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WO2001006269A1 - Verfahren zur verlustmessung - Google Patents

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WO2001006269A1
WO2001006269A1 PCT/AT2000/000198 AT0000198W WO0106269A1 WO 2001006269 A1 WO2001006269 A1 WO 2001006269A1 AT 0000198 W AT0000198 W AT 0000198W WO 0106269 A1 WO0106269 A1 WO 0106269A1
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WO
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loss
measuring
sensor
measurement
rvm
Prior art date
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Ceased
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PCT/AT2000/000198
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English (en)
French (fr)
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WO2001006269A9 (de
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Roman Koller
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Original Assignee
Individual
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Publication date
Application filed by Individual filed Critical Individual
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Priority to DE10082058.1T priority patent/DE10082058B4/de
Publication of WO2001006269A1 publication Critical patent/WO2001006269A1/de
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Publication of WO2001006269A9 publication Critical patent/WO2001006269A9/de
Ceased legal-status Critical Current

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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
    • G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
    • G01R27/26—Measuring inductance or capacitance; Measuring quality factor, e.g. by using the resonance method; Measuring loss factor; Measuring dielectric constants ; Measuring impedance or related variables
    • G01R27/2611—Measuring inductance
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
    • G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
    • G01D5/14—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage
    • G01D5/20—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature
    • G01D5/2006—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature by influencing the self-induction of one or more coils
    • G01D5/2013—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature by influencing the self-induction of one or more coils by a movable ferromagnetic element, e.g. a core

Definitions

  • the invention relates to a loss measuring sensor that can be used particularly universally, in particular a method for measuring a loss using a corresponding sensor.
  • this sensor is also referred to simply as “loss sensor” before explaining this sensor or method some properties of the sensor should be anticipated-
  • measuring principle measures inductively without contact or via fixed contacting all physical quantities that can be derived from measuring parts, liquids and gases via ohmic resistance or conductance, which forms a loss to be measured for the measuring circuit, such as distances, temperature, humidity, Conductivity, scanning of oscillations and vibrations, statements about molecular structure (in the case of gases) or also direct signal transmission, whereby instead of signals distorted by transit time and scattering, signals coded by loss variation can be transmitted without problems over long lines, by measuring the loss independently of absolute amplitude values
  • the present sensor can be used for any physical sensor whose measurement size is measured via a part that moves to a fixed point and has electrical conductivity that can still be detected by the sensor, if, for example, the measuring coil that detects the loss is attached to this fixed point of the part moved by the physical size (e.g. the distance from the surface of a pressure transducer to a measuring coil, etc.) Further possible applications arise from the prior art for such sensors, such as layer thickness measurement, scanning of floating bodies for flow measurement, etc. It is evident that the measuring part can also be fixed and the measuring coil can be moved if necessary
  • connection via contacts is also possible
  • the measurement can be carried out at the lowest power, with high admissible interference radiation suppression
  • the suppression of the interference radiation at the measuring point is essentially carried out by the measuring principle and not by shielding measures. This means with non-contact measurements, such as distance measurements, open construction and best integration into the respective Application is possible without having to consider possible interference radiation
  • the interference radiation may have any (also modulated) frequency spectrum
  • the senor can also be designed wirelessly according to the transputer principle.
  • the wireless sensors can be well interconnected via RF transmission, or networked with one or more central controls.
  • the sensors can also be contactless, inductive via a single core Induction cables are connected continuously, the induction cable 1 inductively supplying the supply voltage and data communication to the sensors •
  • the method can also be used to eliminate losses (evaporation) on completely different measuring principles, which otherwise have nothing to do with a loss measurement and the loss that occurs. Also for such applications, protection is sought, in particular with regard to claim 2 and its subsequent claims
  • Preferred applications are: Precise non-contact length and distance measuring sensors for all physical sensors in which a dynamic or static change in distance is to be measured, such as angles or displacement position detectors, torque sensors, dent detectors on bodies, pressure sensors, measurement of spring travel, non-contact temperature measurement on parts and also in gases , e.g. combustion chambers of internal combustion engines.
  • Networked measurements with wireless sensors for screw locking detectors installed directly in the head or nut
  • monitoring the connection strength of connected parts monitoring the connection strength of rotating parts
  • scanning structure-borne noise and vibrations of fixed or moving or rotating parts scanning structure-borne noise and vibrations of fixed or moving or rotating parts
  • length or temperature measurement in the high temperature range or for Large temperature differences measurements of resistances for the medical sector
  • wirelessly networked security applications railway track monitoring, security coding of objects and components such as cars or aircraft spare parts.
  • Networked position detection of transponder-secured parts such as goods storage locations, file storage locations.
  • non-contact measurement of particularly high-resistance conductance values for layer thickness such as cannot currently be carried out with sensors corresponding to the state of the art, for example measuring the layer thickness of printer ink resins or coloring; in particular also for inductive measurement of the degree of moistening of new inks that can be switched in color by means of an electrostatic field.
  • locally specific layer thickness measurement of particularly high-resistance layers via low frequency e.g. sensor head with measuring coil LM for line-by-line scanning of surfaces, furthermore e.g. measurement of very thin self-adhesive aluminum or copper foils, which are glued to temperature surfaces to be measured, e.g. skin temperature for medicine are for the purpose of temperature measurement, ditto direct measurement of skin resistance, determination of the conductivity of blood, etc statement about the influence of the skin effect in blood measurements, similar to the measurement of gases, etc
  • the invention relates to the essential improvement for a loss measuring sensor in order to make the sensor completely insensitive to interference radiation at the measuring point.
  • This is done by a method which uses a loss measurement to measure the conductance of an electrically conductive measuring part (K) inductively coupled into a measuring coil (LM) or one galvanically or capacitively connected resistor, or a connected or coupled capacitance, completely independent of the amplitude of the measuring AC voltage occurring at the measuring point over two or more steps or measuring time intervals in relation.
  • Two alternative measuring methods are provided, which, however, can be derived from a common inventive idea:
  • the measured value is derived from the associated voltage values according to a predetermined relation of loss values varied directly at the measuring point by means of the manipulated variable.
  • the measured value is derived based on a predetermined relation of the voltage values, as they result from the corresponding associated setting of the loss values varied directly at the measuring point by means of the manipulated variable, from the manipulated variable of the loss values (or the relation of the loss values).
  • Both variants have the inventive idea in common, over two or several measuring steps directly at the measuring point, without having to use a switching device or the like at the measuring point, to carry out a variation of the loss measured directly at the measuring point, and from the existi to determine the relationship between loss change and the associated change in amplitude to determine the measured variable at the measuring point completely independently of the absolute amplitude value (the oscillator oscillation or a scattering, etc.) It does not matter whether the measured variable existing as a resistance or conductance value is connected ohmic to the sensor (F ⁇ g.6) or contactless and contactless inductive from a measuring coil (LM, Fg ⁇ .1) is detected.
  • the measuring method according to the invention is thus universal and can be carried out directly with a circuit arrangement designed according to the prior art.
  • circuit measures are specified which are particularly well suited for carrying out the method according to the invention.
  • Applications are: In the case of inductive coupling, the contactless measurement of distances and conductance values or, depending on their function, other physical parameters such as the temperature of the measuring part, strain measurement, layer thickness measurements of coatings etc;
  • direct contact connection for example, low-resistance resistors in series with the measuring coil or, as can be seen, for example, from documents (DE3248034 or DE3825111 / EP0352507), high-resistance resistors in parallel, or corresponding physical dependency functions, such as temperature, moisture, via loss of the dielectric a resonant circuit capacitor, etc.
  • the method uses a measuring coil arrangement consisting of an alternating field coil (LM), the loss of which is also determined by the electrically conductive measuring part.
  • a resistor Rx, Fig. 6
  • the measuring part K
  • the measuring part determines the loss of the coil or the coil circuit (loss 1 / RVM) and is measured by a measuring device, in particular in a further embodiment according to claim 1. Since the measuring part K does not have to be electrically connected to the coil.
  • the distance between the alternating field coil (LM) and the measuring part (K) can thus be measured without contact on the measuring part or medium, or the temperature of the measuring part (K) can also be measured without contact if the distance remains constant.
  • the measurement of the measuring part (K) is a great advantage, but the invention can also be used, for example, for non-reactive radiation, especially low-resistance small resistance values (Rx, Fig. 6) that are connected in series with the alternating field coil (LM) to eat. Or in further training, to carry out a method for a signal transmission carried out by loss variation.
  • the method according to the invention can in principle be carried out with any sensor corresponding to the state of the art if it has the following property: it requires a loss detection device which can be switched via an actuator and which must have the property that the loss value measured by the loss measurement sensor is directly at the measurement point, that is the point where the field lines penetrate the medium (K) or measuring part (1 / RVM) (or, in the case of an alternative galvanic connection, the area or the volume of the measured resistance value), the loss value measured by the loss measurement sensor in its measured value by means of the manipulated variable (BD Fig . 1) can be influenced as if this influence had been made at the measuring point itself (1 / RVM) by the measuring part.
  • any interference signal interference that may be present is recorded, which cannot be shielded in the case of non-contact measurement in practical use.
  • This property is to be referred to as measuring points identical to the sensor's self-test property, in which an additional ohmic loss is directly present at the control signal or manipulated variable BD Measuring point can be fed in as an offset measurement quantity without the use of additional contact connections or switchover devices in addition to the currently measured loss.
  • this property only fulfills one sensor principle, which in the Patent specification DE 42 40 739 C2 is published and is shown in FIG. 1 as an example. However, almost all sensor variants corresponding to the prior art can be converted to this principle
  • EP 0352 507 describes a loss sensor which works on the principle of the decay of a damped oscillation of the hull curve of a freely oscillating oscillator and which evaluates the hull curve over several successive measurement intervals.
  • the capacitive loss of an oscillating circuit is primarily evaluated as a measurement variable, the loss itself is not varied during the measurement.
  • a similar principle for measuring an inductive loss is described, for example, in DE 34 40 538 C1.
  • the sensors mentioned do not see any variation in the loss at the measuring point. Ditto, no relationships between controlled loss changes and amplitude changes for determining the measurement result are made, as in the method according to the invention.
  • the present invention comes closest to the sensor published in patent DE 42 40 739 C2 by the same applicant with non-contact measurement, which is the only sensor with the above-mentioned measuring points that has identical self-test properties, via which an offset measurement quantity can be fed in directly at the measuring point without a A switch, changeover switch or multiplexer would be required if the measured variable was continuously switched on (1 / RVM)
  • the present invention can therefore be used as an improvement invention for the subject matter of DE
  • FIG. 1 which relates to a method for measuring a loss coupled into a measuring coil arrangement (1 / RVM), consisting of an alternating field measuring coil (LM) and a resistor which can be distributed by means of a control signal (BD) (Rp) which is connected to the measuring coil as an additional loss (1 / RVL) and the total loss (1 / RVM + 1 / RVL) of the measuring coil (LM) varies accordingly.
  • BD control signal
  • Rp control signal
  • BW results from the value of the adjustable resistance (Rp) and an amplitude measurement (us) of the measuring coil determines the loss coupled into the measuring coil as a measured value (mp).
  • the measuring coil (LM) is preferably part of a parallel resonant circuit (LM, CP) via the transformation effect of which the adjustable resistor (Rp) connected in parallel is coupled into the measuring coil LM as a serial loss and occurs as a total loss (1 / RVM + 1 / RVL) where 1 / RVM is the loss coupled in via the measuring point (K), including the self-loss due to the ohmic serial resistance of the measuring coil, un ⁇ 1 / RVL is the loss of the Variable resistance Rp is.
  • the variable resistor Rp is designed as a switched fixed resistor which can be switched on or off (infinitely) via an electronic switch HS.
  • FIG. 1 shows the embodiment variant already proposed in DE 42 40 739 C2, in which the measuring coil (LM) is part of a resonance circuit (LM, Cp). K ... affects the electrical conductivity of a material or an environment within which the field lines of the measuring coil (LM) are located.
  • the object of the present invention is to change the method from DE 42 40 739 C2 so that it is completely immune to interference radiation. If e.g. a frequency corresponding to the measuring frequency radiates directly into the resonance circuit (LM, Cp) of the alternating field coil (LM), then this should not matter, even if e.g. the recorded interference radiation would be a multiple of the measurement amplitude.
  • LM resonance circuit
  • Cp alternating field coil
  • This object is achieved in that, in order to obtain a measured value corresponding to the loss of the sensor to be measured, not only is an individual or constant amplitude value measured, but several measurements are carried out as relative measurements to one another (relations), which are thus related to one another, that the measurement result can be derived independently of the absolute values of the measurement amphtude of the resonance circuit (for example, as their ratio), taking into account the resistance conditions used.
  • the method is not limited to a resonant circuit, just as e.g. with a band filter circuit, or other filter circuit, or also with a bridge circuit, the method can be carried out. See DE 42 40 739 C2.
  • the improvement in the present case, according to the characterizing part of claim 1, illustrated in FIG. 2b and FIG. 2c, relates to the inventive measure that a measured value (mp) is determined over several (at least two) measuring steps (tl, t2) , in which the adjustable resistance (Rp) is set differently and for these different resistance settings (Rpl, Rp2) the ampiitude measurements (usl, us2) are made on the measuring coil (LM), whereby in contrast to DE 42 40 739 C2, the Measured value (mp) is determined from the change in value (eg from the ratio) of the resistance settings (Rpl. Rp2) used in the individual measuring steps (tl. T2) and associated amplitude changes (usl, us2), eg using a ratio calculation and / or retrieving function values stored in tabular form. See below for the embodiment variants described for F ⁇ g.2b and F ⁇ g.2c
  • the property of the method according to DE 42 40 739 is still used, which allows the assessment device (BW) to control a change in loss of the measurement result (cf. actuating variable BD, Fig. 1) as if this influence were on the Measuring point itself, which is (for example, contact-free) in the electromagnetic field of the measuring coil
  • the solution to the technical problem corresponds to the above-mentioned improvement or claim 1.
  • the preamble of claim 1 corresponds to the prior art according to the cited DE 42 40 739 C2 with a suitable circuit design according to FIG. 1, but taking into account that the inventive Methods can be carried out with general circuits known in the art.
  • the circuit according to Fig. 1 can be used directly to switch the Rp values accordingly via a control signal (BD) in accordance with the method according to the invention in the measuring time intervals tl and t2, which according to DE 42 40 739 C2 means a corresponding variation in the measured variable at the measuring point (1 / RVM) by the measuring part itself.
  • DE 42 40 739 C2 means a corresponding variation in the measured variable at the measuring point (1 / RVM) by the measuring part itself.
  • the associated associated occurring different voltage values ul and u2 measured.
  • two special cases for the implementation of this measuring method are described and referred to as variant 1 and variant 2.
  • the circuit which is included in the test method and which is specified in DE 32 48 034 and which, by using reference resistors, connects the calibrated actual values to the measuring gear as an alternative, is generally known to the person skilled in the art as a calibration method by learning and must not be confused with the method specified in the present invention.
  • the method used in the present invention does not connect calibration resistances to the measured value as an equivalent resistance to the measured value, but only increases the loss of the measured variable at the measuring point when the measured value is switched on continuously (ie continuously) over all measuring steps of the method (without a changeover being carried out at the measuring point) is).
  • the loss of the measured variable at the measuring point can not only be increased, but in particular also reduced by adding an exact negative loss. This opens up a completely new field of application for such a sensor.
  • the publications of the researched publications do not provide any relation definitions for loss values set differently in different measuring cycles by (additive) manipulated variable to corresponding measured value or voltage value relations for the determination of the measured value completely new territory for the possibilities of using a loss measuring sensor is entered in DE 32 48 034, which is included in the test procedure, no evaluation of the ration is carried out for the calibration measurement described, but instead the internal absolute measurement of a reference resistance around a table is carried out by learning from measured values when the measured value input is switched off
  • the preferred relation definition is integrated into the method according to the invention, and in two alternatives Variants can be applied in both directions (via the measuring steps tl and t2: with 1 / RVL1 and usl in tl; or with 1 / RVL2 and us2 in t2) - a) in a first variant, the result is the loss value relation (1 / RVL1 + 1 / RVM or 1
  • the measurement intervals tl and t2 are selected so that a constant measurement size (1 / RVM) can be assumed in the successive measurement intervals.
  • the amplitude values associated with the switched loss values (voltage values ul in tl or us2 in t2) are measured and the measured variable is determined from the relationship between loss values (Rpl, Rp2) and voltage values (ul, u2).
  • FIG. 2b This preferred variant of the method is illustrated in FIG. 2b (cf. supplementary explanation in the following chapter "Show the individual figures").
  • the special case is preferred to switch on a constant parallel resistor Rp for one of the two measurements (t2) and for the other measurement (tl ) to switch off, the measurements being carried out so quickly in succession that the measured loss value (1 / RVM) does not change significantly between these measurements.
  • usl / us2 Rpl / Rp2
  • the sensors can also be exemplarily calibrated through a learning process, e.g. even in temperature measurement applications with a reference sensor that has a different physical principle. Or for layer thickness measurements of coatings through exemplary testing.
  • RVM Rp '* usl / us2
  • - stands for proportional (e.g. as
  • Rp can also be a constant, which is why a resistance value for Rp is sufficient.
  • This embodiment variant enables the analog / digital converter for the conversion of the measuring voltage us to be saved, as well as the arithmetic operation usl / us2.
  • the adjustable resistor Rp is then designed as a digitally adjustable resistor cascade, e.g.
  • OSZ oscillator
  • constant control of the constant alternating current (ires) fed into the oscillating circuit can be carried out well by setting the supply voltage of the oscillator if the output internal resistance of the supply circuit coupled to the parallel oscillating circuit (LM, Cp) of the sensor coil (LM) remains constant.
  • the resonance circuit current is monitored for maximum amplitude (sensor voltage) via a measuring resistor (Rmi, Fig. 5) connected in series with the output internal resistance of the oscillator (OSC), and a D / A converter is controlled via the microcontroller, which converts the oscillator supply voltage via a corresponding amplifier circuit delivers, (see also below to Fig. 5).
  • one relates to the use of the preferred relational measurement to establish a correlation relationship between a possibly present envelope curve of the signal occurring at the measuring resonant circuit and the associated derivation of the signal for the Loss determination required voltage values usl, us2, or ditto for the compensation measurement uoff, uon described further below
  • the required measurement period Ttot must take into account the settling times (tset) given when adjusting the loss (Rp) of the parallel resonance circuit until after an adjustment of the loss (Rpl or Rp2) the amplitudes correspond to the relations of usl and us2.
  • the settling time is also in tuset for the constant control of the oscillation circuit amplitude included.
  • the time grid of Ttot is also used to sample the error of the measurement signal caused by the hull curve of a interference signal overlay in order to correct this error.
  • asynchronous mode In the asynchronous mode, a fixed measurement time grid Ttot is used, in synchronous mode, on the other hand, the measurement time grid is formed by periodically repeating digits of the hull curve of the fault signal (e.g. maximum-minimum values).
  • the possibly existing Hullkurvenpe ⁇ odengauer (TH) is much longer than the required measurement period Ttot, for the selection of the measurement time grid for carrying out the measurement steps tl or t2, in which the loss value setting (Rpl, ditto for Rp2) for the subsequent measurement the maximum values (usl, ditto for us2) of the voltage amplitude takes place, no synchronization to the Hullkurvenpe ⁇ ode the interference radiation required Since such a measurement the amplitude values are sampled in an arbitrary phase position to the Hullkurve of the measurement signal, we refer to this mode of operation (mode) as asynchronous mode.
  • mode mode of operation
  • a Hull curve period duration (TH) which is too short in relation to the required measurement time period Ttot affects the required accuracy of the measurement value determination
  • the times for the initiation of the measurement steps t1, t2 are synchronized according to stable phase positions of the measurement signal with respect to the podicity of the interference signal envelope curve of the measurement signal
  • the type of measurement is therefore referred to as a synchronous mode.
  • the stable phase positions result, for example, from a minimum or maximum value of the Hull curve in the steady state of the parallel resonant circuit.
  • an automatic switchover from synchronous and asynchronous mode is provided, with the advantage that the measurement repetition rate of the sensor does not decrease inadmissibly in the event of a particularly low envelope frequency compared to the measurement frequency of any interference radiation (e.g. network interference) (which is the case in synchronous mode) would).
  • a detector signal for switching over the two modes is derived by continuously measuring the times TH between the maximum minimum values of the Hull curve that may be present. If the TH / Ttot ratio falls below a certain value, the system switches to synchronous mode; if this value is exceeded, the system switches back to asynchronous mode
  • the hull curve of the interference signal is detected for the purpose of deriving a correction value for the relationship between the loss value relationship Rpl / Rp2 and the voltage values measured in order to be able to carry out a correlation method. Care is taken that the for derivation the correction-sized scanning of the Hull curve over the period of a stable variable resistor Rp (corresponding to the preset value Rpl or Rp2) is carried out with this Hull curve scanning, it is assumed that within the required measuring period Ttot, which includes all processes for determining a loss value to be measured in each case (cf. .
  • the respectively measured voltage values follow an interpolation prescription which permits a linear interpolation of the change in values made by the Hull curve within the measuring period Ttot.
  • the query is also implemented as to whether this also applies within the required measuring accuracy of the sensor.
  • the loss value Rp set by the manipulated variable BD is kept constant over two successive time periods of (each) Ttot, the resistance value Rp being adjusted at the beginning of the first time period Ttot (n).
  • tl and t2 two general method steps, designated tl and t2, are provided, and each of these steps contains two successive time segments of the time grid Ttot, four successive time segments of Ttot are thus used to process method steps tl and t2 for the determination of a measured value.
  • a hull curve that may be interspersed with a disturbance signal can also be completely eliminated for a very large degree of modulation or superimposition when determining the measured value.
  • the rise in the Hull curve can be determined both for the manipulated variable Rpl with usl and for the manipulated variable Rp2 with us2.
  • Vusl / Vus2 can also be related, ie the relationship chain can also be formed from DIFF (usl before) / DlFF (us2) or DIFF (us2 before) / DIFF (usl), etc. This relationship chain is used checked whether the values involved in the measurement us / us2 follow a somewhat linear relationship for the change in slope corresponding to the Hull curve profile, if so the results are used, if not the results are not used. Depending on the effort involved, it can also be calculated instead of the linear curve whether the curve corresponds to a sine function, for example.
  • this constant is corrected after the Rp with us2 (with Rp switched on) to be adjusted in each case.
  • this constant corresponds to the resistance ratio of the voltage divider Rva / Rvb, one of the two resistors of the voltage divider being made digitally adjustable and this setting being made by the microcontroller in accordance with the result obtained from V (us2) as a correction variable.
  • V (usl) is not taken into account here, since this amplitude value is measured without adjustment when the variable resistor Rp is switched off in the simplified method using the circuit according to FIG. 4b.
  • tl and t2 respectively designate the usl and us2 associated measuring cycles or steps according to the preferred method. See also Fig. **.
  • Rp cascade (eg D / A converter network) and voltage divider to determine the constant usl / us2 digitally adjustable, whereby measured value 1 / RVM 'is determined from the table from the manipulated variable BD of Rp.
  • Ttot (n-4) was the adjustment step for tl
  • Ttot (n-3) was control step of the rise of tl
  • provides DIFF (usl) sign of the rise
  • Ttot (n-2) was the matching step for 12
  • Ttot (n-1) was control of the increase in t2, provides DIFF (us2), sign of the increase in Ttot (n-3) DIFF (usl) caching;
  • Ttot ( ⁇ + l) Control of the increase of tl from Ttot (n-3) DIFF (usl before) is taken over, from Ttot (nl) DIFF (us2 before) is taken over, ditto sign of the increase, from Ttot (n) is taken over usl (before),
  • V (usl) DIFF (usl before) / DIFF (usl)
  • V (us2, l) DIFF (us2 before) / DIFF (usl)
  • V (us2, l) If V (us2, l) does not match, then invalid values.
  • a gate pulse is generated for the continuous monitoring of TH.
  • Ttot (n + 3) Control of the rise of t2 and correction step of us2 from Ttot (nl) DIFF (us2 before) is taken over, Ttot (n + l) DIFF (usl before) is taken over, ditto sign of the rise Ttot (n + 2) is taken over us2 (before),
  • V (us2) DIFF (us2 before) / DIFF (us2)
  • V (usl, 2) DIFF (usl before) / DIFF (us2)
  • W DIFF * / Ampl ⁇ tude * Relation from DIFF * to amplitude us * If W is too small, then invalid values.
  • This scheme primarily concerns the dynamic value correction of us2, depending on the respective increase in the hull curve, or for variant 2 the dynamic value correction of the constant us2 / usl. Furthermore, the query whether such a value correction depending on the rise of the envelope in relation to the measurement amphtude (usl, us2) of the higher frequency is still permissible, if not, the values are rejected and the mode switches to the synchronous mode.
  • An example of rejected values is outlined in Fig. ** b, e.g. if in the time period Ttot (n-l) the envelope has already passed its turning point (from increasing to decreasing), V (*) is therefore negative. Ditto if there is too much curvature of the hull curve.
  • the change of the sign from V (*), in each case from plus to minus, ditto from minus to plus, indicates the turning points of the Hull curve and can therefore be used immediately for the generation of the gate signal (gate signal) for measuring the time TH for the detection of the possibly to be undertaken automatic switch to synchronous mode.
  • the inflection points of the Hull curve are sampled over the duration of the loss value setting of the preferred variable resistor Rp and used as a trigger signal (measurement trigger signal) for triggering the measurement of usl or us2 within the measuring steps tl and t2
  • the constant time interval TH between these sampling points of the envelope is constantly monitored. It is evident that the measurement sequence was impaired if the hull curve frequency was too low, which is why a switch back to the asynchronous mode takes place immediately when the ratio TH / Ttot again exceeds the predetermined threshold value
  • the maximum (u ⁇ ) and minimum values (u A ) of the voltage amplitude us at the parallel oscillation circuit are continuously sampled until u ⁇ is detected. This point in time triggers the measuring process from u * (usl or us2 depending on whether Rpl or Rp2 is currently selected), then Rp is switched to the respective other value (Rpl or Rp2 according to the method) or set in a corresponding step, then the generation of the measurement trigger signal is blocked for the duration of Ttot.
  • the generation of the measurement trigger signal is released again until the next measurement trigger of us * (usl or us2 depending on whether Rpl or Rp2 is currently selected) with subsequent adjustment of the variable resistor Rp, blocking the measurement trigger until Ttot expires, repeated measurement of us * if u ⁇ of the envelope is recognized after Ttot has expired ... etc.
  • the time interval of the U ⁇ detected Meßauslosezeiten TH for the measurement is constantly measured when TH / T tot is too large, then the downshift is performed in the asynchronous mode.
  • Another application for further training relates to measures for the evaporation of the total loss in order to increase the sensitivity and / or the measuring accuracy to increase relatively high resistance losses and / or to reduce the influence of the temperature response.
  • This variant of a vaporized sensor will be explained in more detail below:
  • Variant of damped sensor basics: The following preferred embodiment of the sensor is based on the further technical task of additionally steaming a loss sensor with a precisely defined value, so to speak for the total loss 1 / RVM + 1 / RVL (Fig. 1) a precise negative loss value (- 1 / RVM_NEG) to add.
  • the principle can be traced back to a sensor according to claim 1, using further features of a sensor functioning according to the principle of the cited DE4240739C2 and the following further training measures:
  • the state of the art for this further training according to the invention is supplementary to the arguments already mentioned at the beginning of the description indicated that for oscillator circuits with parallel resonant circuits, evaporation through a negative resistance characteristic, as e.g.
  • the setting or determination a precisely defined value for the negative loss is intended, without the operating point for the control of the differential negative conductance - gT having to be used for an amplitude limitation in order to produce stable conditions.
  • the most accurate and drift-free setting of the negative conductance - gT, or alternatively the exact measurement of its set value, is the task for the training variant for evaporation of the total loss of the sensor method according to the invention in order to convert the total loss 1 / RVM + 1 / RVL + (-1 / RVM .EG), or [1 / RVM + 1 / RVL + (- gT)] to determine the measured loss value 1 / RVM.
  • the method uses two constantly repeating measuring cycles, one measuring cycle for the setting (or the exact comparison) of the negative conductance - gT, and one with which the preferred method (according to Ausfunrungsva ⁇ antel orproofsvar ⁇ ante2) is used.
  • a parallel switched compensation variable GTCOMP is provided, which can also be implemented as part of the loss adjustable with variable BD (1 / RVL) or Rp.
  • the total loss 1 / RVM ' + 1 / RVL + (- gT) is measured on the resonant circuit during the actual loss measurement in steps t1 and t2, or the sum loss 1 / RVM' + GTCOMP during the comparison to determine - gT + (- gT) measured.
  • the proportions of - gT or GTCOMP relevant for the compensation of - gT can be set to zero in a relevant measuring step (toff), or the negative conductance - gT and the compensation conductance GTCOMP can be switched off for simple execution.
  • This connection (or the zeroing of the conductance components involved in the balancing) is carried out in a first step (toff) within the balancing cycle of - gT and the voltage uoff occurring at the resonant circuit is measured.
  • a subsequent step tone
  • both conductance values - gT and GTCOMP are switched on and the voltage uon occurring at the resonant circuit continues to be measured.
  • 1 / RVM When 1 / RVM was specified, 1 / RVM 'was specified. 1 / RVM 'contains, in addition to the loss to be measured, the intrinsic loss rs of the measuring coil LM (or the measuring circuit LM, Cp), the actual loss 1 / RVM via, when determining the measured loss in the subsequent measuring cycle according to Va ⁇ antel or Var ⁇ ante2 Table which contains (correct) the self-loss rs of the measuring coil determined from 1 / RVM '
  • Adding (evaporating) a negative loss to reduce the sensor's own loss brings a number of advantages: a) it can be measured at a particularly low measuring frequency with high good and smallest measuring performance, with the advantage that due to the low measuring frequency the skin effect in the inductive coupling of the loss resistance of a measuring part (K) is avoided, thus the sensitivity at a higher measuring frequency comparable good, especially with measuring parts of higher specific resistance increases significantly b) for the coil wire of the sensor coil can instead of a material, although a particularly low-resistance specific resistance, but has a very unfavorable temperature coefficient, an alloy can be used, which has a much higher specific resistance but has a much better one Has temperature coefficients (a compensation alloy).
  • the temperature dependence of the measuring coil can be significantly improved in this way.
  • This application is discussed in more detail below in a numerical example for an alloy in which the alloy manganin is used as coil wire material.
  • coil wire materials that withstand high temperatures but have a high specific resistance can also be used as the measuring coil (air coil LM).
  • Loss measurements can be carried out on particularly high-resistance resistors or media, in particular on liquids and gases. Eg purity measurement of distilled water via conductivity.
  • the senor covers a wide variety of applications: eg measurement of temperatures, pressure and conductivity. Furthermore, measurement to identify the type of gas as a gas detector (or gas molecules), depending on the skin effect. In this measurement, the loss 1 / RVM caused by the gas is measured with different frequencies and the same inherent loss of the sensor. The different losses that occur for different gases are decoded accordingly for the generation of a corresponding signal. Ditto the evaporated sensor applications for monitoring on gas lasers, etc.
  • Another application would be, for example, the self-ignition timing of a direct-injection high-performance gasoline engine via the increase in conductivity of the compressed gas with the sensor coil measuring in the displacement to recognize in good time and before an unwanted self-ignition occurs to open an electrically controlled emergency valve and to reduce the boost pressure the next time it is compressed (to be regulated via the sensor).
  • the high-resistance loss measurement also allows distance measurements (displacement sensors, angle sensors, variable area flow meters, etc.) as the loss-generating core material (K, Fig.l) to use relatively high-resistance materials with temperature-compensated resistivity, such as occurs with alloys, e.g.
  • alloys with a particularly low temperature coefficient (TKR) of the electrical part which is made, for example, from a temperature-compensated alloy (e.g. manganin with a TKR of l * 10 (exp-5) / ° C.
  • TKR temperature-compensated alloy
  • Manganin is an alloy made of 86% Cu, 12% Mn, and 2% nickel).
  • the material manganine is also used for the further training execution for the coil wire of the measuring coil.
  • Another interesting application is with electrically only slightly conductive liquids, e.g. water trapped in closed cape to build an inclinometer.
  • seismographic measurements can be carried out very well, in particular early warning systems for mountain movements above or below day, and for warning of murmurings.
  • loss measurements with extremely low measuring power can be realized at the measuring point, e.g. for the detection of letter bombs, etc.
  • measuring power and measuring frequency can be kept so low that the electronic circuit for the bomb drawing can no longer recognize this, e.g. if a measuring frequency in the vicinity of the network hum is used e) a large number of other applications are listed in the introductory part of the description and described from FIG. 8 on the figures.
  • the temperature coefficient of the coil is to be improved accordingly by using an alloy (e.g. manganin).
  • an alloy e.g. manganin
  • the preferred precision setting of the negative conductance of -gT used for evaporation of the series resistance rs enables the temperature response of the measuring coil (LM) to be improved compared to a copper coil by a factor which corresponds to the ratio of better temperature coefficient to increased resistance of the selected material the consideration shown is the term alloy to understand beyond the melting of different metals, since we only need the properties of the specific resistance with its temperature dependence and a nomogenic heat transfer of the material used as coil wire.
  • the coil wire from a type of "virtual alloy", preferably from two wires (which can also be bare) wound in parallel on a corresponding coil body (eg ceramic) and made of different materials, one positive and the other has a negative temperature coefficient of specific resistance, the choice of the cross-sections of the wires among one another being matched to the resistance ratio of the two materials to the winding length of the coil such that the temperature coefficient of the specific resistance formed by the pair of wires is canceled Wires wound in parallel are then connected in parallel at the coil ends.
  • a type of "virtual alloy” preferably from two wires (which can also be bare) wound in parallel on a corresponding coil body (eg ceramic) and made of different materials, one positive and the other has a negative temperature coefficient of specific resistance, the choice of the cross-sections of the wires among one another being matched to the resistance ratio of the two materials to the winding length of the coil such that the temperature coefficient of the specific resistance formed by the pair of wires is canceled Wires wound in parallel
  • LM small measuring coil
  • a ceramic coil body which we can use on the inside (similar to a spark plug) in an engine compartment, either just to monitor the compressed gas, or in conjunction with a small load cell with which we can Being able to measure compression pressure directly in the high temperature range;
  • the switching time of electronically controlled valves of an explosion engine can also be electronically adjusted, since the pressure sensor provides good feedback on the actual switching times of the valves to the valve control.
  • the parallel resonance capacitance (Cp) is then connected via a corresponding contact bushing on the outside thermally insulated via cable, ie the secondary side of a transformer connected in parallel with the resonant circuit, which couples in the negative conductance -gT of the tunnel diode.
  • Cp parallel resonance capacitance
  • K e.g. for scales, protractors, etc.
  • the temperature coefficient of the selected material for the coil wire can also be compensated for by wiring with a resistor with negative temperature coefficients (NTC), whereby a high-resistance NTC resistor can also be connected in parallel with the resonant circuit (ditto a low-resistance the coil in series).
  • NTC negative temperature coefficients
  • the compensation of the negative resistance also enables a further series resistor to be connected in series directly to the measuring coil, via which the zero crossing of the coil current for the purpose of determining the voltage maximum at the resonant circuit (LM, Cp ) is tapped by means of an operational amplifier or comparator, or if necessary this tap is used for the constant regulation of the alternating current amphtude.
  • the table shows the dependency of the conductance on the signal modulation (us * in the required ranges of usl and us2) for a given differential conductance -gT as the operating point, the comparison or determination of -gT to voltage values other than usl or us2, then the deviation of the differential resistance can be corrected using the table: either after a measurement of usl, us2 (in steps tl, t2) or before a measurement of usl. or us2 for the respective setting of -gT. If necessary, this table can also include a temperature dependency of the tunnel diode characteristic when measuring the tunnel diode temperature, or the tunnel diode is cast in a thermostat housing.
  • the setting of -gT takes place either via the voltage-current characteristic curve of the tunnel diode or via a total master value setting 1 / Rp + (-gT) directly digitally via the digitally adjustable master value network 1 / Rp (e.g. a corresponding D / A converter).
  • GTCOMP can also be realized by a D / A converter master value network (with binary gradation of the switched master values).
  • a binary adjustable resistor network can be used instead of the master value network.
  • 1 / RS corresponds to the series resistance rs of the measuring coil transformed via the resonant circuit for parallel loss, is stably regulated as a constant.
  • -gT is not taken into account in the value table, since not the absolute value but only Other values are to be measured, see also text for Fig. 8
  • a separate resonant circuit is for the deviation from - gT ( LgT, CgT,) is provided, with which the value of -gT is set or determined simultaneously immediately before the actual loss at the resonant circuit (LM, Cp), since the effect of frequency for the differential resistance -gT in a tunnel diode at the same operating point is insignificant in a wide range
  • the resonant circuit intended for the determination of -gT can be set with h Be operated as the resonant circuit for the measurement of the loss (LM, Cp) herer frequency.
  • the tunnel diode with a changeover switch can either be connected to the resonant circuit (LgT, CgT) for the determination of -gT or to the resonant circuit (LM, Cp) for measuring the actual loss (if this resonant circuit is constant) connected loss 1 / RVM) can be connected.
  • This switchable switch is also used to switch off the conductance -gT for the measurement of uoff (for the comparison).
  • the adjustment conductance GTCOMP is switched on for the resonant circuit (LgT, CgT) for the determination of -gT. If the adjustment component is switched off (see text for Fig.
  • the resonant circuit voltage ugT (from LgT, CgT) of the hull curve of the resonant circuit voltage us *, which occurs on the resonant circuit (LM, Cp) intended for loss measurement, is readjusted ,
  • This readjustment can be carried out, for example, directly by varying the matching resistor GTCOMP.
  • this readjustment on the resonant circuit (LgT.CgT) for the determination of -gT is a voltage which is increased or reduced by a proportion compared to the resonant circuit voltage (us *) of the loss measurement resonant circuit (LM, Cp) set so that the (hull curve of) the resonant circuit voltage at the resonant circuit LgT.CgT each has a value corresponding to the respective rise in the resonant circuit voltage at a lagging point in time with the rising or falling hull curve of the resonant circuit voltage at the loss measuring resonant circuit (LM, Cp) is to be expected in each case.
  • the measurement procedure for the loss determination is carried out according to variant 2, then due to the precisely defined ratio of usl / us2 (as a measurement constant), the measurement of usl can be carried out in a fairly precise range using a cascade adjustment, ditto us2, so only a few Storage spaces are required for storing a table that takes into account the small signal modulation of the negative resistance
  • the preferred sensor is ideally suited for transputer applications due to its extremely low need for measuring power, in which the supply voltage is supplied via a transmitted RF signal rather than via cables whose frequency and required radiation power are designed for the respective application.
  • Another particularly interesting application is to be classified, in which the supply voltage is supplied via a transformer-coupled conductor loop (or winding) of the connection as a continuous wire The cable is carried out by an HF current and inductively transmits the supply voltage to the HF receiving circuit for the voltage supply of the transputer sensor.
  • the HF is fed into the cable with a very high resistance, for example via a stray transformer-controlled constant alternating current, with several such feed points along the line connection, with the negative evaporation conductance values already discussed, for the exact setting of a defined loss value of the line
  • the ohmic loss given along the induction cable for the RF receiving circuits of the transputer circuits is thus kept stable on the one hand, and is varied by the transmission method on the other hand, the dynamic relative measurement described below for Fig. 8 being used to stabilize the operating point
  • care is taken to ensure that the change in loss resistance given by fluctuation in power consumption does not affect the induction circuit abel has a retroactive effect.
  • the power for the evaporation of the induction cable (regarding the setting of the working point) is essentially not provided by the tunnel diodes connected in the transputer sensor sensors (since there is no perpetum mobile), but by the induction cable at regular intervals Ohmic or inductively connected negative resistors for line evaporation To suppress through
  • the transverse control carried out on the RF reception circuit of the transputer circuit is carried out in such a way that the rectified envelope curve amplitude of the RF reception circuit remains constant, that is with a constant hull curve of the input amplitude, the load from the transverse control is kept fairly constant. Slight fluctuations lie in the low-pass range in accordance with the filter capacitance switched on in the rectification after the rectifying diode.
  • a modulation method must be used for the data transmission that operates with a reasonably stable duty cycle, for example a modulo-2 method, which has a low variation ratio of the duty cycle.
  • the change transitions of the data signal can be defined in a lower ratio instead of the usual pulse duration variations of 1: 1 and 2: 1, with a clock frequency accordingly included in the data signal.
  • This type of modulation method is known: the exclusion of data and clock is the modulo-2 data signal is generated, or the data are decoded from the resulting different pulse lengths and the associated clock signal is decoded from the exclusive or / nor of this data signal and the modulo-2 signal.
  • this clock signal is significantly higher than the filtering frequency at the filter capacitor of the supply voltage of the HF rectifier, then the regulation of the DC voltage described for Fig.lOb has no effect on the loss modulation of the data signal.
  • This is achieved by switching resistance values directly at the HF receiving resonant circuit Corresponding load variation carried out (good switching) and measured on the receiver side by an amp sampling performed on the HF oscillating circuit (cf.usl, us2) .
  • the transputer circuits with their RF receiving circuits can also be directly connected (eg against chassis ground), the cable being directly contacted or via capacitive coupling the supply and the data connection ng.
  • a shielded cable can also be used, in which the shielding is removed at the coupling points.
  • the shielding is a metallic coating (e.g. by vapor deposition) of the plastic insulation is carried out, for example also in several layers with a separate high-voltage coating for the bite protection.
  • the loss measurement can also be used to trigger a high-voltage pulse for the bite protection in the event of a spontaneous loss change in the insulation.
  • shielded (closed) applications and unshielded (open) applications, furthermore for transputer sensor applications fed by induction cable and transputer sensors communicating via induction cable.
  • shielded applications Use of the transputer sensor for loss measurement of rotating parts enclosed in a housing, for example for a torque sensor according to Fig. 19, the sensor on a rotating part and the transmitter for supplying the supply voltage and communication to the sensor, is housed on the inside of the stationary attached housing of the torque sensor.
  • a similar application is the distance measurement of the clutch disc distance shown in relation to Fig. 20 in relation to the actuation path of the clutch pedal, etc.
  • Another shielded application e.g.
  • a central HF transmitter for scanning the tooth position of gearboxes in the housing and to feed them within the housing by means of a central HF transmitter.
  • sensors such as pressure gauges, or level gauges for measuring the level of the brake fluid, or sensors for sensing accelerator pedal positions, clutch pedal, steering lock, etc., which are fed by a central HF transmitter.
  • on the dashboard there are a large number of switches, the switch positions of which are coded as loss (rotary switches, toggle switches, slide switches, etc.), the switches being fed by a central HF transmitter (control center) housed on the dashboard.
  • the body is an ideal shield against interference to maintain radio data traffic between the sensors and the control center, or other central transmission units can be networked accordingly by cabling. Examples for open applications: Monitoring the strength of rims mounted on the wheel plate in accordance with Fig. 22 also measuring tie rods, determining the position of parts on which the sensor is mounted in relation to loss-controlled limit marks.
  • the sensor has a holder (opening or cylinder, etc.) in its housing, which is in the inductive area of the RF receiver coil of the transducer circuit used in the sensor, and around this holder (or through a hole, or cylinder body, etc.) a conductor loop is drawn or wound, if necessary the loop being wound once or several times around the inductive area of the RF receiving coil of the transputer circuit.
  • This method means that the contacting problem for the wiring of the sensors, which is known in the automotive field due to corrosion damage, is no longer present, the conductor loop or the line which connects all sensors in series with one another is supplied with high impedance by an HF generator; the reference potential is then the chassis of the vehicle. Data communication can also take place via the conductor loop.
  • the method of data transmission by means of loss variation and loss measurement (by the sensor) described for FIG. 37 (sheet 15) can also be used for interference-proof transmission.
  • the transputer sensor circuit then has at least two loss measurement sensors, one for the actual loss measurement (1 / RVM) and one for the reception of the data.
  • a preferred embodiment is to use a high voltage for the high-impedance HF generator feeding into the conductor loop, which via the Isolation capacity discourages biting animals (e.g. martens). Dabet can recognize the loss change occurring when trying to bite a line from a loss measurement connected directly to the line connection and trigger a spontaneous increase in the high voltage.
  • Further examples of open applications relate to the railway sector for the exemplary embodiments described for monitoring railway tracks.
  • the special case is provided that the supply power is supplied by direct HF radiation, but not the communication of the individual transputer sensors with the control center.
  • the supply line is emitted, for example, directly via the high-voltage contact wire, on which a corresponding RF signal for supplying voltage to the loss measurement sensors arranged along the track is superimposed.
  • the sensors communicate with the control center in the following way: Each sensor has a mini transmitter and a mint receiver for communication with the closest transputer sensors. The sensors are sent one after the other according to the "ping" principle (ie knocking on with an initiation word). Starting from a 2TB central unit at the beginning of the chain, the first sensor (SO, which corresponds to the central data protocol) receives one with a "Ping" signal provided with the reception address is sent until it receives the receipt (ACK) from the receiving sensor (SI).
  • SO which corresponds to the central data protocol
  • SI, S2, S3, S4 Sn Se one after the other, send (pass through) the data packet received from a sensor arranged one position earlier to the one arranged later, until the last sensor (Se) in the chain transmits this data packet for the direct forwarding of a control center ( ZTE at the end of the chain).
  • the central units (ZTB and ZTE) provided at the beginning of the chain and at the end of the chain are networked via a corresponding external data connection (e.g. radio, fiber optic cable, etc.).
  • a corresponding external data connection e.g. radio, fiber optic cable, etc.
  • each sensor independently checks whether the sender address given for a received "ping" signal (from the sending sensor) corresponds to the recipient address of the receiving sensor has the minimum step size (for example of 1.) If so, then the "ping" signal has been emitted by a sensor directly adjacent to the receiving sensor within the chain, and this sensor is therefore ready for operation.
  • the step size of the sender address to the addressed recipient address of the receiving sensor however higher, then a number of sensors corresponding to the step size has failed.
  • the sensor emitting the "ping" signal If such a case is recognized by the sensor emitting the "ping" signal, then it logs the number of failed sensors in the passed-on data protocol, which it sends after receiving the ACK signal to the sensor previously addressed with the "ping" signal.
  • the ACK acknowledgment expected for a sent "ping" signal fails, the "ping" signal is repeatedly sent out by the sensor concerned, the received address given is increased by one step to the second closest sensor that is still in the receiving range (or, depending on the current transmission, may also be decreased).
  • the sensor repeatedly emitting the "ping" signal as long as it does not receive an ACK acknowledgment for the emitted "ping” signal and the receiving addresses provided for the "ping" signal are within the range of the emitted "ping” signal (corresponding to the current transmission) correspond. If this is no longer the case (the limits of the range of the sending sensor, based on its local receiving address, being stored by the receiving addresses corresponding to the limits), then the sensor which repeatedly transmits the “ping” signal changes the transmission and begins, starting from it local reception address, to repeat the attempt to respond to the other transmission value (for the reception addresses corresponding to the sensors closest to the location).
  • the "ping" signal not only encodes the reception addresses, but also the transmission transmission, with the characteristic state of a relevant one bits br.
  • the characteristic bit bR informs the sensor receiving a "Ping" signal in which transmission channel it has to select the new reception address which it has to pass on when it subsequently sends its "Ping" signal, with a reception address for each possible transmission night , which designates the respectively closest sensor locally, is provided. For a straight line, therefore, two (one pointing forward and one pointing back) receiving address (for transmitting a transmitted "ping" signal) are programmed in each sensor.
  • a star branch for example a switch
  • three such neighboring receiving addresses are provided encoded for a sensor arranged on a star, four at an intersection, etc., so that in the event of a fault, branching is possible in all local directions in which the sensors are arranged on the track section.
  • each sensor has the receive addresses to be addressed corresponding to their priority in the event of a fault (instead of a linear increment / decrement)
  • the interruption fault B in which so many sensors in the chain have failed that a receiving sensor can no longer be reached in the specified data transmission direction, but data transmission from the sensor detecting the fault is still possible starting in the opposite data direction.
  • the data transmission takes place from the two end points of the sensor chain.
  • the failed sensors can be reported immediately to the control centers provided at the line end or line sections.
  • each individual sensor is gradually started at the line ends via a backward addressing of the sensor chain, starting with sensor SO and Se, a data connection from ZTB to SO and ZTE is established, then a data connection from ZTB to SI and ZTE to Se-1, etc., until each at the end of the chain of the central station there is no response from the With this protocol, the control centers each provide a reference address that is incrementally increased after each complete forward-back addressing.
  • This reference address relates to the receiving addresses of those sensors that result in a received "ping" signal after they have received the associated Receive data h the transmission pending signal (i.e.
  • the receiving address address of the sensor authorized to receive.
  • the sender address address of the sensor that sends the "ping signal”.
  • a identification bit bD which indicates to the authorized sensor that data is still being forwarded to the Pmg-Smgal after receipt of an ACK signal, possibly also the registration of the word length, or that indicates that no more data should be sent for a received ACK , therefore the sensor authorized to receive the ping signal with the receiving address of the next sensor in the chain can immediately send the ACK signal.
  • a characteristic bit bR which is emitted by the sensor emitting a "ping" signal and which indicates the transmission direction (ZTB to ZTE or ZTE to ZTB) to the receiving sensor. In the present explanation, bR is only shown as a single bit.
  • This data word which is very sensitive to the protocol as a redundant error, is saved in the transmission protocol, possibly with block repetition for absolutely reliable transmission of the characteristic state of BR r Redundant bits corresponding to the required Hamming distance in order to be able to carry out an error detection or, if necessary, also an error correction for the Pmg signal.
  • the receiving addresses of the sensors are arranged according to consecutive sections in which they are arranged on the track, according to increasing digits.
  • Example of a malfunction As long as a transmitted "ping" signal is acknowledged with ACK, the transmission night transmitted via the identification bit bR to a transmission signal is maintained and is transmitted accordingly when the next "ping" signal is transmitted. However, if a sensor no longer receives an ACK signal for a transmitted ping signal, the transmission device is changed in the manner described. In the event of an error, each sensor in the chain is able to change the transmission device and build up the data chain in the reverse direction in order to report the point of interruption. The same is the case if, for the purpose of testing, the reference address already explained is given by the central transmission device and the transfer device is reversed in a relevant sensor when it is set.
  • Sensor control is understood to mean the data transfer to a relevant sensor, for example to Selbs to set ttest values (via Rp, cf. also the cited DE 42 40 739 C2) or to set query criteria (e.g. setting limit values to be monitored). Sensor reading is to be understood as querying the values or monitoring states.
  • Sensor control is understood to mean the data transfer to a relevant sensor, for example to Selbs to set ttest values (via Rp, cf. also the cited DE 42 40 739 C2) or to set query criteria (e.g. setting limit values to be monitored).
  • Sensor reading is to be understood as querying the values or monitoring states.
  • neighboring sensors can also carry out self-tests, or the reversal of the communication direction can also be selected for reasons of urgency over the shorter distance from one sensor to a central unit, or several central units can be interposed along a linear path, both via the sensors and can communicate with each other accordingly.
  • a watchdog is also provided in each sensor circuit and is controlled by the microcontroller in question. If the watchdog indicates that the microcontroller has crashed, it immediately switches off the hardware output option of an ACK signal so that the sensor in question can no longer disrupt the protocol
  • the data transmission chain can also be used for direct data transmission one in The reception area of the sensors of the train currently traveling is directly involved.
  • the transmission device of the train sends a correspondingly coded "ping" signal. If a sensor located near the train detects this "Pmg" signal belonging to the train, it initiates the further sensors via a to communicate appropriate data transmission via the train.
  • each wagon of a train can also have a corresponding transmit / receive device in order to be able to communicate with the sensors.
  • the same principle can also be used to wirelessly operate sensors mounted on the wagons or the chassis of the wagons and to allow them to communicate wirelessly, or the method can also be used to correspondingly switch the sensors via standard power lines of the wagons operate and connect to a central office.
  • the "Pmg Signal” method described has the property that interference traps can be localized immediately according to the physical conditions (distances). Of course, this does not only apply to interference traps, since each response point (sensor receiver / transmitter) reports a special event regarding its physical position Therefore, this method is also particularly suitable to support the line diagnosis for power lines explained in Fig. 40, further for alarm systems in which the sensor is used. Also particularly as motion detectors in the border protection area. In this application, a large number of sensors are in one If a loss is detected, the position is passed on using the preferred method, and if a sensor is removed, this is also reported.
  • transputer sensors are then fed, for example, by means of an induction Cable connection inductively manufactured supply data line, in particular via the quick contact described below (to establish a detachable connection safely, permanently and quickly).
  • the induction cable buried in the ground can be patched back together at any time if necessary.Furthermore, the transputer sensors can communicate autonomously, even without a power supply, long enough to transmit a position report (as sender / recipient address) in the event of sabotage, e.g. if gold capacitors are used for energy storage ,
  • the GPS coordinates to which the sensors have been buried are then stored in the control centers, e.g. only protrude with a short antenna. If the induction cable is removed from a sensor, the control center has immediately detected the position.
  • safety-coded loss measurement sensors are also made to the following chapter “safety-coded loss measurement sensors”.
  • Fig. 44 and Fig. 45 illustrate a further application for the described networking of loss measurement sensors.
  • sensor coils embedded in the carriageway to enable the cost-free detection of driving behavior (overtaking, speed detection, traffic light stop, driving against one-way traffic, etc.) of vehicles at exposed points. It is provided that a flat coil consisting of a few turns and extending over the roadway is let into the roadway.
  • a simple, very cheap to manufacture ribbon cable the ends of which (the outer conductor progressing inwards in each case) are connected in series and thus form the coil.
  • a corresponding test section has a large number of such cable coils in the detection grid at corresponding distances across the carriageway placed in the lane, separate for each lane strip.
  • Such a flat coil is shown in Fig. 44.
  • the contact is made at the end of the ribbon cable with the usual pressure connectors, which make the connection via a narrow circuit board.
  • the ribbon cable shown for Fig. 44 symbolizes, for example, a 64-pohges cable, of which only 6 lines are shown for drawing reasons.
  • the printed circuit board On the side corresponding to a roadway edge, the printed circuit board has a coupling coil (LKT) connected to the ribbon cable spool, which is potted together with the plug at the end of the ribbon cable, the other end of the ribbon cable is also potted.
  • the ribbon cable can be provided with a tar protective layer. To increase the compressive strength, an iron wire can be used instead of a copper strand, or solid wires can also be used.
  • the preferred evaporation by means of negative resistance and measurement independent of the interference voltage make such a construction possible since the high inherent loss of the cable coil is evaporated by the preferred negative resistance component of the sensor.
  • the preferred sensor becomes contactless on the coupling coil LKTk e.g. by a cheap plastic mounting part, clamped, the sensor also having a matching coupling coil LKTs. This contact-free connection means that replacing the sensor is completely unproblematic.
  • the low measuring power of the cable coil of the preferred sensor makes this construction possible.
  • the sensor housing which is connected to the ribbon cable coil by contactless clamping connection (via coupling coils LKTk / LKTs), has a cylindrical extension with flanges, similar to a coil body, which contains the encapsulated RF circuit coil of the transducer circuit for the inductive supply of the RF supply voltage inside the sensor.
  • this is e.g.
  • winding body made of plastic bobbin approach (winding body) provided with a centrally guided pulling cap held by spring force, which pushes over the winding on the winding body fixed by looping the induction cable entering and exiting on both sides of the pulling cap in corresponding slots, the pulling cap passing through the Spring force is pressed on the outer flange of the winding body.
  • a snap-in device is provided which, after pulling off the cap, holds the cap against the spring force (e.g. by means of a rotation lock), so that the fitter has both hands free when winding and unwinding the induction cable. We then unlock this latching device by turning the cap slightly and the relative induction cable wound loosely around the bobbin is sufficiently fixed by the pull-off cap.
  • the winding body can also be provided with appropriate thread shafts in which the induction cable is wound.
  • Such a type of contacting including the preferred loss-modulated data transmission method, can also be used very well in the area of installation, in line monitoring of high-voltage networks, in aircraft construction, shipbuilding and especially in vehicle construction, in order to be absolutely reliable , Durable, but at any time without having to manipulate the cable and without the need for connectors, contact connections for supply voltage and data line supply with a simple insulated wire cable. It is evident that this contact connection is suitable for any type of electronic component (ie not only for sensors) using the preferred method for loss sampling of data encoded by loss, and therefore the request for the protection request extends accordingly in general
  • the combined supply and data cable which connects all sensors in sequence, only needs to be wound once or several times in a loop around the coil body cylinder in order to contact the sensor. When the sensor is replaced, this winding is simply removed and attached to the new sensor.
  • Such a simple induction cable is laid on each edge of the road, which can also be laid unshielded in the ground when using the interference signal-independent data transmission method.
  • corresponding stripes which interrupt the asphalt of the sidewalk
  • the ribbon cable coils are each located as a horizontal strip above the roadway at a distance from one another which is adapted to the average car length
  • the loss measurement is used to detect between the same events (reaching or exiting) of a strip for the cars driving over it.
  • each vehicle can be tracked in its driving behavior via such a chain.
  • This also includes a detection depending on the direction of travel
  • two sensor coils placed parallel to one another are provided for a measuring line, of which one is vaporized first according to the direction of travel, before both coils are simultaneously vaporized by the vehicle in question n.
  • a memory organization (a computer RAM) is used which has as many memory words as it corresponds to the detection grid which is formed by the measuring line.
  • the speed of the vehicle traveling over them is measured in each case and stored together with the virtual vehicle identification number and the driving data in the memory location corresponding to the relevant measuring lines.
  • the driving data relate to speed and lane change detection.
  • overtaking maneuvers can also be assigned to the correct vehicle when swerving, if several vehicles are between two successively arranged measuring knees, we carry out a few additional criteria and a more complex pattern recognition, assuming that a vehicle cannot accelerate as quickly as desired within the measuring grid divided by the measuring knees, we iters that at a known speed (e.g.
  • the exact length of the vehicle can be deduced from the duration of the loss vaporization of a single measurement line, and furthermore that when a vehicle swings out, a time gap occurs at the sensor pulses that otherwise arrive at regular intervals and, depending on Whether an additional impulse occurs on the fast lane, the time gap is caused by the delay of the vehicle column, or by swerving, this also applies to the overtaking lane evaluated in coincidence, whether an additional impulse is caused by acceleration or by a vehicle being cut in (squeezed). Since it is also possible to infer the respective vehicle lengths in this serial tracking scan of the driving style, the distances between the vehicles can also be monitored well.
  • the correct vehicle that has overtaken can be concluded.
  • the monitoring memory RAM
  • the virtual ID numbers of the vehicles in RAM are moved in the same way (corresponding to a shift register or FIFO first in first out) as the sensor signals of the scanning coils deliver the impulses.
  • Such a virtual shift register simulation is simulated for each lane, the sequence of the lanes (or the lane number) being recorded via the index of a multidimensional array (as it were, as a multidimensional or multitrack shift register).
  • the pulse train of the sensor coils
  • the pulse pause increases on one track and a corresponding delay of the pulse pause occurs on the other track.
  • This is decoded by a change detector, which always detects the change in the pulse frequency (as the first derivative and also as the second derivative, i.e.
  • the parameter (BD, Fig. 1) for Influencing the at the Measuring point occurring loss controlled variable resistance Rp (loss 1 / RVM) is varied according to a temporal code pattern and furthermore, the overlaid with this variation, total loss occurring at the measuring point (total loss) is measured for monitoring and checked according to the temporally running code pattern corresponding comparison values ( or compared), the following consideration is assumed.
  • the loss is varied with the variable resistance on a filter or resonance circuit (LM, Cp), so a listener must also use a filter or a resonant circuit (LM, Cp) .
  • LM, Cp filter or resonance circuit
  • the eavesdropper since he cannot orient himself on a decoupled voltage, but must measure the loss directly regardless of absolute voltage values or independently of an existing Hull curve, in any case, it takes longer to determine a loss value than the internal loss measurement of the security-coded loss measurement sensor allows, but then it is already too late, since the code pattern in progress has already changed its value.
  • the internal measurement of the security-coded loss ustmeßsensors are under no circumstances waited until a value at the resonance circuit has settled, since the reference values are known.Therefore, the values can already be compared according to the respective rise or fall of the Hull curve, so that a listener is unable to adjust and therefore the loss fluctuation is not.
  • the safety-coded loss measurement sensor was also immediately recognized when the offset value of the loss overlaid on the loss vanation via BD or 1 / RVM changes
  • an embodiment is preferred in order to be able to electronically code parts, for example aircraft or car spare parts, etc.
  • the sensor is provided with an encryption, by means of which it can be read out which part it protects or resp still associated specific data, such as date of manufacture, etc., and whether an attempt to attack to remove the sensor from the part has taken place.
  • An attempt to attack, to remove the sensor from a part to be protected is determined by changing the offset value of the measured loss, on which the loss vanation is superimposed via BD or 1 / RVM.
  • two fundamentally different design variants are provided - one in which the sensor module is mounted directly on the part to be protected and measures the loss via its conductivity, e.g.
  • the sensor module is used as a closure detector of a package, within of the parts to be protected
  • the sensor is provided with an adhesive layer, for example, and simply glued to the part in question, the part in question optionally also having a snap-in for additional fixing of the part can
  • a further possibility is to fix the part concerned together with the vacuum-packed sensor, etc.
  • a simple embodiment variant is preferred, which can be used both as a closure detector of a packaging and for immediate assembly suitable part: A band is pulled through the sensor housing, which is designed as a potted module unit, on which the sensor can be moved.
  • This plastic tape corresponds to the usual packaging tapes that can be welded with a suitable welding gun.
  • This tape has the property that it can be welded again after it has been cut through, but the new joint cannot be hidden.
  • the packaging chosen for the parts to be secured is, for example, a simple tin box, the lid edge (a hinged or peel lid, etc.) however, has lead-through slots for pulling the tape through.
  • the tape placed around the box closed with the lid, on which the sensor is slid over the appropriate tape guide slots in the sensor housing, is welded under tension as standard (e.g. in the middle of the box). The sensor is then pushed and fixed exactly over the welding point.
  • the fixing is carried out, for example, by pulling surfaces which protrude from the sensor on the side of the tape on the underside of the sensor for exposing a self-adhesive layer of the sensor with which it is glued directly onto the packaging box.
  • a metal wedge running obliquely in the direction of the tape is provided on the inside of the box, so that even a simple shifting of the sensor (with a loosened adhesive causes a change in loss).
  • a plastic box can also be used. The place where the sensor is to be placed or the tape is to be welded is then marked by printing.
  • the sensor is switched according to the preferred transputer sensor variant, and contains a non-volatile read-write memory (e.g. FLASH memory, EEPROM, or battery-buffered RAM), a button cell battery or battery , where appropriate a gold electrolytic capacitor can also be used as the battery for the intermediate storage of the energy of the HF receiving circuit, furthermore a monitoring circuit for the supply voltage (for example the battery) which, when falling to a minimum value, at which the processor circuit still works, in the writes a code to the non-volatile memory to indicate this.
  • a non-volatile read-write memory e.g. FLASH memory, EEPROM, or battery-buffered RAM
  • a button cell battery or battery where appropriate a gold electrolytic capacitor can also be used as the battery for the intermediate storage of the energy of the HF receiving circuit, furthermore a monitoring circuit for the supply voltage (for example the battery) which, when falling to a minimum value, at which the processor circuit still works, in the writes a code to the non-vol
  • the transputer sensor chip can be reinitialized at any time by transmitting an HF via its HF circuit in order to read the non-volatile memory using the encryption protocol (similar to a chip card) . If this memory indicates an interruption in the supply voltage, then it is generally assumed that the part in question to which the sensor is attached is not genuine. If, on the other hand, the chip has been constantly under supply voltage since its initialization during packaging, the further data read from the memory decide whether the part in question is genuine. The part is genuine if there is no registered attempt to remove the part, ie no loss change has occurred outside of the changes specified by the temporal loss code pattern. To save performance, the sensor in question can also take a short break after each generation of a loss code pattern (duty cycle).
  • the sensors are charged, for example, using the supply described by means of induction cables.
  • a central HF transmitter in the cargo hold can continue to supply the transputer sensors, or the sensors are powered by the built-in rechargeable battery (or battery).
  • Communication with the Em output device takes place via its own RF transmit / receive frequency or also via the RF circuit of the transputer sensor provided for the voltage supply.
  • the temperature response can be compensated for in different ways, depending on which of the two methods of dynamic or static relative measurement described below for Fig. 8 is used. In the case of dynamic relative measurement, any loss change that occurs outside of the very slow adjustment process in the automatic adjustment of the working inconvenience is displayed as a response point.
  • the measurement or loss assessment takes place taking into account the loss change BD to be expected according to a predetermined code (for encoding the loss) both for the variation of the total loss by manipulated variable BD (according to a predetermined code_BD) and for the respective setting of one (also after a changed Code_Tz) set time value to compensate for the temperature drift via a corresponding change in the offset value (see text for Fig. 8), both code values (Code_BD and Code_Tz) can also be generated by a random generator.
  • the offset loss value changed at a time value of Code_Tz (with corresponding number pulses (za, zb, zc, zd, ze etc.) is then taken into account for the reference evaluation of the loss measured in each case by the proportion in the variable resistor corresponding to the offset loss value Loss 1 / RVM is retained accordingly (remains stored as offset value for measurement of usl).
  • the measurement method can also be carried out without a negative resistance component.
  • a reference measurement coil LT (with CT) is provided in addition to the loss measurement coil LM (with Cp) , which is also fixed to the tin box with a suitable tape and glued to the tin box, or can optionally also be attached to the inside of the tin box.
  • the loss measurement sensor for signal transmission that is completely insensitive to interference.
  • the request for protection extends not only to an application as a loss-measuring sensor for recording corresponding physical measurement quantities, but since the inventor has apparently broken new ground with his invention, the possibility of using the sensor in particular for signal transmission that is completely insensitive to interference is to be used for signal decoupling.
  • the delimitation from the prior art new solution paths, and applications for such a transmission are described for the most varied of applications: standard data line connections in mechanical engineering, transmission of data on existing power networks (external, land lines, City lines) and internally (in rooms, e.g. for computer networking or machine networking, etc.), and furthermore the use of such a signal transmission to network the sensors designed as transputer sensors using a simple induction cable (cable or current loop wound around a winding mandrel) ,
  • FIG. 1 The circuit from FIG. 1 is taken directly from DE 42 40 739 C2 and is directly suitable for carrying out the method of the present application without substantial changes if the software of the microcontroller (MP) used is modified accordingly.
  • FIGS. 2b and 2c Examples of the process sequence of the method according to the invention are described in FIGS. 2b and 2c. F ⁇ g.2b and Fig.2c represent two different variants, which use the same inventive principle according to claim 1.
  • Fig. 2a illustrates a method as has already been proposed according to the prior art in DE 42 40 739 C2.
  • 3 to 6 relate to further developments of the invention with regard to circuit configurations.
  • 7 relates to an application on a brake disc in which the method is also described for a temperature measurement, as already proposed in the cited DE 42 40 739 C2.
  • FIG. 8 shows an equivalent circuit with a detailed explanation of the preferred evaporation of the loss measurement with a negative resistance or conductance.
  • the other figures relate to further developments of the invention, which show the possibilities of the new method for the most varied of applications.
  • FIG. 36 the application of the method for a signal transmission method that is insensitive to a disturbance signal is described, with the various application possibilities described for further figures
  • Fig.l is taken from DE 42 40 739 C2 and shows the corresponding principle.
  • the other value of Rp is a constant.
  • the ratio Rp '* usl / us2 becomes RVM (measured loss).
  • Rp infinite (ie switched off).
  • the other value of Rp is varied (adjusted) until the constant usl / us2 is satisfied.
  • Rp is a variable and us / us2 is a constant, which can thus be detected by a comparator circuit and therefore usl / us2 does not have to be calculated, which has advantages for the smallest microcontrollers.
  • Rp can also be, for example, a linear binary graded master value network that is switched directly by the CMOS microcontroller outputs (high-resistance or against GND ... ground).
  • a binary master value network Go .... Gn
  • Go ... Gn corresponds to the resistances Rn ... Ro
  • the function master value function (temperature) can be assumed with sufficient accuracy in the microcontroller using the table. The same also applies to distance measurements.
  • the zero crossings (SYNC) of the coil current are detected by LM via Ro and amplifier V.
  • a transformer coupling can also be carried out via a corresponding winding to LM via the summation point S of the master value network
  • S&H sample and hold
  • S&H sample and hold
  • the S&H (sample and hold) memory circuit is required so that the voltage values can be compared at different times from the different measuring cycles (tl, t2).
  • One of the two inputs has a voltage divider (Rva, Rvb) that is dimensioned such that the inputs have the same voltage at the comparator output for the fixed constant value of the ratio usl / us2
  • the detection of the coil current zero crossing (cf. Cu in Fig. 5) to determine the voltage maximum at the resonant circuit can be carried out in addition to the use of a small series resistance (Rmi), for example also by means of a coupling coil or Hall generator
  • Fig. 5 shows an example for constant control of the resonant circuit current, which is coupled out to a comparator (Ci) via a measuring resistor (Rmi) connected in series with the internal resistance of the supply circuit as a differential voltage (DIFF) and supplied with a comparator (Ci) corresponding to the desired maximum value of the resonant circuit current amphtude
  • the comparator output When the resonance current (ires) is exceeded, the comparator output generates a clock edge (CKminus) for the gradual readjustment to gradually reduce the resonance circuit current amphtude.
  • Both clock edges are, for example, fed directly to a microcontroller (MP), which forms a corresponding forward-back counter (Zint) with the clock edges, the output (x) of which via a corresponding resistance network (D / A) compensates for the resonant circuit current (ires) by means of compensating variation the signal voltage (external supply to coupling capacitor Ck of the resonant circuit) via the supply voltage control (VCCosz) of the supplying oscillator is kept constant.
  • MP microcontroller
  • Zint forward-back counter
  • VCCosz supply voltage control
  • a particularly preferred simplification version is to connect the resistors of the D / A converter directly to a CMOS microcontroller, and its Supply current output to a summing amplifier, the mede Rohmiger output directly feeds the supply voltage of the oscillator
  • the oscillator supply voltage (VCCosz) is adjusted for the purpose the constant control of the resonant circuit current (ires) only for every third period group of the resonant current, the preferred measuring steps (tl, t2) for determining the measured value being carried out in the period groups in between (two in succession) and when using the variant for the adjustment of a constant predetermined usl / us2 behavior (cf. variant 2), this comparison (Rp) can also be divided over several such pentode sequences.
  • a period group is to be understood as the number of periods that the resonant circuit (LM, Cp) needs to settle the settling time after a step of voltage change (VCCosz) caused to keep the resonant circuit current constant (ires) or a step of adjusting the adjustable resistance (Rp) Resonance circuit to be considered.
  • the detection of whether a process has settled when VCCosz is changed can, for example. by evaluating the tactile ratio with which Ckplus and Ckminus alternate.
  • Option phi relates to a control signal emitted by the microcontroller (processor) MP to the supply oscillator OSZ of the resonant circuit (LM, Cp), which causes the oscillator via its output (coupling capacitor Ck) to the resonant circuit LM, Cp, if necessary, to phase the (with Cu) dedicated resonance circuit current (ires) feed in phase opposition oscillation in order to keep the resonance circuit current amphtude (ires) at a constant value.
  • the disturbance signal is so large that the resonance current ires would otherwise no longer be reduced by reducing VCCosz
  • LM, Cp resonant circuit
  • OSZ external supply
  • an adjustable phase shifter is provided in the feedback path of the oscillator circuit to the resonant circuit, the phase delay of which can be controlled by a control signal from the microcontroller.
  • the microcontroller can use the phase shifter to shift the oscillation circuit amphtude into the desired measuring range, in which the control range for the constant current control described is located.
  • the alternating current amplitude of the resonant circuit feed current can thus be constantly controlled in the manner described.
  • amp regulation could also be carried out by connecting corresponding further losses (offset value) in parallel, but this would influence the overall measurement characteristic (sensitivity, resolution) of the sensor.
  • FIG. 6 shows an example in which the measuring principle is used to measure a low-resistance Rx, for example a wire or strain gauge.
