TWI875295B

TWI875295B - 多電平降壓轉換器

Info

Publication number: TWI875295B
Application number: TW112142868A
Authority: TW
Inventors: 劉國基; 楊大勇; 徐易民
Original assignee: 立錡科技股份有限公司
Priority date: 2023-06-08
Filing date: 2023-11-07
Publication date: 2025-03-01
Also published as: CN119109319A; US20240413749A1; TW202450236A; US12431802B2

Abstract

多電平降壓轉換器包括複數個開關、電感、飛電容以及控制電路。複數個開關耦接於輸入端和接地端之間，輸入端具有輸入電壓。電感耦接於複數個開關與輸出端之間，用以產生電感電流訊號。飛電容耦接於複數個開關，用以產生飛電容電壓。控制電路耦接於輸出端與複數個開關，用於根據反饋電壓與電感電流訊號產生複數個開關訊號。控制電路在具有雙斜率補償的谷值電流模式下操作。

Description

多電平降壓轉換器

本發明提供一種降壓轉換器，尤指一種在谷值電流模式下操作並具有雙斜率補償的多電平降壓轉換器。

多電平降壓轉換器是一種能夠處理高輸入電壓並實現高效率的降壓直流轉換器。它由複數個電容和開關組成，可在輸入和輸出之間產生兩者之間的電壓電平。每個開關的跨壓低於輸入電壓，這減少了開關損耗和半導體上的壓力。輸出電壓是透過控制每個開關的佔空比來調節。多電平降壓轉換器還可以使用小型電感和輸出濾波器，從而減少轉換器的大小和重量。多電平降壓轉換器可以是三電平降壓轉換器，其包括四個電容和四個開關。三電平降壓轉換器可以產生三個電平：輸入、輸出和輸入的一半，電容電壓平衡控制可確保每個電容保持其所需的電平。

多電平降壓轉換器可以使用 eGaN FET 來實現，相較於傳統的金氧半場效電晶體(MOSFET)， eGaN FET具有更低的導通電阻和更快的開關速度，可以進一步提高轉換器的效率和功率密度。

多電平降壓轉換器的早期開發包括：(1) 於2005年的IEEE應用電力電子會議暨博覽會上發表的「用於射頻功率放大器包絡追蹤的三電平降壓轉換器」；(2) 於2015年9月28日至30日舉行的IEEE 客製化積體電路會議（CICC）上發表的「0.4V∼1V 0.2A/mm2 70%效率500MHz 全集成數位控制三電平降壓穩壓器，採用22nm 三閘互補式金屬氧化物半導體(CMOS)封裝，具有片上高密度MIM電容」；(3) 於2016年6月15日至17日在IEEE VLSI電路研討會上發表的「具有即時校準和寬輸出範圍的 50MHz 5V 3W 90%效率的三電平降壓轉換器，適用於 65nm互補式金屬氧化物半導體(CMOS)中的快速 DVS」；及(4) 美國專利 9,866,113：“具有飛電容和電荷泵的多電平降壓轉換器”。

然而，這些早期發明具有顯著的缺點，例如用於電容電壓平衡的複雜電路和平衡迴路緩慢的回應時間。另一個問題在於，當開關訊號的佔空比在 50% 左右波動時（即，小於 50% 到大於 50%，反之亦然），就會出現不穩定。這種情況通常是由峰值電流模式控制引起的，因此需要一個解決方案來解決這些問題。

實施例提供了一種多電平降壓轉換器，包括複數個開關、電感、飛電容和控制電路，複數個開關耦接於輸入端和接地端之間，輸入端具有一輸入電壓。電感耦接於複數個開關與輸出端之間，用於產生電感電流訊號。飛電容耦接於複數個開關，用於產生飛電容電壓。控制電路耦接輸出端與複數個開關，用於根據反饋電壓與電感電流訊號產生複數個開關訊號。控制電路在具有雙斜率補償的谷值電流模式下操作。

另一實施例提供了一個多電平降壓轉換器，包括複數個開關、電感、飛電容、控制電路和VCF補償電路。複數個開關耦接於輸入端和接地之間，輸入端具有輸入電壓。電感耦接於複數個開關與輸出端之間，用以產生電感電流訊號。飛電容耦接於複數個開關，以產生飛電容電壓。控制電路耦接輸出端與複數個開關，用於根據反饋電壓與電感電流訊號產生複數個開關訊號。控制電路在具有雙斜率補償的谷值電流模式下操作。VCF補償電路耦接於控制電路，用於根據輸入電壓和飛電容電壓產生佔空比補償訊號，佔空比補償訊號平衡飛電容電壓。

另一實施例提供多電平降壓轉換器，包括第一開關、第二開關、第三開關和第四開關、電感、飛電容、誤差放大器、第一求和模組、第二求和模組、第三求和模組、第一比較器、第二比較器、第一正反器、第二正反器、第一緩衝器、第二緩衝器、第三緩衝器及第四緩衝器。第一開關包括耦接於輸入端的第一端、第二端、以及控制端。第二開關包括耦接於第一開關的第二端的第一端、第二端和控制端。第三開關包括耦接於第二開關的第二端的第一端、第二端、以及控制端。第四開關包括耦接於第三開關的第二端的第一端、耦接於接地端的第二端以及控制端。電感耦接於第二開關的第二端與輸出端之間，用以產生電感電流訊號。飛電容耦接於第一開關的第二端與第三開關的第二端之間，用於產生飛電容電壓。誤差放大器包括耦接於反饋端以接收反饋電壓的反相端、用於接收參考電壓的正相端，以及用於輸出誤差放大電壓的輸出端。第一求和模組耦接於誤差放大器的輸出端，用於根據第一斜坡訊號與誤差放大電壓產生第一斜率補償訊號。第二求和模組耦接於誤差放大器的輸出端，用以根據第二斜坡訊號與誤差放大電壓產生第二斜率補償訊號。第三求和模組耦接於電感，用於根據電感電流訊號與偏壓電壓產生電感求和訊號。第一比較器包括耦接於第三求和模組的反相端、耦接於第一求和模組的正相端，以及用於根據第一斜率補償訊號和電感求和訊號產生第一脈衝寬度調變 (pulse-width modulation, PWM) 訊號的輸出端。第二比較器包括耦接於第三求和模組的反相端、耦接於第二求和模組的正相端以及用於根據第二斜率補償訊號與電感求和訊號產生第二脈衝寬度調變訊號的輸出端。第一正反器包括：置位端，耦接於第一比較器的輸出端；重置端，用於接收第一時脈訊號；輸出端，耦接於第一開關的控制端，用於輸出第一開關訊號；以及反相輸出端耦接第四開關的控制端，用於輸出第四開關訊號。第二正反器包括：置位端，耦接於第二比較器的輸出端；重置端，用於接收第二時脈訊號；輸出端，耦接至第二開關的控制端，用於輸出第二開關訊號；以及反相輸出端耦接於第三開關的控制端，用於輸出第三開關訊號。第一緩衝器耦接於第一開關的控制端與第一正反器的輸出端之間。第二個緩衝器耦接於第二個開關的控制端與第二正反器的輸出端之間。第三緩衝器耦接於第三開關的控制端與第二正反器的反相輸出端之間。第四緩衝器耦接於第四開關的控制端與第一正反器的反相輸出端之間。

