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WO2003032480A1 - Systeme de commande de moteur - Google Patents

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WO2003032480A1
WO2003032480A1 PCT/JP2001/008713 JP0108713W WO03032480A1 WO 2003032480 A1 WO2003032480 A1 WO 2003032480A1 JP 0108713 W JP0108713 W JP 0108713W WO 03032480 A1 WO03032480 A1 WO 03032480A1
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WO
WIPO (PCT)
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motor
current
phase
control system
axis armature
Prior art date
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Ceased
Application number
PCT/JP2001/008713
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Shigeo Jinbo
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Priority to PCT/JP2001/008713 priority Critical patent/WO2003032480A1/ja
Priority to DE10197212T priority patent/DE10197212B4/de
Priority to US10/471,338 priority patent/US6870344B2/en
Priority to JP2003535323A priority patent/JP4023446B2/ja
Publication of WO2003032480A1 publication Critical patent/WO2003032480A1/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/022—Synchronous motors
    • H02P25/03—Synchronous motors with brushless excitation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/02—Providing protection against overload without automatic interruption of supply
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/60—Controlling or determining the temperature of the motor or of the drive
    • H02P29/68—Controlling or determining the temperature of the motor or of the drive based on the temperature of a drive component or a semiconductor component

Definitions

  • the present invention relates to a motor control system, and extends the life of an inverting portion by flowing a d-axis armature current in the motor when the motor is locked.
  • the motor control system disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 9-112595 discloses that when the temperature of the switching element forming the part of the inverter rises, the carrier signal of the PWM circuit is first detected.
  • a technology is disclosed that lowers the frequency (hereinafter referred to as the carrier frequency) of the carrier and controls the motor torque to be reduced when the temperature still rises, thereby preventing the temperature rise in the invertime.
  • a movable mold driven by a motor is periodically opened and closed by a fixed mold.
  • the motor is locked, and at the time of opening, the movable mold is moved by the movement of the movable mold to operate. Become. In other words, the motor repeatedly cycles between operation and lock.
  • the present invention has been made in order to solve the above problems, in applications where the motor is locked, the power loss of the switching elements of the inverter evening portion by passing a d-axis armature current i d Meaux evening when the lock
  • the purpose of the present invention is to provide a motor control system that makes the control as uniform as possible. Disclosure of the invention
  • a motor control system includes: an inverter unit having switching means for applying a three-phase AC voltage to the motor; and a lock state of the motor and a lock state of the motor.
  • a lock detecting means for generating a lock detection signal; and a d-axis armature current in the motor so that an absolute value of a current in a phase in which the current flowing in the motor is largest is reduced based on the lock detection signal.
  • a current control means for supplying a i d is characterized in that it comprises a.
  • the current control means causes the d-axis armature current id to flow in the motor so that the absolute value of the current of the phase having the largest current flowing through the motor is reduced by the lock detection signal. Therefore, even when the motor is in the halt state, the life of the specific switching means forming the inverting portion is extremely long. Without being able to be laid shortened, the effect of suppressing the noisy ⁇ 1 generated from the motor even.
  • the current control means of the motor control system according to the second invention is the motor control device according to the first invention, wherein, of the three phases flowing through the motor, the absolute value of a two-phase current larger than another one phase is made substantially the same. In this way, a d-axis armature current i d is supplied to the motor so that
  • the current control means controls the motor so that the absolute values of the two-phase currents larger than the other one of the three phases flowing in the motor become substantially the same.
  • the current control means of the motor control system according to the third invention is based on the first or second invention, wherein the q-axis armature current flowing through the motor is I q , and the magnetic pole position of the motor is 0 r , Satisfies the following A,
  • N l for 30 ° ⁇ 0 r ⁇ 90 °
  • n 2 for 90 ° and 0 r ⁇ 150 °
  • n 3
  • the current control means so applies a d-axis armature current i d to satisfy the above A, Las angle not equivalently the magnetic pole position of the motor Isseki is maximum 30 ° . Therefore, the required d-axis armature current i d that should flow in motor and motor can be suppressed. There is an effect that it can be suppressed.
  • FIG. 1 is a front view in which a motor control system according to one embodiment of the present invention is applied to an electric injection molding machine.
  • FIG. 2 is an overall configuration diagram of a motor control system according to one embodiment.
