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TW202147755A - 具有增強之輕負載管理的高效能二級電源轉換器 - Google Patents

具有增強之輕負載管理的高效能二級電源轉換器 Download PDF

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TW202147755A
TW202147755A TW110116871A TW110116871A TW202147755A TW 202147755 A TW202147755 A TW 202147755A TW 110116871 A TW110116871 A TW 110116871A TW 110116871 A TW110116871 A TW 110116871A TW 202147755 A TW202147755 A TW 202147755A
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普魯德維 莫罕 曼蒂聶尼
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Abstract

二級電源轉換器可包含降壓預調節器及諧振匯流排轉換器。此種轉換器可經操作以在廣泛輸入及輸出範圍內達成無條件的軟切換操作（零電壓切換，即ZVS），同時在較低電力位準及無負載狀況下實現優異的電力轉換效率。

Description

具有增強之輕負載管理的高效能二級電源轉換器
電子裝置通常需要某種形式的電源供應。電源供應設計經常在所要求的電力、效率、尺寸、及其他參數之間權衡。具體而言，用於提供主電源(mains power)至可攜式消費性電子裝置（諸如膝上型電腦、平板電腦、智慧型手機等）的AC/DC轉接器面臨各種互相衝突的要求。首先，隨著這些裝置變得越來越強大，電源供應轉接器的遞送電量及總體效率兩者均變得重要。此外，在許多使用案例中，即使在其所供電之裝置已斷開連結的情況下，此類轉接器可能仍處於插入至主電源中的狀態。在此情況下，可能所欲的是實質上限制轉接器所「浪費」的電量。另外，由於此類轉接器意欲係可攜式的（亦即，使用者在帶著裝置外出時可能隨身攜帶此類轉接器），故尺寸亦係一大限制。最後，與所有消費性產品相同的是，複雜度可影響可靠性及成本兩者。
基於前述，所欲的是提供一種解決前述問題的電源轉換器。在一些實施例中，此類電源轉換器可用以針對低電力、離線AC/DC電源轉換器（包括用於USB-C型AC/DC轉接器或其他低電力消費性電子裝置電源轉換器及其他應用）提供高效能之解決方案。
一種二級電源轉換器可包括：一降壓預調節器級，其經組態以接收一輸入電壓並產生低於該輸入電壓之一中間電壓；及一諧振匯流排轉換器級，其經組態以接收該降壓預調節器級所產生之該中間電壓，並產生一輸出電壓，該輸出電壓係該中間電壓之一固定倍數。該轉換器可進一步包括控制電路系統，該控制電路系統耦合至該降壓預調節器級及該諧振匯流排轉換器級，其中該控制電路系統經組態以執行下列中之至少一者：該降壓預調節器級之可調適軟切換邊界模式操作；及該諧振匯流排轉換器之經控制突發模式操作。
該諧振匯流排轉換器可係一半橋轉換器，該半橋轉換器包括：第一切換裝置及第二切換裝置，其等跨該中間電壓串聯耦合；第一諧振電容器及第二諧振電容器，其等跨該中間電壓串聯耦合；及一變壓器，其具有一一次繞組，該一次繞組耦合於該第一切換裝置及該第二切換裝置之一接面與該第一諧振電容器及該第二諧振電容器之一接面之間，該變壓器亦具有至少一二次繞組，該至少一二次繞組藉由一或多個整流器裝置耦合至該二級轉換器之一輸出。該第一切換裝置與該第二切換裝置可以180度異相交替操作於具有一空滯時間之一約50%之工作週期，以防止交叉導通，從而在該變壓器一次繞組中產生一正弦電流。該諧振匯流排轉換器亦可經組態以達成該第一切換裝置及該第二切換裝置之零電壓切換。該第一諧振電容器及該第二諧振電容器可經組態以與該變壓器及佈局之寄生電感諧振，或與一額外離散電感器諧振，該額外離散電感器與變壓器繞組串聯。
替代地，該諧振匯流排轉換器可係一全橋，該全橋包括：第一切換裝置及第二切換裝置，其等跨該中間電壓串聯耦合；第三切換裝置及第四切換裝置，其等跨該中間電壓串聯耦合；及一諧振電路，其包括至少一諧振電容器及一變壓器一次繞組，該變壓器一次繞組耦合於該第一切換裝置及該第二切換裝置之一接面與該第三切換裝置及該第四切換裝置之一接面之間，其中該變壓器亦具有至少一二次繞組，該至少一二次繞組藉由一或多個整流器裝置耦合至該二級轉換器之一輸出。該第一切換裝置及該第三切換裝置與該第二切換裝置及該第四切換裝置可以180度異相交替操作於具有一空滯時間之一約50%之工作週期，以防止交叉導通，從而在該變壓器一次繞組中產生一正弦電流。該諧振匯流排轉換器可經組態以達成該第一切換裝置及該第二切換裝置之零電壓切換。該諧振電路可包括該變壓器及佈局之寄生電感或與變壓器繞組串聯之離散電感器。
該降壓預調節器級可包括跨該輸入電壓串聯耦合的一第一切換裝置及一第二切換裝置。該第一切換裝置可係一電源控制開關，且該第二切換裝置可係一反向電流控制開關。一降壓電感器可經耦合於該第一切換裝置及該第二切換裝置之一接面與該諧振匯流排轉換器之一輸入之間。一續流二極體可與該反向電流控制開關並聯耦合。一第一電流感測器可耦合至該控制電路系統並經組態以在該第一切換裝置之一導通時間期間感測該降壓預調節器電流。一第二電流感測器可耦合至該控制電路系統並經組態以在該第一切換裝置之一斷開時間期間感測續流電流。該第一電流感測器可係一電流感測電阻器，該電流感測電阻器在該第一切換裝置之一導通時間期間至少與該降壓電感器串聯連接。該第二電流感測器可係與該第二切換裝置串聯連接的一電流感測電阻器。
該二級電源轉換器之該控制電路系統可經組態以藉由以下執行該降壓預調節器級之可調適軟切換邊界模式操作：導通該第一切換裝置，導致一電流流經該降壓電感器；比較該第一電流感測器之一輸出與一峰值電流命令，該峰值電流命令係該控制電路從該二級轉換器之一輸出電壓導出；當通過該降壓電感器之電流達到該峰值電流時，斷開該第一切換裝置；在斷開該第一切換裝置之後導通該第二切換裝置；使用該第二電流感測器偵測通過該第二切換裝置之一反向電流；及回應於該反向電流而在一零電壓切換轉換中導通該第一切換裝置。