為了描述本發明創新面向的目的，以下針對特定實施方式描述。然而，本領域技術人員應瞭解到本文的教導可以多種不同的方式應用。本發明透過具有雙斜率補償的谷值電流模式控制的創新方法解決了上述限制。此方法簡化了飛電容的平衡過程，並消除了開關訊號佔空比偏離 50% 時所出現的不穩定性。

根據本發明，「谷值電流模式（valley current mode，VCM) 控制」指的是降壓轉換器中使用的一種類型的電流模式控制。在谷值電流模式控制中，開關的佔空比可以由電感電流波形的谷值而不是峰值來決定，與峰值電流模式控制相比具有多個優點，例如提高動態回應的時間、降低對負載變化的敏感性以及減少次諧波振盪的發生。然而，對於谷值電流模式控制，當佔空比偏離50%時，仍可能發生次諧波振盪，因此需要進行相當於電感電流上升斜率的斜率補償。

同樣根據本發明，「斜率補償」指的是用於提高電流模式控制降壓轉換器的穩定性和性能的技術，可應用於佔空比偏離 50% 的降壓轉換器。使用斜率補償時，會增加一個與電感串聯的電阻。在固定的時間內對此電阻的跨壓進行累加，並將結果從參考電壓中減去。這會有效地將電感電流波形的峰值向左移動，使轉換器更加穩定。由於電感電流波形的斜率不受負載電流的影響，斜率補償還可以有效降低降壓轉換器對負載變化的敏感度。

本說明書以範例並佐以附圖描述了本發明的一些實施例，現在詳細具體參考附圖，所示的細節是通過示例的方式並且僅出於對本發明所選的實施例的說明性討論的目的，且是為了提供有用且容易理解本發明的原理及概念方面的描述。因此，並沒有試圖示出比基本理解本發明所需的更詳細的本發明結構細節，結合附圖進行的描述可使本領域的技術人員了解如何在實務中實現本發明的幾種形式。

圖1為本發明一實施例之多電平降壓轉換器1的電路示意圖。多電平降壓轉換器1包括複數個開關10、20、30、40、飛電容50、電感60和控制電路100。開關10、20、30和40耦接於輸入端IN和接地端GND之間。輸入端IN具有輸入電壓VIN。電感60耦接於開關10、20、30、40與輸出端OUT之間，用於產生電感電流訊號ViL。飛電容50耦接於開關10、20、30及40，用於產生飛電容電壓VCF。控制電路100耦接於輸出端OUT與複數個開關10、20、30、40，用於根據反饋電壓VF與電感電流訊號ViL產生複數個開關訊號S1-S4。控制電路100在具有雙斜率補償的谷值電流模式下操作。飛電容電壓 VCF 在輸入電壓 VIN 的大約一半處實現自平衡。

第一開關10包括耦接於輸入端IN的第一端、第二端和控制端。第二開關20包括耦接於第一開關10的第二端的第一端、第二端和控制端。第三開關30包括耦接於第二開關20的第二端的第一端、第二端和控制端。第四開關40包括耦接於第三開關30的第二端的第一端、耦接於接地端GND的第二端以及控制端。電感60耦接於開關節點SX與輸出端OUT之間。飛電容50耦接於第一開關10的第二端和第三開關30的第二端之間。

控制電路100可以包括誤差放大器90、求和模組110、120和180、比較器150和160、正反器155和165。誤差放大器90可以包括：反相端，耦接於反饋端FB，用於接收反饋電壓VF；正相端，用於接收參考電壓VR；以及輸出端，用於輸出誤差放大電壓VEA。求和模組110可耦接於誤差放大器90的輸出端，用於根據第一斜坡訊號RMP1和誤差放大電壓VEA來產生第一斜率補償訊號XA。求和模組120可耦接於誤差放大器90的輸出端，用於根據第二斜坡訊號RMP2和誤差放大電壓VEA來產生第二斜率補償訊號XB。求和模組180可耦接於電感60，用以根據電感電流訊號ViL與偏壓電壓VB來產生電感求和訊號VI。比較器150可包括耦接於求和模組180的反相端、耦接於求和模組110的正相端、以及用於根據斜率補償訊號XA和電感求和訊號VI產生第一脈衝寬度調變 (pulse-width modulation, PWM)訊號PWM1的輸出端。比較器160可包括耦接於求和模組180的反相端、耦接於求和模組120的正相端、以及用於根據第二斜率補償訊號XB和電感求和訊號VI產生第二脈衝寬度調變訊號PWM2的輸出端。正反器155可以包括：置位端，耦接於比較器150的輸出端；重置端，用於接收第一時脈訊號CK1；輸出端，耦接於第一開關10的控制端，用於輸出第一開關訊號S1；以及反相輸出端，耦接於第四開關40的控制端，用於輸出第四開關訊號S4。正反器165可以包括：置位端，耦接於比較器160的輸出端；重置端，用於接收第二時脈訊號CK2；輸出端，耦接於第二開關20的控制端，用於輸出第二開關訊號S2；以及反相輸出端，耦接於第三開關30的控制端，用於輸出第三開關訊號S3。