  • FIG. 3 is a waveform diagram of a current flowing through each phase of the motor shown in FIG.
  • FIG. 4 is a flowchart showing the operation of the motor control system shown in FIG. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 1 is a front view in which the motor control system according to one embodiment is applied to an electric injection molding machine
  • FIG. 2 is an overall configuration diagram of the motor control system shown in FIG. 1
  • FIG. FIG. 2 is a diagram showing current waveforms flowing in each phase of the motor shown in FIG.
  • a mold opening / closing device 1 of an electric injection molding machine is screwed to a screw shaft 5 that is rotated by rotation of a three-phase permanent magnet synchronous motor (hereinafter referred to as a motor) 3 that is driven and controlled by a controller.
  • a motor three-phase permanent magnet synchronous motor
  • An encoder 4 that has a fixed mold 15, which is fixed to the end plate 9, a fixed platen 14, and a bar 17 that guides the movable platen 11, and detects the rotation angle on the shaft of the motor 3.
  • the U- and V-phases of the motor 3 are set when the detection units of the Hall element type current sensors 45 u, 45 V, and 45 w pass through the output line of the controller 20. Flows into the W phase It is configured to detect a current flowing through the switch.
  • the controller 20 includes a DC power supply section 25 for converting AC power to DC power, and a three-phase DC voltage for converting the DC voltage of the DC power supply section 25 to an AC voltage having a variable voltage and variable frequency and driving the motor 3. It comprises an inverter section 30, a control section 50 for driving the inverter section 30 based on the detection values of the current sensors 45u, 45V, 45w, and a drive section 70 for amplifying the output of the control section 50. I have.
  • the DC power supply unit 25 includes a converter 27 for converting a three-phase AC voltage to a DC voltage, and a capacitor 29 for smoothing a pulsating component of the DC voltage.
  • the inverter unit 30 includes a switching means provided on the upper side.
  • Transistors ⁇ 2 , ⁇ 3 forming the upper U-phase, V-phase, and W-phase, and transistors 4 , 4 , forming the lower U-phase, V-phase, and W-phase as switching means provided on the lower side.
  • T 5, and T 6 the transistors ⁇ ⁇ , ⁇ 2, respectively parallel connected diodes Di to T 3, and D 2, D 3, transistor T 4, ⁇ 5, respectively connected in parallel to the T 6 diodes D 4 , D 5 , D 6 .
  • the control unit 50 includes an input I / F 52 for capturing detection values of the encoder 40 and the current sensors 45 u, 45 V, 45 w, a CPU 54, a R ⁇ M 56, a RAM 58 as storage means, and an output I ZF 59.
  • the ROM 56 stores a control program to be executed by the CPU 54, that is, a program corresponding to the flowchart of FIG. 3 described later, and the RAM 58 is formed so as to also provide the CPU 54 with a work area.
  • the d-axis armature current I d is set to decrease the absolute value of the current of the phase having the largest current value among the phase currents i u , iv and i w , and
  • the magnetic pole position 0 r is equivalently shifted so that the two phase currents are the same.
  • magnetic pole position 0 r equivalently 0 Meaux evening 3, ⁇ / 3, I, ⁇ (3 ⁇ / 3), 4 ⁇ / 3, above Sutame shifted to 5 [pi] / 3 (8 )
  • n any value of 0, 1, 2, 3, 4, or 5 in phase coefficient
  • phase 0 and the current i u .
  • the magnetic pole position 6 ⁇ is shifted equivalently (hereinafter referred to as phase) to zero.
  • the magnetic pole position 0 r of the rotor of motor 3 is 240 ° and 0 r ⁇ 270 °
  • the positive number n is as follows from the above
  • the current ratio A is as follows from the above equation (11).
  • the life of the transistor ⁇ ⁇ 6 is proportional to the fourth power of the temperature rise ⁇ at the junction of the transistor 1 to 1
  • the temperature rise delta T j of each transistor ⁇ ⁇ 6 is a transistor T E through T 6 It is proportional to the flowing current.
  • U-phase current i when d-axis armature current i d is zero among the transistors T through T 6 in proportion to the fourth power of the ratio K between the u, large Bok Rungis evening life of ⁇ most current flows is extended. If this is calculated using the above example, the lifetime of transistor ⁇ is extended by 1.31 times as follows.