  • Rx low-resistance
  • the measured ohmic resistance is connected directly in series to the measuring coil (LM) via ohmic contacting (KTK).
  • FIG. 7 illustrates the example of an application on a brake.
  • a sensor coil (LMla.b or LM2a, b.)
  • LM3a, b On one or both sides of the brake lining edge (3) ) and another sensor coil (LM3a, b) is used on the outside of the brake shoes.
  • the inside of the sensor coils (LM1, LM2) measure on the one hand the distance (4) to the brake disc (6) to determine the thickness (5) of the brake pad (2) and also the symmetrical wear (or asymmetrical) in the case of defective brakes.
  • the sensor coil (LM3) used on the outside measures the temperature of the brake disc (6) at a constant distance, the
  • M [M * (n-1) + an] / n, where M ... on the right side of the equation is the current (most recently determined) mean, n .. .d ⁇ e sequential number of a current measured value is, and M ... on the left side of the equation is the newly formed mean value, taking the current measurement into account.
  • the temperature measurement of the brake disc (6) also provides a correction value for the sensor coils (LM1, LM2 ) for measuring the brake pad thickness.
  • a standard temperature sensor ⁇ standard can also be provided, which measures the cooling effect of the air flow acting on the brake discs, this sensor also being able to be heated directly, if necessary, e.g.
  • the temperature sensor is heated to the temperature of the brake disc (regulated) and is mounted on a surface (standard) which has approximately the same heat dissipation to the environment as the brake disc.
  • the braking power thus obtained is still related to the braking force exerted by the braking system (e.g.
  • an ABS braking system can also be calibrated well via the controlling microprocessor from the measurement described, or influenced before a tire still locks, to reduce the braking force-free slip distances.
  • the variant described corresponds to a further training option, although it is also a great advantage if the brakes overheat, or loss of grip when braking, is signaled to the driver acoustically or optically, or if the risk of overheating activates an engine brake (e.g. by switching off or throttling the exhaust for a part of the exhaust phase with an electrically switched valve or slide) or an automatic transmission.
  • an engine brake e.g. by switching off or throttling the exhaust for a part of the exhaust phase with an electrically switched valve or slide
  • an automatic transmission e.g. by switching off or throttling the exhaust for a part of the exhaust phase with an electrically switched valve or slide
  • Another application for temperature measurement is e.g. measuring the temperature on turbine blades, which can be done at a large distance, since the sensor is insensitive to interference.
  • FIG. 8 shows an equivalent circuit diagram to illustrate the method for the exact setting of the negative resistance (or negative conductance -gT) used in a preferred development for the additional evaporation of the measuring circuit.
  • the serial loss resistance rs of the measuring coil LM can be understood as a parallel conductance transformed by the parallel resonant circuit (LM, Cp), which is compensated by a negative conductance -gT (e.g. a tunnel diode) parallel to the resonant circuit (e.g. a tunnel diode), with the measurement variable switched on of the loss to be measured 1 / RVM.
  • LM, Cp parallel resonant circuit
  • a negative conductance -gT e.g. a tunnel diode
  • the resonant circuit e.g. a tunnel diode
  • the loss resistance rs of the measuring coil LM is already included in the value of 1 / RVM ' , a table for the actual assignment of the measured value 1 / RVM from the measured 1 / RVM ' is used.
  • the value of the negative conductance of the tunnel diode -gT can also be changed, the conductance zero can be provided as the setting value and, if necessary, the switching of two values is sufficient.
  • the relevant guide values -gT and GTCOMP are made adjustable within a value scale by means of manipulated variables, or can only be switched between two values (e.g. zero and GTCOMP, or zero and -gT) depends on the relationship condition set up for a desired application according to the losses present at the resonant circuit in addition to the preferred measurement method for the interference signal independent measurement of a loss 1 / RVM (cf. measurement steps t1 and t2 with ul, u2) for the determination of -gT.
  • a loss 1 / RVM cf. measurement steps t1 and t2 with ul, u2
  • the voltage value uoff (after which uon is compared) should be selected so that it corresponds to the voltage values usl (in step tl) and us2 (in step t2) that occur during the actual loss measurement. equivalent.
  • the operating point of the tunnel diode is placed in a linear range where possible, in which the differential conductance of the tunnel diode -gT is greater than that of the actual one Loss measurement occurring control range ul and u2 remains constant.
  • the tunnel diode can be operated with the lowest voltages in order to keep -gT stable in the required modulation range.
  • the actual loss (via usl, us2) can be measured in asynchronous mode, but the comparison, or the determination of -gT, is synchronized in synchronous mode after stable phase positions, with respect to the penodicity of the interference signal envelope curve of the measurement signal after each measurement of usl (in tl) or us2 (in t2), the resonance circuit amphtude is sampled until the value usl or ditto for us2 occurs again on the hull curve of the resonant circuit voltage, or at least an approximate value.
  • Such an amplitude sampling is prepared for each of the two measuring steps tl (with usl) and t2 (with us2), even if tl and t2 are measured successively in accordance with the asynchronous mode (in order to obtain as many measurement results as possible).
  • Rp can also take over the function of GTCOMP at the same time without the need for a further cascade.
  • GTCOMP is made adjustable by manipulated variable
  • GTCOMP a corresponding value variation of GTCOMP can also take place when the HS (GTCOMP) is closed (or not available):
  • HS (GTCOMP) is in toff a value 1 / RVLo switched, which corresponds to a permanently switched on loss value 1 / RVLo during the adjustment of HS (GTCOMP) in steps toff and ton, which corresponds to the good and thus the settling time of the measuring oscillating circuit to accelerate the adjustment of the negative conductance -gT accordingly reduced.
  • the setting of GTCOMP to the value 1 / RVLo therefore corresponds to the state of the shutdown of GTCOMP in toff, the value of uoff being set to a (predefined) amplitude of uoff (or also ul) corresponding to the desired good with 1 / RVLo can be
  • the desired formation of the measuring method can be maintained in the subsequent measuring step tl, the loss value 1 / RVLo which is permanently switched on as offset value for the measurement of usl, with appropriate consideration for the determination of the loss value in measuring step t2 (when measuring us2).
  • GTCOMP can also be used as a variable resistor Rp in measuring step t2.
  • a calibration for -gT GTCOMP can also be used separate resonant circuit Lneg, Cneg.
  • the direct comparison of -gT to a specified value of GTCOMP is useful if -gT is specified as a constant value (or measurement constant) for setting a desired good to reduce the loss of the measuring circuit (LM, Cp), and the loss to be measured 1 / RVM is measured as a total loss together with the negative conductance -gT according to one of the two methods, variant or variant 2.
  • the loss actually measured can then be read from a table that takes the set measuring constant into account, e.g. is directly calibrated in the size to be measured.
  • the direct comparison of GTCOMP to a set value of -gT makes sense if the negative master value -gT is to be read.
  • a respectively set value of the negative master value -gT can also be read, makes it possible for the measurement of the loss 1 / RVM to be measured in addition to the two preferred variants, execution variant or execution variant 2, to have a third variant, execution variant 3, for determining a loss measured with the measuring circuit can be used.
  • the -gT is first compared to the total loss 1 / RVM ' + (- gT), with the negative conductance beginning approximately at zero, as long as it is gradually increased in the negative direction until a self-oscillation (without to use a feedback amplifier or a third-party supply) Then the negative conductance -gT (of the point of oscillation) is measured in the described manner by means of adjustment by GTCOMP.
  • GTCOMP therefore corresponds to -gT or 1 / RVM including the inherent loss of the coil (rs) transformed as parallel conductance, which is corrected via the table.
  • Relative measurement That a set value of -gT can be read directly via the comparison of GTCOMP is particularly interesting for applications where the total loss (K or 1 / RVM) in which the measuring coil LM is located is not measured but only the measurement of minor additive changes (dK or 1 / dRVM) as a relative measurement to the existing total loss.
  • the total loss corresponds to the offset value l / RVM_Offset, which is reduced with a negative resistance or negative conductance -gT by a corresponding negative loss (-1 / RVM_NEG) to the remaining measuring constant 1 / RVM_Q.
  • the setting of the sensor to the value of the operating point 1 / RVM_Q for the measurement of 1 / dRVM takes place either automatically over the entire defined measuring range, e.g. if the starting point 1 / RVM_Q is based on a low-frequency total loss or RV / offset as a DC component via readjustment of (-1 / RVM__NEG) so that the loss l / d ⁇ RVM can be optimally measured as a pulse or high frequent signal in a dynamic relative measurement, without any drift of l / RVM_Offset or 1 / RVM_Q special measures had to be taken.
  • the setting of the sensor to the value of the operating point 1 / RVM_Q for the measurement of 1 / dRVM is for a readjustment of (-1 / RVM_NEG) by a comparison sensor (cf. LT, CT) which also measures the temperature influence as a loss, or provides a minute end or subtrahend of a difference measurement.
  • a comparison sensor cf. LT, CT
  • the relative measurement is best comparable to a small signal coupling of a DC-coupled summing amplifier, the small signal having a much higher equal component than zero point and the zero point position being set by a negative signal corresponding to this direct component and fed to the summing amplifier.
  • the difference between dynamic and static relative measurement is that the control variable used to set the zero position of the small signal in dynamic relative measurement is decoded directly from the Kletnsignal (l / d ⁇ RVM), especially from the envelope curve corresponding to the degree of amplification of the small signal, comparable to dynamic compressors and automatic gain control.
  • the zero position is set by an immediate difference signal, in the present case in particular by a further sensor (1 / dRVM), which stabilizes the zero position of the clamp signal sensed by the first sensor against third flows.
  • the difference signal of two sensors can also be sampled directly.
  • the clamp signal is a loss (l / d ⁇ RVM or 1 / dRVM), and the negative summand used to set the zero position of the clamp signal is a corresponding loss (-1 / RVM_NEG)
  • Dynamic relative measurement The offset value l / RVM_Offset given by the physical measurement setup of the sensor is reduced by the steepening of the negative loss component (-1 / RVM_NEG) to such an extent that an operating point 1 / RVM_Q is set for which the dynamic loss change size l / d ⁇ RVM can be measured in the desired amplitude range (us *) of the resonant circuit with a desired degree of amplification.
  • This operating point can also be set, for example, in an automatic calibration step if necessary.
  • the self-test characteristic of the sensor can also be used to do this (see also cited DE 42 40 739 C2) in order to increase the dynamic loss cycle size l / d ⁇ RVM by varying the value of a controllable (BD) loss Rp connected to the resonant circuit simulate as if it occurred at the measuring point (K) (see also Fig.l).
  • BD controllable
  • This procedure is expedient if the expected loss measurement l / d ⁇ RVM is to be pre-calibrated to a certain input sensitivity without a dynamically changing loss l / d ⁇ RVM in question having to be present as a measurement variable coupled in via the measuring coil LM, which is the case, for example, with Switching on or resetting the sensor, or when an external synchronization signal arrives, can take place during the measurements of the loss of l / d ⁇ RVM coupled in via the measuring coil LM in the manner described (tl, t2 with usl, us2; or ton, toff with uon , uoff) the constant Monitoring the Hull curve usH of the resonant circuit voltage for exceeding a maximum value (REFHJWAX) and a minimum value (REFH_MIN).
  • a maximum value REFHJWAX
  • REFH_MIN minimum value
  • REFHJVIAX defines the permissible maximum good of the resonant circuit via the permissible maximum amplitude. If this good was exceeded, the bandwidth was reduced to such an extent that the dynamically measured loss l / d ⁇ RVM can no longer be transmitted, so if REFH_MAX is detected, the negative portion of the loss (-1 / RVM_NEG) must be reduced accordingly until the Hull curve falls below the value of REFH_MAX If the minimum value of the hull curve falls below the value of REFHJVIIN, the sensitivity of the sensor set by operating point 1 / RVM_Q is too low and is increased accordingly by increasing (-1 / RVM_NEG), thus reducing the Hull curve of the resonant circuit voltage again in the measuring range of l / d ⁇ RVM.
  • the negative part of (-1 / RVM_NEG) can be regarded as a drift due to the adjustment of -gT for each loss measurement and are thus directly fed to a table as an input variable in order to determine an output variable corresponding to the temperature influence Maintain it is assumed that the zero point of the dynamically measured loss l / d ⁇ RVM corresponds to the working point set with (-1 / RVM_NEG).
  • This detection can be carried out using simple comparators, or also via Operational amplifier, whereby the deviation (us * from REFH_MIN or REFHJWAX) then also controls the clock frequency of the forward-back payer, which uses (-1 / RVM_NEG) to control the resonant circuit voltage amphtude (us *) to counteract the deviation (according to the direction of payment) (eg via a VCO circuit, voltage-controlled oscillator circuit) The clock frequency and Sc
  • the step size (from -1 / RVM_NEG) with which the forward / back payer is clocked depends on the application.
  • the working point of the dynamic relative measurement can be used for periodic signals (e.g.
  • vibration sensing as well as for event measurements (measurement of individual pulses or needle pulse trains with a large duty cycle) , etc.) can also be stabilized.
  • mean value summing or determined via low-pass filter
  • oscillation curve sampling of the resonant circuit amphtude us * can also be included, depending on how the application requires it.
  • Another option is for the automatic adjustment of the operating point to use enable signal (eg to switch on / off the payment clocks) Relevant examples are described for Fig. 15 and Fig. 30
  • the static relative measurement 1 / dRVM differs from the dynamic (l / d ⁇ RVM) in that the controlled variable for the adjustment of (-1 / RVM_NEG) to compensate for the drift deviation is not from the signal curve of the one measuring the loss 1 / dRVM Sensor resonant circuit is decoded (see REFH_MAX and REFHJVIIN), but a reference loss is measured with another loss measuring resonant circuit, after which the drift of the operating point for the measurement of 1 / dRVM of the first resonant circuit is adjusted by adjusting (-1 / RVM_NEG) Applications is temperature compensation by means of separately provided Sensor coil LT, or sensor resonant circuit LT, CT possible, cf.
  • the temperature-dependent conductance of the part (K) measured via the sensor oscillating circuit LM, Cp is measured with a second oscillating circuit LT, CT provided for measuring the temperature dependency, the temperature measuring coil LT being arranged such that over the measuring range , or the range of motion of the approach measurement of the measured part (K) at the temperature measuring coil LT, no distance-related loss change occurs.
  • DE 42 40 739 C2 does not make use of evaporation of an offset loss, which is why the temperature compensation described there is sufficient.
  • both resonant circuits can have identical coils, the different resonance frequencies being set via the parallel resonant circuit capacitors (Cp, CT). For a certain nominal temperature (e.g.
  • CT provided for the measurement of the temperature response
  • the same loss value is set as a negative loss value component in accordance with the setting made on the resonance circuit LM, Cp.
  • both resonance circuits therefore have absolute synchronism.
  • the input value is the measured value 1 / dRVM, or if not previously normalized by calculation, the value l / dRVM + [1 / RVMJ3] is stored as the read address for reading out the measured physical measured value.
  • a value table and a temperature correction table it is ensured that corresponding correction values for which the correction value is not equal to zero are stored only for those total loss values 1 / dRVM + [1 / RVMJQ] for different temperature ranges.
  • the correction method can be freely defined, for example, the correction value can be saved as a factor (percentage value, etc.) or as an immediate summation.
  • Value table and temperature correction table are organized as follows:
  • the actual loss measurement sensor (LM, Cp) directly addresses the received measured values 1 / dRVM + [1 / RVM_Q] with the value table which corresponds to the physical measured value corresponding to a nominal temperature (e.g. 25 ° C) reads from the value table.
  • correction data words are listed in the temperature correction table, in which correction values ERROR VALUE associated with the respective output values [OUTPUT] of the value table, certain temperature ranges are stored if they have a correction value not equal to zero, and further , the correction value has not yet been saved within the temperature range (see Table 3).
  • These correction data words are then flanked in each case with the temperature ranges (e.g. Ta, Tb, Tc, Td, .... etc.) or included between the temperature data words representing the temperature ranges, e.g. Ta, Tb, Tc, Td, ... etc., whereby within the temperature correction table passed through a pre-backward counter, the temperature values are arranged according to increasing values.
  • correction data words included between the temperature values are also arranged according to increasing values of the output values [OUTPUT] of the value table. If necessary, to distinguish between correction data words and temperature data words, a corresponding identifier bit (flag, log.O or log.l) provided in the data word.
  • the values (-1 / RVMJMEG) can be saved or rounded to match the required accuracy with a correspondingly reduced number of bits (MSB LSB + n).
  • the change indicates that the currently measured change in relation to the old (previous) table value (e.g. Ta) is less than the difference from the old table value (e.g. Ta) to the newly obtained table value (e.g. Tb), then the pointer for the Reading the temperature correction table reset to the old temperature value (eg Ta). If, on the other hand, the change currently measured in relation to the old (previous) table value (e.g. Ta) is greater (or equal) than the difference between the old table value (e.g. Ta) and the newly obtained table value (e.g. Tb), then the new table value becomes the current one Pointer for reading the temperature correction table.
  • this method can be used in both directions to select the current temperature field in the table.
  • Tb minus Ta, Tc minus Tb; or vice versa if
  • the change in the negative direction is decreasing).
  • the correction data words are stored, consisting of a word for the value from the value table for a measurement of the value [OUTPUT] obtained for the actual loss measurement (with resonant circuit LM.Cp) and the correction value ERROR VALUE associated with this value.
  • the address counter of the temperature correction table follows the relevant OUTPUT parameters within the temperature parameters. The same principle applies here as for the follow-up of the basic temperature values.
  • the OUTPUT value stored in the table is read out depending on the direction, and it is determined whether the change relating to the old (previous table value) is greater or smaller than that difference in the table resulting from the old and newly addressed value of OUTPUT, if no, then the pointer for receiving a correction value (ERROR VALUE) is reset to the old (previous table value), if so then the pointer remains for Receipt of a correction value (ERROR VALUE) set to the new value.
  • the tables are created in a learning process according to the state of the art, which is adapted accordingly to the given requirements:
  • the physical sensor detected in the learning process is detected by an appropriate arrangement or device (e.g. spindle or pressure generator, or valves, etc.) Measured variable (e.g. distance measurement, pressure measurement, etc.) correspondingly continuously changed (tuned in the value scale) and with a reference calibration sensor (e.g. pressure sensor when generating pressure, etc.) or directly via the precise display of a calibration adjuster (e.g.
  • the temperature grid creation table is described as follows: If the measurement scale for a temperature value offset by one temperature unit (this corresponds to an increment of MSB LSB + n of the value -1 / RVMJMEG, or the manipulated variable BD) is recorded, then the value table is used read whether for this temperature change the output value of the table deviates from an measured reference value beyond an increment, if so then the loss relating to the temperature value measurement (- 1 / RVMJ EG) is saved together with the associated temperature value, if not then there is no saving.
  • the loss relating to the temperature value measurement (-1 / RVMJJEG) is also not saved if the correction value has not changed compared to a previous saving, because corresponding [OUTPUT] / correction value data words only occur within the temperature values if there is a change in the correction value in the course of the calibration curve is necessary in order to save the correction values as redundantly as possible
  • the regulation of -1 / RVMJMEG can also be carried out with a permanently set negative conductance -gT and additionally parallel conductance Rp + (-gT) in the negative range of this conductance sum.
  • the described compensation method can also be controlled only in the positive control range of BD of the parallel resonant circuit LT, CT used for the temperature compensation measurement.
  • FIG. 9 illustrates the characteristic curve for an example of a tunnel diode used as negative conductance -gT with the two tangential points PA and PB, in which the differential negative resistance becomes infinite, or conductance becomes zero.
  • the area around PA or PB or the area in between can be selected as the operating point.
  • the tunnel diode is adapted to the parallel resonant circuit via a transformer winding.
  • Umax are the corner stress values of the intended working area
  • an HF choke HF-Dr.
  • Fig.lOb (on sheet 25) illustrates a circuit that is very well suited for the preferred training implementation as a transputer circuit, in which the preferred tunnel diode circuit is supplied via a received RF frequency.
  • the supply voltage VDT of the tunnel diode is tapped via a loosely coupled winding of the HF supply receiver circuit (HFP) (and correspondingly rectified, DGL).
  • the required high-impedance output resistance is via the leakage inductance of the loose coupling produced lossless by VDT.
  • the exact setting of the current takes place via a load regulation of the supply voltage by a digitally adjustable conductance network, the conductance values of which are graduated in binary, controlled by processor MP, which also controls the corner voltage values of the tunnel diode within the intended working range (umax ... um ⁇ n, see also Fig. 9 and Fig.lOa) measures.
  • the internal resistance of the supply voltage VDT is dimensioned such that with a minimal power radiation into the supply / reception circuit HFP at which the entire circuit is still supposed to work (minimum radiation) and a high-impedance setting of the conductor network, the required negative conductance of the tunnel diode (in the working range of the Point PB) can still be set safely via the manipulated variable of the conductor network. If the power radiation in the HFP supply receiving circuit rises above the rated minimum radiation, then its RF input voltage is blanked out by means of a corresponding transverse regulation (load) by means of a switching transistor until the voltage range of VDT is again within the control range of the conductance network.
  • a reference voltage is required for the various voltage and current monitors (see umax, umm, VDT, received HF at the HFP supply receiving circuit, constant current supply IK for the excitation supply of the measuring resonant circuit).
  • the reference voltage diode To generate this reference voltage with the lowest possible power loss, the reference voltage diode must be operated in pulses provided with sampling of the reference voltage after each sample &. Hold principle
  • the loose coupling of the second coil for the voltage decoupling from VDT is realized by arranging this coil on the other side in mirror image to the reception coil of the supply reception circuit HFP.
  • the coupling factor is determined by the thickness of the film and a slight misalignment of the conductor track within the distance of the spiral, ditto also by the frequency.
  • Germanium diodes with a low threshold voltage are provided as rectifiers for the HFP supply circuit as well as for the loosely coupled coil for the generation of VDT.
  • a vaporization resistor that can be switched on by a switching transistor is also provided on the supply / receive circuit HFP in order to keep the supply voltage of the entire circuit reasonably stable.
  • a power management switchover PUS is connected immediately after the supply reception circuit. This switchover alternately switches the supply voltage between two basic circuit units: a supply unit, which relates to the loss measuring device (LM, Cp), Rp, BW, with the tunnel diode circuit and the microcontroller MP, including any reception circuit (RS) which may be present for receiving a via HF-transmitted data signal
  • the second supply unit only relates to the transmission circuit (SE) for sending the measured sensor data, or possibly further protocol data such as sensor addresses, acknowledgment of readiness, etc.
  • This transmission circuit also contains a serial interface receive register capacitively coupled to the microcontroller, in which the Microcontroller MP stores the transmission data before it is switched to standby mode or switched off by the power management switchover (PUS). Whereby this receive register assigned to the transmission circuit can also temporarily store and read back internal data and has a permanently connected supply voltage.
  • the flip-flop controlled power management switchover has two control inputs (set or reset): one that is controlled by the microcontroller (set) for switching on the supply voltage of the transmission circuit, while simultaneously switching off the first supply unit for loss measurement (including microcontroller), and a further input (reset) which causes the supply voltage of the microcontroller and the loss measurement to be switched on again while the transmission circuit is switched off at the same time.
  • a reset control signal is sent from the transmission circuit to the Power management switchover given when the transmission of a data block is finished, with a pause timer optionally being provided in order to insert a standby time in order to save power.
  • the switching on of the supply voltage to the microcontroller caused by the reset control signal brings about an switching reset function, whereby when using a small microcontroller without an interrupt, the microcontroller stores its program address to be jumped after a reset in an external register, for example the serial register of the transmission circuit which is constantly supplied with voltage, back, which he had written into the register before switching off his supply voltage or switching to stand-by mode via the power management switchover.
  • Another special feature is how the tunnel diode is driven into the work area (PB) every time the supply voltage VDT is switched on, controlled by the microcontroller (MP). It is assumed that the leakage inductance of the supply coil from VDT of the supply reception circuit HFP is dimensioned such that the tunnel diode can hold the operating point with minimal power radiation in the supply reception circuit HFP. For this, the source VDT must be able to supply a current of 0.7mA (0.33mW) at around 0.47V. When switched on, however, 0.33mW also corresponded to 4.1mA * 0.08V, ie this would result in an operating point (PP) in the positive resistance range of the tunnel diode.
  • the tunnel diode must be protected in general, for example by dimensioning the circuit (possibly with an additional series resistor) so that at VDT of 0.6V generally no more than 1 to 2mA can flow.
  • the preferred supply circuit of the tunnel diode also has a series inductance (L1), which increases the parallel loss resistance, which is given by the internal resistance of the leakage inductance for the supply VDT and the load control of the digital conductance network. This inductance is also preferably used to generate the power or current required to approach the operating point each time the supply voltage VDT is switched on again.
  • a cut-off transistor HSLI is provided for VDT and a free-wheeling diode D is also provided for the current path: tunnel diode and series inductance (Ll), which is used to switch VDT off for a short time (e.g. if the operating point PP is in the linear positive part) the induction voltage of the Seneninduktivitat (or also the coupling coil LS for the Schwmgnikekoppelung to LM, Cp) resulting current increase results in the operating point setting in PB.
  • tunnel diode and series inductance (Ll) which is used to switch VDT off for a short time (e.g. if the operating point PP is in the linear positive part) the induction voltage of the Seneninduktivitat (or also the coupling coil LS for the Schwmgnikekoppelung to LM, Cp) resulting current increase results in the operating point setting in PB.
  • the rising edge for the short-term shutdown of the supply voltage VDT is dimensioned so that in the 0.6V range of the tunnel diode the current is generally not up to Destruction limit of the diode can rise, 2.
  • Control areas are provided by voltage comparator monitoring (of umin, umax) of the characteristic curve in order to be able to limit the current through the conductance network controlled by the microcontroller. Doing so. For example, with umin via a time query of how long it takes to reach umin, a first limitation step is initiated with a corresponding master value setting, umax corresponds to the final limitation at which regulation via the master value network starts hard.
  • the two corner points umax and umin are used during the setting procedure to set a defined negative conductance -gT to prevent the negative range between umax and umin from being left out.
  • the tunnel diode can be connected to a plurality of taps of the coupling coil LS by means of switching transistors for a selection of the measuring range.
  • the adjustment method can be started in accordance with the described compensation measurement for the setting of the exact negative conductance -gT of the tunnel diode.
  • the negative conductance -gT In order to subsequently initiate the actual measuring procedure for determining the loss value with this value, the negative conductance -gT must be kept stable.
  • a sample and hold was used to get by with the lowest possible power
  • an A / D converter for the signal conversion with subsequent feeding of the value into the microcontroller can also be used, wherein several sample & hold functions can also be combined using a corresponding input multiplexer of the A / D converter
  • the step size of the digital tail network which is in each case decisive for a linear step for adjusting the negative loss -gT of the tunnel diode, is stored in a table in the microcontroller after carrying out the measurement method for determining the loss via the fundamental Measuring steps tl and t2, for example after execution variant or version 2 with the supply voltage VDT of the tunnel diode held, the process for re-adjusting -gT is resumed in order to obtain a new value for VDT, and measuring steps tl and t2 then follow again for this new VDT value , etc., constantly alternating between readjusting -gT and performing the measuring steps tl and t2 for the respective determination of the loss 1 / RVM to be measured
  • a current decoupling resistor connected in series with the measuring coil (which is equally vaporized via -gT).
  • a parallel resonant circuit LM, Cp (or an equivalent filter, band filter, etc.) can also be used for the evaporation of losses caused by the capacitance
  • capacitance cascades switched e.g. binary graded
  • switching transistors e.g. FET
  • the external supply takes place by means of a corresponding polarity reversal signal which alternately connects a negative or positive constant current source to the parallel resonant circuit in accordance with the polarity reversal polarity.
  • the example described illustrates how optimally the sensor according to the invention can be implemented in the most diverse application areas with extremely low power consumption.
  • a single chip which alternatively provides a further oscillator with which the HF supply receiving circuit (HFP) can be fed by an external connection, ie serial data inputs and outputs are present via external connections, both a multiplicity of Transputer sensor applications are covered as well as sensor applications networked via cable connection.
  • the circuit is well suited to simultaneously carry out data communication via the HF supply receiving circuit (HFP). Details for this are further described in the chapter "Additions to the Transputer Application Variant"
  • Fig.ll illustrates an application example for a highly accurate measurement of a dynamically changing loss quantity l / d ⁇ RVM (cf. dynamic relative measurement according to Fig. 8) of a wheel or tire monitoring for a rail wheel, for example for a train.
  • the described process automatically adjusts the offset value of the loss via the negative loss component - 1 / RVMJMEG (coupled in via -gT) until it is conditioned by the surface roughness or Manufacturing tolerances these tolerances occur as dynamically changing loss size l / d ⁇ RVM.
  • the loss 1 / RVM_Q for the operating point setting must not be regulated below a value that the good of the parallel resonant circuit becomes so large, or even becomes infinite or negative, that the resonant circuit oscillates independently or its bandwidth for the transmission of the dynamically changing loss magnitude to be sampled l / d ⁇ RVM is no longer sufficient.
  • a mode is preferred in which the readjustment process of the operating point setting 1 / RVM_Q is synchronized with the angular rotation of the wheel (from 0 ° to 360 °), in such a way that the maximum modulation amplitude of the envelope curve of the resonant circuit voltage us * is fixed at a certain angle.
  • This angle starts at 0 ° after each wheel rotation offset by a segment unit (eg in raster units by 10 °), but the adjustment is not to the maximum Duty control amphtude, but only to a fraction, e.g.
  • the fraction for the determination of the maximum modulation amphtude when comparing l / RVMJJ in the standard mode can be determined by determining the ratio of maximum to minimum amplitude of the envelope of the resonance voltage us * for a full wheel revolution, with a corresponding stepwise shift of the working point 1 / RVMJ5
  • This example illustrates that for the described method for sampling a dynamically changing loss size l / d ⁇ RVM, the loss size does not necessarily have to be a periodically changing size, but that these are also spontaneous individual pulses of loss fluctuations l / d ⁇ RVM can act.
  • the described method for scanning the concentricity of each cylinder wall of a wheel cylinder, ditto also an end-side scanning of the wheel can be carried out in order to determine irregularities. Furthermore, this monitoring also includes the timely determination of whether a wheel bearing is defective this sensor too (at Corresponding setting of operating point 1 / RVMJ3) the scanning of vibrations or coping noise, etc. can be carried out.
  • the sensor is absolutely temperature stable due to the constant readjustment and the resolution is fully usable up to the noise limit. In this way, even the load-dependent deformation of the rail wheel can be recognized.
  • a sensor which is arranged in the vertical plumb line (vert) below the axis and which scans the wheel tire, scans the minimum inner radius of the tire, or a sensor which scans the axis or in the vertical plumb line, which passes through the axis (Horiz) is arranged and the wheel tire scans the maximum inner radius of the tire.
  • a steel tire on a rail wheel is deformed in the same way as a rubber tire (of course to a much lesser extent). The deformation corresponds to the ratio of the maximum to the minimum inside diameter of the tire during a respective rotation of the rail wheel. The extent of the deformation depends on the modulus of elasticity of the material and the load.
  • the steel tire of a rail wheel can only be loaded up to a certain speed, depending on how quickly the material shifts that occur in the steel tire can follow its deformation during wheel rotation.
  • a pair of sensors arranged in a vertical vertical axis (vert) and horizontal vertical axis (horiz) the extent of the deformation as well as its temporal course can be measured in each case during a wheel revolution. If there are any special deviations, the deformation is inhomogeneous and the wheel or bearing is at risk.
  • the squeaking noise that is usually present on older wheels or rails can also be sampled as a vibration corresponding to the structure-borne noise of the wheel.
  • the evaporation of the sensor through the negative loss component with the automatic drift readjustment of the operating point makes this possible.
  • Fig.12a shows a screw
  • Fig.12b shows a nut, both have the property that they allow measurement in the preferred transponder embodiment of the sensor, which shows how tight the screw connection is, any amount of such screw connections can be
  • Monitoring center can be networked wirelessly via the transponder connection, or also via the inductive coupling described for Fig. 43 by means of an induction cable.
  • the loss l / RVMJ3ffset given by the construction of the sensor is correspondingly high, since the metal screw or nut goes directly through the center of the sensor coil LM.
  • the elastic deflection of the washer which is dependent on the tightening strength of the screw connection, is very low via a very massive washer (each for screw head and nut), which is measured as a loss quantity 1 / dRVM that changes only to a small extent.
  • the resilient washer is set a little lower on the outer edge, the outer edge of the washer on the fastening part, which is held by the screw connection, firmly pressed flat on the fastening point, and does not rest resiliently and only the center of the washer has a slight spring travel, around which the The distance between the screw head or nut and the fastening part changes depending on the tightening strength of the screw connection.
  • a static measurement which uses a direct assignment of the tightening strength of the screw connection to the deflection of the washer, the temperature profile caused by the material of the screw connection including the washer must also be used become. What can be done by a second sensor coil (LT), which scans the screw head or the nut at the non-hanging end at a fixed distance, cf.
  • LT second sensor coil
  • the large loss 1 / RVMJDffset caused by the screw is evaporated in the manner described in Fig. 8 with (-1 / RVMJ EG) (set with -gT, whereby -gT variable or (-gT + Rp), where Rp variable
  • 1 / RVM Dffset is reduced to the value 1 / RVM_Q
  • Fig. 13 shows an application for measuring the respective load on a shock absorber spring (FSP).
  • FSP shock absorber spring
  • the loss given by the construction of the sensor is correspondingly high.
  • the sensor according to the invention can be excellently integrated into existing shock absorber designs.
  • the outer steel spring (FSP) of the shock absorber forms the loss 1 / dRVM to be measured for a measuring coil (LM) placed on the core Kover of the shock absorber (telescopic rod) at an appropriate air gap distance.
  • LM measuring coil
  • LM, Cp or LT, CT oscillating circuit
  • the measuring coil used for the temperature measurement is attached underneath the (lower) support plate (TELL), where the steel spring (FSP) is supported or mounted.As with the measuring coil LM, 1 / dRVM is used for measuring the loss galvanization caused by the spring compression , the temperature measuring coil LT for measuring a loss-related temperature response (see VRJT, text for F ⁇ g.8, F ⁇ g.8_T) is pushed onto the shock absorber core (telescopic rod) in a corresponding air gap distance (dx).
  • the described sensor can on the one hand measure the load absolutely, on the other hand this sensor arrangement is ideally suited to perform differential sensor measurements in which the different shock absorber loads between the shock absorbers on the right and left side are measured during cornering , so a good statement about the centrifugal force can be made, for example hydraulically controlled suspension travel harder to control with higher centrifugal force Or to provide such a differential measurement on railway wagons or trailer undercarriages in order to register excessive cornering speeds and overloaded containers while driving.
  • Another application is the path detection on telescopic headers controlled by linear motors.
  • Fig. 14 shows the scanning of a leaf spring as an example.
  • Fig. 15 relates to a further application of the sensor for the railway area, in which the sensor is used at a very short distance from the rail for scanning railway tracks.
  • the sensor perfectly meets the high requirements against interference radiation, since the rail compensation currents form huge electromagnetic fields that are scattered into the sensor coil that is open on the scanning side.
  • the purpose of this application is to scan the rail profile for lateral displacement (x) as well as for changing the altitude (y).
  • sensor holders are inserted into the ground of the rail body on the outside of the rail professional in corresponding route sections, this holder forming the reference point for a two-dimensionally oriented distance measurement of the sensor head from the rail profile.
  • the sensor head measures with two sensor coils LMx, Lmy (of the measuring resonance circuits LMx, Cpx and Lmy, Cpy) decoupled from each other by different resonance frequencies (fx, fy) in the horizontal and vertical coordinate direction.
  • the LMx scanning end face is aligned parallel to the vertical rail profile part, engaging laterally in the profile at a short distance from the rail wall, the LMy scanning end face is parallel to the lower rail lying horizontally on the track body (or the sleepers Holzern) Profile part (rail support surface) aligned at a short distance from the inside of the rail support surface.
  • Both sensor coils LMx, Lmy are housed in a common holding head, which is held by a horizontal holder tube which engages in the projecting rail profile from the outside.
  • the holding tube In its horizontal orientation, the holding tube is rotatably attached to a bolt that is anchored vertically in the ground, where it can be plugged onto the bolt from above via the swivel joint.
  • the pivot bearing serves the purpose that first the bolts can be fixed vertically in the ground, then the horizontal holding tube of the sensor head can be attached to the pivot joint for each bolt and swiveled into the lateral cavity of the rail profile on the outside of the rail, and then the pivot joint can be fixed against rotation can be.
  • the sensors are designed in the transputer version, whereby the voltage supply via an HF feed into the contact wire and the Data communication via radio or, for example, via the inductive coupling described in FIG. 43 can be carried out by means of an induction cable
  • the sensors arranged in corresponding sections over the rail section serve the following purpose:
  • modern spring steel wires (brackets) can be well monitored in their mode of operation, in particular whether the rails are held with equally distributed fastening forces.
  • All sensors are networked to a central evaluation device, which means that the following statements can be made while the train is traveling a route:
  • the load resistance of the track body is constantly monitored, whereby an exact statement can be made as to which trains can travel a route at which speed without the Track bodies or safety at risk - damage to the railroad body caused by unstable displacements in the ground can be recognized in good time, acts of sabotage are indicated in good time and newly built railroad bodies are immediately localized, especially sensitive high-speed lines, and can be diagnosed immediately over the entire route;
  • the influence of poorly maintained trains, especially freight trains (due to defective wheel bearings, etc.), which is harmful to the track body can also be recognized and logged by the sensor system.
  • the distance measurement (via loss measurement l / d ⁇ RVM) can detect rail movements down to the nm (nanometer) range.
  • the system is suitable Not only for classic rail operations, but above all for sensory "feed back" support for modern tilting technology.
  • Temperature compensation Both variants, dynamic relative measurement or static relative measurement, can be used for the use of equal path scanning.
  • a static temperature measurement requires a corresponding temperature measurement sensor with its sensor coil (LT) simply mounted at a fixed distance from the rail wall, e.g. welded or mounted to the rail on the upper side of the lower contact surface of the rail.
  • LT sensor coil
  • the measured values corresponding to the temperature compensation can also be transmitted to the sensor via the data interface sor (LM, Cp), which measures the actual loss (1 / RVM) are transmitted
  • LM, Cp data interface sor
  • a control signal is provided for constant readjustment of the operating point (enabie signal), which automatically sets the operating point while a train is passing switches off, otherwise permanently activated So the temperature adjustment is only switched off for the short duration of the track scanning during the train journey.
  • the detection of when a train is passing by, for example, is carried out by additional sensors which sense the wheels of the train with a relatively high loss fluctuation (e.g. also in a dynamic relative measurement), which is much larger than the sensitive absolute relative measurement of the track movement
  • Fig. 16 shows in addition to Fig. L5 Expansion with networking of sensors that sense the wheels of the train on the rail.
  • the addition of such sensors not only helps to avoid train accidents, but also enables the location of a train where possibly derailed, which is caused by the interruption of the otherwise at regular intervals incoming impulses (for each loss measurement of a wheel), the communication can take place via the neighboring sensors directly to the control center, or directly by train, or via an induction cable directly to the control center (in party ne mode)
  • Fig. 17 shows the expansion with networking of sensors that monitor the function of a switch.
  • the loss measurement sensor is mounted on the inside of the rail below the rolling area of the wheels on the track body or the rail
  • Fig. 18 shows an example of a pressure cell, consisting of a tube provided with resilient beads.
  • the diameters of the beads are parallel to the tube cross-section and geoen the tube thus has a resilient property in the axial direction for an elongation of the tube.
  • the tube is closed at one end of the tube, the axial movement of this tube end being sensed by the loss measuring coil LM of the preferred sensor.
  • This front end of the corrugated tube is made of the same material as the tube in order to enable the preferred temperature compensation.
  • This measuring coil is inserted on the inside into another holding tube and held by it.
  • the holding tube (as the housing of the pressure sensor) is loosely pushed over the beaded tube and held in front of the beading by a widening made on the beading tube, so that the beads are freely movable, and in the event of a crack in the beads, the retaining tube Protects pressure sensor against exploding
  • the other, smooth end of the bead tube (without beads) has the pressure inlet. For example, a thread for fastening.
  • the pressure causing the longitudinal expansion of the corrugated tube is the differential pressure to the pressure prevailing on the outside of the corrugated tube. If this outside is open to the air pressure hm, the differential pressure is measured to the air pressure, if it is closed, the differential pressure to the inside pressure of the housing.
  • the temperature measuring coil LT is pushed over the beading tube in front of the beading attachment, so that the sock tube with its smooth cylinder wall part passes through the center of the temperature measuring coil.
  • the synchronous adjustment of the temperature measuring coil LT and loss measuring coil LM takes place in such a way that the loss values of the beading tube that are coupled in (for LM on the end face of the corrugated tube, or for LT on the cylinder outer wall) for both coils LM, LT are the same. See the explanations given for Fig. 8, in the chapter "static relative measurement" for temperature compensation.
  • Operated coils is done by adjusting the coupling to the corrugated tube (front for LM, or distance of the inner diameter from LT to the tube wall.)
  • the temperature measuring coil LT is on one leaves nong smooth end of the corrugated tube (without corrugations) directly in the vicinity of the end face on the corrugated tube, firmly arranged (cf. Fig.l ⁇ b).
  • a conical bolt is pushed through a sensor coil.
  • This length measuring system was then also calibrated with a precision spindle. Since the measuring principle also allows a very high measuring frequency due to its evaporation due to a negative resistance or conductance, very rapid pressure fluctuations can also be simulated by pneumatically actuating the bolt.
  • a pressure sensor can, for example, be screwed into the cylinder head of an internal combustion engine similarly to a spark plug, in order to monitor the play of the valves in relation to the crankshaft rotation by means of rapid pressure recording, or to read further engine parameters resulting from the pressure distribution of the various clock phases, such as efficiency, Burning time of the fuel, etc
  • the tube is clamped in a rotation device (for example a clamping device of a lathe), a mandrel engaging on the front of the tube, cf. Fig.l ⁇ c.
  • a rotation device for example a clamping device of a lathe
  • This mandrel consists (seen in cross section) of three identical segments (a 120 ° division), with a gap (ZWI) being provided with respect to the segments (sym_120 °) of the segments, which means that the mandrel has a corresponding diameter when the gap is pressed together can be reduced.
  • the mandrel is held at its maximum diameter, with appropriate gaps (ZWI), by a central bore into which a centering bolt (ZB) is inserted, which, for example, still presses the central bore apart at its ends according to the principle of a collet, whereby the cylinder outer wall of the dome divided into three segments is firmly pressed apart on the inner wall of the tube to be provided with beads.
  • the outer wall of the dome of the dome has grooves of the shape (waviness) of the beads, which fit into the outer wall of the sock tube to be processed with a corresponding device with a corresponding Device to be printed.
  • This device attacks from the outside with three (in relation to the cross section) staggered by 120 ° rows of rollers (ADRL), which impress the tube wall from the outside during the rotation of the tube.
  • the rollers are arranged exactly congruent to the grooves of the outer wall of the Zyhnder of the dome inserted into the tube, so that the beads can be rolled in precisely. It can be cold rolled, or hot rolled in a microwave oven, for example.
  • the tube provided with beads is correspondingly further processed (thread attachment, etc.) and hard-sealed and sealed. It is provided that the closure side is closed by pressing in or via a threaded cap provided with a seal.
  • Fig. 19 shows the exemplary embodiment of a torque sensor, consisting of a shaft and a sleeve pushed over the shaft, rotatably mounted against the shaft with inserted ball bearings, the shaft being the first connection shaft end and the sleeve the second connection shaft end of the torque sensor forms.
  • the torque is transmitted between the shaft and sleeve by means of a plate spring inserted into the shaft, which engages in a guide slot in the sleeve and is held in the slot by ball bearings centered by spring force.
  • a hard steel pin can engage in a rubber-covered guide slot. The rotation of the shaft against the spring force is measured, based on the sleeve that also rotates with the shaft.
  • the sleeve itself is e.g. Ball is stabilized in a corresponding housing, the housing must be fastened accordingly when installing the torque sensor (e.g. flange-mounting on a motor or a gearbox).
  • the housing then has the HF transmitter, which feeds the HF signal as the feed signal of the transputer sensor accommodated in the sleeve, the HF reception winding of which is placed on the sleeve (at a corresponding distance from the sleeve wall).
  • the reception winding runs within the HF transmission winding, which is housed inside the front cover of the housing.
  • the data exchange between the transputer sensor and the HF transmitter of the housing can also take place via the HF reception winding on the shaft.
  • the shaft has a protruding narrow segment (pin ZPF), which within the play provided between the shaft and sleeve, corresponds to the Shaft rotation is moved concentrically and its surface projected to the end face of a sensor coil (LM) accommodated in the wall of the sleeve generates a loss in the sensor coil (LM).
  • the magnitude of the loss depends in each case on the correspondence between the end face area of the coil LM and the projection cross section of the gripping area of the narrow journal (ZPF) given in accordance with the rotation of the shaft.
  • the temperature dependency is measured in the same way, but the shaft (ZPFT) provided for this purpose is designed to be wider, and so wide that when the sleeve is rotated (relative to the shaft), the projected area of the temperature measuring coil (LT ) constantly couples the same loss via the pin (ZPFT).
  • the pin is designed as a correspondingly projecting circular segment of the shaft with a concentric course of motion directed toward the measuring coil LT.
  • the synchronism of the coils (LM, LT) operated with different resonance frequencies is carried out by selecting the appropriate distance between the end face of the measuring coils (LM, LT) which are respectively embedded on the inside of the sleeve so that the coupled loss values are the same for both coils (LM, LT).
  • the LM and LT can be wired in such a way that both coils are connected to the same transputer sensor chip.
  • the housing for Fig. 43 , F ⁇ g.36d and F ⁇ g.37 described variant can be attached for networking the sensors by means of an induction cable, the HF transmitter housed in the housing of the torque sensor then being provided with such an interface.
  • FIG. 20 shows the example of a clutch play sensor, which is designed electrically according to the principle of FIG. 19.
  • we not only want to measure the clutch play we also want to monitor whether the clutch actuators are actually exactly flat we use three sensors (LMl, LM2, LM3), which are arranged at an angle of 120 ° to the shaft.
  • the mounting plate of the clutch plate cover has a small hole for each sensor, which is covered by the electrically non-conductive coupling surfaces and through which the sensor can measure to the other mounting plate of the clutch, so we get a distance measurement in which the sensors located behind the mounting plate on one side can measure the distance to the other mounting plate (through the clutch disc lining) by measuring their loss
  • a sensor coil or sensor for temperature measurement (LT2) is attached behind the mounting plate, the loss of which is measured, and behind the mounting plate, on which the loss measurement sensors (LM1, LM2, LM3) each measure through corresponding holes, is also a sensor coil , or sensor for temperature measurement ng (LT1) attached.
  • the loss value corresponding to the temperature dependence of the other mounting plate is used as the correction value for the table correction of the measured value ( See also text for Fig. 8.
  • Another application based on this principle is the testing of the connection strength of two units screwed sheets, or a part mounted on a sheet, etc. A hole is provided in one of the sheets in question, through which the sensor measures the loss (to the part located behind the hole).
  • Fig. 21 shows an example of an angular scan, e.g. on a railway wheel.
  • a ring gear is inserted into a standard wheel, which has a slightly wider tooth gap at one point, via which the time gap of the measurement of all adjacent tooth gaps when a value threshold is exceeded, the wider tooth gap is recognized as a reset signal for paying off the tooth gaps.
  • the number of pays for the gaps paid off corresponds to the angle of rotation. It is also provided to interpolate the temporal course of the loss measurement result corresponding to the geometrical shape of a tooth in order to obtain corresponding further values between the teeth. These values are then calibrated by learning.
  • this sensor has the advantage of simple retrofitting.
  • the braking properties of a wagon can be improved in such a way that during blocking (or even slight blocking), or especially when partially blocking (sliding the wheels on the rails) via the uneven speed (or .
  • Angle of rotation can be shot at brakes that act differently, and thus the symmetry can be better regulated.
  • this angle scan is also suitable for the most general use, e.g. as a replacement for the optical disc in ABS systems, etc.
  • the fault signal safe loss measurement is not only absolutely insensitive to dirt, but also much cheaper than the use of optical discs and especially in light accidents, the sensor is absolutely safe to test and for a few $ inexpensive to change quickly, while the optical discs are often not replaced and so often result in an uncontrolled failure of the ABS system.
  • the tooth profile can e.g. be arranged directly on the inside of the brake rim of a brake disc, this addition then being possible for the embodiment described at the beginning of FIG. 21 (cf. also DE 42 40 739 C2).
  • the interference signal-insensitive measurement is a great advantage
  • Fig. 22 shows another component that is already urgently needed in automotive engineering.
  • the absolutely interference-proof measurement of the sensor makes it possible.
  • Fig. 22 relates to the use of the sensor as a wheel attachment detector.
  • the sensor is embedded in the wheel divider, or as an alternative on the holding arm that carries the wheel bearing with the wheel bearing.
  • the direct attachment to the wheel plate has the advantage that the fields on the wheel plate are always at the same points (e.g. 120 ° offset)
  • the inside of the fig is constantly rotated past the sensor in the case of unprecise manufacture, a distinction must therefore be made between hitting the rim and inadequate fastening with the wheel bolts.
  • a statement about the wheel bearing can be made via the sensor on the holding arm (if the wheel hits, for example).
  • the sensor can also immediately trigger an alarm if an illegitimate rim or wheel change takes place, which cannot be detected, for example, by the vehicle's position detectors (when the tire air is removed and deflated).
  • the RF transmitter for the transponder supply is then housed above the shock absorber, for example, which supplies the following sensors or exchanges the data, shock absorber spring motion sensing, temperature compensation of the shock absorber spring measurement, the sensors for the wheel attachment detector, and if necessary, is networked with other monitoring sensors
  • Fig. 23 illustrates a further interesting field of application of the sensor, which was of particular interest to the large group of customers in the automotive industry, the car rental company.
  • the dent sensor built up with the help of the sensor, which is located directly on the inside of the body and from the inside scans the outer wall of the body with a distance measurement or loss measurement) and makes absolute remedies Disturbance signal measures safely (an important argument, so that there are no excuses in court)
  • Disturbance signal measures safely (an important argument, so that there are no excuses in court)
  • a dent sensor With such a dent sensor, accident damage that was no longer visible after being installed can also be logged, but a potential buyer can do so via the vehicle's on-board computer Viewing outside of an accident damage, for example, a dent damage that has occurred in the side impact protection, which is not visible to the buyer inside the body.
  • a dent damage that has occurred in the side impact protection which is not visible to the buyer inside the body.
  • the proposed measure is therefore also very interesting for leasing companies if a fixed surrender value has been agreed.
  • the proposed measure is able to completely record the course of an accident in order to save, in which time intervals, which body parts were deformed accordingly.
  • the precondition is again absolutely safe to measure, regardless of the possibility of interference (so that there are no excuses in court).
  • the data stored in the event of an accident (for this purpose the sensor according to the invention can also be used to query the steering wheel movement, for example, or the spin behavior by means of a seismographic sensor) are then stored in a tachograph controlled by a welded-in microprocessor inside the bodywork Manipulation can be secured in such a way that the measures proposed in the previous chapter "safety-coded loss measurement sensors" can be applied.
  • the tachograph memory center welded into the body contains a corresponding safety-coded loss measurement sensor which scans the body wall (for example at a relatively safe location on the underbody in the middle). If it is removed from the body wall, this state is also written into the stored data, the data within the tachograph memory are stored in encrypted form, the On Coupling takes place via an RF circuit based on the transputer principle, the RF receiving circuit being protected against overvoltage by diodes connected in parallel on the anti-parallel side.
  • a preferred method should also be used for programming the reception / Send address of the sensors are briefly described by a learning process.
  • all sensors to be coded with a local address are first installed and then switched to the address assignment mode via the protocol.This checks whether all sensors are within their measuring range, which is the preferred one Measuring method dynamic relative measurement and static relative measurement is anyway the case because of the automatic setting of the working point. Thereafter, a direct approach with a corresponding electrically conductive object (for example inserting a sheet into the measuring shoe or measuring distance of the coil LM) causes a loss in the overdrive or saturation area, which is detected in the status of the address assignment mode as a detection signal (strobe signal).
  • a detection signal strobe signal
  • This detection signal takes over In the protocol of the address assignment mode, an address received by all sensors at the same time, e.g. through the direct RF source of the sensors to be provided with an address.After the corresponding sensors are provided with a receive address, data communication switches back to one of the operating protocols.
  • the address assignment mode is for each sensor repeatable, if necessary secured by encryption for the protocol opening. Furthermore, the address assignment can be equipped with a mode for an auto decrementation / incrementation, or the acceptance of a complete one constantly entered address
  • the structure of Verbeulungssensors is very simple: in each Karosse ⁇ eteil, ditto behind the bumper.
  • a sensor housed in a corresponding sheet metal housing is welded on the inside of the inner wall, or plugged on (or alternatively fastened) and scans the inside wall side of the outside wall of the body with its sensor coil.
  • a dynamic relative measurement (see text for Fig. 8) is carried out, which for this application is also possible without a negative resistance component, then the frequency response defined by the adjustment behavior of the operating point, a dynamic event, namely the spontaneous denting of the body or bumper, etc. is simply detected and recorded accordingly in the accident recorder
  • a pendulum is used, e.g. a ball suspended from a thread that floats in an oil fluid. The movement of the ball is sensed by a polygon (triangle, or square, or hexagon, etc.) enclosing the ball (as the center), the sides of which sensor coil (LM1, LM2, LM3) provided for each side boundary is formed.
  • the sensor coils form a measurement of all losses that occur in the sensor coils at different resonance frequencies
  • Fig. 25 illustrates a highly sensitive seismograph using a known experiment. It is known to levitate a ball between two electromagnetic poles, one above the ball and one below the ball. In this case, measuring coils can be arranged around the poles, which are evaporated according to the invention in order to improve the control so that the distances of the ball from the poles remain stable in fractions of a ⁇ m (fractions of a micrometer).
  • the vibrations of the soil are transferred to the device. Since the ball is also centered by the magnetic field, the vibration is also transferred to the control of the ball, namely as a change (differentiation) of the control size, provided that the ball is protected from air flow by a sight glass, for example Furthermore, the control can be resolved down to the nm range by the particularly precise sensor, and in addition to the deviation of the controlled variable, we can measure the deviation from the center by measuring the measuring coils from the side, a slow pulse of a very slight earth movement can also be a one-off Signal pulse recognized and quantized precisely in the measurement amplitude. If a large number of such inexpensive devices are now set up and networked in a mine, then the source (the source of the unrest) of the earth's movement can be located by measuring the transit time between the measuring points.
  • FIG. 26 shows the example of a liquid level meter using a measuring coil (LM with Cp) which is evaporated with the preferably used negative loss Reference coil (LT) not only measures the temperature response, but above all a reference value for the conductance of the liquid (windshield wiper water, brake fluid, etc.)
  • the reference coil (LZ) is located in the lower area of the container and thus its field center is constantly in the Liquid, on the other hand, the measuring coil placed in the upper area of the container and thus measures the liquid level. Both coils can be wound directly onto the container's cylinder body
  • Fig. 27 Another example is to wind a temperature measuring coil directly on the exhaust pipe (on the engine block) on the exhaust pipe, possibly by a ceramic cylinder at a short distance from the outer wall of the pipe flange.
  • the coil measures the temperature of the exhaust gases via the loss resistance of the pipe flange heated by the exhaust gases, e.g. for efficiency determination and control engineering measures.
  • Fig. 28 relates to the scanning of sheet metal, such as landing flaps on airplanes, determination of the position of the reversing slide valve, etc., whereby one coil always measures the influence of temperature and the other coil measures the angular position by measuring the distance, ie the determination of the landing gear readiness, etc.
  • Fig. 29 relates to the relative measurement of a rotary armature (angle measurement with difference measurement of the coils Lma, LMb) which consists of laminated sheets of two or more materials slightly compressed in a vacuum and glued together at the edge (MAT1 MAT2) .
  • the two materials have opposite temperature coefficients of their specific conductivities and are in their cross-section is adjusted so that the temperature influence of the conductance values is compensated for the loss measurement (distance measurement).
  • This variant is an alternative to the use of manganin as the core material, since the alloy manganine loses its property of a compensated temperature coefficient of the specific conductance during mechanical processing (e.g. stamping) and furthermore, when using laminated sheets, even the smallest thin sheets together with one thin but hardened steel sheet can be used to avoid deformation due to acceleration.
  • Fig. 30 relates to the application for temperature measurement on a standard hotplate which has been modified only slightly for the expanded purpose.
  • the temperature of the cooking vessel is measured directly.
  • the evaporation, preferably according to the invention, by means of a negative conductance value makes it possible, firstly, to sink the sensor in the center, into a hole in the hotplate, and to measure the loss through the hole.
  • the hole is. eg closed with ceramics or glass.
  • the large leakage loss of the hotplate is compensated for.
  • the measuring range of the sensor coil can be set automatically over a wide range (cf. automatic setting of the operating point in text for Fig. 8, in particular the use of an enable signal), the dynamic relative measurement described for the triggering of this automatic Kahb ⁇ ervvores is used.
  • a differential detection is provided for the spontaneous change of the measured loss as an event measurement.
  • Such an event occurs when the cooking vessel is placed on the hob or removed again.
  • Special cooking vessels are used, the bottom plate of which is directly in the temperature unit (e.g. ° C or Fahrenheit) is calibrated, which is displayed on the stove at a above each Reguher rotary knob of a relevant hob. If such an event is detected, the adjustment process for setting the working point is triggered to set the loss measurement at a working point in which the temperature of the The material to be scanned can be measured accordingly.
  • the example described can also be used for Adapt ceramic plate cookers if, instead of the hotplate, the heating coil is scanned directly with the coil LT or measured with the coil LM in the center through the hole in the heating coil.
  • a further variant is provided for the design of the cooking vessels
  • ceramics or glass vessels are provided which have a metal insert (for example a perforated sheet support) on which the cookware can be placed, for example the thinnest of vegetables.
  • the sensor coil (LM) measures the loss of the metal batch in order to infer the temperature of the food to be cooked and thus regulates the temperature of the food to be cooked.
  • FIG. 31 shows another example that is also suitable as an extension for the application described for FIG. 30.
  • the transputer sensor (chip) is located in the handle of a longer metal needle (similar to a knitting needle, but with a handle). These needles can be inserted into fried or baked goods, (meat, cake) or cooked goods (eggs, etc.), the sensor measuring the electrical loss of the needles. It is unproblematic to use non-conductive cookware (glass, ceramic). The offset loss given by the environment (e.g. sheet metal of the oven) is compensated for by the evaporation possibility according to the invention until a desired material to be measured is reached.
  • a relevant enable signal can be used to trigger the automatic calibration process (i.e.
  • the initial value for the temperature measurement is reset to an initial value corresponding to the ambient temperature of the oven, for example when the oven is switched on by an additional function key, the status of which is indicated by a lamp (temperature measurement switched on via Nadein).
  • the ambient temperature of the oven is then measured by a temperature sensor embedded in the oven (e.g. which, for example, also measures the tin temperature of the oven as a loss sensor).
  • a standard solid cardboard box can be used, which can be closed via a divided lid.
  • the dividing line of the lid is on both sides
  • a sheet of metal is inserted into the cardboard of the lid or glued on the inside.
  • a flat piece of plastic or metal is covered with a safety piece that is permanently attached to one side of the lid or riveted and protrudes beyond the other side of the lid, this protruding part being a release liner to expose
  • the security closure piece can lie on the seam like a seal.
  • chip seal for example, also for closing documents, booklet or ring binders (via a fold at the open end) etc.
  • the self-adhesive layer by means of a re-opening closure, for example a snap fastener.
  • Velcro fastener, etc. can be replaced (Fig.32b).
  • Two measuring coils (LM, LT) are then arranged in the chip seal or safety closure piece as part of a transputer sensor, which scan the metal sheet inserted on the underside of the box.
  • the relative change in loss in each coil is measured in accordance with a dynamic relative measurement and the difference in loss between the sensor coil (LT) attached to the riveted side and the sensor coil (LM) attached to the side to be sealed during packaging is measured in accordance with a static relative measurement (see text on Fig. 8).
  • the battery-packed HF transmitter which supplies the chip seal, which is designed as a transputer sensor, with its HF receiving circuit, is also packed in the box. This transmitter can also be operated in a duty cycle to save electricity, but the breaks must be short enough for The transputer sensor of the chip seal does not respond to the exposure detection (the watch dog function) (see chapter “Safety-coded loss measurement sensors").
  • the HF transmitter transmits its HF carrier frequency for the voltage supply of the chip seal for a certain period, in which, for example, a small gold capacitor accommodated in the chip seal charges up and the sensor coil circuits (LM and Cp, LT and CT) carry out the loss measurement
  • the Chip Siegel sends a short termination signal to the RF transmitter, which then generates a pause internally and after this pause transmits the RF carrier signal again until it is interrupted by the Chip Siegel, etc.
  • the power supply then takes place via RF transmitters, which are installed in the office space accordingly for example via a chip card of a reader networked accordingly with the communication transmitter.
  • Fig. 32c and Fig. 32e relate to the modification of a chip seal for a document folder, wherein Fig. 32c is an example of a ring closure; F ⁇ g.32d an example of a folder lock; and Example F ⁇ g.32e shows an example of a quick-release (clip) closure.
  • the chip seal detects whether a document has been removed from the document folder and saves this information, or sends a corresponding message to the monitoring station, which also provides the HF supply to the transputer sensor, depending on whether there is an additional one If the temperature measuring coil (LT) is provided for metal scanning or not, a static or dynamic relative measurement is carried out
  • Fig. 33 relate to the use of the transputer sensor principle for a file monitoring system, it being equally possible to equip every type of file, folder, book, magazine, document, etc. with a chip seal.
  • the transputer sensor housed in the chip seal can measure larger distances even at a relatively low frequency by using the preferred evaporation.
  • the use of a lower frequency has the advantage that the design is not affected by hand movements.
  • This loss consists of conductor loops, for example conductor loops wrapped around the positioning board of a shelf at appropriate intervals, which can also be arranged in a star shape, for example with tower rotating shelves.
  • the conductor loops then have a corresponding cladding within the shelf.
  • these conductor loops are printed directly onto the shelf coating or a film used as a shelf coating, etc. as a carbon track, which has its possibility of contacting on the rear narrow side of the respective shelf board.
  • the measurement itself is carried out by measuring the distance between the transputer sensor or chip seal stuck in the file and the subsequent conductor track loop or coal track, which each mark a spacing, whereby the following conductor track loop is found in each case by scanning in the following manner.
  • Each chip seal provided in a file has an address coding (cf.
  • this address using, for example, the method described in FIG. 23 using a password
  • This address can be used by the central control to communicate via the RF transmitters installed in the rooms, or to address each individual chip seal, for example by continuously querying the files, books, or any other object , etc., attached chip seal, in such a way that the transputer sensor contained in a chip seal is activated in its measurement, all files, books, etc., being queried in order for their position via the chip seal, by so-called scanning, a scanning process of this kind takes place with the participation of those on the rear narrow side ite of the respective shelf interconnected interconnect loops, so that the otherwise high-resistance open interconnect loops (Lextl Lextn), via a corresponding Decoder control controlled, each one individually closed in turn independently of the other conductor track loops.
  • Lextl Lextn otherwise high-resistance open interconnect loops
  • the loss is continuously measured for the chip seal (or the transputer sensor) initialized by the control center, and for one of the two maximum maximum values obtained within the run of all conductor track loops, this is reported to the control center, which the addresses of the relevant conductor loop loops as the Conductor loop loops store the appropriate technical designation.
  • the spaces between the conductor loop loops or carbon tracks on the control board e.g. on the front narrow side
  • the positioning of the objects, files, or books, etc. provided with the chip seal can be viewed exactly.
  • the scanning of all shelf positions is called an inventory cycle, which can be interrupted at any time by a search cycle of a direct request.
  • the head office directly addresses the receiving address of the relevant chip seal Transputer Seal and starts the search of all specialist positions marked by conductor loops.
  • This conductor loop can not only be provided on shelves, but also in a desk top, also in drawers, etc.
  • a subject position does not necessarily have to be a physical subject, but simply denotes the search area given as the space between two adjacent conductor track loops.
  • the coil can also be as large as possible directly on the format of the file or the book appropriate sheet or printed directly on the files in carbon tracks in order to obtain the highest possible inductance even without iron (so that the measurement performance remains small due to the lack of iron losses).
  • the losses at the tunnel diode then amount to about 0.35 mW, with a keyed measurement of 1:10, 35 nW (nano watts), with any adjustable good for the coil made from the thinnest carbon paste track.
  • the principle described in the chapter "Variant of evaporated sensor, basics" can also be used for the compensation of the temperature response of the coil resistance (rs) if, for example, next to each carbon paste sheet (which has a negative temperature coefficient) a silver paste sheet (which has a positive temperature coefficient) is printed on, with appropriate cross-section selection (conductor track width, printing thickness) to compensate for the temperature response of the conductor track coil.At the ends, the track pair is connected in parallel by appropriate printing (e.g. with silver paste).
  • the transputer sensor module (or chip seal) can also be contacted using conductive adhesive or conductive plastic in order to connect the coil printed on paper (LM). Furthermore, the chip seal can be used both as a security lock for a box and as a location sensor for the position detection can be used.
  • the RF coil for feeding the tramsputer sensor can be printed with silver paste, for example, or can be designed as a flexible printed circuit (on film).
  • the example described is also very suitable for improving general warehousing, for example if we stick an appropriate chip seal on each box for identification, e.g. in a supermarket.
  • the system is then able to determine the exact location even when the position is changed to locate the goods, to feed them into the Internet via a central computer, so that the customer can put together a shopping list beforehand, using which the shelf numbers can be used to quickly search for the items.
  • the RF transmitters for power supply and communication are located at appropriate points in the store and communicate with the central computer.
  • the number plates can be supported, for example, by guide numbers (street numbers) or letters printed on the floor.
  • Other variant for the position detection would be to make use of the coding of a loss made by filters or resonance circuits.
  • the scanning or measurement then takes place from the conductor track loops forming the shelving (as successively activated measuring spools LM connected in a series resonant circuit), the loss only in the transputer sensor (chip seal) of the coded Object is activated, the position of which is currently to be determined.
  • the measurement frequency required for the loss measurement can be fed in from the sensor or from the conductor track loops
  • Fig. 34 shows an example of an application of a switch.
  • the evaporation of the measuring coil enables the smallest design for the scanning coil (LM), which scans the tips of the tips of a metallized plastic star. (A sheet metal star could of course also be used) and so the switch setting was deducted.
  • the points are not the same length. Each point has a somewhat different distance from the measuring coil LM.
  • the likewise very small temperature measuring coil LT is attached with its holder directly to the star, or the winding body for the temperature measuring coil LT can also be flanged into the star.
  • Another variant is to provide the plastic star in multiple layers with corresponding sheets for temperature compensation, cf. also Fig. 29
  • Fig. 35 relates to an example that also benefits from the reduction of the self-loss of the measuring coil by adding a negative loss portion.
  • the winding of the measuring coil (LM) carries a conical steel core (K), which does not have to be made of highly permeable, loss-free material, but can also be a temperature-resistant steel core.
  • the loss of the coil, which is essentially given by the steel core (K) is correspondingly compensated for setting a desired good.
  • the steel tip can then spot a corresponding loss (e.g. of a grooved profile or toothing) even for high temperatures
  • Fig. 36 to Fig. 39 relates to a further application in which the loss sensor, which is insensitive to the interference signal, for a signal transmission which is completely insensitive to interference
  • Signal extraction is used; Consists of a large number of participants connected to a cable harness with the corresponding signal or decoupling points.
  • the signal is coupled in via a controlled change in loss of a resistance value modulated by the signal to be transmitted and the signal decoupling or signal sampling by measuring the loss value corresponding to an amplitude value of the signal to be transmitted.
  • a similar principle has been known since the telephone came into existence, the loss change takes place on the transmission side through coal grains, which generate a change in resistance in the rhythm of the sound waves, which is tapped at the other end of the line via a constant current supply.
  • the loss modulated on the transmitting side on the receiving side is not measured independently of the signal amplitude prevailing on the line, as the loss sensor according to the invention makes possible, but the interference signal given by interference and line reflection is also included in the received signal.
  • the preferred application for signal transmission is inventive and new.
  • the method also uses the proposed correlation of a given Hull curve influence, so that there is a good utilization of the bandwidth used.
  • the configuration which is already preferred in a further development for the loss sensor can be adopted with a parallel resonant circuit (or also band filter, comparable filter, etc.).
  • the parallel resonant circuit is not absolutely necessary; all circuits can be used with which the preferred measuring method of the sensor can be carried out.
  • a series or (via series resistor) coupled parallel floating circuit LM. Cp can be used.
  • the interesting thing about this new type of carrier frequency technology is that the modulation of the loss for each resonance frequency or carrier frequency corresponding to a resonant circuit can be carried out independently of the respective loss values of the other resonance or carrier frequencies. Physically, we can simply make this plausible : Each resonant circuit only transforms the loss RpJVlOD connected to it via its resonance frequency in series connection of its coupling resistor Rk, Ck into the line, since only at this frequency does the voltage required for current flow occur in the loss connected to the resonant circuit. On the transmission side (where the loss is modulated) and the reception side (where the loss frequency is measured specifically, i.e.
  • oscillation circuits LM, Cp which are completely identical on the reception side and on the transmission side
  • every freely available open telephone wire line, every power line, or even every piece of garden fence can be used for interference-proof, and also radiation-proof signal transmission up to the Giga Herz area. It is sufficient to work with the smallest signals on the line, eg with the smallest signal voltages (e.g.
  • phase positions of the oscillators provided at the feed points can also be synchronized, for example, by a clock radio signal or by the line signal itself, in order to avoid feeding in phase opposition.
  • the parallel resonant circuits are connected both for the transmitter circuits and for the receive circuits via a decoupling resistor Rk and / or, if necessary, via a decoupling capacitance Ck.
  • a decoupling resistor Rk is connected both for the transmitter circuits and for the receive circuits via a decoupling resistor Rk and / or, if necessary, via a decoupling capacitance Ck.
  • This consists of the parallel connection of all resonant circuits coupled via a resistor Rk, part of which is in resonance with a respective resonant circuit and the other part is not in resonance (i.e. has an inductive or capacitive impedance component).
  • the loss resistance of the line RVJine represents a very low-resistance or very high loss (1 / RVJine) for all resonant circuits coupled to the line via a decoupling resistor Rk, so that the change in one via a relevant parallel resonant circuit LM, Cp is a transmitting one Participant (SVS) of varying loss (each via RpJVlOD) would have a minimal impact on the (or the) parallel oscillation circuit (s) of one or the receiving participant (EVS).
  • the line loss RVJine is evaporated by a corresponding parallel connection of a negative conductance (NIC, negative impedance controller, or negative impedance controller), which is set so that there is a reduction in the offset value of the loss, as already described for FIG.
  • NIC negative conductance controller
  • 1 / RVM_Q 1 / RVMJDffset + (-l / RVMJJEG), where 1 / RVMJ3 corresponds to the remaining line loss for a desired evaporation and 1 / RVMJDffset corresponds to the loss 1 / RVJine to be evaporation.
  • 1 / RVMJ2 thus sets the operating point by which the loss magnitude l / d ⁇ RVM (see FIG. 11) changes.
  • L / d ⁇ RVM is the loss varied at a particular resonance circuit or for a particular resonance frequency of a transmitter
  • the message to be transmitted contains, if necessary, the individual goods of the individual resonant circuits through direct ones Connection of an additional negative resistance or conductivity can be improved in each case.
  • the evaporation units (NICs), which are connected to different line sections, also feed in the unmodulated carrier frequencies.
  • the loss value division 1 / RVMJ5 of the operating point is carried out in such a way that the desired operating bandwidth is set for the carrier frequency in question.
  • the automatic readjustment of 1 / RVMJ3 is carried out in such a way that the evaporation devices (NICs) also carry out a loss measurement on the line via a correspondingly coupled parallel resonant circuit, using the method according to the invention, furthermore also using this method to determine the negative conductance to be coupled in for a given loss resistance (arithmetically or using a table) and according to the preferred method, create the negative conductance accordingly; here, as with positive conductance values, the negative conductance value can also be composed by connecting several such negative conductance values in parallel on different line sections (each at a carrier frequency supply point), whereby, since each individual conductance can be switched off using a switching element (cf. in FIG.), each individual negative conductance can be set precisely.
