路に作用する操舵補助力を発 生するモータ 10が設けられている。本実施形態では、モータ 10の出力シャフトの回 転を減速ギヤ機構 11を介してステアリングシャフト 4に伝達することで操舵補助力を 付与する。
[0017] モータ 10は駆動回路 21を介してコンピュータにより構成される制御装置 20に接続 される。制御装置 20に、ステアリングホイール 2の操舵トルク Tを検出するトルクセン サ 22、ステアリングホイール 2の回転角度に対応する操舵角度 Θ を検出する舵角セ h
ンサ 23、車速 Vを検出する車速センサ 24、モータ 10の駆動電流 iを検出する電流セ ンサ 26が接続される。なお、本実施形態のステアリングシャフト 4は、ステアリングホイ ール 2側とピニオン 5側とに分割されると共にトーシヨンバー 29により連結され、操舵 角度 Θ とピニオン 5の回転角度 Θ の差であるトーシヨンバー 29の捩れ角（ Θ — Θ h p h p
)に、トーシヨンバー 29のバネ定数 Ksを乗じて得られた操舵トルク Tがトノレクセンサ 22 により検出される。
[0018] 制御装置 20は、検出操舵トルク Τに対応する基本アシストトルクに応じた操舵補助 力を発生するようにモータ 10を制御し、また、その操舵補助力を検出車速 Vに応じて 変化させ、ステアリングホイール 2の回転角加速度に応じてモータ 10の出力を補正 する。
[0019] 図 2、図 3は制御装置 20によるモータ 10の制御ブロック線図を示す。
図 2に示すように、トルクセンサ 22の出力信号はローパスフィルタ 61を介して演算 部 41に入力され、基本アシスト電流 ioを定めるために用いられる。演算部 41におい て、操舵トルク Tと基本アシスト電流 ioとの対応関係が例えばテーブルや演算式とし て記憶され、検出操舵トルク Tに対応する基本アシスト電流 ioが演算される。ローパス フィルタ 61によりトルクセンサ 22の出力信号から不要な高周波成分が除去される。操 舵トルク Tと基本アシスト電流 ioとの対応関係は、例えば演算部 41に示すように、操 舵トルク Tの大きさが大きくなる程に基本アシスト電流 ioの大きさが大きくなるものとさ れる。操舵トルク Tと基本アシスト電流 ioの正負の符号は、右操舵時と左操舵時とで 逆とされる。
[0020] 演算部 42において、車速 Vと基本車速ゲイン Gvとの対応関係が例えばテーブル や演算式として記憶され、求めた車速 Vに対応する基本車速ゲイン Gvが演算される 。車速 Vと基本車速ゲイン Gvとの対応関係は、例えば演算部 42に示すように、車速 Vが小さい時は大きい時よりも基本車速ゲイン Gvが大きくなるものとされる。
[0021] 基本アシスト電流 ioと基本車速ゲイン Gvの積が基本アシストトルクに対応する。例 えば図 4に示すように、車速 Vが一定であれば、操舵トルク Tの大きさが大きくなる程 に、基本アシストトルク Toの大きさが設定上限値まで大きくなり、且つ、操舵トルク丁に 対する基本アシストトルク Toの変化率であるアシスト勾配 R ( = dToZdT)が設定上 限値 Roまで大きくなるものとされている。また、基本アシストトルク Toは車速 Vに応じ て変化し、操舵トルク Tが一定であれば車速 Vが減少する程に基本アシストトルク To が大きくなり、アシスト勾配 Rが大きくなるものとされている。すなわち、アシスト勾配 R が操舵トルク Tの変化に応じて変化し、そのアシスト勾配 Rに上限値 Roが設定され、 このアシスト勾配 Rの設定上限値が車速 Vの変化に応じて変化するように、操舵トノレ ク Tと基本アシストトルク Toとの対応関係が設定され、その設定された対応関係が制 御装置 20に記憶されている。本実施形態では、操舵トルク Tの大きさが設定値 T1以 上では、アシスト勾配 Rは設定上限値 Roとなり、その設定上限値 Roは車速 Vが減少 する程に大きくなる。上記のように操舵トルク Tと基本アシスト電流 ioとの対応関係と、 車速 Vと基本車速ゲイン Gvとの対応関係とが記憶されることで、操舵トルク Tと基本ァ シストトルク Toとの対応関係が記憶されることになる。制御装置 20は、検出操舵トル ク Tと検出車速 Vに対応するアシスト勾配 Rを求める。
[0022] 図 3に示すように、演算部 31において、舵角センサ 23により求めた操舵角度 Θ の h 二階微分により回転角加速度 d2 Θ /dt2が回転角加速度対応値として求められる。
h
回転角加速度 d2 Θ Zdt2とモータ出力補正値である補正基準電流 iaとの間の設定
h
された対応関係が、例えばテーブルや演算式として制御装置 20に記憶される。回転 角加速度 d2 Θ /dt2に補正基準電流 iaが正相関するものとされ、例えば演算部 31 h
に示すように設定される。すなわち、回転角加速度対応値と、この回転角加速度対 応値に正相関するモータ出力補正値との間の対応関係が記憶され、求めた回転角 加速度 d2 Θ に対応する補正基準電
h Zdt2 流 iaが記憶された対応関係に基づき演算 部 31において演算される。回転角加速度 d2 Θ Zdt2と補正基準電流
h iaの正負の符 号は、右操舵時と左操舵時とで逆とされる。
[0023] 演算部 32において、アシスト勾配 Rとアシスト勾配ゲイン Gaaとの間の設定された対 応関係が例えばテーブルや演算式として記憶され、求めたアシスト勾配 Rに対応す るアシスト勾配ゲイン Gaaが演算される。アシスト勾配ゲイン Gaaはアシスト勾配 に 逆相関し、例えば演算部 32に示すように、アシスト勾配 Rが大きくなる程にアシスト勾 配ゲイン Gaaが小さくなるものとされる。
[0024] 演算部 33において、車速 Vと補正用車速ゲイン Gvaとの間の設定された対応関係 が例えばテーブルや演算式として記憶され、求めた車速 Vに対応する補正用車速ゲ イン Gvaが演算される。車速 Vと補正用車速ゲイン Gvaとの対応関係は、図示例では 車速 Vが大きい時は小さい時よりも補正用車速ゲイン Gvaが大きくなるものとされるが 、特に限定されない。
