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CN119865059A - 三电平飞跨电容降压变换器的单传感器数字控制方法 - Google Patents

三电平飞跨电容降压变换器的单传感器数字控制方法 Download PDF

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CN119865059A
CN119865059A CN202510060665.XA CN202510060665A CN119865059A CN 119865059 A CN119865059 A CN 119865059A CN 202510060665 A CN202510060665 A CN 202510060665A CN 119865059 A CN119865059 A CN 119865059A
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CN
China
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flying capacitor
digital
voltage
buck converter
circuit
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Application number
CN202510060665.XA
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唐赛
武振婷
胡浩宇
凌嘉尧
杭丽君
何远彬
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Hangzhou Dianzi University
Original Assignee
Hangzhou Dianzi University
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Publication date
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Abstract

本发明公开了一种三电平飞跨电容降压变换器的单传感器数字控制方法，包括以下步骤：分析三电平飞跨电容降压变换器电路工作机理包括电路正常运行时各开关器件的通断逻辑、4种静态工作模态、2种动态工作切换模式；以其中一个静态工作模态点(1,0)为例分析飞跨电容电压平衡对电路正常运行的影响；针对三电平飞跨电容降压变换器电路的飞跨电容两端电压平衡问题，提出一种单传感器的数字控制策略；提出改进型数字控制策略；接着对所述算法进行稳定性分析；针对存在次谐波振荡的数字控制算法，提出解决策略，引入数字斜坡补偿技术，消除算法中存在的次谐波振荡问题；基于数字谷值电压控制技术的推导，总结扩展到数字峰值电压控制技术。