  • each phase current i v is increased to the contrary by flowing d-axis armature current i d, thereby preventing the life of only a specific transistor among the transistors T through T 6 is shortened.
  • FIGS. Fig. 4 shows the operation of the motor control system shown in Fig. 1. This is a flowchart showing the work.
  • the CPU 54 detects this operation start command (step S101), and the three-phase AC voltage is applied to the motor 3 from the inverting unit 30.
  • the CPU 54 detects the rotation angle ⁇ of the motor 3 through the input I / F 52 by the encoder 40 as the rotation angle detection means, and when it detects that the rotation angle ⁇ has not changed by the predetermined angle for the predetermined time (lock detection means), It is determined that the motor 3 has locked, and a lock detection signal is generated (step S103).
  • the rotation angle ⁇ of the motor 3 is read from the encoder 40, and the magnetic pole position 0 r of the motor 3 is set to the angle ⁇ It is calculated by the number of pole pairs of 3 (step S105).
  • Step S111 the control is to pass the d-axis armature current I d Meaux evening 3 to approximately the same absolute value of the two-phase current is greater than the other one phase.
  • the motor control system according to the present invention is suitable for use in, for example, an electric injection molding machine.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Description

明 細 書 モー夕制御システム 技術分野
本発明は、 モー夕制御システムに関し、 モー夕のロック時において、 モー夕に d軸電機子電流を流すことによりインバー夕部の寿命を延長さ せるものである。
背景技術
日本国特開平 9一 1 2 1 5 9 5号公報に開示されたモー夕制御システ ムは、 ィンバ一夕部を成すスィツチング素子の温度が上昇したことを検 出すると、 まず PWM回路のキャリア信号の周波数 （以下、 キャリア周 波数という） を下げ、 それでも温度が上昇するときにはモー夕のトルク を下げるよう制御して、 インバー夕部の温度上昇を防ぐ技術が開示され ている。
一方、 電動射出成形機において、 モー夕により駆動された可動金型を 固定金型に周期的に開閉動作させることが行われている。 かかる開閉動 作では、 閉成時には、 可動金型と固定金型とが押圧されてモー夕がロッ ク状態となり、 開放時には、 可動金型が移動することによりモ一夕が運 転する状態となる。 すなわち、 モー夕が周期的に運転、 ロック状態を繰 り返すことになる。
モー夕がロック状態では、 日本国特開平 6— 3 8 5 4 4号公報に記載 されているように、 モー夕の各相に流れる電流の大きさ及び方向が固定 化されるので、 インバー夕部を成す特定の一つのスィツチング素子に大 きな電流が流れる。 したがって、 一つのスイッチング素子の温度が他の スィツチング素子よりも極めて上昇する。 このような用途において、 上記日本国特開平 9— 1 2 1 5 9 5号公報 に記載されたように、 ィンバ一夕部を成すスィツチング素子の温度が上 昇したことを検出した後、 キャリア周波数又はトルクを低下させると、 すべてのスイッチング素子の電力損失が一様に低下して効率的でなく、 各スィツチング素子に生じる電力損失のバラツキが大きいという問題点 があった。
