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TWI900367B - 諧振轉換器及其參數計算方法 - Google Patents

諧振轉換器及其參數計算方法

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TWI900367B
TWI900367B TW113148402A TW113148402A TWI900367B TW I900367 B TWI900367 B TW I900367B TW 113148402 A TW113148402 A TW 113148402A TW 113148402 A TW113148402 A TW 113148402A TW I900367 B TWI900367 B TW I900367B
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resonant
resonant converter
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voltage
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沙米布羅塔 基肖爾 羅伊
拉瓦利 那拉馬薩
陳映帆
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台達電子工業股份有限公司
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Abstract

一種諧振轉換器的參數計算方法，包括下列步驟：(A)設定諧振轉換器的預設操作條件，且預設操作條件包括諧振轉換器的操作頻率的特定頻率範圍。(B)於特定頻率範圍計算複數組第一諧振參數。(C)於第一諧振參數中，取得諧振轉換器的諧振電感的電流漣波為最小值的第一諧振參數。(D)根據第一諧振參數的匝數比與預設操作條件計算複數組第二諧振參數，並根選擇第二諧振參數中的其中之一第二諧振參數作為諧振參數。

Description

諧振轉換器及其參數計算方法
本發明係有關一種諧振轉換器的參數計算方法，尤指一種用於取得諧振轉換器的諧振參數的參數計算方法。
雙主動橋式(Dual Active Bridge；DAB)轉換器通常用於高功率電源轉換應用，並且由於其可調電壓範圍大而適合作為電池充電轉換器。其中，以往的雙主動橋式轉換器架構是定頻工作模式，其電路設計相對簡單。然而，雙主動橋式轉換器在脈波寬度控制開關導通時，可以進行零電壓切換（ZVS）的操作，但開關關斷時是屬於硬切換，這會導致較大的電流應力，使得開關關斷時的切換損耗較大。
另外一方面，雙主動橋式轉換器在電路設計上，通常使用既有的公式推導來進行參數之設計。但這樣的參數設計方式無法使其所獲得的參數能夠最佳化，導致其電流漣波過高，因而致使諧振電路的體積過大。除此之外，未最佳化的參數設計無法使雙主動橋式轉換器具有較佳的零電壓切換(ZVS)範圍，導致其效率無法有效提升。
所以，如何設計出一種諧振轉換器及其參數計算方法，並利用最佳化的流程及精確的分析來獲得更好的諧振參數，乃為本案創作人所欲行研究的一大課題。
為了解決上述問題，本揭露係提供一種諧振轉換器的參數計算方法，以克服習知技術的問題。因此，本揭露的諧振轉換器的參數計算方法係用於取得諧振轉換器的諧振參數。諧振轉換器的諧振參數計算方法包括下列步驟：(A)設定諧振轉換器的預設操作條件，且預設操作條件包括諧振轉換器的操作頻率的特定頻率範圍。(B)於特定頻率範圍計算複數組第一諧振參數，第一諧振參數包括諧振轉換器變壓器的匝數比。(C)於第一諧振參數中，取得諧振轉換器的諧振電感的電流漣波為最小值的第一諧振參數。(D)根據第一諧振參數的匝數比與預設操作條件計算複數組第二諧振參數€，並選擇第二諧振參數中的其中之一第二諧振參數作為諧振參數。
為了解決上述問題，本揭露係提供一種諧振轉換器，以克服習知技術的問題。因此，本揭露的諧振轉換器包括初級側電路、諧振電路及次級側電路。初級側電路耦接直流電源，且諧振電路包括複數組變壓器。變壓器的初級側繞組耦接初級側電路，次級側電路包括複數組次級側開關電路，且次級側開關電路分別包括並聯的第一次級側橋臂與第二次級側橋臂。其中，次級側開關電路的第一次級側橋臂與第二次級側橋臂分別耦接變壓器的次級側繞組的二端，且次級側開關電路並聯耦接於裝置。
本揭露之主要目的及功效在於，本揭露提供了諧振轉換器的最佳化的流程，從而透過精確的分析來獲得更好的諧振參數，以達到低電流漣波，且提高諧振轉換器的效率之功效。
為了能更進一步瞭解本發明為達成預定目的所採取之技術、手段及功效，請參閱以下有關本發明之詳細說明與附圖，相信本發明之目的、特徵與特點，當可由此得一深入且具體之瞭解，然而所附圖式僅提供參考與說明用，並非用來對本發明加以限制者。
茲有關本發明之技術內容及詳細說明，配合圖式說明如下：
於本揭露中所出示的轉換器，以及其參數計算方法皆以雙主動橋式(Dual Active Bridge；DAB)轉換器(以下簡稱DAB轉換器)或串聯諧振雙主動電橋式 (series resonant dual active bridge；SR DAB)轉換器(以下簡稱SR DAB轉換器)電路結構進行說明。然而，本揭露的技術內容雖然較為適用DAB轉換器與SR DAB轉換器，但並非無法適用於LLC、LC等諧振式轉換器。因此，除非文中有指出特定的轉換器，否則本揭露後文所述諧振轉換器100可代表DAB轉換器、SR DAB轉換器及LLC、LC等諧振式轉換器。
請參閱圖1A為本揭露諧振轉換器第一實施方式的電路方塊圖，諧振轉換器100主要可以由一至多個諧振轉換模組(1A、1B)所構成，且諧振轉換模組(1A、1B)包含初級側電路A、諧振電路B及次級側電路C。初級側電路A耦接直流電壓Vdc，且諧振電路B包括複數組諧振槽(在此以單一諧振電感Lr1示意)及變壓器T。每個變壓器T包括初級側繞組Wp與次級側繞組Ws，且初級側繞組Wp耦接初級側電路A。次級側電路C包括複數個電容Co與複數組次級側開關電路5，且次級側開關電路5分別包括與電容Co並聯的第一次級側橋臂52與第二次級側橋臂54。次級側開關電路5的第一次級側橋臂52與第二次級側橋臂54分別耦接次級側繞組Ws的二端，且次級側開關5與電容Co路並聯耦接於一裝置200。由於DAB轉換器、SR DAB轉換器的特點在於可以進行大電力轉換，且所輸出的電壓Vo可以在寬範圍內調整，因此特別適合用於對電動車充放電的系統。所以，裝置200較佳可以為電動車用之電池，但並不以此為限。