  • NICs evaporation element
  • the modulation of the loss change l / d ⁇ RVM used for the transmission of the message is small compared to the loss of the operating point 1 / RVMJ2 (small signal modulation of the loss), so that the variations of the add individual losses l / (l + x) + l / (ly) as well as with the known superimposition of signals (1-x) + (1 + y).
  • Losses even without using multiple carrier frequencies, can be used for a carrier frequency-like band division (with direct filtering by processor, or via signal conversion, etc.) Furthermore, if necessary, a linearization function is provided in a table, via which the relationship between loss value and linear signal sampling is recorded is
  • the described method can also be implemented in a wide variety of simplification variants.
  • using only one carrier frequency i.e. All parallel resonant circuits of all participants (transmitters and receivers) are constantly in resonance, depending on the carrier frequency used (feed-in frequency) .
  • feed-in frequency For example, for use for computer networking via the existing electrical installation.
  • the use of multiple carrier frequencies, with a corresponding number of parallel resonant circuits intended for transmitting and receiving participants however, enables the simultaneous transmission of several parallel bits of a data stream, with a different carrier frequency being fed in for each track (or each weight of a data word).
  • certain threshold values of the respectively varied or measured losses are the digital levels (log. l , log.O) assigned
  • Multi-frequency technology also has advantages in partyline mode (this means any protocol, which can optionally switch a data block to be sent from one participant alternately to the other participants, while the other participants are all listening or listening), for example If the line connection is poor, work with a large Hamming distance, in order to repeat blocks with error-correcting codes if necessary, while newly built connection blocks are sent by other stations with a different carrier frequency.
  • partyline mode any protocol, which can optionally switch a data block to be sent from one participant alternately to the other participants, while the other participants are all listening or listening
  • the line connection is poor, work with a large Hamming distance, in order to repeat blocks with error-correcting codes if necessary, while newly built connection blocks are sent by other stations with a different carrier frequency.
  • very fast and data-safe Internet connections can be implemented old telephone lines can be used to transmit the calls with the new method and additionally to transmit a broadband internet channel and several digital television channels.
  • This versatility offers enormous cost savings of bandwidth, in some cases not always fully used fiber optic cables, or
  • Fig. 36a to Fig. 36d and Fig. 37 show an example:
  • El En are each via a decoupling resistor Rk and / or
  • Decoupling capacity Ck fed The execution of the variable by means of the actuating variable BDJ5 Loss resistance RpJVlOD depends on the application. Switching RpJVlOD between two resistance values is sufficient for the transmission of a digital level; for analog quantization, for example, the master value network of a D / A converter controlled by the microcontroller or signal processor can be used, or a field plate, field effect transistor, etc., i.e. all of the state Alternatives known in the art for realizing a controllable value change
  • a preferred main area of application is the use of power lines as a data line for internal networking of computer systems in buildings (via the existing electrical installation) or also the transmission of data, television or telephone signals via existing power line overhead lines or power lines of everyone Kind including underground cable
  • SVS sending station
  • EVS receiving station
  • TFE carrier signal coupling station
  • +/- G for the possibility of producing the cable
  • f-measurement for measuring the influence of a slight change in the frequency fed in as a constant alternating current ( ⁇ ⁇ const.) in order to use a capacitance cascade (or also capacitance diode) to compensate for a detuning caused by the resonance circuits not in each case at the resonance frequency, so that the relevant resonance circuits are still in resonance SNCR.
  • Fig. 36b illustrates the loss connection of all sensors on the line, seen from the (active) transmission side SVS.
  • the line evaporation -G (or comparable +/- g in Fig.36a) compensates for the loss of the series resistors Rk, which exist almost as a parallel connection.
  • Z ' is the impedance which results from the resonance circuits which do not correspond to the carrier frequency (of a specific frequency-coded loss):
  • the resulting detuning of the resonance circuits is compensated for by the capacitance cascade in Fig. 36a, which may also be inductive via corresponding circuits if necessary, the line can be stressed (leveling out), based in each case on an average share of TFE, around which is regulated F ⁇ g.36c ...
  • F ⁇ g.36d relates to the application of this principle to a serial feed via the preferred variant of an induction cable when the sensors are designed as transputer sensors. Therefore, the evaporation (-G) takes place via units supplied by the NT power supply unit.
  • the equivalent circuit diagram for this shows Fig.
  • -rL mean the negative conductance (-G) transformed via the oscillation circuit coupling (-G), which evaporates the line as series resistance -rL.
  • RMOD correspond to the modulation conductance values transformed into the line as series resistors.
  • the example corresponds to the example described for Fig. 44, Fig. 45 for a grid road wiring using ribbon cable.
  • Fig. 38 illustrates an example of using an electrical installation as a data line.
  • Each consumer is HF-decoupled from the supply line by a serial RF blocking choke (HFS).
  • the HF blocking choke (HFS) is integrated in the sockets for internal use in buildings. If the method is used for data transmission on overhead contact lines, a corresponding HF blocking choke (HFS) is provided on each pantograph of the railcars.
  • the inductance of the electricity meter is usually sufficient around the To adequately block losses of the electrical consumers in front of the electricity meter, if not, then a corresponding blocking choke must be switched on.
  • the variant is also provided to subdivide an existing power distribution network for the HF transmission into several subnetworks.
  • HF wiring harness is separated into several pieces.
  • a serial HF blocking choke (HFS) is connected to the switch sockets, where the installation of the line provides a suitable interruption terminal anyway, which has practically no appreciable impedance for the high-voltage current, i.e. which connects the networks , on the other hand, HF separates the networks.
  • the separated networks are then connected by a coupling device accommodated in the relevant switching socket, which can be referred to as an active directional coupler which can be switched over in its transmission.
  • this new directional coupler is not designed for distortion-free signal transmission, but for the distortion-free transmission of losses with permissible signal distortion (regarding interference, interference signal scattering in the lines, u sw).
  • the ones on both sides that are separated via the RF blocking choke (HFS) synchronize Networks provided for each transmission device (via loss modulator RpJVlOD or the loss vanation l / d ⁇ RVM generated thereby) transmit the protocol in such a way that one side transmits to each of the network sides connected by the directional coupler and the other side receives it at the same time, with alternating switching of transmission and reception on each side, with a synchronous switching of the directional coupler transmission.
  • HSS RF blocking choke
  • the directional coupler then has, in addition to the existing transmission devices (each RpJVlOD) with which it transmits the loss modulation of a relevant (straight) transmitting side to the other (respectively straight) receiving side, the loss measuring sensors for reception on each side
  • Fig. 38 to Fig. 39 relate to further training for the configuration of the sockets with an additional data connection function.
  • the sockets protrude slightly from the wall and have a data connection (e.g. BNC connector) on the protruding narrow edge 0.
  • the preferred loss modulation demodulation device can be accommodated completely integrated in the socket so that any standard PC network card can be connected directly to the BNC socket, or the relevant additional functions are integrated in the network card or an additional device.
  • the following special feature is still in training provided: Often it is desirable to extend the mains voltage cable as well as the data cable from the socket (e.g.
  • the plug of the extension cable or the distribution strip has an additional contact pin 0, which is inserted when the plug is inserted is inserted into the corresponding wall socket in a corresponding hole 0 in addition to the connection contacts 0 for the mains voltage and closes a contact bridge within the socket.
  • the pin bridges the HF blocking choke (HFS) interposed in the phase line of the mains voltage, so that the loss modulation of the HF carrier signal used as a data signal can be decoded in the connected distribution strip, which then includes the corresponding electronic components of the necessary RF blocking choke (HFS) for blocking the consumers connected to the distribution strip and the data connection, if necessary, two such bridging contact pins can also be provided if both phase and neutral have an interposed HF blocking choke (HFS)
  • the connector of the distribution strip also prevents the wrong insertion of the connector, so that the base point of the parallel floating circuits used can always be switched to the neutral conductor
  • Fig. 40 relates to a variant in which the property of the sensor that even very small losses connected in series with the measuring coil can be measured precisely for line diagnosis, for example on power lines.
  • the preferred loss measuring sensors with their measuring coil are in corresponding line sections (LMs) each connected in series in the line, whereby the measuring coil inductivity for the heavy current hardly represents any appreciable resistance.
  • a corresponding resonant circuit capacitor (Cps) is connected in parallel with the measuring coil (LMs).
  • the resonance frequency set for this sensor is far below that for data signal transmission, if applicable used carrier frequencies set, so that possibly used for a data signal transmission Carrier frequencies are not hindered by the series-connected parallel circuit inductances.
  • these resonant circuits are made bridgeable by means of a protective contact (which is correspondingly higher-resistance than the measuring coil inductivity in order to avoid a current-related overload) in order not to impede an RF signal transmitted via the power line for data transmission.
  • a protective contact which is correspondingly higher-resistance than the measuring coil inductivity in order to avoid a current-related overload
  • cross-capacitors can be provided in order to be able to optionally short-circuit the measuring frequency and in this way to be able to measure a line interruption via the serial resonant circuits between the plug sections
  • Fig. 41 shows the example described for a packet band chip seal
  • Fig. 43 shows the example described for the coupling of the induction cable.
  • the pull-off cap is kept closed by a compression spring (prints on the pulling bolt of the telescopic guide); if necessary, a securing thread, bayonet lock, is also provided.
  • Fig. 44 and Fig. 45 illustrate the contacting and connection of the preferred vehicle detector sensor coil (LM) designed as asphalt cable
  • Fig. 46 relates to a variant in which the loss of a particularly thin measuring needle is sensed by the sensor coil LM.
  • the needle measures the temperature, the other structure being the same as the pressure gauge described for Fig.l ⁇ a, and the sensor is also designed as a combination sensor and can be screwed into the cylinder head of an engine like a spark plug
  • Fig. 47 illustrates how a network line (with e.g. different carrier frequencies) separated by RF blocking chokes in several RF data lines can be networked in the bidirectional data direction by means of corresponding loss transmission and loss reception stages.
  • Fig. 48 relates to the variant in which the measuring coil (LM) is connected outside the filter or resonant circuit by means of a series circuit in the resonant circuit coil (LM ' ).
  • Fig. 49 concerns the illustration of the described envelope correlation.
  • the method is an improvement invention of DE 42 40 739 C2 for measuring a loss (1 / RVM) coupled into a measuring circuit (LM.Cp), the loss being coupled ohmic or inductively into a measuring coil (LM) or also via a capacitance and the circuit has the property of influencing the measurement with a loss (1 / RVL) controlled by the control signal (BD) by means of a resistance value (Rp) which can be controlled via the control signal (BD) when the measured value (1 / RVM) is constantly switched on , as if this influence had been made at the measuring point, the total loss (1 / RVM + 1 / RVL) being measured, and the evaluation (BW) from the value of the adjustable resistance (Rp) or its manipulated variable (BD), and an amphtudy measurement (us) is carried out on the measuring circuit, or possibly on the measuring coil (LM, or LM, Cp), with an improvement in the prior art specified by DE 42 40 739 C2 in that a measured value ( mp) of several

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Abstract

Das Verfahren ist eine Verbesserung der DE 42 40 739 C2 zur Messung eines in einer Messschaltung (LM, Cp) eingekoppelten Verlustes (1/RVM), wobei der Verlust ohmisch, oder induktiv in eine Messspule (LM), oder auch über eine Kapazität eingekoppelt wird. Die Schaltung weist die Eigenschaft auf, durch einen über das Stellsignal (BD) steuerbaren Widerstandwerf (Rp) bei ständig angeschaltetem Messwert (1/RVM) die Messung mit einem Verlust (1/RVL) zu beeinflussen. Der Messwert (mp) wird in mehreren (mindestens zwei)) Messschritten (t1, t2) ermittelt, in welchen der verstellbare Widerstand (Rp) unterschiedlich eingestellt ist.

Description

VERFAHREN ZUR VERLUSTMESSUNG
Beschreibung
Eigenschaften/Applikationen: Die Erfindung betrifft einen besonders universell einsetzbaren Verlust Meßsensor, im besonderen ein Verfahren zur Messung eines Verlustes unter Verwendung eines entsprechenden Sensors Abgekürzt ist dieser Sensor im weiteren auch nur als „Verlustsensor" bezeichnet Bevor mit der Erläuterung zu diesem Sensor, bzw Verfahren begonnen wird, sollen einige Eigenschaften des Sensors vorweggenommen werden-
• Meßprinzip, mißt induktiv beruhrungslos oder auch über feste Kontaktierung sämtliche physikalischen Großen, die sich an Meßteilen, Flüssigkeiten und Gasen über den ohmschen Widerstand, bzw Leitwert, der für die Meßschaltung einen zu messenden Verlust bildet, ableiten lassen, wie Abstände, Temperatur Feuchtigkeit, Leitfähigkeit, Abtastung von Schwingungen und Vibrationen, Aussagen über Molekularstruktur (bei Gasen) Oder auch direkte Signalubertragung, wobei anstelle von durch Laufzeit und Einstreuung verfälschter Signale durch Verlustvaπation kodierte Signale über lange Leitungen problemlos übertragen werden können, indem der Verlust unabhängig von absoluten Amplitudenwerten gemessen ist
• Weiters kann der vorliegende Sensor für jeden physikalischen Sensor, dessen Meßgroße über ein sich zu einem Fixpunkt bewegendes und für den Sensor noch erfaßbare elektrische Leitfähigkeit aufweisendes Teil gemessen ist, angewendet werden, wenn z B an diesem Fixpunkt die Meßspule angebracht ist, die den Verlust des durch die physikalische Große bewegten Teiles mißt (z B der Abstand der Flache einer Druckmeßdose zu einer Meßspule, usw ) Weitere Anwendungsmoglichkeiten ergeben sich aus dem Stand der Technik zu solchen Sensoren, wie z.B Schichtdickemessung, Abtastung von Schwebekorpern für die Durchflußmessung usw Es ist evident, daß dabei auch das Meßteil fest und die Meßspule bewegt sein kann falls erforderlich
• Alternativ zur beruhrungslosen Messung ist auch die Anschaltung über Kontakte gegeben
• Die Messung kann bei kleinsten Leistungen durchgeführt werden, bei hoher zulassiger Storemstrahlungsunterdruckung Die Unterdrückung der Storeinstrahlung an der Meßstelle erfolgt im wesentlichen durch das Meßprinzip und nicht durch Schirmungsmaßnahmen Das bedeutet bei beruhrungslosen Messungen, wie z Bsp Abstandsmessungen, offene Bauweise und beste Integration in die jeweilige Applikation ist möglich, ohne daß mögliche Storeinstrahlungen berücksichtigt werden mußten
• Freie Wahl einer niedrigeren Meßfrequenz in der Meßspule (LM) über den der Verlust der Meßspule bei freier Wahl der Gute gemessen ist
• Messen des Emflußes des Skineffektes bei der beruhrungslosen Veriustmessung an festen Korpern (insbesondere Schichten), Flüssigkeiten (z B Blut, oder Feststellen der Reinheit von destilliertem Wasser), und Gasen, bei jeweils gleichem Eigenverlust des Sensors für unterschiedliche Meßfrequenzen
• Absolute Temperaturkompensation des Temperaturganges der Meßsspule, Hochtemperatur Ausfuhrungen der Meßspule mit beliebigen Legierungen bei frei ahlbarer (bester) Gute des Meßkreises
• Absolute Unempfind chkeit gegen Storeintrahlung, insbesondere auch für Freαuenzen die unmittelbar der Meßfrequenz des in der Meßspule fließenden Meßstromes entsprechen und sie" mit dem Meßstrom zu einer wesentlichen Störgröße überlagern Wobei die Storeinstrahlung ein beliebiges (auch moduliertes) Frequenzspektrum aufweisen darf
• Wegen seiner extrem geringen Meßleistung und Storunempfindlichkeit kann der Sensor aucn kabellos nach dem Transputerprinzip ausgeführt werden Die kabellosen Sensoren können über HF-Ubertragung gut untereinander, bzw mit einer oder mehreren zentralen Steuerungen vernetzt werden Als Alternative können die Sensoren auch kontaktios, induktiv über ein einadriges Induktionskabel durchgehend verbunden werden, wobei über das Induktionskabe1 induktiv die Versorgungsspannung und die Datenkommunikation den Sensoren zugeführt ist • Das Verfahren kann auch zur Beseitigung von Verlusten (Entdampfen) an völlig anderen Meßprinzipien eingesetzt werden die ansonsten mit einer Verlustmessung nichts zu tun haben und der dabei auftretende Verlust stört Auch für solche Anwendungen wird um Schutz angesucht insbesondere betreffend des Anspruchs 2 und seinen Folgeanspruchen
• Alle Meßvorgange können Sabotage sicher, und über den gesamten Meßbereich Selbsttest sicher zuverlässig durchgeführt werden
Votzugsanwendungen sind: Präzise beruhrungsiose Langen- und Abstandsmeßsensoren für alle physikalischen Sensoren, bei denen eine dynamische oder statische Abstandsanderung zu messen ist, wie Winkel oder Wegpositionsdedektoren, Drehmomentsensoren, Verbeulungsdedektoren an Karosserien, Drucksensoren, Messung von Federwegen, beruhrungsiose Temperaturmessung an Teilen und auch in Gasen, z B Verbrennungsraumen von Verbrennungsmotoren. Vernetzte Messungen mit kabellosen Sensoren für Schraubensicherungsdedektoren (unmittelbar eingebaut in Kopf oder Mutter), Überwachung der Verbindungsfestigkeit verbundener Teile, Überwachung der Verbindungsfestigkeit rotierender Teile, Abtastung von Korperschall und Vibrationen von festen oder sich bewegenden oder rotierenden Teilen, Langen- oder Temperaturmessung im Hochtemperaturbereich oder für große Temperaturdifferenzen, Messungen von Widerstanden für den medizinischen Bereich, kabellos vernetzte Sicherheitsanwendungen: Bahngleisuberwachung, Sicherheitskodierung von Gegenstanden und Bauteilen wie z.Bsp KFZ oder Flugzeugersatzteilen Vernetzte Lagepositionserkennung von Transponder gesicherten Teilen, wie z B Warenlagerplatze, Aktenstellplatze Weiters beruhrungsiose Messung besonders hochohmiger Leitwerte für Schichtdickemessungen, wie sie mit dem Stand der Technik entsprechenden Sensoren derzeit nicht durchgeführt werden können, z B Messen der Schichtdicke von Druckerschwarze, bzw. -färbe; insbesondere auch zur induktiven Messung des Befeuchtungsgrades neuer durch elektrostatisches Feld in ihrer Farbe schaltbarer Tinten. Weiters, örtlich spezifische Schichtdickemessung besonders hochohmiger Schichten über Niederfrequenz (z.B Sensorkopf mit Meßspule LM für zeilenweise Vorschub-Abtastung von Flachen, weiters z B Messung von sehr dunner selbstklebender Alu oder Kupferfo e, die auf zu messenden Temperaturflachen, z.B. auch Hauttemperatur für die Medizin aufgeklebt sind zum Zwecke der Temperaturmessung, dito direkte Messung von Hautwiderstanden, Bestimmung der Leitfähigkeit von Blut, etc Aussage über den Einfluß des Skineffektes bei Blutmessungen, ähnlich wie bei der Messung von Gasen, etc
Hintergrund und erfinderischer Gedanke:
Die Erfindung betrifft die wesentliche Verbesserung für einen Verlustmeßsensor um den Sensor völlig unempfindlich gegen Storeinstrahlung an der Meßstelle zu machen Dies erfolgt durch ein Verfahren, welches über eine Verlustmessung den Leitwert eines induktiv in eine Meßspule (LM) eingekoppelten elektrisch leitenden Meßteils (K) oder eines galvanisch oder kapazitiv angeschalteten Widerstandes, oder einer angeschalteten, bzw eingekoppelten Kapazität, völlig unabhängig von der an der Meßstelle auftretenden Amplitude der Meßwechselspannung über zwei oder mehrere Schritte, bzw Meßzeitintervalle in Relationen mißt. Dabei sind zwei alternative Meßverfahren vorgesehen, die sich jedoch von einem gemeinsamen erfinderischen Gedanken ableiten lassen: In einer ersten Ausfuhrungsvariante wird der Meßwert nach einer vorgegebenen Relation von mittels Stellgroße unmittelbar an der Meßstelle variierten Verlustwerten aus den zugehörigen Spannungswerten abgeleitet In einer zweiten Ausfuhrungsvariante wird der Meßwert nach einer vorgegebenen Relation der Spannungswerte, wie sie sich durch entsprechende zugehörige Einstellung der mittels Stellgroße unmittelbar an der Meßstelle variierten Verlustwerte ergeben, aus der Stellgröße der Verlustwerte (bzw. der Relation der Verlustwerte) abgeleitet Beiden Varianten ist αer erfinderische Gedanke gemeinsam, über zwei oder mehrere Meßschritte unmittelbar an der Meßstelie, ohne daß an der Meßstelle eine Umschalteinrichtung oder ähnliches verwendet werden muß, eine Variation des an der Meßstelle direkt gemessenen Verlustes vorzunehmen, und aus der existierenden Relationszuordnung von Verlustanderung und zugehörig auftretender Amplitudenanderung die Meßgroße an der Meßstelle völlig unabhängig vom absoluten Amplitudenwert (der Oszillatorschwingung oder einer Einstreuung, etc ) zu ermitteln Dabei ist es egal, ob die als Widerstandswert bzw. Leitwert existierende Meßgroße an den Sensor ohmisch angeschaltet ist (Fιg.6) oder beruhrungs- und kontaktlos induktiv von eine Meßspule (LM, Fgι.1) erfaßt wird. Das erfindungsgemaße Meßverfahren ist somit universell und kann mit einer nach dem Stand der Technik ausgeführten Schaltungsanordnung unmittelbar durchgeführt werden. Nachfolgend sind jedoch noch weiterbildende Schaltungsmaßnahmen angegeben, die sich für die Durchfuhrung des erfindungsgemaßen Verfahrens besonders gut eignen. Anwendungen sind: Bei induktiver Kopplung, die beruhrungsiose Messung von Abstanden und Leitwerten, bzw über dessen Funktionsabhangigkeit weitere physikalische Großen wie Temperatur des Meßteils, Dehnungsmessung, Schichtdickemessungen von Beschichtungen etc; bei direkter Kontaktanschaltung z.B. mit der Meßspule in Serie liegenden niederohmigen Widerstanden oder wie z.B. aus Druckschriften (DE3248034 oder DE3825111/EP0352507) zu entnehmen ist, dazu parallel liegende hochohmige Widerstände, bzw. entsprechende physikalische Abhangigkeitsfunktionen, wie z.B. Temperatur, Feuchtigkeit über den Verlust des Dielektrikums eines Schwingkreiskondensators, etc. Im Besonderen verwendet das Verfahren eine Meßspulenanordnung bestehend aus einer Wechselfeldspule (LM), deren Verlust von dem elektrisch leitenden Meßteil mitbestimmt wird. Dabei kann als Meßteil z.B. unmittelbar an die Wechselfeldspule (LM) über ohmschen Kontakt ein Widerstand (Rx, Fig.6) angeschaltet sein, oder über das elektromagnetische Feld der Wechselfeldspule (LM) das Meßteil (K) in die Meßstelle kontakt- und beruhrungslos eingekoppelt sein (Fιg.1 ). Somit das Meßteil den Verlust der Spule, bzw. des Spulenkreises mitbestimmt (Verlust 1/RVM) und von einer Meßeinrichtung gemessen wird, insbesondere in weiterer Ausfuhrung nach Anspruch 1. Da das Meßteil K nicht galvanisch an die Spule angeschaltet sein muß. laßt sich somit an dem Meßteil, bzw Medium, der Abstand zwischen Wechselfeldspule (LM) und Meßteil (K) beruhrungslos messen oder bei gleichbleibenden Abstand auch die Temperatur des Meßteils (K) beruhrungslos messen. Die beruhungslose Messung des Meßteils (K) ist ein großer Vorteil, jedoch kann die Erfindung beispielsweise genauso verwendet werden um ohmsche Widerstände, insbesondere besonders niederohmige kleine Widerstandswerte (Rx, Fig.6), die der Wechselfeldspule (LM) in Serie geschaltet sind, storstrahlungsfrei zu messen. Oder in Weiterbildung, ein Verfahren für eine durch Verlustvaπation vorgenommene Signalubertragung durchzufuhren.
Stand der Technik, allgemein:
Der Stand der Technik kennt für die Verlustmessung neben Tippmessungen, die den Einschwing- oder Abklingvorgang an der Meßspule auswerten, weiters noch Bruckenschaltungen, oder auch Filterschaltungen, wie Resonanzkreise (LM,Cp Fιg.1) oder Bandfilterschaltungen, in denen jeweils die Meßspule (LM) geschaltet ist. Vgl. z.B. DE 37 33 944 C2, DE 34 40 538 Cl , DE 32 13 602 C2, DE 30 42 781 C2 DE 28 05 935 Cl. DE-AS 26 41 798, DE 42 22 990 AI , DE 39 20 051 AI, DE 39 19 916 AI . DE 31 31 490 AI, DE 2 54 96 27B. FR 26 64 972 AI, EP 04 04 065 AI, EP 02 61 353, EP 02 45 605. Weitere Quellen: die in der DE 42 40 739 C2 weiterhin angegebenen Druckschriften, und die nachfolgend zitierten weiteren Schriften.
Voraussetzungen:
Das erfindungsgemaße Verfahren kann im Prinzip mit jedem dem Stand der Technik entsprechenden Sensor durchgeführt werden, wenn er folgende Eigenschaft aufweist: er benotigt eine über Stellglied umschaltbare Verlustemstelleinπchtung, welche die Eigenschaft aufweisen muß, daß der vom Verlustmeßsensor gemessene Verlustwert unmittelbar an der Meßstelle, das ist die Stelle wo die Feldlinien in das Medium (K) bzw. Meßteil (1/RVM) eindringen (oder bei alternativer galvanischer Anschaltung die Flache bzw. das Volumen des gemessenen Widerstandswertes), der vom Verlustmeßsensor gemessene Verlustwert in seinem Meßwert mittels Stellgroße (BD Fig.l) so beeinflußbar ist, als wäre dieser Einfluß an der Meßstelle selbst (1/RVM) durch das Meßteil vorgenommen worden. An dieser Stelle (Meßstelle) wird nämlich eine gegebenenfalls vorhandene Storsignaleinstreuung aufgenommen, die bei beruhrungsloser Messung im praktischen Anwendungsfall nicht abschirmbar ist Diese Eigenschaft soll als Meßstellen identische Selbsttesteigenschaft des Sensors bezeichnet werden, bei der durch Steuersignal bzw Stellgroße BD ein zusatzlicher ohmscher Verlust unmittelbar an der Meßstelle als Offsetmeßgroße ohne Verwendung von zusätzlichen Kontaktverbindungen oder Umschalteinrichtungeπ additiv zum aktuell gemessenen Verlust eingespeist werden kann Diese Eigenschaft erfüllt nach dem Stand der Technik nur ein Sensorprinzip, das in der Patentschrift DE 42 40 739 C2 veröffentlicht ist und in Fιg.1 als Beispiel dargestellt ist Jedoch können nahezu alle dem Stand der Technik entsprechenden Sensorvarianten auf dieses Prinzip umgerüstet werden
Im Unterschied zu diesem einmaligen Prinzip ist es in der Sensortechnik ansonsten üblich, Selbsttest- oder Kalibrierungszyklen über ein an den Meßeingang angeschaltetes Nachbildungsbauteil vorzunehmen, unter Verwendung von entsprechenden Umschaltern, bzw Multiplexern Eine solche Methode ist für einen Sensor der Schrift DE 32 48 034 verwendet Das verwendete Kalibπerungspπnzip kann zwar störende Nebeneinflusse am Meßschwingkreis eliminieren, jedoch nicht die Storeinstrahlung an der Meßstelie, da diese in unterschiedlichen Meßzyklen an unterschiedlichen Bauteilen (Meßwiderstand und Nachbildungs bzw Referenzwiderstande) unterschiedlich stark sich auswirken Außerdem kann mit einem Sensor nach der DE 32 48 034 nicht beruhrungslos gemessen werden Insbesondere ist die Abschaltung des als Verlust zu messenden Widerstandes vom Sensoreingang wahrend der wechselseitigen Anschaltung der Nachbildungs bzw Referenzwiderstande zwingend erforderlich, daher dieses Prinzip zur Erfüllung vorliegender Aufgabenstellung der Erfindung grundsatzlich ungeeignet
Eine weitere berücksichtigte Schrift, die EP 0352 507, beschreibt einen Verlustsensor, der nach dem Prinzip des Abklingens einer gedampften Schwingung der Hullkurve eines frei Schwingenden Oszillators arbeitet und die Hullkurve über mehrere aufeinanderfolgende Meßintervalle auswertet. Dabei wird vorwiegend der kapazitive Verlust eines Schwingkreises als Meßgroße ausgewertet, der Verlust selbst wird bei der Messung nicht variiert Ein ähnliches Prinzip für die Messung eines induktiven Verlustes ist beispielsweise in der DE 34 40 538 Cl beschrieben. Die genannten Sensoren sehen keine Variation des Verlustes an der Meßstelle vor Dito werden keine Relationen zwischen gesteuerten Verlustanderungen und Amplitudenanderungen für die Ermittlung des Meßergebnisses vorgenommen, wie beim erfindungsgemaßen Verfahren.
Der Vollständigkeit halber wird die in das Prufungsverfahren mit einbezogene Druckschrift SU 1651255 A angegeben, mit der die Erfindung jedoch gleichfalls nicht tangiert
Bei nach dem Stand der Technik besprochenen Sensoren wird die Einstreuung an der Meßstelle in Kauf genommen. Es gibt derzeit keine Sensoren, die in dem Ausmaß, wie es das Prinzip in vorliegender Erfindung ermöglicht, von Einstreuungen an der Meßstelle völlig unabhängig waren
Der vorliegenden Erfindung am nächsten kommt der in der Patentschrift DE 42 40 739 C2 vom gleichen Anmelder veröffentlichte Sensor mit beruhrungsloser Messung, der als einziger die oben genannte Meßstellen identische Selbsttesteigenschaft aufweist, über die eine Offsetmeßgroße unmittelbar an der Meßstelle eingespeist werden kann, ohne daß ein Schalter, Umschalter oder Multiplexer erforderlich wäre, bei andauernd angeschaltetem Verlust (1/RVM) der Meßgroße
Stand der Technik, zutreffend selektiert:
Somit kann die vorliegende Erfindung als Verbesserungserfinduπg des Gegenstandes der DE
42 40 739 C2 (veranschaulicht in Fιg.1) angesehen werden, welcher ein Verfahren zur Messung eines in eine Meßspulenanordnung eingekoppelten Verlustes (1/RVM) betrifft, bestehend aus einer Wechselfeld-Meßspule (LM) und einem durch Stellsignal (BD) versteilbaren Widerstand (Rp) der als zusätzlicher Verlust (1/RVL) an die Meßspule angeschaltet ist und den Gesamtverlust (1/RVM + 1/RVL) der Meßspule (LM) entsprechend variiert Weiters einer Bewertung (BW), die aus dem Wert des verstellbaren Widerstandes (Rp) und einer Amplitudenmessung (us) der Meßspule den in die Meßspule eingekoppelten Verlust als Meßwert (mp) ermittelt. Dabei ist bevorzugt die Meßspule (LM) Bestandteil eines Parallelschwingkreises (LM, CP) über dessen Transformationswirkung der parallel dazu angeschaltete verstellbare Widerstand (Rp) als serieller Verlust in die Meßspule LM eingekoppelt ist und als Gesamtverlust (1/RVM + 1/RVL) auftritt wobei 1/RVM der über die Meßstelle (K) eingekoppelte Verlust ist inklusive des Eigenverlustes durch den ohmschen seriellen Widerstand der Meßspule, unα 1/RVL der über die Transformation αes Scnwmgkreises angeschaltete Verlust des Stellwiderstandes Rp ist. Als Sonderfall ist der Stellwiderstand Rp als geschalteter Festwiderstand ausgebildet der über einen elektronischen Schalter HS wahlweise angeschaltet oder abgeschaltet (unendlich) wird. Die unterschiedlichen Ausfuhrungsvarianten sind der DE 42 40 739 C2 (als Stand der Technik) zu entnehmen. Fιg.1 ist auch dieser Anmeldung entnommen Fιg.1 zeigt die in der DE 42 40 739 C2 bereits vorgeschlagene Ausfuhrungsvariante, bei der die Meßspule (LM) Bestandteil eines Resonanzkreises (LM, Cp) ist. K... etrifft die elektrische Leitfähigkeit eines Materials bzw. einer Umgebung, innerhalb der sich die Feldlinien der Meßspule (LM) befinden.
Aufgabenstellung vorliegender Erfindung ist, das Verfahren aus der DE 42 40 739 C2 so abzuändern, daß es völlig immun gegen Storeinstrahlung ist. Wenn z.B. eine der Meßfrequenz entsprechende Frequenz direkt in den Resonanzkreis (LM, Cp) der Wechselfeldspule (LM) einstrahlt, dann soll dies nichts ausmachen, auch wenn z.B. die aufgenommene Storstrahlung ein Vielfaches der Meßamplitude wäre. Gelöst wird diese Aufgabe dadurch, daß zum Erhalt eines dem zu messenden Verlust des Sensors entsprechenden Meßwertes nicht nur ein einzelner, oder konstant gehaltener Amplitudenwert gemessen ist, sondern mehrere Messungen als Relativmessungen zueinander (Relationen) vorgenommen sind, die so zueinander in Relation gesetzt werden, daß daraus das Meßergebnis unabhängig von den absoluten Werten der Meßamphtude des Resonanzkreises (z.B. als deren Verhältnis) unter Einbeziehung der benutzen Widerstandsverhaltnisse abgeleitet werden kann. Dabei ist das Verfahren nicht auf eine Schwingkreisschaltung beschrankt, genauso konnte z.B. mit einer Baπdfilterschaltung, oder anderen Filterschaltung, oder auch mit einer Bruckenschaltung das Verfahren durchgeführt werden. Vgl. dazu die DE 42 40 739 C2. In weiterer Verbesserung ist bei Verwendung der Option, in der die Wechselfeldspule (LM) in einen Resonanzkreis geschaltet ist, noch eine Konstantstromemspeisung für den Resonanzkreis verwendet, die das Verfahren noch weiterhin in Bezug auf Storsignalunterdrückung verbessert. Diese Konstantstromspeisung ist jedoch nicht zwingend notwendig.
Die Verbesserung (in vorliegendet Etftndung nach dem kennzeichnenden Teil des Anspruch 1, veranschaulicht in Fιg.2b und Fιg.2c), betrifft die erfinderische Maßnahme, daß ein Meßwert (mp) über mehrere (mindestens zwei) Meßschritte (tl, t2) ermittelt ist, in welchen der verstellbare Widerstand (Rp) unterschiedlich eingestellt ist und zu diesen unterschiedlichen Widerstandsemstellungen (Rpl,Rp2) die Ampiitudenmessungen (usl, us2) an der Meßspule (LM) jeweils vorgenommen sind, wobei im Unterschied zur DE 42 40 739 C2, der Meßwert (mp) aus der Werteänderung (z.B. aus dem Verhältnis) der in den einzelnen Meßschritten (tl. t2) verwendeten Widerstandseinstellungen (Rpl. Rp2) und zugehörigen Amplitudenaπderungeπ (usl, us2) ermittelt ist, z.B. unter Verwendung einer Verhaltnisrechnung und/oder Abrufen tabellarisch gespeicherter Funktionswerte. Vgl dazu nachfolgend die zu Fιg.2b und Fιg.2c beschriebene Ausfuhrungsvarianten
Bei dem bevorzugten Verfahren wird die Eigenschaft des Verfahrens nach der DE 42 40 739 weiterhin genutzt, welche der Bewertungseinπchtung (BW) gestattet, eine Verlustanderung des Meßergebnisses gesteuert (vgl. Stellgroße BD, Fιg.1) so vorzunehmen, als wäre dieser Einfluß an der Meßstelle selbst, welche sich (z.B. kontaktfrei) im elektromagnetischen Feld der Meßspule befindet, vorgenommen worden
Die Lösung der gestellten technischen Aufgabe entspricht oben genannter Verbesserung, bzw dem Anspruch 1. Der Oberbegriff des Anspruch 1 entspricht dem Stand der Technik nach der zitierten DE 42 40 739 C2 mit einer dazu passenden Schaltungsausfuhrung nach Fig 1 , jedoch unter Berücksichtigung, daß das erfindungsgemaße Verfahren mit allgemeinen, dem Stand der Technik bekannten Schaltungen durchgeführt werden kann.
Die Schaltung nach Fιg.1 kann unmittelbar dazu verwendet werden, um entsprechend dem erfindungsgemaßen Verfahren in den Meßzeitintervallen tl und t2 die Rp-Werte über ein Steuersignal (BD) entsprechend umzuschalten, was nach der DE 42 40 739 C2 einer entsprechenden Variation der Meßgroße unmittelbar an der Meßstelle (1/RVM) durch das Meßteil selbst entspricht. In erfmdungsgemaßer Erweiterung des Verfahrens nach DE 42 40 739 C2 sind zu jedem Umschaltwert von Rp (Rpl , Rp2), bzw. zu dem sich daraus ergebender Variationswert des Summenverlustes an der Meßstelle, die dabei auftretenden zugehörigen unterschiedlichen Spannungswerte ul und u2 gemessen. Im nachfolgenden Abschnitt „Bevorzugte Ausfuhrungsbeispiele und Varianten" sind zwei Sonderfalle für die Durchfuhrung dieses Meßverfahrens beschrieben und als Variante 1 und Variante 2 bezeichnet.
Wesentliche Unterschiede zum Stand der Technik:
Somit ergeben sich unter Bezugnahme des zitierten Standes der Technik folgende Unterschiede:
Die in das Prufungsverfahren einbezogene in der DE 32 48 034 angegebene Schaltung, welche unter Verwendung von Referenzwiderstanden, kalibrierte Istwerte ersatzweise an den Meßemgang anschaltet, ist dem Durchschnittsfachmann als Eichverfahren durch Lernen allgemein bekannt und darf nicht mit dem in vorliegender Erfindung angegebenen Verfahren verwechselt werden. Das in vorliegender Erfindung verwendete Verfahren schaltet an den Meßemgang keine Kalibπerungswiderstande als Ersatzwiderstand zum Meßwert an, sondern vergrößert lediglich den Verlust der Meßgroße an der Meßstelle bei über sämtliche Meßschritte des Verfahrens fortdauernd (d.h standig) angeschaltetem Meßwert (ohne daß eine Umschaltung an der Meßstelle vorgenommen ist). In Weiterbildung kann der Verlust der Meßgroße an der Meßstelle nicht nur vergrößert, sondern durch Hinzuaddieren eines genauen negativen Verlustes insbesondere auch verringert werden. Dadurch wird ein völlig neues Anwendungsfeld für einen solchen Sensor erschlossen.
In sämtlichen Meßzyklen bleibt die eigentliche Meßgroße standig angeschaltet (im Unterschied zu den in das Prufungsverfahren mit einbezogenen Druckschriften) Dito sind auch keine Multiplexer für die Anschaltung von Referenzwiderstanden am Sensoreingang vorgesehen.
Außerdem, und daß ist ein sehr wesentlicher Unterschied, sind in den Veröffentlichungen der recherchierten Druckschriften, keine Relationsdefinitionen für in unterschiedlichen Meßzyklen durch (additive) Stellgroße unterschiedlich eingestellte Verlustwerte zu entsprechenden Meßwerte- bzw. Spannungswerterelationen für die Bestimmung des Meßwertes vorgesehen Somit durch vorliegende Erfindung diesbezüglich völliges Neuland für die Möglichkeiten der Benutzung eines Verlust Meßsensors betreten wird In der in das Prufungsverfahren einbezogenen DE 32 48 034 wird für die beschriebene Kalibπerungsmessung keine Reiationsbewertung vorgenommen, sondern es erfolgt lediglich bei abgeschaltetem Meßwerteingang die interne Absoiutmessung eines Referenzwiderstandes um eine Tabelle durch Lernen nach gemessenen Absolutwerten kalibrieren zu können Dagegen in vorliegender Erfindung die bevorzugte Relationsdefmition in das erfindungsgemaße Verfahren eingebunden ist, und in zwei alternativen Varianten in beide Richtungen angewendet werden kann (über die Meßschritte tl und t2: mit 1/RVL1 und usl in tl ; bzw. mit 1/RVL2 und us2 in t2)- a) in einer ersten Variante wird aus der sich zu einer über die Stellgroße (BD) eingestellten Verlustwerterelation (1/RVL1 + 1/RVM bzw 1/RVL2 + 1/RVM) ergebenden Amplitudenwerterelation (usl, us2) auf die Meßgroße (mp) geschlossen (Verlustwerterelation wird als Konstante vorgegeben, sich einstellende Amplitudenwerterelation wird gemessen) b) in einer zweiten Variante wird zu einer vorgegebenen Amolitudenwerterelation (usl, us2), die über die Stellgröße (BD) durch Nachsteilen der Verlustwerterelation (1/RVL1 + 1/RVM, 1/RVL2 +1/RVM) erreicht ist, aus der entsprechenden Verlustwerterelation auf die Meßgroße (mp) geschlossen (Amplitudenwerterelation wird als Konstante vorgegeDen und über die Verlustwerterelation eingestellt)
Diese wesentlichen Unterschiede betreffen auch die weiterhin zitierten Druckschriften EP 0352 507 und SU 1651255 A
Bevorzugte Ausfuhrungsbeispiele und Varianten:
Ausführungsvariante 1: Für nachfolgend erläuterte Ausführungsvariante 1, werden m den Meßintervallen tl und t2 jeweils nach festen Relationen umgeschaltete Verlustwerte, bzw. Widerstände (Umschaltung von Wert Rp=Rpl in tl auf Wert Rp=Rp2 in t2) verwendet. Dabei sind die Meßintervalle tl und t2 so gewählt, daß in den aufeinanderfolgenden Meßintervallen von einer gleichbleibenden Meßgroße (1/RVM) ausgegangen werden kann. Die den umgeschalteten Verlustwerten zugehörigen Amplitudenwerte (Spannungswerte ul in tl bzw. us2 in t2) werden gemessen und aus der Relation von Verlustwerten (Rpl, Rp2) und Spannungswerten (ul, u2) die Meßgroße ermittelt. Diese Vorzugsvariante des Verfahrens wird in Fig.2b veranschaulicht (vgl. ergänzende Erläuterung in nachfolgendem Kapitel „Die einzelnen Figuren zeigen").
In bevorzugter Weiterbildung ist für eine weitere Vereinfachung, die bevorzugte Anschaltung zweier unterschiedlicher Verlustwerte (1/RVL) über den stellbaren Widerstand Rp der Sonderfall bevorzugt, einen konstanten Parallelwiderstand Rp für eine der beiden Messungen (t2) anzuschalten, und für die andere Messung (tl) abzuschalten, wobei die Messungen so schnell hintereinander erfolgen, daß sich der gemessene Verlustwert (1/RVM) zwischen diesen Messungen nicht wesentlich ändert. Bei konstantem Resonanzkreisstrom (ires) ergibt sich die Beziehung: usl/us2 = Rpl/Rp2, wobei Rpl = unendlich, somit 1/RVL=0 ist und 1/RVM gemessen wird;
Rp2 = Rp, bzw. 1/RVL angeschaltet ist und 1/RVL + 1/RVM = 1/Rp' gemessen wird.
Ware z.B. usl = 2 * us2, dann ist 1/RVL=1/RVM mit 1/RVM zu messender Verlust, dem noch der Eigenverlust der Spule abzuziehen ist, was z.B. durch Tabelle berücksichtigt ist, vgl. DE 42 40 739 C2. Je nach Erfordernis können die Sensoren auch durch Lernvorgang exemplarisch geeicht werden, z.B. auch bei Temperaturmeßanwendungen mit einem Referenzsensor, der ein anderes physikalisches Prinzip aufweist. Oder bei Schichtdickemessungen von Beschichtungen durch exemplarisches Testen.
Allgemein gilt : RVM ~ Rp' * usl/us2, wobei - für proportional steht (z.B. als
Eingangswert für eine Lineaπsieruπgs- tabelle). Dabei kann Rp auch eine Konstante sein, weshalb man mit einem Widerstandswert für Rp auskommt.
Ausführungsvariante 2:
In nachfolgend erläuterter Ausführungsvariante 2 wird in den Meßmtervallen tl und t2 eine feste Relation der jeweils gemessenen Spannungswerte (ul in tl bzw. us2 in t2) durch entsprechende Widerstandsabgleichvaπation über die in den Meßintervallen umgeschalteten Verlustwerte, bzw. Widerstände (Umschaltung von Wert Rp=Rpl in tl auf Wert Rp=Rp2 in t2) eingestellt und aus der beim Widerstandsabgleich erhaltenen Verlustwertrelation die Meßgroße ermittelt. Diese Vorzugsvariante des Verfahrens wird in Fig.2c veranschaulicht (vgl. auch nachfolgendes Kapitel „ Die einzelnen Figuren zeigen").
Diese Ausfuhrungsvariante ermöglicht es den Analog/Digitatwandler für die Umwandlung der Meßspannung us, weiters auch die Rechenoperation usl/us2 einzusparen. Anstelle des Anaiog/Digitalwandlers kann mittels Spannungsteiler und Komparator ein festes Verhältnis usl/us2 geprüft werden, z.B. ob usl/us2=2 ist. Ist dies der Fall, dann ist 1/RVL=1/RVM (vgl obiges Beispiel). Um usl/us2=2 zu erreichen, ist dann der verstellbare Widerstand Rp als digital einstellbare Widerstandskaskade ausgebildet, z.B ein bei A/D-Wandlern übliches Netzwerk dessen erstes oder weitere MSB mosf sgmificant bit) den betreffenden Widerstandswert entsprechend statisch hochohmig setzen (als Offsetwert), wobei mit den niederwertigeren bits der Abgleich von usl/us2 vorgenommen ist. Vgl. dazu auch DE 42 40 739 C2, weiters nachfolgend erläutertes Beispiel zu Fιg.3 Durch schrittweise Fortschaltung oder successive Approximation wird dann die Einstellung von usl/us2=Konstante, z.B. =2 vorgenommen. Dabei kann für diese Konstante das Verhältnis usl/us2 beliebig festgelegt werden, wenn dies bei der Ergebnisumsetzung entsprechend berücksichtigt wird. Weiters kann, wie in der DE 42 40 739 C2 bereits vorgeschlagen, die Verstellung der Widerstandskaskade Rp über eine Lmeaπsierungstabelle derart erfolgen, daß als Endergebnis bereits der Meßwert vorliegt, der dann der oben angegebenen mathematischen Beziehung entspricht (skaliert nach Meßaufgabe) in Unterscheidung zur DE 42 40 739 C2 sind bei dem Verfahren in vorliegender Erfindung für die Ermittlung eines Meßwertes (mp) jedoch mindestens zwei Meßschritte vorgesehen, ein Meßschritt (tl), bei der der Widerstand Rp=unendlιch geschaltet ist (der Einfachheit wegen lediglich mit HS abgeschaltet) und ein weiterer Meßschritt (t2), der in eine Vielzahl von Abgleichschπtten zur Herstellung des festen Verhältnisses usl/us2=Konstante unterteilt ist (zur Vereinfachung, damit mit einem billigen Mikrocontroller der Dividiervorgang eingespart werden kann). Wird jedoch das Verfahren mit unmittelbarer Berechnung des Verhältnisses usl/us2 (variabel) bei Rp2=konstaπter Wert entsprechend der Ausfuhrungsvariante 1 benutzt, dann entfallen zwar die Abgieichschπtte innerhalb von t2, jedoch kann usl/us2 nicht mehr als Konstante festgelegt werden.
Wird beispielsweise für das vorliegende erfindungsgemaße Verfahren die Ausfuhrungsvariante 2 mit Verwendung des bevorzugten Abgleichs nach einem konstanten Spannungsverhaltnis usl/us2=konstant bei variablem Rp2 gewählt und weiterhin eine Tabelle für die Auswertung benutzt, wie z.B. in nachfolgender Erläuterung zu Fιg.2c beschrieben, dann kann auf die Konstanthaltung des Resonanzkreisspeisestromes verzichtet werden; es ist ausreichend wenn der Speisewiderstand (Ri) des Resonanzkreises konstant bleibt, wobei dann z.B eine entsprechend ausreichend stabile Speiseschaltung, z.B ein Oszillator (OSZ), in dem der Resonanzkreis (LM, Cp) frequenzbestimmend geschaltet ist, verwendet ist. Vgl dazu die nachfolgende Erläuterung zu den Figuren zu Fιg.2c.
Weiterbildende Ausführung mit Konstantwechselstromspeisung des Resonanzkreisstromes:
Kann für die Schaltungsauslegung der Speisewiderstand (Ri) des Resonanzreises für eine verlangte Meßgenauigkeit nicht entsprechend hochohmig gegenüber der Meßgröße RVM (vgl. 1/RVM) gemacht werden, dann ist als optionale Weiterbildung eine Konstantwechselstromspeisung (ires) für die Speisung des Parallelschwingkreises vorgesehen. Dies gewahrleistet, daß die über die Zeitmtervalle tl und t2 zu unterschiedlichen Rp bzw. 1/RVL Werten gemessenen unterschiedlichen Spannungswerte ul und u2 stets zu identischen Strömen (iresl = ires2) des Resonanzkreises (LM, Cp) auftreten
In einer einfacheren Version, kann die Konstantregelung des in den Schwingkreis eingespeisten Konstantwechselstomes (ires) gut über das Stellen der Versorgungsspannung des Oszillators erfolgen, wenn der an den Parallelschwingkreis (LM, Cp) der Sensorspule (LM) angekoppelte Ausgangsinnenwiderstand der Speiseschaltung konstant bleibt. Über einen mit dem Ausgangsinnenwiderstand des Oszillators (OSZ) in Serie geschalteten Meßwiderstand (Rmi, Fig.5) wird der Resonanzkreisstrom auf maximale Amplitude überwacht (Fuhlerspannung) und über den Mikrocontroller ein D/A-Wandler angesteuert, der über eine entsprechende Verstarkerschaltung die Osztllatorversorgungsspannung liefert, (vgl. auch nachfolgend zu Fιg.5).
Weiters kann auch anstelle einer durch den Parallelresonanzkreis frequenzbestimmend durch Rückkopplung der Schwingkreisschaltung selbsterregend geschalteten Oszillatorschaltung eine Fremdspeisung des Parallelschwingkreises (LM,Cp) vorgenommen sein, bei der in den Schwingkreis ein Konstantwechselstrom durch eine weitere Oszillatorschaltung (z.B. als Rechteckspannung) eingespeist wird. Die Fremdspeisung von als Verlustmeßsensoren ausgeführten Parallelschwmgkreisen ist jedoch grundsätzlich Stand der Technik, vgl. z.B. die zitierte DE 32 48 034.
Nachfolgend weitere grundsätzliche Weiterbildungsausfuhrungen der Erfindung beschrieben: eine betrifft die Anwendung der bevorzugten relationalen Messung zur Herstellung einer Korrelationsbeziehung zwischen einer gegebenenfalls vorhandenen Hullkurve des am Meßschwingkreis auftretenden Signals und zugehöriger Ableitung der für die Verlustbestimmung benotigten Spannungswerte usl, us2, bzw dito für die weiterhin nachfolgend beschriebene Kompensationsmessung uoff, uon
Nachfolgend sind noch weiterhin bevorzugte Weiterbildungsmaßnahmen der Erfindung beschrieben-
Analyse der Eigenschaften für die Störsignalunterdrückung des bevorzugten Verfahrens: vgl. dazu auch Fig.49.
Die erforderliche Meßzeitdauer Ttot muß die bei der Verstellung des Verlustes (Rp) des Parallelresonanzkreises gegebenen Einschwingzeiten (tset) berücksichtigen bis nach einer Verstellung des Verlustes (Rpl bzw. Rp2) die Amplituden den Relationen von usl und us2 entsprechen Weites ist in tuset auch die Einschwingzeit für die Konstantreglung der Schwingkreis Amplitude enthalten Wie nachfolgend noch eingehend erläutert wird, ist das Zeitraster von Ttot auch dazu verwendet, um den durch die Hullkurve einer Storsignaluberlagerung entstandenen Fehler des Meßsignals zwecks Korrektur dieses Fehlers mitabzutasten. Dabei wird zwischen einem asynchronen und einem synchronen Modus unterschieden: Im asynchronen Modus wird ein festes Meßzeitraster Ttot verwendet, in synchronen Modus hingegen, wird das Meßzeitraster durch sich periodisch wiederholende Stellen der Hullkurve des Storsignals (z.B. Maximum- Minimum Werte) gebildet.
Für ein Storsingal, dessen gegebenenfalls vorhandene Hullkurvenpeπodendauer (TH) wesentlich langer ist als die erforderliche Meßzeitdauer Ttot, ist für die Wahl des Meßzeitrasters für die Durchfuhrung der Meßschritte tl bzw. t2, in denen die Verlustwerteeinstellung (Rpl , dito für Rp2) zur nachfolgenden Messung der Maximalwerte (usl, dito für us2) der Spannungsamplitude erfolgt, keine Synchronisation zur Hullkurvenpeπode der Storeinstrahlung erforderlich Da bei einer solchen Messung die Abtastung der Amplitudenwerte in willkürlicher Phaselage zur Hullkurve des Meßsignals erfolgt, bezeichnen wir diese Betriebsweise (Modus) als asynchronen Modus.
Beeinträchtigt dagegen eine in Relation zur erforderlichen Meßzeitdauer Ttot zu kurze Hullkurvenpeπodendauer (TH) die geforderte Genauigkeit der Meßwertermittlung, dann werden die Zeitpunkte für die Einleitung der Meßschritte tl, t2 nach stabilen Phasenlagen des Meßsignals in Bezug auf Peπodizitat der Storsignal-Hullkurve des Meßsignals synchronisiert Diese Art der Messung bezeichnen wird daher als synchronen Modus Die stabilen Phasenlagen ergeben sich z.Bsp jeweils aus einem Minimalwert oder Maximalwert der Hullkurve im jeweils eingeschwungenen Zustand des Parallelschwingkreises Eine Abtastung dieser Werte erfolgt z.B. derart, daß (in absoluten Werten gesehen), der Umkehrpunkt der standig zunehmenden (oder negativ abnehmenden) Amplitudenwerte der Hullkurve durch standigen Vergleich mit dem jeweils vorherigen Wert ermittelt wird, und bei Erhalt des Umkehrpunktes, der vorherige Wert als Maximalwert, bzw. Minimalwert definiert wird.
In vorzugsweiser Weiterbildung ist eine automatische Umschaltung von synchronen und asynchronen Modus vorgesehen, mit dem Vorteil daß bei einer gegenüber der Meßfrequenz des Sensors besonders niedrigen Hullkurvenfrequenz einer gegebenenfalls vorhandenen Storemstahlung (z.B Netzeinstreuung), die Meßwiederholrate des Sensors nicht unzulässig abnimmt (was im Synchronmodus der Fall wäre). Die Ableitung eines Detektorsignals für die Umschaltung der beiden Modi erfolgt durch standige Messung der zwischen den Maximum Minimum Werten der gegebenenfalls vorhandenen Hullkurve liegenden Zeiten TH. Unterschreitet das Verhältnis TH/Ttot einen bestimmten Wert, dann erfolgt die Umschaltung in den Synchronmodus, bei Überschreitung dieses Wertes die Ruckschaltung in den asynchronen Modus
Nähere Beschreibung des asynchronen Modus:
Im asynchronen Modus erfolgt die Dedektierung der Hullkurve des Storsignals zum Zwecke der Ableitung einer Korrekturgroße für die Relationsbeziehung zwischen vorgenommener Verlustwerterelation Rpl/Rp2 und dazu gemessenen Spannungswerten, um ein Korrelationsverfahren durchfuhren zu können. Dabei ist darauf geachtet, daß die zur Ableitung der Korrekturgroße vorgenommene Abtastung der Hullkurve über die Zeitdauer eines stabil gehaltenen Stellwiderstandes Rp (entsprechend voreingestelltem Wert Rpl oder Rp2) erfolgt Bei dieser Hullkurvenabtastung wird davon ausgegangen, daß innerhalb der erforderlichen Meßzeitdauer Ttot, welche alle Vorgange zur Ermittlung eines jeweils zu messenden Verlustwertes beinhaltet (vgl. tl:Rpl,usl, dito t2:Rp2,us2), die jeweils gemessenen Spannungswerte einer Interpolationsvorschπft folgen, die eine lineare Interpolation der von der Hullkurve innerhalb der Meßzeitdauer Ttot vorgenommenen Werteveranderung zulaßt. Dabei ist auch die Abfrage implementiert, ob dies innerhalb der geforderten Meßgenauigkeit des Sensors auch zutrifft.
Es ist für Tot ein festes Zeitraster vorgesehen, das zu jeder Umschaltung vom synchronen in den asynchronen Modus gestartet (getriggert) wird und anschließend frei lauft und erforderlichenfalls auch mit einem von der Frequenz der Hullkurve abgeleiteten Synchronsignal derart nachsynchronisiert werden kann, daß die Frequenz des Meßzeitrasters Ttot ein stabiles Verhältnis zu einem ganzzahligen Vielfachen der Meßfrequenz des zur Verlustmessung verwendeten Parallelschwingkreises (LM, Cp) hat.
Über jeweils zwei aufeinanderfolgende Zeitabschnitte von (jeweils) Ttot wird der durch die Stellgroße BD eingestellte Verlustwert Rp konstant gehalten, wobei zu Beginn des ersten Zeitabschnittes Ttot(n) die Verstellung des Widerstandswertes Rp erfolgt. Am Ende von Tot(n) wird der zugehörige Spannungswert us* gemessen (* steht für usl, bzw. us2 je nachdem ob Rpl oder Rp2 selektiert ist) und als Vergleichswert us*(vorher)=us* in den nachfolgenden zweiten Zeitabschnitt Ttot(n+l) übernommen Im zweiten Zeitabschnitt Ttot(n+l) bleibt der im vorherigen Zeitabschnitt Tot(n) eingestellte Verlustwert von Rp unverändert. Am Ende von Ttot(n+l) wird der aktuelle Wert von us* (usl, bzw. us2 je nachdem ob Rpl oder Rp2 selektiert ist) wieder gemessen und mit dem aus dem vorherigen Zeitabschnitt Ttot(n) übernommenen Wert us*(n) zur Ermittlung des Anstieges der Hüllkurve (durch Differenzbildung) in Relation gesetzt, ergιbt/us*(vorher)-us*/=DIFF(usl) bzw. DIFF(us2), je nachdem ob Rpl oder Rp2 selektiert ist.
Da entsprechend dem erfindungsgemäßen Verfahren zwei generelle Verfahrensschritte, bezeichnet mit tl und t2, vorgesehen sind, und ein jeder dieser Schritte jeweils zwei aufeinanderfolgende Zeitabschnitte des Zeitrasters Ttot enthalt, sind somit vier aufeinanderfolgende Zeitabschnitte von Ttot für die Abarbeitung der Verfahrensschritte tl und t2 für die Ermittlung eines Meßwertes vorgesehen. Durch diese Verfahren kann dann eine gegebenenfalls durch ein Storsignal eingestreute Hullkurve auch für einen sehr großen Modulations- bzw. Uberlagerungsgrad bei der Ermittlung des Meßwertes völlig eliminiert werden. Dabei kann sowohl für den Stellwert Rpl mit usl, als auch für den Stellwert Rp2 mit us2 jeweils der Anstieg der Hullkurve ermittelt werden. Somit erhalten wir die Ergebnisse DIFF(usl) und DIFF(us2) als Differenzwerte der Amplitudendifferenz, welche der Hullkurve des Storsignals im Meßzeitraster Ttot jeweils zu den Meßzeitpunkten von usl und us2 entsprechen Um eine Aussage zu machen, ob über einen Kleinsignalbereich (bei Annäherung des Anstiegs mit einer dem Anstieg entsprechenden Tangente) dieser Kleinsignalbereich über die Dauer des Verfahrens entsprechend der Schritte tl und t2 ausreichend linear ist, werden die jeweils erhaltenen Differenzwerte DIFF(usl) und DIFF(us2) jeweils mit den aus den vorherigen Schritten DIFF(usl vorher) und DIFF(us2 vorher) ins Verhältnis gesetzt um die Änderung (also die zweite Ableitung) vom Anstieg der Hullkurve zu erhalten: Vusl = DIFF(usl vorher)/DIFF(usl) bzw. Vus2 = DIFF(us2 vorher)/DIFF(us2). Je nach Erfordernis kann dabei auch noch Vusl/Vus2 ins Verhältnis gesetzt werden, dito die Verhältniskette auch aus DIFF(usl vorher)/DlFF(us2) bzw DIFF (us2 vorher)/DIFF(usl) gebildet werden, usw. Durch diese Verhältniskette wird geprüft, ob die an der Messung us/us2 beteiligten Werte einer einigermaßen linearen Beziehung für die Anstiegsveranderung entsprechend dem Hullkurvenverlauf folgen, wenn ja werden die Ergebnisse verwertet, wenn nein, dann werden die Ergebnisse nicht verwendet. Je nach Aufwand, kann anstelle des linearen Verlaufs auch nachgerechnet werden, ob der Verlauf z.B einer Sinus Funktion entspricht.
Somit sind an der Hüllkurvenabtastung jeweils die letzten acht Zeitabschnitte des Zeitrasters Tot mit den sich wiederholend enthaltenen Meßschritte Paaren (tl_vorher und tl), bzw (t2_vorher und t2), beteiligt. Für eine absolute Lineaπtät der Tangente (damit ist ein unveränderlicher Anstieg der Hullkurve über die gesamte Meßfolge aller acht Zeitrasterschritte Tot gemeint), ist keine Änderung des Anstieges zwischen den Meßschritte Paaren (tl__vorher und tl) bzw. (t2_vorher und t2) feststellbar, dann ist dieser Wert V(usl)=l bzw. V(us2)=l . Abweichend davon (1+x oder 1-x) zeigt das Ergebnis an, ob der Fehler F (F großer, bzw. kleiner x) zulassig ist. Ist der Fehler F in Bezug auf geforderte Genauigkeit zu groß, dann wird der Wert nicht berücksichtigt, und die Ausgabe neuer Meßwerte solange unterdruckt, bis der Fehler F wieder im zulassigen Bereich hegt. Das kommt jedoch auf die Applikation an. Für bestimmte Applikationen ist es auch sinnvoll, auch ungenaue Meßwerte (usl, us2) zu verwenden indem sie entsprechend dem Hullkurvenverlauf korrehert werden.
Weiters ist noch vorgesehen, als eine Art Rauschsperre die absoluten Differenzwerte DIFF(usl) bzw. DIFF(us2) in Relation zum vorhandenen Absolutwert der als Maximalwert jeweils gemessenen Amplitude us* zu setzen: W=DIFF*/us* (* steht für entsprechende usl bzw. us2), ob der Uberlagerungs- bzw. Modulationsgrad der Hüllkurve in Nahe des Nulldurchganges überhaupt noch eine brauchbare Meßsignalabtastung zulaßt. Für den Fall, daß W zu klein gerat, ist die Amplitude us* zu klein im Vergleich zur mit diesem Amplitudenwert DIFF gebildeten Differenz, d.h. die abgetastete us* befindet sich in Nähe des Nulldurchganges der Hullkurve bei einem zu großen Uberlagerungs- bzw. Modulationsfaktor der Einstreuung In diesem Fall (W zu klein), werden die ermittelten Meßwerte solange ausgelassen, bis W wieder ausreichend groß wird.
Ist W ausreichend groß und liegt der festgestellte Krummungsfehler F (bezuglich des Anstiegsvergleichs der Tangenten in den Meßpunkten ul(vorher) mit usl, bzw. us2(vorher) mit us2) innerhalb der zulassigen Toleranz, dann wird mit dem erhaltenen Fehlerwert x, bzw. der erhaltenen Relationsfaktor 1+x (wobei x positiv oder negativ) das erhaltene Amplitudenverhaltnis usl/us2 entsprechend korrigiert, da die Relationsdefmition eine waagrechte Tangente (also eine Hüllkurve mit dem Anstieg Null, d.h. keine Hüllkurve) voraussetzt. Dies ist einfach wenn die erste Ausfuhrungsvariante 1 mit vorgegebener Verlustwerterelation (Rpl/Rp2) durchgeführt wird. Wenn dagegen die zweite Ausfuhrungsvariante 2 mit Nachstellung des Widerstandswertes Rp zwecks Abgieich für ein definiertes Amplitudenverhaltnis (us/l/us2=Konstante) verwendet ist, dann wird anstelle einer rechnerischen Korrektur eines gemessenen Amplitudenverhältnisses usl/us2, diese Konstante korrigiert nach der Rp mit us2 (bei angeschaltetem Rp) jeweils abgeglichen werden soll. Für eine Schaltung nach Fιg.4b entspricht diese Konstante dem Widerstandsverhaltnis des Spannungsteilers Rva/Rvb, wobei einer der beiden Widerstände des Spannungsteilers digital einstellbar gemacht ist und diese Einstellung vom Mikrocontroller entsprechend dem erhaltenen Ergebnis von V(us2) als Korrekturgroße vorgenommen wird. Das Ergebnis von V(usl) bleibt dabei unberücksichtigt, da dieser Amplitudenwert ohne Abgieich bei abgeschaltetem Stellwiderstand Rp im vereinfachten Verfahren mit Schaltung nach Fιg.4b gemessen ist.
Beispiel: Zeitraster Ttot(n) Ttot(n+x), triggerbar und Quarz stabilisiert
Der nachfolgend dargestellte Abschnitt beginnt und endet jeweils nach dem Kontrolischπtt des Anstieges von t2 und Korrekturschritt von us2 in standiger Wiederholung, wenn nicht in den synchronen Modus umgeschaltet wird, tl und t2 bezeichnen jeweils die usl und us2 zugehörigen Meßzyklen, bzw. -schritte entsprechend dem bevorzugten Verfahren. Vgl. dazu auch Fig.**.
Rplmit Messung von usl betrifft Abgleichschritt 1 (Rp-unendlich) Rp2mιtMessung von us2 betrifft Abgleichschritt 2 (Rp=angeschaltet)
Für Ausfuhrungsvariante 1, Rp - an - und abschaltbarer Festwiderstand, usl /us2 gemessen und daraus Meßwert 1/RVM' ermittelt, Rechnerisch: RM=Rp*(ul /u2-l), wobei der Zusammenhang zwischen RM und 1/RVM'uber Tabelle, oder 1/RVM'unmιttelbar über Tabelle aus usl/us2.
Für Ausfuhrungsvariante 2, Rp = Abgteichkaskade (z.B. D/A- Konverternetzwerk) und Spannungsteiler zur Festlegung der Konstante usl/us2 digital einstellbar, wobei Meßwert 1 /RVM' über Tabelle aus Stellgroße BD von Rp ermittelt.
. Ttot(n-4) war Abgleichschritt für tl . Ttot(n-3) war Kontrollschritt des Anstieges von tl, liefert DIFF( usl), Vorzeichen des Anstieges
. Ttot(n-2) war Abgleichschritt für 12
. Ttot(n-l) war Kontrollschntt des Anstiegs von t2 , liefert DIFF(us2), Vorzeichen des Anstieges in Ttot(n-3) DIFF(usl) Zwischenspeichern;
Ttot(n): Abgleichschritt für tl
(1) Rp einstellen, z.B. Rpl
(2) Ires abgleichen (Option), über Zeitdauer tiset
(3) Bei Ende von Ttot(n), d.h. auch mit Sicherheit Zeit tuset eingehalten, erfolgt Messung von z.B. usl,
Rpl bleibt unverändert, usl Zwischenspeichern,
Ttot(π+l): Kontrollschntt des Anstiegs von tl aus Ttot(n-3) wird DIFF(usl vorher) übernommen, aus Ttot(n-l) wird DIFF(us2 vorher) übernommen, dito Vorzeichen des Anstieges, aus Ttot(n) wird usl(vorher) übernommen,
(1) Bei Ende von Ttot(n+l) nochmals usl messen und die Differenz DIFF(usl)= aktuelles usl minus übernommenes usl(vorher) bilden,
(2) V(usl) = DIFF(usl vorher)/DIFF(usl) V(us2,l) = DIFF(us2 vorher)/DIFF(usl)
Anmerkung: Anstiegsrelation von usl (vorheriger/aktueller)
Wenn V(usl) nicht entspricht, dann ungültige Werte.
Wenn V(us2,l) nicht entspricht, dann ungültige Werte. Bei Vorzeichenwechsel Erzeugen eines Gateimpulses für die ständige Überwachung von TH.
(3) W=DIFF*/ Amplitude* Relation von DI FF* zu Amplitude us* Wenn W zu klein, dann ungültige Werte.
DIFF(usl) Zwischenspeichern,
Ttot(n+2): Abgleichschritt für t2
(1) Rp einstellen, z.B. Rp2
(2) Ires abgleichen (Option), über Zettdauer tiset
(3) Bei Ende von Ttot(n), d.h. auch mit Sicherheit tuset eingehalten, erfolgt Messung von z.B. us2,
Rp2 bleibt unverändert, us2 Zwischenspeichern,
Ttot(n+3): Kontrollschntt des Anstiegs von t2 und Korrekturschritt von us2 aus Ttot(n-l) wird DIFF(us2 vorher) übernommen, aus Ttot(n+l) wird DIFF(usl vorher) übernommen, dito Vorzeichen des Anstieges, aus Ttot(n+2) wird us2(vorher) übernommen,
(1) Bei Ende von Ttot(n+3) nochmals us2 messen und die Differenz DIFF(us2)=aktuelles us2 minus übernommenes us2(voher) bilden,
(2) V(us2) = DIFF(us2 vorher)/DIFF(us2) V(usl,2) = DIFF(usl vorher)/DIFF(us2)
Anmerkung: Anstiegsrelation von us2 (vorheriger/aktueller) Wenn V(us2) nicht entspricht, dann ungültige Werte. Wenn V(usl ,2) nicht entspricht, dann ungültige Werte, bei Vorzeichenwechsel Erzeugen eines Gateimpulses für die standige Überwachung von TH.
(3) W=DIFF*/Amplιtude* Relation von DIFF* zu Amplitude us* Wenn W zu klein, dann ungültige Werte.
DIFF(us2) Zwischenspeichern,
(4) Wenn keine ungültigen Werte, dann aus dem Anstiegsverlauf V(usl), V(us2,l), V(us2), V(usl,2) die Korrelation ableiten (rechnerisch und/oder über Tabelle).
Für Ausführungsvariante 1 ist das Korrelationsergebnis ein neues us2,
Für Ausführungsvariante 2 ist das Korrelationsergebnis eine neue us2/us2=Konstante.
Anmerkung: Dieses Schema betrifft vor allem die dynamische Wertekorrektur von us2, abhängig vom jeweiligen Anstieg der Hullkurve, bzw. für Ausfuhrungsvariante 2 die dynamische Wertekorrektur der konstante us2/usl . Weiters die Abfrage ob eine solche Wertekorrektur abhangig vom Anstieg der Hüllkurve in Relation zur Meßamphtude (usl , us2) der höheren Frequenz noch zulassig ist, wenn nicht, dann werden die Werte verworfen und der Modus schaltet auf den synchronen Modus um. Ein Beispiel für verworfene Werte ist in Fιg.**b skizziert, wenn z.B. im Zeitabschnitt Ttot(n-l) die Hüllkurve bereits ihren Wendepunkt (von ansteigend zu abfallend) überschritten hat, V(*) also negativ ist. Dito wenn eine zu starke Krümmung der Hullkurve gegeben ist. Der Wechsel des Vorzeichens von V(*), jeweils von plus auf minus, dito von minus auf plus zeigt die Wendepunkte der Hullkurve an und kann daher unmittelbar für die Erzeugung des Gatesignals (Torsignals) zur Messung der Zeit TH für die Dedektierung der gegebenenfalls vorzunehmenden automatischen Umschaltung in den Synchronmodus verwendet werden.
