WO2000003478A1

WO2000003478A1 - High-frequency power amplifier module

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Publication number: WO2000003478A1
Application number: PCT/JP1998/003069
Authority: WO
Inventors: Toru Fujioka; Isao Yoshida; Mineo Katsueda; Masatoshi Morikawa; Yoshikuni Matsunaga; Kenji Sekine; Osamu Kagaya
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1998-07-08
Filing date: 1998-07-08
Publication date: 2000-01-20
Anticipated expiration: 2001-01-08
Also published as: US6535069B2; KR20010106398A; US6384688B1; US20020089380A1

Description

明細書高周波電力増幅器モジュール技術分野

本発明は、高周波信号の増幅を行う高周波電力増幅器モジュールに係わり、特に 2つのバンド周波数が送信 ·受信可能なデュアルバンド方式の無線装置に好適に使用できる高周波電力増幅器モジュールに関する。背景技術

現在、移動通信システムとしてサービスされている欧州のデジタルセルラシステムにおいて、 0. 9 GH z帯の周波数を用いる G SM (Global System for Mobile Co腿 uni cat ions) 通信方式は、近い将来加入者がシステム容量をオーバすることが予測されている。このため、 G SM通信方式と同じ変調方式の GMSK (Gaussian-filtered Minimum Shift Keying) を採用する等で、システムが類似している 1. 8 GHz付近の周波数帯を用いる DC S (Digital Cellular System) 1800方式を、 G S M方式と併用するデュアルバンドシステム対応の移動体通信装置（携帯電話）が要求されている。

ここで、上記 2つのシステム（GSM方式と DC S 1800方式）は、周波数以外はほぼ共通のため、電力増幅器モジュールなどの高周波部分だけをデュアルバンド対応にすることにより、 G SM/DC S 1800共用の携帯電話を構成できる。

したがって、デュアルバンド対応の電力増幅器モジュールにするには、そのモジュール内に各通信方式に対応する電力増幅器モジュールの系列を、それぞれ 2 つ集積し、各方式を必要に応じて選択的に切り替え使用出来るような構成が考えられる。図 7に本発明に先立って検討した移動体通信装置の概略構成を示す。同図において、参照符号 1 3は分波器、 14はデュアルバンド対応型の送受信アンテナ、 15は第 1の高周波電力増幅器モジュール（RFパワーモジュール）、 1 6は第 2の RFパワーモジュール、 17は広帯域増幅器（W AMP) 、 18は無線信号処理回路部（RF SPU) 、 19は中央演算処理装置（CPU) からなるシステム制御部（CNTU) 、 20は操作パネル（〇 P) 、 21はスピ一カ（3 ?) ゃマイクロホン（M I C) などからなる送受話器である。なお、 Vccは電源電圧である。また、切り替えて使用できる通信方式は G SM方式と DC S 1800方式とした。

無線信号処理回路部 18は、変復調処理部、送受信 I F (中間周波数）部、及び周波数変換部（アップダウンコンバータ）などからなり、送信時においては、 0. 9 GH z帯の G SM方式と 1. 8 G H z帯の D C S 1 800方式のどちらか設定された方の無線信号（ f 1又は f 2) を生成♦出力するように構成されている。この 2種類の無線送信信号 f 1， f 2力、それぞれ第 1の RFパワーモジュ —ル 1 5と第 2の RFパワーモジュール 1 6に入力される。

RFパワーモジュール 1 5は、 GSM通信方式に対応する電力増幅器モジユールであり、終段増幅用の RFパワー MO S電界効果トランジスタ T 1、受動素子などからなる整合回路 MC 1と MC 2、ドレインバイアスの直流チョーク用インダクタンス素子 Lc 1などにより構成されている。このとき、トランジスタ T 1 は、移動体通信装置本体の G SMZDC S 1800切替スィツチに連動したシステム制御部 1 9の C PUから出力される第 1のバイアスコントロール信号 22によリ、トランジスタ T 1に印加されるゲート電圧を力ットオフバイアスレベルと所定のバイアスレベルに切り替えて出力するように構成されている。