應了解到，求和模組110、120和180可以是用於將類比訊號和/或數位訊號或其等效訊號相加的電路。

第一緩衝器15可耦接於第一開關10的控制端和正反器155的輸出端之間。第二緩衝器25可耦接於第二開關20的控制端和正反器165的輸出端之間。第三緩衝器35可耦接於第三開關30的控制端和正反器165的反相輸出端之間。第四緩衝器45可耦接於在第四開關40的控制端和正反器155的反相輸出端之間。

電阻80可耦接於輸出端OUT與誤差放大器90的反相端之間。另一個電阻85可耦接於接地端GND和誤差放大器90的反相端之間。電容70可耦接於輸出端OUT和接地端GND之間。

開關10、20、30和40配備有佔空比控制以經由電感60產生輸出電壓VO。飛電容50用在多電平降壓轉換器1中以產生電平。由於飛電容50沒有連接到接地端GND或任何其他參考電壓，因此飛電容電壓VCF (即飛電容50的跨壓)可以根據多電平降壓轉換器1的切換而快速改變。

第一斜坡訊號RMPl和第二斜坡訊號RMP2是反相的 (即180度相移)。第一斜坡訊號RMP1和第二斜坡訊號RMP2皆可具有鋸齒波。第一斜坡訊號RMP1的振幅實質上可與第二斜坡訊號RMP2的振幅相同。

透過將第一斜坡訊號RMP1與誤差放大電壓VEA相加來產生第一斜率補償訊號XA，透過將第二斜坡訊號RMP2與誤差放大電壓VEA相加來產生第二斜率補償訊號XB，電感求和訊號VI是透過將電感電流訊號ViL與偏壓VB相加而產生的。

比較器150將電感求和訊號VI與第一斜率補償訊號XA進行比較以產生第一脈衝寬度調變訊號PWM1，第一脈衝寬度調變訊號PWM1可透過正反器155控制開關10和40，也就是說，開關10和40可以分別透過開關訊號S1和S4來控制。類似地，比較器160將電感求和訊號VI與第二斜率補償訊號XB進行比較，以產生第二脈衝寬度調變訊號PWM2，第二脈衝寬度調變訊號PWM2可以透過正反器165控制開關20和30，也就是說，開關20和30可以分別透過開關訊號S2和S3進行控制。

當電感電流訊號ViL低於第一斜率補償訊號XA 時，第一開關10透過第一開關訊號S1導通，且當電感電流訊號ViL低於第二斜率補償訊號XB時，第二開關20透過第二開關訊號S2導通。第一開關訊號S1和第二開關訊號S2可以透過時脈訊號CK1和CK2被重置以分別截止第一開關10和第二開關20。

控制電路100可以在具有雙斜率補償的谷值電流模式下操作，時脈訊號CK1和CK2可以決定多電平降壓轉換器1的開關頻率，斜坡訊號RMP1和RMP2分別由時脈訊號CK1和CK2同步，時脈訊號CK1和CK2具有相同的固定頻率。

當第一開關10和第三開關30導通時，充電電流可以從輸入端IN經過第一開關10、飛電容50、第三開關30和電感60流至輸出端OUT。當第二開關20和第四開關40導通時，放電電流可以從飛電容50通過第二開關20和電感60流至輸出端OUT。為了使充電電流的大小實質上等於放電電流的大小，飛電容電壓VCF需要平衡在輸入電壓VIN的一半(即VIN/2)。

圖2為用於產生圖1中電感電流訊號ViL的電路示意圖。電感60具有電感值L1和寄生電阻DCR。具有阻值Rx的電阻210耦接於開關節點SX和差分放大器230的正相端。具有容值Cx的電容215耦接於差分放大器230的正相端和反相端之間。

當圖2的RLC電路的時間常數被適當調整時，電感電流iL1可以從電容215的跨壓Vcx獲得，跨壓Vcx也等於電感60的跨壓 (即由寄生電阻DCR產生的電壓)。電感電流iL1可由下式計算得出：

因此，差分放大器230可以基於電容215的跨壓Vcx來產生電感電流訊號ViL。

圖3為圖1中多電平降壓轉換器1的操作波形圖。此波形圖說明了開關訊號S1和S2的佔空比小於50%的情況。在這種情況下，輸出電壓VO小於輸入電壓VIN的一半（即，VO＜VIN/2）。第一時脈訊號CK1和第二時脈訊號CK2是反相的 (即180度相移)。斜坡訊號RMP1和RMP2分別根據時脈訊號CK1和CK2所產生，因此斜坡訊號RMP1和RMP2也是反相的。斜率補償訊號XA和XB是由誤差放大電壓VEA提升的斜坡訊號RMP1和RMP2，因此斜率補償訊號XA和XB分別具有與斜坡訊號RMP1和RMP2相同的波形。

在時間t0，第二時脈訊號CK2重置正反器165，使得第二開關訊號S2處於低電平。第一斜率補償訊號XA低於電感求和訊號VI，使得比較器150產生的第一脈衝寬度調變PWM1處於低電平。相似地，第二斜率補償訊號XB低於電感求和訊號VI，使得比較器160產生的第二脈衝寬度調變PWM2處於低電平。因此，正反器155產生的第一開關訊號S1和正反器165產生的第二開關訊號S2也處於低電平。在時間t0和t1之間，斜率補償訊號XA和XB隨著斜坡訊號RMP1和RMP2上升。