Description

三电平飞跨电容降压变换器的单传感器数字控制方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种三电平飞跨电容降压变换器的单传感器数字控制方法。
背景技术
三电平飞跨电容降压变换器传统两电平降压电路相比，具有开关器件承受应力减半、滤波电感电压摆幅减半、输出电压频率倍频以及磁性元件体积减小的直接优势。而飞跨电容电压不平衡问题是三电平飞跨电容降压变换器拓扑设计中的一个主要挑战。针对该问题现有研究大多集中于依赖多传感器控制，或者使用模拟控制的方法。然而，传感器数量多不利于设备的小型化设计，再者，模拟控制稳定性差、灵活性有限。
发明内容
鉴于现有飞跨电容电压平衡所需传感器数量过多的不足的问题，本发明提供一种三电平飞跨电容降压变换器的单传感器数字控制方法，为在三电平飞跨电容降压电路中面对飞跨电容电压平衡问题提供更便捷的解决思路。
本发明技术方案如下：
一种三电平飞跨电容降压变换器的单传感器数字控制方法，包括以下步骤：
分析三电平飞跨电容降压变换器电路工作机理，包括电路正常运行时各开关器件的通断逻辑、4种静态工作模态、2种动态工作切换模式，其中正常运行时各开关器件的通断逻辑包括：第一开关器件Q1与第四开关器件Q4互补导通，第二开关器件Q2与第三开关器件Q3互补导通，第一开关器件Q1与第二开关器件Q2呈现相位差180°交错导通特性；4种静态工作模态包括：以第一开关器件和第二开关器件构成的坐标序列(Q1,Q2)为准描述，分别记为状态Ⅰ、状态Ⅱ、状态Ⅲ、状态Ⅳ，坐标序列(Q1,Q2)分别对应(1,0)、(0,0)、(0,1)、(1,1)；2种动态工作切换模式包括：根据电压转换比G的范围将电路工作动态切换过程分成两种工作模式，所述电压转换比G为输出电压Vo与输入电压Vg之比，分别是模式一即G<0.5时，电路静态工作模态依次按照Ⅰ→Ⅱ→Ⅲ→Ⅱ的顺序依次切换；模式二即G>0.5时，电路静态工作模态依次按照Ⅳ→Ⅰ→Ⅳ→Ⅲ的顺序依次切换；
以其中一个静态工作模态点(1,0)为例分析飞跨电容电压平衡对电路正常运行的影响；
针对三电平飞跨电容降压变换器电路的飞跨电容两端电压平衡问题，提出一种单传感器的数字控制策略，即基于单传感器的数字电压双环反馈V2控制技术，包含数字谷值电压控制和数字峰值电压控制；
并克服一个输出变化周期的延迟，提出改进型数字控制策略；接着对所述算法进行稳定性分析；
针对存在次谐波振荡的数字控制算法，提出解决策略，引入数字斜坡补偿技术，消除算法中存在的次谐波振荡问题；
接着基于数字谷值电压控制技术的推导，总结扩展到数字峰值电压控制技术；
进一步分析数字谷值、数字峰值在次谐波振荡消除后是否具备飞跨电容自平衡的特性。
一种可能的实施方式中，所述三电平飞跨电容降压变换器包括直流输入电压源Vg、飞跨电容Cfly、由开关器件组成的桥臂、滤波电感Lo、输出电容Co以及直流输出端，直流输入电压源Vg与由四个开关器件(Q1,Q2,Q3,Q4)串联组成的桥臂并联连接，飞跨电容Cfly并联在由Q2和Q3组成的串联支路两端，滤波电感Lo和输出电容Co组成的串联支路，与由Q3和Q4组成的串联支路相并联，输出电容Co与直流输出端并联。
附图说明
图1为三电平飞跨电容降压变换器的基本电路架构；
图2为三电平飞跨电容降压变换器的4种静态工作模态及对应等效电路图；
图3为三电平飞跨电容降压变换器的2种动态工作切换模式下输出波形图；
图4为本发明所述三电平飞跨电容降压变换器数字控制系统架构；
图5为G<0.5时前缘调制方式下的数字谷值电压控制波形图；
图6为G<0.5时后缘调制方式下的数字谷值电压控制波形图；
图7为G<0.5时三角前缘调制方式下的数字谷值电压控制波形图；
图8为G<0.5时三角后缘调制方式下的数字谷值电压控制波形图；
图9为前缘调制数字电路时序示意图；
图10为G<0.5时前缘调制方式下的改进型数字谷值电压控制波形图；
图11为G<0.5时后缘调制方式下的改进型数字谷值电压控制波形图；
图12为G<0.5时采用斜坡补偿后前缘调制方式下的改进型数字谷值电压控制波形图；
图13为G<0.5时采用斜坡补偿后前缘调制方式下的改进型数字谷值电压控制且存在飞跨电容电压小扰动的输出波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明一实施例的一种三电平飞跨电容降压变换器的单传感器数字控制方法，包括以下步骤：
分析三电平飞跨电容降压变换器电路工作机理，包括电路正常运行时各开关器件的通断逻辑、4种静态工作模态、2种动态工作切换模式：正常运行时各开关器件的通断逻辑，其特征在于，第一开关器件Q1与第四开关器件Q4互补导通，第二开关器件Q2与第三开关器件Q3互补导通，第一开关器件Q1与第二开关器件Q2呈现相位差180°交错导通特性；4种静态工作模态，其特征在于，以第一开关器件和第二开关器件构成的坐标序列(Q1,Q2)为准描述，分别记为状态Ⅰ、状态Ⅱ、状态Ⅲ、状态Ⅳ，坐标序列(Q1,Q2)分别对应(1,0)、(0,0)、(0,1)、(1,1)；2种动态工作切换模式，其特征在于，根据电压转换比G的范围将电路工作动态切换过程分成两种工作模式，所述电压转换比G为输出电压Vo与输入电压Vg之比，分别是模式一即G<0.5时，电路静态工作模态依次按照Ⅰ→Ⅱ→Ⅲ→Ⅱ的顺序依次切换；模式二即G>0.5时，电路静态工作模态依次按照Ⅳ→Ⅰ→Ⅳ→Ⅲ的顺序依次切换；
以其中一个静态工作模态点(1,0)为例分析飞跨电容电压平衡对电路正常运行的影响，如果飞跨电容两端电压不能够达到稳态值，将突显串联器件的电压不均衡问题；
针对三电平飞跨电容降压变换器电路的飞跨电容两端电压平衡问题，提出一种单传感器的数字控制策略，即基于单传感器的数字电压双环反馈V2控制技术，包含数字谷值电压控制技术、数字峰值电压控制技术；