しかも、 キャリア周波数を下げると、 モー夕のリップル電流が増大し てモ一夕から発生する騒音が増大する。 トルクを下げると、 モー夕から の発生トルクが駆動負荷に対して適切でなくなるという問題点があつた。 本発明は上記課題を解決するためになされたもので、 モータがロック される用途において、 該ロック時にモー夕に d軸電機子電流 i dを流す ことによりインバー夕部の各スイッチング素子の電力損失をできるだけ 均一するモー夕制御システムを提供することを目的とする。 発明の開示
第 1の発明に係るモ一夕制御システムは、 モー夕に三相交流電圧を印 加させるスィツチング手段を有するィンバ一夕部と、 前記モー夕のロッ ク状態を検出すると共に、 検出したことによりロック検出信号を発生す るロック検出手段と、 前記ロック検出信号に基づいて、 前記モー夕に流 れる電流が最も大きい相の電流の絶対値が減少するように前記モー夕に d軸電機子電流 i dを流す電流制御手段と、 を備えたことを特徴とする ものである。
かかるモー夕制御システムによれば、 ロック検出信号により電流制御 手段は、 モータに流れる電流が最も大きい相の電流の絶対値を減少させ るようにモー夕に d軸電機子電流 i dを流す。 したがって、 モータが口 ック状態でも、 インバー夕部を成す特定のスイッチング手段の寿命が著 しく短縮されることなく、 モー夕から発生する騒^1を抑制できるという 効果がある。
第 2の発明に係るモー夕制御システムの電流制御手段は、 第 1の発明 において、 モー夕に流れる三相のうち、 他の一相よりも大きい二相の電 流の絶対値をほぼ同じにするようにモータに d軸電機子電流 i dを流す、 ことを特徴とするものである。
かかるモ一夕制御システムによれば、 電流制御手段は、 モー夕に流れ る三相のうち、 他の一相よりも大きい二相の電流の絶対値をほぼ同じに するようにモ一夕に d軸電機子電流を流すことにより、 モータがロック 状態でも、 より一層モー夕の特定の相に大きな電流が流れることがなく なる。 したがって、 インバー夕部を成す特定のスイッチング手段の寿命 がより一層短縮されることなくなるという効果がある。
第 3の発明に係るモー夕制御システムの電流制御手段は、 第 1又は第 2の発明において、 モー夕に流す q軸電機子電流を I q、 モ一夕の磁極 位置を 0 rとすると、 下記 Aを満たす、
I d = A I q
ここに、 A = tan ( 0 r - 7T · n/3)
0° < θ r≤30° , 330°く 0 f≤360°では、 n = 0
30° < 0 r≤90°では、 n = l， 90°く 0 r≤150°では、 n =2
150° r≤210°では、 n =3， 210° < 0 r≤270°では、 n =4
270° < θ r≤330°では、 n =5
とすることを特徴とするものである。
かかるモー夕制御システムによれば、 電流制御手段が上記 Aを満たす ように d軸電機子電流 i dを流すので、 モ一夕の磁極位置を等価的にず らす角度が最大 30°となる。 したがって、モー夕に流すべき必要な d軸電 機子電流 i dを抑制できるので、 モー夕の各相に流れる電流の最大値を 抑制できるという効果がある。
図面の簡単な説明
第 1図は、 本発明の一実施例によるモー夕制御システムを電動射出成 形機に応用した正面図である。
第 2図は、 一実施例によるモー夕制御システムの全体構成図である。 第 3図は、 第 1図に示すモータの各相に流れる電流波形図である。 第 4図は、 第 1図に示すモー夕制御システムの動作を示すフロ一チヤ 一卜である。 発明を実施するための最良の形態
実施例 1 .
次に、 本発明の一実施例によるモー夕制御システムを第 1図乃至第 3 図によって説明する。 第 1図は、 一実施例によるモ一夕制御システムを 電動射出成形機に応用した正面図、 第 2図は、 第 1図に示すモー夕制御 システムの全体構成図、 第 3図は、 第 1図に示すモー夕の各相に流れる 電流波形図である。