[0025] 図 3に示すように、乗算部 34、 35において補正基準電流 iaにアシスト勾配ゲイン G aaと補正用車速ゲイン Gvaを乗じることで補正電流 ilが求められる。補正電流 ilと基 本アシスト電流 ioの和が加算部 43において演算され、その和に基本車速ゲイン Gv を乗算部 44において乗じることでモータ 10の目標駆動電流 i*が求められる。 目標駆 動電流 i*と求めた駆動電流 iとの偏差を低減するようにモータ 10をフィードバック制御 することで、ピニオン 5の回転角度 Θ を変化させ、操舵補助力を付与する。すなわち
P
制御装置 20は、求めたアシスト勾配 Rに対応するアシスト勾配ゲイン Gaaと、求めた 回転角加速度 d2 Θ
h Zdt2に対応する補正基準電流 iaとの積である補正電流 ilに応 じて、モータ 10の出力を補正する。これにより、モータ 10の出力の補正量はアシスト 勾配 Rの変化に応じて変更される。
[0026] 図 5のフローチャートは制御装置 20によるモータ 10の制御手順を示す。まず、各セ ンサによる検出値 V、 Θ 、 T、 iを読み込み (ステップ SI)、次に、時系列に求めた操 舵角度 Θ を 2階時間微分することで回転角加速度 d2 Θ /dt2を求め、また、検出 h h
操舵トルク Tと検出車速 Vに対応するアシスト勾配 Rを求める（ステップ S2)。なお、制 御開始当初においては回転角加速度 d2 Θ /dt2とアシスト勾配 Rとして予め定めた h
初期値を用いればよい。次に、求めた回転角加速度 d2 Θ Zdt2に対応する補正基 h
準電流 iaに、求めたアシスト勾配 Rに対応するアシスト勾配ゲイン Gaaと、検出車速 V に対応する補正用車速ゲイン Gvaを乗じることで、補正電流 il = Gaa · Gva · iaを求め (ステップ S3)、 目標駆動電流 i* =Gv (io + il)を求め（ステップ S4)、その目標駆動 電流 i*と検出駆動電流 iとの偏差を低減するようにモータ 10をフィードバック制御する (ステップ S5)。しかる後に制御を終了するか否かを例えばイダニッシヨンスィッチが オンかオフかにより判断し (ステップ S6)、制御を終了しない場合はステップ S1に戻る
[0027] 第 1実施形態によれば、図 6に示す周波数応答特性を表すボード線図が得られる。
図 6は、横軸がステアリングホイール 2の単位時間当たりの往復操作数に対応する操 舵周波数 (Hz)、縦軸がステアリングホイール 2の操舵角度 Θ に対する操舵トルク T
h
の振幅比（dB)を表す。図 6に示されるような操舵周波数と、操舵角度 Θ に対する操
h
舵トルク Tの振幅比とにより表される周波数応答特性において、少なくとも人間がステ ァリングホイールを操舵する際の操舵周波数範囲（例えば 2Hz以下の範囲）で、モー タ 10の出力の補正により、その振幅比が同一周波数に対しては小さくなるように回転 角加速度 d2 Θ /dt2と補正基準電流 iaとの間の対応関係が設定されている。
[0028] 例えば、モータ 10による操舵系への投入トルク Tiを、基本アシストトルク Toと、補正 トルク Taとの和として、以下の式により求めるものとする。
Ti=To+Ta- - - (l)
To = Ka-Ks ( Θ - θ ) - · - (2)
h P
Ta=Kw d2 Θ /dt2 - - - (3)
h
Kaは基本アシスト制御ゲイン、 Kwは操舵角速度微分 (操舵角 2階微分)制御ゲイ ンである。
図 6に示す周波数応答特性において、周波数 ω と減衰比 ζ は以下の式により求
1 1
められる。 ω ={K/Cip— Kw)}1/2〜（4)
1
ζ =Cp/[2- { aP-Kw) - α1/α2}1/2]···(5)
1
a 1は周波数が零の時の操舵の重さのパラメータであり、 a 2は周波数が零の時の 外乱の伝達割合であり、以下の式により表される。
al=Ks-K/{Ks- (l+Ka) +K}
a2 = l/{ (1+Ka) +K/Ks}
Kは車両軸力の弾性係数、 Jpは操舵系におけるピニオン軸換算の慣性、 Cpはトー シヨンバー 29よりも下方の操舵系におけるピニオン軸換算粘性係数である。
[0029] 図 6において、モータ 10の出力を補正する前の状態を実線で示し、補正した後の 状態を破線で示す。補正電流 ilはステアリングホイール 2の回転角加速度 d2 Θ /d h t2に正相関し、その回転角加速度 d2 Θ /dt2のゲインは Kwであるから、モータ出力 h
を補正すると上記式（3)より周波数 ω が大きくなる。すなわち、図 6における補正前
1
の実線に対し補正後の破線は周波数 ω が大きくなる方向にシフトする。これにより、
1
人間がステアリングホイール 2を操舵する際の操舵周波数範囲で、その補正によりス テアリングホイール 2の操舵角に対する操舵トルクの振幅比が同一周波数に対しては 小さくなることから（例えば図 6において周波数 2Hzでの振幅比は補正により小さくな つている）迅速に操舵補助がなされ、操舵に対する応答性が向上される。
[0030] しかも第 1実施形態によれば、アシスト勾配 Rの変化に応じてモータ 10の出力の補 正量を変更することで制御特性の適正化を図ることができる。すなわち、基本アシスト 電流 ioはアシスト勾配 Rに逆相関する補正電流 ilだけ補正されるので、そのモータ 1 0の出力の補正量はアシスト勾配 Rに逆相関する。これにより、アシスト勾配 Rの増加 による制御系の安定性の低下を、モータ 10の制御量を少なくすることで抑制し、振動 発生を防止できる。
[0031] 図 7、図 8は第 2実施形態を示す。以下、第 1実施形態と同様部分は同一符号で示 すと共に相違点を説明する。第 1実施形態との相違は、ステアリングホイール 2の回 転角加速度 d2 Θ
h Zdt2に代えてモータ 10の回転角加速度 d2 Θ