進一步而言，在圖1A中，初級側電路A包括電容C1與複數組切換電路4，且電容C1與切換電路4分別並聯耦接直流電壓Vdc。其中，電容C1主要是用以穩壓或濾波的元件，因此其可以替換為可具有穩壓濾波功能的任意裝置(例如但不限於，濾波器等)。切換電路4分別包括第一切換橋臂42與第二切換橋臂44，且第一切換橋臂42並聯第二切換橋臂44。第一切換橋臂42可包括串聯的第一切換開關Q1與第二切換開關Q2，且第二切換橋臂44可包括串聯的第三切換開關Q3與第四切換開關Q4。第一切換開關Q1與第二切換開關Q2之間的節點Pp1耦接初級側繞組Wp的一端，且第三切換開關Q3與第四切換開關Q4之間的節點Pp2耦接初級側繞組Wp的另一端。其中，諧振槽(在此以單一諧振電感Lr1示意)可耦接於初級側繞組Wp的一端與第一切換橋臂42之間，或耦接於初級側繞組Wp的另一端與第二切換橋臂44之間。
相似的，第一次級側橋臂52包括第一次級側開關Qs1與第二次級側開關Qs2，且第二次級側橋臂54包括第三次級側開關Qs3與第四次級側開關Qs4。第一次級側開關Qs1與第二次級側開關Qs2之間的節點Ps1耦接次級側繞組Ws的一端，且第三次級側開關Qs3與第四次級側開關Qs4之間的節點Ps2耦接次級側繞組Ws的另一端。其中，圖1A僅出示DAB轉換器的架構，因此諧振槽僅包括諧振電感Lr1。然而，並不以單一諧振電感Lr1為限，其可以依照轉換器的種類進行調整，在此不再加以贅述。此外，於一實施例中，初級側繞組Wp與次級側繞組Ws的匝數比係以n:1示意，但並不以此為限，其可以為任意可實施於諧振轉換器100的比值。
進一步而言，控制器6提供脈寬調變訊號PWM控制切換開關Q1~Q4與次級側開關Qs1~Qs4，以將直流電壓Vdc轉換為電壓Vo。並且，由於DAB轉換器與SR DAB轉換器具有雙向轉換的功能，因此控制器6也可通過提供脈寬調變訊號PWM而控制諧振轉換器100將電壓Vo轉換為直流電壓Vdc。由於圖1A的諧振轉換模組(1A、1B)並聯耦接，因此諧振轉換器100可進行高功率的轉換。於一實施例中，控制器6可控制諧振轉換器100操作於單相移(SPS)模式、雙相移(DPS)模式及三相移模式(TPS)。意即，控制器6可控制切換開關Q1~Q4或次級側開關Qs1~ Qs4進行相移，甚至控制切換開關Q1~Q4與次級側開關Qs1~ Qs4二者皆相移。除此之外，控制器6還可具變頻的功能(即調整週期T)，且於後文會有更進一步的描述，在此不再加以贅述。
另外一方面，於一實施例中，控制器6可以為數位訊號處理器(DSP)，但不以此為限，舉凡可對諧振轉換器100進行控制的控制器種類，皆應包含在本實施例之範疇當中。此外，圖1A的諧振轉換模組(1A、1B)還可採用交錯(Interleaved)控制技術來控制，以降低開關電源(SPS)調變的輸入濾波器的電流應力。其原因在於，交錯控制具有漣波電流抵消的作用，可以減少漣波電流，從而減少濾波器元件的尺寸。另外一方面，在圖1A的拓樸中，諧振轉換器100主要是兩個諧振轉換模組(1A、1B)並聯的結構（即初級側並聯，次級側也並聯）。因此，它可以轉換高輸入電壓，甚至可轉換中壓（MV，一般超過1000V）級直流電壓Vdc，並提供高功率輸出。
請參閱圖1B為本揭露諧振轉換器第二實施方式的電路方塊圖，復配合參閱圖1A，且反覆參閱圖1A、1B。圖1B與圖1A差異在於，切換電路4串聯耦接於直流電壓Vdc，以形成諧振轉換器100初級側串聯，且次級側並聯的電路結構。值得一提，於一實施例中，圖1B的次級側開關電路5可以相似於初級側的結構，即其也可以為串聯、並聯，甚至單輸出（次級側可以耦合到400/800V 的電池）。圖1A的次級側開關電路5亦是如此，在此不再加以贅述。
此外，由於諧振轉換器100所接收到的直流電壓Vdc(例如但不限於800V)受到初級側串聯的影響，因此兩個輸入端的電容C1將直流電壓Vdc分成一半(Vdc/2，400V)。因此，切換開關Q1~Q4可降低耐壓規格，即例如但不限於使用耐壓大致上為650V的GaN元件來取代耐壓800V以上的切換開關Q1~Q4。除此之外，其餘耦接關係及其可達成的功效可配合參閱圖1A，在此不再加以贅述。
請參閱圖1C為本揭露諧振轉換器第三實施方式的電路方塊圖，復配合參閱圖1A~1B，且反覆參閱圖1A、1C。圖1C與圖1A差異在於，初級側電路A包括一組切換電路4，且切換電路4包括並聯的第一切換橋臂42與第二切換橋臂44。並且，變壓器T的初級側繞組Wp串聯耦接而形成初級側繞組串。第一切換開關Q1與第二切換開關Q2之間的節點Pp1耦接初級側繞組串的一端，且第三切換開關Q3與第四切換開關Q4之間的節點Pp2耦接初級側繞組串的另一端。
進一步而言，在圖1C的諧振轉換器100主要是兩個諧振轉換模組(1A、1B)組合成單一H橋的諧振轉換模組1的結構，並且兩個初級側繞組Wp串聯。相似的，次級側同樣可以串聯、並聯，甚至單輸出結構。由於圖1C的變壓器T上的跨壓均分在兩個初級側繞組Wp上，單一初級側繞組Wp的跨壓僅為一半，因此初級側繞組Wp與次級側繞組Ws的匝數比可以減少(以m:1示意，m可以為大於0的任意數)。所以，圖1C的架構特別適合從高電壓轉換到低電壓的應用（例如但不限於從400V轉換到12V）。除此之外，其餘耦接關係及其可達成的功效可配合參閱圖1A，在此不再加以贅述。
請參閱圖1D為本揭露諧振轉換器第四實施方式的電路方塊圖，復配合參閱圖1A~1C，且反覆參閱圖1A、1D。圖1D與圖1A差異在於，諧振電路B的諧振電感Lr1形成共鐵芯結構M。並且，諧振電感Lr1的打點端(同名端)為相同的位置。由於兩個諧振電感Lr1形成共鐵芯結構M，因此兩個電諧振電感Lr1正負並聯而可以減少電流漣波。並且，由於電流漣波減少，因此可以縮小鐵芯的尺寸（與兩個單獨的鐵芯相比）。除此之外，其餘耦接關係及其可達成的功效可配合參閱圖1A，在此不再加以贅述。
請參閱圖1E為本揭露諧振轉換器第五實施方式的電路方塊圖，復配合參閱圖1A~1C，且反覆參閱圖1C、1E。圖1E與圖1C差異在於，切換電路4更包括並聯第一切換橋臂42的第三切換橋臂46，且第三切換橋臂46包括串聯的第五切換開關Q5與第六切換開關Q6。變壓器T除了形成初級側繞組串的結構外，於二初級側繞組Wp之間還形成中心抽頭端Pc。並且，第五切換開關Q5與第六切換開關Q6之間的節點Pp3耦接中心抽頭端Pc。由於變壓器T的初級側繞組Wp為中心抽頭的結構，因此兩個初級側繞組Wp的跨壓分別為Vdc，使得此結構適合於變壓器匝數比差異不大的應用(例如但不限於1:1)。除此之外，其餘耦接關係及其可達成的功效可配合參閱圖1C，在此不再加以贅述。