第 1図において、 電動射出成形機の金型開閉装置 1は、 コントローラ により駆動制御される三相永久磁石同期型モー夕（以下、モータという。 ) 3の回転により回転するネジ軸 5に螺合されると共に、 エンドプレ一 ト 9に取り付けられたナット 7と、 ネジ軸 5の先端に固定された可動プ ラテン 1 1を介して固定された可動金型 1 3と、 固定プラテン 1 4に固 定された固定金型 1 5と、 エンドプレート 9、 固定プラテン 1 4に固定 されると共に、 可動プラテン 1 1を案内させるバー 1 7とを備え、 モー 夕 3の軸に回転角度を検出するエンコーダ 4 0が設けられており、 ホ一 ル素子型の電流センサ 4 5 u， 4 5 V , 4 5 wの検出部がコントローラ 2 0の出力線を貫通することによりモー夕 3の U相， V相， W相に流れ る電流を検出するように構成されている。
コントローラ 20には、 交流電源を直流電源に変換する直流電源部 2 5と、 直流電源部 25の直流電圧を可変電圧可変周波数の交流電圧に変 換させると共に、 モー夕 3を駆動させる三相のインバー夕部 30と、 電 流センサ 45 u， 45 V, 45 wの検出値に基づいてインバー夕部 30 を駆動する制御部 50と、 制御部 50の出力を増幅する駆動部 70とか ら成っている。
直流電源部 25は、 三相交流電圧を直流電圧に変換させるコンバータ 27と、 直流電圧の脈動分を平滑させるコンデンサ 29とから成ってお り、 インバー夕部 30は、 上側に設けられたスイッチング手段としての 上側 U相， V相， W相を成すトランジスタ Τ2， Τ3と、 下側に設 けられたスイッチング手段としての下側 U相， V相， W相を成すトラン ジス夕 Τ4， Τ5, Τ6と、 トランジスタ Τ\， Τ2, Τ3にそれぞれ並列 接続されたダイオード Di， D2, D3と、 トランジスタ T4， Τ5, Τ6 にそれぞれ並列接続されたダイオード D4， D5, D6から成っている。 制御部 50には、 エンコーダ 40及び電流センサ 45 u， 45 V, 4 5 wの検出値を取り込む入力 I /F 52と、 CPU54、 R〇M56、 記憶手段としての RAM58、 出力 I ZF 59とを内蔵している。 RO M56は CPU 54により実行されるべき制御プログラム、 即ち、 後述 する第 3図のフローチャートに相当するプログラムが記憶されており、 RAM58は CPU54に作業領域も提供するように形成されている。 「ACサーボシステムの理論と設計の実際」第 4版、総合電子出版社 杉 本英彦編著 第 79頁 (4· 11)式を、 i da= i d， i qa= i q， Θ Te=6 r, i ua= i„, i va= i vとすると下式となる。
Figure imgf000007_0001
ここに、 i d： d軸電機子電流、 i Q ： Q軸電機子電流
Θ r ：磁極位置
この （1) 式より、 下式を得る。
l I i usin (Θ r + π/3) + i vsin0 = i d (2)
l ( i ucos (θ τ + π/3) + i vcos Θ = 1 Q (3)
上記（2)及び（3)式より下式を得る。
i u= i 0 * sin ( Θ r - tan 1 (I i d (4) i v= i o · sin I Θ r - tan _1 (I i d i J) +47t/3) (5) また、 i w=— i u— i vより
i w= i n * sin ( Θ r - tan"1 (| し i J) +27C/3) (6)
! = - 2/3 + i n 22)\ 1/2
上記（4)乃至（6)式のモー夕 3に流れる各相電流 i u， i v, iwは、通常 時には、 モー夕 3の効率を向上させる観点から、 d軸電機子電流 i dを ゼロとしてモー夕 3が駆動制御される。 d軸電機子電流 i dをゼロとし た場合の相電流 i u， i v, i wの電流波形を第 3図に示す。
モー夕 3がロックしたことを検出した後、 モー夕 3に流れる三相のう ち、 他の一相よりも大きい二相の電流の絶対値がほぼ同じになるように Q軸電機子電流 I qの値をそのままにしてモー夕 3に d軸電機子電流 I dを流して上記 (4)乃至（6)式における 「tan— 1 (I i d|/| i q|)」 を変化さ せることにより等価的にモー夕 3の回転子の磁極位置 Θ rを変化させる。 これにより、 モータ 3のロック時に特定の相に大きな電流が流れること を抑制するものである。
しかしながら、 d軸電機子電流 I dをモー夕 3に流すことは、 上記 (4) 乃至（6)式からも明確なように各相電流 i u， i v, iwの最大値 i。が増 加するので、 必要最小限の d軸電機子電流 I dを流す必要がある。
このような必要最小限の d軸電機子電流 I dを以下のようにして求め る。 まず、 モータ 3に流すべき d軸電機子電流 I dを、 Q軸電機子電流 I qとの関係として捉え、電流比を Aとすると A=| i d|/| i q|と表現で きるので、 下式が成立する。
I i dl=A| i J · · · (7)