在時間tl，第一斜率補償訊號XA超過電感求和訊號VI，使第一脈衝寬度調變訊號PWMl被上拉至高電平。因此，第一開關訊號S1也被上拉至高電平，使第一開關10導通。與此同時，第三開關訊號S3維持在高電平，使得第三開關30維持導通。因此，開關節點SX處的電壓VX被拉至高電平。在時間t1和t2之間，由於開關10和30導通，開關20和40截止，因此電流可以從輸入端IN流出，流經第一開關10、飛電容50、第三開關30。和電感60至輸出端OUT。因此，電感電流訊號ViL以及電感求和訊號VI都會逐漸上升。

在時間t2，第一時脈訊號CK1重置正反器155，使得第一開關訊號S1被下拉至低電平。第一斜率補償訊號XA被下拉以與電感求和訊號VI交叉，使得比較器150產生的第一脈衝寬度調變訊號PWM1處於低電平。第二個斜率補償訊號XB尚未到達電感求和訊號VI，導致比較器160產生的第二脈衝寬度調變訊號PWM2保持在低電平。因此，正反器155產生的第一開關訊號S1和正反器165產生的第二開關訊號S2也處於低電平。因此，第一開關10和第二開關20截止，且第三開關30和第四開關40導通。開關節點SX處的電壓VX被拉至高電平。因此，在時間t2和t3之間，電感電流可以從電感60流經第三開關30和第四開關40到接地端GND。因此，電感電流訊號ViL以及電感求和訊號VI都會逐漸下降，且斜率補償訊號XA和XB隨著斜坡訊號RMP1和RMP2再次上升。

在時間t3，第二斜率補償訊號XB超過電感求和訊號VI，導致第二脈衝寬度調變訊號PWM2被上拉至高電平。因此，第二開關訊號S2也被上拉至高電平，導致第二開關20導通。與此同時，第四開關訊號S4維持高電平，使得第四開關40維持導通。因此，開關節點SX處的電壓VX被拉至高電平。在時間t3和t4之間，由於開關20和40導通並且開關10和30截止，所以電流可以從飛電容50流經第二開關20和電感60到輸出端OUT。結果，電感電流訊號ViL以及電感求和訊號VI都會逐漸上升。

在時間t4，第二時脈訊號CK2重置正反器165，使得第二開關訊號S2處於低電平。第一斜率補償訊號XA低於電感求和訊號VI，使得比較器150產生的第一脈衝寬度調變訊號PWM1處於低電平。相似地，第二斜率補償訊號XB低於電感求和訊號VI，使得比較器160產生的第二脈衝寬度調變訊號PWM2處於低電平。因此，正反器155產生的第一開關訊號S1和正反器165產生的第二開關訊號S2也處於低電平。

時間t0至t4是開關週期Tsw。多電平降壓轉換器1的操作以與開關週期Tsw相同的方式連續重複，因此這裡不再重複描述。另應了解到，由於電感電流iL1與電感求和訊號VI的波形實質上相同，因此在此不再單獨討論。

如圖3所示，時間t1和t2之間的電壓VX的高電平實質上等於輸入電壓VIN減去飛電容電壓VCF，其實質上等於輸入電壓VIN的一半(VIN-VCF=VIN /2）。時間t3和t4之間的高電平電壓VX實質上等於飛電容電壓VCF，也實質上等於輸入電壓VIN的一半(VCF＝VIN/2)。時間t2和t3之間的低電平電壓VX實質上等於接地參考電壓VGND。因此，透過上述操作，飛電容電壓VCF可以適當地平衡在輸入電壓VIN的一半(即VIN/2)。

圖4為圖1中多電平降壓轉換器1的另一操作波形圖。此波形圖說明了開關訊號S1和S2的佔空比大於50%的情況。在這種情況下，輸出電壓VO大於輸入電壓VIN的一半（即VO＞Vin/2）。第一時脈訊號CK1和第二時脈訊號CK2是反相的(即180度相移)。斜坡訊號RMP1和RMP2分別根據時脈訊號CK1和CK2所產生，因此斜坡訊號RMP1和RMP2也是反相的。斜率補償訊號XA和XB是由誤差放大電壓VEA提升的斜坡訊號RMP1和RMP2，因此斜率補償訊號XA和XB分別具有與斜坡訊號RMP1和RMP2相同的波形。

在時間t0，第二時脈訊號CK2重置正反器165，使得第二開關訊號S2處於低電平。正反器155產生的第一開關訊號S1為高電平。在時間t0和t1之間，斜率補償訊號XA和XB隨著斜坡訊號RMP1和RMP2上升。

在時間tl，第二斜率補償訊號XB到達電感求和訊號VI，導致第二脈衝寬度調變訊號PWM2被上拉至高電平，第一開關訊號S1保持高電平，使得第一開關10維持導通；第二開關訊號S2被上拉至高電平，導致第二開關20導通。與此同時，第三開關訊號S3也被下拉至低電平，使得第三開關30截止，第四開關40維持截止。因此，開關節點SX處的電壓VX被拉至高電平。在時間t1和t2之間，由於開關10和20導通，開關30和40截止，因此電流可以從輸入端IN流出，流經第一開關10、第二開關20和電感60，到輸出端OUT。因此，電感電流訊號ViL以及電感求和訊號VI都會逐漸上升。

在時間t2，第一時脈訊號CK1重置正反器155，使得第一開關訊號S1被下拉至低電平。第一斜率補償訊號XA被下拉至低於電感求和訊號VI，使得比較器150產生的第一脈衝寬度調變訊號PWM1處於低電平。此時第二斜率補償訊號XB尚未與電感求和訊號VI相交，因此比較器160所產生的第二脈衝寬度調變訊號PWM2仍維持在高電平。因此，正反器155產生的第一開關訊號S1被下拉至低電平，而正反器165產生的第二開關訊號S2保持在高電平。因此，開關10和30截止，而開關20和40導通。開關節點SX處的電壓VX被拉至低電平，因此在時間t2和t3之間，電流可以從飛電容50流經第二開關20和電感60到輸出端OUT。因此，電感電流訊號ViL以及電感求和訊號VI都會逐漸下降。而且，斜率補償訊號XA和XB隨著斜坡訊號RMP1和RMP2再次上升。