Nähere Beschreibung des synchronen Modus:
Im synchronen Modus werden jeweils über die Dauer unveränderlich gehaltener Verlustwerteinstellung des bevorzugten Stellwiderstandes Rp die Wendepunkte der Hullkurve (Maximal- oder Minimalwerte) abgetastet und als Triggersignal (Meßauslosesignal) für die Auslosung der Messung von usl, bzw. us2 innerhalb der Meßschritte tl und t2 verwendet Dabei erfolgt die standige Überwachung des zeitlichen Abstandes TH zwischen diesen Abtastpukten der Hüllkurve. Es ist evident, daß bei zu niedriger Hullkurvenfrequenz die Meßfolge beeinträchtigt wurde, weshalb sofort eine Ruckschaltung in den asynchronen Modus erfolgt, wenn das Verhältnis TH/Ttot den vorgegebenen Schwellwert wieder überschreitet
Beispiel: Es wurde vom asynchronen Modus in den synchronen Modus geschaltet, wobei einer der beiden Verlustwerte Rpl oder Rp2 gerade angewählt ist.
Für die Auslosung des Meßvorganges erfolgt die standige Abtastung der Maximal (uΛ) und Minimalwerte (uA) der Spannungsamplitude us am Parallelschwmgkreis bis uΛ detekttert ist Dieser Zeitpunkt lost den Meßvorgang von u* aus (usl oder us2 je nachdem ob Rpl oder Rp2 gerade selektiert ist), anschließend wird Rp auf den jeweils andern Wert (Rpl oder Rp2 entsprechend Verfahren) geschaltet, bzw. in einem entsprechenden Schritt gestellt, dann wird die Erzeugung des Meßauslosesignals für die Dauer von Ttot gesperrt. Nach Ablauf von Ttot die Erzeugung des Meßauslosesignals wieder freigegeben, bis zu nächsten Auslosung des Meßvorganges von us* (usl oder us2 je nachdem ob Rpl oder Rp2 gerade selektiert ist) mit anschließender Verstellung des Stellwiderstandes Rp, Sperren der Meßauslosung bis Ttot abgelaufen, erneuter Messung von us* wenn uΛ der Hüllkurve nach Ablauf von Ttot erkannt ist ...usw. Der zeitliche Abstand der uΛ detektierten Meßauslosezeitpunkte TH für die Messung wird standig gemessen, wenn TH/Ttot zu groß wird, dann erfolgt die Ruckschaltung in den asynchronen Modus.
Eine weitere Weiterbildungsanwendung betrifft Maßnahmen zur Entdampfung des Summenverlustes um die Meßempfind chkeit zu erhohen und/oder die Meßgenauigkeit bei relativ hochohmigen Verlusten zu erhohen, und/oder den Einfluß des Temperaturganges zu reduzieren. Diese Variante eines entdampften Sensors soll nachfolgend naher erläutert werden:
Variante entdämpfter Sensor, Grundlagen: Nachfolgende Vorzugsausfuhrung des Sensors egt die weitere technische Aufgabenstellung zugrunde, einen Verlustsensor zusatzlich mit einem exakt genau definierten Wert zu entdampfen, sozusagen zum Summenverlust 1/RVM + 1/RVL (Fig.1) einen genauen negativen Verlustwert (-1/RVM_NEG) hinzu zu addieren. Das Prinzip laßt sich auf einen Sensor nach Anspruch 1 zurückfuhren, unter Benutzung weiterer Merkmale eines nach dem Prinzip der zitierten DE4240739C2 funktionierenden Sensors und folgender Weiterbildungsmaßnahmen: Zum Stand der Technik für diese erfindungsgemaße Weiterbildung, wird in Ergänzung zu den eingangs der Beschreibung bereits genannten Argumenten noch angegeben, daß für Oszillatorschaltungen mit Parallelschwingkreisen eine Entdampfung durch eine negative Widerstandskennhnie, wie sie z.Bsp. Tunneldioden aufweisen, zwar bekannt ist, jedoch diese Schaltungen für den hier beabsichtigten Zweck völlig unzureichend sind. Die nach dem Stand der Technik üblichen Schaltungen benutzen die Eigenschaft, daß der Grenzbereich des für den differentiellen negativen Leitwert (- gT) benutzten Teiles einer Tunneldiodenkennhnie (oder ahnlichen Kennlinie eines anderen Bauteils mit negativem Leitwert) an den Wendepunkten der Kennlinie Null wird, wodurch der aus der Parallelschaltung des zu einem Parallelleitwert transformierten Serienwiderstandes rs der Schwmgkreisspule und dem negativen Leitwert (- gT) sich zusammensetzende Summenverlust positiv wird und so die Amplitudenbegrenzung der Oszillatorschwingung entsprechend der Aussteuerung der Tunneldiodenkennhnie sich einstellt In vorliegender Weiterbildung des Sensors jedoch, ist die Einstellung oder Bestimmung eines genau definierten Wertes für den negativen Verlust beabsichtigt, ohne daß der Arbeitspunkt für die Aussteuerung des differentiellen negativen Leitwertes - gT für eine Amplitudenbegrenzung verwendet werden muß, um stabile Verhaltnisse herzustellen. Die möglichst genaue und driftfreie Einstellung des negativen Leitwertes - gT, oder in Alternative die genaue Messung seines eingestellten Wertes, ist Aufgabenstellung für die Weiterbildungsvaπante zur Entdampfung des Summenverlustes des erfindungsgemaßen Sensorverfahrens, um aus dem Summenverlust 1/RVM + 1/RVL + (-1/RVM .EG), bzw. [1/RVM + 1/RVL+ (- gT)], den gemessenen Verlustwert 1/RVM zu bestimmen. Dabei ist es auch möglich, die Einstellung des negativen Leitwertes - gT über Steuersignal in beliebigen Werten vorzunehmen. Die Losung dieser Aufgabe ist in Anspruch 3 wiedergegeben, mit in entsprechenden Unteranspruchen angegebenen Weiterbildungsoptionen, und ist insbesondere im nachfolgenden Teil der Beschreibung zu Fig.8 im Kapitel „Die einzelnen Figuren zeigen" im Detail erläutert. Zugehörige Schaltungen sind zu Fιg.9 bis Fig.lOb erläutert. Das bevorzugte Verfahren zur genauen Addition eines negativen Verlustwertes (als Bestandteil von 1/RVM und 1/RVL bzw. Rp, vgl. Fig. l und Fig.8) hat mit dem Verfahren nach Anspruch 1 in seinem kennzeichnenden Teil gemeinsam, daß die Messung bzw. Einstellung des negativen Veriustwertes gleichfalls über mehrere Schritte vorgenommen ist, in denen die Variation bzw. Umschaltung des Verlustes (vgl. Rpl, Rp2 als Bestandteil von Rp in Fig. l mit Fιg.2b, Fιg.2c und weiters - gT und GTCOMP in Fιg.8) wahrend der standigen Anschaltung des zu messenden Verlustes (1/RVM') unmittelbar an der Meßstelle (K) erfolgt, ohne daß entsprechende Umschalter zur Abschaltung des gemessenen Verlustes (1/RVM') erforderlich waren; und die Ermittlung eines jeweiligen Meßwertes aus einer Relationsdefmition der vorgenommenen Verlustwertanderung in Bezug auf die den umgeschalteten Verlusten jeweils entsprechenαen Amplitudenwerte (us*), die in den entsprechenden Meßschritten gemessen sind, erhalten wird Wie nachfolgend noch im Detail zu Fιg.8 bis Fig.lOb erläutert wird, benutzt das Verfahren zwei sich standig wiederholende Meßzyklen, einen Meßzyklus für die Einstellung (bzw. den genauen Abgieich) des negativen Leitwertes - gT, und einen mit dem nach dem bevorzugten Verfahren (nach Ausfunrungsvaπantel oder Ausfuhrungsvarιante2) gemessen wird. Dabei ist für den genauen Abgieich von - gT ein parallel geschalteter durch Stellgroße verstellbarer Kompensationsleitwert GTCOMP vorgesehen, der auch als Bestandteil des mit Stellgroße BD verstellbaren Verlustes (1/RVL) bzw. Rp ausgeführt sein kann. Somit wird am Schwingkreis wahrend der eigentlichen Verlustmessung in den Schritten tl und t2 der Summenverlust 1/RVM' + 1/RVL + (- gT) gemessen, bzw. wahrend des Abgleichs zur Bestimmung von - gT, der Summenverlus 1/RVM' + GTCOMP + (- gT) gemessen. Dabei können die für den Abgieich von - gT betreffende Anteile von - gT, bzw. GTCOMP in einem betreffenden Meßschritt (toff) Null gesetzt werden, bzw. sind für eine einfache Ausfuhrung der negative Leitwert - gT und der Kompensationsleitwert GTCOMP abschaltbar gemacht. Diese Anschaltung (bzw. das Null Setzen der am Abgieich beteiligten Leitwert Anteile) erfolgt in einem ersten Schritt (toff) innerhalb des Abgieichzyklusses von - gT und es wird die dabei am Schwingkreis auftretende Spannung uoff gemessen. In einem nachfolgenden Schritt (Ton) werden beide Leitwerte - gT und GTCOMP angeschaltet und die am Schwingkreis auftretende Spannung uon weiterhin gemessen. In diesem Zustand erfolgt der Abgieich von - gT solange, bis uon=usoff somit /- gT/ = /GTCOMP/ (wobei // für Absolutwert steht) Umgekehrt kann durch Verstellen von GTCOMP auch -gT gelesen werden. Details und optionale Varianten sind im späteren Teil der Beschreibung, im Kapitel zur Erläuterung der einzelnen Figuren, im Text zu Fig.8 (und den nachfolgenden Figuren) ausführlich beschrieben. Bei der Angabe von 1/RVM wurde 1/RVM' angegeben. 1/RVM' enthalt zusätzlich zum zu messenden Verlust auch den Eigenverlust rs der Meßspule LM (bzw. des Meßkreises LM, Cp), wobei bei der Ermittlung des gemessenen Verlustes im nachfolgenden Meßzyklus nach Vaπantel oder Varιante2, der tatsächliche Verlust 1/RVM über mittels Tabelle, die den Eigenverlust rs der Meßspule beinhaltet (korre ert) aus 1/RVM' festgestellt wird
Es ist evident, daß wegen uon=uoff für einen Abgieich von /- gT/ = /GTCOMP/ die Messung storspannungsunabhangig erfolgt, wenn die Anteile der Storspannung in den beiden Meßschritten ton und toff gleich groß sind, bzw. trifft dies bei einer gegebenenfalls vorhandenen Hullkurve der Storsignaleinstrahiung nur zu, wenn die Messung nach der Periode der Hullkurve synchronisiert wird oder wenn das vorangehend beschriebene Korrelationsverfahren der bevorzugten Hullkurvenabtastung zur Anwendung gelangt. Dabei kann das Korrelationsverfahren für die Messung der Spannungswerte uoff und uon in den Meßschritten ton und toff genauso angewendet werden, wie für die Messung der Spannungswerte usl und us2 in den Meßschritten tl und t2. Alternativen: Das Weiterbildungsverfahren zur genauen Addition eines negativen Verlustes kann jedoch auch unabhängig der Benutzung des Verfahrens einer storsignalunabhangigen Messung angewendet werden, z Bsp wenn das Problem der Storsignalunempfmdlichkeit nicht gegeben ist; daher auch als unmittelbare Verbesserung der DE 42 40 739 C2 angesehen werden kann. Eine genaue Abgrenzung zum Stand der Technik ergibt sich aus folgender Argumentation: Das Verfahren wird mittels zweier hintereinander liegenden Meßphasen durchgeführt: einer Abgleichphase und der eigentlichen Meßphase. Diese Art der Durchfuhrung entspräche auf den ersten Blick dem Prinzip der im einleitenden Teil der Beschreibung zum Stand der Technik bereits zitierten DE 3248034 AI , jedoch mit dem bereits erläuterten wesentlichen Unterschied, daß auch wahrend der Abgleichphase die eigentliche Meßgröße (in unserem Fall 1/RVM) an den Sensor stets angeschaltet bleibt. Das Verfahren sich somit naher am Verfahren der zitierten DE 4240 739 C2 orientiert, jedoch mit der wesentlichen Erweiterung, daß die Abgleichphase in mehreren durch die bevorzugte Relationsvorschπft verbundenen Meßschritten erfolgt Weitere Alternativen für die Verwendung eines negativen Widerstandes in vorliegendem Verfahren, als Ersatz für eine Tunneldiode, waren entsprechende Operationsverstarkerschaltungen, jedoch mit dem Nachteil ihrer niedrigen Grenzfrequenz, wie z.B. sogenannte NICs (negativ impedance Converter); wobei zwischen INICs (Richtungsumkehr des Stromes) und UNICs (Richtungsumkehr der Spannung) unterschieden wird. Eine dem Schwingkreis unmittelbar oder über Transformatorankopplung parallel geschalterer INIC kann somit für niedrige Frequenzen unmittelbar die Tuπneldiodenschaltung ersetzen. Dagegen entspräche ein UNIC einem mit der Spule in Serie liegendem negativen Widerstand
Vorschau beschriebener Anwendungsbeispiele: Das Hinzuaddieren (Entdampfen) eines negativen Verlustes zur Verringerung des Eigenverlustes des Sensors bringt eine Vielzahl von Vorteilen: a) es kann bei besonders niedriger Meßfrequenz mit hoher Gute und kleinster Meßleistung gemessen werden, mit dem Vorteil, daß durch die niedrige Meßfrequenz der Skineffekt bei der induktiven Einkopplung des Verlustwiderstandes eines Meßteiles (K) vermieden ist, somit die Empfindlichkeit bei einer höheren Meßfrequenz vergleichbaren Gute, insbesondere bei Meßteilen höheren spezifischen Widerstandes wesentlich ansteigt b) für den Spulendraht der Sensorspule kann anstelle eines Materials, das zwar einen besonders niederohmigen spezifischen Widerstand, dafür jedoch einen sehr ungunstigen Temperatur Koeffizienten aufweist, eine Legierung verwendet werden, die zwar einen vielfacr honereπ spezifischen Widerstand hax dafür tedocn einen wesentlich besserer Temperaturkeffizienten (einer Kompensationslegierung) aufweist. Da der nach dem erfindungsgemaßen Verfahren hinzuaddierte negative Verlust besonders genau ist und in seiner Stabilität durch das bevorzugte Meßverfahren an einen standartisierten Eichwiderstand (bzw Leitwert GTCOMP) gekoppelt ist, laßt sich die Temperaturabhangigkeit der Meßspule auf diese Weise wesentlich verbessern. Diese Anwendung ist nachfolgend in einem Zahlenbeispiel für eine Legierung, bei der die Legierung Manganin als Spulendrahtmateπal verwendet ist, naher diskutiert. Weiters können mit einer derartigen Kompensation des Spulenseπenwiderstandes auch Spulendrahtmateπa en, die hohen Temperaturen standhalten, jedoch einen hohen spezifischen Widerstand aufweisen, als Meßspule (Luftspule LM) verwendet werden. c) es können Verlustmessungen an besonders hochohmigen Widerstanden oder Medien vorgenommen werden, insbesondere an Flüssigkeiten und an Gasen. Z.B. Reinheitsmessung von destilliertem Wasser über die Leitfähigkeit. Oder auch Schichtdickemessung besonders dunner Bedampfungsschichten, oder auch bei der Papierproduktion, oder auch bei der Hersteilung von elektrische Strahlung abschirmender Stoffe, usw Weiterhin ist bevorzugt, daß an Gasen die unterschiedlichsten Anwendungen durch den Sensor abgedeckt werden: z.B. Messung von Temperaturen, Druck und Leitfähigkeit. Weiters Messung zur Identifizierung der Art eines Gases als Gasmelder (bzw Gasmolekulen), abhangig vom Skinkeffekt. Bei dieser Messung wird mit unterschiedlichen Frequenzen und jeweils gleichem Eigenverlust des Sensors der durch das Gas bedingte Verlust 1/RVM gemessen. Die dabei für unterschiedliche Gase auftretenden unterschiedlichen Verluste werden für die Erzeugung eines entsprechende Meldesignals entsprechend dekodiert. Dito ermöglicht der entdampfte Sensor Anwendungen zur Überwachung an Gas Lasern, usw Eine weitere Anwendung wäre z.Bsp den Selbstzuπdezeitpunkt eines direkt einspritzenden Hochleistungs- Benzinmotors über den Leitfahigkeitsanstieg des verdichteten Gases mit der im Hubraum messenden Sensorspule rechtzeitig zu erkennen, und bevor eine ungewollte Selbstzundung eintritt ein elektrisch gesteuertes Notventil zu offnen, und bei der nächsten Verdichtung den Ladedruck entsprechend zu reduzieren (über den Sensor zu regeln).
Die hochohmige Verlustmessung gestattet jedoch auch für Abstandsmessungen (Wegsensoren, Winkelsensoren, Schwebekorperdurchflußmesser, usw.) als den Verlust erzeugendes Kernmaterial (K, Fig.l) auch relativ hochohmige Materialien mit dafür Temperatur kompensiertem spezifischen Widerstand zu verwenden, wie er bei Legierungen auftritt, z.Bsp für Legierungen mit besonders niedrigem Temperaturkoeffizienten (TKR) des elektrischen Teiles, das z.Bsp aus einer Temperatur kompensierten Legierung hergestellt ist (z.Bsp Manganin mit einem TKR von l*10(exp-5)/°C Manganin ist eine Legierung aus 86% Cu, 12%Mn, und 2% Nickel). Das Material Manganin ist für eine Weiterbiidungsausfuhrung auch für den Spulendraht der Meßspule verwendet. Eine weitere interessante Anwendung ist, mit elektrisch nur geringfügig leitenden Flüssigkeiten, z.Bsp. in geschlossenen Kapsein eingeschlossenes Wasser, einen Neigungsmesser aufzubauen. Mit einer Vielzahl solcher Neigungsmesser, die miteinander vernetzt einem Computer zugeführt werden, lassen sich sehr gut seismographische Messungen durchführten, insbesondere Fruhwarnsysteme für Bergbewegungen über oder unter Tag, und zur Warnung von Murrenabgangen. d) es können Verlustmessungen mit extrem niedriger Meßleistung an der Meßstelle realisiert werden, z.B. für die Dedektierung von Briefbomben, etc. Der Vorteil: Meßleistung und Meßfrequenz können so niedrig gehalten werden, daß die elektronische Schaltung für die Bombenauslosung dies nicht mehr erkennen kann, z.B. wenn eine Meßtrequenz in Nahe des Netzbrumms verwendet ist e) eine Vielzahl weiterer Anwendungen ist im einleitenden Teil der Beschreibung aufgezahlt und ab Fιg.8 zu den Figuren beschrieben.
Fehlerdiskussion zur Feststellung des Temperaturganges für den kompensierten Serienwiderstand der Meßspule: Durch die Drift freie genaue Einstellung bzw. Bestimmung des an den Parallelschwmgkreis (LM,Cp) angeschalteten negativen Leitwertes -gT werden für den Verlustmeßsensor nicht nur völlig neue Anwendungsgebiete erschlossen, es kann auch die unmittelbare Temperaturabhangigkeit des ohmschen Widerstandes rs der Meßsoule (LM) wesentlich reduziert werden Dabei egt der in die Meßspuie (LM) transformierte negative Leitwert -gT als negativer Serienwiderstand - RtsT in Serie zum Spulenverlustwiderstand rs und ergibt somit den reduzierten Serienwiderstand Rstot der Meßspule (LM). Rstot = rs + (-RtsT) Soll z.B. der unmittelbare ohmsche Serienwiderstand (rs) der Meßspule (LM) auf 10% reduziert werden (ergibt 10-fache Gute), d.h. Rstot = 0.1*rs, dann wird mit Rstot = rs + (-RtsT), bzw Rstot = rs * (1 - 0.9). Eine Drift von 10% von RtsT verursacht daher im schlechtesten Fall 0.1-(l-0.99)/0.1 = 1-0.01/0.1=0.9, das sind 90% Fehler Drift von Rstot bei einem Reduktionsfaktor für den Spulenseπenwiderstand (Fv=rs/Rstot =10) für die Gute Verbesserung von 10, nachfolgend Spulen- Verbesserungsfaktor genannt. Ein Spulen- Verbesserungsfaktor Fv von 10 ermöglicht beispielsweise die Herabsetzung der Meßfrequenz um den Faktor 10 oder eine entsprechende Verringerung des Spulendurchmessers der als Luftspule ausgeführten Meßspule bei gleichzeitiger Erhöhung der Wicklungszahl (eines entsprechend dünneren Drahtes), um einen Wert, der dem 10-fachen ohmschen Serienwiderstand der größeren Vergleichsspule entspricht (d.h Verkleinerung des Sensorbauteils) Wurde man einen Verbesserungsfaktor von Fv = 100 anstreben, dann ergäbe bereits 1% Drift von RtsT, d h Rstot = 0.01*Rs, bzw. Rstot = Rs *(1 - 0.99), im schlechtesten Fall einen Fehler von 0.01- (1- 0.9999)/0.01 = 99%. Wird für den negativen Leitwert -gT, bzw. für (- RtsT) beispielsweise von einer Drift von maximal 0.025% (entspricht etwa 12 bit Auflosung) ausgegangen, dann betrüge für Fv=10 die maximale Abweichung 0.1- (1- 0.900225)/0.1 = 0.2%. bzw. für Fv=100 die maximale Abweichung 0.01-(l-0.9902475)/0.01 = 2.5% Aus dem gezeigten Rechenbeispiel geht hervor, wie wichtig es ist - gT genau zu bestimmen, um die Verringerung des Spulenseπenwiderstandes mit einem negativen Widerstand sinnvoll zu ermöglichen
Fehlerdiskussion für die Verbesserung des Temperaturganges der Meßspule (LM) und gegebenenfalls des für die Abtastung verwendeten Materials (K):
Bei dieser Ausfuhrungsvariante soll der Temperaturkoeffizient der Spule durch Verwendung einer Legierung (z.B. Manganin) entsprechend verbessert werden.
Die Legierung Manganin hat im Vergleich zu Kupfer zwar den 24-fachen Widerstandswert (beim selben Drahtquerschnitt), dafür jedoch einen 393-fach besseren Temperaturkoeffizienten (TKR). Somit laßt sich die Temperaturabhangigkeit gegenüber Kupfer bei richtiger Bemessung des negativen Widerstandes um den Faktor 393/24=16 wesentlich verbessern. Der negative Widerstand, bzw. Leitwert -gT, der Tunneldiode (DT) kann dabei transformatorisch angepaßt werden, so daß für jeden Rs ein passender ohmscher Serienwiderstand für Rstot=Rs+(-RtsT) eingestellt werden kann, z.Bsp mit Fv=rs/Rstot = 24, um für eine Manganmdrahtspule (Luftspule) die gleiche Gute zu erhalten wie für eine in Abmessungen und Windungszahl vergleichbaren Kupferdrahtspuie (Luftspule), jedoch mit einem um den Faktor 16 besseren Temperaturkoeffizienten für den seriellen Gesamtveriustwiderstand Rstot=Rs+(-RtsT)
Die bevorzugte Prazisionseinstellung des für eine Entdampfung des Serienwiderstandes rs verwendeten negativen Leitwertes von -gT ermöglicht es den Temperaturgang der Meßspule (LM) gegenüber einer Kupferspule um einen Faktor zu verbesseren, der dem Verhältnis von besserem Temperaturkoeffizienten zu erhöhtem Widerstand des gewählten Materials entspricht Ausführungsalternativen: Für die dargestellte Überlegung ist der Begriff Legierung über das Verschmelzen unterschiedlicher Metalle hinaus zu verstehen, da wir lediglich die Eigenschaften des spezifischen Widerstandes mit seiner Temperaturabhangigkeit und einen nomogene Wärmeübergang des als Spulendraht verwendeten Materials benotigen. Deshalb ist es ausreichend den Spulendraht aus einer Art „virtuellen Legierung" herzustellen, bestenend aus zwei parallel auf einen entsprechenden Spulenkorper (z.B Keramik) gewickelten Drahten (die auch blank sein können) aus jeweils unterschiedlichen Materialien, von denen einer einen positiven, und der andere einen negativen Temperaturkoeffizienten des spezifischen Widerstandes aufweist, wobei die Wahl der Querschnitte der Drahte untereinander an das auf die Wickellange der Spule jeweils entfallende Widerstandsverhaltnis der beiden Materialien so abgestimmt ist, daß sich der Temperaturkoeffizient des durch das Drahtepaar gebildeten spezifischen Widerstandes aufhebt. Die aus unterschiedlichen Materialien parallel gewickelten Drahte sind dann an den Spulenenden parallel geschaltet Für die Dimensionierung ist zu beachten, daß wir in diesem Falle die Leitwerte der spezifischen Widerstände parallel schalten (vgl. dazu auch Text zu Fιg.33 für ein Beispiel einer mit gedruckten Leiterbahnen ausgeführten Spule). Um einen guten Wärmeübergang zwischen den Materialien herzustellen, kann es auch nützlich sein blanke Drahte zu verdrillen. Somit erhalten wir z.B. eine auf einen Keramikspulenkorper gewickelte kleine Meßspule (LM) die wir innenseitig (ähnlich einer Zündkerze) in einen Motorraum einsetzen können, entweder nur um das verdichtete Gas zu überwachen, oder auch in Verbindung mit einer kleinen Meßdose, mit der wir den Verdichtungsdruck unmittelbar im Hochtemperaturbereich messen können; z.B. auch der Schaltzeitpunkt von elektronisch gesteuerten Ventilen eines Explosionsmotors elektronisch abgegeghchen werden kann, da der Drucksensor eine gute Ruckmeldung über die tatsachlichen Schaltzeitpunkte der Ventile an die Ventilsteuerung liefert.
Die Parallelresonanzkapazitat (Cp) ist dann über entsprechende Kontaktdurchfuhrung außenseitig thermisch über Kabel isoliert angeschlossen, dito die Sekundarseite eines zum Schwingkreis parallel geschalteten Übertragers, der den negativen Leitwert -gT der Tunneldiode einkoppelt. Genauso wie wir den Temperaturgang der Meßspule mit einer entsprechenden „Legierung" kompensieren, ist dies auch für den Temperaturgang eines entsprechend abgetasteten Materials K (z.B. für Waagen, Winkelmesser, etc ) möglich. Entweder verwenden wir eine unmittelbare Legierung, wie z.B. Manganin, oder wir nehmen sehr dünne übereinander geschichtete Schichtbleche mit entgegengesetztem Temperaturkoeffizienten ihres spezifischen Leitwertes, um den Temperaturgang zu kompensieren. Bzw. als Alternative oder in Ergänzung können wir die ab Fιg.8 beschriebene Temperaturkompensation mittels weiterer Meßspule (LT mit CT) mit anwenden. Anmerkung: Entspräche für ein gewähltes Material die Verbesserung des TKR (relativ zu Kupfer) gleich dem Faktor der Widerstandsvergroßerung (Vergrößerung des spezifischen Widerstandes relativ zu Kupfer), dann ergäbe sich keine relative Verbesserung, da sich der Widerstand für beide Materialien temperaturabhangig in gleichem Maße andern wurde (wenn gleiche Windungszahlen, Abmessungen und gleicher Drahtquerschnitt der Spulen). Bei dieser Überlegung wird davon ausgegangen, daß der negative Widerstand bzw. Leitwert praktisch keine die Endgenauigkeit wesentlich beeinflußende Temperaturabweichung aufweist, was durch vorliegende Erfindung auch tatsächlich realisiert werden kann; durch Nachstellung bzw. genauer Bestimmung von -gT (bzw. -RtsT) mit einer Auflosung von 16 bit und mehr Dabei kann z.B. der für die Nachstellung, oder auch Kompensationsmessung von -gT verwendete Widerstand, bzw. Leitwert (GTCOMP vgl. Fιg.8) auch aus einer Seπenschaltung oder Parallelschaltung von einem Festwiderstand und einem digital einstellbaren Widerstand bestehen mit dem nur die Drift jeweils ausgeglichen wird. In Ergänzung oder als Alternative zu den beschriebenen Maßnahmen kann der Temperaturkoeffizient des gewählten Materials für den Spulendraht auch noch durch Beschaltung mit einem Widerstand mit negativen Temperaturkoeffizienten (NTC) kompensiert werden, wobei auch ein hochohmiger NTC Widerstand dem Schwingkreis parallel geschaltet werden kann (dito ein niederohmiger der Spule in Serie). Neben der Möglichkeit den ohmschen Meßspuienwiderstand zwecks Temperaturkompensation hochohmiger auszubilden zu können, ermöglicht die Kompensation des negativen Widerstandes auch, einen weiteren Serienwiderstand unmittelbar der Meßspule in Serie zu schalten, über den der Nulldurchgang des Spulenstromes zum Zwecke der Feststellung des Spannungsmaximums am Schwingkreis (LM,Cp) mittels Operationsverstärker oder Komparator abgegriffen wird, bzw. erforderlichenfalls für die konstant Regelung der Wechselstromamphtude dieser Abgriff verwendet ist.
Weitere Maßnahmen für eine möglichst genaue Einstellung bzw. Bestimmung des negativen Widerstandes (vgl. dazu auch Text zu Fig.8):
Da unterschiedliche Amplituden des Meßsignals am Parallelschwingkreis bereits eine Driftschwankung des negativen Widerstandes ausmachen können, die durch Nichthneaπtat der Kennlinie des negativen Widerstandes bedingt ist, ist es sinnvoll die Messung der Abweichung des negativen Widerstandes jeweils zu einem Zeitpunkt gesondert vorzunehmen, in denen die Signaiamphtude am Parallelschwingkreis etwa bereits den Wert aufweist wie bei der spateren Messung des eigentlichen Verlustes (1/RVM). D.h. der Wert für den am Schwingkreis die Amplitude uoff=uon (vgl. vor allem auch Text zu Fιg.8 und den Fig.8 nachfolgenden Beispielen) zur Bestimmung von -gT abgeglichen worden ist, wird nachfolgend auch für die Mesung von ul verwendet, wobei auch umgekehrt der Wert von ul nachfolgend für einen Abgieich von uoff=uon verwendet werden kann, und dieser Abgieich nach der Messung von u2 nochmals durchgeführt wird, siehe vor allem Text zu Fig.8, im Kapitel im Kapitel „Die einzelnen Figuren zeigen'' Zusätzlich soll noch eine weitere Möglichkeit für eine Genauigkeitsverbesserung de' Bestimmung von -gT angesprochen werden. Dabei ist in einer Tabelle für einen vorgegebenen differentiellen Leitwert -gT als Arbeitspunkt die Abhängigkeit des Leitwertes von der Signalaussteuerung (us* in den benotigten Bereichen von usl und us2) festgehalten, ist der Abgieich bzw die Bestimmung von -gT zu anderen Spannungswerten als zu usl bzw us2 erfolgt, dann kann die Abweichung des differentiellen Widerstandes über die Tabelle korrigiert werden: entweder nach einer Messung von usl , us2 (in den Schritten tl , t2) rechnerisch oder vor einer Messung von usl. bzw. us2 bei der jeweiligen Einstellung von -gT. Erforderlichenfalls kann diese Tabelle auch eine Temperaturabhangikeit der Tunneldiodenkennhnie bei Messung der Tunneldiodentemperatur beinhalten, oder die Tunneldiode ist in einem Thermostatgehause eingegossen. Die Einstellung von -gT erfolgt entweder über die Spannungs- Stromkennlinie der Tunneldiode, oder über eine Summenleitwerteinstellung 1/Rp + (-gT) unmittelbar digital über das digital einstellbare Leitwertnetzwerk 1/Rp (z.B. eines entsprechenden D/A-Konverters) Dabei kann GTCOMP gleichfalls durch einen D/A-Konverter Leitwertπetzwerk realisiert sein (mit binarer Abstufung der geschalteten Leitwerte) In Alternative kann anstelle des Leitwertnetzwerkes auch ein binar einstellbares Widerstandsnetzwerk verwendet werden. Bei der Messung des Gesamtverlustes, z.B. nach Ausfuhrungsvariante 2, wird Rp2 nach einem festen Spannungsverhaltnis usl/us2 abgeglichen (wobei usl z.B. bei Rp2=unendlιch gemessen) und mit dem erhaltenen Wert von Rp2, bzw. dessen Stellgroße eine Tabelle zum Auslesen des gemessenen Wertes adressiert Hiebei ist als Meßkonstante der negative Anteil von 1/RVL = [ 1/Rp + (-gT) + 1/RS ] für die Messung von 1/RVM bereits berücksichtigt. 1/RS" entspricht dem über den Schwingkreis zum Parallelverlust transformierten Serienwiderstand rs der Meßspule, ist als Konstante stabil geregelt. Bei Relativmessungen, wo -gT als Abgleichvaπable vorgesehen ist. ist dagegen -gT im der Werttabelie nicht berücksichtigt, da nicht der Absolutwert sondern nur Andern ngswerte gemessen werden sollen, vgl. dazu auch Text zu Fig.8 In weiterer Alternative zur genauen Einstellung, bzw. Bestimmung des zu bestimmten Meßspannungen usl , us2 auftretenden negativen Widerstandes -gT ', ist für den Abgieich von - gT ein gesonderter Schwingkreis (LgT, CgT,) vorgesehen, mit dem simultan unmittelbar vor der Messung des eigentlichen Verlustes am Meßschwingkreis (LM, Cp) der Wert von -gT eingestellt bzw. bestimmt wird. Da bei einer Tunneldiode im gleichen Arbeitspunkt der Frequeπzeinfluß für den differentiellen Widerstand -gT in einem weiten Bereich unwesentlich ist, kann der für die Bestimmung von -gT vorgesehene Schwingkreis (LgT, CgT) mit höherer Frequenz, als der Schwingkreis für die Messung des Verlustes (LM, Cp) betrieben werden. Zu diesem Zweck ist die Tunneldiode mit einem Umschalter (HS_gT/LM) wahlweise an den Schwingkreis (LgT, CgT) für die Bestimmung von -gT oder an den Schwingkreis (LM, Cp) für die Messung des eigentlichen Verlustes (bei standig an diesen Schwingkreis angeschaltetem zu messendem Verlust 1/RVM) anschaltbar. Dieser Umschaltbar wird zugleich dazu benutzt, um für die Messung von uoff (für den Abgieich) den Leitwert -gT jeweils abzuschalten zu können An den Schwingkreis (LgT, CgT) für die Bestimmung von -gT ist der Abgleichleitwert GTCOMP angeschaltet. Bei abgeschaltetem Abgleichanteil (vgl. Text zu Fιg.8) und abgeschalteter Tunneldiode -gT, ist die Schwingkreisspannung ugT (von LgT, CgT) der Hullkurve der Schwingkreisspannung us*, welche am für die Verlustmessung vorgesehenen Schwingkreis (LM, Cp) auftritt, nachgesteuert. Diese Nachsteuerung kann z.B. unmittelbar durch entsprechende Variation des Abgleichwiderstandes GTCOMP erfolgen. Für eine besonders präzise Einstellung von -gT, ist bei dieser Nachsteuerung am Schwingkreis (LgT.CgT) für die Bestimmung von -gT, eine gegenüber der Schwingkreisspannung (us*) des Verlustmeßschwingkreises (LM, Cp) um einen Anteil erhöhte bzw. reduzierte Spannung eingestellt, so daß die (Hullkurve der) Schwingkreisspannung am Schwingkreis LgT.CgT jeweils einen Wert aufweist, wie er zu einem nacheilenden Zeitpunkt bei der ansteigenden bzw abfallenden Hullkurve der Schwingkreisspannung am Verlustmeßschwingkreis (LM,Cp), dem jeweiligen Anstieg der Schwingkreisspannung entsprechend, zu jeweils zu erwarten ist. Wie bei der Abtastung der Meßwerte usl , us2 für die Bestimmung des Verlustes, verwenden wir auch hier für die Einstellung, bzw. Bestimmung von -gT ein Korrelationsverfahren. Die entsprechende nacheilende Zettspanne richtet sich nach αer maximalen Zeit, die benotigt wird um über einen Abgieich den negativen Leitwert -gT nach einem durch GTCOMP vorgegebenen Wert zu bestimmen, bzw nach vorgegebenen Differenzwert -gT = GTCOMP - 1/RVLo zu bestimmen, vgl Text zu Fig 8, wobei hier 1/RVLo der Verlust ist, den der einstellbare Leitwert GTCOMP bei der Nachregelung von ugT (an LgT, CgT) bis zur Umschaltung des Abgleichs zur Bestimmung von -gT hatte Anstelle der Zu- und Abschaltung von GTCOMP erfolgt die zu Fig 8 erläuterte Werteveranderung Nach dem Abgieich von -gT erfolgt jeweils die Umschaltung des leweils eingestellten negativen Leitwertes -gT an den Verlustmeßschwingkreis (LM,Cp) um usl (in tl) nach dem bevorzugten Verfahren zu messen. Wird festgestellt, daß der Abgieich des negativen Leitwertes -gT zu einem von usl abweichenden Spannungswert vorgenommen worden ist, dann kann über eine entsprechende Korrekturtabelle, in der der differentielle Widerstand als Funktion der Kleinsignalaussteuerung im Arbeitspunkt -gT abgespeichert ist, der Korrekturwert ausgelesen werden, und falls die Applikation es erfordert, über die Abgleichkaskade Rp (1/RVL) der Korrekturanteil des negativen Widerstandes entsprechend berücksichtigt werden. Das Gleiche gilt für den Abgleich von -gT vor der unmittelbaren Messung von us2. Wird das Meßverfahren für die Verlustbestimmung nach der Ausfuhrungsvariante 2 vorgenommen, dann kann wegen des genau definierten Verhältnisses von usl/us2 (als Meßkonstante), die Messung von usl durch eine über Stellkaskade erfolgte Guteeinstellung in einem ziemlich genauen Bereich erfolgen, dito us2 Somit nur wenige Speicherplätze für das Abspeichern einer die Kleinsignalaussteuerung des negativen Widerstandes berücksichtigenden Tabelle erforderlich sind
Ergänzungen zur Variante Transputeranwendung: Wie nachfolgend zu Fig.lOb (Blatt 25) erläutert, eignet sich der bevorzugte Sensor wegen seines enorm geringen Bedarfs an Meßleistung hervorragend für Transputeranwendungen, bei denen die Versorgungsspannung nicht über Leitungen, sondern über ein gesendetes HF-Signal zugeführt wird, dessen Frequenz und erforderliche Abstrahlungsleistung der jeweiligen Anwendung entsprechend ausgelegt ist. Es kann zwischen geschirmten (geschlossenen) Anwendungen und nicht geschirmten (offenen) Transputer Sensor Anwendungen unterschieden werden Weiter soll noch eine besonders interessante Anwendung klassifiziert werden, bei der die Zufuhrung der Versorgungsspannung über eine transformatorisch gekoppelte Leiterschleife (bzw Umwicklung) eines die Verbindung als durchgehender Draht vornehmenden Kabels erfolgt Dabei ist das einandπge Kabel von einem HF- Strom durchflössen und übertragt induktiv die Versorgungsspannung in den HF Empfangskreis für die Spanungsversorgung des Transputer Sensors. Diese Art der Speisung wollen wir als Induktionskabel gespeiste Transputer Sensor Anwendungen bezeichnen Zusatzlich zur gegebenen Möglichkeit die derartig mit Spannung versorgten Sensoren untereinander über Funk kommunizieren zu lassen, besteht auch die Möglichkeit die beschriebene Datenübertragung nach dem bevorzugten Verlustmodulations- und Meßprinzip (mittels des erfindungsgemäßen Sensorverfahrens) über das für die Spannungsversorgung vorgesehene HF- Kabel vorzunehmen. Diese Art von über das gleiche Induktionskabel vorgenommener Speisung mit kombinierter Datenkombination wollen wir als Anwendung bezeichnen. Dabei erfolgt „über Induktionskabel kommunizierender Transputer Sensor" die Einspeisung der HF in das Kabel sehr hochohmig, z.B. über Streutrafo geregeltem Konstantwechselstrom, wobei längs einer Leitungsverbindung auch mehrere solche Einspeisestellen, mit den bereits besprochenen negativen Entdampfungsleitwerten zur genauen Einstellung eines als definierter Verlustwert der Leitung gegebenen Arbeitspunktes vorgesehen werden können. Somit ist der längs des Induktionskabels der jeweils für die HF-Empfangskreise der Transputerschaltungen gegebene ohmsche Verlust einerseits stabil gehalten, andererseits durch das Ubertragungsverfahren variiert, wobei die nachfolgend zu Fιg.8 beschriebene dynamische Relativmessung für die Stabilisierung des Arbeitspunktes angewendet ist. Dabei ist bei der Auslegung des HF- Empfangskreises der Transputer Schaltung darauf geachtet, daß die durch Schwankung des Stromverbrauchs gegebene Änderung des Verlustwiderstandes sich nicht auf das Induktionskabel ruckwirkend auswirkt. Hiebei soll angemerkt werden, daß die Leistung zur Entdampfung des Induktionskabels (betreffend der Arbeitspunktemstellung) im wesentlichen nicht von den in den Transputer Sensorsen geschalteten Tunneldioden aufgebracht wird (da es ja kein Perpetum mobile gibt), sondern von den in regelmäßigen Abstanden an das Induktionskabel weiterhin ohmisch oder induktiv angeschalteten negativen Widerstanden zur Leitungsentdampfung Zur Unterdrückung einer durch
Stromaufnahmeschwankungen verusachten Verlustwiderstandsanerung der induktiv über das Induktionskabel gespeisten Transputer Sensorsen sind folgende Schaltungsmaßnahmen bevorzugt: Wie nachfolgend zu Fig.lOb erläutert, ist die am HF- Empfangskreis der Transputer Schaltung vorgenommene Querreglung so vorgenommen, daß die gleichgerichtete Hullkurvenamplitude des HF- Empfangskreises konstant bleibt, somit bei konstanter Hullkurve der Eingangsamplitude, die Belastung durch die Querregelung einiegermaßen konstant gehalten ist. Geringfügige Schwankungen liegen im Tiefpaßbereich entsprechend der bei dei Gleichrichtung nach der Gleichπchtdiode angeschalteten Siebkapazitat. Soll die pπmarseitig vorgenommene Daten- Verlustmodulation sich nicht auf die Regelung besonders auswirken, d h verhindert werden, daß die Datenübertragung mit ausgeregelt wird, dann ist für die Datenübertragung ein Modulationsverfahren zu verwenden, daß mit einem einigermaßen stabilen Tastverhaltnis operiert, z.B ein Modulo-2 Verfahren, welches ein geringes Vaπationsverhaltnis des Tastverhaltnisses aufweist. Dabei können die Wechsel Übergänge des Datensignals anstelle der üblichen Impulsdauervariationen von 1:1 und 2:1 in geringerem Verhältnis definiert sein, mit einer im Datensignal entsprechend mitenthaltenen Taktfrequeπz Diese Art von Modulationsverfahren ist bekannt: aus Exclusiv- or/nor von Daten und Takt ist das Modulo-2 Datensignal erzeugt, bzw aus den daraus entstehenden unterschiedlichen Impulslangen sind die Daten dekodiert und aus Exclusiv- or/nor von diesem Datensignal und dem Modulo-2 Signal ist das zugehörige Taktsignal dekodiert. Ist diese Taktsignal um eine wesentliches hoher als die Siebwelhgkeit am Siebkondensator der Versorgungsspannung des HF-Gleichrichters, dann wirkt sich die zu Fig.lOb beschriebene Regelung der Gleichspannung auf die Verlustmodulation des Datensignals nicht aus Diese wird durch eine unmittelbar am HF- Empfangsschwingkreis mittels umgeschalteter Widerstandswerte entsprechende Belastungsvariation vorgenommen (Guteumschaltung) und durch einen am HF -Schwingkreis vorgenommene Amp tudenabtastung (vgl. usl, us2) an der Empfangerseite gemessen Gegebenenfalls können für die Einkopplung der Versorgungsspannung und der Tragerfrequenz für die Verlustmodulation des Datensignals auch unterschiedliche Frequenzen verwendet sein Wie zu Fig.lOb bereits erläutert worden ist, können die Transputerschaltkreise mit ihren HF- Empfangskreisen auch direkt verschaltet werden (z.B. Gegen Chasismasse), wobei das Kabel eine direkt kontaktierte oder über kapazitive Einkopplung die Speisung und die Datenverbindung vornimmt. Wetters kann gegebenenfals auch ein geschirmtes Kabel verwendet sein, bei dem an den Emkopplungsstellen jeweils die Schirmung entfernt wird Dabei ist es für das bevorzugte Verfahren wegen der guten Storsignalunterdruckung und der hochohmigen Leitungsfuhrung ausreichend, wenn als Schirmung eine metallische Beschichtung (z.B. durch Bedampfen) der Kunststoffisolation vorgenommen wird, z.B. auch in mehrere Schichten mit einem gesonderten Hochspannungsgbelag für den Beißschutz. Dabei kann die Verlustmessung auch verwendet sein um für den Beißschutz einen Hochspaπnungsimpuls bei spontaner Verlustanderung an der Isolation auszulosen.
Nachfolgend sind einige Beispiele für geschirmte (geschlossene) Anwendungen und nicht geschirmte (offenene) Anwendungen, weiters für Induktionskabel gespeiste Transputer Sensor Anwendungen und über Induktionskabel kommunizierender Transputer Sensoren beschrieben. Beispiele für geschirmte Anwendungen: Verwendung des Transputer- Sensors zur Verlustmessung von in einem Gehäuse eingeschlossenen sich drehenden Teilen, z.B für einen Drehmomentsensor nach Fig.19 wobei der Sensor an einem rotierenden Teil und der Sender für die Zufuhrung der Versorgungsspannung und der Kommunikation zum Sensor, innenseitig des stationär befestigten Gehäuses des Drehmomentseπsors untergebracht ist. Eine ahnliche Anwendung ist die zu Fig.20 gezeigte Abstandsmessung des Kupplungsscheibenabstandes in Relation zum Betatigungsweg des Kupplungspedals, usw. Eine weitere geschirmte Anwendung z.B. ist, Sensorspulen für die Abtastung der Zahnstellung von Getrieben in das Getπebegehause einzusetzen und innerhalb des Getπebegehauses durch einen zentralen HF-Sender zu speisen. Oder innerhalb der Motorhaube sind eine Vielzahl von Sensoren untergebracht, wie Druckmesser, oder Fullstandsmesser für die Messung des Füllstandes der Bremsflüssigkeit, oder Sensoren für die Abtastung von Gaspedalstellungen, Kupplungspedal, Lenkeinschlag, usw. die von einem zentralen HF-Sender gespeist werden. Oder am Armaturenbrett sind eine Vielzahl von Schaltern angebracht, deren Schalterstellungen als Verlust kodiert sind (Drehschalter, Kippschalter, Schiebeschalter, usw.), wobei die Schalter von einem am Armaturenbrett untergebrachten zentralen HF-Sender (Zentrale) gespeist sind. Dabei ist die Karosserie eine ideale Schirmung gegen Einstreuung zur Aufrechterhaltung des Funkdatenverkehrs zwischen Sensoren und Zentrale, bzw. können weitere zentrale Sendeeinheiten durch Verkabelung entsprechend miteinander vernetzt werden. Beispiele für offene Anwendungen: Überwachung der Festigkeit von am Radteller montierten Felgen entspr Fig.22 weiters Spurstangen Vermessung, Positionsbestimmung von Teilen an denen der Sensor montiert ist in Bezug auf durch Verlust gesteuerte Begrenzungsmarken.
Bei den offenen Anwendungen zeigt sich der große Vorteil gegen Einstreuung unempf ndlichen Meßprinzips des Sensors Dabei ist für die Einkopplung der Spannungsversorgung und des Datenaustausches noch eine Variante vorgesehen, die in Fig.43 veranschaulicht ist Der Sensor weist in seinem Gehäuse eine Halterung (Öffnung oder Zylinder, etc.) auf, die im induktiven Bereich der HF-Empfangsspule der im Sensor verwendeten Transputerschaltung hegt, und um diese Halterung (bzw. durch eine Loch, bzw. Zy nderkorper etc.) ist eine Leiterschleife gezogen bzw. gewickelt, wobei erforderlichenfalls die Schleife einmal oder mehrmals um den induktiven Bereich der HF-Empfangsspule der Transputerschaltung gewickelt ist. Durch diese Methode ist das im KFZ-Bereich wegen Korrosionsschaden bekannte Kontaktierungsproblem für die Verschaltung der Sensoren nicht mehr vorhanden, wobei die Leiterschleife, bzw. die Leitung, die alle Sensoren seriell miteinander verbindet, von einem HF- Generator hochohmig gespeist ist; das Bezugspotential ist dann das Chassis des Fahrzeuges. Die Datenkommunikation kann gleichfalls über die Leiterschleife erfolgen. Dabei kann neben standartisierten Ubertragungsverfahren auch das zu Fig.37 (Blatt 15) beschriebene Verfahren einer Datenübertragung mittels Verlustvaπation und Verlustmessung (durch den Sensor) für eine storsichere Übertragung zur Anwendung gelangen. Dabei weist dann die Transputersensorschaltung mindestens zwei Verlustmeßsensoren auf, einen für die eigentliche Verlustmessung (1/RVM) und einen für den Empfang der Daten Eine Vorzugsausfuhrung ist dabei für die möglichst hochohmige HF-Generator Einspeisung in die Leiterschleife eine Hochspannung zu verwenden, die über die Kapazität der Isolation beißwutige Tiere (z.B Marder) abschreckt. Dabet kann an eine unmittelbar an der Leitungsverbindung angeschlossene Verlustmessung die beim Versuch des Anbeißens einer Leitung auftretende Verlustanderung erkennen und eine spontane Erhöhung der Hochspannung auslosen. Weitere Beispiele für offene Anwendungen betreffen den Bahnbereich für die beschriebenen Ausfuhrungsbeispiele zur Bahngleisüberwachung. Dabei ist der Sonderfall vorgesehen, daß zwar die Zuführung der Versorgungsleistung durc unmittelbare HF-Einstrahlung vorgenommen ist, nicht jedoch die Kommunikation der einzelnen Transputer Sensoren mit der Zentrale. Die Abstrahlung der Versorgungsleitung erfolgt z.B. unmittelbar über den Hochspannungsfahrdraht, dem ein entsprechendes HF-Signal zur Spannungsversorgung der längs der Gleisstrecke angeordneten Verlustmeßsensoren überlagert ist. Eine Alternative dazu wäre, die Spannungsversorgung der Sensoren über längs des Geleises verlaufende bestehende Telegraphendrahtverbindungen zu fuhren, oder die für den KFZ-Bereich bereits geschilderte Variante der induktiven Ankopplung mittels einer durchgehenden Leitung bei Umwicklung des Sensors über Leiterschleife. Die Kommunikation der Sensoren mit der Zentrale erfolgt tn folgender Weise: Jeder Sensor weist einen Minisender und einen Mintempfanger zur Kommunikation mit jeweils ortlich am nächsten egenden Transputer Sensoren auf. Dabei erfolgt ein aufeinanderfolgendes Senden der Sensoren nach dem „Ping" Prinzip (d.h. Anklopfen mit einem Initiahsierungswort). Ausgehend von einer am Beginn der Kette vorhandenen Zentrale 2TB wird vom ersten Sensor (SO, der für das Datenprotokoll der Zentrale entspricht), ein mit einer Empfangsadresse versehenes „Ping" Signal solange ausgesendet, bis er vom empfangenden Sensor (SI) die Empfangsquittung (ACK) erhalt. Ist dies innerhalb einer bestimmten Zeitspanne (TIME-OUT) nicht der Fall, dann wird angenommen, daß ein Fehler vorliegt. Die Fehlerbehandlung wird nachfolgend noch diskutiert, eine bequeme Methode für die Eingabe der Empfangsadressenzuordnung der Sensoren wird nachfolgend noch zu Fιg.23 erläutert. Für das vom empfangenden Sensor ruckgesendete ACK Signal kann auch eine andere Sendefrequenz vorgesehen sein als wie für die Datenübertragung und das „Ping" Signal, damit der sendende Sensor wahrend er das „Ping" Signal noch sendet, für das ACK-Signal standig empfangsbereit ist. Nach dem Empfang des ACK-Signals beginnt der sendende Sensor seine Daten zu senden. Welche Daten dies sind, ob die eigenen, oder zuvor von einem Nachbarsensor der Kette jeweils empfangenen, hangt vom jeweiligen Zustand (STATUS) des Protokolls ab, wobei zu jedem gesendeten Datenpaket eine Adresse hinzugefugt ist, die anzeigt, welcher Sensor für ein entsprechendes Datenpaket als Datenquelle angesehen werden kann, da sämtliche Sensoren der Kette dieses Datenpaket jeweils nur durchreichen Dabei ist das Protokoll so ausgelegt, daß sämtliche in die Kette eingegliederte Sensoren (SO,
SI, S2, S3, S4 Sn Se) der Reihe nach, das vom eine Position vorher angeordneten Sensor erhaltene Datenpaket dem eine Position spater angeordneten senden (durchreichen), bis der letzte Sensor (Se) der Kette dieses Datenpaket zur unmittelbaren Weiterleitung einer Zentrale (ZTE am Ende der Kette) erhalt. Dabei sind die am Beginn der Kette und die am Ende der Kette jeweils vorgesehenen zentralen Einheiten (ZTB und ZTE) über eine entsprechend externe Datenverbindung (z.B. Funk, Glasfaserkabel, etc.) vernetzt Auf die beschriebene Weise werden so durch Weiterreichung Protokolldaten zwischen den zentralen Einheiten übertragen. Diese Protokolldaten enthalten Informationen über die Selbsttestaussage der in der Ubertragungskette sich befindenden Sensoren. Da die Endpunkte ZTB und ZTE auch unmittelbar direkt vernetzt sind, kann durch einfachen Vergleich der Protokolldaten die Überprüfung der Ubertragungskette vorgenommen werden Um die Protokolldaten auf ein Minimum zu beschranken, prüft jeder Sensor autark, ob die zu einem empfangenen „Ping" Signal (vom sendenden Sensor) jeweils mitgegebene Absenderadresse zur Empfangeradresse des empfangenden Sensors die minimale Schrittweite (z.B. von 1) aufweist. Wenn ja, dann ist das „Ping" Signal von einem dem empfangenden Sensor innerhalb der Kette unmittelbar benachbarten Sensor ausgesendet worden, und dieser Sensor daher betriebsbereit Ist die Schrittweite der Absenderadresse zur adressierten Empfangeradresse des empfangenden Sensors jedoch hoher, dann ist eine entsprechend der Schrittweite entsprechende Anzahl von Sensoren ausgefallen. Wird ein solcher Fall vom das „Ping" Signal aussendenden Sensor erkannt, dann protokolliert er die Zahl der ausgefallenen Sensoren im weitergereichten Datenprotokoll, welches er nach Erhalt des ACK Signals an den mit dem „Ping" Signal zuvor adressierten Sensor aussendet. Um dieses Verfahren der Fehleruberprufung durchfuhren zu können, und wenn möglich einen oder mehrere für die Datendurchreichung ausgefallene Sensoren direkt überbrücken zu können, wird bei Ausbleiben der zu einem gesendeten „Ping" Signals erwartenden ACK Quittung das „Ping" Signal vom betreffenden Sensor wiederholt ausgesendet, wobei die mitgegebene Empfangsadresse um einen Schritt auf den örtlich zweit nächsten noch in Empfangsreichweite befindlichen Sensor erhöht (bzw. je nach der aktuellen Ubertragungsπchtung gegebenenfalls auch erniedrigt) wird. Dies wird vom das „Ping" Signal jeweils wiederholend aussendenden Sensor solange vorgenommen, als er zum ausgesendeten „Ping" Signal keine ACK Quittung empfangt und die zum „Ping" Signal mitgegebenen Empfangsadressen innerhalb der Reichweite des ausgesendeten „Ping" Signals angeordnete Sensoren (entsprechend der aktuellen Ubertragungsπchtung) entsprechen. Ist dies nicht mehr der Fall (wobei die Grenzen der Reichweite des sendenden Sensors, ausgehend von seiner lokalen Empfangsadresse durch die den Grenzen entsprechenden Empfangsadressen abgespeichert sind), dann wechselt der das „Ping" Signal wiederholt aussendende Sensor die Ubertragungsπchtung und beginnt, ausgehend von seiner lokalen Empfangsadresse, den Ansprechversuch in die andere Ubetragungsπchtung zu wiederholen (für die den örtlich am nächsten hegenden Sensoren entsprechenden Empfangsadressen) Dabei ist wesentlich, daß im „Ping" Signal nicht nur die Empfangsadressen, sondern auch die Ubertragungsnchtung kodiert ist, mit dem Kennzustandes eines betreffenden bits bR. Durch das Kennbit bR wird dem jeweils ein „Pιng"-Sιgnal empfangenden Sensor mitgeteilt, in welche Ubertragunsπchtung er die neue Empfangsadresse, die er bei der nachfolgenden Aussendung seines „Ping" Signals mitzugeben hat, auszuwählen hat, wobei für jede mögliche Ubertragungsnchtung jeweils eine Empfangsadresse, die den jeweils örtlich nächsten Sensor bezeichnet, vorgesehen ist. Für eine gerade Strecke sind daher in jedem Sensor zwei (eine in Vorwartsπchtung und eine in Ruckwartsπchtung weisende) Empfangsadresse (für die Mitgabe eines ausgesendeten „Ping" Signals) programmiert. Ist eine Stern Verzweigung, z.B. eine Weiche vorgesehen, dann sind drei solcher benachbarter Empfangsadressen für an einem Stern angeordneten Sensor kodiert, bei einer Kreuzung vier, usw., so daß im Storfall eine Verzweigung in alle örtliche Richtungen in denen die Sensoren an der Gleisstrecke angeordnet sind, möglich ist. Falls bei komplexen Verzweigungsmoglichkeiten erforderlich, sind in jedem Sensor die anzusprechenden Empfangsadressen ihrer im Storfall betreffenden Priorität entsprechend abgespeichert (anstelle einer linearen Incrementierung/Decrementierung)
Somit können wir vier Falle beim Aufbau einer mittels des „Ping" Signals vorgenommenen Datenverbindung unterscheiden:
1., den fehlerfreien Normalfall, bei dem jeweils ein Sensor seine Sendebereitschaft mit einem „Ping" Signal und einer einem benachbarten Sensor betreffenden Empfangsadresse ankündigt, worauf der benachbarte Sensor mit einem ACK Signal antwortet und der das „Ping Signal" aussendende Sensor zum Empfang des ACK Signals die Daten sendet. Nach beendetem Empfang der Daten wird vom betreffenden Sensor erneut ein , Pιng" Signal mit einer der Fortpflanzungsrichtung der Kette entsprechenden Sensoradresse ausgesendet.
2., den einfachen Störfall_A, bei dem zwar die Datenübertragung einiger Sensoren in der Kette ausgefallen sind, jedoch noch innerhalb der Reichweite des sendenden Sensor ein empfangender Sensor mit funktionierender Datenübertragung erreicht werden kann, eine direkte Uberbruckung der Datenstrecke also möglich ist und αie Empfangsadressen der fehlerhaften Sensoren den am Leitungsende oder Leitungsabschnitten jeweils vorgesehenen Zentralen unmittelbar gemeldet werden.
3., den Unterbrechungs-StörfaI B, bei dem soviele Sensoren innerhalb der Kette ausgefallen sind, daß ein empfangender Sensor in der vorgegebenen Datenubertragungsπchtung nicht mehr erreicht werden kann, jedoch die Datenübertragung vom den Störfall erkennenden Sensor beginnend in die entgegengesetzte Datenrichtung noch möglich ist. In diesem Fall erfolgt die Datenübertragung von den beiden Endpunkten der Sensorkette her. Die ausgefallenen Sensoren können unmittelbar den am Leitungsende oder Leitungsabschnitten jeweils vorgesehenen Zentralen gemeldet werden.
4., den Unterbrechungs-Störfall C, bei dem soviele Sensoren innerhalb der Kette ausgefallen sind, daß ein empfangender Sensor in der vorgegebenen Datenubertragungsπchtung nicht mehr erreicht werden kann, jedoch die Datenübertragung in die entgegengesetzte Datenrichtung noch möglich ist, jedoch nicht mehr vom den Stodall erkennenden Sensor. In diesem Fall erfolgt die Datenübertragung von den beiden Endpunkten der Sensorkette her. Die ausgefallenen Sensoren können jedoch nicht unmittelbar den am Leitungsende oder Leitungsabschnitten jeweils vorgesehenen Zentralen gemeldet werden. Die Zentralen müssen diesen Fall durch Ausbleiben von Quittungssignalen des Protokolls erkennen. Dieser Fall tritt sehr selten auf. Es müssen dabei soviele Sensoren gleichzeitig ausfallen, daß in beiden Ubertragungsπchtungen mit einem „Ping" Signal keine empfangende Sensoren mehr erreicht werden können. Erkennen die Zentralen das Ausbleiben von Quittungssignalen, dann wird beginnend an den Leitungsenden jeweils schrittweise jeder einzelne Sensor über eine Vor-Ruckwartsadressierung der Sensorkette abgefragt. Dabei beginnend von Sensor SO und Se zunächst eine Datenverbindung von ZTB zu SO und ZTE aufgebaut, anschließend eine Datenverbindung von ZTB zu SI und ZTE zu Se-1, usw. bis jede am Ende der Kette der Zentrale jeweils keine Ruckantwort der durchgereichten Daten mehr erhalt. Bei diesem Protokoll wird von den Zentralen jeweils eine Referenzadresse mitgegeben, die nach jeder kompletten Vor- Ruckwartsadressierung incremental erhöht ist. Diese Referenzadresse betrifft jeweils die Empfangsadressen jener Sensoren, die zu einem empfangenen „Ping" Signal, nachdem sie die zugehörigen Daten jeweils empfangen haben, zu dem von ihnen nachfolgend ausgesendeten „Ping" Signal die Ubertragungsnchtung (d.h. den Kennzustand von bit bR) wechseln, damit die Übertragung wieder bis zum Leitungsende zu den Zentralen zurücklauft, die im nächsten Zyklus für diese Vor- Ruckwartsadressierung die Referenzadresse (zur Storstelle der Sensoren hin) erhohen. Dieses Verfahren wird von den beiden am Leitungsende (oder Teilstucken der Leitung) vorgesehenen Zentralen für jeden der einzelnen Sensoren durchgeführt bis die Fehlerstelle erkannt ist.
Nachfolgend ist ein Beispiel für den Inhalt eines „Ping" Signals wiedergegeben, ein „Ping" Signal enthalt: r Die Empfangsadresse = Adresse des empfangsberechtigten Sensors. r Die Absenderadresse=Adresse des jeweils das „Ping Signal aussendenden Sensors.
> Ein Kennbit bD , welches dem empfangsberechtigten Sensor anzeigt, das dem Pmg-Smgal nach Erhalt eines ACK-Signals noch Daten nachgesendet werden, gebenenfalls auch die Anmeldung der Wortlange, bzw. das anzeigt, das zu einem empfangenen ACK keine Daten mehr gesendet werden sollen, daher der empfangsberechtigte Sensor sofort nach dem aussenden ACK-Signals auch das Ping-Signal mit der Empfangsadresse des nächsten in der Kette angeordneten Sensors vornehmen kann. Ein Kennbit bR, das vom ein „Ping" Signal jeweils aussendenden Sensor mitgegeben wird und die Ubertragungsnchtung (ZTB nach ZTE, bzw. ZTE nach ZTB) dem empfangenden Sensor anzeigt. In vorliegender Erläuterung ist bR nur als einzelnes bit dargestellt. Dies bezieht sich jedoch nur auf seinen log. Kennzustand. Im Ubertragungsprotokoll wird dieses für das Protokoll sehr sensible bit als reduntantes Fehler erkennendes Datenwort gespesichert, gegebenenfalls mit Blockwiederholung zur absolut sicheren Übertragung des Kennzustandes von bR r Der geforderten Hamming Distanz entsprechende redundante bits um eine Fehlererkennung, bzw. erforderlichenfalls auch eine Fehlerkorrektur für das Pmg-Signal durchfuhren zu können.
Nachfolgend folgen einige Beispiele.
Beispiel für den Normalfall: erhalt Sensor S3 ein „Ping" Signal (mit seiner Adresse „0003" als Empfangsadresse), dann gibt er ein ACK-Signal ab, erwartet je nach Kennbit bD den Empfang weiterer Daten ab, und sendet anschließend das Pingsignal mit der ausgewählten Empfangsadresse, und zwar „0004" für bR=l (Ubertragungsnchtung von ZTB nach ZTE) bzw. „0002" für bR=0 (Ubertragungsnchtung von ZTE nach ZTB). Der Einfachheit halber sind die Empfangsadressen der Sensoren entsprechend fortlaufenden Abschnitten, in denen sie auf der Gleisstrecke angeordnet sind, nach steigenden Ziffern geordnet.
Beispiel für den Störfall: Solange ein gesendetes „Ping" Signal mit ACK quittiert wird, wird die über das Kennbit bR zu einem Ubertragungssignal mitgegebene Ubertragungsnchtung beibehalten und beim Aussenden des nächsten „Ping" Signals entsprechend mitgegeben. Wenn ein Sensor jedoch, zu einem ausgesendeten Pingsignal kein ACK Signal mehr erhalt, wird die Ubertragungsnchtung in der beschriebenen Weise geändert. Im Falle eines Fehlers ist also jeder Sensor der Kette in der Lage, die Ubertragungsnchtung zu andern und die Datenkette in rucklaufender Richtung aufzubauen, um die Unterbrechungsstelle zu melden. Das gleiche ist der Fall, wenn zwecks Test von der zentralen Ubertragungsremπchtung die bereits erläuterte Referenzadresse mitgegeben wird, die eine Umsteuerung der Ubertragungsreinπchtung in einem betreffenden Sensor erfolgt, wenn sie gesetzt wird.
Lauft beispielsweise der Datenverkehr von ZTB nach ZTE und erhalt Sensor „0100" kein ACK Signal mehr auf sein ausgesendete Ping Signal, dann veranlaßt er die Datenübertragung zurück bis über Sensor „0000" zu ZTB und meldet, daß in der Richtung ZTB nach ZTE nur bis Sensor „0100" kommuniziert werden kann. Diese Meldung wird von ZTB über die bestehende Direktverbindung (z.B. Internet backbone, etc.) nach ZTE gegeben. Daraufhin steuert ZTE über entsprechendes Protokoll die Datenverbindung (Sensoren Steuern von ZTE bis Sensor „00F00", bzw. Sensoren Lesen von Sensor „00F00" bis ZTE) und ZTB steuert die Datenverbindung (Sensoren Steuern von ZTB bis „0100", bzw Lesen von „0100" bis ZTB). Somit trotz Unterbrechung sämtliche Sensoren, bis auf die gestörten, mit der Zentrale ZTB/ZTE kommunizieren können und außerdem die genaue Fehlerstelle sofort automatisch festgestellt ist. Unter Sensor Steuern wird der Datentransfer zu einem betreffenden Sensor verstanden, z.B um Selbsttestwerte zu setzen (über Rp, vgl. auch die zitierte DE 42 40 739 C2) oder um Abfragekriterien zu setzen (z.B. Setzen von Grenzwerten, die überwacht werden sollen). Unter Sensor Lesen ist die Abfrage der Werte oder Uberwachungszustande zu verstehen. Dabei können z.B. auch benachbarte Sensoren gegenseitig Selbsttests durchfuhren, oder es kann die Umkehr der Kommunikationsrichtung auch aus Dringhchkeitsgrunden über die zu einer Zentrale kürzeren Strecke von einem Sensor gewählt werden, bzw. können iangs einer linearen Strecke mehrere Zentralen zwischengeschaltet sein, die sowohl über die Sensoren, als auch untereinander entsprechend kommunizieren können.
In jeder Sensorschaltung ist zudem ein Watchdog vorgesehen, der vom betreffenden Microcontrolier angesteuert wird. Zeigt der Wachtdog den Absturz des Microcontrollers an, dann schaltet er unmittelbar die Ausgabemoglichkeit eines ACK Signals hardwaremaßig ab, somit der betreffende Sensor das Protokoll nicht mehr stören kann
Durch Steuerung der Richtung der Datenkette und der jeweiligen Initialisierung des Datentransfers über jeden einzelnen Sensor, ist es möglich, daß einzelne Sensoren jeweils entsprechend der Dringlichkeit beliebige Datenblocke zur Übertragung zu einer Zentrale einschieben können. So können immer jene Sensoren, die z.B. gerade das Gleis eines fahrenden Zuges abtasten, ihre Daten kompromiert und schnell der Zentrale übermitteln, oder Sensoren die eine gefährliche Meldung an die Zentrale durchgeben müssen In die Ubertragungs kette der Sensoren kann jedoch auch noch die unmittelbare Datenübertragung zu einem im Empfangsbereich der Sensoren gerade fahrenden Zuges unmittelbar mit einbezogen werden Dabei sendet die Sendeeinrichtung des Zuges ein entsprechend kodiertes „Ping" Signal. Erkennt ein in Nahe des Zuges sich befindlicher Sensor dieses dem Zug zugehörige „Pmg" Signal, dann veranlaßt er die weiteren Sensoren über eine entsprechende Datendurchreichung über den Zug zu kommunizieren. Dabei kann z.B. auch jeder Wagon eines Zuges einen entsprechende Sende- Empfangseinπchtung aufweisen, um mit den Sensoren kommunizieren zu können. Ebenso kann das gleiche Prinzip auch dazu verwendet werden um im Zug an den Waggons, bzw am Fahrwerk der Waggons montierte Sensoren kabellos zu betreiben und mitetnanderkabellos kommunizieren zu lassen, bzw. kann das Verfahren auch verwendet werden um über Standart Stromleitungen der Waggons die Sensoren entsprechend zu betreiben und mit einer Zentrale zu verbinden.
Das beschriebene „Pmg Signal" Verfahren hat die Eigenschaft, daß Storfalle sofort entsprechend den physikalischen Gegebenheiten (Entfernungen) lokalisiert werden können. Das trifft natürlich nicht nur für Storfalle zu, da jeder Ansprechpunkt (Sensorempfagner/Sender) ein spezielles Erreignis zu seiner physikalischen Position melden kann. Deshalb eignet sich dieses Verfahren auch besonders, um die zu Fig 40 erläuterte Leitungsdiagnose an Starkstromleitungen zu unterstutzen, weiters für Alarmanlagen, in denen der Sensor eingesetzt ist. Auch besonders als Bewegungsdedektoren im Grenzschutzbereich. Bei dieser Anwendung sind eine Vielzahl von Sensoren in einem Rasterfeld angeordnet und tasten ihre Umgebung auf Annäherung durch Verlustmessung ab. Wird ein Verlust dedektiert, dann wird die Position mittels des bevorzugten Verfahrens weitergegeben. Wird ein Sensor entfernt, dann wird dies gleichfalls gemeldet Gespeist werden diese Transputer Sensoren dann z.B. von über eine Induktionskabelverbindung induktiv hergestellte Versorgungs-Datenleitung, insbesondere über die nachfolgend beschriebene Schnellkontaktierung (um eine losbare Verbindung sicher, dauerhaft und schnell herzustellen). Das im Erdreich vergrabene Induktionskabel kann bei Bedarf jederzeit problemlos wieder zusammengeflickt werden, weiters können die Transputer-Sensoren autark auch ohne Spannungsversorung ausreichend lange kommunizieren, um bei Sabotage eine Positionsmeldung (als Absender/Empfangeradresse) durchzugeben, z.B wenn zur Energiespeicherung Gold-Kondensatoren verwendet werden. In den Zentralen sind dann die GPS Koordinaten gespeichert, zu denen die Sensoren vergraben worden sind, z.B. nur mit kurzer Antenne herausragen. Wird das Induktionskabel von einem Sensor entfernt, dann hat die Zentrale unmittelbar die Position erfaßt. In diesem Zusammenhang wird weiters noch auf das nachfolgende Kapitel „sicherheitskodierte Verlustmeßsensoren" verwiesen.