m Zdt2に応じてモ ータ 10の出力が補正される。そのため、舵角センサ 23に代えて、モータ 10の回転角 度 Θ を検出する角度センサ 27が制御装置 20に接続され、演算部 31において角度 センサ 27により検出した回転角度 Θ の二階微分により回転角加速度 d2 Θ /dt2
m m が回転角加速度対応値として求められ、回転角加速度 d2 Θ /dt2と補正基準電流 i
m
aとの間の設定された対応関係が記憶される。回転角加速度 d2 Θ /dt2と補正基準 m
電流 iaとの対応関係は、回転角加速度 d2 Θ Zdt2に補正基準電流 iaが正相関する ものとされ、求めた回転角加速度 d2 Θ /dt2に対応する補正基準電流 iaが記憶さ れた対応関係に基づき演算部 31において演算される。
他の構成は第 1実施形態と同様とされ、補正基準電流 iaにアシスト勾配ゲイン Gaa と補正用車速ゲイン Gvaを乗じることで補正電流 ilが求められ、補正電流 ilと基本ァ シスト電流 ioの和に基本車速ゲイン Gvを乗じることでモータ 10の目標駆動電流 i*が 求められることで、モータ 10の出力の補正量がアシスト勾配 Rの変化に応じて変更さ れる。これにより、第 2実施形態の電動パワーステアリング装置は第 1実施形態と同様 の作用効果を奏することができる。例えば、上記式（3)において操作角 Θ hを回転角 度 Θ に置換し、式（3)、 (4)、 (5)において操舵角速度微分制御ゲイン Kwをモータ m
回転角速度微分 (モータ回転角 2階微分)制御ゲイン Kmに置換することで、第 1実 施形態において図 6で表されるのと同様の特性が得られ、操舵に対する応答性を向 上すること力 Sできる。
[0032] 図 9、図 10は第 3実施形態を示す。以下、第 2実施形態と同様部分は同一符号で 示すと共に相違点を説明する。第 2実施形態との相違は、回転角加速度 d2 Θ /dt2 と補正基準電流 iaとの対応関係が、回転角加速度 d2 Θ /dt2に補正基準電流 が 逆相関するものとされている点にある。
他の構成は第 2実施形態と同様とされ、補正基準電流 iaにアシスト勾配ゲイン Gaa と補正用車速ゲイン Gvaを乗じることで補正電流 ilが求められ、補正電流 ilと基本ァ シスト電流 ioの和に基本車速ゲイン Gvを乗じることでモータ 10の目標駆動電流 i*が 求められることで、モータ 10の出力の補正量がアシスト勾配 Rの変化に応じ変更され る。
[0033] 第 3実施形態の電動パワーステアリング装置は第 2実施形態と異なる作用効果を奏 すること力 Sでき、図 10に示す周波数応答特性を表すボード線図が得られる。図 10は 、横軸が車輪 3を介して接地面から操舵系に入力される外乱トルクの入力周波数 (H z)、縦軸が外乱トルクに対する操舵トルク Tの振幅比（dB)を表す。モータ 10の出力 の補正により、図 10に示されるような外乱トルクの周波数と、外乱トルクに対する操舵 トルク Tの振幅比とにより表される周波数応答特性において、その振幅比がピーク値 になる共振周波数が小さくなるように、回転角加速度 d2 Θ /dt2と補正基準電流 ia m
との間の対応関係が設定されている。
[0034] 例えば、モータ 10による操舵系への投入トルク Tiを以下の式により求めるものとす る。
Ti=To+Ta---(l)
To = Ka-Ks( Θ - θ )-·-(2)
h p
Tb=Km-d2 Θ /dt2---(6)
m
Kmはモータ回転角速度微分 (モータ回転角 2階微分)制御ゲインである。 図 10に示される周波数応答特性において、周波数 ω 、減衰比 ζ は以下の式に
2 2
より求められる。
ω =[{Ks- (l+Ka)+K}/ lP— Km)]1/2〜（7)
2
ζ =Cp/[2-{aP-Km)-Ks/a2}1/2]---(8)
2
[0035] 図 10において、モータ 10の出力を補正する前の状態を実線で示し、補正した後の 状態を破線で示す。補正電流 ilはモータ 10の回転角加速度 d2 Θ /dt2に逆相関 m
し、その回転角加速度 d2 Θ /dt2のゲインは Kmであるから、モータ 10の出力を補 正すると上記式（7)より周波数 ω 力 S小さくなる。すなわち、図 10における補正前の
2
実線に対し補正後の破線は周波数 ω 力 S小さくなる方向にシフトする（例えば図 10に
2
おいて振幅比のピーク点 Ρの周波数は補正により小さくなつている）。これにより、モ ータ出力を補正することで、外乱トルクに対する操舵トルク τの振幅比がピーク値にな る操舵系の共振周波数が小さくなる。よって、その共振周波数に対応する外乱トルク の入力周波数が小さくなることから、外乱として影響を与える外乱の周波数範囲が狭 まることになり、操舵に対する外乱の影響を抑制できる。
[0036] しかも第 3実施形態によれば、アシスト勾配 Rの変化に応じてモータ 10の出力の補 正量を変更することで制御特性の適正化を図ることができる。すなわち、基本アシスト 電流 ioはアシスト勾配 Rに逆相関する補正電流 ilだけ補正されるので、モータ 10の 出力の補正量はアシスト勾配 Rに逆相関することになる。これにより、アシスト勾配 R の増加による制御系の安定性の低下を、モータ 10の制御量を少なくすることで抑制 し、振動発生を防止できる。
[0037] 図 11、図 12は第 4実施形態を示す。以下、第 3実施形態と同様部分は同一符号で 示すと共に相違点を説明する。第 3実施形態との相違は、モータ 10の回転角加速度 に代えて操舵トルク Tの変化加速度 d2 TZdt2に応じてモータ 10の出力が補正され る。そのため、角度センサ 27は不要とされ、演算部 31においてトルクセンサ 22により 検出した操舵トルク Tの二階微分により変化加速度 d2T/dt2が回転角加速度対応 値に代わり変化加速度対応値として求められ、変化加速度 d2 TZdt2と補正基準電 流 iaとの間の設定された対応関係が記憶される。変化加速度 d2 TZdt2と補正基準 電流 iaとの対応関係は、変化加速度 d2 T/dt2に補正基準電流 iaが正相関するもの とされ、求めた変化加速度 d2T/dt2に対応する補正基準電流 iaが記憶された対応 関係に基づき演算部 31において演算される。