同様に、 RFパワーモジュール 16は、 DC S 1800通信方式に対応する電力増幅器モジュールであり、終段増幅用の R Fパワー MO S電界効果トランジスタ T2、受動素子などからなる整合回路 MC 3と MC 4、ドレインバイアスの直流チョーク用インダクタンス素子 Lc 2などにより構成されている。このとき、トランジスタ T 2は、移動体通信装置本体の G SM/DC S 1800切替スィッチに連動したシステム制御部 19の CPUから出力される第 2のバイアスコントロール信号 23により、トランジスタ T 2に印加されるゲート電圧をカツトオフバイアスレベルと所定のバイアスレベルに切り替えて出力するように構成されている。

そして、上記 RFパワーモジュール 1 5， 1 6は、それぞれの通信方式の無線信号を効率よく増幅するように、整合回路 MC 1〜MC4により整合がとられた最適設計がなされている。

これにより、 GSM方式の携帯電話として動作させる場合は、 RFパワーモジユール 1 5のバイアスコントロ一ル信号 22を所定のバイアスレベルにする一方、 RFパヮ一モジュール 16のバイアスコントロ一ル信号 23をカットオフバイァスレベルに設定することにより、 RFパワーモジュール 1 5だけを選択的に動作させ、 GSM無線信号 f 1 (0. 9 GHz帯）の増幅を行わせることができる。また、 DC S 1800方式の携帯電話として動作させる場合は、 RFパワーモジュール 16のバイアスコントロール信号 23を所定のバイアスレベルにする一方、 RFパワーモジュール 1 5のバイアスコン卜ロール信号 22をカツ卜オフバィァスレベルに設定することにより、 RFパヮ一モジュール 1 6だけを選択的に動作させ、 DC S 1800無線信号 f 2 ( 1. 8 GH z帯）の増幅を行わせることができる。

上記のような構成は、 2つの通信方式に対してそれぞれ専用の R Fモジュールを内部に設け、通信方式の設定に応じて使い分けられている。内部に設けられた RFパワーモジュールは、それぞれの通信方式に最適設計されているため、経済的、効率的である。

—方、携帯電話に適用される高周波電力増幅器モジュールには、出力パワー等の各システムによリ決定される高周波特性の仕様を満足するとともに、よリー層の高効率化、小型化が要求されている。

従来より、送信機用電力増幅器の高効率化を図る技術として、高調波を制御する技術が良く知られている。例えば、特開昭 6 0 - 1 0 9 3 1 0号公報に開示されている 1 4波長伝送線路の一端を高周波短絡し、他端を増幅素子と直列共振回路に接続して、希望する基本波信号出力を直列共振回路からとる構成がある。この構成により、増幅素子の出力側と 1 4波長伝送線路との接続点では基本波および奇数次高調波に対しては短絡となり、増幅素子の出力端子における電流と電圧の積が零となる理想的な F級動作モ一ドを得られると共に効率を高めることができる。

上記従来例の高周波電力増幅回路は、図 8 ( a ) に示すように、一端を高周波短絡した 1 4波長伝送線路 2 4の他端には、増幅素子 2 5の出力側と直列共振回路 2 6の一端を接続し、また直列共振回路 2 6の他端を出力端子 2 7に接続して電力増幅回路を構成する。ここで、増幅素子 2 5に基本信号の入力があり動作すると、その 1 4波長伝送線路 2 3上には電圧が分布する。図 8 ( b ) は 1 4波長伝送線路 2 4上の電圧分布の状態を示したものであり、基本波、 2倍波の信号入力に対して得られる電圧分布である。 1 / 4波長伝送線路 2 4の一端 Πが完全に高周波短絡されていることから、接続部分 Iには基本波に対しては開放、 2倍波に対しては短絡の電圧が給電される。これは、 3次以上の高調波に対しても同様であり、接続部分 Iでは、全ての奇数次高調波に対しては基本はと同様に開放となり、全ての偶数次高調波に対しては 2倍波と同様に短絡となる。