請參閱圖2A為本揭露諧振轉換模組第一實施例的電路方塊圖，復配合參閱圖1A~1E。於圖2A中，諧振轉換模組1主要出示了串聯諧振雙主動電橋的電路結構，其主要是包括初級側諧振槽與次級側諧振槽。初級側諧振槽包括諧振電感Lr1與諧振電容Cr1，且次級側諧振槽包括諧振電感Lr2與諧振電容Cr2。其細部電路架構與耦接關係相似於圖1A的諧振轉換模組(1A、1B)，在此不再加以贅述。由於諧振轉換模組1的諧振迴路中添加了諧振電容Cr1、Cr2，因此諧振電容Cr1、Cr2會分別和諧振電感Lr1、Lr2會發生諧振。由於諧振電容Cr1、Cr2和諧振電感Lr1、Lr2諧振，電感電流Il為斜直線上升或斜直線下降（頻率等於諧振電容Cr1、Cr2和諧振電感Lr1、Lr2的諧振頻率）。值得一提，於一實施例中，由於圖2A的電路架構僅有單一組諧振轉換模組1，因此可將此單一組諧振轉換模組1視為諧振轉換器100，並且後文的諧振轉換模組1也亦是如此。
請參閱圖2B為本揭露第一實施例的諧振轉換模組的簡易等效電路圖，復配合參閱圖1A~2A。在圖2B中，圖2A的節點Pp1與節點Pp2的電壓等效為電壓源(電壓)Vpp，且節點Ps1與節點Ps2的電壓等效為電壓源(電壓)Vss。並且，諧振轉換模組1的等效電感為Le，等效電容為Ce。其中，在上述三者相移模式中，電壓Vpp與電壓Vss會因相移產生波形的超前/滯後，以改善電路對負載變化的動態性能，縮短調節時間。
請參閱圖2C為本揭露諧振轉換模組對電池充放電的功率、電壓曲線圖，復配合參閱圖1A~2B。雖然本揭露的控制器6可控制諧振轉換模組1提供固定的電壓Vo對後端耦接的裝置200供電。然而，由於諧振轉換模組1可具有調整電壓Vo的特點，因此特別適合於耦接電池來對電池充放電。並且，本揭露後述的內容主要圍繞在裝置200為電池的情況下的構想。具體而言，圖2C主要為圖2A的功率Po、電壓Vo曲線圖。在電壓Vo為V1(例如但不限於200V)以上，控制器6可將諧振轉換模組1對電池充放電的模式設定為定電流充電模式CC(Constant Current mode)，且功率Po由Pmin(例如但不限於3.3kW)開始上升。待電壓Vo提升至V2(例如但不限於280V)後，控制器6可將諧振轉換模組1對電池充放電的模式設定為定功率充電模式CP(Constant Power mode)，且功率Po維持在Pmax(例如但不限於6.6kW)。最後，待電壓Vo提升至V3(例如但不限於460V)後，控制器6可將諧振轉換模組1對電池充放電的模式設定為定電壓充電模式CV。由於電池已接近滿充，因此功率開始逐漸下降。
請參閱圖3A為本揭露諧振轉換模組操作於三相移模式的波形圖，復配合參閱圖1A~2C。在圖3A中，Vpp為切換開關Q1~Q4切換時，切換電路4(配合參閱圖2A)的節點Pp1與節點Pp2之間的電壓波形，Vss為次級側開關Qs1~Qs4切換時，次級側開關電路5(配合參閱圖2A)的節點Ps1與節點Ps2之間的電壓波形。具體地，圖3A主要出示了圖2A的諧振轉換模組1操作於三相移(TPS)模式下的波形。因此，圖2A控制器6可控制切換電路4進行移相，其移相量D1(第一移相量)可以為0-0.5(切換開關Q1~Q4的相移會使電壓Vpp的波形產生相似於佔空比的增加或減少的狀況)類似地，圖2A的控制器6可控制次級側開關電路5進行相移，其相移量D2(第二移相量)也可以是0-0.5。如此，電壓Vpp、Vss會隨著相移量的變化而增加或減少。另外，圖2A的控制器6也可控制切換電路4和次級側開關電路5進行相移，其相移量ψ(第三移相量)可以為-T/2至T/2(其中T為週期，其相應於諧振轉換模組1的操作頻率)。因此，電壓Vpp、Vss將相對於彼此移動。並且，除了進行三相移模式之外，本揭露與傳統的固定頻率技術(週期固定在0到T)相比，本發明也進行了頻率變化，於後文會有更進一步的說明。
具體而言，基於上述三相移(TPS)模式的運作，可歸納出以下圖3B～圖3D的三個波形時序圖。在圖3B的I區中，移相量D1大於移相量D2加上一定的量，從而可以形成對應的電壓Vpp、Vss波形以及對應的電感電壓Vl和電感電流Il(配合參閱圖2A)波形，並且切換開關Q1～Q4與次級側開關Qs1～Qs4可以工作在零電壓切換(ZVS)。圖3C的III區也與圖3B類似，因此可以獲得與圖3B類似的波形，切換開關Q1～Q4與次級側開關Qs1～Qs4同樣也可以工作在ZVS在圖3D的VI區域中，移相量D2大於移相量D1加上一定量，因此可以得到類似圖3B的波形，切換開關Q1～Q4與次級側開關Qs1～Qs4同樣可以工作在ZVS。因此，透過本申請公開的三相移(TPS)模式和頻率變化技術，本申請的諧振轉換模組1可以在低功率時提供更好的效率。於一實施例中，為方便呈現，上述圖3B~3D的電感電流Il波形僅出示簡易的點對點直線波形。
請參閱圖3E為本揭露諧振轉換模組操於單相移模式的波形示意圖、圖3F為本揭露諧振轉換模組操作於雙相移模式的波形示意圖，復配合參閱圖1A~3D。在圖3E，控制器6主要是控制諧振轉換模組1操作於單相移(SPS)模式，因此控制器6僅對切換開關Q1～Q4或次級側開關Qs1～Qs4的控制訊號進行相移。反之，在圖3E中，控制器6主要是控制諧振轉換模組1操作於單相移(SPS)模式，因此控制器6對切換開關Q1～Q4與次級側開關Qs1～Qs4的控制訊號進行相移，使得電感電流Il的波形由I0、I1、-I0至-I1呈類似於指數性上升/下降。
在圖3F中，控制器6主要是控制諧振轉換模組1操作於雙相移(DPS)模式，因而使得諧振電感Lr1、Lr2分別與諧振電容Cr1、Cr2發生諧振，導致電感電流Il的波形由I0、I1、-I0至-I1非為指數性上升/下降。所以，電感電流Il會因諧振而更為失真，無法通過簡單的公式對其諧振槽等參數進行設計，且求出其工作時的電感電流的Il數值而據此得到電感電流波形。
為此，請參閱圖4A為本揭露諧振轉換模組用於取得諧振參數的參數計算方法流程圖，復配合參閱圖1A~3F。在圖4A的參數計算方法主要可應用於SR DAB架構的諧振轉換模組1，並且雖然DAB架構的諧振轉換模組1其一般僅有諧振電感Lr1而可通過簡易的計算公式取得諧振參數，然而圖4A的參數計算方法也可套用於DAB架構的諧振轉換模組1來取得更為精準的諧振參數，甚至於可套用於LLC、LC等諧振式轉換器來進行諧振參數的計算。為了避免模糊本揭露的技術特點，圖4A的參數計算方法仍然以應用於SR DAB架構的諧振轉換模組1為主。