在時間t3，第一斜率補償訊號XA到達電感求和訊號VI，導致第一脈衝寬度調變訊號PWMl被上拉至高電平。因此，第一開關訊號S1也被上拉至高電平，導致第一開關10導通。此時，第二開關訊號S2保持高電平，使得第二開關20保持導通。因此，開關節點SX處的電壓VX被拉至高電平。在時間t3和t4之間，由於開關10和20導通，開關30和40截止，因此電流可以從輸入端IN流出，流經第一開關10、第二開關20和電感60，到輸出端OUT。因此，電感電流訊號ViL以及電感求和訊號VI都會再次逐漸上升。

在時間t4，第二時脈訊號CK2重置正反器165，使得第二開關訊號S2被下拉至低電平。由於此時第一斜率補償訊號XA尚未與電感求和訊號VI相交，因此比較器150所產生的第一脈衝寬度調變訊號PWM1維持在高電平，因此，正反器155產生的第一開關訊號S1保持在高電平。

多電平降壓轉換器1的操作以與開關週期Tsw相同的方式連續重複，因此這裡不再重複描述。另應了解到，由於電感電流iL1與電感求和訊號VI的波形實質上相同，因此在此不再單獨討論。

如圖4所示，時間t1和t2之間以及時間t3和t4之間的高電平電壓VX實質上等於輸入電壓VIN。時間t0和t1之間的電壓VX的低電平實質上等於輸入電壓VIN減去飛電容電壓VCF，實質上等於輸入電壓VIN的一半(VIN-VCF＝VIN/2)。時間t2和t3之間的低電平電壓VX實質上等於飛電容電壓VCF，實質上等於輸入電壓VIN的一半(VCF＝VIN/2)。因此，透過上述操作，飛電容電壓VCF可以適當地平衡在輸入電壓VIN的一半(即VIN/2)。

圖5為圖1中多電平降壓轉換器1的另一操作波形圖。在這個例子中，輸入電壓VIN設定為48V，輸出負載設計為2Ω。輸出電壓VO可依參考電壓VR在0V至40V之間調整。輸出電流IO和電感電流iL1因應於輸出電壓VO而變化。如圖5所示，當多電平降壓轉換器1在50％佔空比(即VO＝24V)時操作，電感電流iL1具有最少的漣波(次諧波)。此外，透過控制電路100，多電平降壓轉換器1中的平均飛電容電壓VCF(有漣波)可以自動平衡在輸入電壓VIN的一半(即VCF＝24V)。這顯示多電平降壓轉換器1可以在所有範圍 (即從0％到100％)下正常工作。

圖6為圖1中多電平降壓轉換器1的另一操作波形圖。當輸入電壓VIN在20V至80V變化時，輸出電壓VO可穩定在20V，此外，輸出電流IO可調節固定在20A，電感電流iL1具有因應於輸入電壓VIN而變化的漣波。透過控制電路100，在多電平降壓轉換器1中，平均飛電容電壓VCF(有漣波)可以自動平衡在輸入電壓VIN的一半(即VIN/2)。相似地，當多電平降壓轉換器1在50％的佔空比(即VIN＝40V)時操作，電感電流iL1具有最小的漣波。這顯示多電平降壓轉換器1可以在所有範圍 (即從0％到100％)下正常工作。此外，需要說明的是，上述例子中的飛電容電壓VCF和電感電流iL1的漣波可為三角波。

圖7為本發明另一實施例之多電平降壓轉換器2的電路示意圖。多電平降壓轉換器1與多電平降壓轉換器2的不同之處在於，多電平降壓轉換器2還包括耦接於控制電路100的VCF補償電路200。VCF補償電路200用於根據輸入電壓VIN和飛電容電壓VCF產生佔空比補償訊號。

VCF補償電路200可以包括減法模組210和增益調整模組250。減法模組210可接收一半的輸入電壓VIN (即VIN/2)和飛電容電壓VCF，並可相應地產生電壓差VD。增益調整模組250可耦接於減法模組210，用以根據電壓差VD產生佔空比補償訊號VDT。增益調整模組250的輸出可耦接於求和模組110和120。應了解到，減法模組210可以是用於對類比訊號和/或數位訊號進行減法的電路或同等裝置。增益調節模組250可以是比例積分器或同等裝置。

在本實施例中，求和模組110可以根據佔空比補償訊號VDT、第一斜坡訊號RMP1和誤差放大電壓VEA來產生第一斜率補償訊號XA。求和模組120可以根據佔空比補償訊號VDT的反相、第二斜坡訊號RMP和誤差放大電壓VEA來產生第二斜率補償訊號XB。當飛電容電壓VCF與輸入電壓VIN的一半(即VIN/2)之間的電壓差VD超過閾值時，可產生佔空比補償訊號VDT來微調開關訊號S1-S4的佔空比。因此，VCF補償電路200可以實現多電平降壓轉換器2的反饋穩定性。

與多電平降壓轉換器1類似，多電平降壓轉換器2包括複數個開關10、20、30和40、飛電容50、電感60和控制電路100。開關10、20、30和40耦接於輸入端IN和接地端GND之間。輸入端IN具有輸入電壓VIN。電感60耦接於開關10、20、30、40與輸出端OUT之間，用於產生電感電流訊號ViL。飛電容50耦接於開關10、20、30及40，用於產生飛電容電壓VCF。控制電路100耦接於輸出端OUT與複數個開關10、20、30、40，用於根據反饋電壓VF與電感電流訊號ViL產生複數個開關訊號S1-S4。控制電路100在具有雙斜率補償的谷值電流模式下操作。飛電容電壓 VCF 在輸入電壓 VIN 的大約一半處實現自平衡。

控制電路100可以包括誤差放大器90、求和模組110、120和180、比較器150和160、正反器155和165。誤差放大器90可以包括：反相端，耦接於反饋端FB，用於接收反饋電壓VF；正相端，用於接收參考電壓VR；以及輸出端，用於輸出誤差放大電壓VEA。