この（7)式を、 （4)式に代入すると、 下式となる。
i u'
Figure imgf000009_0001
i Q (A2 + l) 1/2 · sin(0 r— tan—
=B i q · sin(0 r— tan—1 A) (8)
同様にして、 （7)式を（5), (6)式に代入すると、 下式となる。
i ν' = B i q · sin((0
Figure imgf000009_0002
+4π/3) · · · (9)
i w' =B i q · sin((0 r— tan— +2π/31 · · · (10)
ここに、 B =— (A2 + l) 1/2
モー夕 3がロック状態において、 d軸電機子電流 Idは、 各相電流 i u ， i v， iwのうち最も大きい電流値を有する相の電流の絶対値を減少さ せる方向で、 且つ、 二つの相電流が同一になるように等価的に磁極位置 0rをずらすように流す。 したがって、 第 3図において、 モー夕 3の磁 極位置 0rを等価的に 0， π/3, I , π(3ττ/3)， 4ττ/3， 5π/3にずら すために上記（8)乃至（10)式より下式を得る。
r— tan一1 Α) = π · n/3 (11)
ここに、 n:位相係数で 0， 1， 2, 3， 4， 5の何れかの値
ここで、 第 3図において、 モー夕 3の回転子の磁極位置 6aでロック した場合、 二つの相電流が同一になるように等価的に磁極位置 0 rをず らすには、 磁極位置 Θ aの近傍では 240°又は 300°が存在する。 しかし、 電流の絶対値が増加する方向 bに向かって等価的に磁極位置 Θ rを 300° にずらすと、 d軸電機子電流 i dが大きくなるので、 相の電流の絶対値 を減少させる方向 aに向かって等価的に磁極位置 0 rを 240°にずらすよ うにしている。 したがって、 回転子の磁極位置 0 rの等価的な最大のずらし角度を 3(Γ とすることで、 モー夕 3に流すべき d軸電機子電流 i dが必要以上に大 きくならないようにしている。
上記（11)式より電流比 Aは、 下式となる。
Figure imgf000010_0001
ここで、 回転子の磁極位置 θ rが 0°く 0 r≤30°， 330°く 0 r≤360°で口 ックした場合は、 位相係数 η=0にして、 電流 i u. 1 の磁極位置6 ^を等 価的 （以下、 位相という。 ） をゼロにずらすようにする。
同様に、 30°く 0 r≤90°では、 電流 i u, i vの位相を π/3にずらすの で位相係数 η=1となり、 90°く 0 r≤150°では、 電流 i u, i wの位相を 2π /3にずらすので、 位相係数 η=2となる。
同様に、 50°く Θ r≤21(Tでは、電流 i w， i vの位相を ττにずらすので、 位相係数 η=3となり、 210°く 0 r≤270°では、 電流 ， i vの位相を 4ττ/3 にずらすので、 位相係数 η=4となる。
同様に、 270°く 0 r≤330°では、 電流 ， i wの位相を 5π/3にずらす ので、 位相係数 η=5となる。
但し、 回転子の磁極位置 0 rが 30°， 90°， 150°， 210°， 270°， 330°で は、 モー夕 3の二相に流れる電流が等しいので、 d軸電機子電流 I dを 流す必要がないので、 d軸電機子電流 I d=0となる。
一方、 モ一夕 3の発生トルク Teは、 前記文献の第 20頁（2.23)式を、 f a = f, i qa= i qとすると下式となる。
Te = pOf i q (13)
ここに、 p ：極対数、 f ：電機子巻線鎖交磁束数 （Wb) 上記（13)式より d軸電機子電流 i dを流してもトルクが変化しないので ある。
ここで、 例えば、 モー夕 3の回転子の磁極位置 0 rが 240°く 0 r≤270° の範囲、 例えば磁極位置 0 rが 260° (4.54rad) でロックしたとすると、 正数 nは上記より 電流比 Aは上記（11)式より下記となる。
Figure imgf000011_0001
したがって、 d軸電機子電流 i dを流した U相電流 i u'は、 上記（8) 式より下記となる。
i u' =-V273 i q (0.382 + l) 1/2 - s i n (4π/3)
i u'
Figure imgf000011_0002
i q · 1.07 · -0.866=0.75 i q
一方、 d軸電機子電流 i dを流さない U相電流 i uは、 （4)式で、 d軸 電機子電 I d=0とおいて、 下式となる。
i u = - 2/3 i q · sin (Θ r— tair 10) · · · · (14)
= -V2/3 i q · sin260° =0.80 i q