Fig.44 und Fig.45 veranschaulichen eine weitere Anwendung für die beschriebene Vernetzung von Verlustmeßsensoren. Für ein Beispiel, mit in die Fahrbahn eingelassenen Sensorspulen, um an exponierten Stellen die lückenlosen Erfassung des Fahrverhaltens (Überholen, Geschwindigkeitserfassung, Ampelstop, gegen die Einbahn fahren, etc ) von Fahrzeugen kostengünstig zu ermöglichen. Dabei ist vorgesehen, eine aus einigen Windungen bestehende flache, sich über die Fahrbahn erstreckende Spule in die Fahrbahn einzulassen. In bevorzugter Weiterbildungausfuhrung, ein einfaches sehr billig herzustellendes Flachbandkabel, dessen Enden (jeweils der äußeren Leiter nach innen fortschreitend) jeweils in Serie geschaltet sind und so die Spule ergeben Über eine entsprechende Teststrecke sind eine Vielzahl solcher Kabelspulen in dem Erfassungsraster entsprechenden Abstanden quer über die Fahrbahn gelegt in der Fahrbahn eingelassen, jeweils für jeden Fahrbahnstreifen gesondert Eine solche Flachspule zeigt Fιg.44. Die Kontaktierung erfolgt jeweils am Ende des Flachbandkabels mit den üblichen Anpreßsteckverbindern, die über eine schmale Leiterplatte, die Verschaltung vornehmen. Das zu Fιg.44 dargestellte Flachbandkabel symbolisiert z.B. ein 64-pohges Kabel, von denen jedoch aus zeichentechnischen Gründen nur 6 Leitungen dargestellt sind. An der einem Fahrbahnrand entsprechenden Seite weist die Leiterplatte eine an die Flachbandkabelspuie angeschlossene Koppelspule (LKT) auf, die zusammen mit dem Stecker am Ende des Flachbandkabels vergossen ist, dito ist das andere Ende des Flachbandkabeis auch vergossen. Das Flachbandkabel kann mit einer Teerschutzschicht versehen sein. Um die Druckfestigkeit zu erhohen, kann anstelle einer Kupferlitze auch eine Eisendraht tze, oder es können auch Volldrahte verwendet sein. Die bevorzugte Entdampfung mittels negativem Widerstand und Storspannungs unabhängiger Messung machen einen solchen Aufbau möglich, da der hohe Eigenverlust der Kabelspule durch die bevorzugte negative Widerstandskomponente des Sensors entdampft ist. An die Koppelspule LKTk wird der bevorzugte Sensor kontaktlos z.Bsp. durch eine billiges Emrastteil aus Kunststoff, festgeklemmt, wobei der Sensor gleichfalls eine passende Koppelspule LKTs aufweist. Durch dieses kontaktfreie Anklemmen ist ein Austausch des Sensors völlig unproblematisch. Die geringe Meßleistung der Kabelspule des bevorzugten Sensors macht diesen Aufbau möglich.
Weiters weist das durch kontaktlose Klemmverbindung (über Koppelspulen LKTk/LKTs) an die Flachbandkabelspule angeklemmte Sensorgehäuse einen zylindrischen Ansatz mit Flanschen, ähnlich einem Spulenkorper auf, der innenseitig im Sensor die vergossene HF-Kreisspule der Transputerschaltung für die induktive Zufuhrung der HF-Versorgungsspannung enthalt. In Weiterbildung (vgl. dazu Fιg.43, Fιg.45), ist dieser z.B. aus Kunststoff gefertigte Spulenkorperansatz (Wickel korper) mit einer zentrisch geführten durch Federkraft gehaltenen Abziehkappe versehen, die sich über die am Wickelkorper durch Umschlingen fixierte Wicklung des zu beiden Seiten der Abziehkappe in entsprechenden Schlitzen jeweils ein- und austretenden Induktionskabels schiebt, wobei die Abziehkappe durch die Federkraft am den äußeren Flansch des Wicklekorpers angepreßt wird. Weiters ist eine Einrastvorrichtung vorgesehen, welche nach dem Abziehen der Kappe, die Kappe gegen die Federkraft halt (z.B. durch Drehsicherung), so daß beim Auf-und Abwickeln des Induktionskabels der Monteur beide Hände frei hat. Anschließend wir durch leichte Drehung der Kappe diese Einrastvorrichtung entriegelt und die das relative in loser Umschlingung auf den Spulenkorperansatz aufgewickelte Induktionskabel ist durch die Abziehkappe ausreichend fixiert. Weiters kann der Wickelkorper noch mit entsprechenden Gewindenllen, in denen das Induktionskabel gewickelt wird, versehen werden.
Es ist evident, daß eine solche Art der Kontaktierung, einschließlich des bevorzugten Verlust modulierten Datenubertragungsverfahrens sich auch sehr gut im Instailationsbereich, bei der Leitungsuberwachung von Starkstromnetzten, im Flugzeugbau, Schiffsbau und vor allem im Fahrzeugbau, dito im Bahnwesen sehr gut einsetzten laßt um absolut zuverlässige, haltbare, jedoch jederzeit ohne das Kabel manipulieren zu müssen und ohne daß Steckverbinder erforderlich sind, Kontaktverbindungen für Versorgungsspannungs- und Datenleitungszufuhrung mit einem einfachen isolierten Drahtkabel herzustellen. Es ist evident, daß diese Kontaktverbindung für jede Art von Elektronikkomponente (also nicht nur für Sensoren) unter Anwendung des bevorzugten Verfahrens für eine Verlustabtastung einer durch Verlust kodierten Daten Vernetzung eignet, deshalb das Ansuchen für das Schutzbegehren entsprechend allgemein sich erstreckt
Das kombinierte Versorgungs- und Datenkabel, das alle Sensoren der Reihe nach verbindet, braucht nur einmal oder mehrmals in einer Schleife um den Spulenkorperzylinder gewickelt werden, um den Sensor zu kontaktieren. Bei Austausch des Sensors wird diese Wickelung einfach abgezogen und auf den neuen Sensor aufgesteckt. Dabei ist an jedem Fahrbahnrand ein solches einfaches Induktionskabels verlegt, welches bei Verwendung des Storsignal unabhängigen Datenubertragungsverfahrens auch ungeschirmt in der Erde verlegt werden kann. An der Stelle von die Sensoren aufgesteckt sind, bzw. das Induktionskabels umwickelt ist, sind am Straßenrand, bzw. Gehsteig, entsprechende Querstreifen (die den Asphalt des Gehsteigs jeweils unterbrechen) gepflastert, so daß im Fall eines Sensor Austausches nur die Piastersteine entfernt werden müssen ohne den Asphalt aufzubrechen.
Nach diesem Verfahren ist es einfach die Straße mit derartigen sehr billig herzustellenden Flachbandkabeln zu „pflastern" Die Kosten dafür egen unter einem Prozent der Straßenbaukosten. Die Flachbandkabelspulen liegen dabei jeweils als Querstreifen über der Fahrbahn in einem Abstand voneinander entfernt, der an die Durchschnittsautolange angepaßt ist. Über die Verlustmessung wird jeweils zwischen gleichen Ereignissen (das Erreichen oder das Verlassen) eines Streifens für die darüber fahrenden Autos dedektiert. Somit kann im fließenden Verkehr jedes Fahrzeug über eine derartige Kette in seinem Fahrverhalten verfolgt werden Dabei ist auch eine von der Fahrtrichtung abhangige Dedektierung möglich. Um die Fahrtrichtung unmittelbar zu dedektieren, sind für eine Meßlinie jeweils zwei parallel nebeneinander gelegte Sensorspuien vorgesehen, von denen der Fahrtrichtung entsprechend eine zuerst bedampft wird, bevor beide Spulen vom betreffenden Fahrzeug gleichzeitig bedampft werden. Für die Aufzeichnung wird dabei eine Speicherorganisation (eines Computer-RAMs) verwendet, die so viele Speicherworte hat, als es dem Erfassungsraster entspricht, das durch die Meßlinieπ gebildet wird. Zwischen diesen Meßlinien, welche durch die Flachbandkabelspulen jeweils gebildet sind, wird die Geschwindigkeit des darüber fahrenden Fahrzeuges jeweils gemessen und zusammen mit der virtuellen Fahrzeug Identnummer und den Fahrdaten unter dem den betreffenden Meßlinien entsprechenden Speicherplatz gespeichert. Die Fahrdaten betreffen die Geschwindigkeit und Spurwechselerkennung. Wenn es keine physikalische Uberholmoglichkeit gibt, dann können bei breiteren Abstanden zwischen zwei Meßlinieπ unter Umstanden auch mehrere Autos gleichzeitig sich innerhalb der Meßhnien befinden, und auf Grund des Impulsmusters eindeutig identifiziert werden (beim Aufschließen der Fahrzeuge in die Meßlmienbegrenzung sind bei der eingangsseitigen Meßhnie kurzzeitig mehr Impulse erzeugt, als bei der ausgangsseitigen, des Meßrasters. Gibt es eine Uberholmoglichkeit (auch die Überholspuren und die der Gegenfahrbahn weisen jeweils ein gesondertes Erfassungsraster auf), dann können auch beim Ausscheren, Überholmanöver dem richtigen Fahrzeug zugeordnet werden, wenn sich mehrere Fahrzeuge zwischen zwei aufeinanderfolgend angeordneten Meßhnien befinden, wir einige Zusatzkriterien und eine komplexere Mustererkennung durchfuhren. Dabei wird davon außgegangen, daß ein Fahrzeug innerhalb des durch die Meßhnien eingeteilten Meßrasters nicht beliebig schnell beschleunigen kann, weiters daß bei bekannter Geschwindigkeit (z.B. einer Kolonne) über die Zeitdauer der Verlustbedampfung einer einzelnen Meßhnie auf die genaue Lange des Fahrzeuges geschlossen werden kann Und weiters, daß beim Ausscheren eines Fahrzeuges eine Zeitlucke an den sonst in regelmäßigen Abstanden eintreffenden Sensorimpulsen eintritt und, je nachdem ob auf der Überholspur ein Zusastzimpuls eintritt, die Zeitlucke durch Verzogern der Fahrzeugkolonne, oder durch Auscheren verursacht ist, das gilt auch für die in Koinzidenz ausgewertete Überholspur, ob ein Zusatzimpuls durch Beschleunigen, oder durch einscheren (Hineinquetschen) eines Fahrzeuges verursacht ist. Da bei dieser seriellen Verfolgungsabtastung der Fahrweise auch auf die jeweiligen Fahrzeuglangen geschlossen werden kann, können auch die Abstände der Fahrzeuge untereinander gut überwacht werden. Weiters, wenn z.B. sich zwei Fahrzeuge innerhalb eines von zwei Meßhnien eingeschlossenen Meßrasters befinden, dann aus den Zeitvergleichen von verlängerter Impulspause der Fahrspur zur verkürzten Impulspause der Überholspur auf das richtige Fahrzeug, das überholt hat geschlossen werden kann. Bei der Ausbildung des Uberwachungsspeichers (RAMs) sind für jeden Meßrasterabschnitt soviele Speicherplätze vorgesehen, als Fahrzeuge zwischen zwei Meßhnien maximal Platz finden. Dabei werden die virtuellen Identnummern der Fahrzeuge im RAM genau so (entsprechend einem Schiebregister, bzw. FIFO first in first out) fortbewegt, wie die Sensorsignale der Abtastspulen die Impulse liefern. Für jede Fahrspur ist solch eine virtuelle Schieberegistersimulation simuliert, wobei die Reihung der Fahrspuren (bzw die Fahrspurennummer) über den Index eines mehrdimensionalen Arrays (sozusagen als mehrdimensionales bzw mehrspuriges Schieberegister) erfaßt ist. Solange die Impulsfolge (der Sensorspulen) in jeder Spur entsprechend einer einigermaßen konstanten Frequenz auftritt, fahren alle Fahrzeuge ohne Überholmanöver. Wird die Impulsfolge spontan gesteuert, dann tritt an einer Spur die Vergrößerung der Impulspause, und an der anderen Spur eine etnsprechende Verzögerung der Impulspause auf. Dies wird durch einen Anderungsdedektor, der stets die Änderung der Impulsfrequenz (als erste Ableitung und auch als zweite Ableitung, d.h. wie schnell die Änderung auftritt) erfaßt, dekodiert und das Suchmuster zur Feststellung über den Zeitverlauf (bzw aufeinanderfolgender Speicherplätze des RAM FIFOs) dieser Änderung bei einer Multiplexabfrage aller Indexe (Spuren) gestartet Die Vergabe einer virtuellen Fahrzeugidentnummer erfolgt jeweils zu Beginn der Uberwachungskette beim Überfahren der ersten Sensorspule, das Loschen, wenn keine besondere Vorkommnisse vorliegen, bzw wenn die am Ende der Uberwachungskette (irgendwo) installierte Kamera das Fahrzeug nicht erfaßt, somit die Identnummer neu vergeben werden kann. Es können dabei auch mehrere Kameras zur besseren Kontrolle vernetzt sein
Nachfolgend soll noch eine weitere Ausfuhrungsvariante besprochen werden:
Variante: „sicherheitskodierte Verlustmeßsensoren" . In diesem Kapitel wird ein weiterer interessanter Aspekt herausgestellt Es ist naheliegend den erfindungsgemaßen Sensor insbesondere bei den Kommumkationsmoglichkeiten die im vorangehenden Kapitel und nachfolgend noch beschrieben sind im Alarm Sicherheits- und Uberwacnungsbereicn einzusetzen Z B als Bewegungsdedektoren im Grenzschutzbereich oder als Schloß Türen und Fenster Detektoren, usw Dabei gilt es jedoch einiges zu beachten Mit vorliegender Erfindung ist die Möglichkeit gegeben, positive als auch negative Verluste auszuregeln Auf die prinzipielle induktive (transformatorische) Einkopplung von Verlusten wurde in einem speziellen Nachweisverfahren in der zitierten DE 42 40 739 C2 bereits hingewiesen. D h man mußte die Verlustschwankung durch Abhören des Sensors (mittels Spule) nur auskoppein und mit dieser Meßgroße ausregeln Eine direkte transformatorische amplitudenmaßige Ausregeluπg (zur Umgehung des Sensors) wurde beim neuen Sensor nicht funktionieren, da er unabhängig einer absoluten Meßamp tude, bzw Hullkurve mißt Damit stellt sich die technische Aufgabe, die Verlust maßige Ausregelung (durch transformatorische Einkopplung eines positiven oder negativen Verlustes) generell zu verhindern Dabei ist vorzugsweise vorgesehen, daß unter Benutzung der Eigenschaft eines Sensors der DE 42 40 739 C2, welche es ermöglicht, daß mittels Steuersignal eine Veriustbeemflussung des Sensors so möglich ist, als wäre er an der Meßstelle selbst vorgenommen worden, diese Angπffsmoglichkeit des Sensors unmittelbar für die Abwehr verwendet wird Dies wird bewerkstelligt, indem (als Losungsmerkmal der technischen Aufgabe) der durch Stellgroße (BD, Fig 1) zur Beeinflussung des an der Meßstelle auftretenden Verlustes gesteuerte veränderbare Widerstand Rp (Verlust 1/RVM) nach einem zeitlich ablaufenden Codemuster variiert wird und weiters, der mit dieser Variation überlagerte, an der Meßstelle auftretende Gesamtverlust (Summenverlust) zur Überwachung gemessen und nach dem zeitlich ablaufenden Codemuster entsprechenden Vergleichswerten geprüft (bzw verglichen) wird Dabei wird weiter von folgender Überlegung ausgegangen. Der Verlust wird mit dem Stellwiderstand an einem Filter, bzw Resonanzkreis (LM,Cp) variiert, daher muß ein Abhorer gleichfalls ein Filter, bzw einen Schwingkreis (LM,Cp) verwenden Weiters können wir am sicherheitskodierten Verlustmeßsensor als weitere Sicherheitsoption, auch die Meßspannung des Resonanzkreises zusätzlich zur Verlustvanation noch modulieren (natürlich nach einem anderen Hullkurvenverlauf als es der Verlustvanation entspricht) Der Abhorer wird, da er sich nicht nach einer ausgekoppelten Spannung orientieren kann, sondern unmittelbar den Verlust unabhängig von absoluten Spannungswerten, bzw unabhängig einer vorhandenen Hullkurve messen muß, auf alle Falle langer brauchen um einen Verlustwert festzustellen, als die interne Verlustmessung des sicherheitskodierten Verlustmeßsensors es ermöglicht, dann ist es aber bereits zu spat, da das ablaufende Codemuster seinen Wert bereits wieder geändert hat Dabei muß bei der internen Messung des sicherheitskodierten Verlustmeßsensors auf keinen Fall gewartet werden, bis ein Wert am Resonanzkreis eingeschwungen ist, da die Referenzwerte bekannt sind Daher die Werte bereits entsprechend dem jeweiligen Anstieg oder Abfall der Hullkurve verglichen werden können, somit ein Abhorer nicht in der Lage sich einzustellen und daher die Verlustschwankung nicht ausregeln kann So daß ein Abhorversuch, bzw Regelversuch, vom sicherheitskodierten Verlustmeßsensor sofort erkannt wurde Ebenso erkennen wurde der sicherheitskodierte Verlustmeßsensor wenn der Offsetwert des Verlustes, dem die Verlustvanation über BD bzw 1/RVM überlagert ist, sich ändert
Neben den genannten Alarm Sicherungsanwendungen ist eine Ausführung bevorzugt, um Teile, z.B Flugzeug- oder Autoersatzteile, usw. elektronisch kodieren zu können Dabei ist ähnlich einer Chipkarte, der Sensor mit einer Verschlüsselung versehen, über die ausgelesen werden kann, welches Teil er schützt, bzw noch zugehörige spezifische Daten, wie Herstellerdatum, etc , und weiterhin, ob ein Angriffsversuch, den Sensor von dem Teil zu entfernen stattgefunden hat. Ein Angriffsversuch, den Sensor von einem zu schutzenden Teil zu entfernen, wird durch Änderung des Offsetwertes des gemessenen Verlustes, dem die Verlustvanation über BD bzw 1/RVM überlagert ist, jeweils festgestellt Zu diesem Zweck sind zwei grundsatzliche unterschiedliche Ausfuhrungsvarianten vorgesehen- eine, bei der das Sensormodul unmittelbar am zu schutzenden Teil montiert ist und über dessen Leitfähigkeit den Verlust mißt, z B Flugzeugbleche Motorblocke Karosseπeteile, oder auch jede Art von mit einem Metallgehause umgebenen Ersatzteil, und eine weitere Variante, bei das Sensormodul als Verschlußdedektor einer Verpackung verwendet ist, innerhalb der sich die zu schutzenden Teile befinden Für eine unmittelbare Montage des Sensors am zu schutzenden Teil, ist der Sensor z B mit einer Klebeschicht versehen und einfach auf das betreffende Teil aufgeklebt, wobei gegebenenfalls das betreffende Teil auch noch eine Einrastung zur zusätzlichen Fixierung des Teils aufweisen kann Eine weitere Möglichkeit ist das betreffende Teil zusammen mit dem Sensor Vakuum verpackt zu fixieren usw Weiters ist eine einfache Ausfuhrungsvariante bevorzugt, die sich sowohl als Verschlußdedektor einer Verpackung, als auch für die unmittelbare Montage an einem betreffenden Teil eignet: Dabei ist durch das als vergossene Moduleinheit ausgeführte Sensorgehause ein Band durchgezogen, auf dem der Sensor verschiebbar ist. Dieses Kunststoffband entspricht den üblichen Verpackungsbandern, die mit einer entsprechenden Schweißzange verschweißt werden können. Dieses Band hat die Eigenschaft, daß es nach dem Durchtrennen zwar wieder verschweißt werden kann, die neu Stoßstelle jedoch sich nicht verbergen laßt Die gewählte Verpackung für die zu sichernden Teile ist z.B. eine einfache Blechschachtel, deren Deckelrand (eines Klapp- oder Abziehdeckels, etc ) jedoch Durchfuhrungsschi itze zum Durchziehen des Bandes aufweist. Das derart um die mit dem Deckel verschlossene Schachtel gelegte Band, auf dem der Sensor über entsprechende Bandfuhrungsschlitze des Sensorgehauses aufgeschoben ist, wird unter Anspannung standartaßig verschweißt (z.B. in der Mitte der Schachtel) Anschließend wird der Sensor genau über die Schweißstelle geschoben und fixiert. Das Fixieren erfolgt z.B. durch seitlich des Bandes an der Unterseite des Sensors vom Sensor abstehende Abziehflachen für das Freilegen einer Selbstklebeschicht des Sensors, mit der er unmittelbar auf die Verpackungsschachtel geklebt wird. Um auch eine vorsichtiges Verschieben des Sensor gut detektieren zu können ist an der Innenseite der Schachtel ein in Bandrichtung schräg verlaufender Metallkeil vorgesehen, so daß auch ein bloßes Verschieben des Sensors (bei gelöstem Klebstoff eine Verlustanderung bewirkt). Bei eine solchen Variante kann auch eine Kunststoffschachtel verwendet werden. Die Stelle wo der Sensor aufzusetzen, bzw. das Band zu verschweißen ist, ist dann durch Bedruckung markiert. Auf diese weise kann z.B. eine Schachtel mit Flugzeugbolzen durch drei Bander, von denen jedes jeweils einen Sensor tragt gesichert werden. Nachweislich hat die Fälschung teuerer Flugzeugbolzen bereits zu Flugzeugabstürzen gefuhrt Schaltung: Die Schaltung des Sensors erfolgt nach der bevorzugten Transputer Sensor Variante, und beinhaltet einen nicht fluchtigen Schreib-Lesespeicher (z.B. FLASH-Speicher, EEPROM, oder Batterie gepuffertes RAM), eine Knopfzelienbattene oder Akku, wobei gegebenenfalls als Akku auch ein Gold- Elektrolydkondensator für die Zwischenspeicherung der Energie des HF Empfangskreises verwendet werden kann, weiters eine Uberwachungsschaltung für die Versorgungsspannung (z.B. des Akkus) die bei Absinken auf einen Minimalwert, bei dem die Prozessor Schaltung noch funktioniert, in den nicht fluchtigen Speicher einen Code einschreibt, der dies anzeigt. Nach Ausfall der Versorgungsspannung kann der Tranpsuter Sensorchip durch Sende- Einspeisung einer HF über seinen HF-Kreis jederzeit wieder initialisiert werden, um unter Benutzung des Verschlusselungsprotokolls (ähnlich einer Chipkarte), den nicht fluchtigen Speicher auszulesen Zeigt dieser Speicher eine Unterbrechung der Versorgungsspannung an, dann wird prinzipiell davon ausgegangen, daß das betreffende Teil, an dem der Sensor befestigt ist, nicht echt ist. Ist der Chip dagegen seit seiner Initialisierung bei der Verpackung standig unter Versorgungsspannung gewesen, dann entscheiden die weiteren, aus dem Speicher gelesenen Daten ob das betreffende Teil echt ist. Das Teil ist echt, wenn kein Versuch registriert ist, das Teil zu entfernen, d.h keine Verlustanderung außerhalb der durch das zeitliche Verlust Codemuster vorgegebenen Änderungen aufgetreten ist. Um Leistung zu sparen kann der betreffende Sensor nach jeder Generierung eines Verlust Codemusters auch eine kurze Pause einlegen (Tastverhaltnisbetπeb). Im Lagerraum werden die Sensoren z.B. über die beschriebene Speisung mittels Induktionskabels geladen. Wahrend des Transport kann ein zentraler HF- Sender im Frachtraum die Transputer Sensoren weiter versorgen, oder die Sensoren sind durch eingebauten Akku (bzw. Batterie) gespeist. Die Kommunikation mit dem Em-Ausgabegerat erfolgt über eigene HF-Sende/Empfangsfrequenz oder auch über den für die Spannungsversorgung vorgesehenen HF-Kreis des Transputer Sensors. Die Kompensation des Temperaturganges kann auf unterschiedliche Weise erfolgen, je nach dem welches der beiden nachfolgend zu Fιg.8 beschriebenen Verfahren einer dynamischen oder einer statischen Relativmessung zur Anwendung gelangt. Bei der dynamischen Relativmessung wird jede Verlustanderung, die außerhalb des sehr langsamen Nachstellvorganges bei der automatischen Nachstellung des Arbeitounktes auftritt, als Ansprechkπteπum angezeigt. Dabei ist es sinnvoll, die zu Fιg.8 beschriebene Nachstellung mittels Zahlertakte derart zu modifizieren, daß auch die sehr langsame Nachstellung nicht in regelmäßigen Takten sondern in Taktimpulsen mit unterschiedlichen Zeitmtervallen (ta, tb, tc, td, te, ....usw.) zwischen den Zahlimpulsen (za, zb zc, zd, ze usw.) vorgenommen ist. Dabei sind die Zeitintervalle (ta, tb, tc, td, te, ....usw ) gleichfalls nach einem vorgegebenen Codemuster eingestellt, wobei jede weitere Verlustanderung außerhalb der diesen Zeitmtervallen entprechenden Zählimpulsen (za, zb, zc. zd, ze usw.) nicht als Nachstellung des Offsetwertes zur Nachstellung des Arbeitspunktes zwecks Eliminierung des Temperatureinflusses, sondern als Versuch der Verschiebung oder Entfernung des Sensors aus seinem Soll Verlustbereich gewertet wird. Dabei erfolgt dann allerdings die Messung, bzw. Verlustbewertung unter Berücksichtigung der nach einem vorgegebenen Code zu erwartenden Verlustanderung BD (zur Verschlüsselung des Verlustes) Sowohl für die Variation des Summenverlustes durch Stellgroße BD (nach einem vorgegebenen Code_BD), als auch für das jeweilige Setzen eines (gleichfalls nach einem veränderten Code_Tz) eingestellten Zeitwertes zum Ausgleich der Temperaturdrift über entsprechende Veränderung des Offsetwertes (vgl. Text zu Fιg.8) können beide Codewerte (Code_BD und Code_Tz), auch durch einen Zufallsgenerator erzeugt sein. Der zu einem Zeitwert von Code_Tz (mit entsprechenden Zahlimpulsen (za, zb, zc, zd, ze usw.) jeweils veränderte Offset- Verlustwert ist dann für die Referenzbewertung des jeweils gemessenen Verlustes derart berücksichtig, indem der dem Offset- Verlustwert entsprechende Anteil im Stellwiderstand Verlust 1 /RVM entsprechend erhalten bleibt (als Offsetwert gespeichert bleibt für Messung von usl). Das Meßverfahren ist im Prinzip auch ohne negativen Widerstandsanteil durchfuhrbar. Bei der statischen Relativmessung ist zusätzlich zur Verlustmeßspule LM (mit Cp) eine Referenzmeßspule LT (mit CT) vorgesehen, die an der Btechschachtel gleichfalls mit einem entsprechenden Band fixiert und an der Blechschachtel festgeklebt ist, oder gegebenenfalls auch innenseitig der Blechschachtel angebracht werden kann.
Weiterbildung:
Variante: Anwendung des Verlustmeßsensors für eine gegen Einstreuung völlig unempfindliche Signalübertragung. Insbesondere erstreckt sich das Schutzbegehren nicht nur auf eine Anwendung als Verlust messender Sensor zur Erfassung entsprechender physikalischer Meßgroßen, sondern da der Erfinder mit seiner Erfindung offensichtlich Neuland betreten hat, soll insbesondere die Anwendungsmoghchkeit des Sensors für eine gegen Einstreuung völlig unempfindliche Signalübertragung zur Signalauskopplung verwendet werden. In Text zu Fig.36 und Fιg.37 sind, die Abgrenzung zum Stand der Technik, neue Losungswege, und Anwendungen für eine solche Übertragung für die unterschiedlichsten Anwendungen beschrieben: Standart Datenleitungsverbindungen im Maschinenbau, Übertragung von Daten auf bestehenden Stromnetzen (extern, Überlandleitungen, Stadtleitungen) und intern (in Räumen, z.B. für die Rechnervernetzung oder Maschinenvernetzung, etc.), und weiters noch die Benutzung einer solchen Signalubertragung um mittels eines einfachen Induktionskabels (um Wickeldorn gewickelte Kabel- bzw. Stromschleife) die als Transputer Sensoren ausgeführten Sensoren zu vernetzen.
Die einzelnen Figuren zeigen:
Die Schaltung aus Fig.l ist der DE 42 40 739 C2 unmittelbar entnommen und eignet sich ohne wesentliche Veränderungen unmittelbar zur Durchfuhrung des erfindungsgemaßen Verfahrens vorliegender Anmeldung wenn die Software des verwendeten Micro- Controllers (MP) entsprechend modifiziert wird. Beispiele für den Verfahrensablauf des erfindungsgemaßen Verfahrens sind zu Fιg.2b und Fig.2c beschrieben. Dabei stellen Fιg.2b und Fig.2c zwei unterschiedliche Varianten dar, welche das gleiche erfindungsgemaße Prinzip nach Anspruch 1 benutzen. Dagegen veranschaulicht Fιg.2a ein Verfahren, wie es nach dem Stand der Technik in der DE 42 40 739 C2 bereits vorgeschlagen worden ist. Fig.3 bis Fιg.6 betreffen Weiterbildungen der Erfindung bezuglich Schaltungsausgestaltungen. Fig.7 betrifft eine Anwendung an einer Bremsscheibe, bei der das Verfahren auch für eine Temperaturmessung beschrieben ist, wie auch bereits in der zitierten DE 42 40 739 C2 vorgeschlagen. Fig.8 zeigt eine Ersatzschaltung mit ausführlicher Erläuterung zur bevorzugten Entdampfung der Verlustmessung mit einem negativen Widerstand, bzw. Leitwert. Die weiteren Figuren betreffen Weiterbildungsvananten der Erfindung, die die Möglichkeiten des neuen Verfahrens für unterschiedlichste Anwendungen aufzeigen, so ist z.B. zu Fig.36 die Anwendung des Verfahrens für ein Storsignal unempfindliches Signalubertragungsverfahren beschrieben, mit den zu weiteren Figuren beschriebenen vielfaltigen Anwendungsmoghchkeiten
Nachfolgend sind die einzelnen Figuren näher erläutert:
Fig.l ist der DE 42 40 739 C2 entnommen und zeigt das entsprechende Prinzip.
Fig.2a veranschaulicht den Ablauf nach DE 42 40 739 C2 ohne die erfindungsgemaßen Verfahrensverbesserung anzuwenden: An Rp wird der Wert von 1/RVL innerhalb des Verfahrensschrittes (t) solange verändert bis us sich auf einen bestimmten Wert einstellt
Fig.2b veranschaulicht den Ablauf der bevorzugten Storsignalunterdruckung unter Verwendung folgender Verfahrensschritte tl und t2 (Variante 1):
• tl: an Rp Wert Rpl vorgegeben (einstellen) und usl Messen
• t2: an Rp Wert Rp2 vorgegeben (einstellen) und us2 Messen
Dabei besteht die Vorzugsalternative (Option), daß zur Vereinfachung ein Wert von Rp = unendlich (d.h. abgeschaltet, vgl. HS Fig.l ). Der andere Wert von Rp ist eine Konstante Aus dem Verhältnis Rp' * usl/us2 wird RVM (gemessener Verlust). Das Verhältnis usl/us2 stellt sich als Variable entsprechend RVM und der vorgegebenen Konstante Rp ein, wobei Rp'=l/RVL + 1/RVM, wie zuvor zu Ausfuhrungsvariante 1 beschrieben.
Fig.2c veranschaulicht den Ablauf der bevorzugten Storsignalunterdruckung unter Verwendung folgender Verfahrensschritte (Variante 2):
• tl: an Rp Wert Rpl vorgeben (einstellen) und usl Messen
• t2: an Rp Wert Rp2 solange verandern (skalieren) bis usl/us2=Konstante
Dabei besteht die Option, ein Wert von Rp = unendlich (d.h. abgeschaltet). Der andere Wert von Rp wird solange variiert (abgeglichen) bis die Konstante usl/us2 erfüllt ist. D.h. bei dieser Variante ist im zweiten Verfahrensschritt (t2) Rp eine Variable und us/us2 eine Konstante, die somit durch eine Komparatorschaltung dedektiert werden kann und usl/us2 daher nicht gerechnet werden muß, was für kleinste Mikrocontroller Vorteile hat. Dabei kann für einfache Anwendungen Rp z.B. auch ein lineares binar abgestuftes Leitwertnetzwerk sein, das unmittelbar von den CMOS Mikrocontrollerausgangen geschaltet wird (hochohmig oder gegen GND... Masse). Der Mikrocontroller enthalt dann auch zugleich eine Tabelle über die das Leitwertnetzwerk so abgestuft ist, daß sich für den Abgleich usl/us2 =Konstante eine Eichung in der gemessenen physikalischen Große ergibt z.Bsp. in °C (bzw. deg), wenn mit der Spule eine beruhrungsiose Temperaturmessung an einem Metall (z.B. an einer Bremsscheibe) vorgenommen werden soll Fig.3 zeigt das zu Fιg.2b genannte Ausfuhrungsbeispiel, bei dem der Microcontrolier MP unmittelbar ein binares Leitwertnetzwerk (Go....Gn) ansteuert (geschaltet zwischen GND und offen). Go...Gn (entspricht den Widerständen Rn...Ro) und entspricht einem linear einstellbaren Leitwert 1/Rp. Für eine beruhrungsiose Temperaturmessung, z.B. an Bremsscheiben, kann die Funktion Leitwert = Funktion (Temperatur) ausreichend genau im Microcontrolier über Tabelle hneansiert werden. Das gleiche gilt auch für Abstandsmessungen Über Ro und Verstarker V sind die Nulldurchgange (SYNC) des Spulenstromes von LM dedektiert Optional kann (zwecks Anpassung) über den Summenpunkt S des Leitwertnetzwerkes auch eine transformatorische Einkopplung über eine entsprechende Wicklung an LM vorgenommen sein
FigAa zeigt ein Detail für ein Beispiel um das erfindungsgemaße Verfahren entsprechend Ablauf nach Fιg.2b durchzufuhren, bestehend aus einem S&H (Sample und hold)- A/D- Konverter, der die Spannungswerte am Schwingkreis zum Zeitpunkt des Nulldurchgangs des Resonanzkreis-Spulenstromes (=Spannungsmaxιmum) abtastet und dem Microcontroller zufuhrt, einem Schaltsignal BD (Fιg.5) für den Halbleiterschalter HS, der den Stellwiderstand Rp an den Schwingkreis in beschriebener Weise anschaltet
Fig.4b ein Beispiel um das erfindungsgemaße Verfahren entsprechend Ablauf nach Fιg.2c durchzufuhren, bestehend aus einer Komparatorschaltung (C) mit zwei Vergieichseingangen (a,b) von denen einer direkt und der andere über eine S&H (Sample und hold) Speicherschaltung Spannungswerte am Schwingkreis zum Zeitpunkt des Nulldurchgangs des Spulenstromes (=Spannungsmaxιmum) abtastet, wobei dieser Zeitpunkt durch ein Gultigkeitssignal am Komparatorausgang realisiert ist. (SYNC, vgl. auch Fig.l und DE 42 40 739C).
Die S&H (Sample und hold) Speicherschaltung ist erforderlich, damit die Spannungswerte zu unterschiedlichen Zeitpunkten aus den unterschiedlichen Meßzyklen (tl, t2) miteinander verglichen werden können. Dabei weist einer der beiden Eingange einen Spannungsteiler (Rva, Rvb) auf, der so bemessen ist, daß für den festgelegten Konstantwert des Verhältnisses usl/us2 am Komparatorausgang Spannungsgleichheit der Eingange auftritt
Die Dedektierung des Spulenstrom-Nulldurchganges (vgl. Cu in Fιg.5) zur Feststellung des Spannungsmaximums am Schwingkreis kann neben der Verwendung eines kleinen Serienwiderstandes (Rmi) z.B. auch durch Koppelspuie oder Hallgenerator erfolgen
Fig.5 zeigt ein Beispiel um den Resonanzkreisstrom konstant zu regeln, der über einen zum Innenwiderstand der Speiseschaltung in Serie geschalteten Meßwiderstand (Rmi) als Differenzspannung (DIFF) ausgekoppelt einem Komparator (Ci) zugeführt und mit einer dem gewünschten Maximalwert der Resonanzkreisstromamphtude entsprechenden
Referenzspannung (Ref=) verglichen ist Der Komparatorausgang erzeugt bei Überschreitung des Resonanzstromes (ires) eine Taktflanke (CKminus) für die schrittweise Nachregelung zur schrittweisen Verminderung der Resonanzkreisstromamphtude Umgekehrt wird das Ausgangssignal eines weiteren Komparators (Cu, vergleicht gegen Null) über den Nulldurchgang des Resonanzstromes (ires=0, vgl. DIFF) in eine Taktflanke (Ckplus) zur schrittweisen Erhöhung der Resonanzkreisstromamplitude umgesetzt. Beide Taktfianken sind z B. unmittelbar einem Microcontroller zugeführt (MP), der mit den Taktflanken einen entsprechenden Vor- Ruckwartszahler (Zint) bildet, dessen Ausgang (x) über ein entsprechendes Widerstandsnetzwerk (D/A) den Resonanzkreisstrom (ires) durch ausgleichende Variation der Signalspannung (Fremdspeisung an Koppelkondensator Ck des Schwingkreises) über die Versorgungsspannungsregelung (VCCosz) des einspeisenden Oszillators konstant halt Dabei ist vorgesehen die Breite des am Ausgang von Komparator Ci auftretenden CKminus Impulses zu messen, und bei Überschreitung den Schrittzähler (Zint) mit mehreren Takten für die schnellere Ruckregelung des Resonanzkreisstromes (ires) zu takten Für weitere Signale und Komponenten in Fιg.5, vgl Fig 4b und Fig. l Eine besonders bevorzugte Vereinfachungsversion ist, an einen CMOS Mikrocontroller unmittelbar die Widerstände des D/A-Konverters anzuschließen, und dessen Stromausgang einem Summierverstarker zuzuführen, dessen mederohmiger Ausgang unmittelbar die Versorgungsspannung des Oszillators speist
Steuerzyklen für Nachstellung des Resonanzkreisstromes und der Meßschritte tl,t2
Ausgehend von einer zeitlichen Gruppierung für die Nachstellung des Spulenmeßstromes (von LM) bzw Resonanzkreisstromes in aufeinanderfolgende Periodengruppen, in denen jeweils über eine Vielzahl von Perioden ein Steuer- oder Meßzyklus stattfindet wird folgendes Beispiel gegeben: Beispielsweise erfolgt die Nachstellung der Oszillatorversorgungsspannung (VCCosz) zum Zwecke der Konstantregelung des Resonanzkreisstromes (ires) nur für jeweils jede dritte Periodengruppe des Resonanzstromes, wobei in den dazwischen liegenden Periodengruppen (jeweils zwei aufeinanderfolgend) die bevorzugten Meßschritte (tl, t2) zur Bestimmung des Meßwertes ausgeführt sind und bei Verwendung der Variante für den Abgleich eines konstant vorgegebenen usl/us2-Verhaltnιsses (vgl Ausfuhrungsvariante 2), dieser Abgieich (Rp) sich auch über mehrere solcher Peπodenfolgen aufgeteilt, erstrecken kann. Als Periodengruppe ist jeweils die Anzahl von Perioden zu verstehen, die der Schwingkreis (LM, Cp) benotigt, um nach einem verursachten Schritt einer Spannungsanderung (VCCosz) zur Konstanthaltung des Resonanzkreisstromes (ires) oder einem Abgleichschritt des stellbaren Widerstandes (Rp) die Einschwingzeit des Resonanzkreises zu berücksichtigen. Die Erkennung, ob bei Änderung von VCCosz ein Vorgang eingeschwungen ist (damit Meßschritte tl, t2 gültig durchgeführt werden können), kann z.Bsp. durch Bewertung des Tastverhaltnisses erfolgen, mit denen sich Ckplus und Ckminus abwechseln. Sind jeweils mehr Ckplus Impulse vorhanden als Ckminus Impulse, oder ist der Ckminus Impuls zu breit, dann ist der Schwingkreis noch nicht auf den Sollwert seines Resonanzkreisstromes eingeschwungen und die Meßauslosung der Schritte tl,t2 ist verhindert
Option phi betrifft ein vom Microcontroller (Prozessor) MP an den Speiseoszillator OSZ des Schwingkreises (LM,Cp) abgegebenes Steuersignal, das den Oszillator veranlaßt über seinen Ausgang (Koppelkondensator Ck) an den Schwingkreis LM,Cp erforderlichenfalls eine zur Phasenlage des (mit Cu) dedektierten Resonanzkreisstromes (ires) gegenphasige Erregerschwingung einzuspeisen, um die Resonanzkreisstromamphtude (ires) auf einen konstanten Wert zu halten Dies ist dann der Fall, wenn das Storsignal so groß ist, daß der Resonanzstrom ires durch Verringerung von VCCosz sonst nicht mehr zu reduzieren wäre Die in Fιg.5 gezeigte Schaltung eignet sich vor allem, wenn der Schwingkreis (LM, Cp) von einer Fremdeinspeisung gespeist ist (OSZ), deren Phasenlage gegenüber einer von der Schwingkreisspule aufgenommenen Einstreuung durch Verschieben der Phasenlage (bzw. einer equivalenten Durchlaufzeit) durch den Microcontroller über Steuersignal verschiebbar gemacht In weiterer Ergänzung oder Variante für eine selbsterregte Schwingkreis-Oszillatorschaltung, ist im Ruckkopplungspfad der Oszillatorschaltung zum Schwingkreis, ein stellbarer Phasenschieber vorgesehen, dessen Phasenlaufzeit durch ein Steuersignal des Microcontrollers steuerbar ist. Liegt beispielsweise an der Meß- bzw. Schwingkreisspule (LM) eine Einstreuung vor, die gegenphasig zur Ruckkopplungsspannung des Oszillators wäre, dann wurde die Ruckkopplung nur mehr als Gegenkopplung wirken und die Schwingkreisamp tude unter den Regelbereich für den konstanten Speisewechselstrom absinken. Umgekehrt wurde bei einer starken, zur Ruckkopplungsspannung des Oszillators gleichphasig egenden Einstreuung an der Meß- bzw. Schwingkreisspule (LM) eine Übersteuerung hervorrufen, d.h. den Regelbereich für den konstanten Speisewechselstrom überschreiten. In beiden Fällen kann durch den Phasenschieber der Microcontroller die Schwingkreisamphtude in den gewünschten Meßbereich verschieben, in dem sich der Regelbereich für die beschriebene Konstantstromregelung befindet. Somit die Wechselstrom Amplitude des Schwingkreisspeisestromes in der beschriebenen Weise konstant geregelt werden kann. Alternativ oder ergänzend dazu konnte eine Amp tudenregelung auch durch Parallelschalten von entsprechenden weiteren Verlusten (Offsetwert) erfolgen, jedoch wurde dies die gesamte Meßcharakteristik (Empfindlichkeit, Auflosung) des Sensors beeinflußen.
Fig.6 zeigt ein Beispiel, in dem das Meßprinzip zur Messung eines niederohmigen Widerstandes Rx, z.B. eines Drahtes oder Dehnungsmeßstreifens, verwendet ist. Dabei kommt die völlige Unempfind chkeit des Verfahrens gegen Storeinstrahlung dem Meßprinzip zugute. In Beispiel nach Fιg.6 ist der gemessene ohmsche Widerstand über ohmsche Kontaktierung (KTK) direkt seriell in die Meßspule (LM) geschaltet.
Fig.7 veranschaulicht das Beispiel einer Anwendung an einer Bremse Dabei ist in den Bremsbacken (1), welche den Bremsbelag (2) halten, zu einer oder beiden Seiten des Bremsbelagrandes (3) jeweils eine Sensorspule (LMla.b bzw. LM2a,b) eingesetzt, und außenseitig der Bremsbacken eine weitere Sensorspule (LM3a,b) eingesetzt. Die innenseitig eingesetzten Sensorpulen (LM1, LM2) messen einerseits den Abstand (4) zur Bremsscheibe (6) zur Ermittlung der Dicke (5) des Bremsbelages (2) und weiters die symmetrische Abnutzung (bzw. assymetπsche) bei fehlerhaften Bremsen. Die außenseitig eingesetzte Sensorspule (LM3) dagegen, mißt in konstantem Abstand die Temperatur der Bremsscheibe (6), wobei die
Meßwerte aO an den laufenden Mittelwert (M) bilden: M= [M * (n-1) + an ] /n, wobei M... auf der rechten Seite der Gleichung der aktuelle (zuletzt ermittelte) Mittelwert ist, n...dιe laufende Nummer eines aktuellen Meßwertes an ist, und M... auf der linken Seite der Gleichung der unter Einbeziehung der aktuellen Messung jeweils neu gebildete Mittelwert ist Die Temperaturmessuπg der Bremsscheibe (6) liefert weiters eine Korrekturgroße für die Sensorspulen (LM1, LM2) zur Messung der Bremsbelagdicke. Weiters kann auch noch ein standartmaßiger Temperatursensor ~standart) vorgesehen sein, der die Kuhlungswirkung des auf die Bremsscheiben einwirkenden Luftstromes mißt, wobei dieser Sensor erforderlichenfalls auch unmittelbar heizbar gemacht ist, z.B. zwei thermisch verbundene Transistoren von denen einer als Temperatursensor und der andere als Heizelement verwendet ist, somit über eine durch Regelung der Heizleistung auf eine der Temperatur der Bremsscheibe entsprechenden Temperatur, über die Heizleistung eine Aussage zur Bremsleistung der Bremsscheibe gemacht werden kann. Dabei wird der Temperaturseπsor auf die Temperatur der Bremsscheibe (geregelt) aufgeheizt und ist an einer Oberflache 0~standart) montiert, die zur Umgebung etwa die gleiche Wärmeableitung aufweist, wie die Bremsscheibe. Die so erhaltene Bremsleistung wird weiterhin noch zur vom Bremssystem ausgeübten Bremskraft (z.B. gemessen über Bremskraft- bzw. Druckmeßsystem) relativiert um den Wirkungsgrad der Bremse zu messen Bei dieser Überlegung wird davon ausgegangen, daß je großer die Erhitzung der Bremsscheibe in Relation zum aufgebrachten Bremsdruck ist, um so besser ist die Wirkung der Bremsbelage Unterschreitet der Wirkungsgrad einen vorgegebenen Wert, dann ist entweder die Bremsanlage defekt (ungleiche Druckverteilung der Bremsbelage) oder die Bremsbelage entsprechen nicht den Anforderungen. Oder, wenn die Bremsbelege und die Bremsanlage in Ordnung ist, dann ist beim Bremsen zwischen Straße und Reifen ein Dauerschlupf vorhanden, der z.Bsp. auf schlechte Reifen zurückzuführen ist, oder auf eine entsprechende schlechte Haftung der Straße Somit laßt sich aus der beschriebenen Messung auch ein ABS Bremssystems über den steuernden Mikroprozessor gut kalibrieren, bzw. beeinflußen bevor ein Reifen noch blockiert, zur Verminderung der Bremskraftfreien Schlupfstrecken.
Die beschriebene Variante entspricht einer Weiterbildungsoption, wobei es auch schon ein großer Vorteil ist, wenn eine Uberhitzung der Bremsen, oder Nachlassen der Bodenhaftung beim Bremsen, dem Fahrer akustisch oder optisch angezeigt wird, bzw. bei Gefahr einer Uberhitzung eine Motorbremse einschaltet (z.Bsp. durch Absperren oder Drosselung des Auspuffs für einen Teilzeitabschnitt der Auspuffphase mit einem elektrisch geschalteten Ventil oder Schieber) bzw. ein Automatikgetriebe zurückschaltet.
Eine weitere Applikation für die Temperaturmessung ist, z.Bsp. das Messen der Temperatur an Turbmenschaufeln, was in großem Abstand vorgenommen sein kann, da der Sensor gegen Einstreuung unempfindlich ist.
Fig.8 zeigt ein Ersatzschaltbild zur Veranschauhchung des Verfahrens für die exakte Einstellung des in bevorzugter Weiterbildung für die zusätzliche Entdampfung des Meßkreises benutzten negativen Widerstandes (bzw. negativen Leitwertes -gT). Der serielle Verlustwiderstand rs der Meßspule LM kann als durch den Parallelschwingkreis (LM,Cp) transformierter Parallelleitwert aufgefaßt werden, der durch einen zum Schwingkreis (LM, Cp) parallel hegenden negativen Leitwert -gT (z.B. einer Tunneldiode) kompensiert wird, bei standig angeschalteter Meßgroße des zu messenden Verlustes 1/RVM. Dabei ist, wie bereits zu Fig.l und zu den zugehörigen Verfahrensschritten bereits erläutert, im Wert von 1/RVM' der Verlustwiderstand rs der Meßspule LM bereits enthalten, wobei eine Tabelle für die tatsächliche Zuordnung des Meßwertes 1/RVM aus dem gemessenen 1/RVM' benutzt wird. Um den Wert des negativen Leitwertes -gT genau einstellen oder messen zu können, wird in Anlehnung des bereits in DE 42 40 739C vorgeschlagenen Kompensationsmeßverfahrens, dieses Verfahren entsprechend modifiziert angewendet, unter Benutzung der in Anspruch 1 dieser Anmeldung angegebenen Relationsmeßvorschrift, in bevorzugter Ausfuhrung durchgeführt nach Anspruch 3 Dabei erfolgt die bevorzugte Einstellung oder Messung des zur Entdampfung zugeschalteten negativen Leitwertes -gT völlig unabhängig vom standig angeschalteten Verlust 1/RVM' Als Referenzwiderstand, bzw. für die Bestimmung von -gT ist ein in seinem Wert veränderbarer Eich- bzw Kalibnerleitwert GTCOMP in Parallelschaltung zum negativen Leitwert -gT vorgesehen, wobei auch der Leitwert Null als Einstellwert vorgesehen sein kann und gegebenenfalls die Umschaltung zweier Werte ausreichend sind. Der negative Leitwert der Tunneldiode -gT ist gleichfalls in seinem Wert veränderbar, wobei der Leitwert Null als Einstellwert vorgesehen sein kann und gegebenenfalls die Umschaltung zweier Werte ausreichend sind. Ob die betreffenden Leitwerte -gT und GTCOMP durch Stellgroße innerhalb einer Wertskala verstellbar gemacht sind, oder nur zwischen zwei Werten (z.B Null und GTCOMP, bzw Null und -gT) umschaltbar sind, ist von der für eine gewünschte Applikation aufgestellten Relationsbedingung abhangig nach der die am Schwingkreis anstehenden Verluste zusatzlich zum bevorzugten Meßverfahren für die Storsignal unabhängige Messung eines Verlustes 1/RVM (vgl Meßschritte tl und t2 mit ul, u2) für die Bestimmung von -gT gemessen werden. Unter Bezugnahme auf Fιg.8 wird das Abgleichverfahren zur Bestimmung von -gT folgendermaßen durchgeführt: 1): Bei abgeschaltetem -gT und abgeschaltetem GTCOMP wird die Schwingkreisspannung uoff am Parallelschwingkreis LM,Cp gemessen. 2): In einem nachfolgenden Schritt werden -gT und GTCOMP dem Schwingkreis zugeschaltet. Sind beide Werte gleich groß (-gT = GTCOMP), dann tritt am Schwingkreis die gleiche Spannung uon = uoff auf, wie zuvor im abgeschalteten Zustand von -gT und GTCOMP, da sich -gT und GTCOMP kompensieren. Erfolgt anstelle einer Abschaltung des Leitwertes GTCOMP nur eine entsprechende Wertverringerung (auf 1/RVLo) dann erfolgt der Abgieich auf die entsprechende Wertdifferenz -gT = (GTCOMP - 1/RVLo), siehe auch nachfolgende Tabellel . Ebenso wäre als Alternative anstelle der Abschaltung auch nur eine entsprechende Werteveranderung von -gT durchfuhrbar, um aus den den veränderten Werten sich ergebenden Amphtudenanderungen (us*) der Schwingkreisspannung den Wert von -gT bestimmen zu können. Der Einfachheit halber ist nachfolgend für die Abgleichbedingung nur -gT = GTCOMP angegeben. Um diesen Abgieich zu erreichen, kann bei vorgegebenem GTCOMP, der negative Leitwert -gT auf den Wert von GTCOMP abgeglichen (eingestellt) werden (-gT = GTCOMP) bis die am Schwingkreis gemessene Spannung uson gleich uoff ist, oder es kann der jeweils eingestellte negative Leitwert durch Abgleich von GTCOMP ermittelt werden (GTCOMP = -gT), bis die am Schwingkreis gemessene Spannung uson gleich uoff ist (uson=usoff). Für die Durchfuhrung des Abgleichs von -gT = GTCOMP, bzw. -gT = (GTCOMP - 1/RVLo), ist zu berücksichtigen, daß der differentielle Widerstand auch noch geringfügig abhangig ist, von der Amplitude der Kleinsignal Aussteuerung im gewählten Arbeitspunkt. Daher ist vorgesehen, bei der Bestimmung des negativen Leitwertes -gT, den Spannungswert uoff (nach dem uon abgeglichen wird), so zu wählen, daß er den bei der eigentlichen Verlustmessung auftretenden Spannungswerten usl (im Schritt tl) und us2 (im Schritt t2) entspricht. Diese Maßnahmen sind im vorangehenden Kapitel „Variante entdampfter Sensor, Grundlagen" mit Ausfuhrungsbeispielen ausfuhrlich beschrieben.
Es ist evident, daß wie bei der Messung des Verlustes 1/RVM in den Meßschritten tl, t2 für die Feststellung von ul, u2, auch für den Abgieich von -gT (in den Meßschritten ton, toff), anstelle einer unmittelbar am Schwingkreis jeweils vorgenommenen Spannungsmessung (us* bzw. uson, usoff), auch zur Schwingkreisspannung proportionale Spannungen gemessen werden können, z.Bsp. über eine an einem Serienwiderstand zum Schwingkreis abgegriffene Spannung Da in den beiden Meßschritten ton, toff für einen erfolgten Abgieich uson=usoff jeweils die gleiche Spannung am Schwingkreis gemessen ist, ist das Verfahren unabhängig von einer Storsignalemstrahlung solange keine Hullkurve vorhanden ist; oder bei Vorhandensein einer Hullkurve, das Meßverfahren nach der Periode der Hullkurve synchronisiert ist; oder in weiterer Alternative, für die Messung von uson=usoff die betreffenden Spannungswerte entsprechend dem Hullkurvenverlauf korreliert sind Es gelten dafür die gleichen Möglichkeiten und Maßnahmen, wie sie für die Messung von ul und u2 für die Meßschritte tl und t2 zu den beiden Verfahrensvarianten Ausfuhrungsvaπantel und Ausfuhrungsvarιante2 beschrieben worden sind (vgl. synchroner und asynchroner Modus) Für besonderes genaue Messungen gilt jedoch zu berücksichtigen, daß der Arbeitspunkt der Tunneldiode möglichst in einem linearen Bereich gelegt wird, in dem der differentielle Leitwert der Tunneldiode -gT über den bei der eigentlichen Verlustmessung auftretenden Aussteuerbereich ul und u2 konstant bleibt. Durch die transformatorische Anpassung von -gT an den jeweils benotigten Parallelleitwert kann an der Tunneldiode mit kleinsten Spannungen gearbeitet werden um -gT im geforderten Aussteuerbereich stabil zu halten. Weiters ist vorgesehen, falls erforderlich, den Leitwert von -gT für jeweils zwei unterschiedliche Werte von uoff zu bestimmen, namlich z.B. unmittelbar nach der Messung von ul (in tl), eine Messung von -gT für uoff=ul mit Abgieich uon=uoff vorzunehmen, wobei, da die Messung -gT unabhängig vom jeweils angeschalteten Verlust 1/RVM erfolgt, die Bedingung uoff = ul über den Offsetwert von GTCOMP = 1/RVLo eingestellt, bzw. noch weiter abgeglichen werden kann. Das gleiche gilt nach dem Meßschritt t2, für die Amplitude u2 der Schwingkreisspannung. Je nach Erforderniß kann dabei der eigentliche Verlust (über usl, us2) im asynchronen Modus gemessen werden, der Abgieich, bzw die Bestimmung von -gT ist jedoch im synchronen Modus nach stabilen Phasenlagen, in Bezug auf Penodizitat der Storsignal-Hullkurve des Meßsignals synchronisiert Dabei wird nach einer Messung von usl (in tl), bzw. us2 (in t2) jeweils die Schwingkreisamphtude abgetastet, bis der Wert usl bzw. dito für us2 an der Hullkurve der Schwingkreisspannung wieder wiederholt auftritt, oder zumindest ein Näherungswert. Dabei wird zu jedem der beiden Meßschritte tl (mit usl) und t2 (mit us2) eine solche Amplitudenabtastung vorbereitet, auch bei aufeinanderfolgender Messung von tl und t2 entsprechend dem asynchronen Modus (um möglichst viele Meßergebnisse zu erhalten). Dadurch braucht keine Anpassung von ul=uoff mit GTCOMP = 1/RVLo vorgenommen werden; für die Messung von u2=uoff entspricht dann der über Rp zu u2 angeschaltete Wert (um u2 für die eigentliche Verlustmessung in t2 zu erhalten), dem für die Einstellung u2=uoff erhaltenen Offsetwert GTCOMP = 1/RVLo. Für den Abgieich von uon=uoff gilt dann die entsprechende Wertdifferenz -gT = (GTCOMP - 1/RVLo), wie bereits erläutert wurde Siehe auch vorangegangenes Kapitel „Variante entdampfter Sensor, Grundlagen.
Ist für das Meßverfahren, z.B. nach Ausführuπgsvariaπte2, bereits ein durch Stellgroße (BD) stellbarer Verlustwiderstand Rp vorgesehen (z.B. für Abgieich nach vorgegebenem Verhältnis usl/us2=konstant), dann kann Rp auch zugleich die Funktion von GTCOMP übernehmen, ohne daß eine weitere Kaskade vorgesehen sein muß. Nach dem Einstellen von -gT kann mit Rp z.B. der Abgleich von us/us2=konstant im Verfahren nach Ausführuπgsvariaπte2 durchgeführt werden. Unter Bezugnahme auf die im Ersatzschaltbild für die elektronischen Schalter (z.B FET- Schalter) für die Abschaltung des negativen Leitwertes -gT und des Eichleitwertes GTCOMP verwendeten Bezeichnungen HS(gT) für -gT und HS(GTCOMP) für GTCOMP, lassen sich daher folgende übergeordnete Meßschritte zusammenfassen, die sich für jede vorgenommene Verlustmessung entsprechend wiederholen:
Tabellel:
STATUS HS(gT) HS(GTCOMP) us*
1. Abgleichschritt toff offen offen oder Offsetwert 1/RVLo *1) usoff 2. Abgleichschritt ton geschlossen geschlossen*l) uson
1. Meßschritt tl geschlossen offen oder Differenz*!) usl 2. Meßschritt t2 geschlossen offen oder Differenz*!) us2
*): Anmerkung: ist GTCOMP durch Stellgroße einstellbar gemacht, dann kann ansteile der Abschaltung von HS(GTCOMP) auch eine entsprechende Wertevariation von GTCOMP bei geschlossenem (oder nicht vorhandenem) HS(GTCOMP) erfolgen: HS(GTCOMP) wird dabei in toff auf einen Wert 1/RVLo geschaltet, der wahrend des Abgleichs von HS(GTCOMP) in den Schritten toff und ton einem standig angeschalteten Veriustwert 1/RVLo entspricht, der die Gute und somit die Einschwingzeit des Meßschwingkreises zur Beschleunigung des Abgleichs des negativen Leitwertes -gT entsprechend reduziert. Die Einstellung von GTCOMP auf den Wert 1/RVLo entspricht daher dann dem Zustand der Abschaltung von GTCOMP in toff, wobei mit 1/RVLo der Wert von uoff auf eine der gewünschten Gute entsprechenden (vordefinierten) Amplitude von uoff (bzw. auch ul) eingestellt werden kann
Für einen Abgieich uson=usoff im Abgleichschritt ton ist daher -gT nicht unmittelbar GTCOMP sondern -gT = GTCOMP - 1/RVLo (die Verluste entsprechend dabei Leitwerten). Je nach gewünschter Ausbildung des Meßverfahrens kann in dem Abgleichzyklus nachfolgenden Meßschritt tl, der als Offsetwert standig angeschaltete Verlustwert 1/RVLo für die Messung von usl auch beibehalten werden, bei entsprechender Berücksichtigung für die Verlustwertermittlung im Meßschritt t2 (bei Messung von us2). Gegebenenfalls kann GTCOMP auch zugleich als Stellwiderstand Rp im Meßschritt t2 verwendet werden. Weiters konnte auch der Leitwert 1/RVLo extern angeschaltet sein und daher ein Abgleich -gT = GTCOMP erfolgen, bzw. für die meisten Anwendungsfalle ist der in die Meßspule eingekoppelte Verlust 1/RVM ohnehin groß genug, um die Gute für den Abgieich von -gT = GTCOMP entsprechend einzustellen Die Forderung nach einer Gutereduzierung für den Abgieich von -gT = GTCOMP ist dann interessant, wenn mit Meßspulen LM hoher Gute besonders geringe Verluste (bzw Leitwerte) 1/RVM absolut gemessen sind, z.B. Abstandsmessungen an Materialien wie Carbonfaser, hochohmig messende Dedektoren mit kleinster Meßleistung im nW (Nanowatt Bereich) bei niedrigster Meßfrequenz um z.B. Briefe nach Briefbomben gefahrlos automatisiert absuchen zu können, oder langsam integrierende Messungen an Gasen zur Feststellung einer Ionisierung, etc. Dabei kann dann für den Abgleich von -gT = GTCOMP auch ein eigener Schwingkreis Lneg, Cneg, vorgesehen sein.
Der unmittelbare Abgleich von -gT auf einen vorgegebenen Wert von GTCOMP ist sinnvoll, wenn -gT als konstanter Wert (bzw. Meßkonstante) zur Einstellung einer gewünschten Gute zur Reduzierung des Eigenverlustes des Meßkreises (LM, Cp) vorgegeben wird, und der zu messende Verlust 1/RVM als Summenverlust zusammen mit dem negativen Leitwert -gT nach einem der beiden Verfahren Ausführungsvariantel oder Ausführungsvariante2 gemessen wird Der tatsächlich gemessene Verlust kann dann aus einer die eingestellte Meßkonstante berücksichtigende Tabelle abgelesen werden, die z.B. unmittelbar in der zu messenden Große geeicht ist.
Dagegen ist der unmittelbare Abgieich von GTCOMP auf einen jeweils eingestellten Wert von -gT sinnvoll, wenn der negative Leitwert -gT gelesen werden soll. Daß ein jeweils eingestellter Wert des negativen Leitwertes -gT auch gelesen werden kann, ermöglicht es, daß für die Messung des zu messenden Verlustes 1/RVM neben den beiden Vorzugsvarianten Ausführungsvariantel oder Ausfuhrungsvarιante2 noch eine dritte Variante Ausführungsvariante3 für die Ermittlung eines mit der Meßschaltung gemessenen Verlustes zur Anwendung gelangen kann. Bei dieser Variante erfolgt zuerst der Abgieich von -gT auf den auftretenden Summenverlust 1/RVM' + (- gT), wobei der negative Leitwert etwa im Wert Null beginnend, solange in negativer Richtung schrittweise vergrößert wird, bis am Resonanzkreis eine selbstatige Schwingung (ohne einen Ruckkopplungsverstarker oder eine Fremdeinspeisung zu verwenden) einsetzt Anschließend wird der negative Leitwert -gT (des Schwingungseinsatzpunktes) in beschriebener Weise über Abgleich durch GTCOMP gemessen. GTCOMP entspricht daher -gT bzw. 1/RVM inkl dem als Parallelleitwert transformierten Eigenverlust der Spule (rs), der über Tabelle korre ert wird Diese Ausführungsvariante3 wurde hier kurz beschrieben, um zu verdeutlichen, daß auch eine solche Ausgestaltung der Erfindung durch die grundsätzlichen Ansprüche abgedeckt ist (vgl. Anspruch 2).