該二級電源轉換器之該控制電路系統可經組態以藉由以下執行該二級轉換器之經控制突發模式操作：偵測該降壓預調節器級之切換及偏壓電力損耗以及該降壓預調節器級之傳導及磁芯損耗處於平衡之一點處或低於該點處的一負載狀況；及回應於此負載狀況而短暫且間歇地禁用該降壓預調節器級及該諧振匯流排轉換器級之切換。該控制電路系統可經組態以藉由偵測低於一預定臨限之一負載電流，來偵測該降壓預調節器級之切換及偏壓電力損耗以及該降壓預調節器級之傳導及磁芯損耗處於平衡之一點處或低於該點處的該負載狀況。短暫且間歇地禁用該降壓預調節器級及該諧振匯流排轉換器級之切換可包括同時禁用該降壓預調節器級及該諧振匯流排轉換器級之切換，或可包括先禁用該降壓預調節器級之切換再禁用該諧振匯流排轉換器級。
一種操作具有一第一降壓預調節器級及一第二諧振匯流排轉換器級之一二級轉換器的方法，該方法可包括該降壓預調節器級之可調適軟切換邊界模式操作，其係藉由：導通該降壓預調節器級之一電源控制切換裝置，導致一電流流經該降壓預調節器級之一降壓電感器；比較通過該降壓電感器之一感測電流與一峰值電流命令，該峰值電流命令係從該二級轉換器之一輸出電壓導出；當通過該降壓電感器之電流達到該峰值電流時，斷開該第一切換裝置；在斷開該第一切換裝置之後，導通該降壓預調節器級之一反向電流控制切換裝置；偵測通過該反向電流控制切換裝置之一反向電流，並回應於該反向電流而在一零電壓切換轉換中導通該電源控制切換裝置。
操作具有一第一降壓預調節器級及一第二諧振匯流排轉換器級之一二級轉換器的方法可替代地或額外地包括該諧振匯流排轉換器之經控制突發操作，其係藉由：偵測該降壓預調節器級之切換及偏壓電力損耗以及該降壓預調節器級之傳導及磁芯損耗處於平衡之一點處或低於該點處的一負載狀況，及回應於此負載狀況而短暫且間歇地禁用該降壓預調節器級及該諧振匯流排轉換器級之切換。偵測該降壓預調節器級之切換及偏壓電力損耗以及該降壓預調節器級之傳導及磁芯損耗處於平衡之一點處或低於該點處的該負載狀況包含：偵測低於一預定臨限之一負載電流。短暫且間歇地禁用該降壓預調節器級及該諧振匯流排轉換器級之切換可包括同時禁用該降壓預調節器級及該諧振匯流排轉換器級之切換，或可包括先禁用該降壓預調節器級之切換再禁用該諧振匯流排轉換器級。
為了解釋之目的，下文敘述中闡述許多具體細節，以提供對所揭示之概念的透徹理解。為了簡單起見，作為實施方式之部分，本揭露之一些圖式以方塊圖形式表示結構與裝置。為了清楚起見，本揭露中並未描述實際實施方案之所有特徵。此外，本揭露中之用語是選擇作為可讀性及指示之目的，而非用於劃定或限制所揭示之標的。相反地，隨附申請專利範圍意在劃定或限制所揭示之標的。
所揭示之概念的各種實施例係以實例且非以限制之方式說明於隨附圖式中，其中，相似的元件符號指示相似的元件。為了說明之簡單及清楚起見，在適當情況下，參考數字在不同圖式間重複出現以指示對應或類似元件。此外，提出許多具體細節，以提供對本文中所描述之實施方案的透徹理解。在其他例子中並未詳細敘述方法、程序、及組件，以免模糊所敘述之相關功能。在本揭露中提及「一(an)」、「一(one)」、或「另一(another)」實施例並非必然是相同或不同的實施例，且其等意指至少一個。一給定圖式可用於說明本揭露之多於一實施例或多於一種類的特徵，且並非該圖式中之所有元件均是一給定實施例或種類所需要的。在一給定圖式中提供一參考數字時，該參考數字指涉數個圖式中的相同元件，雖然該元件可能無法在每個圖式中都重複出現。除非另有說明，否則圖式並未按照比例，且某些部分的比例可能經過放大以更好地繪示本揭露之細節及特徵。
二級電源轉換器可包括降壓預調節器及隔離之匯流排轉換器。隔離之匯流排轉換器可係具有固定增益的隔離級，該固定增益係由變壓器匝數比設定。在此類轉換器中，降壓預調節器可控制匯流排轉換器之輸入電壓，以在輸出處達成所欲之電壓調節。
圖1繪示此種二級轉換器之一實施例，其包括降壓預調節器101及匯流排轉換器102。降壓預調節器101之輸出電壓橫跨電容器C2出現，該輸出電壓係輸入至匯流排轉換器102。圖2繪示類似之轉換器的實施例。圖2之轉換器200以與圖1之轉換器100實質上相同之方式操作，除了降壓預調節器控制MOSFET Q1可置於接地側以便更容易控制。可使用隔離驅動（諸如驅動器變壓器或位準偏移驅動器）來驅動匯流排轉換器202（或102）。圖3繪示轉換器300之示意圖，其仍是此架構的另一變化型，並包括輸出濾波器級中之電感器L2。
匯流排轉換器開關Q2及Q3係以180度異相及接近50%之工作週期操作，並在切換轉換之間具有小空滯時間。此空滯時間可經引入以避免Q2及Q3之交叉傳導，並亦以允許零電壓切換(zero voltage switching, ZVS)。跨電容器C2之降壓輸出電壓必須低於最小預期輸入電壓，其受限於降壓控制器之最大操作工作週期。圖1及圖2中之匯流排轉換器102/202可係操作於具有近正弦負載電流之實質邊界模式的諧振匯流排轉換器。可藉由變壓器及分割電容器C3及C4之寄生漏電感來判定諧振頻率。儲存於磁化電感中之能量可用於整個負載範圍內的零電壓切換(zero voltage switching, ZVS)轉換。相反地，圖3中所描繪的匯流排302轉換器可以實質梯形之負載電流波形來操作。零電壓轉換可取決於儲存於漏電感中之能量，且在一些實施例中，零電壓轉換可在較高負載下達成。
在前述實施例之各者中，匯流排轉換器變壓器TX1可使用經選擇以遞送所欲目標輸出電壓的匝數比。變壓器TX1亦可提供電流隔離，電流隔離在某些應用中可能是必要條件。控制電路（未圖示）可比較輸出電壓+V_OUT與固定參考電壓，並可控制降壓轉換器MOSFET Q1以達成輸出電壓調節。