具體而言，本揭露的參數計算方首先包括，設定諧振轉換器的預設操作條件，且該預設操作條件包括諧振轉換器的操作頻率的特定頻率範圍(S100)。在諧振參數計算前，首先必須決定諧振轉換器100(諧振轉換模組1)的預設操作條件，且預設操作條件例如但不限於，諧振轉換器100(諧振轉換模組1)裝置端的功率上限Po=Pmax(配合參閱圖2C可以設定為6.6kW)，電壓Vo變動的範圍Vo= V2~V3(配合參閱圖2C可以設定為280V~460V)，並且還可以包括例如但不限於，諧振電感Lr1、Lr2的數值上下限、諧振電容Cr1、Cr2的數值上下限、直流電壓Vdc等參數。其中，預設操作條件需要包括的是諧振轉換器100(諧振轉換模組1)的操作頻率的特定頻率範圍(例如但不限於，操作頻率的頻率變化範圍為400kHz~600kHz)。
其中，本揭露的頻率變化所指的是相似於變頻的功能。具體而言，由於在定功率充電模式CP時，諧振轉換模組1的輸出功率不變，但電流的大小會隨著電壓變動。因此，裝置200(例如但不限於，電池)在充電時的電壓上升時電流會下降，導致諧振轉換模組1的輸出條件一直在改變，因而使得控制器6所計算出來的操作頻率會不相同(以上述例子而言會在400kHz~600kHz變動)。此外，本揭露的參數計算方法可通過具有處理器的裝置(例如但不限於，電腦等裝置)進行計算。操作者可將預設操作條件帶入裝置中預先設計好的計算軟體，且操作者再輔以選擇及操作而取得最佳的數值。
然後，於特定頻率範圍計算複數組第一諧振參數，且該複數組第一諧振參數包括諧振轉換器變壓器的匝數比(S200)。當設定完成操作頻率(400kHz~600kHz)後，可根據操作頻率計算出眾多諧振電路B的數值組合，這些組合例如但不限於，可包括諧振電感Lr1、Lr2的多個電感值、諧振電容Cr1、Cr2的多個電容值，以及變壓器T的多個匝數比n。這些諧振參數(即可包括電感值、電容值、匝數比n)的組合皆是在控制器6對諧振轉換器100(諧振轉換模組1)進行控制時，可滿足預設操作條件的諧振參數。
然後，於該複數組第一諧振參數中，取得諧振轉換器的諧振電感電流漣波為最小值的第一諧振參數，且根據第一諧振參數的匝數比與預設操作條件計算複數組第二諧振參數(S300)。在多個諧振參數的組合中，尋找並選擇諧振轉換器100(諧振轉換模組1)的諧振電感Lr1的電感電流Il的有效值Il(rms)中，電流漣波為最小值(min_Irms)的第一諧振參數。電流漣波Q的計算可帶入公式Q=min 1/N Ʃ Il_rms(i)^2*(1+n^2)，但並不以此為限，其具有多種現有的計算方法。然後將所選擇的第一諧振參數的匝數比n作為選定匝數比N=n，並更具選定匝數比N與同樣的預設操作條件計算出複數組第二諧振參數。這些第二諧振參數除了選定匝數比N=n的數值固定之外，可包括多個電感值與多個電容值的組合。
請參閱圖4B為本揭露第二諧振參數的數值分佈示意圖，復配合參閱圖4A。上述的多個第二諧振參數依電感值Lv與電容值Cv進行圖表化後，可排列出如圖4B所示的分布圖。其中，每個點位代表了1個第二諧振參數，且每個第二諧振參數皆包括至少一個電感值Lv、電容值Cv，以及選定匝數比N，因此第二諧振參數的匝數比參數皆相同。在圖4B中，帶狀區間BI為優選的第二諧振參數，其主要是包括了較小的電感值Lv或電容值Cv，主要是利於降低電感電容的尺寸。
復參閱圖4A，本揭露的參數計算方最後包括，選擇該複數組第二諧振參數中的其中之一第二諧振參數作為諧振參數(S400)。在圖4B的帶狀區間BI的第二諧振參數皆為優選的第二諧振參數，且這些第二諧振參數皆可用於設定諧振轉換器100(諧振轉換模組1)的諧振電路B。進一步而言，在這些第二諧振參數中，越上方的第二諧振參數的電容值Cv較大(電壓應力較低)，電感值Lv較小，但電感電流Il的總諧波失真(THD)會較高。反之，越下方的第二諧振參數的電容值Cv較小(電壓應力較高)，電感值Lv較大，且電感電流Il的總諧波失真(THD)會較低。並且，數值較大意味著其元件所佔用的體積較大，尤其是電容值Cv的大小更為明顯。
因此，設計者可以依照特定條件來選擇帶狀區間BI中的多個第二諧振參數的任意一個第二諧振參數來設定諧振轉換器100(諧振轉換模組1)的諧振電路B，並且特定條件例如但不限於可以為廠商、客戶的需求，電路尺寸規格的限制等條件。如此，設計者可以根據諧振轉換器100(諧振轉換模組1)的應用場合和實際需求，在帶狀區間BI選擇更適合的參數來應用。因此，綜上所述，本揭露提供了諧振轉換器100(諧振轉換模組1)的最佳化過程，從而透過精確的分析來獲得更好的諧振參數的數值(即電感值Lv、電容值Cv，以匝數比n)。
請參閱圖5A~5C為本揭露諧振轉換器使用一實施例的第二諧振參數的模擬波形圖，且圖6A~6C為本揭露諧振轉換器使用另一實施例的第二諧振參數的模擬波形圖，復配合參閱圖1A~4B。在圖5A~5C中所帶入的第二諧振參數為低電感值Lv、高電容值Cv，且操作頻率Fs為400kHz~600kHz變動的模擬波形圖。並且，在圖5A的功率/電壓分布圖可以看出，在有點位的地方皆可以使諧振轉換器100(諧振轉換模組1)通過控制器6的控制而達成零電壓切換(ZVS)的功能。並且，在圖5B、5C分別調整為三維的立體圖，除了功率/電壓的分布外，圖5B更附加了操作頻率Fs的參數，且圖5C更附加了電感電流Il(rms)的參數。因此，由圖5A~5C可看出，第二諧振參數為低電感值Lv、高電容值Cv可以在功率/電壓所構成的大範圍區域達成零電壓切換(ZVS)的功能。
圖6A~6C相似於圖5A~5C，差異在於圖6A~6C中所帶入的第二諧振參數為高電感值Lv、低電容值Cv。並且可以看出其可達成零電壓切換(ZVS)功能的區域與圖5A~5C稍有差異，但整體範圍大致上等同於5A~5B。因此，通過本揭露的諧振轉換器的參數(最佳化)計算方法，可以根據諧振電感Lr1、Lr2、諧振電容Cr1、Cr2和變壓器T各自的成本進行選擇性匹配，從而降低諧振電路B的成本，並達成零電壓切換(ZVS)的功能而提升諧振轉換器100(諧振轉換模組1)的效率。