Relativmessung: Daß über den Abgieich von GTCOMP ein jeweils eingestellter Wert von -gT unmittelbar gelesen werden kann, ist besonders für Anwendungen interessant, wo nicht der gesamte Verlust (K bzw. 1/RVM), in dem sich die Meßspule LM jeweils befindet, gemessen werden soll, sondern nur die Messung geringfügiger additiver Veränderungen (dK bzw. 1/dRVM) als Relativmessung zum bestehenden Gesamtverlust. Dabei entspricht der Gesamtverlust dem Offsetwert l/RVM_Offset, der mit einem negativen Widerstand, bzw. negativen Leitwert -gT um einen entsprechenden negativen Verlust (-1/RVM_NEG) auf die verbleibende Meßkonstante 1/RVM_Q reduziert wird. Dabei mißt der Sensor den Gesamtverlust 1/dRVM + 1/RVM_Q, mit 1/RVM_Q = l/RVM_Offset + (-1/RVM_NEG), wobei in l/RVM_Offset, und somit in 1/RVM_Q die exemplarischen Streuungen des Sensoraufbaus, wie z.B. der durch den Temperaturgang des als Verlust gemessenen Materials (K) bedingte Meßfehler, mit enthalten sind. Dabei ist zu berücksichtigen, daß z.B. bei einer Reduktion des Gesamtverlustes auf 10% (d.h. 1/RVM_Q = 0.1 * l/RVM_Offset), eine 15%-tιge Änderung des durch den Aufbau der Sensoranwendung vorgegebenen Gesamtverlustes l/RVM_Offset einer 150%-tιgen Änderung des reduzierten Offsetwertes 1/RVM_Q entspricht, und wenn wir zum der gewünschten Gute des Resonanzkreises entsprechenden Offsetwert 1/RVM_Q für eine volle Aussteuerung von 1/dRVM 20% (füll scale) als Relativmessung messen, bereits einen Meßfehler von 750% bezogen auf 1/dRVM erhalten wurden. Weshalb die Einstellung von 1/RVM_Q automatisch erfolgt, unter Benutzung des über einen Referenzwiderstand, bzw. Eichleitwert GTCOMP genau einstellbaren, bzw. genau lesbaren negativen Verlustanteils (-1/RVM MEG). Dabei wird zwischen zwei Varianten unterschieden, die nach Maßgabe der geforderten Anwendung jeweils auszuwählen sind, bzw. erforderlichenfalls auch über einen Umschaltmodus beide Varianten für einen Sensor zur Anwendung gelangen können
Die Einstellung des Sensors auf den Wert des Arbeitspunktes 1/RVM_Q für die Messung von 1/dRVM, erfolgt entweder über den gesamten definierten Meßbereich automatisch, z.B wenn ausgehend von einem niederfrequenten, oder als Gleichanteil vorhandenen Gesamtverlust l/RVM_Offset der Arbeitspunkt 1/RVM_Q sich über Nachregelung von (-1/RVM__NEG) so einstellen soll, daß in einer dynamischen Relativmessung der Verlust l/d~RVM optimal als Impuls oder hoher frequentes Signal gemessen werden kann, ohne daß für eine gegebenenfalls vorhandene Drift von l/RVM_Offset bzw. 1/RVM_Q besondere Maßnahmen ergriffen werden mußten. Oder die Einstellung des Sensors auf den Wert des Arbeitspunktes 1/RVM_Q für die Messung von 1/dRVM ist für eine Nachregelung von (-1/RVM_NEG) durch einen Vergleichssensor (vgl. LT,CT) der den Temperatureinfluß gleichfalls als Verlust mißt, oder einen Minuenden, bzw. Subtrahenden einer Differenzmessung liefert, vorgenommen. Diese Variante wollen wir als statische Relativmessung bezeichnen
Im Vergleich mit üblichen Begriffen aus der Verstarkertechnik ist die Relativmessung am besten vergleichbar mit einer Kleinsignalankopplung eines Gleichspannungs gekoppelten Summierverstarkers, wobei das Kleinsignal einen wesentlich höheren Gleichtanteil als Nullpunkt aufweist und die Nullpunktslage durch ein diesem Gleichanteil entsprechendes, dem Summierverstarker zugefuhrtes negatives Signal eingestellt ist Der Unterschied zwischen dynamischer und statischer Relativmessung ist der, daß die zur Einstellung der Nullpunktslage des Kleinsignals verwendete Steuergroße bei der dynamischen Relativmessung unmittelbar aus dem Kletnsignal (l/d~RVM) dekodiert ist, insbesondere aus der den jeweiligen Verstarkungsgrad des Kleinsignals entsprechenden Hullkurve, vergleichbar mit Dynamikkompressoren und automatischer Verstärkungsregelung. Dagegen erfolgt bei der statischen Relativmessung die Einstellung der Nullpunktslage durch ein unmittelbares Differenzsignal, im vorliegenden Fall insbesondere eines weiteren Sensores (1/dRVM), welcher die Nullpunktslage des durch den ersten Sensor abgetasteten Klemsignals gegen Drittel nflusse stabilisiert. Oder es kann auch unmittelbar das Differenzsignal zweier Sensoren abgetastet werden. Im Unterschied zu diesem Vergleich aus der Verstarkertechnik messen wir mit den Sensoren jedoch vorwiegend keine Amplituden, wie Spannungen oder Strome, sondern wir messen, bzw. bestimmen unmittelbar Verluste, unabhängig vom jeweiligen Verstarkungsgrad der am gemessenen Verlust auftretenden Spannungen oder Strome. Somit das Klemsignal ein Verlust (l/d~RVM bzw. 1/dRVM) ist, als auch der für die Einstellung der Nullpunktslage des Klemsignals verwendete negative Summand ein entsprechender Verlust ist (-1/RVM_NEG)
Dynamische Relativmessung: Der durch den physikalischen Meßaufbau des Sensors gegebene Offsetwert l/RVM_Offset wird über die Versteilung der negativen Verlustkomponente (-1/RVM_NEG) soweit reduziert, daß sich ein Arbeitspunkt 1/RVM_Q einstellt, zu dem die dynamische Verlustwechselgroße l/d~RVM im gewünschten Amplitudenbereich (us*) des Schwingkreises in einem gewünschten Verstärkungsgrad gemessen werden kann. Dabei kann diese Arbeitspunktemstellung z.B erforderlichenfalls auch in einem automatischen Kalibnerungsschπtt erfolgen. Je nach Applikation kann dabei die Selbsttesteigenschaft des Sensors auch dazu benutzt werden (vgl. auch die zitierte DE 42 40 739 C2), um durch Wertevariation eines an den Schwingkreis angeschalteten steuerbaren (BD) Verlustes Rp die dynamische Verlustwechselgroße l/d~RVM so zu simulieren, als wurde sie an der Meßstelle (K) auftreten (vgl auch Fig.l). Diese Vorgangsweise ist dann zweckmäßig, wenn die zu erwartende Verlustmessung l/d~RVM auf eine bestimmte Eingangsempfindhchkeit vorkalibriert werden soll, ohne daß ein betreffender dynamisch wechselnder Verlust l/d~RVM als über die Meßspule LM eingekoppelter Meßgroße vorhanden sein muß, was z.B. beim Einschalten oder Rucksetzen des Sensors, oder beim Eintreffen eines externen Synchronsignals vorgenommen sein kann Wahrend der Messungen des über die Meßspule LM eingekoppelten Verlustes von l/d~RVM in der beschriebenen Weise (tl, t2 mit usl, us2; bzw ton, toff mit uon, uoff) erfolgt die standige Überwachung der Hullkurve usH der Schwingkreisspannung auf Überschreitung eines Maximalwertes (REFHJWAX) und eines Minimalwertes (REFH_MIN). REFHJVIAX definiert über die zulassige Maximalamplitude die zulassige maximale Gute des Schwingkreises. Bei einem Überschreiten dieser Gute wurde die Bandbreite soweit reduziert, daß der dynamisch zu messende Verlust l/d~RVM nicht mehr übertragen werden kann, somit bei Dedektierung von REFH_MAX der Negativanteil des Verlustes (-1/RVM_NEG) entsprechend verringert werden muß, bis die Hullkurve unter dem Wert von REFH_MAX absinkt Sinkt dagegen der Minimalwert der Hullkurve unter dem Wert von REFHJVIIN, dann ist die durch den Arbeitspunkt 1/RVM_Q eingestellte Empfindlichkeit des Sensors zu gering und wird durch Erhohen von (-1/RVM_NEG) entsprechend verringert, somit die Hullkurve der Schwingkreisspannung wieder im Meßbereich von l/d~RVM egt. Da diese Regelung über den Wert von (-1/RVM_NEG) erfolgt, kann die Veränderung dieses Wertes, bzw. dieser Wert gegebenenfalls auch für eine entsprechende Korrektur des erhaltenen Meßwertes l/d~RVM verwendet werden Für die meisten Anwendungen, bei denen ein dynamisch zu messender Verlust l/d~RVM gemessen ist, ist die Auswertung der Relativität aufeinanderfolgend erhaltener Werte ausreichend Sollen die Werte absolut erfaßt werden, dann ist die durch die Veränderung des Arbeitspunktes über (-1/RVM_NEG) verursachte Änderung der Empfindlichkeit für die Abtastung von l/d~RVM zu berücksichtigen Z.B. unter Benutzung einer Tabelle, die in einem Lernverfahren am fertig montierten Sensor erstellt worden ist Dabei kann der negative Anteil von (-1/RVM_NEG) wegen des zu jeder Verlustmessung vorgenommenen Abgleichs von -gT als Drift frei angesehen werden und somit unmittelbar einer Tabelle als Eingangsgroße zugeführt werden, um eine dem Temperatureinfluß entsprechende Ausgangsgroße zu erhalten Dabei wird davon ausgegangen, daß der Nullpunkt des dynamisch gemessenen Verlustes l/d~RVM dem mit (-1/RVM_NEG) eingestellten Arbeitspunkt entspricht. Die Nachregelung von (-1/RVM_NEG) für die Einstellung, bzw. Stabilisierung des Arbeitspunktes 1/RVM_Q = l/RVM_Offset + (-1/RVM_NEG) erfolgt beispielsweise mit einem Vor- Ruckwartszahler, der über die Software des den Verlustwert (-1/RVM_NEG) steuernden Microcontrollers entsprechend implementiert ist und über Steuersignale angesteuert wird, die von der Amphtudenuberwachung REFH_MIN bzw. REFH_MAX der Schwmgkreisspannung (us*) je nach Unterschreitung bzw Überschreitung der Amplitude entsprechend dedektiert ist Dabei kann diese Dedektierung über einfache Komparatoren erfolgen, oder auch über Operationsverstärker, wobei die Abweichung (us* von REFH_MIN bzw. REFHJWAX) dann auch die Taktfrequenz des Vor- Ruckwartszahlers, der über (-1/RVM_NEG) eine der Abweichung (entsprechend der Zahlrichtung) entgegenwirkende Regelung der Schwingkreisspannungsamphtude (us*) vornimmt, mitgesteuert werden (z Bsp über eine VCO Schaltung, spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung) Die Taktfrequenz und Schrittweite (von -1/RVM_NEG) mit der der Vor- Ruckwartszahler getaktet wird, hangt von der Applikation ab. Über die automatische Arbeitspunkteinstellung (bzw. Verstärkungsregelung) des Sensors kann der Arbeitspunkt der dynamischen Relativmessung sowohl für periodische Signale (z.B. Schwingungsabtastung, Korperschall- oder Vibrationsmessung, etc.), als auch für Ereignismessungen, (Messung von Einzelimpulsen oder Nadel-Impulsfolgen mit großem Tastverhaltnis, etc.) stabilisiert werden Ebenso kann z.B. der sich aus der Hullkurvenabtastung der Schwingkreisamphtude us* ergebende Mittelwert (summierend oder über Tiefpaß festgestellt) mit einbezogen werden, je nachdem wie die Applikation es erfordert Eine weitere Option ist, für die automatische Nachstellung des Arbeitspunktes ein enable Signal (Ermoghchungssignal) zu verwenden (z.B. zur Einschaltung / Abschaltung der Zahltakte) Betreffende Beispiele sind zu Fig.15 und zu Fig.30 beschrieben
Statische Relativmessung: Wie bereits erläutert, ist bei 1/dRVM <« l/RVM_Offset der durch die Drift des eingestellten Arbeitspunktes 1/RVM_Q verursachte Meßfehler von 1/RVM_Q besonders groß, wenn keine Kompensation vorgenommen ist Wie bei der dynamischen Relativmessung ist dabei die Nachstellung, bzw Kompensation der Drift über den Negativanteil (-1/RVM_NEG) des Summenverlustes vorgenommen. Die statische Relativmessung 1/dRVM unterscheidet sich jedoch von der dynamischen (l/d~RVM) dadurch, daß die Regelgroße für das die Driftabweichung jeweils ausgleichende Nachstellen von (-1/RVM_NEG), nicht aus dem Signalverlauf des den Verlust 1/dRVM messenden Sensorschwingkreises dekodiert ist (vgl REFH_MAX und REFHJVIIN), sondern mit einem weiteren Verlustmeßschwingkreis ein Referenzverlust gemessen ist, nach dem über Nachstellung von (-1/RVM_NEG) die Drift des Arbeitspunktes für die Messung von 1/dRVM des ersten Schwingkreises nachgeregelt ist Für die meisten Anwendungen ist die Temperaturkompensation mittels gesondert vorgesehener Sensorspule LT, bzw. Sensorschwingkreis LT,CT möglich, vgl. dazu auch die zitierte DE 42 40 739 C2. Bei einer derartigen Kompensation ist nach dem Verlustmeßprinzip der Temperatur abhangige Leitwert des über den Sensorschwinkgreis LM, Cp gemessenen Teiles (K) mit einem zweiten zur Messung der Temperaturabhangigkeit vorgesehenen Schwingkreis LT,CT gemessen, wobei die Temperaturmeßspule LT so angeordnet ist, daß über den Meßbereich, bzw Bewegungsbereich der Annaherungsmessung des gemessenen Teiles (K) an der Temperaturmeßspule LT keine Abstands bedingte Verlustanderung auftritt. Jedoch ist in der DE 42 40 739 C2 nicht von einer Entdampfung eines Offsetverlustes Gebrauch gemacht, weshalb die dort beschriebene Temperaturkompensation ausreichend ist. Für die bevorzugte statische Relativmessung ist wegen 1/dRVM <« l/RVMJ3ffset auf einen besonders guten Gleichlauf für die beiden Schwingkreise LM.Cp zur Messung von 1/dRVM (über LM) und der Verlustmessung des Temperaturganges (über LT) zu achten, bei entsprechend unterschiedlichen Resonanzfrequenzen (fm und ft). Um diesen Gleichlauf zu erreichen, ist folgende Bemessung bevorzugt: Bei ansonst abgeschalteten weiteren Verlusten des im Meßfeld montierten Sensors (Rp=unendhch bzw. GTCOMP=0, und -gT=0 bzw. -1/RVM_NEG=0), d.h. nur der Verlust l/RVMJ3ffset der Meßspule LM, bzw. der von der Temperaturmeßspule LT erfaßte Verlust VR_T, inklusive des durch die ohmschen Spulenwiderstande rs jeweils verursachten Verlustes, sind jeweils in die Schwingkreise als Verlust eingekoppelt. Dabei ist darauf geachtet, daß die beiden Meßspulen (LM und LT) der Schwingkreise (LM,Cp bzw. LT,CT) gleiche ohmsche Serienwiderstande mit gleichen Temperaturgang aufweisen und daß die am gleichen Material des gemessenen Teiles (K) jeweils eingekoppelten Verlustwiderstande 1/RVMJDffset bzw. VR_T ebenfalls gleich groß sind, und weil sie identischem Materialien entsprechen, auch gleichen Temperaturgang aufweisen. So können z.B. beide Schwingkreise identische Spulen aufweisen, wobei die unterschiedlichen Resonanzfrequenzen über die Parallelschwingkreiskapazitaten (Cp, CT) eingestellt sind. Für eine bestimmte Nominaltemperatur (z.B. 25°C) wird der Arbeitspunkt des für die statische Relativmessung (1/dRVM) vorgesehenen Resonanzkreises LM, Cp über (-1/RVM_NEG) durch entsprechende Einstellung von -gT eingestellt (1/RVM_Q), bei angenommenen l/dRVM=0 für 1/dRVM <« 1/RVMjDffset. Am für die Messung des Temperaturganges vorgesehen Schwingkreis LT, CT wird der gleiche Verlustwert als negative Verlustwertkomponente entsprechend der am Resonanzkreis LM,Cp vorgenommenen Einstellung eingestellt. Beide Resonanzkreise weisen bei stabilem (-1/RVMJMEG) somit absoluten Gleichlauf auf. In einem wesentlichen Unterschied zur DE 42 40 739 C2, muß bei der Temperaturkompensation des durch eine Negativkomponente (-1/RVMJ.EG) um einen wesentlichen Verlustanteil reduzierten Arbeitspunktes (1/RVM_Q = 1/RVMJDffset + + (-1/RVMJ EG) nicht nur auf eine Temperaturkorrektur des Ergebnisses, sondern vor allem auch auf eine Temperatur kompensierte Nachstellung des Arbeitspunktes geachtet werden. Dabei wird unter Benutzung des bereits in der DE 42 40 739 C2 vorgeschlagenen Verfahrens (vgl. dort Ansprüche 6 und 10) am Schwingkreis LT, CT, welcher den Temperaturgang mißt, der Verlust dieses Schwingkreises konstant geregelt, was in der DE 42 40 739 C2 durch Komparatorvergleich der Schwingkreisspannung us* mit einer Referenzspannung vorgenommen ist, weshalb diese Messung nicht unabhängig von eingekoppelten Storspannungen ist. In vorliegender Erfindung wird der Komparatorvergleich zur Konstanthaltung des am Schwingkreis auftretenden Summenverlustes durch das erfindungsgemaße Storsignal unabhängige Meßverfahren ersetzt. Dabei wird zwecks Konstanthaltung des im Temperatur Meßschwingkreis (LT, CT) auftretenden Summenverlustes nicht die am Schwingkreis auftretende Meßspannung us* als die den Summenverlust anzeigende Meßgroße konstant gehalten, sondern der unmittelbar nach dem vorliegenden erfindungsgemaßen Verfahren, unabhängig vom am Schwingkreis auftretenden Absolutwert der Signalamplitude, bzw. unabhängig einer entsprechenden Hüllkurve bestimmte Summenverlust über die Stellgroße BD = (-1/RVMJMEG) zur Einstellung des Arbeitspunktes 1/RVM_Q konstant geregelt. Dieser über die Stellgroße BD (vgl. auch Fig.l) des Schwingkreises (LT,CT) für die Temperaturgangmessung der Arbeitspunkteinstellung gemessene Wert (-1/RVMJMEG) wird auch jeweils übereinstimmend für die Arbeitspunkteinstellung des Schwingkreises LM, Cp für die eigentliche Verlustmessung 1/dRVM (an LM) verwendet. D.h. bezogen auf den gesamten Summenverlust wird mit daher mit Meßspule LM gemessen: 1/dRVM + [1/RVM_Q] = 1/dRVM + [ 1/RVMJOffset + (-1/RVMJMEG) ]. Der in eckige Klammer gesetzte Ausdruck entspricht dem über (-1/RVMJNEG) nachgeregelten Arbeitspunkt. Genauigkeitsdiskussion: Da der in der angegebenen Formel aufgestellte Zusammenhang 1/RVMJDffset + (-1/RVMJ EG) schaltungsbedingt nicht unbedingt exakt linear ist, ist für hochgenaue Messungen eine Temperatur abhangig erfaßte Linearisierung mittels Tabelle vorgesehen, die unter Ausnutzung des über Nachregelung von BD = (-1/RVMJSIEG) bereits hergestellten Gleichlaufs der beiden Meßschwingkreise (LM,Cp und LT,CT) nur wenige Zusatzspeicherplätze für die Abspeicherung der Temperaturkorrektur benotigt. Dabei wird die aus der Konstantregelung des Verlustes in der Temperaturmeßspule erhaltene jeweilige Stellgroße (-1/RVMJJEG = BD aus Fig.l) nicht nur für das Nachstellen des Arbeitspunkt- Offsetwertes für den, den eigentlichen Verlust 1/dRVM messenden Schwingkreis verwendet, sondern zusätzlich noch als Temperaturmeßgroße in der Lineansierungstabelle mit einbezogen. Die Lineansierungstabelle wird dabei durch Lernen am fertig montierten Sensor erstellt. Um Speicherplatz zu sparen erfolgt die Wertzuordnung jedoch nicht unmittelbar, sondern unter Verwendung zweier Tabellen: einer ersten Tabelle, die wir als Temperatur Korrekturtabelle bezeichnen wollen, und der eigentlichen Werttabelle, in welcher der physikalische Meßwert als Funktion der Eingangsgroße für einen der Nominaltemperatur (z.B. 25°C) entsprechenden Temperaturwert gespeichert ist. Wobei als Eingangsgroße der gemessene Wert 1/dRVM, bzw. wenn vorher nicht durch Rechnung normalisiert, der Wert l/dRVM+ [1/RVMJ3] als Leseadresse für das Auslesen des jeweils gemessenen physikalischen Meßwertes gespeichert ist. Durch Verwendung zweier gesonderter Tabellen, einer Werttabelle und einer Temperatur Korrekturtabelle, ist sichergestellt, daß nur für jene Summenverlustwerte 1/dRVM + [1/RVMJQ] jeweils unterschiedlichen Temperaturbereichen entsprechende Korrekturwerte abgespeichert werden, bei denen der Korrekturwert ungleich Null ist. Dabei ist je nach Anwendungserfordernis das Korrekturverfahren frei definierbar, z.B. den Korrekturwert als Faktor (Prozentwert, etc.) oder als unmittelbarer Summand jeweils zu speichern. Werttabelle und Temperatur Kαrrekturtabelle sind folgendermaßen organisiert: Der die eigentliche Verlustmessung vornehmende Sensor (LM,Cp) adressiert unmittelbar mit den erhaltenen Meßwerten 1/dRVM + [1/RVM_Q] die Werttabelle, die den einer Nominaltemperatur (z.B. 25°C) entsprechenden physikalischen Meßwert aus der Werttabelle ausliest.
Tabelle∑: Werttabelle
ADRESSE AUSGANGSWERT (bei Nominaltemperatur)
MSB LSB physikalische Meßgroße des Sensors l/dRVM + [1/RVM_Q] [OUTPUT]
In der Temperatur Korrekturtabelle sind nach steigender linearer Adressierung (d.h. incrementaler Adressenfortschaltung) jeweils Korrektur-Datenworte gereiht, in denen zu jeweils zugehörigen Ausgangswerten [OUTPUT] der Werteteabelle, bestimmten Temperaturbereichen zugehörige Korrekturwerte ERROR VALUE gespeichert sind wenn sie einen Korrekturwert ungleich Null aufweisen, und weiters, der Korrekturwert noch nicht innerhalb des Temperaturbereiches gespeichert ist (vgl. Tabelle 3). Diese Korrekturdatenworte sind dann jeweils mit den Temperaturbereichen (z.B. Ta, Tb, Tc, Td,.... usw.) flankiert, bzw. zwischen den die Temperaturbereiche darstellenden Temperatur-Datenworten eingeschlossen, z.B. Ta, Tb, Tc, Td,.... usw., wobei innerhalb der durch einen Vor-Ruckwartszahler durchlaufenen Temperatur Korrekturtabelle, die Temperaturwerte nach steigenden Werten geordnet sind. Und weiters, die jeweils zwischen den Temperaturwerten (innerhalb der incrementalen Adressenordnung) eingeschlossenen Korrektur-Datenworte gleichfalls nach steigenden Werten der Ausgangswerte [OUTPUT] der Werteteabelle geordnet sind Falls erforderlich ist zur Unterscheidung von Korrektur-Datenworten und Temperatur-Datenworten ein entsprechendes Kennbit (Flag, log.O bzw. log.l) im Datenwort vorgesehen.
Tabe//e3: Temperatur Korrekturtabelle
ADRESSE AUSGANGSWERT
Vor- Ruckwartszahler Wortl Wort2 Flag fortlaufend
Ta=f ( BD = (-1/RVM JMEG) ) 1
[OUTPUT Wert x] ERROR VALUE xl 0 [OUTPUT Wert y] ERROR VALUE yl 0 [OUTPUT Wert z] ERROR VALUE zl 0
.usw.
Tb= f ( BD = (-1/RVM JMEG) ) 1
[OUTPUT Wert v] ERROR VALUE vl 0
[OUTPUT Wert x] ERROR VALUE x2 0
[OUTPUT Wert z] ERROR VALUE z2 0
Tc = f (BD = (-1/RVMJMEG)) 1 .usw.
Die Temperaturwerte Ta, Tb, Tc, usw. entsprechen den mit LT,CT gemessenen Verlustwerten BD = (-1/RVMj.EG) und sind nach steigenden Werten geordnet und mit einem bit FLAG=1 zur Unterscheidung von den Korrektur-Datenworten gekennzeichnet. Dabei können die Werte (-1/RVMJMEG) in Anpassung an die geforderte Genauigkeit mit entsprechend reduzierter Bitzahl gespeichert (MSB LSB+n), bzw. gerundet werden. Zu jeder Änderung von (-1/RVMJMEG), was durch die Software des verwendeten Microcontrollers/Signalprozessors zu jeder Messung von (-1/RVMJ EG) über die erhaltene Stellgröße (BD) des Temperaturmeßschwingkreises (LT,CT) festgestellt ist, erfolgt ein Suchlauf des Adresszahlers der Temperatur Korrekturtabelle in die der festgestellten Änderung entsprechenden Richtung (bei Erhöhung in Aufwartsnchtung, bei Reduzierung in Abwartsrichtung) bis der nächste durch FLAG=1 gekennzeichnete Temperaturwert bzw. (-1/RVMJ^IEG) erreicht ist (z.B Tb) und für die weitere Entscheidung des Verfahrensablaufs aus der Temperatur Korrekturtabelle ausgelesen ist. Der ausgelesene Temperaturwert bzw. (-1/RVMJMEG) wird mit dem aktuellen über die Messung des Temperaturmeßschwingkreises (LT,CT) erhaltenen Wert verglichen. Zeigt die Änderung an, daß die aktuell gemessene Änderung bezogen auf den alten (vorherigen) Tabellenwert (z.B. Ta) geringer ist, als die Differenz vom alten Tabellenwert (z.B. Ta) zum neu erhaltenen Tabellenwert (z.B. Tb), dann wird der Zeiger für das Lesen der Temperatur Korrekturtabelle auf den alten Temperaturwert (z.B. Ta) zurückgesetzt. Ist dagegen die aktuell gemessene Änderung bezogen auf den alten (vorherigen) Tabellenwert (z.B. Ta) großer (oder gleich), als die Differenz vom alten Tabellenwert (z.B. Ta) zum neu erhaltenen Tabellenwert (z.B. Tb), dann wird der neue Tabellenwert zum aktuellen Zeiger für das Lesen der Temperatur Korrekturtabelle. Je nach Anderungsπchtung der Temperatur, bzw. von (-1/RVMJ EG) des Temperaturschwingkreises (LT, CT), ist dieses Verfahren zur Auswahl des aktuellen Temperaturfeldes der Tabelle in beide Richtungen benutzbar. Innerhalb der zwischen den jeweiligen Temperaturdifferenzen (Tb minus Ta, Tc minus Tb; bzw. umgekehrt, wenn
Änderung in negativer Richtung abnehmend erfolgt) hegenden Speιcherfe.der sind die Korrektur- Datenworte gespeichert, bestehend aus einem Wort für den aus der Werttabelle zu einer Messung des für die eigentliche Verlustmessung (mit Schwingkreis LM.Cp) jeweils erhaltenen Wertes [OUTPUT] und dem zu diesem Wert zugehörigen Korrekturwert ERROR VALUE. Dabei lauft der Adresszahler der Temperatur Korrekturtabelle innerhalb der Temperatureckwerte den jeweiligen OUTPUT Eckwerten nach. Dabei gilt das gleiche Prinzip, wie für den Nachlauf der Temperatureckwerte. Zu jeder festgestellten Änderung des vom Sensor (LM, Cp) über die Werttabelle erhaltenen Wertes, wird richtungsabhängig der in der Tabelle abgespeicherte OUTPUT Wert ausgelesen, und festgestellt, ob die auf den alten (vorherigen Tabellenwert) bezogene Änderung größer oder kleiner ist, als die in der Tabelle sich aus dem alten und neu adressierten Wert von OUTPUT ergebende Differenz, wenn nein, dann wird der Zeiger für den Erhalt eines Korrekturwertes (ERROR VALUE) wieder auf den alten (vorherigen Tabellenwert) gesetzt, wenn ja dann bleibt der Zeiger für den Erhalt eines Korrekturwertes (ERROR VALUE) auf den neuen Wert gesetzt. Im Prinzip konnten anstelle der Ausgangswerte OUTPUT der Werttabelle auch unmittelbar die mit dem LM, Cp - Sensor gemessenen Verluste 1/dRVM + 1/RVMJ2 gespeichert werden, jedoch wurde dann mehr Speicherplatz Denotigt. Das Erstellen der Tabellen erfolgt in einem Lernverfahren entsprechend dem Stand der Technik, daß für die gegebenen Erfordernisse entsprechend angepaßt wird: Über eine entsprechende Anordnung oder Vorrichtung (z.B. Spindel oder Druckerzeuger, bzw Ventile, etc ) wird die im Lernverfahren vom zu eichenden Sensor erfaßte physikalische Meßgroße (z.B Abstandsmessung, Druckmessung, etc.) entsprechend stetig verändert (in der Wertskala durchgestimmt) und mit einem Referenz- Eichsensor (z.B. Drucksensor bei Druckerzeugung, etc.) oder unmittelbar über die präzise Anzeige eines Eichverstellers (z.B. Spindelverdrehung bei Abstandseichung, etc.) zusätzlich zum zu eichenden Sensor gemessen. Für jede erhaltene Incrementierung (bei steigender Werteanderung) bzw. Decrementierung (bei fallender Werteanderung) um jeweils einen Auflosungsschritt (1 digit) der Meßskala, wird der Meßwert in die Werttabelle eingeschrieben, wobei die Adressierung der Werttabelle mit dem vom zu eichenden Sensor gemessenen Verlustwert 1/dRVM + [1/RVMJ2] adressiert wird. Dieses Eichverfahren wird zunächst bei der festgelegten Nominaltemperatur (z.B. 25°) für die gesamte Meßskala durchgeführt. Anschließend wird die Temperatur Korrekturtabelle erstellt. Dabei können zunächst auch nur ein in einem langsamen Eichvorgang geeichtes Muster erstellt werden und anhand dieses Musters die erhaltenen Temperaturverlustwerte beim Eichen nachfolgender Muster anstelle über unmittelbaren Temperatureinfluß durch entsprechende an die Schwingkreise angeschaltete, dem Temperatureinfluß entsprechende stellbare Leitwerte simuliert werden, um das Eichverfahren für die Serienfertigung zu beschleunigen. Beim Eichvorgang wird die Temperatur Rastererstellungstabelle folgendermaßen beschrieben: Wird die Meßskala für einen jeweils um eine Temperatureinheit (das entspricht einem Increment von MSB LSB+n des Wertes -1/RVMJMEG, bzw. der Stellgroße BD) versetzten Temperaturwert aufgenommen, dann wird in der Werttabelle nachgelesen, ob sich für diese Temperaturänderung der Ausgangswert der Tabelle abweichend von einem gemessenen Referenzwert über ein Increment hinaus ändert, wenn ja dann wird der für die Temperaturwertmessung betreffende Verlust (- 1/RVMJ EG) zusammen mit dem zugehörigen Temperaturwert abgespeichert, wenn nein, dann erfolgt keine Abspeicherung. Keine Abspeicherung des für die Temperaturwertmessung betreffenden Verlustes (-1/RVMJJEG) erfolgt auch, wenn gegenüber einer vorherigen Abspeicherung sich der Korrekturwert nicht verändert hat, denn so entstehen nur dann innerhalb der Temperaturwerte entsprechende [OUTPUT] /Korrekturwert Datenworter, wenn eine Änderung des Korrekturwertes im Verlauf der Eichkurve erforderlich wird, um die Korrekturwerte möglichst redundant zu speichern
Sowohl für die beschriebene dynamische Relativmessung, als auch für die statische Relativmessung kann die Regelung von -1/RVMJMEG auch bei fest eingestelltem negativem Leitwert -gT und zusätzlich parallel geschaltetem Leitwert Rp + (-gT) im negativen Bereich dieser Leitwertsumme vorgenommen werden. Für bestimmte Anwendungen laßt sich das beschriebene Kompensationsverfahren auch nur im positiven Regelbereich von BD des für die Temperatur- Kompensationsmessung verwendeten Parallelschwingkreises LT,CT regeln.
Fig.9 veranschaulicht die Kennlinie für ein Beispiel einer als negativer Leitwert -gT verwendeten Tunneldiode mit den beiden Tangentialpunkten PA und PB, in denen der differentielle negative Widerstand unendlich, bzw. Leitwert zu Null wird. Je nach Erfordernis kann als Arbeitspunkt der Bereich um PA oder um PB, bzw. der dazwischenliegende Bereich gewählt werden. Wie wir sehen, hat der Bereich um PA etwa -25mV/lmA= -25 Ohm, dagegen der Bereich um PB etwa -100mV/0.25mA= -400 Ohm, bei einer maximalen Leistungsaufnahme kleiner 0.3mW. Benotigen wir beispielsweise an der Schwingkreisspule LM einen negativen Parallelleitwert von l/10k Ohm, dann ließe dies bei der direkten Anschaltung der Tunneldiode nur einen sehr kleinen Aussteuerungsbereich zu. Um einen größeren Aussteuerungsbereich zu erhalten wird die Tunneldiode über eine Transformatorwicklung an den Parallelschwingkreis angepaßt. Im vorliegenden Fall mit dem Übersetzungsverhältnis (Wurzel aus 10.000/400= 5) Umax, Umin sind Eckspannungswerte des vorgesehenen Arbeitsbereiches
Fig.lOa veranschaulicht eine Schaltung, bei der die Stellspannung (UV=) zum Einstellen des negativen Leitwertes der Tunneldiode über einen Vorwiderstand RV vorgesehen ist, der den Ausgangswiderstand der Stellspannung (UV=) vergrößert und relativ hochohmig sein muß, da er wechselspannungsmaßig parallel zur Tunneldiode egt. Um RV für einen niedrigeren Leistungsverbrauch niederohmiger machen zu können, kann noch eine HF-Drossel (HF-Dr.) in Serie geschaltet sein.
Fig.lOb (auf Blatt 25) veranschaulicht eine Schaltung, die sich für die bevorzugte Weiterbildungsausfuhrung als Transputer Schaltung sehr gut eignet, bei der die bevorzugte Tunneldiodenschaltung über eine empfangene HF-Frequenz versorgt wird. Die Speisespannung VDT der Tunneldiode wird über eine lose gekoppelte Wicklung des HF- Versorgungsempfangskreises (HFP) abgegriffen (und entsprechend gleichgerichtet, DGL) Über die Streuinduktivitat der losen Kopplung ist der erforderliche hochohmige Ausgaπgswiderstand von VDT verlustlos erzeugt. Die genaue Einstellung des Stromes erfolgt über eine Belastungsregelung der Speisespannung durch ein digital einstellbares Leitwertnetzwerk, deren Leitwerte binar abgestuft sind, gesteuert von Prozessor MP, der auch die Eckspannungswerte der Tunneldiode innerhalb des vorgesehenen Arbeitsbereiches (umax...umιn, vgl. auch Fιg.9 und Fig.lOa) mißt. Der durch die Streumduktivitat gegebene Innenwiderstand der Speisespannung VDT ist so bemessen, daß bei einer minimalen Leistungseintrahlung in den Versorgungsempfangskreis HFP bei der die gesamte Schaltung noch arbeiten soll (Mindestemstrahlung) und einer möglichst hochohmigen Einstellung des Leiternetzwerkes der erforderliche negative Leitwert der Tunneldiode (im Arbeitsbereich des Punktes PB) über die Stellgroße des Leiternetzwerkes noch sicher eingestellt werden kann. Erhöht sich die Leistungseinstrahlung im Versorgungsempfangs kreis HFP über die bemessene Mindestemstrahlung, dann wird dessen HF-Eingangsspannung über eine entsprechende Querregelung (Belastung) mittels Schalttransistor solange ausgetastet, bis der Spannungsbereich von VDT wieder im Stellbereich des Leitwertnetzwerkes liegt. Dies ist durch einen einfachen analogen Regelkreis vorgenommen, wobei über einen Referenz Spannungsvergleich der Reglerausgang des Operationsverstärkers unmittelbar einen Quertransistor zur Belastung der empfangenen HF-Spannung ansteuert, bzw. bei besonders hoher HF-Frequenz aus Emsparungsgrunden der Quertransistor auch die gleichgerichtete HF- Spannung quer regeln kann.
Für die diversen Spannungs- und Stromuberwachungen (vgl. umax, umm, VDT, empfangene HF am Versorgungsempfangskreis HFP, Konstantstromspeisung IK für die Erregungsspeisung des Meßschwingkreises) wird eine Referenzspannung benotigt Um diese Referenzspannung mit möglichst geringer Verlustleistung zu erzeugen, ist ein impulsweiser Betrieb der Referenzspannungsdiode vorgesehen mit zu jedem Impuls erfolgender Abtastung der Referenzspannung nach dem Sample- &. Hold Prinzip
Für eine Schaltungsvariante bei der die Induktivität des Versorgungsempfangskreises HFP z.B durch eine auf Tragerfolie aufgedruckte Leiterbahnspirale realisiert ist, ist die lose Kopplung der zweiten Spule für die Spannungsauskopplung von VDT durch Anordnung dieser Spule auf der anderen Seite spiegelbildlich zur Empfangsspule des Versorgungsempfangskreises HFP realisiert. Der Koppelfaktor wird dabei durch die Dicke der Folie und einer geringfügigen Versetzung der Leiterbahnfuhrung innerhalb des Abstandes der Spirale bestimmt, dito auch durch die Frequenz. Als Gleichrichter sind sowohl für den Versorgungsempfangskreis HFP, als auch für die lose angekoppelte Spule für die Erzeugung von VDT, Germaniumdioden mit niedriger Schwellspannung vorgesehen. Weiters ist am Versorgungsempfangskreis HFP gleichfalls ein durch Schalttransistor einschaltbarer Bedampfungswiderstand vorgesehen, um die Versorgungsspannung der gesamten Schaltung einigermaßen stabil zu halten. Um mit möglichst geringem Leistungsverbrauch auszukommen, ist eine Powermanagement Umschaltung (PUS) unmittelbar dem Versorgungsempfangskreis nachgeschaltet. Diese Umschaltung schaltet die Versorgungsspannung zwischen zwei grundsatzlichen Schaltungseinheiten alternierend um: einer Versorgungseinheit, welche die Verlustmeßeinrichtung (LM, Cp), Rp, BW, mit der Tunneldiodenschaltung und dem Microcontroller MP betrifft, inklusive einer gegebenenfalls vorhandenen Empfangsschaltung (RS) für den Empfang eines über HF übertragenen Datensignals Die zweite Versorgungseinheit betrifft ausschließlich die Sendeschaltung (SE) für das Absenden der gemessenen Sensordaten, oder gegebenenfalls weiterer Protokolldaten, wie Sensoradressen, Quittieren der Bereitschaft, usw. Diese Sendeschaltung beinhaltet noch ein an den Microcontroller kapazitiv angekoppeltes serielles Schnittstellenempfangsregister, in welches der Microcontroller MP die Sendedaten jeweils einspeichert, bevor er durch die Powermanagement Umschaltung (PUS) in den Standby Modus oder abgeschaltet wird. Wobei dieses der Sendeschaltung zugeordnete Empfangsregister auch interne Daten Zwischenspeichern und wieder zurucklesen kann und eine standig angeschaltete Versorgungsspannung aufweist. Die Flip- Flop gesteuerte Powermanagement Umschaltung weist zwei Steuereingange (set, bzw. reset) auf: einen der vom Microcontroller angesteuert wird (set) für die Einschaltung der Versorgungsspannung der Sendeschaltung, bei gleichzeitiger Abschaltung der ersten Versorgungseinheit für die Verlustmessung (inklusive Microcontroller), und einen weiteren Eingang (reset), der die Wiedereinschaltung der Versorgungsspannung von Microcontroller und Verlustmessung veranlaßt, bei gleichzeitiger Abschaltung der Sendeschaltung. Ein reset Steuersignal wird von der Sendeschaltung an die Powermanagement Umschaltung abgegeben, wenn der Sendevorgang eines Datenblocks beendet ist, wobei optional noch eine Pausen Zeitgeber vorgesehen ist, um zur Einsparung von Leistung, eine Standby -Zeit einzufügen. Das durch das reset Steuersignal bedingte Anschalten der Versorgungsspannung an den Microcontroller bewirkt eine Emschaltrucksetzfunktion, wobei bei Verwendung eines kleinen Microcontrollers ohne Interrupt, der Microcontroller seine nach einem Reset jeweils anzuspringende Programmadresse in einem externen Register, z.B. dem standig mit Spannung versorgten seriellen Register der Sendeschaltung, zuruckhest, die er, bevor er über die Power Mangagement Umschaltung seine Versorgungsspannung abgeschaltet oder in den stand-by Modus geschaltet hat, in das Register eingeschrieben hatte. Diese derart ruckgelesene Adresse wird im Microcontroller verglichen, ob sie eine gültige Sprungposition für die Programmfortsetzung aufweist, wenn nicht, dann beginnt das Programm bei seiner eigentlichen Startposition. So wird ein Absturz des Programmes vermieden, wenn nach dem reset (Rucksetzen) des Microcontrollers keine gültige Anlaufadresse für einen entsprechenden Programmteil vorhanden ist Nach einem Reset initialisiert der Microcontroller die Zuschaltung der Versorgungsspannung an den Verlustsensor inklusive beschriebener Arbeitspunkteinstellung der Tunneldiode und fuhrt die beschriebenen Messungen (Einstellung von -gT, anschließendes Durchfuhren der Meßschritte tl, t2 usw.) durch bis die erneute Umschaltung zur Übertragung der Meßwerte erfolgt, usw
Eine weitere Besonderheit ist, wie die Tunneldiode zu jeder Wiederemschaltung der Versorgungsspannung VDT, gesteuert über den Microcontroller (MP) in den Arbeitsbereich (PB) gefahren wird. Dabei wird davon ausgegangen, daß die Streuinduktivitat der Versorgungsspule von VDT des Versorgungsempfangskreises HFP so dimensioniert ist, daß bei minimaler Leistungsemstrahlung in den Versorgungsempfangskreis HFP die Tunneldiode den Arbeitspunkt halten kann. Dafür muß die Quelle VDT etwa bei 0.47V einen Strom von 0.7mA (0.33mW) liefern können. Beim Einschalten entsprachen jedoch 0.33mW auch 4.1mA*0.08V, d.h. dies ergäbe einen Arbeitspunkt (PP) im positiven Widerstandsbereich der Tunneldiode. Um von diesem Punkt zum Arbeitspunkt PB zu gelangen, sind mindestens 0.2V*2.5mA=0.5mW erforderlich. Ein weiterer Aspekt ist, daß die Tunneldiode generell geschützt werden muß, z.B. durch Dimensionierung der Schaltung (gegebenenfalls mit einem zusatzlichen Serienwiderstand) so, daß bei VDT von 0.6V generell nicht mehr als 1 bis 2mA fließen können. Die bevorzugte Speiseschaltung der Tunneldiode weist noch eine Seπenmduktivitat (Ll) auf, die den parallelen Verlustwiderstand, der durch den Innenwiderstand der Streuinduktivitat für die Speisung VDT und der Belastungsregelung des digitalen Leitwertnetzwerkes gegeben ist, vergrößert. Diese Induktivität wird außerdem vorzugwseise noch dazu benutzt, um beim jeweils erneuten Anschalten der Versorgungsspannung VDT die erforderliche Leistung, bzw den Strom zum Anfahren des Arbeitspunktes zu erzeugen. Zu diesem Zweck ist für VDT ein Abschalttransistor HSLI und für den Strompfad: Tunneldiode und Seπenmduktivitat (Ll), noch eine Freilaufdiode D vorgesehen, über die beim kurzzeitigen Abschalten von VDT (z.B. wenn der Arbeitspunkt PP sich im linearen positiven Teil befindet), die durch die Induktionsspannung der Seneninduktivitat (oder auch der Koppelspule LS für die Schwmgkreisankopplung an LM,Cp) sich ergebende Stromuberhόhung die Arbeitspunkteinstellung in PB ergibt. Damit die Tunneldiode durch Uberschwingen in einen zu hohen Strombereich nicht überlastet, bzw. zerstört wird, sind mehrere Maßnahmen vorgesehen: 1 Die Anstiegsflanke für die kurzzeitige Abschaltung der Versorgungsspannung VDT ist so bemessen, daß im 0.6V Bereich der Tunneldiode der Strom generell nicht bis zur Zerstorungsgrenze der Diode ansteigen kann, 2. Es sind Kontrollbereiche durch spannungsmaßige Komparatoruberwachung (von umin, umax) der Kennlinie vorgesehen, um durch das vom Microcontroller gesteuerte Leitwertnetzwerk, den Strom begrenzen zu können. Dabei wird. z.B. mit umin über eine Zeitabfrage, wie lange es dauert bis umin erreicht ist, ein erster Begrenzungsschritt mit einer entsprechenden Leitwerteinstellung eingeleitet, umax entspricht der endgültigen Begrenzung, bei der die Regelung über das Leitwertnetzwerk hart einsetzt. Nachdem sich der Arbeitspunkt zwischen umax und umin eingestellt hat, werden die beiden Eckpunkte umax und umin wahrend des Einstellverfahrens zur Einstellung eines definierten negativen Leitwertes -gT dazu verwendet, zu verhindern, daß der zwischen umax und umin liegende negative Bereich dabei verlassen wird. Z.B. wenn ein Meßverfahren verwendet ist, bei der mittels Umschalttransistoren die Tunneldiode an mehrere Anzapfungen der Koppelspule LS für eine Meßbereichsauswahl anschaltbar gemacht ist. Nach dem über die Spannungsmessung umax, umin durch die Stromeinstellung der Arbeitspunkt PB ungefähr angefahren ist, kann mit dem Abgleichverfahren entsprechend der beschriebenen Kompensationsmessung für die Einstellung des genauen negativen Leitwertes -gT der Tunneldiode begonnen werden. Um anschließend mit diesem Wert das eigentliche Meßverfahren für die Bestimmung des Verlustwertes einzuleiten, muß der negative Leitwert -gT stabil gehalten werden. Zu diesem Zweck ist in Weiterbildung vorgesehen, im Abgleichverfahren, bei dem durch Regeln des Spannungsabfalls an der Streuinduktivitat am Versorgungsempfangskreis HFP (durch Belastungsverstellung eines Leitwertnetzwerkes) die Stromeinstellung zur genauen Verstellung des negative Leitwertes -gT vorgenommen ist, zu dem letzten Stellschπtt bei dem der Abgleichpunkt -gT = GTCOMP erreicht ist, die entsprechende Speisespannung (VDT) der Tunneldiodenschaltung mit einer Sample- und Holdschaltung zu speichern. Dieser gespeicherte Wert wird dann wahrend der nachfolgenden Durchfuhrung des eigentlichen Meßverfahrens für die Nachregelung zur Konstanthaltung der Tunneldiodenspannung VDT zur Einhaltung des negativen Widerstandes -gT = GTCOMP verwendet. Da zu diesem Zweck eine schrittweise Zweipunktregelung durch den Microcontroller (MP) ausreichend ist, wird der über Sample und Hold abgespeicherte Spannungswert als Referenzspannung einem Komparator zugeführt der diese Spannung mit der jeweils aktuellen Speisespannung VDT vergleicht, solange das Meßverfahren für die Verlustermittlung durchgeführt wird. Das Ausgangssignal des Kompararators ist dem Microcontroller zugeleitet, der es ständig abfragt und eine die Abweichung ausgleichende schrittweise Verstellung mit dem binar abgestuften Leitwertnetzwerk vornimmt Das vom Microcontroller gesteuerte Leitwertnetzwerk wird somit zweimal verwendet, einmal um den Spannungs-bzw Stromwert Punkt der Tunneldiode herauszufinden, in dem der Abgieich -gT = GTCOMP gegeben ist, und anschließend um den Spannungs- bzw. Stromwert Punkt der Tunneldiode wahrend der eigentlichen Messung des Verlustes zu halten Für die Abspeicherung von VDT wurde ein Sample & Hold verwendet um mit möglichst kleiner Leistung auszukommen, alternativ kann naturlich auch eine A/D-Konverter für die Signalumwandlung mit anschließender Einspeisung des Wertes in den Microcontroller verwendet sein, wobei auch mehrere Sample &.Hold Funktionen unter Verwendung eines entsprechenden Eingangsmultiplexers des A/D- Konverters zusammengefaßt werden können
Um eine möglichst lineare Abgleichcharaktenstik zu erreichen, ist die Schrittweite des digitalen Leitwerknetzwerkes, die jeweils für einen linearen Schritt zur Verstellung des negativen Verlustes -gT der Tunneldiode maßgebend ist, in einer Tabelle im Microcontroller abgelegt Nach Durchfuhrung des Meßverfahrens zur Bestimmung des Verlustes über die fundamentalen Meßschritte tl und t2, z.B nach Ausführungsvariantel oder Ausfuhrungsvaπante2 bei gehaltener Speisespannung VDT der Tunneldiode, wird das Verfahren zur erneuten Nachstellung von -gT wieder aufgenommen um einen neuen Wert für VDT zu erhalten, anschließend folgen zu diesem neuen VDT Wert wieder die Meßschritte tl und t2, usw., standig alternierend wechselnd zwischen Nachstellung von -gT und Durchfuhren der Meßschritte tl und t2 für die jeweilige Ermittlung des zu messenden Verlustes 1/RVM
Weitere Besonderheiten der Schaltung (Option): Der für die Verlustmessung verwendete fremd gespeiste Schwingkreis LM,Cp verwendet erforderlichenfalls eine Nachregelung der Speisefrequenz wodurch der Schwingkreis exakt auf Resonanz gehalten wird Diese Nachregelung erfolgt über die Messung der Strom-Phasenbeziehung (bei Resonanz = 0°) über einen in Serie der Meßsspule geschalteten Stromauskopplungswiderstand (der über -gT gleichermaßen entdampft wird). In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, daß das zu Fιg.8 beschriebene Prinzip der exakten Entdampfung eines Parallelschwingkreises LM,Cp (bzw. eines equivalenten Filters, Bandfilters ,etc ) auch zur Entdampfung von Verlusten die durch die Kapazität bedingt sind, verwendet werden kann Somit lassen sich nicht nur besonders empfindliche Feuchtigkeitsmeßsensoren nach diesem Prinzip aufbauen, es erleichtert auch den Aufbau von Schwingkreisen mit hoher Gute unter Verwendung von mit Schalttransistoren (z.B FET) umgeschalteten (z.B. binar abgestuften) Kapazitatskaskaden, um auch Resonanzfrequenzen im unteren Frequenzbereich (als Alternative zu einer üblichen Kapazitatsdiode) am Schwingkreis nachziehen zu können Die Fremdeinspeisung erfolgt im Ausfuhrungsbeispiel nach Fig. lOb durch ein entsprechendes Umpolungssignal, das der jeweiligen Umpolungspolaritat entsprechend eine negative oder positive Konstantstromquelle alternierend an den Parallelschwingkreis anschaltet.
Das beschriebene Beispiel verdeutlicht, wie optimal der erfindungsgemaße Sensor in den vielfaltigsten Anwendungsgebieten bei extrem geringen Leistungsverbrauch ausgeführt werden kann. Dabei kann beispielsweise mit einem einzigen Chip, der als Alternative noch einen weiteren Oszillator vorsieht, mit dem der HF- Versorgungsempfangskreises (HFP) durch eine externe Verbindung gespeist werden kann, dito über externe Verbindungen serielle Datenem- und Ausgange vorhanden sind, sowohl eine Vielzahl von Transputer-Sensoranwendungen abgedeckt werden, als auch über Kabelverbindung vernetzte Sensoranwendungen. Weiters eignet sich die Schaltung gut, um über den HF- Versorgungsempfangskreises (HFP) zugleich die Datenkommunikation vorzunehmen. Details dafür sind im Kapitel „Ergänzungen zur Variante Transputeranwendung" weiterhin beschrieben
Fig.ll veranschaulicht ein Anwendungsbeispiel für eine hochgenaue Messung einer dynamisch wechselnden Verlustgröße l/d~RVM (vgl. dynamische Relativmessung nach Fιg.8) einer Rad , bzw Reifenuberwachung für ein Schienenrad, z.B. für einen Eisenbahnzug. Dabei tastet der an der Radaufhängung über einen entsprechenden Haltebugel befestigte Sensor mit seiner Meßspule LM den Radreifen, der aufgezogen sein kann, oder auch aus dem gleichen Material wie das Rad hergestellt sein kann, außenseitig unmittelbar über den dem Rad vorgezogenen Reifen ab, wobei nicht der absolute Abstand gemessen ist. sondern nur die Änderung des Abstandes über jeweils eine Radumdrehung. Geht man davon aus, daß der Reifen auch innenseitig einen homogen verlaufenden Innendurchmesser aufweist, dann wird durch das beschriebene Verfahren der Offsetwert des Verlustes über den negativen Verlustanteil - 1/RVMJMEG (eingekoppelt über -gT) automatisch soweit zuruckgeregelt, bis bedingt durch die Oberflachenrauhigkeit bzw. Fertigungstoleranzen diese Toleranzen als dynamisch wechselnde Verlustgroße l/d~RVM auftreten. Dabei darf der Verlust 1/RVM_Q für die Arbeitspunkteinstellung jedoch nicht unter einem Wert geregelt werden, daß die Gute des Parallelschwingkreises so groß wird, oder sogar unendlich oder negativ wird, daß der Schwingkreis eigenständig schwingt oder seine Bandbreite für die Übertragung der abzutastenden dynamisch wechselnden Verlustgroße l/d~RVM nicht mehr ausreicht. Weshalb der negative Anteil -1/RVMJNIEG, der mit -gT oder mit (-gT + Rp) eingestellt wird, auf einen entsprechenden Eckwert begrenzt ist, um für 1/RVMJQ einen minimalen positiven Wert zu gewährleisten, der die maximal zulassige Gute des Meßschwingkreises LM, Cp begrenzt Wird durch eine spontane Unregelmäßigkeit des innenseitig gemessenen Radreifendurchmessers eine dynamisch wechselnden Verlustgroße l/d~RVM erkannt, so kann dadurch auf einen spontanen Riß im Material geschlossen werden Weiters ist noch ein Modus bevorzugt, in dem der Nachregelvorgang der Arbeitspunkteinstellung 1/RVM_Q mit der Winkeldrehung des Rades (von 0° bis 360°) synchronisiert ist, und zwar derart, daß die maximal Aussteueramplitude der Hullkurve der Schwingkreisspannung us* jeweils auf einen bestimmten Winkel festgelegt wird Dabei wird dieser Winkel, beginnend bei 0° nach jeder Radumdrehung um eine Segementemheit versetzt (z.B. in Rastereinheiten um 10°), wobei jedoch der Abgleich nicht auf die maximale Aussteueramphtude, sondern nur auf einen Bruchteil, z.B. 30% festgelegt wird, somit bezogen auf einen jeweils festgelegten Winkelwert, Schwankungen um 300% bei einem Meßbereich von 10% bis 100% von l/d~RVM bewertet gemessen werden können, bzw. auch darüber hegende Schwankungen (durch Übersteuerung des Schwingkreises) noch erkannt sind. Dabei kann der Bruchteil für die Festlegung der maximalen Aussteuerungsamphtude beim Abgieich von l/RVMJJ im Standartmodus ermittelt werden, indem für eine volle Radumdrehung jeweils das Verhältnis von maximaler zu minimaler Amplitude der Hullkurve der Resonanzspannung us* festgestellt wird, bei entsprechend schrittweiser Verschiebung des Arbeitspunktes 1/RVMJ5 Dieses Beispiel veranschaulicht, daß für das beschriebene Verfahren zur Abtastung einer dynamisch wechselnden Verlustgroße l/d~RVM, die Verlustgroße nicht unbedingt eine periodisch wechselnde Große sein muß, sondern, daß es sich dabei auch um spontane Einzelimpulse von Verlustschwankungen l/d~RVM handeln kann. Es ist evident, daß das beschriebene Verfahren für die Abtastung des Rundlaufs einer jeden Zylinderwand eines Rades Zylinders, dito auch eine stirnseitiger Abtastung des Rades erfolgen kann, um Unregelmäßigkeiten festzustellen Weiters beinhaltet diese Überwachung auch das rechtzeitige Feststellen, ob ein Radlager schadhaft ist Weiters kann mit diesem Sensor auch (bei entsprechender Einstellung des Arbeitspunktes 1/RVMJ3) die Abtastung von Vibrationsschwingungen oder Koperschall, etc. vorgenommen werden Für das beschriebene Ausfuhrungsbeispiel der Abtastung des Rundlaufs eines Schienenrades ist der Sensor durch die standige Nachregelung absolut Temperaturstabil und die Auflosung bis zur Rauschgrenze voll benutzbar. Dadurch kann sogar noch die Last abhangige Verformung des Schienenrades erkannt werden. Dabei ist evident daß ein Sensor, der im durch die Achse gehenden senkrechten Lot (vert) unter der Achse angeordnet ist und den Radreifen abtastet den minimalen Innenradius des Reifens abtastet, bzw. ein Sensor der über der Achse oder im durch die Achse gehenden waagrechten Lot (horiz) angeordnet ist und den Radreifen abtastet den maximalen Innenradius des Reifens abtastet. Dabei wird ein Stahlreifen eines Schienenrades wahrend des Rundlaufs im Prinzip genau so verformt, wie ein Gummireifen (naturlich in wesentlich geringerem Ausmaß). Die Verformung entspricht wahrend einer jeweiligen Umdrehung des Schienenrades dem Verhältnis von maximalen zu minimalen Innendurchmesser des Reifens. Das Ausmaß der Verformung richtet sich nach dem Elastizitätsmodul des Materials und nach der Last. Wie bei einem Gummireifen, kann auch der Stahlreifen eines Schienenrades nur bis zu einer bestimmten Geschwindigkeit belastet werden, abhangig davon wie schnell die im Stahlreifen auftretenden Matenalverschiebungen seiner beim Radumlauf gegebenen Verformung folgen können. Mit einem in vertikalem Achsenlot (vert) und horizontalem Achsenlot waagrechten Lot (horiz) jeweils angeordneten Sensorpaar kann daher wahrend des Radumlaufs das Ausmaß der Verformung, als auch deren zeitlicher Verlauf über eine Radumdrehung jeweils gemessen werden. Treten dabei besondere Abweichungen auf dann verlauft die Verformung inhomogen und das Rad oder Lager ist gefährdet. Weiters kann zusätzlich noch das in der Regel bei alteren Radern, bzw. Schienen vorhandene Quietschgerausch als eine dem Korperschall des Rades entsprechende Schwingung mit abgetastet werden. Die Entdampfung des Sensors durch die negative Verlustkomponente mit der automatischen Drift Nachregelung des Arbeitspunktes macht dies möglich.
Fig.l2a,b betreffen beispielsweise Anwendungsbeispiele für die zu Fιg.8 beschriebene kompensierte Guteeinstellung 1/RVM_Q = 1/RVMjDffset + (-1/RVMJMEG) zur Messung einer gegenüber dem eingestellten Offsetwert geringfügigen statischen Verluständerung 1/dRVM, welche die zu Fig.8 beschriebene Temperaturkompensation aufweist (vgl. statische Relativmessung). Fig.12a zeigt eine Schraube, Fig.12b zeigt eine Mutter, beide haben die Eigenschaft, daß sie in der bevorzugten Transponder Ausfuhrung des Sensors eine Messung ermöglichen, die anzeigt, wie fest die Schraubverbindung sitzt, dabei kann eine beliebige Menge solcher Schraubverbindungen über eine Uberwachungszentrale kabellos über die Transponder Verbindung miteinander vernetzt sein, oder auch über die zu Fιg.43 beschriebene induktive Kopplung mittels eines Induktionskabels.
Der durch den Aufbau des Sensors gegebene Verlust l/RVMJ3ffset ist entsprechend hoch, da die Metallschraube, bzw. Mutter unmittelbar durch das Zentrum der Sensorspule LM geht. Dagegen ist die über eine sehr massive nur geringfügig federnde Beilagscheibe (jeweils für Schraubenkopf und für Mutter) von der Anzugsfestigkeit der Schraubverbindung abhangige federnde Durchbiegung der Beilagscheibe sehr gering, welche als nur im geringen Maß sich ändernde Verlustgroße 1/dRVM gemessen ist. Die federnde Beilagscheibe ist dabei am Außenrand etwas tiefergesetzt, wobei der Außenrand der Beilagscheibe am Befestigungsteil, welches durch die Schraubverbindung gehalten ist, fest plan am Befestigungstell andruckt, und nicht federnd anliegt und nur das Zentrum der Beilagscheibe einen geringfügigen Federweg aufweist, um den sich der Abstand zwischen Schraubenkopf, bzw. Mutter und Befestigungsteil anhangig von der Anzugsfestigkeit der Schraubverbindung ändert. Bei einer statischen Messung, welche eine direkte Zuordnung der Anzugsfestigkeit der SchrauDverbindung zur Durchbiegung der Beilagscheibe verwendet, muß noch der durch das Material der Schraubenverbindung einschließlich der Beilagscheibe verursachte Temperaturgaπg
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werden. Was durch eine zweite Sensorspule (LT), welche den Schraubenkopf, bzw. die Mutter am nichtaufhegenden Ende in festen Abstand abtastet, erfolgen kann, vgl. dazu auch die zitierte DE 42 40 739 C2 Dabei weist die spezifische Leitfähigkeit der verwendeten Beilagscheibe den gleichen Temperaturkoeffizienten auf, wie die Schraubverbindung (bzw Mutter und Kopf). Um die geringe Meßgröße 1/dRVM messen zu können, wird der durch die Schraube verursachte große Verlust 1/RVMJDffset in der zu Fιg.8 Geschriebenen Weise mit (-1/RVMJ EG) entdampft (eingestellt mit -gT, wobei -gT variabel oder (-gT + Rp), wobei Rp variabel Somit 1/RVM Dffset auf den Wert 1/RVM_Q reduziert ist
Eine weitere Möglichkeit, die ohne Temperaturgangkompensation auskommt, ist anstelle einer statischen Messung von 1/dRVM, die zu Fig.l 1 beschriebene Messung einer dynamischen wechselnden Verlustgroße l/d~RVM zu messen, wie sie bei einer Vibration der Schraubverbindung entsteht. Durch entsprechende Auswertung der über den bevorzugten Sensor an der Schraube und an der Mutter abgegriffenen Vibrationssignale (verursacht durch geringfügige Abstandsanderung zum Sensor entsprechend der Schwingung der Beilagscheibe), z.Bsp. durch einen Phasenvergleich der am Schraubenkopf abgegriffenen Schwingung mit der an der Schraubenmutter abgegriffenen Schwingung (oder auch Fouπer-Analyse, etc ), kann durch ein nach dem Stand der Technik bekanntes Verfahren, die Festigkeit der Schraubverbindung unter Benutzung des bevorzugten Sensors bestimmt werden
Fig.13 zeigt eine Applikation für die Messung der jeweiligen Belastung einer Stoßdampferfeder (FSP). Auch hier ist der durch den Aufbau des Sensors gegebene Verlust entsprechend hoch Im Unterschied zu nach dem Stand der Technik ausgeführten Federweg Sensoren, welche die Feder als Spule in einem Resonanzkreis unmittelbar messen, wobei dieses Prinzip nicht nur wegen der außerordentlichen Storempfindhchkeit aller innerhalb der Bandbreite des Resonanzkreises hegenden Frequenzen unbrauchbar ist, sondern außerdem noch die schwere Stahlfeder zumindest an einer Seite eine isoliert werden mußte (bei einigen Tonnen Traglast >). kann der erfindungsgemaße Sensor ausgezeichnet in bestehende Stoßdampferkonstruktionen integriert werden. Die außen liegende Stahlfeder (FSP) des Stoßdampfers bildet dabei für eine in einem entsprechenden Luftspaltabstand auf den Kern Kover des Stoßdampfers (Teleskopstange) aufgesetzte Meßspule (LM) den zu messenden Verlust 1/dRVM, der jedoch da er sich außerhalb der Meßspule LM befindet, im Verhältnis zum Verlust des durch das Zentrum der Meßspuie (in einem Luftspaltabstand dx) durchgeschobenen Stoßdampferkerns Kover wesentlich gering ist Vgl. 1/dRVM « 1/RVM_Q, wobei 1/RVM_Q Bestandteil des mit (-1/RVM_NEG) entdampften Verlustes 1/RVMJDffset ist. Somit 1/RVMJDffset dem im Zentrum der Spule vorhandenen Verlust des Stoßdampferkerns Kover entspricht
Wie zu Fιg.8 für die beschriebene Temperaturkompensation bereits erläutert, weist der Sensor zwei Meßspulen LM und LT auf, die jeweils in einen Schwingkreis (LM, Cp bzw. LT,CT) mit jeweils unterschiedlichen Resonanzfrequenzen jedoch identischen Resonanz Verlustwiderständen (bei Nominaltemperatur Tm und l/dRVM=0) geschaltet sind. Die für die Temperaturmessung verwendete Meßspule ist unterhalb des (unteren) Stutztellers (TELL), wo die Stahlfeder (FSP) abgestutzt, bzw. montiert ist, befestigt Dabei ist wie bei der Meßspule LM für die Messung der durch die Federstauchung bedingten Verlustvanation 1/dRVM, die Temperaturmeßspule LT für die Messung eines Verlust bedingten Temperaturganges (vgl VRJT, Text zu Fιg.8, Fιg.8_T) auf den Stoßdampferkern (Telekopstange) in entsprechendem Luftspaltabstand (dx) aufgeschoben Die spezifische Leitfähigkeit des Stutztellers (TELL) und die Stahlfeder (FSP) haben jeweils gleichen Temperaturgang, somit über den Verlust des Stutztellers (TELL) der Temperaturgang der Stahlfeder (FSP) mit erfaßt ist Da die Temperaturmeßspule LT unterhalb des Stutztellers (TELL), an dem die Stahlfeder unbeweglich fest montiert ist, den Verlust VRJT mißt, ist dieser Verlust unabhängig von der jeweiligen Stauchung der oberhalb des Stutzteiler (TELL) montierten Stahlfeder (FSP) Die oberhalb des Stutztellers (TELL) gleichermaßen auf den Stoßdampferkern (Telekopstange) in entsprechendem Luftspaltabstand (dx) aufgeschobene Meßspule (LM) mißt den Verlust 1/dRVM der Stahlfederbewegung derart, daß beim Zusammendrucken der Stahlfeder (TELL) sich mehr elektrisch leitendes Volumen, bzw. Material in den die Meßspule außeπseitig umgebenden Feldlinienbereich befindet als beim Entspannen der Feder D.h beim Zusammendrucken der Feder wird der gemessene Verlust 1/dRVM entsprechend erhöht, beim Entspannen der Feder entsprechend verringert Dabei ist unproblematisch, daß die Veränderung des Verlustes von 1/dRVM in Bezug auf den durch den sich im Zentrum der Spule befindenden Stoßdampferkern erzeugten Verlust l/RVMJ3ffset (inklusive 1/dRVM) nur sehr gering ist. da 1/RVMJDffset durch die negative Komponente (-1/RVMJ4EG), eingestellt mit -gT, auf einen beliebig einstellbaren Wert 1/RVMJ3 (vgl Fig 8) reduziert ist Das gleiche gilt auch für den Schwingkreis der Temperaturmeßspule (LT) Dabei soll jedoch bei der für die Einstellung gleicher Resonanz Verlustwiderstande (oei Nommaltemperatur Tm und l/dRVM=0) darauf geachtet werden, daß die beiden Schwingkreise (LM,cp und LT,CT) auch ohne negativer Entdampfung, d.h bei 1/RVMJMEG=0, gleicher Resonanz Verlustwiderstände aufweisen Die Annahme von l/dRVM=0 entspricht dabei einer bestimmten Federwegstellung, bei der der durch die Stahlfeder in die Meßspule LM eingekoppelte Verlust etwa gleich dem durch den Stutzteller in die Meßspule LT eingekoppelte Verlust ist, bei angenommen etwa gleichen innenseitig der Spulen vorhandenen Verlusten durch die durch die Spulen (mit Luftspalt x) durchgeschobener Teleskopstange des Stoßdampfers (evtl. Dimensionierungsabgleich der Unterschiede durch entsprechende Luftspaltanpassung x durch entsprechende Wahl des Innendurchmessers der Spule). Diese optiomale Gleichlaufbedmgung gewahroeistet, daß der durch Lernen vorgenommen Eichvorgang der Tabelle (vgl. auch Text zu Fιg.8_T) möglichst wenig Speicherplatze für die Fehlerkorrektur der Gleichlaufabweichung der beiden Resonanzkreise (LM,Cρ bzw. LT,CT) benotigt. Stimmen die Resonanz Verlustwiderstände bei Nominaltemperatur Tm und l/dRVM=0, und weiters angenommener 1/RVM_NEG=0 nicht exakt uberein, dann werden entsprechend mehr Speicherplätze für die Gleichlaufkorrektur benotigt
Neben der guten Anwendbarkeit für Stoßdampfer und Waagen, kann mit der beschriebenen Sensonk einerseits die Last absolut gemessen werden, andererseits ist diese Sensoranordnung bestens geeignet um Differenzsensormessungen durchzufuhren, bei denen die unterschiedliche Stoßdampferbelastung zwischen jeweils zu rechter und linker Seite gegenüberliegenden Stoßdampfern wahrend der Kurvenfahrt gemessen ist, somit eine gute Aussage über die auftretende Zentrifugalkraft gemacht werden kann um z.B. hydraulisch gesteuerte Federwege bei höherer Zentrifugalkraft harter zu steuern Oder auch eine solche Differenzmessung an Eisenbahnwaggons, oder auch Trailerfahrwerken vorzusehen, um wahrend der Fahrt zu hohe Kurvengeschwindigkeiten und überladene Container zu registrieren.
Eine weitere Anwendung ist die Wegerfassung an mittels Linearmotoren motorisch gesteuerten Teleskopfuhrungen.
Fig.14 zeigt als Beispiel die Abtastung einer Blattfeder.
Fig.15 betrifft eine weitere Anwendung des Sensors für den Bahnbereich, bei der der Sensor in sehr kurzer Distanz zur Schiene für die Abtastung von Bahngleisen verwendet ist. Dabei wird der Sensor den hohen Anforderungen gegen Storeinstrahlung bestens gerecht, da die Schienenausgleichstrome gewaltige elektromagnetische Felder bilden, die in die an der Abtastseite offene Sensorspule einstreuen. Zweck dieser Anwendung ist das Schienenprofil auf seitliche Verschiebung (x) sowie auch auf Änderung der Höhenlage (y) abzutasten. Zu diesem Zweck sind außenseitig des Schienenprofi Is in entsprechenden Streckenabschnitten Sensorhalterungen in das Erdreich des Bahnkörpers eingesteckt, wobei diese Halterung den Bezugspunkt für eine zweidimensional ausgerichtete Abstandsmessung des Sensorkopfes zum Schienenprofil bildet. Der Sensorkopf mißt hiebei mit zwei durch unterschiedliche Resonanzfrequenzen (fx, fy) voneinander entkoppelten Sensorspulen LMx, Lmy (der Meßschwingkreise LMx, Cpx und Lmy,Cpy) in waagrechter und senkrechter Koordinatenrichtung. Die Abtast-Stirnflache von LMx ist parallel zum senkrecht stehenden Schienen- Profilteil seitlich in das Profil eingreifend in geringem Abstand von der Schienenwand ausgerichtet, die Abtast-Stirnflache von LMy ist parallel zum unteren waagrecht am Bahnkörper (bzw. den Schwellen Holzern) aufliegenden Schienen- Profilteil (Schienenauflageflache) in geringem Abstand zur Innenseite der Schienenauflageflache ausgerichtet. Beide Sensorspulen LMx, Lmy sind in einem gemeinsamen Haltekopf untergebracht, der von einem von der Außenseite in das überstehende Schienenprofil eingreifenden waagrechten Haiterohr gehalten ist. Das Halterohr ist in seiner waagrechten Ausrichtung drehbar an einem senkrecht im Erdreich verankerten Bolzen angebracht, wo es auf den Bolzen über das Drehgelenk von oben her aufsteckbar ist. Das Drehlager dient dem Zweck, daß zuerst die Bolzen im Erdreich senkrecht befestigt werden können, anschließend zu jedem Bolzen das waagrechte Halterohr des Sensorkopfes am Drehgelenk aufgesetzt und in den seitlichen Hohlraum des Schienenprofils außenseitig der Schiene eingeschwenkt werden kann, und anschließend das Drehgelenk gegen Verdrehung fixiert werden kann. Dabei sind die Sensoren in der Transputer Version ausgeführt wobei die Spannungsversorgung über eine HF-Einspeisung in den Fahrdraht und die Datenkommunikation über Funk, oder auch z.B. über die zu Fig 43 beschriebene induktive Kopplung mittels eines Induktionskabels vorgenommen sein kann
Die in entsprechenden Abschnitten über die Schienenstrecke angeordneten Sensoren erfüllen folgenden Zweck: Der in waagrechter (x) Richtung die Schiene setthch abtastende Sensor (LMx) mißt die durch die Zugbelastung jeweils seitlich federnd nachgebende Verschiebung der Schiene, insbesondere verursacht durch die Zentrifugalkraft in Kurven. Der in senkrechter (y) Richtung die Schiene von ihrer Auflageflache innenseitig von oben her abtastende Sensor (LMy) mißt die durch die Zugbelastung jeweils senkrecht federnd nacngebende Bewegung der Schiene Wobei z.B. anstelle der alteren Schienenhalterungen, moderne Federstahl drahte (Klammern) in ihrer Wirkungsweise gut überwacht werden können, insbesondere ob die Schienen mit gleich verteilten Befestigungskraften gehalten werden.
Sämtliche Sensoren sind zu einer zentralen Auswerteinrichtung vernetzt, wodurch wahrend der Zug eine Strecke befahrt folgende Aussagen gemacht werden können: Die Belastungsfestigkeit des Bahnkörpers wird standig überwacht, wobei eine genaue aussage gemacht werden kann, welche Zuge mit welcher Geschwindigkeit eine Strecke befahren können, ohne den Gleiskörper oder die Sicherheit zu gefährden- durch instabile Verschiebungen im Erdreich verursachte Bahnkorperschaden können rechtzeitig erkannt werden, Sabotageakte sind rechtzeitig angezeigt und sofort lokalisiert neu errichtete Bahnkörper insbesondere sensible Hochgeschwindigkeitsstrecken können sofort über die gesamte Strecke diagnostiziert werden; der auf den Bahnkörper schädliche Einfluß schlecht gewarteter Zuge, insbesonders Güterzuge (durch schadhafte Radlager, etc.) kann vom Sensorsystem ebenfalls erkannt und protokolliert werden. Unter Verwendung eines dynamisch messenden Systems mit automatischer Nachsteuerung des Arbeitspunktes 1/RVMJ3, wie zu Fig.lla bereits ausführlich beschrieben, kann die Abstandsmessung (über Verlustmessung l/d~RVM) Schienenbewegungen bis in den nm (Nanometer) Bereich erfassen Das System eignet sich nicht nur für den klassischen Bahnbetrieb, sondern vor allem auch für die sensorische „feed back" Unterstützung moderner Neigetechnik Temperaturkompensation: Für die Anwendung der Bahngleichabtastung können beide Varianten, eine dynamische Relativmessung oder eine statische Relativmessuπg zur Anwendung gelangen Bei einer statischen Relativmessung ist ein entsprechender Temperaturmeßsensor mit seiner Sensorspule (LT) einfach in festem Abstand von der Schienenwand montiert, z.B. oberseitig der unteren Auflageflache der Schiene an die Schiene angeschweißt, bzw montiert Dabei können die für die Temperaturkompensation entsprechenden Meßwerte auch über die Datenschnittstelle zum Sensor (LM,Cp), der den eigentlichen Verlust (1/RVM) mißt übertragen werden Bei einer dynamischen Relativmessung ist für die standige Nachsteuerung des Arbeitspunktes ein Steuersignal vorgesehen (enabie- Signal), das die automatische Einstellung des Arbeitspunktes wahrend der Vorbeifahrt eines Zuges abschaltet, ansonsten standig aktiviert So ist nur für die kurze Zeitdauer der Gleisabtastung wahrend der Zugfahrt die Temperaturnachstellung ausgeschaltet. Die Erkennung wann ein Zug vorbeifahrt ist z.B durch weitere Sensoren vorgenommen die die Rader des Zuges mit einer relativ hohen Verlustschwankung (z.B. gleichfalls in einer dynamischen Relativmessung) abtasten, die wesentlich großer ist als die sensible absolute Relativmessung der Gleisbewegung
Fig.16 zeigt in Ergänzung zu Fig.l5
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Erweiterung mit Vernetzung von Sensoren, die die Rader des Zuges auf der Schiene abtasten Die Ergänzung mit solchen Sensoren hilft nicht nur Zugunglücke zu vermeiden, sondern ermöglicht auch die Aufzeichnung der Stelle, wo ein Zug gegebenenfalls entgleist, was durch das Aussetzen der sonst in regelmäßigen Zeitabstanden (zu jeder Verlustmessung eines Rades) eintreffenden Impulse dedektiert ist Dabei kann die Kommunikation über die benachbarten Sensoren direkt zur Zentrale, oder unmittelbar mit dem Zug, oder über ein Induktionskabel unmittelbar mit der Zentrale (im Party ne Betrieb) erfolgen
Fig.17 zeigt in Ergänzung zu Fig.15 die Erweiterung mit Vernetzung von Sensoren, die die Funktion einer Weiche überwachen Dabei ist der Verlustmeßsensor jedoch innenseitig der Schiene unterhalb des Rollbereiches der Rader am Bahnkörper, bzw der Schiene montiert
Fig.18 zeigt ein Beispiel für eine Druckmeßdose, bestehend aus einem mit federnden Sicken versehenen Rohr Die Durchmesser der Sicken sind parallel zum Rohrquerschnitt und geoen dem Rohr somit eine in axialer Richtung federnde Eigenschaft für eine Langenausdehnung des Rohres. Das Rohr ist an einem stirnseitigen Ende des Rohres verschlossen, wobei die axiale Bewegung dieses Rohrendes von der Verlustmeßspule LM des bevorzugten Sensors abgetastet wird. Dieser stirnseitige Abschluß des Sickenrohres ist aus dem gleichen Material wie das Rohr, um die bevorzugte Temperaturkompensation zu ermöglichen Diese Meßspule ist innenseitig in ein weiteres Halterohr eingeschoben und von diesem gehalten. Das Halterohr (als Gehäuse des Drucksensors) ist lose über das mit Sicken versehene Rohr ubergeschoben und von einer am Sicken Rohr vorgenommenen Verbreiterung vor dem Sickenansatz gehalten, so daß die Sicken frei beweglich sind, und im Falle eines Risses in den Sicken, das Halterohr den Drucksensor gegen Explodieren schützt Das andere, glatte Ende des Sickenrohres (ohne Sicken) weist den Druckeinlaß auf. Z.B. eine Gewinde zur Befestigung. Somit der die Langenausdehnung des Sickenrohres verursachende Druck, der Differenzdruck zum außenseitig des Sickenrohres vorherrschenden Druck ist. Ist diese Außenseite zum Luftdruck hm offen, messen wird den Differenzdruck zum Luftdruck, ist sie geschlossen, den Differenzdruck zum innendruck des Gehäuses. Diese beiden Varianten sind bei Druckmessern üblich. Die Temperaturmeßspule LT ist über vor dem Sickenansatz über das Sickenrohr ubergeschoben, so daß das Sockenrohr mit seinem glatten Zylinderwandteil durch das Zentrum der Temperaturmeßspule geht Für den gewählten Arbeitspunkt erfolgt die Gleichlaufemstellung von Temperaturmeßspule LT und Verlustmeßspule LM so, daß die durch die eingekoppelten Verlustwerte des Sickenrohres (für LM an der Stirnseite des Sickenrohres, bzw. für LT an der Zylmderaußeπwand) für beide Spulen LM, LT gleich sind Vgl. dazu die zu Fig.8, im Kapitel „statische Relativmessung" zur Temperaturkompensation gegebenen Erläuterungen Die Gleichlaufemstellung der mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen betriebenen Spulen (LM, LT) erfolgt durch Einstellen der Kopplung zum Sickenrohr (stirnseitig für LM, bzw. Abstand des Innendurchmessers von LT zur Rohrwand). Für Anwendungen, bei denen der Temperaturverlauf des Rohres vom Einschraubende her gesehen abnimmt, ist die Temperaturmeßspule LT an einem verlängerten glatten Ende des Sickenrohres (ohne Sicken) unmittelbar in Nahe der sirnseitigen Abschlußflache auf das Sickenrohr aufgeschoben fest angeordnet (vgl. Fig.lβb). Hinweise für die Eichung des Sensors: Neben der Möglichkeit jeden hergestellten Sensor unmittelbar mit einem Referenzdruckmesser bei durchgefahrener Druckscala exemplarisch zu eichen, ist vorgesehen, bei der Herstellung auf gute Reproduzierbarkeit der eingewalzten Sicken zu achten, so daß nur für ein Exemplar der Druck durch ein Lernverfahren eingeeicht werden muß, wobei die Langenausdehnungals Funktion des Druckwertes aufgezeichnet ist. Für eine schnelle Eichung der weiteren Seπenexemplare ist es dann ausreichend, einen z B. über Meßspindel oder Pneumatisch durch die Einlaßöffnung des Sickenrohres bewegten Bolzen, der am geschlossenen Ende des Sickenrohres andruckt und das mit seinem Gewindeflansch in eine entsprechende Vorrichtung eingeschraubten Sickenrohr der Lange nach ausdehnt. Dabei ist ein etnsprechendes Langenmeßsysten für die Bolzenverschiebung vorgesehen. z.B. ein nach dem erfindungsgemaßen Prinzip arbeitendes bei dem ein kegelförmiger Bolzen durch eine Sensorspule hindurchgeschoben ist. (Dieses Langenmeßsystem ist dann mit einer Prazisionsspmdel gleichfalls geeicht worden). Da das Meßprinzip aufgrund seiner Entdampfung durch einen negativen Widerstand, bzw. Leitwert, auch eine sehr hohe Meßfrequenz zulaßt, können auch sehr schnelle Druckschwankungen über das pneumatische Betatigen des Bolzens simuliert werden. Ein solcher Drucksensor kann z.B. ähnlich wie eine Zündkerze in die Zylinderkopfe eines Verbrennungsmotors eingeschraubt werden, um durch schnelle Druckaufzeichnung das Spiel der Ventile in Relation zur Kurbelwellenverdrehung zu überwachen, bzw weitere aus dem Druckveriauf der verschiedenen Takt-Phasen sich ergebende Motorparameter abzulesen, wie Wirkungsgrad, Verbrennungsdauer des Kraftstoffes, usw
Der Vollständigkeit halber soll auch die Herstellung des Sickenrohres kurz beschrieben werden: Das Rohr ist in einer Rotationsvorrichtung (z.B Spannvorrichtung einer Drehmaschine) eingespannt, wobei stirnseitig des Rohres ein Dorn eingreift, vgl. Fig.lδc. Dieser Dorn besteht aus (vom Querschnitt her gesehen) drei gleichen Segmenten (einer 120° Teilung), wobei bezogen auf die Teilhnien (sym_120°) der Segmente ein Zwischenraum (ZWI) vorgesehen ist, wodurch der Dorn bei Zusammenrucken des Zwischenraumes in seinem Druchmesser entsprechend verringert werden kann. Auf seinem maximalen Durchmesser, bei entsprechenden Zwischenräumen (ZWI) gehalten ist der Dorn durch eine Zentrische Bohrung in die ein Zentrierbolzen (ZB) eingesetzt ist, der z.B noch nach dem Prinzip einer Spannzange an seinen Enden die zentrische Bohrung jeweils auseinanderdruckt, wodurch die Zylinderaußenwand des in drei Segmente aufgeteilten Domes fest an die Innenwand des mit Sicken zu versehenden Rohres auseinander gedruckt wird Dabei weist die Zyhnderausenwand des Domes Rillen von der Form (Welligkeit) der Sicken auf, die in die Außenwand des zu bearbeitenden Sockenrohres mit einer entsprechenden Vorrichtung mit einer entsprechenden Vorrichtung hineingedruckt werden sollen. Diese Vorrichtung greift von außen her mit drei (bezogen) auf den Querschnitt um jeweils 120° versetzten Rollenreihen (ADRL) an, die wahrend der Umdrehung des Rohres die Rohrwand von außen her eindrucken. Dabei sind die Rollen genau deckungsgleich zu den Rillen der Zyhnderausenwand des in das Rohr eingeschobenen Domes angeordnet, so daß die Sicken präzise eingewalzt werden können. Dabei kann kalt gewalzt werden, oder z.B in einem Mikrowellenofen auch heiß gewalzt werden. Anschließend wird das mit Sicken versehene Rohr entsprechend weiterbearbeitet (Gewindeansatz, etc.) federhart gehartet und verschlossen. Dabei ist vorgesehen, die Verschlußseite durch Einpressen oder über eine mit einer Dichtung versehenen Gewindekappe abzuschließen.