在這實施例中，求和模組110可以根據佔空比補償訊號VDT、第一斜坡訊號RMP1和誤差放大電壓VEA來產生第一斜率補償訊號XA。求和模組120可以根據佔空比補償訊號VDT的反相、第二斜坡訊號RMP和誤差放大電壓VEA來產生第二斜率補償訊號XB。

求和模組180可以耦接於電感60，用於根據電感電流訊號ViL和偏壓VB來產生電感求和訊號VI。比較器150可包括耦接於求和模組180的反相端、耦接於求和模組110的正相端、以及用於根據斜率補償訊號XA和電感求和訊號 VI產生第一脈衝寬度調變訊號PWM1的輸出端。比較器160可包括耦接於求和模組180的反相端、耦接於求和模組120的正相端、以及用於根據第二斜率補償訊號XB和電感求和訊號 VI產生第二脈衝寬度調變訊號PWM2的輸出端。正反器155可以包括：置位端，耦接於比較器150的輸出端；重置端，用於接收第一時脈訊號CK1；輸出端，耦接於第一開關10的控制端，用於輸出第一開關訊號S1；以及反相輸出端，耦接於第四開關40的控制端，用於輸出第四開關訊號S4。正反器165可以包括：置位端，耦接於比較器160的輸出端；重置端，用於接收第二時脈訊號CK2；輸出端，耦接於第二開關20的控制端，用於輸出第二開關訊號S2；以及反相輸出端，耦接於第三開關30的控制端，用於輸出第三開關訊號S3。

當飛電容電壓VCF與輸入電壓VIN的一半(即VIN/2)之間的電壓差VD超過閾值時，可產生佔空比補償訊號VDT來微調開關訊號S1-S4的佔空比。因此，VCF補償電路200可以實現多電平降壓轉換器2的反饋穩定性。

除了反饋穩定性之外，多電平降壓轉換器2的工作原理與多電平降壓轉換器1幾乎相同。因此，在此不再重複描述。

實作方式已詳細描述以供參考，其範例在附圖中展示。在上面的詳細描述中，已經闡述了許多具體細節以便對各種所描述的實現有透徹理解。然而，在沒有這些特定細節的情況下也可以實踐所描述的各種實施方式對於本領域普通技術人員來說是顯而易見的。在此沒有詳細描述在其他情況下眾所周知的方法、過程、組件、電路和網路，以免不必要地模糊實施方面。

在本文所述的各種實施方式的描述中使用的術語僅是為了描述特定實施方式，其目的並非進行限制。在各種所描述的實施方式和所附請求項的描述中所使用的，單數形式「一」、「一個」和「該」也包括複數形式，除非上下文清楚地另有指示。也應了解到，本文所使用的術語「和/或」是指並涵蓋一個或多個相關列出項目的任何和所有可能的組合。也應了解到，術語「包括」、「包含」、「包含」和/或「包含」用於本說明書中時，指定所陳述的特徵、整數、步驟、操作、元件和/或組件的存在，但不排除一個或多個其他特徵、整體、步驟、操作、元件和/或組件的存在或添加。

此外，在說明書和權利要求中，可使用術語「耦接」和「連接」以及它們的衍生詞。在一些實施例中，「連接」可以用來指示兩個或更多元件彼此直接物理或電性接觸，「耦接」可以意味著兩個或多個元件直接物理或電性接觸。然而，「耦接」也可以意味著兩個或多個元素可以不彼此直接接觸，但仍然可以彼此協作或互動。

用於實現結合本文所揭露的方面所描述的各種說明性元件、邏輯、邏輯區塊、模組和電路的硬體和資料處理裝置可以用通用單晶片處理器或多晶片處理器、數位訊號處理器(digital signal processor，DSP)、專用積體電路(application specific integrated circuit，ASIC)、現場可程式閘陣列(field programmable gate array，FPGA) 或其他可程式邏輯元件(programmable logic device，PLD)、離散閘門或電晶體邏輯、離散硬體元件或任意組合旨在執行此處所述的功能來實現或執行。通用處理器可以是微處理器，或任何傳統的處理器、控制器、微控制器或狀態機。處理器也可實現為計算設備的組合，例如DSP和微處理器的組合、多個微處理器、與DSP核結合的一個或多個微處理器、或任何其他這樣的配置。在一些實施方式中，特定流程、操作和方法可以由特定功能的電路來執行。

本揭露所描述的實施方式的各種修改對於本領域普通技術人員來說是顯而易見的，且本文中定義的一般原理可在不脫離本公開的精神或範圍的狀況下應用於其他實施方式。因此，請求項並非限於本文所示的實施方式，而是符合與本揭露、本文揭露的原理和新穎特徵一致的最寬範圍。

此外，在本說明書中所描述的單獨分開實現的多種特徵可以在單一實現方式中組合實現。相反，在單一實現中所描述的多種特徵也可以單獨地在多個實現中或以任何合適的子組合來實現。因此，雖然特徵可能在上面被描述為在特定組合中起作用，甚至最初如此要求請求項，但是在一些情況下可以從所要求保護的組合中刪除來自所要求保護的組合的一個或多個特徵，並且所要求保護的組合可以針對子組合或子組合的變體。

相似地，雖然在附圖中以特定順序描繪了操作，但這不應被理解為要求以所示的特定順序或連續的順序來執行此類操作，或者執行所有示出的操作，以實現期望的結果。此外，附圖可以以流程圖的形式示意性地描繪另一個範例流程。然而，未描繪的其他操作可以併入示意圖所示出的範例過程中。例如，可以在任何所示操作之前、之後、同時或之間執行一個或多個附加操作。在某些情況下，多工處理和並行處理可能是有利的。此外，所描述的實現中的各種系統組件的分離不應被理解為在所有實現中都需要這樣的分離，並且應了解到，所描述的程序組件和系統通常可以集合在單個軟體產品中或打包成多個軟體產品。另外，其他實施方式也在所附請求項的範圍內。在某些情況下，請求項中所記載的動作可以以不同的順序執行並且仍然實現期望的結果。以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。