しかし、上記高調波制御による高効率化の技術を、上述した図 7の回路構成に適用するには、高調波制御用の上記回路が付加された電力増幅器モジュールを 2 つ必要とするため、回路規模が大きくなる欠点があった。

したがって、高周波電力増幅器モジュールの構成を、 1入力 1出力の駆動段増幅器と高周波出力トランジスタが 2つの通信方式に共通して用いられる 1系列の、 2つの周波数帯を兼用する高効率なデュアルバンド方式対応の高周波電力増幅器モジュールの実現が望まれている。

また、上記従来技術の 1/4波長伝送線路を用いて高調波制御する手法は、図 7の構成のように電力増幅器モジュールを 2つの異なる周波数帯の携帯電話システムへ適用するには問題があった。例えば、 0. 9GHz付近の周波数を用いる GSM方式と、 1. 8GHz付近の周波数を用いる DCS 1 800方式共用携帯端末に上記従来例を適用した場合、 GSMと DC S 1 800のそれぞれのシステムに対して伝送線路が必要となり、小型化は難しい。しかも、近年パッケージの小型化への要求は強いため、 0. 9 GHzと 1. 8 GH zの 1 Z4波長伝送線路を、同一パッケージ内に取り込むのは困難である。

また、回路構成を、 GSM専用の電力増幅器と DC S 1800専用の電力増幅器とを設けておき、両回路を選択的に使用する方法は、 2つの電力増幅器を必要とするため小型化が難しい。

小型化には、 GSM方式と DC S 1800方式用の高周波電力増幅器モジユールに用いる駆動段増幅器と高周波電力出力トランジスタとを、両システムで共通にする構成が有効であるが、出力電力が 2つのシステムで大きく異なるために、効率が低下してしまうという問題がある。

本発明は、かかる問題点を解決するためになされたものであり、 1つの電力増幅器モジュールで、 2つの周波数帯を併用するデュアルバンド通信方式に対応し、高効率で、小型な電力増幅器モジュールを提供することを目的としている。発明の開示

本発明に係る高周波電力増幅器モジュールは、 2つのバンド周波数 i l， f 2 ( f Kf 2) が送信 ·受信可能なデュアルバンド方式の無線装置に好適に使用でき、高周波電力増幅器モジュールを構成する駆動段増幅器と高周波電力出力トランジスタを両システムの無線信号に対して共通とし、高周波電力出カトランジスタを含めた出力段回路を、高周波電力出力トランジスタと、高調波の電力を抑制するために高周波電力出力トランジスタのドレイン端に接続される伝送線路と、この伝送線路に直列に接続される並列共振回路と、更に直列に接続される直列共振回路と、基本波周波数成分を取り出すために両システムのバンド周波数に整合した出力整合回路と、から構成したことを特徴とするものである。

ここで、上記並列共振器はバンド周波数 f 2の所定の偶数次高調波に相当する周波数において共振を呈するように設定し、前記伝送 ί泉路は高周波電力出力トランジスタのドレイン部分に存在する寄生リアクタンスを利用してドレイン端のィンピ一ダンスが前記偶数次高調波に対して短絡となるように設定する。且つ、バンド周波数 f 1の所定の奇数次高調波に相当する周波数において共振を呈するように設定された直列共振器と、伝送線路と、高周波電力出力トランジスタの寄生リアクタンスとの組み合わせにより、ドレイン端のインピーダンスが; f 1の所定の奇数次高調波に対して開放となるように、上記並列共振器を構成する回路素子定数の設定を行うものとする。

このように構成することにより、電力増幅器モジュールの動作時は、システムの無線信号に対して高調波の信号が制御された状態になるため、電力増幅器モジユールの高周波電力出力トランジスタの出力端子における電流と電圧の積が、零にならないことで生じる熱の発生を、抑圧することができ、効率の向上が図れるすなわち、高効率で小型なデュアルバンド方式に対応する高周波電力増幅器モジユールを構成することができる。図面の簡単な説明