他の構成は第 3実施形態と同様とされ、補正基準電流 iaにアシスト勾配ゲイン Gaa と補正用車速ゲイン Gvaを乗じることで補正電流 ilが求められ、補正電流 ilと基本ァ シスト電流 ioの和に基本車速ゲイン Gvを乗じることでモータ 10の目標駆動電流 i*が 求められることで、モータ 10の出力の補正量がアシスト勾配 Rの変化に応じ変更され る。
[0038] 第 4実施形態によれば、第 3実施形態において図 10で表されるのと同様の特性が 得られる。
例えば、モータ 10による操舵系への投入トルク Tiを以下の式により求めるものとす る。
Ti=To+Ta- - - (l)
To = Ka-Ks ( Θ - θ ) - · - (2)
h p
Tb = Kdd- d2 Ks ( 0 - Θ ) /dt—(9)
h p
Kddはトルク 2階微分制御ゲインである。
図 10で表されるのと同様の周波数応答特性において、周波数 ω 、減衰比 ζ は
2 2 以下の式により求められる。 ω =[{Ks- (l+Ka) +K}/ Jp + Kdd)]1/2〜（10)
2
ζ =Cp/[2- { ap+Ks-Kdd) -Ks/a 2}1/2]--- (ll)
2
[0039] 補正基準電流 iaは操舵トルク Tの変化加速度 d2 T/dt2に正相関し、その変化加速 度 d2T/dt2のゲインは Kddであるから、モータ出力を補正すると上記式（10)より周 波数 ω 力 Μ、さくなる。すなわち、第 3実施形態と同様に、図 10における補正前の実
2
線に対し補正後の破線は周波数 ω 力 Μ、さくなる方向にシフトする。し力、も、基本ァシ
2
スト電流 ioはアシスト勾配 Rに逆相関する補正電流 ilだけ補正されるので、モータ 10 の出力の補正量はアシスト勾配 Rに逆相関する。これにより、アシスト勾配 Rの増加に よる制御系の安定性の低下を、モータ 10の制御量を少なくすることで抑制し、振動発 生を防止できる。
[0040] 図 13、図 14は第 5実施形態を示す。以下、第 4実施形態と同様部分は同一符号で 示すと共に相違点を説明する。第 4実施形態との相違は、操舵トルク Tの変化加速度 d2 T/dt2に代えて操舵トルク Tの変化速度 dT/dtに応じてモータ 10の出力が補正 される。そのため、演算部 31においてトルクセンサ 22により検出した操舵トルク丁の 微分により変化速度 dT/dtが変化加速度対応値に代わる変化速度対応値として求 められ、変化速度 dT/dtと補正基準電流 iaとの間の設定された対応関係が記憶さ れる。変化速度 dT/dtと補正基準電流 iaとの対応関係は、変化速度 dT/dtに補正 基準電流 iaが正相関するものとされ、求めた変化速度 dT/dtに対応する補正基準 電流 iaが記憶された対応関係に基づき演算部 31において演算される。
[0041] 第 5実施形態におけるアシスト勾配 Rとアシスト勾配ゲイン Gaaとの間の対応関係は 第 4実施形態と相違し、演算部 32において、アシスト勾配 Rとアシスト勾配ゲイン Gaa との間の設定された対応関係が例えばテーブルや演算式として記憶され、求めたァ シスト勾配 Rに対応するアシスト勾配ゲイン Gaaが演算される。アシスト勾配ゲイン Ga aは、アシスト勾配 Rが設定値以下である時に零よりも大きくされている。そのアシスト 勾配 Rの設定値は、アシスト勾配の小さい範囲において操舵に対する外乱の影響を 低減できるように適宜設定すればよレ、。アシスト勾配ゲイン Gaaはアシスト勾配 Rに図 中実線で示すように正相関してもよいし図中破線で示すように逆相関してもよい。
[0042] 演算部 33における車速 Vと補正用車速ゲイン Gvaとの対応関係は、第 5実施形態 では車速 Vが変化しても補正用車速ゲイン Gvaが一定とされるが特に限定されなレ、。
[0043] 第 5実施形態における他の構成は第 4実施形態と同様とされ、補正基準電流 iaにァ シスト勾配ゲイン Gaaと補正用車速ゲイン Gvaを乗じることで補正電流 ilが求められ、 補正電流 ilと基本アシスト電流 ioの和に基本車速ゲイン Gvを乗じることでモータ 10 の目標駆動電流 i*が求められることで、モータ 10の出力の補正量がアシスト勾配 の 変化に応じ変更される。
[0044] 第 5実施形態の電動パワーステアリング装置は第 2実施形態と異なる作用効果を奏 すること力 Sでき、図 14に示す周波数応答特性を表すボード線図が得られる。図 14は 、横軸が車輪 3を介して接地面から操舵系に入力される外乱トルクの入力周波数 (H z)、縦軸が外乱トルクに対する操舵トルク Tの振幅比（dB)を表す。モータ 10の出力 の補正により、図 14に示されるような外乱トルクの周波数と、外乱トルクに対する操舵 トルク Tの振幅比とにより表される周波数応答特性において、その振幅比がモータ 10 の出力の補正により共振周波数で小さくなるように、変化速度 dT/dtと補正基準電 流 iaとの間の対応関係が設定されてレ、る。
[0045] 例えば、モータ 10による操舵系への投入トルク Tiを以下の式により求めるものとす る。
Ti=To+Ta---(l)
To = Ka-Ks( Θ θ )···(2)
h P
Tb=Kd-d{Ks( θ — Θ )}/dt…（： 12)
h P
Kdはトルク微分制御ゲインである。
図 14に示す周波数応答特性において、周波数 、減衰比 ζ は以下の式により
2 2
求められる。
ω =[{Ks'(l+Ka)+K}/jp]1/2…（： 13)
2
ζ =(Cp + Ks-Kd)/{2- (Jp-Ks/a2)1/2}"-(14)
2