此類系統可能受制於某些限制。例如，降壓轉換器可操作於轉換模式或邊界模式，但降壓轉換器僅在以遠高於50%之工作週期操作下才達成零電壓轉換。除此之外，若此類轉換器直接操作於各種離線應用中，諸如低電源配接器（例如90Vac至264Vac之輸入範圍），則降壓轉換器的效率可能是差的或甚至是相當差的。例如，在90Vac之最低ac輸入電壓及在全負載下，+V_IN可低至75VDC，其接近主體電壓谷值。反過來說，這需要非常低的降壓轉換器輸出電壓，例如在60V至70V之範圍內。低線效率可藉由使用額定用於非常低導通電阻之Q1裝置來有所改善。然而，高線電壓下之效率可能會因為對應的較高電容硬切換損耗而受到負面影響。
此類電路的另一限制是匯流排轉換器變壓器TX1由於在固定工作週期及固定輸入電壓下操作而經歷固定核心損耗。因此，匯流排轉換器之固定電力消耗可在非常低負載的情況下對效率及輸入電源造成負面影響，該等非常低負載的情況是在消費性電子產品中所使用之AC/DC轉接器的常見操作模式。
圖4繪示基於降壓預調節器401及匯流排轉換器402之經改良之二級電源轉換器400的示意圖，細節將於下文中敘述。轉換器400可藉由包括經選擇且經組態以在低電力AC/DC電源供應應用中實現高效能的至少二個態樣中之一或多者，而變成「增強」之二級電源轉換器。這二個態樣可包括：(1)具有經控制之突發操作的諧振匯流排轉換器；及(2)可調適軟切換邊界模式降壓預調節器。兩者在下文更詳細描述。 諧振匯流排轉換器
匯流排轉換器變壓器TX1之固有漏電感連同轉換器之外部佈局寄生電感可用於建立可在實質單位增益下操作的諧振匯流排轉換器500。此種諧振匯流排轉換器之等效電路係繪示於圖5中。電感器Lr不需要是離散電感器，而可係變壓器漏電感、一次側佈局寄生電感、及反射二次雜散電感之組合。可提供額外電感，例如以與一次繞組串聯之離散電感器的形式提供額外電感。此外，電路佈局可經設計以提供雜散及/或寄生電感之所欲位準。在任何情況下，此電感Lr結合輸入分割電容器Cr1及Cr2可形成諧振槽電路。此槽之諧振時間係藉由以下給定：
Figure 02_image001
除了用以避免二個MOSFET之交叉傳導的一短空滯時間之外，可以180度異相及實質上係50%之工作週期來操作MOSFET Qa及MOSFET Qb。此空滯時間亦可用於零電壓切換(ZVS)轉換。在下文敘述中，諧振匯流排轉換器500有時亦簡稱為「匯流排轉換器」。
在一些例示性實施例中，MOSFET Qa及MOSFET Qb可以約100ns至500ns之空滯時間運作，其中基於切換頻率及其他電路限制來選擇特定值。當Qa或Qb導通時，Lr與C3及C4之組合諧振，以在變壓器Tx1之一次繞組及各別二次繞組中產生正弦電流。Cr1及Cr2之值可經選擇以使得電路之半諧振時間
Figure 02_image003
實質上等於該等MOSFET之導通時間。此將導致在各個半循環中係以諧振頻率進行邊界模式操作。對於效能最佳化而言，電路可經設計以在各個半循環中以略高於或略低於諧振頻率操作。
作為上述切換操作之結果，在一次繞組磁化電感Lm中亦可建立三角形形狀之磁化電流。一次電感可經選擇，使得在一次繞組中建立適當的磁化電流，以在跨各別MOSFET將總「有效電容」放電的同時，達成在空滯時間期間的零電壓切換轉換。此「有效電容」包括該二個MOSFET之寄生汲極-源極電容、反射二次側整流器寄生電容、及變壓器之任何分路電容。因此，當各MOSFET斷開時，反射二次電流已經降至零或實質上接近零，且磁化電流在其峰處。
變壓器TX1之匝數比可經選擇以基於目標降壓輸出電壓而匹配任何所欲輸出電壓。
由於匯流排轉換器500以零電壓切換(ZVS)模式操作，該匯流排轉換器不會經歷電容導通切換損耗。再者，在斷開時，各MOSFET之電流非常低（即磁化電流)。因此，匯流排轉換器500之斷開切換損耗亦非常低，低至幾乎不存在的程度。因此，匯流排轉換器500有效地僅具有電阻損耗，此可允許以非常高之頻率操作。此外，切換空滯時間期間之電壓轉換可具有非常緩慢之上升時間，此可顯著減少共同模式雜訊發射。
圖6及圖7展示描繪圖5所示之諧振匯流排轉換器500之操作的特定波形。圖6繪示一次反射負載電流601，該一次反射負載電流在二個MOSFET開關之導通時間期間具有正弦性質並到達零位準。更具體而言，正弦負載電流之一個半循環係對應於每個各別切換裝置（由開關驅動信號603及604所繪示）之導通時間。當該等開關啟用時，一次磁化電流602以三角形方式斜波化。圖7繪示開關之ZVS操作（特別是針對開關Qb，而開關Qa實質上類似，但180度異相）。更具體而言，圖7描繪用於開關Qb之驅動信號704（對應於圖6所繪示之驅動信號604）。圖7亦描繪開關之汲極至源極電壓702，可以看到該汲極至源極電壓在導通時低於零。
前述諧振匯流排轉換器500係半橋諧振匯流排轉換器。然而，亦可將諧振匯流排轉換器建構成全橋諧振匯流排轉換器800（繪示於圖8中）。MOSFET Qa及MOSFET Qa1（即相對橋臂中之對應開關）可在一個半循環中同時驅動，而MOSFET Qb及MOSFET Qb1可在另一個半循環中同時驅動。漏電感Lr及串聯諧振電容器Cr形成諧振槽。電路操作實質上類似於上文中參照圖5至圖7所討論的半橋諧振匯流排轉換器。在一些實施例中，例如，實現較低電力位準之實施例，由於電路複雜度及部件數減少，故半橋諧振匯流排轉換器可係較佳選擇；然而，可取決於特定應用需求而使用任一實施例。
如上文所述，所說明之諧振匯流排轉換器產生輸出電壓，該輸出電壓係諧振匯流排轉換器之輸入電壓的固定倍數（該倍數係由變壓器Tx1之匝數比所判定）。由於此類諧振匯流排轉換器不具有獨立於其等之輸入電壓之外調節其等之輸出電壓的能力，故降壓預調節器901可與諧振匯流排轉換器902結合以形成圖9中所繪示的二級轉換器900。MOSFET Q1及MOSFET Q2連同二極體D3、電感器L1、及電容器C2形成降壓預調節器級901。開關Q1作用為降壓轉換器操作中之電源控制開關，且開關Q2執行反向電流控制及/或ZVS控制的功能。降壓轉換器901可以峰值電流控制模式操作，並具有邊界模式操作。二極體D3作用為降壓轉換器之續流(freewheeling)整流器。在一些實施例中，開關Q2亦可作用為額外的續流元件/同步整流器。在一些此類實施例中，取決於例如所使用之特定半導體技術而可省略D3。然而，對於至少一些實施例而言，保留二極體D3係有利的。