図 1は、本発明に係る高周波電力増幅器モジュールの一実施例を示す回路図である。

図 2は、図 1の回路で使用する駆動段増幅器の利得特性を示す特性線図である, 図 3は、図 1の回路における 3 . 6 G H z動作時の等価回路図である。

図 4は、図 1の回路における 2 . 7 G H z動作時の等価回路図である。図 5は、図 1の回路における出力段トランジスタのドレイン端でのインピーダンスを説明する図であり、同図（ a) は回路構成図、同図（b) スミスチャート図である。

図 6は、本発明に係る高周波電力増幅器モジュールの別の実施例を示す回路図である。

図 7は、本発明に先立って検討された移動体通信装置の構成例を示す回路図である。

図 8は、従来の電力増幅器モジュールの一例を説明するための回路図である。発明を実施するための最良の形態

次に、本発明に係る高周波電力増幅器モジュールの実施例につき、添付図面を参照しながら以下詳細に説明する。

<実施例 1〉

図 1は、本発明に係る高周波電力増幅器モジュールの一実施例を示す G SM/ DC S 1800デュアルバンド対応の高周波電力増幅器モジュールの回路図である。図 1において、参照符号 1は無線信号パワー増幅用の高周波電力出カトランジスタ（S i一 MO S FET (チップ））、 2は伝送線路、 3は並列共振回路用インダクタ、 4は並列共振回路用キャパシタ、 5は直列共振回路用インダクタ、 6は直列共振回路用キャパシタ、 7は高周波電力出力トランジスタ 1の寄生リアクタンス、 8は駆動段増幅器、 9は並列共振回路、 1 0は直列共振回路、 Zsはソースインピーダンス、 Z Lはロードインピーダンス、 Lcは直流バイアス給電用のチョークインダクタ、 MC 1 1〜！1C 1 3は駆動段増幅器の整合回路、 MC 0は増幅された G SM/DC S 1 800の各周波数に対してロードインピーダンス Z Lとの整合をとるための出力整合回路である。

駆動段増幅器 8は 2段の S i— MO S FETで構成され、図 7の従来の電力増幅器 1 7とほぼ同様の構成の回路である力整合回路 MC 1 1〜MC 13により GSM通信方式と DCS 1800通信方式の 2つの周波数に対してマッチングがとられ、利得のピークはその周波数に存在する。図 2は駆動段増幅器 8のドレインバイアス Vccが 3. 6 Vとした場合の利得の周波数特性を示す図であり、利得のピークが G SM方式の 0. 9GH z帯と DC S 1800方式の 1. 8 GHz帯となるような整合方法がとられている。この整合は、例えば、インダクタンス素子とキャパシタンス素子を組み合わせ、高利得となるように適当な値に設定することで実現できる。この駆動段増幅器 8により、 2種類の周波数帯の無線信号は、それぞれ高利得に増幅された後、高周波電力出力トランジスタ 1に入力される。このような特性により、上記駆動段増幅器 8は、 G SM方式と DC S 1 800 方式の両周波数帯域（ f l〜f 2) を増幅帯域内に包含すべく、広帯域特性を持たせられた増幅器 1 7を用いる図 7に示した装置の場合に比べ、バンドパスフィルタ特性を有するので、通信品質の低下を招く高調波の漏出を防いだ状態で、高周波電力出力トランジスタに入力される無線信号を増幅することが出来る。

また、最終段の高周波電力出力トランジスタ 1の出力回路は、上記駆動増幅器 8から出力される無線信号を高効率に増幅するために、高調波制御を行う伝送線路 2、並列共振回路 9、直列共振回路 10と、 GSMZDC S 1800通信方式の増幅された各信号周波数（ 2. 7GHzと 3. 6GHz) に対してロードインピーダンス Z Lとの整合を取るためのィンダクタンス素子とキャパシタンス素子等からなる出力整合回路 MCOとから構成される。