[0046] 図 14において、モータ 10の出力を補正する前の状態を実線で示し、補正した後の 状態を破線で示す。補正基準電流 iaは操舵トルク Tの変化速度 dT/dtに正相関し、 その変化速度 dT/dtのゲインは Kdであるから、モータ出力を補正すると上記式（14 )より減衰比 ζ が大きくなる。すなわち、図 14における補正前の実線に対し補正後 の破線は共振周波数で振幅比のピーク値が小さくなる方向にシフトする（図 14にお いて振幅比のピーク点 Pの振幅比は補正により小さくなつている）。よって、操舵に対 する外乱の影響を抑制できる。
[0047] しかも第 5実施形態によれば、アシスト勾配 Rの変化に応じてモータ 10の出力の補 正量を変更することで制御特性の適正化を図ることができる。すなわち、モータ 10の 出力の補正量はアシスト勾配ゲイン Gaaに応じて変化し、そのアシスト勾配ゲイン Ga aはアシスト勾配 Rが設定値以下である時は零よりも大きくされている。これにより、直 進走行状態や舵角が小さレ、状態であるために外乱の影響を受けやすレ、アシスト勾配 Rの小さい範囲において、モータ出力の補正量を確保し、外乱トルクに対する操舵ト ルクの振幅比が共振周波数で小さくなるようにモータ 10を制御し、操舵に対する外 乱の影響を確実に低減することができる。
[0048] 図 15〜図 18は第 6実施形態を示す。以下、第 1施形態と同様部分は同一符号で 示すと共に相違点を説明する。第 1実施形態との相違は、ステアリングホイール 2の 回転角加速度 d2 Θ /dt2に代えてモータ 10の回転角速度 (1 Θ /dtに応じてモー h m
タ 10の出力が補正される。そのため、舵角センサ 23に代えて、図 15に示すようにモ ータ 10の回転角度 Θ を検出する角度センサ 27が制御装置 20に接続され、図 17に 示すように演算部 31において角度センサ 27により検出した回転角度 Θ の微分によ m り回転角速度 d Θ /dtが回転角加速度対応値に代わる回転角速度対応値として求 められ、回転角速度 (1 Θ /dtと補正基準電流 iaとの間の設定された対応関係が記 m
憶される。回転角速度 /dtと補正基準電流 iaとの対応関係は、回転角速度 (1 Θ
m
/dtに補正基準電流 iaが逆相関するものとされ、求めた回転角速度 (1 Θ /dtに対 m m 応する補正基準電流 iaが記憶された対応関係に基づき演算部 31において演算され る。
[0049] 演算部 32において、アシスト勾配 Rとアシスト勾配ゲイン Gaaとの間の設定された対 応関係に代えて、操舵トルク Tの大きさとトルクゲイン Gteとの間の設定された対応関 係が例えばテーブルや演算式として記憶され、求めた操舵トルク Tに対応するトルク ゲイン Gteが演算される。
演算部 33における車速 Vと補正用車速ゲイン Gvaとの対応関係は、図示例では車 速 Vが大きい時は小さい時よりも補正用車速ゲイン Gvaが小さくなるものとされるが、 特に限定されない。
[0050] 図 16に示すように、ローパスフィルタ 61はスィッチ 62を介して演算部 41と位相進み 補償フィルタ 63とに選択的に接続され、位相進み補償フィルタ 63は演算部 41に接 続される。制御装置 20の補償制御部 20aは、検出操舵トルク Tに対応するアシスト勾 配 Rを求め、求めたアシスト勾配 Rに応じてスィッチ 62を切り換える。このスィッチ 62 の切換により、ローパスフィルタ 61は、アシスト勾配 Rが設定値以下である時は位相 進み補償フィルタ 63に接続され、アシスト勾配 Rが設定値を超える時は演算部 41に 接続される。そのアシスト勾配 Rの設定値は、アシスト勾配 Rが小さい範囲において操 舵に対する外乱の影響を十分に低減できるように設定すればよい。これにより、制御 装置 20とスィッチ 62と位相進み補償フィノレタ 63により、ローパスフィルタ 61を通過す るトノレクセンサ 22の出力信号の位相を、アシスト勾配 Rの減少により進ませるアシスト 勾配感応位相進み補償手段が構成されてレ、る。
[0051] 制御装置 20は、補正基準電流 iaにトルクゲイン Gteと補正用車速ゲイン Gvaを乗じ ることで求めた補正電流 ilと基本アシスト電流 ioの和に、基本車速ゲイン Gvを乗じる ことでモータ 10の目標駆動電流 i*が求める。これにより、補正基準電流 iaに応じてモ ータ 10の出力が補正され、アシスト勾配 Rの変化によりトルクセンサ 22の出力信号の 位相が変化するので、モータ 10の出力の補正量はアシスト勾配 Rの変化に応じて変 更される。
[0052] 第 6実施形態の電動パワーステアリング装置は第 1実施形態と異なる以下の作用効 果を奏すること力 Sできる。
例えば、モータ 10による操舵系への投入トルク Tiを以下の式により求めるものとす る。
Ti=To+Ta- - - (l)
To = Ka-Ks ( Θ - θ ) - · - (2)
h p
Tb= -Kdo - d 0 /dt- - - (15)
m
Kdoは回転角速度 d Θ /dtの制御ゲインである。
m
外乱トルクの入力周波数 (Hz)と、外乱トルクに対する操舵トルク Tの振幅比とにより 表される周波数応答特性において、周波数 ω 、減衰比 ζ は以下の式により求めら
2 2
れる。
ω =[{Ks- (l+Ka) +K}/jp]1/2 --- (16)
2
ζ = (Cp + Kdo)/{2- (Jp'Ks/ひ 2)1/2 }.·· (17)
2
[0053] 補正基準電流 iaはモータ 10の回転角速度 de m Zdtに逆相関し、その回転角速度 ά θ /dtのゲインは Kdoであるから、モータ出力を補正すると上記式（17)より減衰 比 ζ が大きくなる。よって、第 5実施形態の図 14に表される周波数応答特性と同様
2
に、補正前の実線に対し補正後の破線が共振周波数で振幅比のピーク値が小さくな る方向にシフトする特性を得ることができる。すなわち、車輪 3を介して接地面から操 舵系に入力される外乱トルクの周波数と、その外乱トルクに対する操舵トルク Τの振 幅比とにより表される周波数応答特性において、モータ 10の出力の補正によりその 振幅比が共振周波数で小さくなるように回転角速度 d Θ