使用上文提及之峰電流模式控制的降壓轉換器901的操作可如下所示。當開關Q1導通時，來自輸入源+V_IN的電流斜線上升進入電感器L1、電容器C2、經由匯流排轉換器反射之負載阻抗，最後進入電流感測電阻器R1，返回至輸入源。可由降壓控制器轉換器903使用跨R1之電流感測信號電壓(CS1)來斷開開關Q1，電流值到達控制電路所設定的峰值電流限制。誤差放大器904可經組態以比較轉換器輸出電壓(+V_OUT)與固定參考電壓(+VREF)，以設定用於降壓轉換器的峰值電流限制，該峰值電流限制可係提供至控制器903的信號905。在一些實施例中，誤差放大器904及相關聯之電路系統可係控制器903的部分。這些組件一起形成用於二級轉換器的控制電路系統。
當開關Q1（在到達誤差放大器904所設定之峰值電流限制後）由控制器903斷開時，流經電感器L1的電流移轉至二極體D3與開關Q2之本質本體二極體（其具有與之串聯之電阻器R2）的並聯組合。開關Q2可在二極體D3開始導通時立即導通，此將是零電壓切換(ZVS)轉換。因此，開關Q2並未經歷任何電容切換損耗。在一些實施例中，開關Q2可經調整尺寸以稍微小於開關Q1，且因此可具有較高的導通電阻。因此，二極體D3可載運大部分電感器電流。然而，如上所述，若開關Q2具有足夠低的導通電阻，則其可被用作同步整流器，且在至少一些實施例中可省略續流二極體D3。然而，這樣的選擇可隨針對一特定應用之設計目標及成本限制而變動。
一旦儲存於降壓電感器L1中之能量耗盡，流經二極體D3之電流會下降至零。然後，由於儲存在電容器C2中之能量，故電感器中之電流反向，此驅動反向電流通過開關Q2（及串聯電阻器R2）。跨電阻器R2之電壓降（即信號CS2）可用以提供反向電流(I_rev)感測信號至控制器903。當反向電流感測信號CS2到達預定臨限（對應於所欲反向電流位準）時，開關Q2可由控制器903斷開。儲存於電感器L1中之能量因反向電流而可導致開關Q2之汲極節點上升，直到跨開關Q1之有效電容被放電。接著，開關Q1可在ZVS轉換中由控制電路903導通。應理解的是，允許反向電流通過電感器L1的理由是為了達成開關Q1的ZVS導通。
在許多情況中，旨在用於低電力消費性電子裝置應用的電源轉換器係經組態以在廣泛範圍之公共輸入AC電壓上操作。例如，「通用」轉接器以從90Vac至265Vac之範圍的輸入電壓進行操作並非是不常見的。因此，經整流且經主體電容器器濾波之DC匯流排電壓可大幅變化。例如，當考量跨主體電容器之低頻率漣波時，DC匯流排電壓可在80Vdc與375Vdc之間變化。跨主體電容器之最低輸入DC匯流排電壓可例如對應於在最大負載下之90Vac供應，作為DC匯流排電壓之谷值。可基於主體濾波器電容器值的選擇來操控最低DC匯流排電壓至某種程度。對於採用圖9繪示之二級轉換器900的實施例而言，降壓預調節器901將總是具有小於單位增益。換句話說，降壓預調節器901之輸出電壓將總是低於其輸入電壓，因此，對於如上文所述之「通用」轉接器而言，其輸出將低於最低輸入DC電壓，例如＜80Vdc。在一些實施例中，降壓轉換器之最大工作週期可保持在90%至95%之範圍內，以對調節進行較佳控制。因此，對於一些實施例而言，降壓預調節器之輸出電壓可小於約72V。採用電容值相對較低之DC匯流體主體電容器的一些實施例可看到甚至更低的電壓。在針對使用二級轉換器（如圖9中所繪示者）之應用來決定操作降壓輸出電壓時，應將此類因素納入考量。
在下文討論中，將使用實例實施例來解釋二級轉換器900的操作。在所說明之實例中，DC輸入電壓之範圍可係80Vdc至375Vdc，且DC輸出電壓在最大5A下可係12Vdc（即60W轉換器），其可用作中階消費性膝上型電腦或類似負載的轉接器。由於半橋諧振匯流排轉換器900以實質單位增益操作，其變壓器TX1可經選擇以具有Np:Ns = 3:1的匝數比，其中Np係一次匝數，Ns係二次匝數。由於一次繞組因分割電容器Cr3及Cr4而看見一半的輸入電壓，故半橋諧振轉換器902的有效增益係6。因此，為了達成12V輸出電壓，降壓預調節器901之預期電壓調節位準係約72V。在實務上，由於在各種電阻電路元件及輸出整流器二極體中之電壓降，故電壓可稍微高於72V。然而，為了下列解釋之目的，故忽略此類電壓降。 降壓預調節器
在邊界模式降壓調節器中，在電源控制開關Q1啟用（即「導通」）期間，電源經遞送至負載，且能量係儲存於降壓電感器L1中。當開關Q1斷開時，儲存在L1中之能量係完全遞送至負載。一旦降壓電感器L1完全放電，在沒有開關Q2的情況下，反向電流藉由從儲存於電容器C2中之能量汲取電流而在電感器L1中自然地建立，這係由於電感器L1與在降壓電感器L1之輸入節點處所見之有效寄生電容之間的諧振動作。此類寄生電容可包括續流二極體D3之本質電容及MOSFET Q1之本質「汲極至源極」電容。若跨電容器C2之電壓係高於降壓調節器輸入電壓之一半（亦即，降壓轉換器工作週期大於50%或0.5），則諧振振鈴(resonant ringing)可完全放電在電感器L1輸入節點處之有效寄生電容。換言之，跨開關Q1本身之諧振振鈴(resonant ring)電壓的谷值可允許ZVS操作。
因此，控制電路903可經組態以比較降壓預調節器901之輸入電壓與其出現在電容器C2兩端的輸出電壓。每當輸出電壓高於輸入電壓之一半（亦即，工作週期大於＞0.5）時，可禁用反向電流控制開關Q2的操作。在此模式中，當降壓預調節器電源控制開關Q1之汲極至源極電壓因自然諧振振鈴而降至零伏特時，可導通該降壓預調節器電源控制開關。依據定義，此係零電壓切換(ZVS)事件。此操作可藉由直接或間接感測零電壓事件來實現，或可藉由一偵測到降壓電感器L1放電時便基於電路之諧振時間使用時序信號來實現。
替代地，在至少一些實施例中，不禁用反向電流控制開關Q2的操作，而是在降壓轉換器以工作週期＞0.5操作時，允許該反向電流控制開關運載小量的預定反向電流(I_rev_th)，其中I_rev_th ≥ 0。流於開關Q2中的此反向電流可藉由跨電阻器R2壓降之信號電壓(I_rev)來感測。此可顯著簡化控制操作。因此，在基於跨電阻器R2所感測之CS2信號而於降壓電感器L1中建立所設定之最小反向電流時，反向電流控制開關Q2可斷開。當反向電流控制開關Q2斷開時，降壓電感器L1中之反向電流中斷可導致反向電流控制開關Q2之汲極電壓上升直到降壓電感器L1之輸入節點處的電容完全放電為止，此舉允許電源控制開關Q1在ZVS情況下導通。