このように構成された最終段の高周波電力出力トランジスタ 1の出力回路部において、上記並列共振回路 9は、そのインピーダンスが周波数 3. 6GH zで大きくなるように、 3. 6 GH zで共振するように設定されている。また、並列共振回路 9を構成する並列共振回路用インダクタンス 3と並列共振回路用キャパシタ 4の値は、高周波電力出力トランジスタ 1のドレイン部分に存在する寄生リアクタンス 7と伝送線路 2と共に、 2. 7 GH zで高周波電力出力トランジスタ 1 のドレイン端がオープンとなるように設定する。さらに、直列共振回路 1 0は、 2. 7 GHzでのインピーダンスが小さくなるように、 2. 7 GHzで共振するように設定する。

この時、高周波電力出力トランジスタ 1に GSM ( 0. 9 GH z ) /DC S 1 800 ( 1. 8 GHz) の基本波信号の入力があり動作すると、 1. 8 GHzの 2倍波である 3. 6 GHzと 0. 9 GH zの 3倍波である 2. 7 GHZで等価回路が異なり、ドレイン端での電圧も異なる。

3. 6 GH zでは、上記並列共振回路 9のインピーダンスが大となるように、 3. 6GHzで並列共振回路 9が共振するように構成しているため、図 1の回路は図 3で示す等価回路のようになる。

ここで、伝送線路 2は、高周波電力出力トランジスタ 1のドレイン部分に存在する寄生リアクタンス 7と共に、 3. 6 GH zで高周波電力出力トランジスタ 1 のドレイン端力短絡となるような長さに設定する。高周波電力出力トランジスタ 1に DC S 1 800方式で用いる周波数の 2倍の周波数 3. 6 GH zの信号入力があり動作すると、伝送線路 2の開放端から伝送線路 2および寄生リアクタンス 7を経て、高周波電力出力トランジスタ 1のドレイン端に至る間にインピーダンスが変換され、各部位の電圧が変化する。そして、高周波電力出力トランジスタ 1のドレイン端は短絡となる。

また、 2. 7GH zでは、直列共振回路 10のインピーダンスが小となるように、 2. 7 GH zで直列共振回路 10が共振するように構成されているため、図 1の回路は G SM方式で用いる周波数の 3倍の 2. 7 GHzにおいては、図 4に示す等価回路のようになる。

ここで、並列共振回路 9を構成するインダクタ 3とキャパシタ 4の値は、伝送線路 2と寄生リアクタンス 7と共に、 2. 7 GH zで高周波電力出カトランジスタ 1のドレイン端が開放となるように設定する。そして、高周波電力出カトランジスタ 1に 2. 7 GH zの信号入力があり動作すると、並列共振回路 9の開放端から並列共振回路 9と伝送線路 2と寄生リァクタンス 7を経て、高周波電力出力トランジスタ 1のドレイン端に至る間にインピーダンスが変換され、各部位の電圧が変化する。そして、高周波電力出力トランジスタ 1のドレイン端は開放となる。

例えば、高周波電力出力トランジスタ 1の寄生リアクタンス 7が 0. 04 nH で、共振回路 9， 1 0にチップ素子を用いて設計した場合、チップインダクタ 3 のインダクタンス値を 0. 4 nH、チップコンデンサ 4の容量値を 4. 9 p Fとすれば、並列共振回路 9の共振周波数は、 f r= 3. 6 GH Z= 1 /(2 TC^ (0. 4 X 1 0—⁹X 4. 9 X 1 0_¹²)) となる。

この時、 DC S 1 800方式の 2倍波である 3. 6 GH zでは、等価回路は図 3に示すようになり、ドレイン端のインピーダンスを短絡状態にするために、基板の比誘電率や厚さに依存するが、比誘電率 8. 45 2、厚さ 0. 1 5mmのセラミック基板を用いると、その伝送線路 2の長さは、 8. 5 5mmに設定される _c これは、寄生のリアクタンス成分を利用しているため、 1/4波長より短い値となっている。