m Zdtと補正基準電流 との 間の対応関係が設定されている。よって、操舵に対する外乱の影響を抑制できる。
[0054] し力も、アシスト勾配 Rの減少によりローパスフィルタ 61を通過するトルクセンサ 22 の出力信号の位相が進むことで、アシスト勾配 Rの変化に応じてモータ 10の出力の 補正量が変更される。例えば図 18は、基本アシスト電流 ioを定めるため演算部 41に 入力されるトノレク信号の周波数応答特性を表し、横軸がトルクセンサ 22の出力信号 の周波数、縦軸がトルクセンサ 22へのトノレク入力に対する演算部 41へのトノレク入力 の振幅比を示す。図 18において、位相進み補償フィルタ 63により信号の位相を進ま せなレ、場合の特性は実線で表され、位相を進ませる場合の特性は破線で表される。 位相進み補償フィルタ 63の伝達関数を Gpa、 ローパスフィルタ 61の伝達関数を Gf、 トルクセンサ 22への入力を Si、位相進み補償フィルタ 63からの出力を Soaとした場合 、 Soa = Gpa'Gf'Siが成立する。ここで、 tl、 t2を時定数、 sをラプラス演算子、 Gpa = (l+t2's)Z(l+tl's)、 t2>tlとした場合、位相進み開始周波数は ΐ/(2π -t 2)となり、 ΐΖ(2π -tl)で位相進みが終了する。これにより、アシスト勾配 Rが小さレ、 範囲においては、トルクセンサ 22へのトルク入力に対する演算部 41へのトルク入力 の振幅比が大きくなるので、基本アシストトルク Toに対応する検出操舵トルク Tをトノレ クセンサ 22へのトルク入力に対して大きくし、モータ 10の出力の補正量を増加させ、 外乱トルクに対する操舵トルク Tの振幅比を共振周波数で小さくし、操舵に対する外 乱の影響をより低減することができる。
[0055] 図 19、図 20は第 7実施形態を示す。以下、第 6施形態と同様部分は同一符号で示 すと共に相違点を説明する。第 6実施形態との相違は、図 19に示すように、ローパス フイノレタ 61はスィッチ 64を介して演算部 41と位相遅れ補償フィルタ 65とに選択的に 接続され、位相遅れ補償フィルタ 65は演算部 41に接続される。制御装置 20の補償 制御部 20aは、検出操舵トルク Tに対応するアシスト勾配 Rを求め、求めたアシスト勾 配 Rに応じてスィッチ 64を切り換える。このスィッチ 64の切換により、ローパスフィルタ 61は、アシスト勾配 Rが設定値以上である時は位相遅れ補償フィルタ 65に接続され 、アシスト勾配 Rが設定値未満である時は演算部 41に接続される。そのアシスト勾配 Rの設定値は、アシスト勾配 Rが大きい範囲において制御系の安定性を向上できるよ うに設定すればよい。これにより、制御装置 20とスィッチ 64と位相遅れ補償フィルタ 6 5により、ローパスフィルタ 61を通過するトルクセンサ 22の出力信号の位相を、アシス ト勾配 Rの増加により遅らせるアシスト勾配感応位相遅れ補償手段が構成されている
[0056] 他の構成は第 6実施形態と同様とされ、補正基準電流 iaにトルクゲイン Gteと補正 用車速ゲイン Gvaを乗じることで求めた補正電流 ilと基本アシスト電流 ioの和に基本 車速ゲイン Gvを乗じることでモータ 10の目標駆動電流 i*が求められる。これにより、 補正基準電流 iaに応じてモータ 10の出力が補正される。第 7実施形態の電動パワー ステアリング装置によれば、第 6実施形態と同様に、車輪 3を介して接地面から操舵 系に入力される外乱トルクの周波数と、その外乱トルクに対する操舵トルク Tの振幅 比とにより表される周波数応答特性において、モータ 10の出力の補正によりその振 幅比が共振周波数で小さくなるように回転角速度 d Θ Zdtと補正基準電流 iaとの間 m
の対応関係が設定され、操舵に対する外乱の影響を抑制できる。
[0057] しかも、第 7実施形態の電動パワーステアリング装置によれば第 6実施形態と異なる 作用効果を奏することができる。すなわち、アシスト勾配 Rの増加によりローパスフィ ルタ 61を通過するトノレクセンサ 22の出力信号の位相が遅れることで、アシスト勾配 R の変化に応じてモータ 10の出力の補正量が変更される。例えば図 20は、基本ァシ スト電流 ioを定めるため演算部 41に入力されるトノレク信号の周波数応答特性を表し 、横軸がトノレクセンサ 22の出力信号の周波数、縦軸がトルクセンサ 22へのトノレク入 力に対する演算部 41へのトルク入力の振幅比を示す。図 20において、位相遅れ補 償フィルタ 65により信号の位相を遅らせない場合の特性は実線で表され、位相を遅 らせる場合の特性は破線で表される。位相遅れ補償フィルタ 65の伝達関数を Gpd、 ローパスフィルタ 61の伝達関数を Gf、トルクセンサ 22への入力を Si、位相遅れ補償 フイノレタ 65力 の出力を Sodとした場合、 Sod = Gpd'Gf ' Siが成立する。ここで、 tl 、 t2を時定数、 sをラプラス演算子、 Gpd= (l +t2 ' s) / (l +tl ' s)、 tl >t2とした場 合、位相遅れ開始周波数は 1Z (2 π - tl)となり、 ΐΖ (2 π -t2)で位相遅れが終了 する。これにより、アシスト勾配 Rが大きい範囲においては、トルクセンサ 22へのトルク 入力に対する演算部 41へのトノレク入力の振幅比が小さくなるので、基本アシストトル ク Toに対応する検出操舵トルクをトルクセンサ 22へのトルク入力に対して小さくし、モ ータ 10の出力の補正量を減少させることで制御系の安定性を向上し、アシスト勾配 R の上限を大きくして操舵補助特性を向上することができる。
第 6実施形態の変形例として、あるいは、第 7実施形態の変形例として、モータ 10 の回転角速度 /dtに代えてステアリングホイール 2の回転角速度 d 6 /dtに m h 応じてモータ 10の出力を補正してもよい。この場合、図 21に示すように、角度センサ 27に代えて、舵角センサ 23が制御装置 20に接続され、図 22に示すように、演算部 31において舵角センサ 23により検出した操舵角度 Θ の微分により回転角速度 (1 Θ