另外一方面，在諧振參數計算並設計完成後，尚須進行諧振轉換器100(諧振轉換模組1)閉迴路的設計及操作，來確認諧振轉換器100(諧振轉換模組1)的相移量、死區時間等參數，並據以調整控制器6所提供的脈寬調變訊號PWM來增加諧振轉換器100(諧振轉換模組1)運作時的穩定度以及提高效率。具體而言，請參閱圖7A為本揭露諧振轉換器的系統控制方塊圖，復配合參閱圖1A~6C，並反覆參閱圖2A、7A。由於諧振轉換器100(諧振轉換模組1)使用SR DAB轉換模組的電感電流發生諧振，其電流變化比DAB的架構較為複雜，因此較不易用簡單的公式來計算其當前的各個參數。因此，除了利用圖6A~6B的參數計算方法來計算諧振參數外，諧振轉換器100(諧振轉換模組1)也需要透過程式模擬來獲得裝置端的電壓Vo和功率Po變化，並通過圖7A所示的閉迴路的系統控制方塊來取得合適的參數，進而使控制器6可據以調整脈寬調變訊號PWM。
具體而言，由於在諧振轉換器100(諧振轉換模組1)對電池充電中，主要是控制裝置端的電流Ib，且電流Ib與提供至電容Co的電流的總和為次級側開關電路5的次級側開關後之平均電流Is(avg)。因此，可取得圖7A所示諧振轉換器100(諧振轉換模組1)對電池充電的閉迴路系統控制方塊。在圖7A中，控制器6可設定電流命令Ib*，且控制器6可根據電流命令Ib*與電流Ib的誤差來進行閉迴路的調整。並且，主要是通過調整操作頻率Fs、相移量D1、D2、ψ來進行調整，以使電流Ib可依電流命令Ib*來進行調整。
此外，由於控制器6的處理速度及處理量相關於控制器6的成本，並且由於電池在定功率充電模式CP下，電壓Vo與電流Ib為時變，若通過控制器6實時計算，則控制器6需要較快的處理速度或較多的處理量，導致無法降低控制器6的成本。因此，本揭露除了通過閉迴路的系統控制方塊來取得合適的參數而增加諧振轉換器100(諧振轉換模組1)運作時的穩定度以及提高效率外，更通過查表的方式降低控制器6的成本，使其可以使用較為低階的數位訊號處理器(DSP)。
具體而言，請參閱圖7B為本揭露操作頻率查表控制方塊圖，復配合參閱圖1A~7A，且反覆參閱圖2A、7A~7B。在圖7A的閉迴路方塊中，控制器6可讀取裝置端的電壓Vo與功率Po，且電壓Vo與功率Po帶入圖7B所示預先設定好的第一參數對照表7來取得對應的操作頻率Fs。具體而言，控制器6可通過第一參數對照表7取得對應電壓Vo與功率Po的頻率值Fv。並且，由於控制器6一般對電壓Vo與功率Po的讀取速度較快，較容易產生暫態的雜訊而致使頻率值Fv產生相應的波動。因此，頻率值Fv可通過濾波方塊PF對其進行濾波，以取得較為穩定的頻率命令Cf，且頻率命令Cf相應於控制開關(切換開關Q1～Q4與次級側開關Qs1～Qs4)切換的操作頻率Fs。其中，濾波方塊PF較佳可以為低通濾波方塊，以濾除高頻成分的雜訊，但並不以此為限。此外，除了經濾波方塊PF所得到的數值直接作為頻率命令Cf外，還可以使用差值的表示方式，意即頻率命令Cf可以為頻率值Fv與經濾波方塊PF所得到的數值之間的差值，且通過差值進行調整一般較為精準。因此，頻率命令Cf可以有多種表示方式，並不以上述例子為限。
配合參閱圖7A，相應於操作頻率Fs的頻率命令Cf帶入f^-1的方塊，以取得相移量D1、D2、ψ，並通過閉迴路控制方塊調節電流Ib。由於相移量D1、D2、ψ為數值，且控制器6可通過將數值轉換為時間差等延遲的方式來達成相移的效果。因此，配合參閱圖7C，相移量D1、D2、ψ可通過ψ轉換方塊來進行數值/時間轉換，以將數值相應的轉換為相應的延遲時間，並根據延遲時間提供脈寬調變命令Cpwm。並且，控制器6根據脈寬調變命令Cpwm調變脈寬調變訊號PWM，以通過脈寬調變訊號PWM控制開關(切換開關Q1～Q4與次級側開關Qs1～Qs4)的切換。然而，除延遲時間外，控制器6理應尚有多種的數值轉換方式，其並不以上述的實施方式為限。
另外一方面，請參閱圖7D為本揭露死區時間查表控制方塊圖，復配合參閱圖1A~7A，且反覆參閱圖2A、7A、7D。由於切換開關Q1～Q4與次級側開關Qs1～Qs4上下臂切換時需要死區時間(Dead Time)，並且還需要基於零電壓切換(ZVS)來進行控制。因此，通過本揭露所公開的諧振轉換器100(諧振轉換模組1)的控制策略，也可以透過查表的方式得到合適的死區時間。意即，可以將裝置端的電壓Vo和功率Po通過查表的方式獲得諧振轉換器100(諧振轉換模組1)的切換電路4與次級側開關電路5的上下開關切換時的死區時間。如此，控制器6即可根據死區時間控制切換開關Q1～Q4與次級側開關Qs1～Qs4而達到零電壓切換(ZVS)的效果。
具體而言，在圖7A的閉迴路方塊中，控制器6可讀取裝置端的電壓Vo與功率Po，且電壓Vo與功率Po帶入圖7D所示預先設定好的第二參數對照表7A、7B，以取得切換電路4與次級側開關電路5的上下開關切換時的死區時間。具體而言，控制器6可通過第二參數對照表7A、7B分別取得死區時間值DTp、DTs。其中，死區時間值DTp相應於初級側切換開關Q1～Q4切換時的初級側死區時間，且死區時間值DTs相應於次級側開關Qs1～Qs4換時的次級側死區時間的死區時間值DTs。然後通過死區時間控制方塊9的控制而產生死區時間命令Cdt，且死區時間命令Cdt相應於切換電路4與次級側開關電路5的上下開關切換時的死區時間。
最後，整合圖2A、7A~7D，可以獲得圖8所示的諧振轉換器閉迴路控制流程圖。具體而言，在圖8中，諧振轉換器閉迴路控制流程包括第一流程(S500~S560)與第二流程(S600~S680)。第一流程(S500~S560)為快速響應流程，主要是為了提高諧振轉換器100(諧振轉換模組1)響應速度而增加其穩定度、提供更好的控制效果。因此，控制器6通常使用較快的頻率(例如但不限於50us)執行該流程，且無論諧振轉換器100是否操作於穩態，皆會執行第一流程(S500~S560)的步驟。第二流程(S600~S680)為慢速響應流程，主要是與死區時間相關的流程，並據以增加諧振轉換器100的運作效率。由於該流程的響應速度並不易影響諧振轉換器100(諧振轉換模組1)的穩定度，且不需要不斷檢查表和不斷改變值。因此，控制器6通常使用較慢的頻率(例如但不限於1ms)執行該流程，且並需要等待諧振轉換器100進入穩態後，才會執行第二流程(S600~S680)。
第一流程(S500~S560)首先包括，確認諧振轉換器的裝置端的電流(S500)。然後，根據電流計算諧振轉換器的相移量(S520)。其中，通過圖7A，控制器6可設定電流命令Ib*，且根據電流Ib與電流命令Ib*的第一誤差量計算次級側平均電流Is(avg)，且根據次級側平均電流Is(avg)計算相移量D1、D2、ψ。然後，通過第一參數對照表確認對應裝置端的的電壓與功率的操作頻率(S540，此內容可配合參閱圖7B，在此不加以贅述)。最後，通過相移量與操作頻率調整用於控制諧振轉換器的脈波寬度訊號(S560，此內容可配合參閱圖7C，在此不加以贅述)。