また、チップコンデンサ 6の容量値を 0. 64 p F、チップインダクタンス 5 のインダクタンス値を 5. 4 nHとすれば、直列共振回路 1 0の共振周波数は、 f r= 2. 7 GH z = 1 /(2 (0. 64 X 1 0"^{1 2}Χ 5. 4 x 1 0一⁹))となる _c したがって、 G SM方式の 3倍波である 2. 7 GH zでは、等価回路は図 4に示すようになり、上述のチップインダクタ 3とチップコンデンサ 4の値は、 3. 6 GH zで共振するだけでなく、 2. 7 GHzでは、先に設定した伝送線路 2の寸法、寄生リアクタンス 7と共に、 S i -MO S FETのドレイン端のィンピーダンスが開放状態となるように構成されている。

以上のように、高周波電力出力トランジスタ 1のドレイン端でのインピーダンスは、 GSM方式の 3倍波である 2. 7 GH zでは開放、また、 DC S 1 800 方式の 2倍波である 3. 6 GHzでは短絡となる。

図 5 ( a) は、以上の如く設計された高調波制御回路部分について、終端負荷 (ロードインピーダンス）し 1を500として、高周波電力出力トランジスタ 1のドレイン端より見込んだインピーダンスを求めるための回路構成図である。図において、 rLは高周波電力出力トランジスタ 1のドレイン端より出力側を見た反射係数であり、 50Ωを基準としている。図 5 (b) は、この時の rLの周波数に対する軌跡をスミスチャート上に示した図である。この図より、 GSM方式の信号周波数 0. 9GH zと DC S 1800方式の信号周波数 1. 8GHzではスミスチャートの中心部分に存在しているのに対し、 0. 9 GHzの 3倍波の 2. 7 GHzでは開放を示す A点の位置にあり、 1. 8 GH zの 2倍波の 3. 6 GH zでは短絡を示す B点の位置にあることがわかる。尚、終端負荷を 50Ωに設定した場合の結果を示したが、任意の終端負荷インピーダンスにおいても、上記高調波制御は満たされている。

そして、上記高調波制御が行われた各無線信号出力は、それぞれの無線信号の基本波に対する出力整合回路 M C 0を経て出力される。

このように、本実施例の高周波電力増幅器モジュールでは、 GSM方式の信号周波数の 3倍波と DC S 1 800方式の信号周波数の 2倍波とを制御しているため、高調波電力を抑制でき、高効率の増幅を行うことができる。

<実施例 2 >

図 6は、本発明に係る高周波電力増幅器モジュールの別の実施例を示す GSM /DC S 1800デュアルバンド対応の高周波電力増幅器モジュールの回路図である。尚、図 6において、高周波電力出力トランジスタ 1を駆動する駆動段増幅器の構成は、図 1と同じであるので図 6では図示を省略する。また、図 1で示した構成要素と同じ構成要素については、同一の参照符号を付して、その詳細な説明は省略する。すなわち、本実施例では、図 1で示した伝送線路 2の代わりに、集中定数インダクタ 1 1と集中定数キャパシタ 1 2を用いて高周波電力増幅器モジュールを構成している点力前記実施例と相違する。

この高周波電力増幅器モジュールの動作は、前記実施例と同じであるが、図 6 の構成では、大きな回路面積を必要とする伝送線路を用いずに、チップインダクタとチップキャパシタを用いることにより、図 1の第 1の実施例の回路に比較して、回路を小さくすることが可能である。

本実施例においても、図 1の電力増幅器モジュールと同様に、 GSMZDC S 1800の両通信方式においても、高負荷効率と小型化とを同時に実現できることは言うまでもない。

また、上記 2つの実施例では、駆動段増幅器と高周波電力出力トランジスタに S i -MO S FETを用いた場合で説明したが、 S i一 MO S FETの代わりに、 G a A s -ME S F ETやバイポーラトランジスタのような R F信号が扱える能動素子を用いることもできる。

以上、本発明の好適な実施例について説明したが、本発明は前記実施例に限定されることなく、本発明の精神を逸脱しない範囲内において種々の設計変更をなし得ることは勿論である。例えば、上記実施例では変調方式が共に GMSKのものを示したが、 π/4シフ卜 QP SK (Quadrature Phase Shift Keying) 変調方式、 QPSK変調方式、オフセット QP SK変調方式等の各種デジタル変調方式及び、 FM変調方式、 AM変調方式等の各種アナログ変調方式においても適用でき、更に、周波数についても何等制約はない。産業上の利用可能性