由於上文所討論之實例中的輸入電壓在80VDC至375VDC之間變化，故當輸入電壓實質上低於144V時，降壓電感器L1中所允許的反向電流可處於一固定低位準，而將導致降壓之工作週期為＞50%。在實際實施方案中，在當反向電流將無法達到用於目標輸出電壓之ZVS操作時的確切電壓位準可透過在工作台測試(bench testing)來找到。此可被識別為臨限電壓(Vth)，反向電流需要增加至高於該臨限電壓。一般而言，臨限電壓Vth會對應至降壓轉換器之工作週期將降至低於50%處的程度。從此Vth之位準及以上開始，反向電流隨著輸入電壓增加而增加。當降壓預調節器操作於最大DC輸入電壓時，降壓電感器L1中之反向電流需要是最高值。
反向電流之此增加可與來自臨限點Vth之輸入電壓具有線性或非線性關係，其中斜率係由在此節點處之電容行為的性質所決定。圖10繪示反向電流I_rev與輸入電壓V_in的各種可能關係。一般而言，隨著橫跨其的反向電壓增加，MOSFET及二極體展現減少之電容。相反地，與印刷電路板(PCB)佈局及變壓器相關聯的寄生電路電容可在此類電壓變化下保持恆定。在一些實施例中，可基於硬體測試來簡化及線性化增加之反向電流曲線的斜率。藉由實施數位控制器，可達成反向電流的較高粒度(granularity)。
圖9中所描繪的二級轉換器900的操作時序可解釋如下。為了下列說明之目的，假設所有操作偏壓均在啟動時序之前係可用的。在初始化時，降壓轉換器開關Q1及Q2保持斷開，而諧振匯流排轉換器開關Q3及Q4之操作係起始的。此二個開關可依預定的頻率及預定工作週期切換，該預定的頻率及工作週期可基於上文所說明之原理而判定。簡言之，諧振電容器C3及C4可經選擇，使得包含C3、C4、及變壓器TX1之總漏電感（包括外寄生電感）的諧振槽電路的半諧振頻率（由上述方程式給定）實質上等於開關Q3及Q4之導通時間，該等開關可以180度異相操作。此外，空滯時間（即開關Q3及Q4兩者皆斷開的時間期間）可經設定，使得Q3及Q4之ZVS操作係使用TX1之磁化電流來達成。此可能需要判定所需之TX1一次電感的迭代程序，以在例如希望是總切換期間之2%至5%的空滯時間中達成ZVS。
當開關Q3及Q4開始如上所述地操作時，將沒有跨電容器C2之電壓，這係因為降壓預調節器電源控制開關Q1已保持在斷開狀態中。因此，將沒有電流流經諧振槽或變壓器。在諧振匯流排轉換器開關Q3及Q4之起始操作之後，可允許降壓預調節器開始「緩啟動」。換言之，降壓轉換器可以峰值電流模式控制開始運行，逐漸增加峰值電流直到達到所欲之輸出電壓為止。
如上所述，誤差放大器904可經組態以比較輸出電壓+V_OUT與固定參考電壓(+VREF)。當輸出電壓到達參考電壓（例如，12Vdc調節電壓位準）時，可將誤差信號905饋送至控制器903，以透過諸如光耦合器之隔離機制來控制降壓電感器L1的尖峰電流。此外，如上文所述，降壓預調節器901可操作在具有經控制之反向電流(I_rev)的邊界模式或臨界傳導模式中，以達成電源控制開關Q1的ZVS操作。因此，降壓轉換器901有效地以可變頻率邊界模式操作。峰值電流在較輕的負載下可係較低的，其導致針對一給定固定輸入電壓而有較高之操作頻率。同樣地，對於固定峰值電流，較低之輸入電壓需要較長之Q1導通時間，對應於較低之操作頻率。 降壓預調節器損耗
圖11繪示降壓預調節器901的一些相關操作波形。藉由比較汲極至源極電壓曲線1101與電源控制開關閘極驅動信號1102，可看見電源控制開關Q1在ZVS情況下操作。（即，電源控制開關Q1的切換轉換對應於跨該開關之汲極至源極電壓係零時的時間。）否則，降壓預調節器901中之電力損耗可分成三種類別： (1)傳導損耗：這些損耗在性質上主要是電阻損耗，且隨著輸出電力降低而降低。傳導損耗遵循「I2 R」關係，其中R係電路之阻抗值，且I係導電元件中之RMS電流。降壓預調節器901中之例示性電阻元件包括開關、電感器繞組、電路佈局電阻、及電流感測器。此外，二極體損耗因PN接面之本質電阻而是部分電阻損耗，且二極體損耗亦因順向壓降而是部分線性的。 (2)切換損耗：因為上述之ZVS操作，這些損耗大部分不存在。因此，可忽略轉換器的切換損耗。由於ZVS操作並非完全無損（因為開關及其他電路電容的有損性質），相關之損耗可隨著遞送至負載之電力減少而略微增加（其對應於增加之操作頻率）。 (3)電感器中之磁化損耗：此包括鐵氧體核心中的磁滯損耗。因為降壓預調節器901以峰值電流控制模式操作，所以核心損耗隨輸出電力降低而減少。 (4)偏壓電力損耗：由於操作頻率隨著負載減少而增加，電路偏壓電力及切換裝置驅動電力在較低負載下可稍微增加。
如前述損耗之描述可見，當傳導器電力流通量減少時，傳導及磁芯損耗亦減少，而其他的切換損耗及偏壓電力損耗增加。結果，開始於最大額定電力且連續地減少輸出電力，將導致總降壓預調節器損耗減少至最小值然後開始增加。在此轉折點處，在「增加切換損耗及偏壓電力損耗」與「減少傳導損耗及磁芯損耗」之間達成平衡。針對低於此平衡點之電力流通量的電力損耗之減少可藉由「導通斷開(on-off)」或「突發模式(burst mode)」型控制來達成。在此模式中，峰值電流可在上文所述之轉折點處保持固定，且可交替地禁用及啟用整個降壓預調節器固塊以維持輸出調節。此模式亦可特稱為「能量控制模式(Energy Control Mode)」。 諧振匯流排轉換器電力損耗
諧振匯流排轉換器902中之電力損耗的性質稍微不同於降壓預調節器901中之電力損耗的性質。由於諧振匯流排轉換器902操作於實質固定之輸入電壓、固定頻率、及固定導通時間，故該諧振匯流排轉換器經歷固定電力損耗（其導因於變壓器中之磁化芯損耗）、偏壓電力損耗、及電容損耗。雖然諧振匯流排轉換器操作係ZVS（如上文所述），但是仍可經歷一些電容損耗，這是因為寄生電容器的損耗特性。