1、2:多電平降壓轉換器 100:控制電路 10、20、30、40:開關 50:飛電容 60:電感 IN:輸入端 GND:接地端 VIN:輸入電壓 OUT:輸出端 ViL:電感電流訊號 VCF:飛電容電壓 VF:反饋電壓 S1-S4:開關訊號 SX:開關節點 90:誤差放大器 110、120、180:求和模組 150、160:比較器 155、165:正反器 FB:反饋端 VR:參考電壓 VEA:誤差放大電壓 RMP1、RMP2:斜坡訊號 XA、XB:斜率補償訊號 VB:偏壓電壓 VI:電感求和訊號 PWM1、PWM2:脈衝寬度調變訊號 CK1、CK2:時脈訊號 15、25、35、45:緩衝器 80、85:電阻 70:電容 VO:輸出電壓 IO:輸出電流 VX:電壓 VGND:接地參考電壓 iL1:電感電流 DCR:寄生電阻 210:電阻 215:電容 230:差分放大器 t0-t4:時間 Tsw:開關週期 200:VCF補償電路 VD:電壓差 VDT:佔空比補償訊號 210:減法模組 250:增益調整模組

圖1為本發明一實施例之多電平降壓轉換器的電路示意圖。圖2為用於產生圖1電感電流訊號的電路示意圖。圖3為圖1多電平降壓轉換器的操作波形圖。圖4為圖1多電平降壓轉換器的另一操作波形圖。圖5為圖1多電平降壓轉換器的另一操作波形圖。圖6為圖1多電平降壓轉換器的另一操作波形圖。圖7為本發明另一實施例之多電平降壓轉換器的電路示意圖。

1:多電平降壓轉換器 100:控制電路 10、20、30、40:開關 50:飛電容 60:電感 IN:輸入端 GND:接地端 VIN:輸入電壓 OUT:輸出端 ViL:電感電流訊號 VCF:飛電容電壓 VF:反饋電壓 S1-S4:開關訊號 SX:開關節點 90:誤差放大器 110、120、180:求和模組 150、160:比較器 155、165:正反器 FB:反饋端 VR:參考電壓 VEA:誤差放大電壓 RMP1、RMP2:斜坡訊號 XA、XB:斜率補償訊號 VB:偏壓電壓 VI:電感求和訊號 PWM1、PWM2:脈衝寬度調變訊號 CK1、CK2:時脈訊號 15、25、35、45:緩衝器 80、85:電阻 70:電容 VO:輸出電壓 IO:輸出電流 VX:電壓 VGND:接地參考電壓 iL1:電感電流