本発明によれば、無線通信方式として、 2種類の通信方式を有する 2つのバンド周波数が送信 ·受信可能であるデュアルバンド方式の無線装置に使用する高周波電力増幅器モジュールにおいて、 2つの異なるバンド周波数のそれぞれの高調波について制御することにより、不要な高調波電力の消耗をセーブできる。

また、本発明に係る高周波電力増幅器モジュールを構成する駆動段増幅器においては、 2つの周波数に合わせて整合を取ることにより、高利得化と高調波漏洩電力の抑制をを行えるので、高効率化が可能となりバッテリ一の長寿命化が図れる。

更に、本発明に係る高周波電力増幅器モジュールを構成する駆動段増幅器と高周波電力出力トランジスタは、両バンド周波数に共用されるため、両バンド周波数に共通な 1系列構成となり、小型化が図れる。

Claims

請求の範囲

1 . 第 1および第 2のバンド周波数を送信 ·受信可能なデュアルパンド方式の移動体通信装置に使用する高周波電力増幅器モジュールであって、駆動段増幅器と、高周波電力出力トランジスタを含む高周波電力出力回路部とからなり、第 2のバンド周波数が第 1のバンド周波数よりも大きい両バンド周波数で共用する 1入力

1出力の 1系列構成である送信用の高周波電力増幅器モジュールにおいて、前記高周波電力出力回路部は、

前記高周波電力出力トランジスタの出力端に直列に接続されるインピーダンスと、

該インピーダンスに直列に接続され、第 2のバンド周波数の所定の偶数次高調波において共振する並列共振回路と、

該並列共振回路に直列に接続され他端が接地された第 1のバンド周波数の所定の奇数次高調波において共振する直列共振回路と、

前記並列共振回路に接続され第 1および第 2の両周波数帯域と整合した出力整合回路とからなり、

更に、前記インピーダンスは前記高周波電力出力トランジスタの出力端に存在する寄生リアクタンスとにより前記高周波電力出力トランジスタの出力端が前記第 2のバンド周波数の偶数次高調波に対して短絡となるように設定され、かつ、前記並列共振回路が、前記直列共振回路と前記インピーダンスと前記高周波電力トランジスタの出力端に存在する寄生リアクタンスとにより前記高周波電力出力トランジスタの出力端が前記第 1のバンド周波数の奇数次高調波に対して開放となるように設定されていることを特徴とする高周波電力増幅器モジュール。

2 . 請求の範囲第 1項に記載の高周波電力増幅器モジュールにおいて、前記第 2 のバンド周波数は、前記第 1のバンド周波数の 2倍であることを特徴とする高周波電力増幅器モジュール。

3 . 請求の範囲第 1項または第 2項に記載の高周波電力増幅器モジュールにおいて、前記駆動段増幅器が第 1のバンド周波数と第 2のバンド周波数でそれぞれ利得のピークを有するように周波数特性を設定した整合回路を備えることを特徴とする高周波電力増幅器モジュール。

4 . 請求の範囲第 1項〜第 3項のいずれか 1項に記載の高周波電力増幅器モジュ —ルにおいて、前記インピーダンスは伝送線路により構成されることを特徴とする高周波電力増幅器モジュール。

5 . 請求の範囲第 1項〜第 3項のいずれか 1項に記載の高周波電力増幅器モジュールにおいて、前記インピーダンスは、集中定数インダクタと集中定数キャパシタとの組み合わせから成ることを特徴とする高周波電力増幅器モジュール。

6 . 請求の範囲第 1項〜第 5項のいずれか 1項に記載の高周波電力増幅器モジュールにおいて、前記高周波電力増幅出力トランジスタは S i - M O S F E Tであることを特徴とする高周波電力増幅器モジュール。