第二流程(S600~S680)接續第一流程(S500~S560)，且第二流程(S600~S680)可以在執行步驟(S500)~(S520)的任意時機點進入，只要時機恰當即可(在此以步驟(S500)後作為示意性的範例)。並且，待諧振轉換器100進入穩態後，執行第二流程(S600~S680)。其中，控制器6可通過例如但不限於，偵測諧振轉換器100的操作頻率Fs、電流Ib、相移量ψ、D1、D2等參數是否於一穩態範圍而判斷諧振轉換器100是否操作於穩態。第二流程(S600~S680)首先包括，確認諧振轉換器的相移量與操作頻率(S600)。在第一流程(S500~S560)至少執行過一次後，可取得諧振轉換器100(諧振轉換模組1)的相移量D1、D2、ψ與操作頻率Fs。然後，確認相移量與操作頻率是否在預定範圍(S620)。當相移量D1、D2、ψ與該操作頻率的二者皆在預定範圍時，代表可通過調整死區時間來額外提升諧振轉換器100(諧振轉換模組1)的效率。因此，通過第二參數對照表確認對應諧振轉換器的裝置端的電壓與功率的死區時間(S640，此內容可配合參閱圖7D，在此不加以贅述)。
然後，通過死區時間調整用於控制諧振轉換器的脈寬調變訊號(S660)。控制器6可通過相應於死區時間的死區時間命令Cdt調整脈寬調變訊號PWM，且具體調整方式相似於圖7C，即死區時間命令Cdt的數值轉換為相應於延遲時間的脈寬調變命令Cpwm，在此不再加以贅述。另外一方面，當步驟(S620)的判斷為否時，代表相移量D1、D2、ψ與操作頻率Fs的至少一者不在預定範圍。因此，設定死區時間為預設值(S680)。當相移量D1、D2、ψ與操作頻率Fs的至少一者不在預定範圍時，代表諧振轉換器100(諧振轉換模組1)可能尚未調整至較佳的狀態，因此死區時間設定為預設值而不做調整，並接續步驟(S660)。
值得一提，於一實施例中，圖8所示的閉迴路控制流程較佳可應用於諧振轉換器100(諧振轉換模組1)操作於定功率充電模式CP(即對電池充放電的模式為定功率充電模式CP)，並在確認操作於定功率充電模式CP後，進入步驟(S500)。其主要原因在於，在定功率充電模式CP時，電壓Vo與電流Ib非為定值，因此相移量D1、D2、ψ與操作頻率Fs等參數會隨時進行調整，以達高效率的需求。但定電流模式CC與定電壓模式CV也可使用圖8的流程來實施，但由於電壓Vo或電流Ib為定值，因此相移量D1、D2、ψ與操作頻率Fs等某些參數並不會隨時進行調整，整體效率並未明顯提升。
請參閱圖9A為諧振轉換器使用模擬程式執行，並代入第一實施參數所得到的零電壓切換區間分布圖、圖9B為諧振轉換器使用模擬程式執行，並代入第二實施參數所得到的零電壓切換區間分布圖、圖9C為諧振轉換器使用模擬程式執行，並代入第三實施參數所得到的零電壓切換區間分布圖，復配合參閱圖1A~圖8。在圖9A~圖9C中，主要是使用MATLAB/Simulink等模擬程式執行諧振轉換器100(諧振轉換模組1)的電路架構及上述圖1A~圖8所提及的參數所繪製出的零電壓切換(ZVS)區間分布圖，並且圖9A~圖9C的差異僅在於參數的不同。具體而言，在圖9A中，諧振電感Lr1的電感值Lv設定為4uH，且操作頻率Fs設定為400kHz~600kHz的頻率變化範圍。圖9B相似於圖9A，差異僅在於諧振電感Lr1的電感值Lv設定為5uH，且圖9C相似於圖9B，差異僅在於操作頻率Fs固定在400kHz。
從圖9A的區間可以看出，在諧振轉換器100(諧振轉換模組1)輸出低功率Po低電壓Vo的區間，諧振轉換器100(諧振轉換模組1)仍然可以在零電壓切換(ZVS)的條件下運作。另一方面，比較圖9A、圖9B，不同的電感值Lv具有各自的優點。當電感值Lv為4uH時，雖然在高功率Po（或高電壓Vo）條件下，零電壓切換(ZVS)的範圍較小。然而，在低功率Po（或低電壓Vo）條件下，零電壓切換(ZVS)的範圍會更大。當電感值為5uH時則相反，因此可以根據電路的實際需求來配置電路元件。另外一方面，在圖9C中，操作頻率Fs固定在400kHz。因此，比較圖9B、圖9C，圖9B在低功率Po、低電壓Vo的區間時，諧振轉換器100(諧振轉換模組1)仍然可以有較大的零電壓切換(ZVS)範圍。因此，在相同的電感值Lv下，使用頻率變化的操作方式可以得到較大的零電壓切換(ZVS)範圍，使得諧振轉換器100(諧振轉換模組1)的效率能夠更好。
請參閱圖10A為本揭露諧振轉換模組第二實施例的電路方塊圖，復配合參閱圖1A~圖9C。圖10A與圖2A的差異在於，諧振轉換模組1為雙主動橋式的電路架構，其最大差異在於，諧振電路B包括變壓器T及諧振電感Lr1，其餘的電路結構與耦接方式皆與圖2A相同，在此不再加以贅述。其中，圖10A的諧振轉換模組1的諧振電路B也可以包括如圖2A所示的電容Cr1、Cr2，但其電容值較小(例如但不限於個位數nF或pF)。因此，若其包括電容Cr1、Cr2，則電容Cr1、Cr2並不參與諧振，而是作為隔離直流電容(DC Blocking Capacitor)之用。配合參閱圖10B為本揭露第二實施例的諧振轉換模組的簡易等效電路圖。在圖10B中，Le為初級側的等效電感，Ce1、Ce2分別為初級側與次級側的等效電容。並且，Lb為電池的等效電感，Rb為電池的等效阻抗，且Eb為電池的電壓。再配合參閱圖11A為本揭露第二實施例的諧振轉換模對電池充電的閉迴路系統控制方塊圖。在閉迴路系統控制方塊中，由於充電模式主要是對電池進行充電，因此電池的電壓會隨著電池容量的變化而升高或降低而不是一個恆定值。因此，在充電模式下，重點關注的是電流Ib的控制。
進一步而言，諧振轉換器100(諧振轉換模組1)在充電模式的閉迴路控制下，進入圖7A、圖11A的閉迴路控制，且還可進入圖8的閉迴路控制流程。具體而言，電流命令Ib*與實際回饋給電池充電的電流Ib進行比較，得到對電容Co充電的電流Is(avg)。另外一方面，相移量D1、D2、ψ可透過轉換方程式計算出來的，且電流Is(avg)和Ib可透過轉換方程式計算出電容電壓Vc，且將電容電壓Vc和電池的電壓Eb進行誤差計算後，以獲得對電池充電的電流Ib。其中，在上述閉迴路控制的操作中，主要是通過執行第一流程(S500~S560)來增加諧振轉換器100的穩定度。並且，在確認諧振轉換器100(諧振轉換模組1)操作於穩態後，通過執行第二流程(S600~S680)來提高諧振轉換器100的運作效率。其原因在於當諧振轉換器100(諧振轉換模組1)操作於暫態時，通常為諧振轉換器100(諧振轉換模組1)剛啟動或發生異常狀態，此時其偵測到的數值會發生異常(例如但不限於，操作頻率Fs、電流Ib大幅度變動)，因此需要通過第一流程(S500~S560)來盡快穩定諧振轉換器100的控制。並且，在確認諧振轉換器100(諧振轉換模組1)操作於穩態時，進入第二流程(S600~S680)來。