除了這些固定損耗外，諧振匯流排轉換器902亦可經歷「I2 R」關係中的電阻損耗。因為相對於流經轉換器之電流的正方形關係，這些損耗隨著負載一直下降至無負載狀況而顯著減少。換言之，當內部電力損耗開始增加時，諧振匯流排轉換器902不會看到如降壓預調節器901所看到之轉折點。此事實對非常低負載下之電力供應整體的效率可有顯著影響。此外，諧振匯流排轉換器902可經歷較高之「無負載輸入電力」，其在一些消費性電子裝置應用中可是不可接受的。因此，在一些實施例中，可能所欲的是諧振匯流排轉換器以一導通-斷開或「突發」模式操作，以減少電源轉換器在非常低負載下的平均損耗。然而，出於至少以下原因，此可能是棘手的問題。 「增強」二級轉換器操作
下文描述用於減少與圖9中描繪之二級轉換器900相關聯之總體損耗的控制技術。轉換器900可簡化表示為轉換器900’，如圖12所示（忽略與變壓器TX1相關聯之電流隔離）。因為降壓預調節器901在具有峰值電流模式控制之邊界模式下操作，所以降壓預調節器901所遞送之電流與由負載電阻器R_load所汲取之輸出負載電流成正比。因此，降壓預調節器級901在圖12中係表示為電流源I1 (901’)。類似地，諧振匯流排轉換器902’可由開關S1表示，該開關簡單地將電流源I1與輸出電容器C_out及負載電阻器R_load連結或斷開連結。當然，匯流排轉換器902/902’具有基於變壓器TX1之匝數比的固定增益，但是為了當前之討論，故忽略此增益，因為不需要解釋其操作概念。應注意的是，以開關S1表示之匯流排轉換器902’操作於實質上係100%之工作週期，忽略在二個控制開關之切換之間的短空滯時間。
電流源永遠無法被允許以開路模式操作，因為此舉可導致嚴重的高電壓。如圖12所示，電容器C_buck可允許匯流排轉換器902'/S1的短空滯時間/開路情況。換言之，電容器C_buck可在S1的短斷開時間間隔期間吸收由電流源I1遞送的能量，但不造成災難性的情況。此將使得跨電容器且在匯流排轉換器902’之輸入處出現的電壓上升。然而，此類開路情況相當短，例如不大於5%至10%之工作週期，所以電壓上升是可接受的。然而，在實務上，每當降壓預調節器901’操作時不允許匯流排轉換器902’關閉（因而產生開路），則是較佳的作法。
下文描述一種控制技術，其允許在導通斷開或突發模式中之降壓預調節器901/901’及諧振匯流排轉換器902/902’在輕負載狀況下時的安全操作。藉由特徵化降壓預調節器901/901’之硬體，可判定此第一電源級應進入導通斷開模式之轉折點。例如，此轉折點將對應於特定輸出電流。在此轉折點處，用於降壓預調節器901/901’之最小峰值電流命令可由誤差放大器904（圖9）所產生之一控制信號(V_comp)來設定。當峰電流控制信號達到預設較低臨限「V_burst_1」時，可禁用降壓預調節器901/901’。隨後，在完成控制開關Q3及Q4（圖9）的當前最後切換週期之後，亦可禁用諧振匯流排轉換器902/902’。
一旦二個級（即降壓預調節器901/901’及諧振匯流排轉換器902/ 902’）均經禁用，這二個電源級中之相關聯的損耗將變成零。輸出電容器C_out可繼續遞送電力至負載，直到輸出電壓下降至低於經設定之調節位準為止。低於經設定之調節位準的輸出電壓可導致由誤差放大器904所遞送之控制信號905增加。當峰值電流控制信號到達預設較高臨限「V_burst_2」時，可重新啟用降壓預調節器901/901’及諧振匯流排轉換器902/902’。二個峰值電流控制臨限V_burst_1與V_burst_2之間的差值為導通斷開/突發模式提供了遲滯現象，其可增強操作的穩定性及可預測性。此外，上述技術防止降壓預調節器901/901’於開路模式中操作，從而防止災難性的高電壓情況。
上述控制技術之變化型亦是可行的。例如： (1)一旦感測到較低之控制電壓(V_comp)臨限「V_burst_1」，可同時禁用降壓預調節器901/901’及諧振匯流排轉換器902/902’。當達到較高之控制電壓臨限「V_burst_2」時，可再次啟用二個轉換器。 (2)一旦感測到較低之控制電壓臨限「V_burst_1」，可先禁用降壓預調節器901/901’，而在允許固定數目之切換週期M切換週期之後才禁用諧振匯流排轉換器902/902’，其中M大於或等於0。當達到較高之高控制電壓臨限「V_burst_2」時，可先啟用諧振匯流排轉換器902/902’，然後可在匯流排轉換器之N切換週期之後啟用降壓預調節器901/901’，其中N大於或等於0。
圖13繪示顯示電力輸出逐漸減少至轉折點時的導通斷開/突發模式操作的時序圖。V_comp係由誤差放大器904傳遞之控制電壓，其設定降壓預調節器901/901’之峰值電流位準。Bus_PWM1及Bus_PWM2係用於諧振匯流排轉換器開關Q3及Q4的二個互補之驅動信號。圖13顯示當導通斷開/突發控制模式啟用時V_comp在轉折點處的行為。V_comp從V_burst_1增加至V_burst_1（及相反情況）所需的時間期間係隨著二級轉換器上之輸出負載及誤差放大器控制迴路之速度而變動。此外，為了防止變壓器TX1中之單極DC通量，相關匯流排轉換器開關之第一脈衝的導通持續時間可減少至其正常持續時間的一半，例如，藉由遮蔽其正常導通持續時間的前半時間。此可見於圖13中之當BUS_PWM1在導通關閉模式期間被啟用的第一脈衝期間。
因此，當此二級轉換器如上所述操作時，可在廣泛範圍之負載狀況下實現高效率。由於二級轉換器之所有電源開關均操作於ZVS模式，故可採用較高切換頻率操作，其可有利地允許新帶隙半導體裝置的應用，諸如氮化鎵(GaN)裝置。
上文描述採用降壓預調節器及諧振匯流排轉換器之二級電源轉換器的例示性實施例。此類系統可用於多種應用中，但當與用於消費性電子裝置之電源配接器一起使用時，此類系統可係特別有利的。此外，雖然已描述許多特定特徵及各種實施例，但應理解，除非另說明為互相排斥，否則該等各種特徵及實施例可在特定實施方案中以各種組合方式結合。因此，上文描述之各種實施例僅以說明之方式提供，且不應經組成以限制本揭露之範疇。可在不脫離本揭露之範疇且不脫離申請專利範圍之範疇的情況下，對本文中之原理及實施例進行各種修改及改變。