Fig.19 zeigt das Ausfuhrungsbeispiel für einen Drehmomentsensor, bestehend aus einer Welle und einer über die Welle geschobenen, gegen die Welle mit eingesetzten Kugellagern verdrehbar gelagerten Hülse, wobei die Welle das erste Anschluß-Wellenende, und die Hülse das zweite Anschluß-Wellenende des Drehmomentsensors bildet. Die Übertragung des Drehmomentes zwischen Welle und Hülse erfolgt durch eine in die Welle eingesetzte Plattfeder, die in der Hülse in einen Fuhrungsschlitz eingreift und im Schlitz durch über Federkraft zentrierte Kugellager gehalten wird. Für eine billigere Version kann anstelle der Plattfeder auch ein harter Stahlstift in einen mit Gummi belegten Fuhrungsschlitz eingreifen. Gemessen wird die Verdrehung der Welle gegen die Federkraft, bezogen auf die gleichfalls mit der Welle rotierenden Hülse Die Hülse selbst ist z.B. Kugel gelagert in einem entsprechenden Gehäuse stabilisiert, wobei das Gehäuse beim Einbau des Drehmomentsensors entsprechend stationär (z.Bsp. Anflanschen an einen Motor oder ein Getriebe) zu befestigen ist. Das Gehäuse weist dann den HF-Sender auf, der das HF-Signal als Speisesignal des in der Hülse untergebrachten Transputer Sensors einspeist, dessen HF-Empfangswicklung auf der Hülse (in entsprechendem Abstand von der Hulsenwand) aufgesetzt ist Die auf der Hülse aufgesetzte HF-Empfangswicklung lauft innerhalb der HF Sendewicklung, die innerhalb der stirnseitigen Abdeckung des Gehäuses untergebracht ist Dabei kann der Datenaustausch zwischen Transputer Sensor und HF-Sender des Gehäuses auch über die auf der Welle sitzenden HF-Empfangswicklung erfolgen. Die Anbringung der Sensorspule LM für die Messung des der Hulsenverdrehung entsprechenden Verlustes ist aus der Schnittzeichnung (Fig.19) ersichtlich: Die Welle weist ein überstehendes schmales Segment auf (Zapfen ZPF), der innerhalb des zwischen Welle und Hülse vorgesehenen Spiels, sich entsprechend der Wellenverdrehung konzentrisch bewegt und dessen zur Stirnflache einer in der Hulsemnenwand untergebrachten Sensorspule (LM) projizierte Flache, in der Sensorspule (LM) einen Verlust erzeugt. Die Große des Verlustes ist jeweils abhangig von der Übereinstimmung der Stirnseitenflache der Spule LM zur entsprechend der Verdrehung der Welle gegebenen Projektionsquerschnittes der Emgreifflache des schmalen Zapfens (ZPF). Die Messung der Temperaturabhangigkeit erfolgt genauso, jedoch ist der hiefur vorgesehene Zapfen (ZPFT) der Welle breiter ausgebildet, und zwar so breit, daß bei Verdrehung der Hülse (gegenüber der Welle), die projizierte Flache der in der Hulseninnenwand gleichfalls eingelassenen Temperatur Meßspule (LT) standig den gleichen Verlust über den Zapfen (ZPFT) einkoppelt. Der Zapfen ist dabei als entsprechend überstehendes Kreissegement der Welle ausgebildet mit einem zur Meßspule LT hin gerichteten konzentrischen Bewegungsverlauf. Die Gleichlaufemstellung der mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen betriebenen Spulen (LM, LT) erfolgt durch Wahl des entsprechenden Abstandes der Stirnseite der innenseitig der Hülse jeweils eingelassenen Meßspulen (LM, LT) so, daß die eingekoppelten Verlustwerte für beide Spulen (LM, LT) gleich sind. Vgl. dazu die zu Fig.8, im Kapitel „statische Relativmessung" zur Temperaturkompensation gegebenen Erläuterungen. Die Verkabelung von LM und LT kann so erfolgen, daß beide Spulen am gleichen Transputer Sensorchip angeschlossen sind. Am Gehäuse kann beispielsweise, die zu Fιg.43, Fιg.36d und Fιg.37 beschriebene Variante für eine Vernetzung der Sensoren mittels einem Induktionskabel angebracht werden, wobei der im Gehäuse des Drehmomentsensors untergebrachte HF-Sender, dann mit einer solchen Schnittstelle versehen ist.
Fig.20 zeigt das Beispiel eines Kupplungsspielsensors, das elektrisch nach dem Prinzip von Fιg.19 ausgeführt ist. Da wir jedoch nicht nur das Kupplungsspiel messen wollen, sondern auch eine Überwachung vornehmen, ob die Kupplungsteller tatsächlich exakt plan anliegen verwenden wir drei Sensoren (LMl, LM2, LM3), die zur Welle im Winkel von jeweils 120° angeordnet sind Auf einer Seite der Kupplung weist die Halterungsplatte des Kupplungstellerbelages für jeden Sensor jeweils ein kleines Loch auf, die von den elektrisch nicht leitenden Kupplungsflachen abgedeckt sind und durch die der Sensor jeweils zur anderen Halterungsplatte der Kupplung hindurchmessen kann, somit erhalten wir eine Abstandsmessung, bei der die hinter der Halterungsplatte einer Seite jeweils angeordneten Sensoren den Abstand zur anderen Halterungsplatte (durch den Kupplungsscheibenbelag hindurch) über die Messung ihres Verlustes messen können Dabei ist hinter der Halterungsplatte, deren Verlust gemessen ist, eine Sensorspule, bzw. Sensor für die Temperaturmessung (LT2) angebracht und hinter der Halterungsplatte, an der die Verlustmeßsensoren (LMl, LM2, LM3) durch entsprechende Locher jeweils hindurchmessen, ist gleichfalls eine Sensorspule, bzw. Sensor für die Temperaturmessung (LT1) angebracht. Mit dieser Spule LT1 wird über das durch Konstanhaltung des Verlustes (an LT1 , CT1) erhaltene Verlustmeßergebnis BD = (-1/RVMJIEG), vgl dazu im Kapitel statische Relativmessung zu Fιg.8, die Abweichung des Arbeitspunktes der auf der gleichen Halterungsplatte angebrachten Verlustmeßsensoren (LMl, LM2,LM3 mit jeweils Cp*) ausgeglichen [(1/RVM_Q = l/RVMJ3ffset + (-1/RVMJMEGVJ, und zwar so daß die Schwingkreise der Verkustmeßsensoren (mit LM1,LM2,LM3) jeweils einen Gleichlauf für identische Verlusteinkopplung durch den dem Verlust der Halterungsplatte, an dem die Sensoren jeweils befestigt sind, entsprechenden Offsetwert l/RVMJ3ffset aufweisen. Dagegen ist der, der Temperaturabhangigkeit der anderen Halterungsplatte (gemessen über Sensorspule LT2 mit CT2) entsprechende Verlustwert als Korrekturgroße für die Tabellenkorrektur des Meßwertes verwendet (vgl. auch Text zu Fιg.8). Eine andere Applikation nach diesem Prinzip ist die Prüfung der Verbindungsfestigkeit zweier übereinander geschraubter Bleche, oder eines an einem Blech montierten Teiles, etc. Dabei ist in einem der betreffenden Bleche ein Loch vorgesehen, durch welches der Sensor den Verlust hindurchmißt (zum hinter dem Loch befindlichen Teil).
Fig.21 zeigt ein Beispiel für eine Winkelabtastung, z.B. an einem Eisenbahnrad. Zu diesem Zweck ist ein Zahnkranz in ein Standartrad eingesetzt, der an einer Stelle eine etwas breitere Zahnlücke aufweist, über die durch Zeitvergleich der Messung aller jeweils benachbarter Zahnlucken bei Überschreitung einer Wertschwelle, die breitere Zahnlücke als Rucksetzsignal für das Abzahlen der Zahnlucken erkannt wird. Der Zahlerstand der abgezahlten Zahnlucken entspricht dem Verdrehwinkel. Dabei ist noch vorgesehen, den der geometrischen Form eines Zahnes entsprechenden zeitlichen Verlauf des Verlust Meßergebnisses zu interpolieren, um zwischen den Zahnen entsprechende weitere Werte zu erhalten Diese Werte sind dann durch Lernen eingeeicht. Im Bahnwesen hat dieser Sensor den Vorteil der einfachen Nachrüstung Dabei kann die Bremseigenschaft eines Waggons derart verbessert werden, daß wahrend des Blockierens (oder auch geringfügigen Blockierens), bzw vor allem beim Teilblockieren (Gleiten der Rader auf den Schienen) über die ungleiche Drehzahl (bzw. Drehwinkel) auf ungleich wirkende Bremsen geschossen werden kann, und so die Symmetrie besser ausgeregelt werden kann. Selbstverständlich eignet sich diese Winkelabtastung auch für allgemeinste Verwendung, z.B. als Ersatz für die optische Scheibe bei ABS Systemen, usw. Die Storsignal sichere Verlustmeßabtastung ist nicht nur absolut unempfindlich gegen Verschmutzung, sondern auch viel kostengünstiger als die Verwendung optischer Scheiben und insbesondere auch bei leichten Unfällen ist der Sensor absolut sicher zu testen und für einige $ kostengünstig schnell zu wechseln, wahrend die optischen Scheiben oft nicht ausgetauscht werden und so oft ein unkontrolliertes bei Versagen des ABS Systems zur Folge haben. Bei einer KFZ Anwendung kann das Verzahnungsprofil z.B. unmittelbar innenseitig des Bremsrandes einer Bremsscheibe angeordnet sein, wobei dann zur eingangs zu Fιg.21 beschriebenen Ausfuhrung diese Ergänzung vorgenommen sein kann (vgl. auch DE 42 40 739 C2) Auch hier ist die Storsignal unempfindliche Messung ein großer Vorteil
Fig.22 zeigt ein weiteres, im Automobilbau schon dringend benötigtes Bauteil. Das absolut storsichere Messen des Sensors macht es möglich. Fig.22 betrifft die Anwendung des Sensors als Radbefestigungsdedektor. Der Sensor ist dabei in den Radteiler eingelassen, oder als Alternative am Haltearm, der das Radlager mit dem Radlager tragt Die unmittelbare Anbringung in den Radteller hat den Vorteil, daß die am Radteller aufliegende Felde stets an den gleichen Stellen (z.B. jeweils 120° versetzt bei Verwendung dreier Sensoren) abgetastet ist dagegen bei Anbringung am Haltearm die Innenseite der Feige standig am Sensor vorbeirotiert bei unpraziser Fertigung daher zwischen einem Schlagen der Felge und einer ungenügenden Befestigung mit den Radschrauben unterschieden werden muß. Sieht man beide Varianten vor, dann ist eine gute Aussage gegeben, ob das Rad z.B. wenn an einen Randstein gedruckt wurde in der Werkstatte mspeziert werden muß, um eine spatere schwere Unfallmoghchkeit auszuschließen. Bzw. kann über den Sensor am Haltearm eine Aussage über das Radlager gemacht werden (wenn das Rad z.B. schlagt). Eine weiterer Vorzug ist, daß der Sensor auch unmittelbar einen Alarm auslosen kann, wenn ein nicht legitimierter Felgen- bzw Radwechsel stattfindet, der z.B. auch durch Lagededektoren des Fahrzeuges (beim Abstutzen und Ablassen der Reifenluft) nicht erkannt werden kann. Der HF-Sender für die Trasputerversorung wird dann z.B oberhalb des Stoßdampfer untergebracht, der folgende Sensoren versorgt, bzw. die Daten austauscht, Stoßdampferfeder Bewegungsabtastung, Temperaturkompensation der Stoßdampferfedermessung, die Sensoren für den Radbefestigungssdedektor, gegebenfalls mit weiteren Uberwachungssensoren vernetzt ist
Fig.23 veranschaulicht ein weiteres interessantes Anwendungsgebiet des Sensors, das insbesondere den Großkundenkreis der Autoindustrie, die Autovermieter interessieren durfte Oft kommt es bei der Ruckgabe von Fahrzeugen vor, daß kleine Teilen, die nur beigenauem Hinsehen vom Fachmann als Schaden erkannt werden, bei der Ruckgabe der Fahrzeuge entweder nicht erkannt werden, bzw der Fahrzeugmieter die Verursachung des Schadens bestreitet Abhhilfe schafft der mit Hilfe des Sensors aufgebaute Verbeulungssensor, der unmittelbar innenseitig der Karosserie untergebracht ist, und von innen her die Außenwand der Karosserie mit einer Abstandsmessung bzw Verlustmessung) abtastet und absolut Storsignal sicher mißt (ein wichtiges Argument, damit es vor Gericht keine Ausreden gibt) Mit einem solchen Verbeulungssensor können auch Unfallsschaden protokolliert werden, die nach Instantsetzung mit nicht mehr sichtbar waren, ein potentieller Kaufer jedoch kann über den Bordcomputer des Fahrzeuges das Außmas eines Unfallschadens einsehen Einbezogen werden, kann z.B. ein Verbeulungsschaden, der im Seitenauprallschutz, für den Kaufer innerhalb der Karosserie nicht sichtbar, entstanden ist. Durch diese Maßnahmen kann der Wiederverkaufswert eines Fahrzeuges bei Qualitätsnachweis hochgehalten werden. Somit ist die vorgeschlagene Maßnahme auch für Leasing Firmen sehr interessant, wenn ein fester Ruckkaufwert vereinbart wurde. Weiters ist die vorgeschlagene Maßnahme in der Lage einen Unfallhergang komplett aufzuzeichnen, um abzuspeichern, in welchen Zeitmtervallen, welche Karosseπeteile entsprechend verformt wurden. Voraussetzung ist wieder das absolut storsichere Messen, unabhängig von Einstreuungsmoghchkeiten (damit es vor Gericht keine Ausreden gibt). Die bei einem Unfall abgespeicherten Daten (dazu kann mit dem erfindungsgemaßen Sensor z.B. auch noch die Lenkradbewegung, bzw. mittels seismographischer Sensoπk das Schleuderverhalten usw. abgefragt werden) sind dann in einem innerhalb der Karosserie fest eingeschweißten Mikroprozessor gesteuerten Fahrtenschreiber Speicherzentrale gespeichert Dabei kann diese Speicherzentrale gegen Manipulation derart gesichert werden, daß die im vorangegangenen Kapitel „sicherheitskodierte Verlustmeßsensoren" vorgeschlagenen Maßnahmen angewendet werden können Dabei enthalt die in der Karosserie eingeschweißte Fahrtenschreiber Speicherzentrale einen entsprechenden sicherheitskodierten Verlustmeßsensor, der die Karosseriewand (z.B. an relativ sicherer Stelle am Unterboden in der Mitte) abtastet. Wird er von der Karosseriewand entfernt, dann wird dieser Zustand zu den gespeicherten Daten mit eingeschrieben. Die Daten innerhalb des Fahrtenschreiber Speichers sind verschlüsselt gespeichert, die Ankopplung erfolgt über einen HF-Kreis nach dem Transputerprinzip, wobei der HF-Empfangskreis durch pπmarseitig anti parallel geschaltete Dioden einen Uberspanungsschutz aufweist. Für die Vernetzung der Sensoren innenseitig der Karosserie, gibt es wieder die Möglichkeit die als Transputer ausgeführten Sensoren außschließhch mit innenseitig der Karosserie untergebrachten zentralen HF-Sender zu versorgen, weiters ein Protokoll zu verwenden, welches im vorangehenden Kapitel „Ergänzungen zur Variante Transputeranwendung" unter „Ping Signal" Verfahren beschrieben ist, bzw. eine Variante mit einem Induktionskabel als Versorgungs-und Datenkommunikationsleitung vorzusehen (vgl. auch Verbindungsbauteil nach Fig.43 in beiden Fallen kann über das „Ping Signal" Protokoll ein ausgefallener Sensor sofort automatisch lokalisiert werden und über den zentralen Mikroprozessor als Service Information gemeldet werden Dabei betrifft dies nicht nur die Datenkommunkationsbereischaft, sondern auch die 100% Selbsttestmoghchkeit der Sensoren, der auch von benachbarten Sensoren gut gegenseitig durchgeführt werαen kann In diesem Zusammenhang soll noch ein bevorzugtes Verfahren für die Programmierung der Empfangs- /Sendeadresse der Sensoren durch ein Lernverfahren kurz beschrieben werden Zu diesem Zweck werden sämtliche mit einer lokalen Adresse zu kodierende Sensoren zunächst installiert, und anschließend über das Protokoll in den Adressenzuordnungsmodus geschaltet Dabei wird überprüft, ob alle Sensoren innerhalb ihres Meßbereiches sind, was in den bevorzugten Meßverfahren dynamische Relativmessung und statische Relativmessung wegen der automatischen Einstellung des Arbeitspunktes ohnehin der Fall ist. Danach wird durch direkte Annäherung mit einem entsprechend elektrisch leitenden Gegenstand (z.B Einschieben eines Blechs in den Meßschhtz, bzw Meßabstand der Spule LM) ein Verlust im Ubersteuerungs bzw Sattigungsbereich ausgelost, der im Status des Adressenzuordnungsmodus als Erkennungssignal (Strobe Signal) dedektiert ist Dieses Erkennungssignal übernimmt im Protokoll des Adressenzuordnungsmodus eine von allen Sensoren gleichzeitig empfangene Adresse, z.B. durch unmittelbare HF-Quelle der mit einer Adresse zu versehenden Sensoren Nachdem die entsprechenden Sensoren mit einer Empfangsadresse versehen sind, wird über die Datenkommunikation in eines der Betriebsprotokolle zurückgeschaltet Der Adressenzuordnungsmodus ist für jeden Sensor wiederholbar, falls erforderlich durch eine Verschlüsselung für die Protokolleroffnung gesichert Weiters kann die Adressenvergabe mit einem Modus für eine Autodecrementιerung/-l ncrementιerung ausgestattet sein, oder der Übernahme einer vollständig eingegeben Adresse Der Aufbau des Verbeulungssensors ist sehr einfach: in jedem Karosseπeteil, dito hinter der Stoßstange. ect ist ein in einem entsprechenden Blechgehause untergebrachter Sensor innenseitig der I nnenwand angeschweißt, oder aufgesteckt (bzw alternativ befestigt) und tastet mit seiner Sensorspule frontseitig die Innenwandseite der Karosserieaußenwand ab Wird eine dynamische Relativmessung (vgl. Text zu Fιg.8) durchgeführt, was für diese Anwendung gegebenenfalls auch ohne negativen Widerstandsanteil möglich ist, dann wird einfach die innerhalb eines durch das Nachstellverhalten des Arbeitspunktes definierten Frequenzgangs, ein dynamisches Erreignis, namlich das spontane Einbeulen der Karosserie oder Stoßstange, etc dedektiert und im Unfallrekorder entsprechend aufgezeichnet
-cJg--? veranschaulicht einen Beschleunigungsmesser zur Feststellung des Schleuderverhaltens bei einem Unfall. Dabei ist ein Pendel verwendet, z.B. eine an einem Faden aufgehängte Kugel, die in einer Ölflussigkeit schwimmt Abgetastet wird die Bewegung der Kugel durch ein die Kugel (als Zentrum) einschließendes Vieleck (Dreieck, oder Viereck, oder Sechseck, usw ), dessen Seiten von jeweils für jede Seitenbegrenzung vorgesehener Sensorspule (LMl, LM2, LM3) gebildet ist. Die Sensorspulen bilden dabei eine die Messung aller in den Sensorspulen zu unterschiedlichen Resonanzfrequenzen jeweils auftretenden Verluste
Fig.25 veranschaulicht einen hochempfindlichen Seismographen, daß ein bekanntes Experiment benutzt. Es ist bekannt eine Kugel zwischen zwei Elektromagnetpolen, von denen einer über der Kugel und einer unter der Kugel angeordnet ist, schweben zu lassen. Dabei können wird um die Pole noch jeweils Meßspulen anordnen, die erfindungsgemaß entdampft sind, um die Regelung so zu verbessern, daß die Abstände der Kugel von den Polen in Bruchteilen von um (Bruchteilen von Mikrometer) stabil bleiben. Eine Sensor Meßspulenanordnung nach Fιg.24, die mit der Vorrichtung der Elektromagnetpole eine massive stationäre Einheit bildet, wobei diese Vorrichtung beispielsweise über einen Eisenstab im Erdreich eines Bergwerks verankert ist, tastet die Kugel, die sich im Zentrum der durch die Meßspulen gebildeten Begrenzung des Vielecks befindet, standig ab. Die Vibrationen des Erdreichs übertragen sich auf die Vorrichtung Da die Kugel durch das Magnetfeld auch zentriert wird, übertragt sich die Vibration auch auf die Regelung der Kugel, und zwar als Änderung (Differentierung) der Regelgroße Vorausgesetzt daß die Kugel z.B durch ein Schauglas vor Luftströmung geschützt ist, weiters die Regelung durch den besonders genauen Sensor bis in den nm Bereich auflösen kann, und wir zusatzlich zur Abweichung der Regelgröße noch durch seitliche Differenzmessung der Meßspulen die Abweichung aus dem Zentrum messen können, kann auch ein langsamer Impuls einer sehr geringfügigen Erdbewegung als einmaliger Signalimpuls erkannt und in der Meßamplitude genau quantisiert werden. Werden nun eine Vielzahl solch kostengünstiger Vorrichtungen in einem Bergwerk aufgestellt und vernetzt, dann kann durch Laufzeitmessung zwischen den Meßpunkten, die Quelle (der Unruheherd) der Erdbewegung geortet werden.
Fig.26 zeigt das Beispiel für einen Flussigkeitsstandmesser unter Verwendung einer mit dem vorzugsweise verwendeten negativen Verlust entdampften Meßspule (LM mit Cp) Die Referenzspule (LT) mißt dabei nicht nur den Temperaturgang, sondern vor allem einen Referenzwert für den Leitwert der Flüssigkeit (Scheibenwischerwasser, Bremsflüssigkeit, etc ) Dabei ist die Referenzspule (LZ) im unteren Bereich des Behalters angebracht und somit ihr Feld-Zentrum standig in der Flüssigkeit, dagegen die Meßspule im oberen Bereich des Behalters angebracht und mißt somit den Flussigkeitsspiegel. Beide Spulen können direkt auf den Zy nderkorper des Behalters gewickelt sein
Fig.27 Ein weiteres Beispiel ist, unmittelbar an Auspuff (am Motorblock) eine Temperaturmeßspule auf das Auslaßrohr zu wickeln, gegebenenfalls durch einen Keramikzylinder im geringem Abstand von der Außenwand des Rohrflansches. Die Spule mißt über den Verlustwiderstand des durch die Auspuffgase aufgeheizten Rohrflansches die Temperatur der Auspuffgase, z.B. für Wirkungsgradbestimmung und reglungstechnischen Maßnahmen.
Fig.28 betrifft die Abtastung von Blechen, wie Landeklappen an Flugzeugen, Feststellung der Stellung des Umkehrschubschiebers, usw., wobei immer eine Spule den Temperatureinfluß mißt und die andere Spule durch Abstandsmessung die Wmkelstellung.Dito die Festellung der Fahrwerkbereitschaft, usw.
Fig.29 betrifft die Relativmessung eines Drehankers (Winkelmessung mit Differenzmessung der Spulen Lma, LMb) der aus Schichtblechen zweier oder mehrerer im Vakuum leicht zusammengepreßter und am Rand verklebter Materialien (MAT1 MAT2) besteht Die beiden Materialien haben entgegengesetzte Temperaturkoeffizienten ihrer spezifischen Leitwerte und sind in ihrem Querschnitt jeweils so angepaßt, daß für die Verlustmessung (Abstandsmessung) der Temperatureinfluß der Leitwerte sich kompensieren. Diese Variante ist eine Alternative für die Verwendung von Manganin als Kernmateπal, da die Legierung Manganin ihre Eigenschaft eines kompensierten Temperaturkoeffizienten des spezifischen Leitwertes, bei einer mechanischen Bearbeitung (z.B. Stanzen) verliert und weiters bei der Verwendung von Schichtblechen auch kleinste dünne Bleche zusammen mit einem gleichfalls dünnen, jedoch geharteten Stahlblech zur Vermeidung der Verformung durch Beschleunigung, verwendet werden können.
Fig.30 betrifft die Anwendung für die Temperaturmessung an einer standartgemaßen, für den erweiterten Zweck nur geringfügig modifizierten Herdplatte. Dabei wird unmittelbar die Temperatur des Kochgefaßes gemessen. Die vorzugsweise erfindungsgemaße Entdampfung mittels negativem Leitwert gestattet es, erstens den Sensor im Zentrum, in einem Loch der Herdplatte zu versenken, und den Verlust durch das Loch zu messen. Das Loch ist. z.B mit Keramik oder Glas verschlossen. Der große Streuverlust der Herdplatte ist dabei kompensiert Weiters kann der Meßbereich der Sensorspule in einem weiten Bereich automatisch eingestellt werden (vgl. automatische Einstellung des Arbeitspunktes in Text zu Fιg.8, insbesondere auch die Verwendung eines enable Signals), wobei die beschriebene dynamische Relativmessung für die Auslösung dieses automatischen Kahbπervorganges verwendet ist. Dabei ist eine differentielle Erkennung für die spontane Änderung des gemessenen Verlustes als Ereignismessung vorgesehen Ein solches Ereignis tritt ein, wenn das Kochgefaß auf die Herdplatte gestellt wird, oder wieder entfernt wird Dabei sind spezielle Kochgefaße verwendet, deren Bodenplatte unmittelbar in der Temperatureinheit (z.B °C oder Fahrenheit) geeicht ist, die am Herd an einer über jedem Reguher-Drehknopf einer betreffenden Herdplatte angezeigt wird Wird ein solches Ereignis erkannt, dann wird der Nachstellvorgang zur Einstellung des Arbeitspunkes ausgelost, um die Verlustmessung in einem Arbeitspunkt einzustellen, in dem die Temperatur des abzutastenden Materials entsprechend gemessen werden kann Dabei ist weiterhin von der zu Fιg.8 beschriebenen statischen Relativmessung Gebrauch gemacht die mittels einer weiteren Sensorspule (LT mit CT), den unerwünschten Temperaturgang des Offsetwertes (der in diesem Fall durch die unmittelbare Herdplatte gegeben ist) kompensiert Deshalb messen wir mit der die Temperatur des Kochgefaßes erfassenden Sensorspule (LM) durch das Loch der Herdplatte und mit der Sensorspule (LT) für die Erfassung Temperaturgang des Offsetwertes messen wird direkt den Verlust der Herdplatte, abseits des Zentrums. Beide Spulen (LM, LT) sind unterhalb der Herdplatte untergebracht. Als Meßspulen eignet sich z.B besonders die bereits beschriebe Manganin Ausführung, weil für eine solche Spule der Eigentemperaturgang sehr gering ist. Das beschriebene Beispiel laßt sich Einfach auch für Keramikplattenherde adaptieren, wenn anstelle der Herdplatte dann unmittelbar die Heizspirale mit der Spule LT abgetastet, bzw. mit der Spule LM im Zentrum durch das Loch der Heizspirale gemessen wird. Eine weitere Variante ist für die Ausgestaltung der Kochgefaße vorgesehen Neben der unmittelbaren Verwendbarkeit von Metallgefaßen, sind Keramik oder Glasgefaße vorgesehen, die einen Metall-Einsatz (z.B. gelochte Blechauflage) aufweisen, auf dem das Kochgut gelegt werden kann, z.B. dünnsten von Gemüse. Dabei mißt die Sensorspule (LM) den Verlust des Metallemsatzes um auf die Temperatur des Kochgutes zu schließen und regelt so die Temperatur des Kochguts. Das Prinzip durch eine elektrisch leitende Platte durch Locher hindurch zu messen, bei entsprechend abgeglichenem Offsetwert 1/RVMJ3 = 1/RVMJDffset + (-1/RVMJ^.EG), vgl. dazu Text zu Fιg.8, ist übrigens mehrfach in unterschiedlichsten Applikationen anwendbar, wie das zu Fig.20 am Beispiel eines Kupplungsspielsensors bereits beschrieben worden ist.
Fig.31 zeigt ein anderes Beispiel, das sich auch als Erweiterung für die zu Fig. 30 beschriebene Anwendung eignet. Dabei ist von der Transputer Sensor Ausfuhrung Gebrauch gemacht. Der Transputer Sensor (Chip) befindet sich im Griff einer längeren Metallnadel (ähnlich einer Stricknadel, jedoch mit Griff). Diese Nadeln können in Brat- oder Backgut, (Fleisch. Torte) oder Kochgut (Eier, etc.) eingesteckt werden, wobei der Sensor den elektrischen Verlust der Nadeln mißt. Dabei ist es unproblematisch elektrisch nicht leitendes Kochgeschirr (Glas, Keramik) zu verwenden. Der durch die Umgebung (z.B. Bleche des Backrohres) gegebene Offset Verlust wird durch die erfindungsgemaße Entdampfungsmoglichkeit bis zum Erreichen einer gewünschten Meßgute kompensiert. Dabei kann ein betreffendes enable Signal zum Auslosen des automatischen Kahbπerungsvorganges (d.h. Einstellen von -l/RVMJ^JEG entsprechend einer zu Fig.8 erläuterten dynamische Relativmessung, z.B. durch Takten eines entsprechenden Zahlers um die Meßamplitude entsprechend einem dazu erhaltenen Verlustergebnis einzustellen) z.B. jeweils durch Öffnen des Backrohres ausgelost werden, wobei der zuletzt gemessene Temperaturwert als Ausgangswert für die Messung nach der Kalibrierung des Offsetwertes 1/RVM_Q = 1/RVMJDffset + (-1/RVMJMEG) verwendet ist. Die Rucksetzung des Ausgangswertes für die Temperaturmessung auf einen der Umgebungstemperatur des Backrohres entsprechenden Anfangswert, erfolgt beispielsweise beim Einschalten des Backrohres durch eine Zusatzfunktionstaste, deren Status über eine Lampe angezeigt ist (Temperaturmessung über Nadein eingeschaltet). Die Umgebungstemperatur des Backrohres ist dann durch einen im Backrohr eingelassenen Temperatursensor (z.B. der z.B. auch als Verlustsensor die Blechtemperatur des Backrohres mißt) gemessen.
Fig.32a betrifft die Sicherung einer Verpackungsschachtel in einem Beispiel entsprechend der zu Kapitel „sicherheitskodierte Verlustmeßsensoren" gegebenen Erläuterungen. Dabei kann z.B. eine standartgemaße feste Kartonschachtei verwendet sein, die über einen geteilten Deckel verschließbar ist. An der Teilungshnie des Deckels ist zu beiden Seiten jeweils ein Metallblech in den Karton des Deckels eingeschoben oder innenseitig angeklebt. Außenseitig ist in einem flachen Kunststoff oder Metallgehause ein Sicherheitsverschlußstuck übergelegt, welches auf einer Deckelseite unlösbar festgeklebt, bzw. festgenietet ist und über die andere Deckelseite hinausragt, wobei dieser hinausragende Teil eine Abziehfolie zum Freilegen einer Selbstklebeschicht des Sicherheitsverschlußstuckes aufweist. Nach Abziehen dieser Folie kann somit bei Verschließen des Deckels das Sicherheitsverschlußstuck wie ein Siegel auf der Nahtstelle aufliegen. Es ist evident, daß ein solches Chip-Siegel z.B. auch zum Verschließen von Dokumenten, Emheft oder Ringmappen (über einen Umlegefalz am offenen Ende) etc angewendet werden kann, wobei die Selbstklebeschicht durch einen wieder zu öffnenden Verschluß, z.B. Druckknopfverschluß. Klettbandverschluß, etc. ersetzbar ist (Fig.32b). Im Chip- Siegel, bzw. Sicherheitsverschlußstuck, sind dann zwei Meßspulen (LM, LT) als Bestandteil eines Transputer Sensors angeordnet, die das unterseitig im Karton eingesetzte Metallblech abtasten. Gemessen wird dabei die relative Änderung des Verlustes in jeder Spule entsprechend einer dynamische Relativmessung und die Differenz des Verlustes zwischen der an der festgenieteten Seite angebrachten Sensorspule (LT) und an der beim Verpacken zu verschließenden Seite angebrachten Sensorspule (LM) entsprechend einer statischen Relativmessung gemessen (vgl. dazu Text zu Fig.8). In der Schachtel mitverpackt wird der Akku gebufferte HF-Sender, der das als Transputer Sensor ausgeführte Chip Siegel über dessen HF- Empfangskreis mit Spannung versorgt. Dabei kann dieser Sender auch in einem Tastverhaltnis betrieben werden, um Strom zu sparen, jedoch die Pausen kurz genug sein müssen, damit im Transputer Sensor des Chip-Siegels die Aussetzdedektierung (der Watch dog Funktion) nicht anspricht (vgl. Kapitel „sicherheitskodierte Verlustmeßsensoren"). Dabei ist es sinnvoll, die Sende- Pausenfunktion des HF-Senders mit dem Datensender des Chip-Siegels zu synchronisieren, z.B. sendet der HF- Sender seine HF-Tragerfrequenz für die Spannungsversorung des Chip Siegels für eine gewisse Dauer, in der sich z.B. ein im Chip Siegel untergebrachter kleiner Gold Kondensator aufladt und die Senorspulenkreise (LM und Cp, LT und CT) die Verlustmessung vornehmen. Nach jeweils beendeter Messung sendet das Chip Siegel ein kurzes Beendigungssignal an den HF-Sender, der daraufhin intern eine Pause erzeugt und nach dieser Pause erneut das HF-Tragersignal aussendet, bis er wieder vom Chip Siegel unterbrochen wird, usw Bei der Anwendung als Siegel für eine Dokumentenmappe, erfolgt die Spannungsversorgung dann über HF-Sender, die in den Buroraumen entsprechend installiert sind. Der Zugang kann dann beispielsweise über Chipkarte eines entsprechend mit dem Kommunikationssender vernetzten Lesegerätes erfolgen.
Fig.32c und Fig.32e betreffen die Abänderung eines Chip Siegels für eine Dokumentenmappe, wobei Fιg.32c ein Beispiel für einen Ringverschluß; Fιg.32d ein Beispiel für einen Ordnerverschluß; und Beispiel Fιg.32e ein Beispiel für einen Schnellfhefter (Klammern-) Verschluß zeigt. Bei allen drei Varianten dedektiert das Chip-Siegel, ob aus der Dokumentenmappe ein Dokument entnommen worden ist, und speichert diese Information ab, oder sendet eine entsprechende Meldung an die Überwachungsstation, die auch die HF- Speisung des Transputer Sensor vornimmt Je nachdem ob eine zusätzliche Temperaturmeßspule (LT) für die Metallabtastung vorgesehen ist oder nicht, ist eine statische oder dynamische Relativmessung vorgenommen
Fig.33 betreffen die Anwendung des Transputer Sensor Prinzips für ein Akten Uberwachungssystem, wobei gleichermaßen jede Art von Akten, Ordnern, Buchern, Zeitschriften, Schriftstucken, etc. mit einem Chip-Siegel ausgestattet werden kann. Der im Chip- Siegel untergebrachte Transputer Sensor kann durch Verwendung der bevorzugten Entdampfung auch bei relativ niedriger Frequenz größere Distanzen messen. Die Verwendung einer niedrigeren Frequenz hat den Vorteil, daß die Bemessung durch Handbewegungen nicht beeinträchtigt wird. Dabei ist auf die Aktendeckel, Buchdeckel, etc., das auch sehr flach (mit Mäander Spulen für HF- Empfangskreis und Verlust Meßspule LM) auszubildende Chip-Siegel aufgeklebt und mißt den Verlust der Umgebung. Dieser Verlust besteht aus Leiterschleifen, z.B in entsprechenden Facherabstanden um das Stellbrett eines Regales gewickelte Leiterschleifen, die z.B. bei Turm-Drehregalen auch sternförmig angeordnet sein können. Die Leiterschleifen weisen dann innerhalb des Regalbrettes eines entsprechende Verkleidung auf. In besonders bevorzugter Ausfuhrung sind diese Leiterschleifen durch unmittelbar auf die Regalbeschichtung oder einer als Regalbeschichtung verwendeten Folie, etc. als Kohlebahn aufgedruckt, die an der hinteren Schmalseite des jeweiligen Regalbrettes ihre Kontaktierungsmoglichkeit aufweist. Diese hochohmige Auslegung der Verlustmessung (1/RVMJDffset) über relativ weite Distanzen wird durch Entdampfung der Verlustmessung über eine bevorzugte negative Verlustwiderstand Komponente (-1/RVMJMEG) erreicht, wodurch im Arbeitspunkt 1/RVMJ2 = 1/RVMJDffset + (-1/RVMJMEG) empfindlich gemessen werden kann. Die Messung selbst erfolgt durch Messung des Abstandes zwischen den in der Akte eingeklebten Transputer Sensor, bzw. Chip-Siegel, und der nachsthegenden Leiterbahnschleife, bzw. Kohlebahn, welche jeweils einen Fachabstand markieren Wobei die nachsthegende Leiterbahnschleife durch Scannen jeweils in folgender Weise gefunden wird. Jedes in einer Akte vorgesehene Chip Siegel weist eine Adressenkodierung auf (vgl. das bereits beschriebene Beispiel für das im Kapitel Ergänzungen zur Variante Transputeranwendung bereits erläuterten „Pmg Verfahren"), wobei diese Adresse beispielsweise nach der zu Fιg.23 beschriebenen Methode unter Benutzung einer Kennwort Sicherung programmiert werden kann. Durch diese Adresse über den in den Räumen jeweils angebrachten HF-Sendern die Zentrale Steuerung kommunizieren, bzw. jedes einzelne Chip-Siegel ansprechen. Dabei erfolgt z.B. die standige aufeinanderfolgende Abfrage der in den Akten, Büchern, oder beliebig anderen Gegenstanden, etc., angebrachten Chip-Siegel, derart, daß der in einem Chip-Siegel enthaltene Transputer Sensor in seiner Messung aktiviert wird, wobei alle Akten, Bucher, etc., der Reihe nach über das Chip-Siegel in ihrer Position abgefragt werden, durch sogenanntes scannen. Ein derartiger Scanvorgang erfolgt dabei unter Mitwirkung der an der hinteren Schmalseite des jeweiligen Regalbrettes verschalteten Leiterbahnschleifen, so daß die ansonst hochohmigen offenen Leiterbahnschleifen (Lextl Lextn), über eine entsprechende Dekoderansteuerung angesteuert, jeweils unabhängig von den anderen Leiterbahnschleifen der Reihe nach jeweils einzeln in sich geschlossen werden. Dabei wird für das durch die Zentrale initialisierte Chip Siegel (bzw. den Transputer Sensor), der Verlust standig gemessen, und für einen innerhalb des Durchlaufs aller Leiterbahnschleifen jeweils erhaltenen zwei größten Maximalwerte, dies der Zentrale gemeldet, die die Adressen der betreffenden Leiterbahnschleifen als den Leiterbahnschleifen entsprechende Fachbezeichnung abspeichert Dabei sind die Zwischenräume der Leiterbahnschleifen, bzw Kohlebahnen, am Regelbrett (z.Bsp. an der vorderen Schmalseite) mit entsprechenden Zeichen, bzw. Nummern bezeichnet Somit durch eine oder mehrere in Nahe des Regals oder auf einem Computerbildschirm vorgesehenen Anzeigen, die Positionierung der mit dem Chip-Siegel versehenen Gegenstande, bzw. Akten, bzw. Bucher, etc. genau eingesehen werden kann Das Scanen aller Regalpositionen wird als Inventurzyklus bezeichnet, der jederzeit von einem Suchzyklus einer direkten Anfrage unterbrochen werden kann. Bei einer direkten Anfrage spricht die Zentrale die Empfangsadresse des betreffenden Chip-Siegel Transputer Siegels direkt an und startet den Suchlauf aller durch Leiterbahnschleifen markierten Fachpositionen Dabei können diese Leiterbahnschleifen nicht nur an Regalen, sondern auch in einer Schreibtischplatte, weiters in Schubladen, etc vorgesehen werden. Eine Fachposition muß nicht unbedingte eine physikalisches Fach sein, sondern bezeichnet einfache den als Zwischenraum zweier benachbarter Leiterbahnschleifen gegebenen Suchbereich Bei der zu Fιg.32b bis Fιg.34 verwendeten Transputer Sensorschaltung kann die Spule auch möglichst groß direkt auf ein dem Format der Akte oder des Buches entsprechendes Blatt oder direkt auf die Akte in Kohlebahnen aufgedruckt werden, um auch ohne Eisen eine möglichst hohe Induktivität zu erhalten (damit die Meßleistung wegen der fehlenden Eisenverluste klein bleibt). Die Verluste an der Tunneldiode belaufen sich dann auf etwa 0.35 mW, bei einer getasteten Messung von 1:10, 35 nW (nano Watt), bei beliebige einstellbarer Gute für die aus dünnster Kohlepastebahn hergestellte Spule. Dabei kann auch das im Kapitel „Variante entdampfter Sensor, Grundlagen" beschriebene Prinzip für die Kompensation des Temperaturganges des Spulenwiderstandes (rs) zur Anwendung kommen, wenn z.B neben jeder Kohlepastebahn (die einen negativen Temperaturkoeffizienten aufweist) eine Silberpastebahn (die einen positiven Temperaturkoeffizienten aufweist) aufgedruckt wird, bei entsprechender Querschnittswahl (Leiterbahnbreite, Druckdicke) zum Ausgleich des Temperaturganges der Leiterbahnspule. An den Enden ist das die Bahnen Paar durch entsprechende Bedruckung (z.B. mit Silberpaste) jeweils parallelgeschaltet Eine alternative wäre z.B. Kohlepaste und Silberpaste Bahnen direkt übereinander zu drucken. Bei der Dimensionierung ist zu beachten, daß wir auf die entfallende Bahnlange nicht Widerstandswerte sondern Leitwerte kompensieren. D.h wenn ein Material einen 10-fach größeren Temperaturkoeffizienten aufweist, als das andere Material (der benachbarten Bahn), dann das Material mit dem 10-fach größeren Temperaturkoeffizienten, auf die entfallende Lange nur 1/10 des Leitwertes aufweisen darf (entsprechend des Querschnittsverhaltnisses betreffend der Bahnbreite und Bahndicke der Bahnen). Die Kontaktierung des Transputer-Sensor Moduls (bzw Chip-Siegels) kann auch über Leitkleber oder Leitplastik erfolgen, um die auf Papier gedruckte Spule (LM) anzuschließen Weiters kann das Chip-Siegel sowohl in Doppelfunktion als Verschlußsicherung eines Kartons, wie auch als Lokahsierungssensor für die Lagepositionserkennung verwendet sein. Die HF-Spule für die Speisung des Tramsputer- Sensors kann beipielsweise mit Silberpaste gedruckt sein, oder als flexible gedruckte Schaltung (auf Folie) ausgeführt sein. Das beschriebene Beispiel eignet sich auch sehr gut, um die aligemeine Lagerhaltung zu verbessern, wenn wir z.B. auf jede Schachtel ein entsprechendes Chip-Siegel zur Kennzeichnung aufkleben, z.B. in einem Supermarkt Das System ist dann in der Lage auch bei geänderten Lagepositionen, die genaue Lage der Waren zu orten, über einen zentralen Rechner in das Internet einzuspeisen, damit der Kunde sich bereits vorab eine Einkaufsliste zusammenstellen kann, über die er mit den angegebenen Regal Nummern die Artikel schnell suchen kann. Dabei sind die HF-Sender für die Spannungsversorgung und Kommunikation an entsprechenden Stellen des Ladens angebracht und kommunizieren mit dem zentralen Computer. Die Nummernschilder können beispielsweise durch auf den Fußboden aufgedruckte Leitnummern (Straßennummern) oder Buchstaben noch unterstutzt werden Eine weitere Variante für die Lagepositionserkennung wäre, von der durch Filter, bzw Resonanzkreis vorgenommenen Kodierung eines Verlustes Gebrauch zu machen Dabei geht dann das Scanen, bzw. die Messung von den die Facherung des Regales bildenden Leiterbahnschleifen (als aufeinanderfolgend jeweils aktivierte, in einen Serienschwingkreis geschaltete Meßspuien LM) aus, wobei der Verlust nur jeweils in dem Transputer-Sensor (Chip-Siegel) des kodierten Gegenstandes aktiviert ist, dessen Position gerade bestimmt werden soll Die für die Verlustmessung erforderliche Meßfrequenz kann dabei vom Sensor her oder auch von den Leiterbahnschleifen her eingespeist sein
Fig.34 zeigt ein Beispiel für eine Anwendung eines Schalters. Die Entdampfung der Meßspule ermöglicht kleinste Bauform für die Abtastspule (LM), die die Zackenspitzen eines metallisch bedampften Kunststoff stern abtastet. (Es konnte natürlich auch ein Blechstern verwendet sein) und so die Schaltersteliung dedektiert. Dabei sind die Zacken nicht gleich lang. Jede Zacke weist einen etwas unterschiedlichen Abstand zu Meßspule LM auf. Die gleichfalls sehr klein ausgebildete Temperaturmeßspule LT ist mit ihrer Halterung direkt auf den Stern aufgesteckt, bzw. kann in den Stern auch der Wickelkorper für die Temperaturmeßspule LT mit angeflanscht sein. Eine andere Variante ist, den Kunststoffstern mehrlagig mit entsprechenden Blechen für die Temperaturkompensation vorzusehen, vgl. auch Fιg.29
Fig.35 betrifft ein Beispiel, das gleichfalls von der Reduktion des Eigenverlustes der Meßspule durch hinzufugen eines negativen Verlustanteils profitiert. Ein kegelförmiger Stahlkern (K) der nicht aus hochpermeablem verlustfreien Material sein muß, sondern auch ein Temperatur bestandiger Stahlkern sein kann, tragt die Wicklung der Meßspule (LM). Dabei ist der im wesentlichen durch den Stahlkern (K) gegebene Verlust der Spule zur Einstellung einer gewünschten Gute entsprechend kompensiert Die Stahlspitze kann dann punktformig einen entsprechenden Verlust (z.B. eines Rillenprofils oder einer Verzahnung) auch für hohe Temperaturen abtasten
Fig.36 bis Fig.39 betrifft eine weitere Applikation, bei der der gegen Storsignal unempfindliche Verlustsensor für eine gegen Einstreuung völlig unempfindliche Signalübertragung zur
Signalauskopplung verwendet ist; bestehend aus einer Vielzahl von an einem Leitungsstrang angeschlossenen Teilnehmern mit entsprechenden Signalem- bzw. Auskopplungsstellen. Dabei erfolgt die Signaleinkopplung über eine gesteuerte Verlustanderung eines durch das zu übertragende Signal modulierten Widerstandswertes und die Signalauskoppiung, bzw Signalabtastung, durch Messung des einem Amplitudenwert des zu übertragenden Signals jeweils entsprechenden Verlustwertes. Ein ähnliches Prinzip ist bekannt seit es Telefon gibt, die Verlustanderung erfolgt hiebei auf der Sendeseite durch Kohlekorner, die im Rhythmus der Schallwellen eine Widerstandsanderung erzeugen, die am anderen Leitungsende über eine Konstantstromspeisung abgegriffen ist. Jedoch ist bei einem solchen Verfahren der auf der Sendeseite modulierte Verlust auf der Empfangsseite nicht unabhängig von der auf der Leitung vorherrschenden Signalamplitude gemessen, wie es der erfindungsgemaße Verlustsensor ermöglicht, sondern es sind im Empfangssignal auch die durch Einstreuung und Leitungsreflexion gegebenen Störpegel mit enthalten. Somit ist die bevorzugte Anwendung für die Signalubertragung erfinderisch und neu. In Weiterbildung benutzt das Verfahren auch die vorgeschlagene Korrelation eines gegebenen Hullkurvenemflusses, so daß eine gute Ausnutzung der verwendeten Bandbreite gegeben ist. Ebenso kann die in Weiterbildung für den Verlustsensor bereits bevorzugte Ausgestaltung mit einem Parallelschwingkreis (oder auch Bandfilter, vergleichbares Filter, etc.) übernommen werden. Der Parallelschwingkreis ist zwar nicht zwingend erforderlich; es können alle Schaltungen verwendet werden, mit denen sich das bevorzugte Meßverfahren des Sensors durchfuhren laßt. Die unmittelbare Verwendung eines Parallelschwingkreises (oder äquivalenter Filter, Bandfilter, etc . für die Durchfuhrung des Verfahrens einer Signalubertragung mittels Kodierung durch Verlustmodulation (RpJVlOD) und Dekodierung durch reflexions- und störsignalunabhangige Verlustmessung bringt jedoch große Vorteile, wenn mehrere Frequenzen nach Art einer Tragerfrequenztechnik in die Leitung eingespeist werden. Im Unterschied zum Stand der Technik, müssen diese Frequenzen nicht von den eigentlichen Sendestationen eingespeist werden, sondern es können unmodulierte Tragerfrequenzen an beliebigen Stellen der Leitung eingespeist sein, was um die Dampfung der Leitung auszugleichen auch über mehrere Abschnitte der Leitung versetzt vorgenommen sein kann. Die eingespeisten Frequenzen enthalten somit keine Nachricht. Dagegen wird für die Kodierung der Nachricht (gemessen am Stand der Technik) erstmals eine unmittelbar frequenzkodierte Modulation eines Verlustes verwendet. Dabei weist der auf der Senderseite (SVS) die Modulation des Verlustes vornehmende (durch Stellgroße BDJ5 variierbare) Verlustwiderstand RpJVlOD einen auf die verwendete Tragerfrequenz abgestimmten Resonanzkreis Ls,Cs (bzw alternatives Filter, etc ) auf, der auf die gleiche Resonanzfrequenz abgestimmt ist, wie auch der auf der Empfangsseite (EVS) verwendete Verlustsensor ihn als Parallelresonanzkreis verwendet (LM,Cp). Je nach Schaltung, kann auf der Sendeseite ein Serien- oder (über Serienwiderstand) angekoppelter Paralelschwmkreis LM. Cp verwendet sein. Das interessante bei dieser neuen Art von Tragerfrequenztechnik ist, daß die Modulation des Verlustes für jede einem Schwingkreis jeweils entsprechende Resonanzfrequenz, bzw. Tragerfrequenz unabhängig von den jeweiligen Verlustwerten der anderen Resonanz- bzw. Tragerfrequenzen vorgenommen werden kann Physikalisch können wir uns das einfach so plausibel machen: Jeder Schwingkreis transformiert nur über seine Resonanzfrequenz den an ihn angeschalteten Verlust RpJVlOD in Serienschaltung seines Ankopplungswiderstandes Rk, Ck in die Leitung, da nur bei dieser Frequenz im an den Schwingkreis angeschalteten Verlust die erforderliche Spannung für einen Stromfluß auftritt. Dabei können an Sendeseite (wo der Verlust moduliert wird) und Empfangsseite (wo der Verlust Frequenz spezifisch gemessen, d.h. wieder demoduliert ist auch bei empfangsseitig und sendeseitig völlig identischen Schwingkreisen LM,Cp durchaus unterschiedliche Hullkurven- und Amphtudenspannungsverlaufe auftreten, die jedoch durch das erfindungsgemaße Meßverfahren bei der Verlustbestimmung keinen Einfluß auf das Meßergebnis aufweisen. Dabei erfolgt die Dekodierung unabhängig von absoluten Betragen der auf der Ubertragungsstrecke vorherrschenden Amplitudenwerte, wie Dampfungsverluste, Einstreuungen, Reflexionen, etc. Somit jede frei verfugbare offene Telefondrahtleitung, jede Starkstromleitung, oder sogar auch jedes Stuck Gartenzaun, für eine storsignalsichere, und auch abstrahlungssichere Signalubertragung benutzt werden kann, bis hinauf in den Giga Herz Bereich. Dabei ist es ausreichend auf der Leitungsstrecke mit kleinsten Signalen zu arbeiten, z.B. mit kleinsten Signalspannungen (z.B. 0.1V) an relativ hochohmigen Widerstanden (z.B 10 kOhm Gesamt-Resonanzwiderstand für einige tausend Teilnehmer). D.h an der Leitung treten nur geringste Leistungen (uW, Mikrowatt) auf. Die Signaleinspeisung an der Leitung kann dabei nicht nur an einer Stelle, sondern auch an mehreren Stellen, in regelmäßigen Abstanden versetzt vorgenommen sein. In Weiterbildung können die Phasenlagen der an den Emspeisestellen vorgesehenen Oszillatoren z.B. auch durch ein Uhren Funksignal, oder durch das Leitungssignal selbst synchronisiert sein, um gegenphasige Einspeisung zu vermeiden. Die Anschaltung der Parallelschwingkreise erfolgt sowohl für die Sendeschaltungen, als auch für die Empfangsschaltungen über einen Entkopplungswiderstand Rk und/oder erforderlichenfalls über eine Entkopplungskapazitat Ck Dadurch ergibt sich, daß die Gute eines angeschalteten Parallelschwingkreises jeweils durch seine Eigengute (das ist die Gute, wenn der Parallelschwingkreis nicht angeschaltet wäre) und dem zum Resonanzkreis nahezu parallel hegenden Entkopplungswiderstand Rk bestimmt wird. Dabei hegt der Entkopplungswiderstand Rk nicht unmittelbar zum Fußpunkt des über ihn angekoppelten Parallelschwingkreises parallel, sondern über den Verlustwiderstand RVJine der für die Signalubertragung verwendeten Leitung. Dieser besteht aus der Parallelschaltung aller jeweils über einen Widerstand Rk angekoppelten Schwingkreise, von denen sich ein Teil zu einem betreffenden Schwingkreis jeweils in Resonanz und der andere Teil nicht in Resonanz (also einen induktiven oder kapazitiven Impedanzanteil hat) befindet. D.h. der Verlustwiderstand der Leitung RVJine stellt einen sehr niederohmiger Widerstand, bzw. sehr hohen Verlust (1/RVJine) für alle an die Leitung jeweils über einen Entkopplungswiderstand Rk angekoppelten Schwingkreise dar, so daß die Änderung des über einen betreffenden Parallelschwingkreis LM, Cp eines sendenden Teilnehmers (SVS) variierten Verlustes (jeweils über RpJVlOD) sich auf den (bzw die) Parallelschwιngkreιs(e) eines, bzw. der empfangenden Teilnehmer (EVS) nur minimal auswirken wurde. Um den an der Leitung auftretenden Anteil l/d~RVM des über einen betreffenden Parallelschwingkreis LM,Cp eingekoppelten Verlustes RpJVlOD gegenüber dem statischen Verlustwiderstand RVJine der Leitung relativ groß zu machen, erfolgt in vorzugsweiser Weiterbildung eine Entdampfung des Leitungsverlustes RVJine durch entsprechende Parallelschaltung eines negativen Leitwertes (NIC, negativ impedance Controller, bzw. negativer Impedanz Controller), der so eingestellt wird, daß sich eine Reduzierung des Offsetwertes des Verlustes ergibt, wie auch bereits zu Fig.8 für das Beispiel zur Entdampfung eines Verlust Meßsensors beschrieben: 1/RVM_Q = 1/RVMJDffset + (-l/RVMJJEG), wobei für eine Leitungsentdampfung 1/RVMJ3 dem für eine gewünschte Gute verbleibenden Leitungsverlust entspricht, und 1/RVMJDffset dem zu entdampfenden Verlust 1/RVJine entspricht. 1/RVMJ2 stellt somit den Arbeitspunkt ein, um den die Verlustgroße l/d~RVM (vgl. Fιg.11) wechselt l/d~RVM ist der jeweils an einem bestimmten Resonanzkreis, bzw für eine bestimmte Resonanzfrequenz eines Senders variierte Verlust, der die zu übertragende Nachricht enthalt Falls erforderlich kann auch die Eigengute der einzelnen Schwingkreise durch unmittelbare Anschaltung eines zusätzlichen negativen Widerstandes, bzw Leitwertes jeweils verbessert werden Die an unterschiedlichen Leitungsabschnitten jeweils angeschalteten Entdampfungsgheder (NICs) enthalten nehmen auch zugleich die Einspeisung der unmodu erten Tragerfrequenzen vor. Die Verlustwertemsteilung 1/RVMJ5 des Arbeitspunktes wird so vorgenommen, daß für die betreffenden Tragerfrequenz sich die gewünschte Betriebsbandbreite einstellt. Dabei erfolgt die automatische Nachstellung von 1/RVMJ3 derart, daß die Entdampfungsgheder (NICs) gleichfalls eine Verlustmessung an der Leitung über jeweils entsprechend angekoppelten Parallelschwingkreis vornehmen, unter Benutztung des erfindungsgemaßen Verfahrens, weiters nach diesem Verfahren auch den für einen vorgegebenen Verlustwiderstand einzukoppelnden negativen Leitwert bestimmten (rechnerisch oder über Tabelle) und nach dem bevorzugten Verfahren den negativen Leitwert entsprechend emtstellen, dabei kann wie bei positiven Leitwerten der negative Leitwert sich auch durch Parallelschaltung mehrerer, an unterschiedlichen Leitungsabschnitten (jeweils an einer Tragerfrequenzemspeisestelle) solcher negativer Leitwerte sich zusammensetzen, wobei, da jeder einzelne Leitwert durch Schaltelement (vgl. in Fig.) abschaltbar, jeder einzelne negative Leitwert genau einstellbar ist Die Realisierung eines Entdampfungsgliedes (NICs) kann unter Verwendung einer Tunneldiodenschaltung genauso erfolgen, wie bereits für die Entdampfung des bevorzugten Verlust Meßsensors angegeben Die Aussteuerung der für die Übertragung der Nachricht genutzten Verlustanderung l/d~RVM ist gegenüber dem Verlust des Arbeitspunktes 1/RVMJ2 gering (Kleinsignalaussteuerung des Verlustes), so daß sich die Variationen der einzelnen Verluste l/(l+x) + l/(l-y) genauso wie bei der bekannten Überlagerung von Signalen unmittelbar addieren (1-x) + (1+y) .usw (mit x «1, y«l) Daher die Verluste selbst ohne Verwendung mehrerer Tragerfrequenzen, für eine tragerfrequenzartige Bandunterteilung (mit unmittelbarer Filterung durch Prozessor, oder über Singalwandlung, etc.) benutzt werden können Weiters ist bei Bedarf eine in einer Tabelle festgehaltene Linearisierungsfunktion vorgesehen, über die der Zusammenhang von Verlustwert und linearer Signalabtastung festgehalten ist
Weiters kann das beschriebene Verfahren auch in den verschiedensten Vereinfachungsvarianten zur Durchfuhrung gelangen. Z.B. unter Verwendung nur einer Tragerfrequenz, d.h. sämtliche Parallelschwingkreise aller Teilnehmer (Sender sowie Empfanger) sind standig auf Resonanz, entsprechend der verwendeten Tragerfrequenz (Einspeisefrequenz) Beispielsweise für die Anwendung für eine Computervernetzung über die bestehende Elektromstallation Die Verwendung mehrerer Tragerfrequenzen, mit einer jeweils für Sende- und Empfangsteilnehmer vorgesehenen entsprechenden Anzahl von Parallelschwingkreisen ermöglicht jedoch die gleichzeitige Übertragung mehrerer paralleler bits eines Datenstromes, wobei für jede Spur (bzw. jedes Gewicht eines Datenwortes) eine unterschiedliche Tragerfrequenz eingespeist ist Dabei sind für eine digitale Übertragung bestimmte Schwellwerte der jeweils variierten, bzw gemessenen Verluste den digitalen Pegeln (log.l , log.O) zugeordnet
Auch im Partyline Betrieb (darunter versteht man jedes beliebige Protokoll, welches jeweils wahlweise einen zu sendenen Datenblock eines Teilnehmer alternierend zu den anderen Teilnehmern aufschalten kann, wahrend die anderen Teilnehmer alle jeweils auf Empfang sind bzw. horchen) bringt die Mehrfrequenztechik Vorteile, so kann z.B bei schlechter Leitungsverbindung mit großer Hamming Distanz gearbeitet werden, um bei Bedarf Blocke mit fehlerkorrigierenden Codes zu wiederholen, wahrend bereits neu aufgebaute Verbmdungsblocke von anderen Stationen mit anderer Tragerfrequenz gesendet werden Auf diese Weise lassen sich sehr schnelle und Daten sichere Internetverbindungen realisieren Auch können z B bestehende alte Telefonleitungen dazu genutzt werden, um die Gespräche mit dem neuen Verfahren zu übertragen und zusatzlich noch einen breitbandigen Internetkanal und mehrere digitale Fernsehkanale zu übertragen Diese Vielseitigkeit bietet eine enorme Kostenersparnis von zum Teil Bandbreiten maßig nicht immer voll ausgenutzten Glasfaserkabeln, bzw. bietet das Verfahren die ideale Ergänzung um breitbandige Datennetze an Büros und Haushalte unmittelbar anzuschließen
Fig.36a bis Fig.36d und Fig.37 (auf Blatt 15) zeigen ein Beispiel: Die den Empfangsstufen (EO.. .En) für jeden Teilnehmer jeweils zugeordneten Parallelresonanzkreise (LM,Cp für E0,
El En) werden jeweils über einen Entkopplungswiderstand Rk und/oder
Entkopplungskapazitat Ck gespeist Die Ausfuhrung des durch Stellgroße BDJ5 variierbaren Verlustwiderstandes RpJVlOD richtet sich nach dem Anwendungszweck. Für die Übertragung eines Digitalpegels ist die Umschaltung von RpJVlOD zwischen zwei Widerstandswerten ausreichend, für eine analoge Quantisierung kann z.B. das Leitwertnetzwerk eines vom Microcontroller oder Signalprozessor angesteuerten D/A- Konverters verwendet sein, oder auch eine Feldplatte, Feldeffekttransistor, u.s.w., d.h. alle dem Stand der Technik bekannten Alternativen um einen steuerbaren Widertstand zu realisieren
Neben der gegebenen allgemeinen Anwendbarkeit ist ein bevorzugtes Hauptanwendungsgebiet die Verwendung von Starkstromleitungen als Datenleitung für interne Vernetzung von Computersystemen in Gebäuden (über die bestehende Elektromstallation) Oder auch die Übertragung von Daten- Fernseh- oder Telefonsignalen über bestehende Starkstrom Bahn- Oberleitungen, bzw. Starkstromleitungen jeder Art einschließlich Erdkabel
Weitere Details zu Fig. 36a bis Fig.36d und Fig.37: SVS (Sendende Station) mit +/-G zur Emstellungsmoghchkeit des erforderlichen Offsetwertes, EVS (Empfangende Station) mit +/-G zur Emstellungsmoglichkeit des erforderlichen Offsetwertes TFE (Tragersignal Emkopplungsstation), welche folgende Komponenten beinhaltet: +/-G zur Emstellungsmoghchkeit der Leitungsgute, einen Fuhleremgang (f- Messen) zum Nachmessen des Einflußes einer geringfügigen Veränderung der als konstant Wechselstrom (ι~const.) eingespeisten Frequenz, um mit einer Kapazitatskaskade (bzw. auch Kapazitatsdiode) eine sich durch die jeweils nicht auf Resonanzfrequenz befindlichen Resonanzkreise sich ergebende Verstimmung auszugleichen, damit die betreffenden Resonanzkreise sich weiterhin auf Resonanz befinden SNCR. Bedeutet eine Synchronleitung, die entweder als Leitung oder über das Protokoll der bereits bestehenden Signalleitung eine Synchronisation für die Umschaitung der Verlustseite Rpl , Rp2 in Anpassung zu den Meßzyklen auf der Empfangsseite (usl, us2) vornehmen. Die Umschaltung für die entsprechende Beeinflussung an der Meßstelle erfolgt hier ausschließlich auf der Verlusteinspeiseseite, d.h. auf der Sendeseite SVS, damit mehrere gleichzeitig hörende Verlust Sensoren auf der Empfangsseite (EVS) sich nicht gegenseitig behindern. Fιg.36b veranschaulicht die Verlustanschaltung aller auf der Leitung befindlichen Sensoren, von der jeweils (aktiven) Sendeseite SVS gesehen. Die Leitungsentdampfung -G (bzw vergleichbar +/-g in Fιg.36a) gleicht dabei den Verlust der quasi nahezu als Parallelschaltung existierenden Vorwiderstande Rk aus. Dabei ist Z' die Impedanz, die sich durch die jeweils nicht der Tragerfrequenz (eines bestimmten Frequenz kodierten Verlustes) entsprechenden Resonanzkreise ergeben: Die dadurch bedingte Verstimmung der Resonanzkreise wird ausgeglichen durch die in Fιg.36a vorhandene Kapazitatskaskade, die gegebenenfalls über entsprechende Schaltungen auch induktiv die Leitung belasten (ausregeln) können, falls erforderlich, jeweils ausgehend von einem Mittelwertanteil an TFE, um den jeweils geregelt wird Fιg.36c... wie Fιg.36b, jedoch ist der Gesamtveriust einer Empfangsseite her gesehen Wie Fιg.36a veranschaulicht, können die Komponenten am Schwingkreis von Senderseite (SVS) und Empfangsseite (EVS) entsprechend zusammengefaßt werden, somit mit einem Schwingkreis LM,Cp jeweils die Sendeseite, als auch Empfangsseite realisiert werden (die getrennte Darstellung wurde nur wegen des besseren Verständnisses gewählt). Fιg.36d betrifft die Anwendung dieses Prinzips auf eines serielle Einspeisung über die bevorzugte Variante eines Induktionskabeis bei Ausfuhrung der Sensoren als Transputer Sensoren Deshalb die Entdampfung (-G) über durch Netzteil NT versorgte Einheiten erfolgt. Das Ersatzschaltbild dazu zeigt Fιg.37 (auf Blatt 15): dabei bedeuten -rL der über die Schwmgkreisankopplung (transformierte) negative Leitwert (-G), der als Serienwiderstand -rL die Leitung entdampft. RMOD entsprechen den als Serienwiderstande in die Leitung transformierten Modulationsleitwerte. Das Beispiel entspricht dem zu Fig.44, Fig.45 beschriebenen Beispiel für eine gerasterte Straßen Verkabelung mittels Flachbandkabel.