請參閱圖11B為本揭露第二實施例的諧振轉換模組對電池放電的閉迴路系統控制方塊圖，復配合參閱圖1A~圖11A。在閉迴路控制中，由於放電模式是電池對諧振轉換器100(諧振轉換模組1)的電源端(即直流電壓Vdc端)放電，因此電源端的直流電壓Vdc被視為負載(其代表模擬逆變器饋入電源端的等效電阻，並且負載的變化將對穩定時間產生很大影響）。因此，電源端的直流電壓Vdc是恆定值，差異在於其所抽取的初級側電流Ip(avg)。因此，在放電模式下，重點關注是直流電壓Vdc的控制。
具體而言，諧振轉換器100(諧振轉換模組1)在放電模式的閉迴路控制時，電壓命令Vdc*與電源端實際直流電壓Vdc比較，電源端所抽取的初級側電流Ip(avg)，以及相移量D1、D2、ψ可透過轉換方程式計算。如此，即可獲得直流電壓Vdc，以形成圖11B的閉迴路控制。由於負載的變化會對穩定時間產生很大的影響，因此本揭露進一步的增加了前饋迴路以增加閉迴路控制的穩定性。配合參閱圖11B，1/R*為補償量，R* = (2Vdc^2/Vm*Im)，且Vm與Im分別為變壓器T的激磁電壓與激磁電流。
具體而言，補償量是前饋迴路所預估的值，其有助於抵銷負載的變化。並且，預先提供補償量的主要目的在於，可在控制器6調整其他參數時，不需要一次性補償太多。如此，即可使放電模式的閉迴路控制更加穩定。因此，控制器6可以先確認諧振轉換器100(諧振轉換模組1)對電池充放電的模式是否為放電模式，且在確認為放電模式時，根據直流電壓提供補償量1/R*。然後，設定電壓命令Vdc*且根據直流電壓Vdc與電壓命令Vdc*計算第二者的誤差量，並根據二者的誤差量計算初級側電流Ip(avg)。最後，總和初級側電流Ip(avg)與預先提供的補償量1/R*為第二誤差量，且根據第二誤差量調整直流電壓Vdc。
綜上所述，本揭露的諧振轉換器100主要可以由一個以上的諧振轉換模組1所構成，這使得諧振轉換器100能夠透過 諧振轉換模組1的並聯連接來處理高功率。此外，本揭露主要採用交錯控制技術來控制諧振轉換模組1，以降低開關電源(SPS)調變的輸入濾波器的電流應力。原因是交錯控制具有漣波電流抵消的作用，可以減少漣波電流，從而減少濾波器元件的尺寸。
惟，以上所述，僅為本發明較佳具體實施例之詳細說明與圖式，惟本發明之特徵並不侷限於此，並非用以限制本發明，本發明之所有範圍應以下述之申請專利範圍為準，凡合於本發明申請專利範圍之精神與其類似變化之實施例，皆應包括於本發明之範疇中，任何熟悉該項技藝者在本發明之領域內，可輕易思及之變化或修飾皆可涵蓋在以下本案之專利範圍。
100:諧振轉換器 A:初級側電路 1、1A、1B:諧振轉換模組 C1、Co:電容 4:切換電路 42:第一切換橋臂 Q1:第一切換開關 Q2:第二切換開關 44:第二切換橋臂 Q3:第三切換開關 Q4:第四切換開關 46:第三切換橋臂 Q5:第三切換開關 Q6:第四切換開關 M:共鐵芯模組 Pgnd:初級側接地端 B:諧振電路 Lr1、Lr2:諧振電感 Cr1、Cr2:諧振電容 T:變壓器 Wp:初級側繞組 Wp1:第一初級側繞組 Wp2:第二初級側繞組 Pc:中心抽頭端 Ws:次級側繞組 C:次級側電路 5:次級側開關電路 52:第一次級側橋臂 Qs1:第一次級側開關 Qs2:第二次級側開關 54:第二次級側橋臂 Qs3:第三次級側開關 Qs4:第四次級側開關 Sgnd:次級側接地端 Pp1、Pp2、Pp3、Ps1、Ps2:節點 6:控制器 200:裝置 Vdc:直流電壓 Vo、V1、V2、V3、Vpp、Vss、Eb:電壓 PWM:脈寬調變訊號 Le、Lb:等效電感 Ce、Ce1、Ce2:等效電容 Rb:等效阻抗 Vl:電感電壓 Vc:電容電壓 Vdc*:電壓命令 Ip(avg)、Is(avg)、Ib:電流 Ib*:電流命令 Il、I0、I1、-I0、-I1:電感電流 Q:電流漣波 CC:定電流充電模式 CP:定功率充電模式 CV:定電壓充電模式 ψ、D1、D2:相移量 1/R*:補償量 n、N:匝數比 Lv、Lv1、Lv2:電感值 Cv、Cv1、Cv2:電容值 Fs:操作頻率 Cf:頻率命令 Fv:頻率值 T:週期 DTp、DTs:死區時間值 Cpwm:脈寬調變命令 Cdt:死區時間命令 Po、Pmax、Pmin:功率 S100~S680:步驟 BI:帶狀區間 7、7A、7B:參數對照表 PF:濾波方塊 8:ψ轉換方塊 9:死區時間控制方塊
圖1A為本揭露諧振轉換器第一實施方式的電路方塊圖；
圖1B為本揭露諧振轉換器第二實施方式的電路方塊圖；
圖1C為本揭露諧振轉換器第三實施方式的電路方塊圖；
圖1D為本揭露諧振轉換器第四實施方式的電路方塊圖；
圖1E為本揭露諧振轉換器第五實施方式的電路方塊圖；
圖2A為本揭露諧振轉換模組第一實施例的電路方塊圖；
圖2B為本揭露第一實施例的諧振轉換模組的簡易等效電路圖；
圖2C為本揭露諧振轉換模組對電池充放電的功率、電壓曲線圖；
圖3A為本揭露諧振轉換模組操作於三相移模式的波形圖；
圖3B為本揭露諧振轉換模組操作於三相移模式的第一波形時序圖；
圖3C為本揭露諧振轉換模組操作於三相移模式的第二波形時序圖；
圖3D為本揭露諧振轉換模組操作於三相移模式的第三波形時序圖；
圖3E為本揭露諧振轉換模組操於單相移模式的波形示意圖；
圖3F為本揭露諧振轉換模組操作於雙相移模式的波形示意圖；
圖4A為本揭露諧振轉換模組用於取得諧振參數的參數計算方法流程圖；
圖4B為本揭露第二諧振參數的數值分佈示意圖；
圖5A為本揭露諧振轉換器使用一實施例的第二諧振參數的第一模擬波形圖；
圖5B為本揭露諧振轉換器使用一實施例的第二諧振參數的第二模擬波形圖；
圖5C為本揭露諧振轉換器使用一實施例的第二諧振參數的第三模擬波形圖；
圖6A為本揭露諧振轉換器使用另一實施例的第二諧振參數的第一第一模擬波形圖；
圖6B為本揭露諧振轉換器使用另一實施例的第二諧振參數的第二模擬波形圖；
圖6C為本揭露諧振轉換器使用另一實施例的第二諧振參數的第三模擬波形圖
圖7A為本揭露諧振轉換器的系統控制方塊圖；
圖7B為本揭露操作頻率查表控制方塊圖；
圖7C為本揭露數值/時間轉換方塊圖；
圖7D為本揭露死區時間查表控制方塊圖；
圖8為本揭露諧振轉換器閉迴路控制流程圖；
圖9A為諧振轉換器使用模擬程式執行，並代入第一實施參數所得到的零電壓切換區間分布圖；