100:轉換器 101:降壓預調節器 102:匯流排轉換器 200:轉換器 202:匯流排轉換器 300:轉換器 400:二級電源轉換器 401:降壓預調節器 402:匯流排轉換器 500:諧振匯流排轉換器、匯流排轉換器 601:一次反射負載電流 603,604:開關驅動信號、驅動信號 702:汲極至源極電壓 704:驅動信號 800:全橋諧振匯流排轉換器 900:二級轉換器、半橋諧振匯流排轉換器 900’:轉換器 901’:電流源、降壓預調節器 902’:匯流排轉換器 901:降壓預調節器、降壓預調節器級、降壓轉換器 902:諧振匯流排轉換器、半橋諧振轉換器 903:降壓控制器轉換器、控制器 905:信號、誤差信號、控制信號 904:誤差放大器 1101:汲極至源極電壓曲線 1102:電源控制開關閘極驅動信號 Bus_PWM1,Bus_PWM2:驅動信號 C2:電容器 C3,C4:分割電容器 C_buck:電容器 C_out:輸出電容器 Cr:串聯諧振電容器 Cr1,Cr2:輸入分割電容器 Cr3,Cr4:分割電容器 CS2:信號、反向電流感測信號 D3:二極體 I_rev:反向電流 I_rev_th:預定反向電流 I1:電流源 L1:電感器、降壓電感器 L2:電感器 Lm:一次繞組磁化電感 Lr:電感器、電感、漏電感 Q1:降壓預調節器控制MOSFET、MOSFET、開關、電源控制開關、降壓預調節器電源控制開關、降壓轉換器開關 Q2:匯流排轉換器開關、MOSFET、開關、反向電流控制開關、降壓轉換器開關 Q3:匯流排轉換器開關、諧振匯流排轉換器開關、開關、控制開關 Q4:諧振匯流排轉換器開關、開關、控制開關 Qa,Qa1,Qb,Qb1:MOSFET R_load:負載電阻器 R1:電流感測電阻器 S1:開關 V_burst_1:預設較低臨限 V_burst_2:預設較高臨限 V_comp:控制信號 V_in: 輸入電壓 Vth:臨限電壓 TX1:匯流排轉換器變壓器 +V_IN:輸入源 +V_OUT:輸出電壓、轉換器輸出電壓 +VREF:固定參考
〔圖1〕繪示包括降壓預調節器及匯流排轉換器之二級轉換器的一實施例； 〔圖2〕繪示包括降壓預調節器及匯流排轉換器之二級轉換器的一替代實施例； 〔圖3〕繪示包括降壓預調節器及匯流排轉換器之二級轉換器的另一替代實施例，其包括輸出濾波器級中之電感器； 〔圖4〕繪示基於降壓預調節器及匯流排轉換器之經改良之二級電源轉換器的示意圖； 〔圖5〕繪示諧振匯流排轉換器之等效電路； 〔圖6〕及〔圖7〕展示描繪圖5所示之諧振匯流排轉換器500之操作的特定波形； 〔圖8〕繪示全橋式諧振轉換器； 〔圖9〕繪示包括降壓預調節器及匯流排轉換器之二級轉換器的另一實施例； 〔圖10〕繪示反向電流與用於降壓預調節器級之輸入電壓之間的各種可能關係； 〔圖11〕繪示降壓預調節器之一些特定操作波形； 〔圖12〕繪示包括降壓預調節器及匯流排轉換器之二級轉換器的簡化示意圖； 〔圖13〕繪示顯示電力輸出逐漸減少至轉折點時的導通斷開/突發模式操作的時序圖。
100:轉換器
101:降壓預調節器
102:匯流排轉換器

Claims (26)

  1. 一種二級電源轉換器，其包含： 一降壓預調節器級，其經組態以接收一輸入電壓並產生低於該輸入電壓之一中間電壓； 一諧振匯流排轉換器級，其經組態以接收該降壓預調節器級所產生之該中間電壓，並產生一輸出電壓，該輸出電壓係該中間電壓之一固定倍數；及 一控制電路系統，其耦合至該降壓預調節器級及該諧振匯流排轉換器級，其中該控制電路系統經組態以執行下列中之至少一者： 該降壓預調節器級之可調適軟切換邊界模式操作；及 該諧振匯流排轉換器之經控制突發模式操作。
  2. 如請求項1之二級電源轉換器，其中該諧振匯流排轉換器係一半橋，該半橋包含： 第一切換裝置及第二切換裝置，其等跨該中間電壓串聯耦合； 第一諧振電容器及第二諧振電容器，其等跨該中間電壓串聯耦合；及 一變壓器，其具有一一次繞組，該一次繞組耦合於該第一切換裝置及該第二切換裝置之一接面與該第一諧振電容器及該第二諧振電容器之一接面之間，該變壓器亦具有至少一二次繞組，該至少一二次繞組藉由一或多個整流器裝置耦合至該二級轉換器之一輸出； 其中： 該第一切換裝置與該第二切換裝置係以180度異相交替操作於具有一空滯時間之一約50%之工作週期，以防止交叉導通，從而在該變壓器一次繞組中產生一正弦電流；且 該諧振匯流排轉換器經組態以達成該第一切換裝置及該第二切換裝置之零電壓切換。
  3. 如請求項2之二級電源轉換器，其中該第一諧振電容器及該第二諧振電容器經組態以與該轉換器之寄生電感諧振。
  4. 如請求項2之二級電源轉換器，其中該第一諧振電容器及該第二諧振電容器經組態以與一離散電感器諧振。
  5. 如請求項1之二級電源轉換器，其中該諧振匯流排轉換器係一全橋，該全橋包含： 第一切換裝置及第二切換裝置，其等跨該中間電壓串聯耦合； 第三切換裝置及第四切換裝置，其等跨該中間電壓串聯耦合；及 一諧振電路，其包括至少一諧振電容器及一變壓器一次繞組，該變壓器一次繞組耦合於該第一切換裝置及該第二切換裝置之一接面與該第三切換裝置及該第四切換裝置之一接面之間，其中該變壓器亦具有至少一二次繞組，該至少一二次繞組藉由一或多個整流器裝置耦合至該二級轉換器之一輸出， 其中： 該第一切換裝置及該第三切換裝置與該第二切換裝置及該第四切換裝置係以180度異相交替操作於具有一空滯時間之一約50%之工作週期，以防止交叉導通，從而在該變壓器一次繞組中產生一正弦電流；且 該諧振匯流排轉換器經組態以達成該第一切換裝置及該第二切換裝置之零電壓切換。
  6. 如請求項5之二級電源轉換器，其中該諧振電路包括一離散電感器。
  7. 如請求項1之二級電源轉換器，其中該降壓預調節器級包含： 一第一切換裝置及一第二切換裝置，其等跨該輸入電壓串聯耦合，其中該第一切換裝置係一電源控制開關，且該第二切換裝置係一反向電流控制開關； 一降壓電感器，其耦合於該第一切換裝置及該第二切換裝置之一接面與該諧振匯流排轉換器之一輸入之間； 一續流二極體，其與該反向電流控制開關並聯耦合； 一第一電流感測器，其耦合至該控制電路系統並經組態以在該第一切換裝置之一導通時間期間感測該降壓預調節器電流；且 一第二電流感測器，其耦合至該控制電路系統並經組態以在該第一切換裝置之一斷開時間期間感測續流電流。