h h
/dtが回転角速度対応値として求められ、回転角速度 d 6 /dtと補正基準電流 iaと h
の間の設定された対応関係が記憶される。回転角速度 (1 Θ /dtと補正基準電流 iaと
h
の対応関係は、回転角速度 d e /dtに補正基準電流 iaが逆相関するものとされ、求
h
めた回転角速度 d Θ /dtに対応する補正基準電流 iaが記憶された対応関係に基
h
づき演算部 31において演算される。上記式（15)において回転角度 Θ を操作角 Θ
m
hに置換し、式（15)、（16)、（17)において、回転角速度 d e /dtの制御ゲイン Kd m
oを回転角速度 d e Zdtの制御ゲインに置換することで、操舵に対する外乱の影響 h
を抑制できる。第 6実施形態の変形例の他の構成は第 6実施形態と同様とされ、第 6 実施形態と同様の作用効果を奏することができ、また、第 7実施形態の変形例の他 の構成は第 7実施形態と同様とされ、第 7実施形態と同様の作用効果を奏することが できる。
[0059] 図 23〜図 27は第 8実施形態を示す。以下、第 1施形態と同様部分は同一符号で 示すと共に相違点を説明する。第 1実施形態との相違は、ステアリングホイール 2の 回転角加速度 d2 Θ Zdt2に応じたモータ 10の出力補正は行われなレ、。そのため、 舵角センサ 23は設けられていなレ、。図 24に示すように、ローパスフィルタ 61は位相 補償フィルタ 71を介して演算部 41に接続される。位相補償フィルタ 71は、ローパス フィルタ 61を通過するトルクセンサ 22の出力信号の位相の進み遅れ補償を行う。制 御装置 20の補償制御部 20aは、図 4に示されるような対応関係に基づき、検出車速 Vにおけるアシスト勾配 Rの設定上限値 Roを求め、求めたアシスト勾配 Rの設定上限 値 Roに応じて位相補償フィルタ 71による位相の進み遅れ補償における位相の進み 終了周波数と遅れ開始周波数を変化させる。これにより、アシスト勾配 Rの変化に応 じて基本アシストトルク Toに対応する検出操舵トルク Tが変化し、基本アシストトルク T oが変化することでモータ 10の出力の補正量が変更される。
[0060] 図 25は、検出操舵トルク Tを定めるため演算部 41に入力されるトノレク信号の周波 数応答特性を表し、横軸がトルクセンサ 22の出力信号の周波数、縦軸がトルクセン サ 22の入力に対する位相補償フィルタ 71からの出力の振幅比を示す。位相補償フ ィルタ 71の伝達関数を Gp、ローパスフィルタ 61の伝達関数を Gf、トルクセンサ 22へ の入力を Si、位相補償フィルタ 71からの出力を Soとした場合、 So = Gp'Gf 'Siが成 立する。ここで、 tl、 t2、 t3を時定数、 al、 a2をフィルタ定数、 sをラプラス演算子、 Gp •Gf={ (1+al-tl-s) · (l + a2-t2-s)}/{(l+tl-s) · (l+t2-s) · (l+t3's)}、 t l>t2、 al≤l、 a2≥lとした場合、位相遅れ開始周波数は 1/(2 π -tl)となり、 1/ (2π -al'tl)で位相遅れが終了し、位相進み開始周波数は ΐ/(2π -a2't2)となり 、 ΐ/(2π 't2)で位相進みが終了する。フィルタ定数 al、 a2はアシスト勾配 Rの設定 上限値 Roの関数とされ、フィルタ定数 alと設定上限値 Roとの対応関係、 およびフ ィルタ定数 a2と設定上限値 Roとの対応関係が制御装置 20に記憶される。本実施形 態では、図 26に示すようにフィルタ定数 alは設定上限値 Roに正相関し、図 27に示 すようにフィルタ定数 a2は設定上限値 Roに逆相関するものとされる。補償制御部 20 aは、検出車速 Vに基づき求めた設定上限値 Roに対応するフィルタ定数 al、 a2の値 を求め、位相補償フィルタ 71のフィルタ定数 al、 a2を求めた値に設定する。これによ り、車速 Vが大きい程に設定上限値 Roが小さいことから、フィルタ定数 alが大きくフィ ルタ定数 a2が小さくなる。よって、図 25において実線で示す状態から車速 Vが増加 すると、破線で示すようにトルクセンサ 22の出力信号の位相の進み終了周波数が小 さくなり、遅れ開始周波数が大きくなることから、トルクセンサ 22の入力に対する位相 補償フィルタ 71からの出力の振幅比が増大する。
[0061] 他の構成は第 1実施形態と同様とされ、基本アシスト電流 ioに基本車速ゲイン Gvを 乗じることでモータ 10の目標駆動電流 i*が求められる。第 8実施形態の電動パワース テアリング装置によれば、第 1実施形態と異なる作用効果を奏する。すなわち、車速 Vが増加してアシスト勾配 Rが減少する程に、トルクセンサ 22の入力に対する出力の オープンループ特性における位相余裕が増加し、制御系の安定性が向上する。また 、車速 Vが増加するとアシスト勾配 Rの設定上限値 Roが減少し、基本アシストトルク T oに対応する検出操舵トルク Tがトルクセンサ 22へのトルク入力に対して大きくなるの で、操舵に対する応答性が向上する。すなわち、制御系の安定性と操舵に対する応 答性を両立させることができる。
[0062] 本発明は上記実施形態に限定されない。例えば、ステアリングホイールの回転を舵 角が変化するように車輪に伝達する機構は実施形態に限定されず、ステアリングホイ ールの回転をステアリングシャフトからラックピニオン以外のリンク機構を介して車輪 に伝達するようなものでもよい。さらに、操舵補助力発生用モータの出力の操舵系へ の伝達機構は操舵補助力を付与することができれば実施形態に限定されず、例えば ラックと一体のボールスクリューにねじ合わされるボールナットをモータの出力により 駆動することで操舵補助力を付与してもよい。また、演算部 42において基本車速ゲ イン Gvを求めるのに代えて、演算部 41において予め定めた複数の設定車速毎に操 舵トルク Tと基本アシスト電流 ioとの対応関係を例えばテーブルとして記憶し、検出車 速 Vが設定車速間の値である場合は補間演算により操舵トルク Tと基本アシスト電流 i oとの対応関係を求めるようにしてもよい。