Claims

一種多電平降壓轉換器，包含：複數個開關，包含：一第一開關，包含：一第一端，耦接於一輸入端，該輸入端具有一輸入電壓；一第二端；及一控制端；一第二開關，包含：一第一端，耦接於該第一開關的該第二端；一第二端；及一控制端；一第三開關，包含：一第一端，耦接於該第二開關的該第二端；一第二端；及一控制端；及一第四開關，包含：一第一端，耦接於該第三開關的該第二端；一第二端，耦接於一接地端；及一控制端；一電感，耦接於該些開關與該多電平降壓轉換器之一輸出端之間，用於產生一電感電流訊號；一飛電容，耦接於該些開關，用於產生一飛電容電壓；及一控制電路，耦接於該多電平降壓轉換器之該輸出端、該第一開關的該控制端、該第二開關的該控制端、該第三開關的該控制端、及該第四開關的該控制端，用於根據一反饋電壓與該電感電流訊號產生複數個開關訊號，該控制電路包含：一誤差放大器，包含：一反相端，耦接於一反饋端，用於接收該反饋電壓；一正相端，用於接收一參考電壓；和一輸出端，用於輸出一誤差放大電壓；一第一求和模組，耦接於該誤差放大器的該輸出端，用於根據一第一斜坡訊號和該誤差放大電壓產生一第一斜率補償訊號；一第二求和模組，耦接於該誤差放大器的該輸出端，用於根據一第二斜坡訊號和該誤差放大電壓產生一第二斜率補償訊號；一第三求和模組，耦接於該電感，用於根據該電感電流訊號與一偏壓產生一電感求和訊號；一第一比較器，包含：一反相端，耦接於該第三求和模組；一正相端，耦接於該第一求和模組；及一輸出端，用於根據該第一斜率補償訊號和該電感求和訊號產生一第一脈衝寬度調變 (pulse-width modulation, PWM) 訊號；一第二比較器，包含：一反相端，耦接於該第三求和模組；一正相端，耦接於該第二求和模組；及一輸出端，用於根據該第二斜率補償訊號和該電感求和訊號產生一第二脈衝寬度調變 (pulse-width modulation, PWM) 訊號；一第一正反器，包含：一置位端，耦接該第一比較器的該輸出端；一重置端，用於接收一第一時脈訊號；一輸出端，耦接於該第一開關的該控制端，用於輸出一第一開關訊號；及一反相輸出端，耦接於該第四開關的該控制端，用於輸出一第四開關訊號；及一第二正反器，包含：一置位端，耦接該第二比較器的該輸出端；一重置端，用於接收一第二時脈訊號；一輸出端，耦接於該第二開關的該控制端，用於輸出一第二開關訊號；及一反相輸出端，耦接於該第三開關的該控制端，用於輸出一第三開關訊號；其中該控制電路在具有雙斜率補償的一谷值電流模式下操作。
如請求項1所述之多電平降壓轉換器，其中該飛電容電壓在該輸入電壓的大約一半處自平衡。
如請求項1所述之多電平降壓轉換器，其中該飛電容耦接於該第一開關的該第二端與該第三開關的該第二端之間，而該電感耦接於該第二開關的該第二端與該多電平降壓轉換器之該輸出端之間。
如請求項1所述之多電平降壓轉換器，其中: 該第一斜坡訊號與該第二斜坡訊號反相；該第一斜坡訊號與該第二斜坡訊號具有鋸齒波；及該第一斜坡訊號的振幅實質上與該第二斜坡訊號的振幅相同。
如請求項1所述之多電平降壓轉換器，另包含: 一第一緩衝器，耦接於該第一開關的該控制端與該第一正反器的該輸出端之間；一第二緩衝器，耦接於該第二開關的該控制端與該第二正反器的該輸出端之間；一第三緩衝器，耦接於該第三開關的該控制端與該第二正反器的該反相輸出端之間；及一第四緩衝器，耦接於該第四開關的該控制端與該第一正反器的該反相輸出端之間。
如請求項1所述之多電平降壓轉換器，另包含: 一第一電阻，耦接於該多電平降壓轉換器之該輸出端與該誤差放大器的該反相端之間；一第二電阻，耦接於該接地端與該誤差放大器的該反相端之間；及一電容，耦接於該多電平降壓轉換器之該輸出端與該接地端之間。
如請求項1所述之多電平降壓轉換器，其中當該電感電流訊號低於該第一斜率補償訊號時，該第一開關導通，當該電感電流訊號低於該第二斜率補償訊號時，該第二開關導通。
如請求項1所述之多電平降壓轉換器，其中該第三開關訊號是該第二開關訊號的一反相信號，該第四開關訊號是該第一開關訊號的一反相信號。
一種多電平降壓轉換器，包含：複數個開關，包含：一第一開關，包含：一第一端，耦接於一輸入端，該輸入端具有一輸入電壓；一第二端；及一控制端；一第二開關，包含：一第一端，耦接於該第一開關的該第二端；一第二端；及一控制端；一第三開關，包含：一第一端，耦接於該第二開關的該第二端；一第二端；及一控制端；及一第四開關，包含：一第一端，耦接於該第三開關的該第二端；一第二端，耦接於一接地端；及一控制端；一電感，耦接於該些開關與該多電平降壓轉換器之一輸出端之間，用於產生一電感電流訊號；一飛電容，耦接於該些開關，用於產生一飛電容電壓；一控制電路，耦接於該多電平降壓轉換器之該輸出端、該第一開關的該控制端、該第二開關的該控制端、該第三開關的該控制端、及該第四開關的該控制端，用於根據一反饋電壓與該電感電流訊號產生多個開關訊號，該控制電路包含：一誤差放大器，包含：一反相端，耦接於一反饋端，用於接收該反饋電壓；一正相端，用於接收一參考電壓；和一輸出端，用於輸出一誤差放大電壓；一第一求和模組，耦接於該誤差放大器的該輸出端，用於根據一第一斜坡訊號和該誤差放大電壓產生一第一斜率補償訊號；一第二求和模組，耦接於該誤差放大器的該輸出端，用於根據一第二斜坡訊號和該誤差放大電壓產生一第二斜率補償訊號；一第三求和模組，耦接於該電感，用於根據該電感電流訊號與一偏壓產生一電感求和訊號；一第一比較器，包含：一反相端，耦接於該第三求和模組；一正相端，耦接於該第一求和模組；及一輸出端，用於根據該第一斜率補償訊號和該電感求和訊號產生一第一脈衝寬度調變 (pulse-width modulation, PWM) 訊號；一第二比較器，包含：一反相端，耦接於該第三求和模組；一正相端，耦接於該第二求和模組；及一輸出端，用於根據該第二斜率補償訊號和該電感求和訊號產生一第二脈衝寬度調變 (pulse-width modulation, PWM) 訊號；一第一正反器，包含：一置位端，耦接該第一比較器的該輸出端；一重置端，用於接收一第一時脈訊號；一輸出端，耦接於該第一開關的該控制端，用於輸出一第一開關訊號；及一反相輸出端，耦接於該第四開關的該控制端，用於輸出一第四開關訊號；及一第二正反器，包含：一置位端，耦接該第二比較器的該輸出端；一重置端，用於接收一第二時脈訊號；一輸出端，耦接於該第二開關的該控制端，用於輸出一第二開關訊號；及一反相輸出端，耦接於該第三開關的該控制端，用於輸出一第三開關訊號；及一補償電路，耦接於該控制電路，用於根據該輸入電壓和該飛電容電壓產生一佔空比補償訊號；其中: 該控制電路在具有雙斜率補償的一谷值電流模式下操作；及該佔空比補償訊號平衡該飛電容電壓。
如請求項9所述之多電平降壓轉換器，其中該飛電容電壓在該輸入電壓的大約一半處自平衡。
如請求項9所述之多電平降壓轉換器，其中該飛電容耦接於該第一開關的該第二端與該第三開關的該第二端之間，而該電感耦接於該第二開關的該第二端與該多電平降壓轉換器之該輸出端之間。
如請求項9所述之多電平降壓轉換器，其中該補償電路包含: 一減法模組，用於產生該輸入電壓的一半與該飛電容電壓的一電壓差；及一增益調整模組，耦接於該減法模組，用於根據該電壓差產生該佔空比補償訊號。
如請求項9所述之多電平降壓轉換器，其中: 該第一斜坡訊號與該第二斜坡訊號反相；該第一斜坡訊號與該第二斜坡訊號具有鋸齒波；及該第一斜坡訊號的振幅實質上與該第二斜坡訊號的振幅相同。
如請求項9所述之多電平降壓轉換器，另包含: 一第一緩衝器，耦接於該第一開關的該控制端與該第一正反器的該輸出端之間；一第二緩衝器，耦接於該第二開關的該控制端與該第二正反器的該輸出端之間；一第三緩衝器，耦接於該第三開關的該控制端與該第二正反器的該反相輸出端之間；及一第四緩衝器，耦接於該第四開關的該控制端與該第一正反器的該反相輸出端之間。
如請求項9所述之多電平降壓轉換器，另包含: 一第一電阻，耦接於該多電平降壓轉換器之該輸出端與該誤差放大器的該反相端之間；一第二電阻，耦接於該接地端與該誤差放大器的該反相端之間；及一電容，耦接於該多電平降壓轉換器之該輸出端與該接地端之間。