  8. 如請求項7之二級電源轉換器，其中該第一電流感測器係一電流感測電阻器，該電流感測電阻器在該第一切換裝置之一導通時間期間至少與該降壓電感器串聯連接。
  9. 如請求項7之二級電源轉換器，其中該第二電流感測器係一電流感測電阻器，該電流感測電阻器與該第二切換裝置串聯連接。
  10. 如請求項7之二級電源轉換器，其中該控制電路系統經組態以藉由以下執行該降壓預調節器級之可調適軟切換邊界模式操作： 導通該第一切換裝置，導致一電流流經該降壓電感器； 比較該第一電流感測器之一輸出與一峰值電流命令，該峰值電流命令係該控制電路從該二級轉換器之一輸出電壓導出； 當通過該降壓電感器之電流達到該峰值電流時，斷開該第一切換裝置； 在斷開該第一切換裝置之後導通該第二切換裝置； 使用該第二電流感測器偵測通過該第二切換裝置之一反向電流；且 回應於該反向電流而在一零電壓切換轉換中導通該第一切換裝置。
  11. 如請求項1之二級電源轉換器，其中該控制電路系統經組態以藉由以下執行該諧振匯流排轉換器之經控制突發模式操作： 偵測該降壓預調節器級之切換及偏壓電力損耗以及該降壓預調節器級之傳導及磁芯損耗處於平衡之一點處或低於該點處的一負載狀況；且 回應於此負載狀況而短暫且間歇地禁用及啟用該降壓預調節器級及該諧振匯流排轉換器級之切換。
  12. 如請求項11之二級電源轉換器，其中該控制電路系統經組態以藉由偵測低於一第一預定臨限之一負載電流下之一較低禁用控制訊號及一較高啟用控制訊號，來偵測該降壓預調節器級之切換及偏壓電力損耗以及該降壓預調節器級之傳導及磁芯損耗處於平衡之一點處或低於該點處的該負載狀況。
  13. 如請求項11之二級電源轉換器，其中該控制電路系統經組態以回應於一控制信號達到一第一臨限而進入該經控制突發模式，且其中該控制電路系統經組態以回應於該控制信號達到一第二臨限而離開該經控制突發模式。
  14. 如請求項11之二級電源轉換器，其中短暫且間歇地禁用及啟用該降壓預調節器級及該諧振匯流排轉換器級之切換包含：回應於各別禁用及啟用控制訊號而同時禁用及啟用該降壓預調節器級及該諧振匯流排轉換器級之切換。
  15. 如請求項11之二級電源轉換器，其中短暫且間歇地禁用及啟用該降壓預調節器級及該諧振匯流排轉換器級之切換包含：回應於一禁用控制訊號而先禁用該降壓預調節器級之切換再禁用該諧振匯流排轉換器級，及回應於一啟用控制訊號而先啟用該諧振匯流排轉換器之切換再啟用該降壓預調節器級。
  16. 一種操作具有一第一降壓預調節器級及一第二諧振匯流排轉換器級之一二級轉換器的方法，該方法包含該降壓預調節器級之可調適軟切換邊界模式操作，包括： 導通該降壓預調節器級之一電源控制切換裝置，導致一電流流經該降壓預調節器級之一降壓電感器； 比較通過該降壓電感器之一感測電流與一峰值電流命令，該峰值電流命令係從該二級轉換器之一輸出電壓導出； 當通過該降壓電感器之電流達到該峰值電流時，斷開該第一切換裝置； 在斷開該第一切換裝置之後，導通該降壓預調節器級之一反向電流控制切換裝置； 偵測通過該反向電流控制切換裝置之一反向電流；且 回應於該反向電流而在一零電壓切換轉換中導通該電源控制切換裝置。
  17. 如請求項16之方法，其進一步包含執行該諧振匯流排轉換器之經控制突發模式操作，包括： 偵測該降壓預調節器級之切換及偏壓電力損耗以及該降壓預調節器級之傳導及磁芯損耗處於平衡之一點處或低於該點處的一負載狀況；且 回應於此負載狀況而短暫且間歇地禁用及啟用該降壓預調節器級及該諧振匯流排轉換器級之切換。
  18. 如請求項17之方法，其中偵測該降壓預調節器級之切換及偏壓電力損耗以及該降壓預調節器級之傳導及磁芯損耗處於平衡之一點處或低於該點處的該負載狀況包含：偵測低於一第一預定臨限之一負載電流下之一較低禁用控制訊號及一較高啟用控制訊號。
  19. 如請求項17之方法，其進一步包含：回應於一控制信號達到一第一臨限而進入該經控制突發模式；及回應於該控制信號達到一第二臨限而離開該經控制突發模式。
  20. 如請求項17之方法，其中短暫且間歇地禁用及啟用該降壓預調節器級及該諧振匯流排轉換器級之切換包含：回應於各別禁用及啟用控制訊號而同時禁用及啟用該降壓預調節器級及該諧振匯流排轉換器級之切換。
  21. 如請求項17之方法，其中短暫且間歇地禁用及啟用該降壓預調節器級及該諧振匯流排轉換器級之切換包含：回應於一禁用控制訊號而先禁用該降壓預調節器級之切換再禁用該諧振匯流排轉換器級，及回應於一啟用控制訊號而先啟用該諧振匯流排轉換器之切換再啟用該降壓預調節器級。
  22. 一種操作具有一第一降壓預調節器級及一第二諧振匯流排轉換器級之一二級轉換器的方法，該方法包含該諧振匯流排轉換器之經控制突發模式操作，包括： 偵測該降壓預調節器級之切換及偏壓電力損耗以及該降壓預調節器級之傳導及磁芯損耗處於平衡之一點處或低於該點處的一負載狀況；且 回應於此負載狀況而短暫且間歇地禁用及啟用該降壓預調節器級及該諧振匯流排轉換器級之切換。
  23. 如請求項22之方法，其中偵測該降壓預調節器級之切換及偏壓電力損耗以及該降壓預調節器級之傳導及磁芯損耗處於平衡之一點處或低於該點處的該負載狀況包含：偵測低於一第一預定臨限之一負載電流下之一較低禁用控制訊號及一較高啟用控制訊號。
  24. 如請求項22之方法，其進一步包含：回應於一控制信號達到一第一臨限而進入該經控制突發模式；及回應於該控制信號達到一第二臨限而離開該經控制突發模式。
  25. 如請求項22之方法，其中短暫且間歇地禁用及啟用該降壓預調節器級及該諧振匯流排轉換器級之切換包含：回應於各別禁用及啟用控制訊號而同時禁用及啟用該降壓預調節器級及該諧振匯流排轉換器級之切換。
  26. 如請求項22之方法，其中短暫且間歇地禁用及啟用該降壓預調節器級及該諧振匯流排轉換器級之切換包含：回應於一禁用控制訊號而先禁用該降壓預調節器級之切換再禁用該諧振匯流排轉換器級，及回應於一啟用控制訊號而先啟用該諧振匯流排轉換器之切換再啟用該降壓預調節器級。
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