圖9B為諧振轉換器使用模擬程式執行，並代入第二實施參數所得到的零電壓切換區間分布圖；
圖9C為諧振轉換器使用模擬程式執行，並代入第三實施參數所得到的零電壓切換區間分布圖；
圖10A為本揭露諧振轉換模組第二實施例的電路方塊圖；
圖10B為本揭露第二實施例的諧振轉換模組的簡易等效電路圖；
圖11A為本揭露第二實施例的諧振轉換模對電池充電的閉迴路系統控制方塊圖；及
圖11B為本揭露第二實施例的諧振轉換模對電池放電的閉迴路系統控制方塊圖。
S100~S400:步驟

Claims (19)

  1. 一種諧振轉換器的參數計算方法，係用於取得一諧振轉換器的一諧振參數，該諧振參數計算方法包括下列步驟： 設定該諧振轉換器的一預設操作條件，且該預設操作條件包括該諧振轉換器的一操作頻率的一特定頻率範圍； 於該特定頻率範圍計算複數組第一諧振參數，該複數組第一諧振參數包括該諧振轉換器一變壓器的匝數比； 於該複數組第一諧振參數中，取得該諧振轉換器的一諧振電感的一電流漣波為最小值的一第一諧振參數； 根據該第一諧振參數的匝數比與該預設操作條件計算複數組第二諧振參數，並選擇該複數組第二諧振參數中的其中之一第二諧振參數作為該諧振參數。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之參數計算方法，其中該第二諧振參數包括該諧振電感的一電感值與一諧振電容的一電容值。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之參數計算方法，更包括下列步驟： (a)確認該諧振轉換器的裝置端的一電流，且根據該電流計算該諧振轉換器的一相移量； (b)通過一第一參數對照表確認對應該裝置端的的一電壓與一功率的一操作頻率；及 (c)通過該相移量與該操作頻率調整用於控制該諧振轉換器的一脈寬調變訊號。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之參數計算方法，更包括下列步驟： 設定一電流命令，且根據該電流與該電流命令的一第一誤差量計算一次級側平均電流；及 根據該次級側平均電流計算該相移量。
  5. 如申請專利範圍第3項所述之參數計算方法，更包括下列步驟： 通過該第一參數對照表確認對應該電壓與該功率的一頻率值；及 對該頻率值濾波以取得該操作頻率。
  6. 如申請專利範圍第3項所述之參數計算方法，其中該諧振轉換器包括初級側的一切換電路與次級側的一次級側開關電路，且該相移量包括該切換電路的一第一相移量，該次級側開關電路的一第二相移量，以及該切換電路與該次級側開關電路之間的一第三相移量。
  7. 如申請專利範圍第3項所述之參數計算方法，更包括下列步驟： 通過一數值/時間轉換而將該相移量轉換為相應的延遲時間，且根據該延遲時間調整該脈寬調變訊號。
  8. 如申請專利範圍第3項所述之參數計算方法，更包括下列步驟： (d)確認該諧振轉換器的一相移量與一操作頻率，且確認該相移量與該操作頻率是否在一預定範圍； (e)當該相移量與該操作頻率的二者皆在該預定範圍時，通過一第二參數對照表確認對應該諧振轉換器的裝置端的一電壓與一功率的一死區時間；及 (f)通過該死區時間調整用於控制該諧振轉換器的一脈寬調變訊號。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之參數計算方法，其中該諧振轉換器包括初級側的一切換電路與一次級側開關電路，且該參數計算方法更包括下列步驟： 當該相移量與該操作頻率的二者皆在該預定範圍時，通過該第二參數對照表確認切換電路的一初級側死區時間與該次級側開關電路的一次級側死區時間。
  10. 如申請專利範圍第8項所述之參數計算方法，更包括下列步驟： 當該相移量與該操作頻率的一者不在該預定範圍時，設定該死區時間為一預設值。
  11. 如申請專利範圍第8項所述之參數計算方法，其中該諧振轉換器的裝置端耦接一電池而對該電池充放電，且該參數計算方法更包括下列步驟： 確認該諧振轉換器是否操作於一穩態；及 當該諧振轉換器操作於該穩態時進入步驟(d)。
  12. 如申請專利範圍第3項所述之參數計算方法，其中該諧振轉換器的裝置端耦接一電池而對該電池充放電，且該參數計算方法更包括下列步驟： 確認對該電池充放電的模式為一定功率充電模式；及 進入步驟(a)。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之參數計算方法，更包括下列步驟： 確認對該電池充放電的模式為一放電模式； 根據該諧振轉換器電源端的一直流電壓提供一補償量； 設定一電壓命令，且根據該直流電壓與該電壓命令計算一初級側電流；及 總和該初級側電流與該補償量為一第二誤差量，且根據該第二誤差量調整該直流電壓。
  14. 一種諧振轉換器，係應用如申請專利範圍第1項所述之參數計算方法，且該諧振轉換器包括： 一初級側電路，耦接一直流電源； 一諧振電路，包括複數組變壓器，該等變壓器的初級側繞組耦接該初級側電路；及 一次級側電路，包括複數組次級側開關電路，且該等次級側開關電路分別包括並聯的一第一次級側橋臂與一第二次級側橋臂 其中，該等次級側開關電路的第一次級側橋臂與第二次級側橋臂分別耦接該等變壓器的次級側繞組的二端，且該等次級側開關電路並聯耦接於一裝置。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之諧振轉換器，其中該初級側電路包括： 複數組切換電路，分別包括並聯的一第一切換橋臂與一第二切換橋臂，且該等切換電路的第一切換橋臂與第二切換橋臂分別耦接該等變壓器的初級側繞組的二端。
  16. 如申請專利範圍第15項所述之諧振轉換器，其中該等切換電路並聯耦接於該直流電源或串聯耦接於該直流電源。
  17. 如申請專利範圍第15項所述之諧振轉換器，其中該等切換電路並聯耦接於該直流電源，且該諧振電路的諧振電感形成共鐵芯結構。
  18. 如申請專利範圍第14項所述之諧振轉換器，其中該初級側電路包括： 一切換電路，包括並聯的一第一切換橋臂與一第二切換橋臂，且該等變壓器的初級側繞組串聯耦接而形成一初級側繞組串； 其中，該第一切換橋臂與該第二切換橋臂分別耦接該初級側繞組串的二端。
  19. 如申請專利範圍第18項所述之諧振轉換器，其中該切換電路更包括並聯的一第三切換橋臂，且該等變壓器於二初級側繞組之間形成一中心抽頭端，該第三切換橋臂耦接該中心抽頭端。
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