Fig.38 veranschaulicht ein Beispiel für die Verwendung einer Elektromstallation als Datenleitung. Jeder Verbraucher ist durch eine serielle HF-Sperrdrossel (HFS) von der Versorgungsleitung HF- maßig entkoppelt. Für eine interne Anwendung in Gebäuden ist die HF Sperrdrossel (HFS) jeweils in den Steckdosen integriert. Wird das Verfahren für die Datenübertragung an Bahnoberleitungen benutzt, dann ist an jedem Stromabnehmer der Triebwagen eine entsprechende HF-Sperrdrossel (HFS) vorgesehen. Bei einer internen Anwendung von Gebäuden ist die Induktivität des Stromzahlers in der Regel ausreichend um die Verluste der vor dem Stromzahler egenden elektrischen Verbraucher ausreichend abzublocken, wenn nicht, dann muß eine entsprechende Sperrdrossel zugeschaltet werden Weiters ist bei Bedarf noch die Variante vorgesehen, eine bestehendes Stromverteilungsnetz für die HF- Ubertragung in mehrere Teilnetze zu unterteilen. Dabei wird der Leitungsstrang HF maßig in mehrere Teiistucke getrennt. Bei Gebäude internen Installationen ist zu diesem Zweck an den Schaltdosen, wo die Installation der Leitung ohnehin jeweils eine geeignete Unterbrechungsklemme vorsieht, zwischen den Unterbrechungsstellen eine serielle HF Sperrdrossel (HFS) geschaltet, die für den Starkstrom praktisch keine nennenswerte Impedanz aufweist, die Netze also verbindet, dagegen HF- maßig die Netze trennt Die getrennten Netze sind dann durch eine in betreffender Schaltdose mituntergebrachte Koppeleinrichtung verbunden, die als aktiver in seiner Ubertragungsnchtung umschaltbarer Richtkoppler bezeichnet werden kann. Jedoch ist dieser neuartige Richtkoppler nicht für eine verzerrungsfreie Signalubertragung, sondern für die verzerrungsfreie Übertragung von Verlusten bei zulassiger Signalverzerrung (betreff Einstreuung, Storsignalemstreuung in den Leitungen, u s.w.) ausgelegt Dabei synchπoniesieren die zu beiden Seiten der über die HF-Sperrdrossel (HFS) getrennten Netze jeweils vorgesehenen Sendeeinrichtungen (über Verlustmodulator RpJVlOD bzw der damit erzeugten Verlustvanation l/d~RVM) das Ubertragungsprotokoll derart, daß an jeder der durch den Richtkoppler verbundenen Netzseiten eine Seite jeweils sendet und die andere gleichzeitig dazu empfangt, bei alternierende Umschaltung von Senden und Empfangen auf jeder Seite, mit einer dazu synchronen Umschaltung der Ubertragungsπchtung des Richtkopplers. Der Richtkoppler weist dann zusätzlich zu den vorhandenen Sendeeinrichtungen (jeweils RpJVlOD) mit der er die Verlustmodulation einer betreffenden (gerade) sendenden Seite auf die andere (jeweils gerade) empfangende Seite übertragt, noch die Verlust Meßsensoren für den Empfang an jeder Seite auf
Fig.38 bis Fig.39 betreffen Weiterbildungsvananten für die Ausgestaltung der Steckdosen mit einer zusatzlichen Datenverbindungsfunktion. Die Steckdosen stehen dabei von der Wand gering über und weisen am überstehenden schmalen Rand 0 eine Datenanschlußverbmdung (z.B BNC- Stecker ) auf. Dabei kann die bevorzugte Verlustmodulations- Demodulationsemnchtung in der Steckdose komplett integriert untergebracht sein, so daß jede Standart PC-Netzkarte unmittelbar an die BNC-Buchse anschließbar ist, oder es sind die betreffenden Zusatzfunktionen in der Netzkarte oder einem Zusatzgerat integriert Folgende Besonderheit ist in Weiterbildung noch vorgesehen: Oft ist es wünschenswert von der Steckdose das Netzspannungskabel, als auch das Datenkabel zu verlangern (z.B. auch eine Verteilerleiste anzuschließen) Zu diesem Zweck weist der Stecker des Verlangerungskabels, bzw. der Verteilerleiste, einen zusatzlichen Kontaktstift 0 auf, der beim Einstecken des Steckers in die an der Wand montierten Datensteckdose in ein entsprechendes Loch 0 zusätzlich zu den Anschlußkontakten 0 ür die Netzspannung eingeschoben ist und innerhalb der Steckdose eine Kontaktbrucke schließt. Über diese Kontaktbrucke ist durch den Stift eine Uberbruckung der in die Phasenleitung der Netzspannung zwischengeschalteten HF-Sperrdrossel (HFS) vorgenommen, somit die zu dekodierende Verlustmodulation des als Datensignal verwendeten HF Tragersignals in der angeschlossenen Verteilerleiste vorgenommen werden kann, die dann die entsprechenden elektronischen Komponenten einschließlich der erforderlichen HF-Sperrdrossel (HFS) für das Abblocken der an die Verteilerleiste angeschlossenen Verbraucher und die Datenanschlußverbmdung aufweist Falls erforderlich, können auch zwei solche Uberbruckungskontaktstifte vorgesehen sein, wenn sowohl Phase als auch Nulleiter eine zwischengeschaltete HF-Sperrdrossel (HFS) aufweisen Der Kontaktstift der Steckers der Verteilerleiste verhindert auch das verkehrte Einstecken des Steckers, somit der Fußpunkt verwendeter Parallelschwmgkreise immer an den Nulleiter geschaltet werden können
Fig.40 betrifft eine Variante, bei der die Eigenschaft des Sensors, daß unmittelbar auch sehr kleine mit der Meßspule in Serie geschaltete Verluste genau gemessen werden können für die Leitungsdiagnose, z.B. an Starkstromleitungen verwendet ist Dabei sind in entsprechenden Leitungsabschnitten die bevorzugten Verlustmeßsensoren mit ihrer Meßspule (LMs) jeweils in Serie in die Leitung geschaltet, wobei die Meßspulenmduktivitat für den Starkstrom kaum einen nennenswerten Widerstand darstellt Parallel zur Meßspule (LMs) ist ein entsprechender Schwingkreiskondensator (Cps) geschaltet Die für diesen Sensor eingestellte Resonanzfrequenz ist weit unter den gegebenenfalls für eine Datensignalubertragung verwendete Tragerfrequenzen eingestellt, so daß gegebenenfalls für eine Datensignalubertragung verwendete Tragerfrequenzen von den in Serie geschalteten Parallelschmgkreisinduktivitaten nicht behindert werden. Erforderlichenfalls sind diese Schwingkreise durch einen Schutzkontakt (der zur Vermeidung einer strommaßigen Überlastung entsprechend hochohmiger ist, als die Meßspulenmduktivitat), uberbruckbar gemacht, um ein über die Stromleitung für eine Datenübertragung übertragenes HF-Signal nicht zu behindern Weiters sind zwischen den einzelnen Leitungen (Phasen, Nulleiter, etc.) der Starkstromleitung durch Schütze zuschaltbare Querkondensatoren vorgesehen, um für die Meßfrequenz wahlweise einen Kurzschluß legen zu können und auf diese Weise über die seriellen Schwingkreise zwischen dem Steckenabschnitten eine Leitungsunterbrechung ausmessen zu können
Fig.41 zeigt das beschriebene Beispiel für ein Paketband- Chipsiegel
Fig.42ze\g\ das Beispiel für den Sicherungsdurchziehschlitz des Paketbandes.
Fig.43 zeigt das beschriebene Beispiel für die Ankopplung des Induktionskables Die abziehkappe ist dabei durch eine Druckfeder (druckt auf den Ziehbolzen der Teleskopfuhrung) geschlossen gehalten, gegebenenfalls ist auch noch ein Sicherungsgewinde, Bajonettverschluß, vorgesehen.
Fig.44 und Fig.45 veranschaulichen die Kontaktierung und Verschaltung der als Asphaltkabel ausgeführten, bevorzugten Fahrzeug Detektorsensorspule (LM)
Fig.46 betrifft eine Variante, bei der Verlust einer besonders dünnen Meßnadel durch die Sensorspule LM abgetastet ist. Die Nadel mißt dabei die Temperatur, wobei der sonstige Aufbau dem zu Fig.lδa beschriebenen Druckmesser gleicht, und der Sensor auch als Kombinationssensor ausgeführt und wie eine Zündkerze in den Zylinderkopf eines Motors eingeschraubt werden kann
Fig.47 veranschaulicht, wie eine durch HF-Sperrdrosseln in mehrere HF-Datenleitungen getrennte Netz- Leitung (mit z.B. unterschiedlichen Tragerfrequenzen), durch entsprechende Verlustsende- und Verlustempfangsstufen in bidirektionaler Datenrichtung vernetzt werden kann.
Fig.48 betrifft die Variante, bei der die Meßspule (LM) außerhalb des Filter- bzw. Schwingkreises durch Seπenschaltung in die Schwingkreisspule (LM') angeschaltet ist.
Fig.49 betrifft die Veranschauhchung der beschriebenen Hullkurvenkorrelation.
Zusammenfassung
Das Verfahren ist eine Verbesserungserfindung der DE 42 40 739 C2 zur Messung eines in einer Meßschaltung (LM.Cp) eingekoppelten Verlustes (1/RVM), wobei der Verlust ohmisch, oder induktiv in eine Meßspule (LM), oder auch über eine Kapazität eingekoppelt wird, und die Schaltung die Eigenschaft aufweist, durch einen über Stellsignal (BD) steuerbaren Widerstandswert (Rp) bei standig angeschaltetem Meßwert (1/RVM) die Messung mit einem durch das Stellsignal (BD) gesteuerten Verlust (1/RVL) so zu beeinflußen, als wäre dieser Einfluß an der Meßstelle vorgenommen worden, wobei der Summenverlust (1/RVM + 1/RVL) gemessen ist, und die Bewertung (BW) aus dem Wert des verstellbaren Widerstandes (Rp), bzw. dessen Stellgroße (BD), und einer Amphtudenmessung (us) an der Meßschaltung, bzw. gegebenenfalls an der Meßspule (LM, bzw. LM, Cp), vorgenommen ist, mit einer Verbesserung des durch die DE 42 40 739 C2 vorgegebenen Standes der Technik dahingehend, daß ein Meßwert (mp) aus mehreren (mindestens zwei) Meßschritten (tl, t2) ermittelt ist, in welchen der verstellbare Widerstand (Rp) unterschiedlich eingestellt ist und zu diesen unterschiedlichen Widerstandsemstellungen (Rpl,Rp2) die Amphtudenmessung (usl , us2) an der Meßspule (LM) jeweils vorgenommen ist, wobei im Unterschied zur DE 42 40 739 C2 die Verlustmessung unabhängig vom absoluten Wert der an der Sensorschaltung (LM,Cp) auftretenden Meßspannung über mehrere Meßschritte (tl, t2) vorgenommen ist, in denen über den durch Steuersignal (BD) beeinflußbaren Verlust der Summenverlust unterschiedlich verändert wird (vgl. Rpl, Rp2) und zum in den einzelnen Meßschritten (tl , t2) jeweils unterschiedlich auftretenden Summenverlust, an der Sensorschaltung (LM,Cp) die jeweils zugehörigen entsprechende Spannungswerte (usl, us2) gemessen sind, wobei durch eine Relations- bzw Korrelationsvorschrift aus der Beziehung zwischen den in den einzelnen Meßschritten jeweils gemessenen Spannungswerten und den unterschiedlichen Summenverlust jeweils mit erzeugenden, durch die Stellgroße (BD) einstellbaren Widerstands- bzw. Leitwerten, der Meßwert (mp) des eigentlich zu messenden Verlustes (1/RVM) abgeleitet ist. Neben der Möglichkeit die Verlustmessung unabhängig vom absoluten Wert der an der Sensorschaltung (LM.Cp) auftretenden Meßspannung vorzunehmen, ist auch von einer weiteren Weiterbildungsmoglichkeit Gebrauch gemacht, einen präzisen negativen Widerstandsanteil zum Summenverlust hinzu zu addieren. Durch diese Maßnahmen werden für das Verlust Meßverfahren völlig neue Anwendungsgebiete erschlossen, einschließlich einem Daten- bzw Signalubertragungsverfahren das weit über die üblichen Sensoranwendungen hinaus völlig neue Möglichkeiten bietet Weiters ist es erstmals möglich mit so kleinen Leistungen zu messen, daß der Verlust Sensor sich auch hervorragend für Transputer Anwendungen eignet. Eine Anordnung nach DE 42 40 739 C2 zeigt Fig 1 Die Verfahrensverbesserung veranschaulicht Fig.2. Fig.2 ist in die Zusammenfassung aufzunehmen. Weiters ist Fιg.8 für die präzise Anschaltung eines negativen Widerstandsanteils wesentlich.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Verlustmessung, bei dem mit einer Sensorschaltung (LM.Cp) durch galvanische oder kapazitive Anschaltung, oder durch induktive Einkopplung über eine Sensorspule (LM), oder über eine Kapazität (Cp), ein Verlust (1/RVM) gemessen ist, wobei die Schaltung die Eigenschaft aufweist, für eine als Resonanzfrequenz verwendete Meßfrequenz den Verlust an einem rein ohmschen Widerstand (z.B. an einem Schwingkreis LM,Cp oder äquivalenten Filter bei Resonanzfrequenz oder einer Bruckenschaltung) zu messen und die Schaltung weiters die Eigenschaft aufweist, daß der an der Meßstelle gemessene Verlust durch einen über Steuersignal (BD) veränderbaren oder schaltbaren Widerstand (Rp), bzw. Verlust (1/RVL), so beeinflußbar ist, als wäre dieser Einfluß an der Meßstelle vorgenommen worden, wobei der zu messende Verlust (1/RVM) stets angeschaltet bzw. eingekoppelt ist und der Summenverlust (1/RVM + 1/RVL) bestehend aus dem zu messenden Verlust an der Meßstelle (1/RVM) und dem über Steuersignal (BD) beeinflußten Verlust (1/RVL) gemessen ist und über eine Bewertung (BW) aus dem Wert des verstellbaren Widerstandes (Rp), bzw dessen Stellgroße (BD), und einer Amphtudenmessung (us) an der Sensorschaltung, bzw. gegebenenfalls Meßspule (LM bzw LM,Cp), der eingekoppelte Verlust als Meßwert (mp) ermittelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Verlustmessung unabhängig vom absoluten Wert der an der Sensorschaltung (LM,Cp) auftretenden Meßspannung über mehrere Meßschritte (tl , t2) vorgenommen ist, in denen über den durch Steuersignal (BD) beeinflußbaren Verlust der Summenverlust unterschiedlich verändert wird (vgl. Rpl , Rp2) und zum in den einzelnen Meßschritten (tl , t2) jeweils unterschiedlich auftretenden Summenverlust, an der Sensorschaltung (LM,Cp) die jeweils zugehörigen entsprechenden Spannungswerte (usl , us2) gemessen sind, wobei durch eine Relations- bzw. Korrelationsvorschrift aus der Beziehung zwischen den in den einzelnen Meßschritten jeweils gemessenen Spannungswerten (usl, us2) und den einen unterschiedlichen Summenverlust jeweils mit erzeugenden, durch die Stellgröße (BD) einstellbaren Widerstandsbzw. Leitwerten, der Meßwert (mp) des eigentlich zu messenden Verlustes (1/RVM) bestimmt (festgestellt) ist.
2. Verfahren zur Verlustmessung nach Anspruch 1 oder nach dem Oberbegriff des Anspruch 1 , oder für eine allgemeine Meßvorπchtung, wo der durch die Meßvorrichtung eingekoppelte Verlust stört (also nicht gemessen werden soll), dadurch gekennzeichnet, daß ein in die Meßstelle bei anstehendem zu messenden Verlust (1/RVM) eingekoppelter Zusatzverlust einen genau einstellbaren bzw. genau messbaren negativen Anteil hat (- gT bzw -1/RVMJ EG), der zu dem Summenverlust als Meßkonstante hinzuaddiert ist [1/RVM -r (-1/RVMJ4EG) bzw [1/RVM + 1/RVL + (-1/RVMJ.EG)]
3. Verfahren zur Verlustmessung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der negative Anteil (- gT bzw. -1/RVMJ EG) des veränderbaren, bzw. schaltbaren Widerstandes, bzw. Leitwertes oder Verlustes durch einen positiven Anteil (GTCOMP bzw GTCOMP - 1/RVLo) kompensierbar ist, wobei diese Kompensation für die Einstellung, bzw. Messung des Wertes für den negativen Widerstandsanteil (- gT bzw. -1/RVMJ.EG) verwendet ist
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensation für die Einstellung, bzw. Messung des Wertes für den negativen Widerstandsanteil (- gT bzw -1/RVMJMEG) in zwei Meßschritten erfolgt (toff, und ton), in denen in einem Meßschritt der negative Widerstandsanteil (- gT bzw -1/RVMJ EG) abgeschaltet (toff), und im anderen Meßschritt angeschaltet (ton) ist und für den abgeglichenen Zustand in beiden Meßschritten (toff, ton) jeweils übereinstimmende Spannungswerte (Maximalwerte, oder Hullkurvenwerte uoff bzw. uon mit uoff=uon) zu einer dieser Übereinstimmung entsprechenden Veränderung des positiven Widerstandsanteils (GTCOMP, bzw. GTCOMP=0, bzw. GTCOMP - 1/RVLo) an der entsprechenden Sensorschaltung (z.B. Schwingkreis LM, Cp; Bandfilter Signalieitung, etc.), gemessen sind.
5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß durch Abgleich des positiven Widerstandsanteils (GTCOMP, bzw. GTCOMP=0, bzw GTCOMP - 1/RVLo) der Wert des negativen Widerstandsanteils (- gT bzw -1/RVMJ.EG) gemessen ist
6. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der negative Widerstandsanteil (- gT bzw -1/RVMJJEG) durch Steuergroße (z.B durch Wahl des Arbeitspunktes des den negativen Widerstand repräsentierenden Bauelementes) verstellbar ist und durch Abgieich nach einer vorgegebenen Meßkonstante, die dem für den Erhalt eines Abgleichs (uoff = uon) zu verändernden positiven Widerstandsanteil (GTCOMP, bzw. GTCOMP=0, bzw. GTCOMP- 1/RVLo) entspricht, eingestellt ist
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß das einem der Ansprüche 2 bis 6 entsprechende Verfahren jeweils zwischen den Verfahrensschritten einer nach Anspruch 1 vorgenommenen Verlustmessung zur standigen Nachkahbπerung, bzw Messung, des der Verlustmessung zugrunde gelegten negativen Widerstands- bzw Verlustanteils (-gT bzw GTCOMP bzw -1/RVM_NEG) durchgeführt ist
8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die zu einer Verstellung des über Steuersignal (BD) veränderbaren oder schaltbaren Widerstandes (Rp, bzw - gT), jeweils vorgenommene Messung der an der Sensorschaltung (LM,Cp) auftretenden Spannungswerte (usl, us2, bzw. uon, uoff), zu periodischen, gegebenenfalls vorhandenen Hullkurvenverlauf entsprechenden Wiederholungszeitpunkten der gemessenen Spannungswerte (z.B. Maximalwerte) vorgenommen ist, wobei zwei Varianten (Modi) mit gegebenenfalls vorgenommener Umschaltung zwischen diesen Varianten (Modi) vorgesehen sind.
• ein Modus, in dem die Messung der Spannungswerte zu einer entsprechend vorgenommenen Veränderung des über Steuersignal (BD) veränderten oder geschalteten Widerstandes, synchronisiert nach der Peπodizitat sich wiederholender Spannungswerte innerhalb einer gegebenenfalls vorhandenen Hullkurve vorgenommen ist, und
• ein Modus, in dem die Messung der Spannungswerte zu einer entsprechend vorgenommenen Veränderung des über Steuersignal (BD) veränderten oder geschalteten Widerstandes, über eine Korrelation der gemessenen Werte entsprechend dem Hullkurvenverlauf (z.B Interpolation entsprechend dem Anstieg) einer gegebenenfalls vorhandenen Hullkurve erfolgt, und die für die Korrelation (bzw Interpolation) entsprechenden Wertepaare jeweils zu identisch (über Rp, bzw GTCOMP, bzw - gT) eingestellten Summenverlusten gemessen sind und die Peπodizitat durch Überprüfung der Korrelationsbedmgung interpolierter Werte erfolgt, wobei gegebenenfalls beide Modi vorgesehen sind, und abhangig von der Frequenz der Hullkurve und oder abhangig vom Ergebnis der Korrelationsbedmgung interpolierter Werte eine Umschaltung der Modi vorgenommen ist, und gegebenenfalls im Modus, in dem für einen Teil der Hullkurvenpeπode brauchbare Meßwerte erhalten sind, für einen anderen Teil jedoch nicht (z.B. in unmittelbarer Nahe des Nulldurchganges der Hullkurve bei 100% Modulationsgrad durch ein gegebenenfalls vorhandenes Storsignal), die brauchbaren Meßwerte für die Ableitung (Bestimmung) des Meßergebnisses aus der entsprechenden Werterelation (usl , us2) verwendet sind, die unbrauchbaren jedoch nicht, ohne daß deshalb (z.B. bei niedriger Hullkurvenfrequenz) in den anderen Modus umgeschaltet wird (abhangig von der jeweiligen Anwendung des Sensors)
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren an einem hochohmigen Meßfilter (Parallelschwingkreis LM, Cp, Bandfilter, etc.) als Sensorschaltung durchgeführt ist, wobei über das Meßfilter eine induktive, oder kapazitive oder durch galvanische Kontaktanschaltung vorgenommene Einkopplung des zu messenden Verlustes (1/RVM) vorgenommen ist und als Verlust die im Bereich des Wechselfeldes einer Meßspule (LM) vorhandene elektrische Leitfähigkeit (eines Teiles, bzw. Materials, einer Flüssigkeit, auch Blut, etc., eines Gases, etc.) gemessen ist, oder als Verlust ein an die Meßspule (LM) galvanisch angeschalteter Widerstandswert gemessen ist, oder als Verlust die Gute des am Meßfilter verwendeten Kondensators (z.B für Feuchtigkeitsmessung) gemessen ist, oder als Verlust an definierten Stellen über induktive Koppelspulen oder Antennen vorhandene geschaltete Widerstandswerte gemessen sind.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren an einer Ubertragungsleitung für die Übertragung eines Signals vorgenommen ist, bei der die Signalkodierung durch eine mittels stellbarem Widerstand vorgenommene Verlustwertevaπation erfolgt, und die Dekodierung durch ein Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9 vorgenommen ist.
11. Verfahren zur Verlustmessung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, oder Verfahren zur Verlustmessung in einer Meßspulenanordnung (LM), bzw einem entsprechenden Sensor, bestehend aus: einer Wechselfeldspule (LM), deren Verlust von einem elektrisch leitenden Meßteil (K mit Verlust 1/RVM, Fig.l) in ihrem elektromagnetischen Feld einer induktiv eingekoppelten Meßstelle mitbestimmt, oder (als Alternativanwendung) an einem über Meßkontakte ohmisch angeschalteten Verlust (Rx Fιg.6) mitbestimmt wird, und zusätzlich durch einen gesteuert veränderbaren weiteren Verlust (1/RVL) bestimmt wird, der einem durch Steuersignal (BD) stellbaren ohmschen Widerstand (Rp) bzw. Leitwert entspricht, der an die Wechselfeldpule (LM) elektrisch angeschaltet ist und den in der Spule auftretenden Summenverlust (1/RVM+ 1/RVL) entsprechend dem Steuersignal variiert, und einer Bewertungseinrichtung (BW), die den Meßwert (mp) aus dem bekannten Verlust des durch Steuersignal (BD) eingestellten ohmschen Widerstandes (1/RVL) und der den Summenverlust (1/RVL + 1/RVM) entsprechenden Amplitudenwert-Messung (us) bildet, wobei die Meßspulenanordnung, bzw. der Sensor die Eigenschaft aufweist, daß genanntes den stellbaren Widerstand (Rp) beemflußendes Steuersignal, den von der Meßspule (LM), bzw. Sensor erfaßten Summenverlust (1/RVL + 1/RVM) so beeinflußt, als wäre dieser Einfluß an der Meßstelle selbst (1/RVM) vorgenommen worden und die dem zu messenden Verlust des Meßteils (1/RVM) entsprechende Meßgroße (mp) aus dem durch Steuersignal (BD) eingestellten, dem zu messenden Verlust (1/RVM) hinzuaddierten Widerstandswert (1/RVL bzw. Rp) und dem am Summenverlust (1/RVL + 1/RVM) auftretenden, dieser Einstellung dazu entsprechenden Amplitudenwert (us) bestimmt (festgestellt) wird, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Summenverlust (1/RVL + 1/RVM) unabhängig vom absoluten Wert ύer an der Meßspulenanordnung (LM) auftretenden Meßspannung in zwei oder mehreren aufeinanderfolgenden Schritten, bzw. Meßzeitpunkten (tl, t2), bei über diese Zeitpunkte fortdauernder Anschaltung des zu messenden Verlustes (1/RVM) und jeweils in den einzelnen Zeitpunkten (tl, t2) über das Steuersignal (BD) unterschiedlich eingestellten Werten des Summenververlustes (1/RVL + 1/RVM) derart gemessen ist, daß die Meßgroße (mp) des zu bestimmenden Verlustwertes (1/RVM) aus der Relation der über die Zeitintervalle (tl, t2) vorgenommenen Einstellung des Summenververlustes (1/RVL + 1/RVM) und zugehöriger Relation der an, bzw. in der Wechselfeldspule auftretenden Amphtudenwerte (usl, us2) ermittelt, bzw. gemessen ist, wobei das Verfahren in beide Richtungen folgendermaßen alternativ durchfuhrbar ist: a) zu vorgegebenen durch Steuersignal (BD) eingestellten Relationen (Rpl, Rp2) des Summenverlustes sind die zugehörigen Amplitudenwerte (usl, us2) gemessen und aus der Relation zwischen Amplitudenwerten und zugehörigen über Stellgroße (Steuersignal) eingestellten Summenverlustwerte ist die Meßgroße (mp) ermittelt, und/oder b) zu vorgegebenen Relationen unterschiedlicher Amp tudenwerte (usl, us2) wird die Relation der durch Steuersignal (BD) veränderten Summenverlustwerte passend eingestellt und aus der gegebenen Relation zwischen Amplituden und der zugehörigen über Stellgroße (Steuersignal) eingestellten Summenverlustwerte ist die Meßgroße (mp) ermittelt
12. Verfahren nach Anspruch 11 , dadurch gekennzeichnet, daß die durch das Steuersignal (BD) vorgenommene Änderung des Summenverlustes (1/RVL + 1/RVM) bei entsprechender Messung zugehöriger Amphtudenwerte (us) nach folgenden Relationen für die Ermittlung des Meßwertes (mp) vorgenommen ist: Die dem zu messenden Verlust des Meßteils (1/RVM) entsprechende Meßgroße (mp) wird über zwei oder mehrere Schritte (tl, t2), aus den durch Steuersignal (BD) jeweils in diesen Schritten eingestellten Widerstandswerten (1/RVL bzw. Rpl, Rp2) und den dazu am Summenverlust (1/RVL + 1/RVM) auftretenden Amplitudenwerten (us=usl, us=us2) derart gemessen, daß über diese Schritte das Verhältnis der zu diesen Schritten auftretenden Amp tudenwerte (usl, us2) gebildet und zu dem Verhältnis der (diesen Amplitudenwerten usl us2) entsprechenden Widerstandswerte (1/RVM1, 1/RVM2 mit Rpl bzw. Rp2, bzw Stellgrόßenwerte (BD) in Relation gesetzt wird, wobei aus der entsprechenden mathematischen Beziehung der unbekannte Verlust des Meßteils (1/RVM) bestimmt wird und die durch Steuersignal (BD) erfolgte Umschaltung der Widerstandswerte mit Abtastung zugehöriger Amphtudenwerte so schnell erfolgt, daß sich der zu messende Verlust des Meßteils (1/RVM) über die Dauer dieser Umschaltungen nicht wesentlich ändert
13. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß durch Abgleich (schrittweise oder in successiver Approximation) des verstellbaren Widerstandes (Rp) über die Meßschritte (tl, t2) ein definiertes Amplitudenverhaltnis (usl/us2) der die Meßschritte (tl, t2) betreffenden Amphtudenwerte (usl, us2) hergestellt wird, wobei die Ermittlung des über die Meßspule an der Meßstelle eingekoppelten Verlustes aus der Werteverstellung des verstellbaren Widerstandes (Rp) abgeleitet wird und die durch Steuersignal (BD) erfolgte Umschaltung der Widerstandswerte mit Abtastung zugehöriger Amphtudenwerte so schnell erfolgt, daß sich der zu messende Verlust des Meßteils (1/RVM) über die Dauer dieser Umschaltungen nicht wesentlich ändert
14. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die durch Steuersignal (BD) erfolgte Umschaltung der Widerstandswerte (Rpl, Rp2) mit Abtastung (usl us2) oder Abgieich (us2) zugehöriger Amplitudenwerte jeweils zu stabilen Phasenlagen der Meßsignalamp tude (in Bezug auf Peπodizitat) erfolgt oder daß jeweils eine Korrelation der betreffenden Amphtudenwerte in Bezug auf einen gegebenen Hullkurvenverlauf vorgenommen
15. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 14, insbesondere Verfahren nach Anspruch 12 oder Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der zu messende Verlust (1/RVM bzw. mp) jeweils aus zwei Meßschritten (tl, t2) bestimmt wird, bzw. über zwei Meßschritte gemessen ist wobei die Meßschritte entsprechend unterschiedliche Widerstandswerte (Rpl, Rp2) des mit dem Steuersignal (BD) verstellten Widerstandswertes aufweisen und bei Verwendung eines Kahbπerverfahrens zur Einstellung bzw. Bestimmung eines negativen Widerstandsanteils entsprechend einem der Ansprüche 2 bis 8 und/oder bei Verwendung eines Korrelationsverfahrens nach Anspruch 8 oder Anspruch 14, die für die Kalibrierung des negativen Widerstandsanteils, bzw für die Korrelation gemessener Werte erforderlichen Meßschritte innerhalb der Meßschritte (tl, t2) für die Verlustmessung passend eingefugt sind
16. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, daß die in einem der beiden Meßschritte (tl, t2) über genanntes Steuersignal (BD) vorgenommene Umschaltung der Widerstandswerte durch jeweilige Abschaltung des als zusätzlicher Verlust mittels genanntem Steuersignal (BD) angeschalteten Widerstandswertes (Rp=unendhch) im entsprechenden Meßschritt vorgenommen ist, wodurch sich die genannten, in den einzelnen Meßschritten (tl, t2) unterschiedlich vorgesehenen Widerstandswerte (Rpl,Rp2) ergeben (1/RVM für Rp=unendhch, bzw. 1/RVM+ 1/RVL für Rp=Rp)
17. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß zur Durchfuhrung des Verfahrens ein hochohmiges Filter (z.B Parallelresonanzkreis LM, Cp oder Bandfilter, etc.) verwendet ist, dessen Induktivität der Wechselfeldspule (LM) entspricht oder zumindest Bestandteil der Filtermduktivitat ist (z.B eines einfachen Parallelschwingkreises oder auch eines Bandfilters, etc.), wobei in dieses Filter (bzw. Schwinkgreis LM, Cp) der gegebenenfalls vorhandene negative Widerstand, bzw Leitwert (- gT) eingekoppelt und erforderlichenfalls durch ein entsprechendes Übersetzungsverhältnis der Filtermduktivitat (LM) transformatorisch auf den gewünschten Wertebereich angepaßt ist.
18. Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Zeitpunkt stabiler Phasenlagen, insbesondere der Zeitpunkt zur Feststellung eines der Filter bzw Schwingkreisspannung entsprechenden Spannungsmaximums durch Abtastung des Nulldurchganges der Stromamplitude über einen mit der Meßspule in Serie liegenden Seπenmeßwiderstand RM erfolgt, wobei durch den in den Ansprüchen 2 bis 8 genannten negativen Widerstandsanteil (- gT bzw. -1/RVMJ^EG) eine Entdampfung des Meßwiderstandes und gegebenenfalls auch des Spulensenenwiderstandes (rs) erfolgt.
19. Verfahren nach Anspruch 17 oder 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Speiseamp tude des Filter- bzw. Parallelresonanzkreiswechselstromes über die Dauer der in unterschiedlichen Meßschritten (tl, t2) über unterschiedliche Stellwerte (BD) des verstellbaren Widerstandes (Rp) jeweils unterschiedlich eingestellten Summenverlustwerte (1/RVL + 1/RVM), konstant geregelt
20.Verfahren nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelung des Filter- bzw. Parallelresonanzkreiswechselstromes über die Versorgungsspannung des Speiseoszillators (OSZ) erfolgt.
20. Verfahren nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß eine Fremdspeisung des Filter- bzw. Parallelresonanzkreises vorgesehen ist, wobei die Fremdspeisung durch Einspeisung einer entsprechend der Resonanzfrequenz jeweils alternierend umgeschalteten Konstantstromquellen und Konstanstromsenken Speisung vorgenommen ist
21. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßspulenanordnung (LM) für eine elektrisch leitende Messung eines niederohmigen Widerstandes verwendet ist, der als Seπenverlustwiderstand (Rkontakt) in die Meßspuleπmduktivitat (LM) bzw Resonanzkreisspuleniduktivitat in galvanischer Verbindung geschaltet ist
22. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 21 oder Verfahren mit einer beruhrungslosen Temperaturmessung (durch die Meßspule LM) an einer Bremsscheibe, dadurch gekennzeichnet, daß zusätzlich ein Temperatursensor ~standart) zur Erfassung der Kuhlungswirkung des Fahrtwindes vorgesehen ist, der heizbar gemacht ist, wobei mit diesem Sensor die Kuhlungswirkung des Fahrtwindes gemessen ist und unter Einbeziehung der Fahrtwmdkuhlung und der ausgeübten Bremskraft der Bremse über die gemessene Temperatur der Bremse auf die Funktion der Bremse geschlossen wird
23. Verfahren nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß der in der Fahrtwindkuhlung der Bremsscheibe sich befindende heizbare Temperatursensor über Regelung auf eine Temperatur aufgeheizt ist, die der gemessenen Temperatur der Bremsscheibe entspricht, wobei über die aufgewendete Heizleistung des Sensors auf die Bremsleistung der Bremsscheibe geschlossen wird.
24. Verfahren nach Anspruch 22 oder 23, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren, bzw. die Anordnung in ein ABS- Bremsregelsystem mit eingebunden ist.
25. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 21 unter Verwendung einer Meßspule (LM), dadurch gekennzeichnet, daß durch den genau einstellbaren bzw genau messbaren negativen Anteil (- gT bzw -1/RVMJ EG) des gemessenen Summenverlustes 1 /RVM + 1/RVL + (- 1/RVMJNEG), eine der gewünschten Guteemstellung der Meßspuie (LM), bzw. eines durch die Meßspule mitbestimmten Filters (bzw. Schwmkgreises LM, Cp) entsprechende Teilkompensation des durch den Spulenwiderstand der Meßspule (LM) und/oder durch den physikalischen Aufbau des über die Meßspule (LM) gemessenen Verlustteiles (K) vorgegebenen Offsetwertes (des gemessenen Summenverlustes 1/RVM + 1/RVL + [-1 /RVMJNI EG] ) vorgenommen ist (wobei Offset Verlust in 1/RVM enthalten)
26. Verfahren nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß für den Wickeldraht (bzw. die Windungen, Leiterbahnen etc.) der Meßspule (LM) und/oder für das zu messende Verlustteil (K) ein Material (z.B. eine Legierung wie Manganin, etc.) gewählt ist, das im Vergleich zu einem standartisierten Material (Kupferspule, bzw Aluminium oder Stahlblech für das zu messende Teil, etc.) zwar einen (um Faktor X) wesentlich höheren spezifischen Widerstand hat, jedoch dafür einen wesentlich geringeren (entsprechend Faktor X) Temperaturkoeffizienten aufweist (durch an der Legierung beteiligte Materialien mit entsprechend entgegengesetzt verlaufenden Temperaturkoeffizienten des spezifischen Widerstandes, bzw Leitwertes)
27. Verfahren nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die Legierung für die Temperaturkompensation der Meßspule (LM), bzw. für die Temperaturkompensation des zu messenden Verlustteils (K), keine unmittelbare Materialverbindung in physikalischen Sinne betrifft, sondern der Draht, bzw gegebenenfalls die Leiterbahnen der Meßspule (LM) aus parallel geschalteten (gebündelten) Drahten, bzw Leiterbahnen aus unterschiedlichen Materialien mit jeweils entgegengesetzt verlaufenden Temperaturkoeffizienten ihres spezifischen Widerstandes sich zusammensetzt, bzw. für das zu messenden Verlustteil (K) das gemessene Verlustteil (K) aus mehreren Schichten aus unterschiedlichen Materialien mit jeweils entgegengesetzt verlaufenden Temperaturkoeffizienten des spezifischen Leitwertes sich zusammensetzt.
28. Verfahren nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstellung des im Summenverlustes [ 1/RVM + 1/RVL + (-1/RVMJNEG) ] enthaltenen negativen Verlustanteils (- gT bzw -1/RVMJ EG) durch gesteuerte Veränderung eines positiven Widerstands, bzw Leitwertanteiles (Rp bzw. 1/RVL) bei konstant gehaltenem negativem Verlustanteil vorgenommen ist
29. Verfahren nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstellung des im Summenverlustes [ 1/RVM + 1/RVL + (-1/RVMJJEG) ] enthaltenen negativen Verlustanteils (- gT bzw -1/RVMJ EG) unmittelbar durch gesteuerte Veränderung des negativen Verlustanteils über die Wahl des jeweiligen Arbeitspunktes des den negativen Verlustanteil - 1/RVMJ^EG) repräsentierenden Bauelementes (z.B einer Tunneldiode) zur Einstellung des negativen differentiellen Widerstandes, bzw Leitwertes des Bauelementes (- gT), vorgenommen
30. Verfahren nach einem der Ansprüche 25, 28, oder 29, dadurch gekennzeichnet, daß durch Nachregelung des im Summenverlust 1/RVM + 1/RVL + (-1/RVMJ.EG) bei der Verlustmessung enthaltenen negativen Verlustanteils (- gT bzw -1/RVMJMEG) die für die Verlustmessung erforderliche Meßspannung (usl , us2) im für die jeweilige Anwendung entsprechenden Meßbereich (us*) gehalten ist, wobei die Regelgroße für die Nachregelung des negativen Verlustanteils (- gT bzw. -1/RVMJ^EG) aus dem Aussteuerbereich der Meßspannung (z.B. über Tiefpaßfunktion- oder Komparator) dedektiert ist (vgl. dynamische Relativmessung in der Beschreibung)
31. Verfahren nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß die Nachregelung des im Summenverlust 1/RVM + 1/RVL + (-1/RVMJMEG) enthaltenen negativen Verlustanteils (- gT bzw. -1/RVMJ^EG) durch ein auf die jeweilige Anwendung abgestimmtes Ereignisanzeigesignal (Strobe Signal, enable Signal) gesteuert ist, wobei als Ereignis die außerordentliche Änderung des gemessenen Verlustes (differentiell, oder absolut) dedektiert und für die Einschaltung oder Ausschaltung der Nachregelung des negativen Verlustanteils (- gT bzw. -1/RVMJ.EG) verwendet ist, bzw. gegebenenfalls auch externe Schaltsignale (entsprechend einer Ablaufsteuerung, etc.) als Ereignissignal gewertet werden können
32. Verfahren nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß die Nachregelung des im Summenverlust 1/RVM + 1/RVL + (-1/RVMJMEG) enthaltenen negativen Verlustanteils (- gT bzw. -1/RVMJJEG) durch eine vor- rückwärts Zahlung der den negativen Verlustanteil entsprechenden Auflosungsemheiten vorgenommen ist, wobei Zahlrichtung, Schrittweite und Schrittgeschwindigkeit (bzw. Zahltakt) entsprechend der gemessenen Abweichung der Meßspannung (us*) von den Amplituden Eckwerten entsprechend der Definition des zulassigen Aussteuerungsbereichs (REFHJVIIN bzw. REFHJVIAX) abgeleitet sind, um die Meßspannung entgegen einer gegebenenfalls vorhandenen Drift des Offsetwertes im vorgegebenen Meßbereich (us*) zu halten
33. Verfahren nach einem der Ansprüche 25, 28, oder 29, dadurch gekennzeichnet, daß durch Nachregelung des im Summenverlust 1/RVM + 1/RVL + (-1/RVMJ EG) bei der Verlustmessung enthaltenen negativen Verlustanteils (- gT bzw. -1/RVMjvlEG) die für die Verlustmessung erforderliche Meßspannung (usl , us2) im für die jeweilige Anwendung entsprechenden Meßbereich (us*) gehalten ist, wobei die Regelgroße für die Nachregelung des negativen Verlustanteils (- gT bzw. -1/RVMJJEG) durch Messung einer Ausgleichgroße über eine weitere Sensorspule (LT) für das Nachstellen des negativen Verlustanteils (- gT bzw -1/RVMJMEG) dedektiert ist (vgl. statische Relativmessung in der Beschreibung).
34. Verfahren nach Anspruch 33, wobei die genannte weitere Temperatur Sensorspule (LT) eine Temperaturmessung am zu messenden Verlustteil (K) derart vornimmt, daß sich für eine Bewegungsabtastung des zu messenden Verlustteils (K) durch die Verlust Meßspule LM, der durch die Temperatur Sensorspule (LT) gemessene Verlust nicht ändert (vgl. DE 42 40 739 C2), dadurch gekennzeichnet, daß der Summenverlust in der Temperaturmeßspule (LT), welche gleichfalls einen in den Summenverlust mit einbezogenen, durch Stellgroße (BD_T) stellbaren Widerstand (Rp_T) als stellbaren Verlust [ 1/RVL_T, bzw. gegebenenfalls 1/RVL T + (-1/RVMJMEG) ] aufweist, konstant geregelt ist und die bei dieser Regelung erhaltene Stellgroße (BD_T) als den Temperaturgang (bzw. die Drift) des Offsetwertes in der Verlust Meßspule LM ausgleichender Wert über eine die Drift ausgleichende Miteinbeziehung des Summenveriustes der Meßspule LM (durch entsprechende Regelung, bzw. entsprechendes stellen von 1/RVL an LM) ausgeglichen ist, wodurch die Meßsignalspannung (us*) an der Meßspule (LM) im vorgegebenen Meßbereich gehalten ist.
35. Verfahren nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet, daß die durch Konstanthaltung des von der Temperatur Sensorspule (LT) gemessenen Verlustes erhaltene Stellgröße BD_T, als Korrekturwert in einer Korrekturtabelle des Sensors verwendet ist.
36. Verfahren nach Anspruch 10 unter Verwendung eines Verfahrens nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der für die Datenkodierung verwendete stellbare Widerstand Rp seine Verlustwertvaπation (1/RVM) über ein entsprechendes Meßfilter (z.B. Schwingkreis LM, Cp mit Serienwiderstand) auf einer auf die Leitung entsprechend angeschalteten Sendeseite vornimmt, wobei diese Verlustwertva ation von einem entsprechenden, den Verlust messenden Sensor (LM,Cp) einer auf die Leitung entsprechend angeschalteten Empfangsseite gemessen wird und eine Vielzahl solcher Empfangsseiten zum Mithorern des von der Sendeseite gesendeten Signals vorgesehen sein können.
37. Verfahren nach Anspruch 36, dadurch gekennzeichnet, daß die Einspeisung der Meßfrequenz für die Verlustmessung, bzw. dito für die Verlustwertvariation (-1/RVM), durch ein unmoduliert.es Tragerfrequenzsignal erfolgt, wobei längs der Leitung auch mehrere solche Einspeisestellen vorgesehen sein können
38. Verfahren nach Anspruch 36 und Anspruch 37, dadurch gekennzeichnet, daß eine Vielzahl auf unterschiedliche Filterfrequenzen, bzw. Resonanzfrequenzen abgestimmte Filter vorgesehen sind, wobei auch mehrere jeweils auf gleiche Filterfrequenz abgestimmte Filter vorgesehen sein können, daß die den Verlust messenden Sensoren für die Verlustmessung als auch die die Verlustwertvanation (-1/RVM) vornehmenden Stellwiderstande, aufeinander entsprechend abgestimmte Filter (z.B Parallelschwingkreise LM,Cp) verwenden, und daß eine den Filterfrequenzen der Filter entsprechende Anzahl von unmoduherten Tragerfrequenzen eingespeist ist, wobei längs der Leitung auch mehrere Emspeisestellen für die Einspeisung unterschiedlicher unmoduherter Tragerfrequenzen vorgesehen sein können.
39. Verfahren nach Anspruch 38, dadurch gekennzeichnet, daß jede der miteinander kommunizierenden Empfangs- bzw. Sendestufen eine Vielzahl von jeweils auf unterschiedliche Filterfrequenzen, bzw. Resonanzfrequenzen abgestimmte Filter für die Signalubertragung gleichzeitig verwendet, wobei jede Filterfrequenz, bzw. Tragerfrequenz, einem Bit eines aus n-Bit bestehenden Datenwortes entspricht, und die Bits eines Datenwortes somit durch die den Filterfrequenzen entsprechenden unterschiedlichen Tragerfrequenzen simultan (gleichzeitig) übertragen sind.
40. Verfahren nach Anspruch 10 unter Verwendung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 9, oder 25, oder 28 bis 39, dadurch gekennzeichnet, daß in die für die Signalubertragung verwendete Leitung ein negativer Verlustanteil (-1/RVMJMEG) eingespeist ist, wobei längs der Leitung auch mehrere Emspeisestellen für die Einspeisung unterschiedlicher unmoduherter Tragerfrequenzen vorgesehen sein können, bzw. gegebenenfalls die Verlustmeßsensoren den Summenverlust mit einem entsprechenden negativen Verlustanteil messen, wobei gegebenenfalls ein Verfahren nach Anspruch 30 zur Anwendung kommen kann (für die Arbeitspunkteinstellung).
41 Verfahren nach einem der Ansprüche 10 oder 36 bis 40, oder Verfahren nach einem der Ansprüche 30 bis 33, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren für eine auf bestehenden Elektromstallationsleitungen vorgenommene Datenübertragung (z.B Rechnervernetzung, Maschinenvernetzung, etc.) verwendet ist, wobei die Verbraucher jeweils über Sperrfilter (z B Sperrdrossel) von der Tragerfrequenz abgeblockt sind
42 Verfahren nach Anspruch 41 , dadurch gekennzeichnet, daß genanntes Sperrfilter jeweils in den Steckdosen der bestehenden Elektromstallation untergebracht ist, wobei die Steckdose zusätzlich zur Standart gemäßen Steckvorrichtung noch die Steckverbindung für das Anschließen der Datenverbindung aufweist
43. Verfahren nach Anspruch 42, dadurch gekennzeichnet, daß genannte Steckdosen eine Modifikation der Standart gemäßen Steckvorrichtung derart aufweisen, daß zusatzlich zu den Kontaktierungslochern (mit den entsprechenden Kontaktfedern) noch ein weiteres Kontaktierungsloch mit entsprechenden Kontaktfedern vorgesehen ist und diese Kontaktfedern (bzw Kontaktfedernpaar) über einen am in die Steckdose jeweils einzusteckenden Netzstecker vorgesehenen Einsteckstift, eine Uberbruckung der als Sperrfilter vorhandenen Sperrdrossel (bzw Sperπnduktivitat) vornimmt, wobei zweierlei Varianten von solchen Netzsteckern vorgesehen sind, für die erste Variante, ein Standart gemäßer Netzstecker ohne Einsteckstift, somit ohne Uberbruckung des in der Steckdose vorhandenen Sperrfilters (bzw Sperrdrossel), und für die zweite Variante, der genannte modifizierte Netzstecker den vorgesehenen Einsteckstift für die Uberbruckung des in der Steckdose vorhandenen Sperrfilters (bzw Sperrdrossel) aufweist
44. Verfahren nach Anspruch 43, dadurch gekennzeichnet, daß über den genannten modifizierten Netzstecker mit dem vorgesehenen Einsteckstift für die Uberbruckung des in der Steckdose vorhandenen Sperrfilters (bzw Sperrdrossel), ein Verlangerungskabel oder eine Verteiler Steckdosenleiste angeschlossen ist, wobei das andere, für das Anstecken des Verbraucherkabels (bzw dessen Standart gemäßen Netzsteckers) vorgesehene Ende (bzw Steckdose) des Verlangerungskabels, bzw der Verteiler Steckdosenleiste, das genannte Sperrfilter, bzw Sperrdrossel und die Steckverbindung für das Anschließen der Datenverbindung aufweist, und gegebenenfalls ein weiteres Einsteckloch mit Kontaktfedernpaar für eine gegebenenfalls weitere Uberbruckungsmog chkeit des Sperrfilters (bzw der Sperrdrossel)
45. Verfahren nach Anspruch 44, dadurch gekennzeichnet, daß über den genannten modifizierten Netzstecker mit dem vorgesehenen Einsteckstift für die Uberbruckung des in der Steckdose vorhandenen Sperrfilters (bzw. Sperrdrossel) unmittelbar das Gerat angeschlossen ist, über welches die über das Stromnetz vorgenommene Datenübertragung vorgenommen werden soll (z.B Vernetzung von Computern) und in diesem Gerat das Sperrfilter, bzw die Sperrdrossel und die Datenabtrennung vorgenommen ist, wobei der modifizierte Netzstecker wahlweise in genannte Steckdose der Elektromstallation oder in ein nach Anspruch 44 genanntes Verlangerungskabel eingesteckt werden kann, und das betreffende Gerat durch Auswechseln des Netzanschlußkabels über den betreffend Standart gemäß ausgeführten Kaitgeratestecker auch an jede Standart Steckdose oder an die genannte mit einem Sperrfilters (bzw der Sperrdrossel) versehener Steckdose angeschlossen werden kann, bei Zufuhrung des Datensignals über eine externes Kabel (via Daten- Netzkarte, externen Dekoder, etc )
46. Verfahren nach einem der Ansprüche 41 bis 45, dadurch gekennzeichnet, daß über die bestehende Installation mehrere, für das Tragerfrequenzsignal der genannten Datenübertragung durch ein Sperrfilter (bzw. eine Sperrdrossel) getrennte Datennetze vorgesehen sind, wobei das Sperrfilter (bzw die Sperrdrossel) für die bestehende Elektromstallation eine Verbindung mit vernachlassigbarer Impedanz, bzw Widerstand, darstellt, und daß zwischen den durch Sperrfilter (bzw Sperrdrossel) getrennten Datennetzen eine bidirektionale Richtkopplerschaltung als aktive Signaluberbruckung vorgesehen ist, die an jedem durch das Sperrfilter (bzw durch die Sperrdrossel) jeweils getrenntem Ende der Signalleitung, bzw Datenleitung, eine entsprechend Anspruch 10 bzw einem der Ansprüche 36 bis 40 ausgeführte Verlustmodulationseinrichtung als Sender, bzw Verlustmeßeinrichtung (Sensor) als Empfanger aufweist
47 Verfahren nach Anspruch 46, dadurch gekennzeichnet, daß die durch Sperrfilter (bzw Sperrdrossel) getrennten Datennetze zueinander unterschiedliche Tragerfrequenzen verwenden, wobei das Sperrfilter (bzw Sperrdrossel) sämtliche verwendete Tragerfrequenzen sperrt und die bidirektionale Richtkopplerschaltung, bzw aktive Signaluberbruckung, jeweils für die verwendeten Tragerfrequenzen ausgelegt ist
48. Verfahren nach Anspruch 46 oder Anspruch 47, dadurch gekennzeichnet, daß das Sperrfilter (bzw die Sperrdrossel) zur Trennung der Datennetze (jeweils) in den standardmäßig vorhandenen Installationsdosen bzw Klemmdosen der Eletromstallation untergebracht ist
49. Verfahren nach einem der Ansprüche 46 bis 48, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung zur Einspeisung der unmodulierten Tragerfrequenz(en) (jeweils) in den standartmaßig vorhandenen Installationsdosen bzw Klemmdosen der Eletromstallation untergebracht ist
50. Verfahren nach einem der Ansprüche 40 bis 49, dadurch gekennzeichnet, daß die (in Anspruch 40) genannte Einspeisung eines negativer Verlustanteiles (-1/RVMJ.EG) (jeweils) in den standartmaßig vorhandenen Installationsdosen bzw Klemmdosen der Eletromstallation untergebracht ist
51 Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 50, dadurch gekennzeichnet, daß für die genannte Verlustmessung des Summenverlustes [1/RVM + 1/RVL], bzw [1/RVM + 1/RVL + (-1/RVMJ.EG)] eine Transputerschaltung verwendet ist, welche den genannten Sensor mit einer zur Sensorspule (LM) weiteren HF-Spule enthalt, die von einem externen HF-Sender gespeist wird, wobei eine Sendeeinrichtung zur Datenausgabe und eine Empfangseinrichtung zur Dateneingabe vorgesehen ist, die gleichfalls über HF-Sender kommuniziert
52. Verfahren nach Anspruch 51 , dadurch gekennzeichnet, daß die externe HF-Speisung über ein Induktionskabel erfolgt, welches um ein einen am Sensorgehause vorgesehenen Wickelkorper gewickelt ist, innerhalb dem die zum umwickelnden Induktionskabel eine induktive Kopplung aufweisende HF-Spule der Transputerschaltung vorgesehen ist
53. Verfahren nach Anspruch 52, dadurch gekennzeichnet, daß die Datenübertragung nach einem der Ansprüche 10, oder 36 bis 40 vorgenommen ist, wobei über die HF-Spule des Transputer Sensors eine in das Induktionskabel eingespeiste serielle Verlustwiderstandsvaπation des Senders vorgenommen ist, bei einer entsprechenden Arbeitspunkteinstellung (für den Verlust) durch den gegebenenfalls in das Induktionskabel eingespeisten seriellen negativen Widerstand (z B. über die Einspeisung der unmodulierten Tragerfrequenz(en) ) und eine Vielzahl nach Anspruch 52 seriell in das Induktionskabel eingekoppelter Sender, bzw Transputer Sensoren vorgesehen sein können, die über die HF-Spule auch eine Verlustmessung des durch die Sender für eine Datenübertragung modulierten Verlustes für den Datenempfang vornehmen können, wobei die unmodu erte Tragerfrequenz zugleich die Speisung der über das Induktionskabel vernetzten Transputer Sensoren vorgenommen ist
54. Verfahren nach einem der Ansprüche 51 bis 53, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensoren untereinander der Reihe nach innerhalb einer von den Sensoren gebildeten Kette kommunizieren und von Sensor zu Sensor die Daten eines jeweiligen Sensors über die Sensoren Kette bis zu an den Enden der Kette jeweils angeschalteten Zentralen weiterreichen, wobei im Datenprotokoll die Datenubertragungsπchtung kodiert ist und im Fehlerfall für eine an beliebiger Stelle der Kette auftretende Unterbrechung, der betreffende Sensor die Datenubertragungsπchtung im Datenprotokoll ändert und somit einen im Datennetz noch freien Weg innerhalb der vernetzten Kette zu einer am Ende der Kette vorhandenen Zentrale für die Weitereichung der Daten benutzt (Datenumlenkung), wobei der betreffende Sensor über seine im Datenprotokoll verwendete Adresse durch die Zentrale identifiziert ist
55. Verfahren nach Anspruch 54, dadurch gekennzeichnet, daß durch Vergleich der Daten zwischen den am Ende der Kette jeweils vorgesehenen und direkt miteinander vernetzten Zentralen, und den über die Sensoren Kette an die Zentralen weiter gereichten Daten, die Betriebssicherheit für die Datenübermittlung getestet wird
56. Verfahren nach Anspruch 54 oder 55, dadurch gekennzeichnet, daß durch entsprechende Zuordnungsspeicherung, die ortliche Lage der Sensoren zu ihrer Diagnoseanzeige, als auch im Falle einer Datenumlenkung im Storungsfall, oder bei einem negativen Selbsttest, in einem oder mehreren zentralen Computern jeweils erfaßt ist
57 Verfahren nach einem der Ansprüche 51 bis 56, dadurch gekennzeichnet, daß die Transputer Sensoren in einer der folgenden Anwendungen angewendet sind: a) einem Feld von Transputer-Sensoren für die Geländesicheruπg zur Erkennung von
Bewegungen, wobei die Bewegungen einer oder mehreren entsprechend vernetzten Zentralen gemeldet wird, b) längs einer Schienenstrecke (z.B. im Bahnbereich) angeordnete Sensoren zur Überwachung der Schienen, c) iur Alarmanlagen zur Alarmauslosung über Abstandsmessung, wobei der Abstand zu einem entsprechend elektrisch leitenden Verlust (z B. eines Bleches) dedektiert ist, d) zur Echtheitszertifizierung von mit den Sensoren markierten Gegenständen oder Verschlußsicherung von Verpackungen, e) zur Vernetzung von in die Fahrbahn eingelassenen Sensorspulen für die
Fahrzeuguberwachung, f) zur Lagekodierung für die Überwachung und Auffindung der Ablagestellen für mit den Sensoren kodierten Gegenständen (Akten, Ordner, Bucher, Schachteln, etc.),
£ für die allgemeine Sensorvernetzung, z.B. in Fahrzeugen (z.B. Karosserie), h) für die Überwachung und Durchmessen von Starkstromnetzen zur Aufsuche von Unterbrechungen und Kurzschlüssen. i) als Sensor zur Schwingungsaufnahme, insbesondere Korperschall Sensor und Vibrationssensor.
58. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren eine an der Meßstelle über den genannten durch Stellgroße (BD) veränderbaren Widerstand (bzw. Verluststeuerung 1/RVL) durch entsprechende Variation der Verlustwerte nach einem Codemuster eine Sicherheitskodierung vornimmt, die über die Eigenschaft einer Verlustmessung des Sensors nachgeprüft wird (d.h. zuerst jeweils Verstellen und dann Nachmessen) um ein Ausregeln des jeweils vom Sensor gemessenen Verlustes durch induktive externe Einspeisung eines Verlustes (positiv und/oder negativ) zu verhindern, wobei das Verfahren für eine betreffende Sicherheitsanwendung vorgesehen ist (z.B. entsprechend einer Anwendung nach Anspruch 57).
59. Verfahren nach Anspruch 57f oder nach einem der Ansprüche 1 bis 56, dadurch gekennzeichnet, daß betreffender Sensor durch einen zentralen HF- Sender versorgt wird, und zu benachbarten durch über Schaltelement in ihrem Verlust steuerbaren Leiterschleifen (z.B. Leiterschleife offen, oder geschlossen, bzw. über Serienwiderstand geschlossen) den Verlust für alle vorhandenen Leiterschleifen der Reihe nach mißt, wobei der aus allen Messungen für eine Leiterschleife, bzw. einem entsprechenden Paar von Leiterschleifen erhaltene maximale Verlustwert, jene Leiterschleife bzw. jenes Paar von Leiterschleifen anzeigt, die (bzw. das) dem betreffenden Sensor am nächsten egt, bzw wo der betreffende Sensor sich zwischen den betreffenden Leiterschleifen eines entsprechenden Paares von Leiterschleifen sich befindet, und die Leiterbahnschleifen (z.B in paralleler Reihung einer Facherung entsprechend auf einem Regalbrett) der Reihe nach selektiv ihren Verlust durch jeweiliges Schließen der Schleife jeweils einzeln anschalten, bei einer entsprechenden Sende- Empfangs Kommunikation der in Nahe, bzw. zwischen den Leiterbahnschleifen (bzw in Nahe der Leiterbahnschleifen) sich befindenden Transputer Sensoren, die an den gelagerten Gegenstanden (Schachteln, Akten, Ordner, etc.) jeweils angebracht sind.
60. Verfahren nach Anspruch 59, dadurch gekennzeichnet, daß die in ihrem Verlust steuerbaren Leiterbahnschleifen der verwendeten Meßfrequenz entsprechende Filtereigenschaften aufweisen, wobei die Einspeisung der Meßfrequenz über die Leiterbahnschleifen oder über die Transputer Sensoren der kodierten Gegenstande erfolgen kann.
61. Verfahren nach Anspruch 57e, dadurch gekennzeichnet, daß die in die Fahrbahn eingelassenen Spulen mit ihrem Abtastergebnis eine Zielverfolgung vornehmen, bei der in einem Computerspeicher für die innerhalb der von den Spulen erfaßten Rasterpositionen entsprechende Speicherplätze vorgesehen sind, die für die Abtastung des Fahrverhaltens der durch die Spulenabtastung verfolgten Fahrzeuge so verwendet sind, daß das verwendete Programm die Fahrzeuge durch die vorgesehenen Speicherplatze so durchschleust, wie die Abtastung der Fahrzeuge, bezogen auf das an den Rasterpositionen durch die Spulen sich ergebende Zeitraster, durch die Spulen vorgenommen ist, wobei die Speicherpatze entsprechend einem virtuellen Schieberegister, bzw FIFO (first in first out) adressiert sind und für jede Fahrspur eine Speicherspur des virtuellen Schieberegisters vorgesehen ist, und entsprechende spontane Aussetzer der Abtastimpulse (der Spulen Verlustmessung) dem Verlassen einer Fahrspur, bzw. spontane Zusatzimpulse (der Spulen Verlustmessung) dem Einscheren in eine Fahrspur zugeordnet sind, und daß entsprechende Erfassungsmaßanhmen zur Registrierung der Fahrzeuge (Kamera, bzw. Kamera 's) vorgesehen sind.
62. Schaltung für die Durchführung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 2 bis 60, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung als Transputerschaltung ausgeführt ist, welche einen genau einstellbaren oder genau messbaren negativen Anteil hat (- gT bzw -1/RVMJJEG), der zu dem Summenverlust als Meßkonstante hinzuaddiert ist [1/RVM + 1/RVL + (-1/RVMJ>IEG)] und der negative Anteil des Verlustes (- gT) durch eine Tunneldiode erzeugt ist, daß die Regelung der Spannung der Tunneldiode zur Einstellung ihres Arbeitspunktes über die Sättigung der HF-Transformatoπnduktivitat der HF-Empfgangsspule für die Versorgungsspannungserzeugung erfolgt (durch Simmen), daß nach einer jeweiligen Einstellung oder Nachregelung des differentiellen Widerstandes bzw. Leitwertes der Tunneldiode (- gT) der betreffende Spannungswert des Arbeitspunktes gespeichert wird und über eine entsprechende Nachregelung wahrend der Verlustmessung des Sensors gehalten wird und daß eine für einen Datenaustausch erforderliche Sende- bzw. Empfangsstufe vorgesehen ist.
63. Schaltung nach Anspruch 62, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung eine Power Management Unit (Leistungs Management Einheit) aufweist, welche wahlweise zwischen dem Sendebetrieb des Transputer Sensors (zum Senden seiner Daten) und dem Meßbetrieb (für die Messung des Verlustwiderstandes, bzw. Eichung und Einstellung des negativen Widerstandes bzw. Leitwertes (- gT) ) umschaltet, und gegebenenfalls auch eine über die Datenkommunikation synchronisierbare Pause, in der der Transputer Sensor jeweils in den Standby geschaltet ist, erzeugt.
64. Schaltung für Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 63, Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß als negativer Widerstand der differentielle negative Leitwert (-gT) einer wechselstrommaßig unmittelbar oder transformatorisch über ein Übersetzungsverhältnis (Tu) parallel an das hochohmige Meßfilter (z.B Parallelschwingkreis LM, Cp) angekoppelten Tunneldiode, oder ahnlichen Bauelementes verwendet ist.
65. Schaltung nach einem der Ansprüche 61 bis 64, zur Durchfuhrung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 3 bis 8 sowie nach Anspruch 12 oder Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der zur Bestimmung des differentiellen negativen Widerstandes, bzw Leitwertes (-gT) der Tunneldiode für den Abgleich (uon = uoff) verwendete Spannungswert (uon) jeweils den für die Messung des Summenverlustes [1/RVM + 1/RVL + (-1/RVM JEG)] auftretenden Spannungswert (usl bzw. us2) entsprechen, wobei für jeden der diesen Spannungswerten (usl, us2) jeweils betreffenden Meßschritte (tl , t2) ein Abgleich zur Bestimmung des differentiellen negativen Widerstandes, bzw. Leitwertes (-gT) der Tunneldiode erfolgt.
66. Schaltung nach Anspruch 65, dadurch gekennzeichnet, daß zur Bestimmung des differentiellen negativen Widerstandes, bzw. Leitwertes (-gT) der Tunneldiode, bzw. eines äquivalenten Ersatzbauelementes, für den Abgieich (uon = uoff) ein zusätzlich zum Filterkreis (z.B. Schwingkreis LM,Cp) für die Verlustmessung des Summenverlustes [1/RVM + 1/RVL + (- 1/RVMJMEG)] vorgesehener weitererer Filterkreis, bzw. Schwingkreis (Lneg, Cneg) für den Abgieich des differentiellen Widerstandes, bzw. Leitwertes (-gT) der Tunneldiode vorhanden ist, dessen Amplitude (uoff) auf die bei der Messung des Summenverlustes [1/RVM + 1/RVL + (- 1/RVMJMEG)] auftretenden Spannungswerte (usl bzw. us2) jeweils nachgeregelt ist, wobei diese Regelung wahrend der Bestimmung des differentiellen negativen Widerstandes, bzw. Leitwertes (-gT) auf den hiebei vorgenommenen Abgieich (uon = uoff) umgeschaltet ist und das Bauelement für den negativen differentiellen Widerstand (z.B. Tunneldiode) gleichfalls zwischen den beiden Schwingkreisen (LM,Cp bzw. Lneg, Cneg) entsprechend umgeschaltet ist.
67. Schaltung nach einem der Ansprüche 41bιs 50, dadurch gekennzeichnet, daß die Tragerfrequenz für die genannte Signalubertragung mittels Verlustvanation und Verlustmessung als Bezugspotential den Schutzleiter der Elektromstallation verwendet
68. Verfahren nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10, nach diesem Verfahren durchgeführt ist.
69. Verfahren nach einem der Ansprüche 10, oder 36 bis 40, oder Anspruch 53, oder 68, dadurch gekennzeichnet, daß die Veränderung des Verlustes für die bei der empfangsseitig vorzunehmenden Verlustmessung (EVS, Fιg.36a bis Fιg.37) benotigte Verlustvanation (Rpl, Rp2) auf der Senderseite (SVS) erfolgt, wobei einem Codewert auf der Senderseite (SVS) so viele Verlustwerte (z.B. jeweils zwei entsprechend Rpl , Rp2) zugeordnet sind, als auf der Empfangerseite (EVS) Meßschritte (tl, t2 mit usl, us2) für die Dekodierung des Codewertes erforderlich sind, wobei zwischen Sendeseite und Empfangsseite eine Synchronisation für die Umschaltung der entsprechenden Meßschritte vorgesehen ist.
70. Verfahren nach Anspruch 69, dadurch gekennzeichnet, daß die Synchronisation (SYNCR. Fιg.36a) durch eine externe, für die Synchronisation vorgesehene Leitung, oder durch ein entsprechendes Protokoll auf der verwendeten Signalleitung (z.B. Start-Stopp Prinzip mit Erkennung des Startschrittes durch Zeitabfrage, oder Frequenzkodierung oder Pegel ewerteabf rage, usw.) erfolgt.
71. Applikation (Anwendung) für ein Verfahren, bzw. eine Schaltung nach einem der Ansprüche 9 bis 21 bis 40, oder 51 bis 56, oder 61 bis 64, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßspule (LM), welche in den Filterkreis (z.B. Parallelschwingkreis LM, Cp) geschaltet ist, aus der Senenschaltung einer Spule (LMU bzw. LM' in Fιg.48), welche gegebenenfalls das Übersetzungsverhältnis für die Transformatorische Einkopplung des negativen Widerstandes, bzw. Leitwertes aufweist und der eigentlichen Meßspule (LMM) besteht (die z.B. gegebenenfalls als Hochtemperatur Spule ausgeführt ist).
72. Applikation (Anwendung) für ein Verfahren, bzw. eine Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 21 , oder 25 bis 40, oder 51 bis 56, oder 61 bis 64 oder 67, dadurch gekennzeichnet, daß der Verlust durch ein Loch eines elektrisch leitenden Materials hindurchgemessen ist, wobei der Sensor (z B Spulenzentrum der Meßspule LM) in Fluchtlinie des Loches angeordnet ist
73. Applikation nach Anspruch 72, gekennzeichnet durch Verwendung des Sensors in einer der folgenden Anwendungen: a) der Sensor mißt durch das Loch einer Herdplatte, um über den Verlust des metallischen Kochgeschirrs, oder den Verlust eines im nicht metallischen Kochgeschirr verwendeten Metalleinsatzes, die Temperatur zu messen, b) der Sensor mißt durch Locher einer Kupplungsplatte (Tragerplatte des Belags), um die Haftung der Kupplung festzustellen, c) der Sensor mißt durch das Loch eines metallisch leitenden Materials um die Haftung eines weiteren auf diesem Material aufliegenden Material festzustellen.
74. Applikation (Anwendung) für ein Verfahren, bzw. eine Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 21 , oder 25 bis 40, oder 51 bis 56, oder 61 bis 64 oder 67, dadurch gekennzeichnet, daß der Sensor, insbesondere für eine Transputeranwendung zur Festigkeit- Abstandsmessung einer Schrauben- oder Bolzenverbindung über eine Annaherungsmessung der Durchbiegung einer Beilagscheibe (betreffend Kopf, und/oder Mutter) verwendet ist
74. Applikation (Anwendung) für ein Verfahren, bzw. eine Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 21, oder 25 bis 40, oder 51 bis 56, oder 61 bis 64 oder 67, dadurch gekennzeichnet, daß der Sensor, insbesondere für eine Transputeranwendung zur Festigkeit- Abstandsmessung einer Schrauben- oder Bolzenverbindung über eine Annaherungsmessung der Durchbiegung einer Beilagscheibe (betreffend Kopf, und/oder Mutter) verwendet ist.
75. Applikation (Anwendung) für ein Verfahren, bzw. eine Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 21, oder 25 bis 40, oder 51 bis 56, oder 61 bis 64 oder 67, dadurch gekennzeichnet, daß der Sensor eine Temperaturmessung über eine sehr dünne Nadel vornimmt, die durch das Zentrum der Meßspule gefuhrt und entsprechend gehalten ist (z.B. durch Keramikhalterung).
76. Applikation (Anwendung) nach Anspruch 75, dadurch gekennzeichnet, daß dem Sensor noch ein Drucksensor weiterhin angeordnet ist, wobei dieser Kombi nationssensor in einem Rohrgehause, ähnlich einer Zündkerze im Motorraum eingeschraubt ist, und die Daten für die Aufzeichnung des Druckdiagramms, bzw. Temperaturdiagramms des Motors aufzeichnet.
77. Applikation (Anwendung), für ein Verfahren, bzw. eine Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 21, oder 25 bis 40, oder 51 bis 56, oder 61 bis 64 oder 67, dadurch gekennzeichnet, daß als Sensorspule (jeweils) eine Flachbandkabel verwendet ist, und solche Sensorspulen zum Wecke der Erfassung von Fahrzeugbewegungen in die Fahrbahn in entsprechenden Rasterabstanden eingelassen sind
78. Kontaktierungsvornchtung für Kontaktierung eines Induktionskabels nach Anspruch 53, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung einen Wickelkorper (Fig. 43) aufweist, um welches das Induktionskabel in einer oder mehreren Schleifen umwickelt ist wobei als Abziehsicherung eine Abdeckkappe vorgesehen ist, die über den Wickelkorper ubergeschoben ist, und daß die induktive Kontaktierung über eine innenseitig des Wickelkorpers fest angeordnete Spule (HF- Spule) vorgenommen ist (die sich somit im Zentrum der Schleife des Induktionskabeis befindet)
79. Applikation (Anwendung) nach Anspruch 77, dadurch gekennzeichnet, daß die Flachbandkabel jeweils an beiden Seite durch Preßsteckverbinder kontaktiert sind, die auch die Leiterplatte mit der entsprechenden Verschaltung des Flachbandkabels aufweisen (Fig. 44, Fig.45) und daß die Steckverbinder aller Kabel, welche sich jeweils außenseitig der Straße am Straßenrand befinden, jeweils die Schaltung des Transputer Sensors für die Verlustmessung über das Flachbandkabel (LM) aufweisen und für die Kontaktierung eine Kontaktierungsvornchtung nach Anspruch 78 aufweisen sowie durch ein durchgeschleiftes Induktionskabel vernetzt sind.
80. Applikation (Anwendung) für ein Verfahren, bzw. eine Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 21, oder 25 bis 40, oder 51 bis 56, oder 61 bis 64 oder 67, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensoren jeweils innenseitig einer Fahrzeugkarosserie angeordnet sind, und eine Abstandsmessung zur Innenwand vornehmen, wobei die Sensoren miteinander vernetzt und an einem Unfall rekorder zur zeitlichen Aufzeichnung des Meßergebnisses verbunden sind, wobei die Aufzeichnung beginnt, wenn ein Sensor ein entsprechendes Ereignis anzeigt.
81. Applikation nach Anspruch 80, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensoren jeweils eine Kontaktverbindung nach Anspruch 78 aufweisen, wobei das Induktionskabel durch die Sensoren durchgeschleift und an einer entsprechenden Zentrale mit einem HF-Signal versorgt ist, bzw. mit der Datenaustauscheinrichtung dieser Zentrale entsprechend kommuniziert.
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