Claims

請求の範囲
[1] 操舵補助力を発生するモータと、
ステアリングホイールの操舵トルクを検出するトノレクセンサと、
操舵トルクと基本アシストトルクとの対応関係を記憶する手段と、
検出操舵トルクに対応する基本アシストトルクに応じた操舵補助力が発生するように、 前記モータを制御する手段とを備える電動パワーステアリング装置において、 操舵トルクに対する基本アシストトルクの変化率であるアシスト勾配が操舵トルクの変 化に応じて変化するように、操舵トルクと基本アシストトルクとの対応関係が設定され アシスト勾配の変化に応じて前記モータの出力の補正量が変更されることを特徴とす る電動パワーステアリング装置。
[2] 検出操舵トルクに対応するアシスト勾配を求める手段と、
前記アシスト勾配と、このアシスト勾配に逆相関するアシスト勾配ゲインとの間の対応 関係を記憶する手段と、
前記ステアリングホイールまたは前記モータの回転角加速度に対応する回転角加速 度対応値を求める手段と、
前記回転角加速度対応値と、この回転角加速度対応値に正相関するモータ出力補 正値との間の対応関係を記憶する手段と、
前記モータの出力を、求めたアシスト勾配に対応するアシスト勾配ゲインと、求めた 回転角加速度対応値に対応するモータ出力補正値との積に応じて補正する手段と が設けられてレ、る請求項 1に記載の電動パワーステアリング装置。
[3] 検出操舵トルクに対応するアシスト勾配を求める手段と、
前記アシスト勾配と、このアシスト勾配に逆相関するアシスト勾配ゲインとの間の対応 関係を記憶する手段と、
前記モータの回転角加速度に対応する回転角加速度対応値を求める手段と、 前記回転角加速度対応値と、この回転角加速度対応値に逆相関するモータ出力補 正値との間の対応関係を記憶する手段と、
前記モータの出力を、求めたアシスト勾配に対応するアシスト勾配ゲインと、求めた 回転角加速度対応値に対応するモータ出力補正値との積に応じて補正する手段と が設けられてレ、る請求項 1に記載の電動パワーステアリング装置。
[4] 検出操舵トルクに対応するアシスト勾配を求める手段と、
前記アシスト勾配とアシスト勾配ゲインとの間の対応関係を記憶する手段と、 前記操舵トルクの変化加速度に対応する変化加速度対応値を求める手段と、 前記変化加速度対応値と、この変化加速度対応値に正相関するモータ出力補正値 との間の対応関係を記憶する手段と、
前記モータの出力を、求めたアシスト勾配に対応するアシスト勾配ゲインと、求めた 変化加速度対応値に対応するモータ出力補正値との積に応じて補正する手段とが 設けられている請求項 1に記載の電動パワーステアリング装置。
[5] 検出操舵トルクに対応するアシスト勾配を求める手段と、
前記アシスト勾配とアシスト勾配ゲインとの間の対応関係を記憶する手段と、 前記操舵トルクの変化速度に対応する変化速度対応値を求める手段と、 前記変化速度対応値と、この変化速度対応値に正相関するモータ出力補正値との 間の対応関係を記憶する手段と、
前記モータの出力を、求めたアシスト勾配に対応するアシスト勾配ゲインと、求めた 変化速度対応値に対応するモータ出力補正値との積に応じて補正する手段とが設 けられ、
前記アシスト勾配ゲインは、前記アシスト勾配が設定値以下である時は零よりも大きく されている請求項 1に記載の電動パワーステアリング装置。
[6] 検出操舵トルクに対応するアシスト勾配を求める手段と、
前記トルクセンサの出力信号から高周波成分を除去するローパスフィルタと、 前記ローパスフィルタを通過する前記トルクセンサの出力信号の位相を、アシスト勾 配の減少により進ませるアシスト勾配感応位相進み補償手段と、
前記ステアリングホイールまたは前記モータの回転角速度に対応する回転角速度対 応値を求める手段と、
前記回転角速度対応値と、この回転角速度対応値に逆相関するモータ出力補正値 との間の対応関係を記憶する手段と、 前記モータの出力を、求めた回転角速度対応値に対応するモータ出力補正値に応 じて補正する手段とが設けられてレ、る請求項 1に記載の電動パワーステアリング装置
[7] 検出操舵トルクに対応するアシスト勾配を求める手段と、
前記トルクセンサの出力信号から高周波成分を除去するローパスフィルタと、 前記ローパスフィルタを通過する前記トルクセンサの出力信号の位相を、前記アシス ト勾配の増加により遅らせるアシスト勾配感応位相遅れ補償手段と、
前記ステアリングホイールまたは前記モータの回転角速度に対応する回転角速度対 応値を求める手段と、
前記回転角速度対応値と、この回転角速度対応値に逆相関するモータ出力補正値 との間の対応関係を記憶する手段と、
前記モータの出力を、求めた回転角速度対応値に対応するモータ出力補正値に応 じて補正する手段とが設けられてレ、る請求項 1に記載の電動パワーステアリング装置
[8] 操舵トルクの変化に応じて変化するアシスト勾配に上限値が設定され、そのアシスト 勾配の設定上限値が車速の変化に応じて変化するように、操舵トルクと基本アシスト トルクとの対応関係が設定され、
車速を検出する手段と、
検出車速におけるアシスト勾配の設定上限値を求める手段と、
前記トルクセンサの出力信号から高周波成分を除去するローパスフィルタと、 前記ローパスフィルタを通過する前記トルクセンサの出力信号の位相の進み遅れ補 償を、進み終了周波数と遅れ開始周波数が検出車速におけるアシスト勾配の設定上 限値に応じて変化するように行うアシスト勾配感応位相補償手段とが設けられ、 前記進み遅れ補償は、車速が増加すると位相の進み終了周波数が小さくなると共に 遅れ開始周波数が大きくなるように行われる請求項 1に記載の電動パワーステアリン グ装置。
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