一方、 トランジスタ Τ 〜Τ6の寿命は、 トランジスタ 1 〜1 の接合 部における温度上昇 ΔΤΊの 4乗に比例し、 各トランジスタ Ί 〜Τ6の 温度上昇 Δ T jは、 トランジスタ Tェ〜T 6に流れる電流に比例する。 モー夕 3の磁極位置 0 rでロックした場合、 d軸電機子電流 i dを流し た場合の U相電流 i u'と、 d軸電機子電流 i dをゼロとした場合の U相 電流 i uとの比 Kの 4乗に比例してトランジスタ T 〜T6のうち、 最も 流れる電流の大きい卜ランジス夕 Τ の寿命が延長される。 これを上記 の例により試算するとトランジスタ Τ の寿命が下記のように 1.31倍に 延長される。
=(i u/i u')4= (0.80 i q/0.75 i q) 4 = 1.31
なお、 各相電流 i vの電流は、 d軸電機子電流 i dを流すことにより逆 に増加するが、 トランジスタ T 〜T6のうち特定のトランジスタのみの 寿命が短縮されることがなくなる。
上記のように構成されたモ一夕制御システムの動作を第 1図乃至第 4 図によって説明する。 第 4図は、 第 1図に示すモータ制御システムの動 作を示すフローチヤ一卜である。
いま、 CPU 54は、 運転開始指令が制御部 50に入力されると、 こ の運転開始指令を検出し （ステップ S 101) 、 インバー夕部 30から モータ 3に三相交流電圧が印加されて、 d軸電機子電流 i d=0として モー夕 3を回転し、 ボールネジ 5に連結された可動金型 13が右方向に 移動して固定金型 15に当接してモー夕 3がロックされる。 CPU54 は、 モー夕 3の回転角度 Θを回転角度検出手段としてのエンコーダ 40 により入力 I/F52を介して検出し、 所定時間回転角度 Θに所定角度 変化がないこと検出すると （ロック検出手段） 、 モー夕 3がロックした と判断してロック検出信号を発生し （ステップ S 103) 、 エンコーダ 40のモ一夕 3の回転角度 Θを読み込み、 モー夕 3の磁極位置 0 rを角 度 ΘΧモー夕 3の極対数によって演算して求める（ステップ S 105)。
CPU 54は、 磁極位置 0 ^から上記 （8) 式の nを求め （ステップ S 107) 、 電流比 Aを上記（12)式に示すように A = tan (0 r _ 7r · n/3) により求め （ステップ S I 09) 、 d軸電機子電流 I dを上記に示すよ うに I d = A I qをより求めてインバー夕部 30からモ一夕 3に d軸電 機子電流 I dをも流す。 すなわち、 モー夕 3に流れる三相のうち、 他の 一相よりも大きい二相の電流の絶対値をほぼ同じにするようにモー夕 3 に d軸電機子電流 I dを流すように制御する （ステップ S 11 1) 。 こ れにより、 モー夕 3がロック状態でも、 モー夕 3の特定の相に大きな電 流が流れることがなくなり、特定のトランジスタ Tェ〜T 6の電流が増加 することがなくなり、 インバー夕部 30の寿命が延びる。
産業上の利用可能性
以上のように、 本発明に係るモー夕制御システムは、 例えば電動射出 成形機に用いるのに適している。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . モータに三相交流電圧を印加させるスィツチング手段を有するィン バー夕部と、
前記モー夕のロック状態を検出すると共に、 検出したことによりロッ ク検出信号を発生する口ック検出手段と、
前記ロック検出信号に基づいて、 前記モー夕に流れる電流が最も大き い相の電流の絶対値が減少するように前記モー夕に d軸電機子電流 i d を流す電流制御手段と、
を備えたことを特徴とするモー夕制御システム。
2 . 前記電流制御手段は、 前記モー夕に流れる三相のうち、 他の一相よ りも大きい二相の電流の絶対値をほぼ同じにするように前記モー夕に d 軸電機子電流 i dを流す、
ことを特徴とする請求の範囲 1に記載のモー夕制御システム。
3 . 前記電流制御手段は、 前記モー夕に流す Q軸電機子電流を I q、 前 記モ一夕の回転子の磁極位置を 0 rとすると、 下記 Aを満たす、
I d = A I q
ここに、 A = tan ( 0 r - t · n/3)
但し、 0°く 6^≤30°， 330。く 0 r≤360°では、 n= 0
30° < θ r≤90°では、 n=l, 90°く S r≤1 50°では、 n=2
150°く 0 r≤210°では、 n=3, 210°く 0 r≤270°では、 n=4
270。く 0 r≤330°では、 n=5
ことを特徴とする請求の範囲 1又は 2に記載のモー夕制御システム。
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