并克服一个输出变化周期的延迟，提出改进型数字控制策略；接着对所述算法进行稳定性分析；
针对存在次谐波振荡的数字控制算法，提出解决策略，引入数字斜坡补偿技术，消除算法中存在的次谐波振荡问题；
接着基于数字谷值电压控制技术的推导，给出表格总结扩展到数字峰值电压控制技术；
进一步分析数字谷值、数字峰值在次谐波振荡消除后是否具备飞跨电容自平衡的特性。
在本发明的一个具体实施例中，如图1所示，提出了三电平飞跨电容降压变换器的基本电路结构。该电路主要包括直流输入电压源Vg、飞跨电容Cfly、由开关器件组成的桥臂、滤波电感Lo、输出电容Co以及直流输出端。直流输入电压源Vg与由四个开关器件(Q1,Q2,Q3,Q4)串联组成的桥臂并联连接。飞跨电容Cfly并联在由Q2和Q3组成的串联支路两端。滤波电感Lo和输出电容Co组成的串联支路，与由Q3和Q4组成的串联支路相并联。输出电容Co与直流输出端并联。本发明示例性实施例中，直流输出端以并联纯阻性负载R为例，记纯阻性负载R两端电压为输出电压vo。为了便于后续描述，图1中标注了关键测量点：定义开关器件Q3和Q4组成的串联支路两端电压为开关节点电压Vsw，同时设定飞跨电容Cfly和滤波电感Lo的参考电流方向如图1所示，以辅助说明电路的操作原理及动态行为。
一具体应用实例中，对于上述的三电平飞跨电容降压变换器电路，分析其工作机理包括，电路正常运行时各开关器件的导通逻辑；存在的4种静态工作模态；2种动态工作切换模式。其中，分析三电平飞跨电容降压变换器电路正常运行时各开关器件的导通逻辑具体包括，第一开关器件Q1与第四开关器件Q4互补导通，第二开关器件Q2与第三开关器件Q3互补导通，互补导通即当一对中的一个器件导通时，另一个则处于关闭状态，反之亦然；此外，当所述三电平飞跨电容降压变换器电路达到稳态时，第一开关器件Q1与第二开关器件Q2呈现相位差180°交错导通特性。
进一步地，分析图1所示的三电平飞跨电容降压变换器电路存在的4种静态工作模态具体包括，由于三电平飞跨电容降压变换器中开关器件的互补导通特性，控制四个开关器件的导通关断，存在2个自由度，例如当确定第一开关器件Q1和第二开关器件Q2的通断状态时，第三开关器件Q3和第四开关器件Q4的通断状态也随即确定。若某一开关器件导通，记为Qn＝1(其中，n＝1,2,3,4)；若某一开关器件关断，记为Qn＝0(其中，n＝1,2,3,4)。本发明实例中，以第一开关器件Q1和第二开关器件Q2为例展开说明，但本发明实施例并不限定于此。Q1有2种通断状态，即Q1＝1或Q1＝0，同时Q2有2种通断状态，即Q2＝1或Q2＝0。若以第一开关器件Q1的导通状态为横坐标，以第二开关器件Q2的导通状态为纵坐标构成坐标序列(Q1,Q2)，以该坐标序列为准描述电路，存在4种静态工作模态，分别记为状态Ⅰ、状态Ⅱ、状态Ⅲ、状态Ⅳ，坐标序列(Q1,Q2)分别对应(1,0)、(0,0)、(0,1)、(1,1)，4种静态工作模态对应的等效电路图如图2所示。
进一步地，分析图1所示的三电平飞跨电容降压变换器电路存在的2种动态工作切换模式具体包括，定义输出电压Vo与输入电压Vg之比为电压转换比G，即理想时，G与Q1、Q2的导通占空比D1、D2相等。由于三电平飞跨电容降压变换器中开关器件的交错导通特性，电路会因为电压转换比G的范围在一个开关周期(Ts)内而呈现出2种不同的动态工作切换模式。如图3所示，2种动态工作切换模式分别是，模式一：G<0.5时，图2所述的电路静态工作模态依次按照Ⅰ→Ⅱ→Ⅲ→Ⅱ的顺序依次切换；模式二：G>0.5时，图2所述的电路静态工作模态依次按照Ⅳ→Ⅰ→Ⅳ→Ⅲ的顺序依次切换。在两种模式下工作，输出电压都会在一个开关周期(Ts)内变化两次，记输出电压变化周期为Tsw。
一具体应用实例中，以其中一个静态工作模态点(1,0)为例分析飞跨电容电压平衡对电路正常运行的影响具体包括，以(Q1,Q2)＝(1,0)的电路工作模态为例展开详细说明，但本发明实施例并不限定于此。对于图1的三电平飞跨电容降压变换器电路，输入电压Vg与第一开关器件Q1、飞跨电容Cfly以及第四开关器件Q4构成第一开关回路；同时飞跨电容Cfly与第二开关器件Q2、第三开关器件Q3构成第二开关回路。参考图2在(1,0)坐标点的静态工作状态，即当第一开关器件Q1导通并且第二开关器件Q2关断时，相应地第四开关器件Q4关断并且第三开关器件Q3导通，等效电路如图2状态Ⅰ所示。在第一开关回路中，电压关系存在如下等式，记飞跨电容Cfly两端电压为vfly，第四开关器件Q4两端电压为
在第二开关回路中，电压关系存在如下等式，记第二开关器件Q2两端电压为
由式(1)和式(2)可知，如果飞跨电容Cfly两端电压vfly能够达到稳态值，即那么第二开关器件Q2和第四开关器件Q4的压降相等且仅为输入电压Vg的一半。相反地，如果飞跨电容Cfly两端电压vfly不能够达到稳态值，即出现或的情况，都将导致与不相等，串联器件的电压不均衡问题如果长期存在，不仅会加剧飞跨电容电压不稳定，引起充放电不平衡，最终会导致三电平飞跨电容降压变换器系统失衡而失去其电路功能。因此，针对图1所示三电平飞跨电容降压变换器电路，控制飞跨电容Cfly两端电压vfly达到平衡对于实现该电路正常运行，发挥该拓扑关键优势尤为重要。
一具体应用实例中，针对图1所示三电平飞跨电容降压变换器电路的飞跨电容两端电压平衡问题，提出一种单传感器的数字控制策略，即基于单传感器的数字电压双环反馈V2控制技术，包含数字谷值电压控制技术、数字峰值电压控制技术，具体包括控制系统架构，控制原理，控制过程，控制算法。
进一步地，本发明提出了一种三电平飞跨电容降压变换器数字控制系统架构，其特征在于如图4所示，由三电平飞跨电容降压变换器电路与数字控制器构成。所述数字控制器内集成了模拟-数字转换器(ADC)、离散比例积分微分(D-PID)补偿器以及数字脉宽调制器(DPWM)。具体而言，该三电平飞跨电容降压变换器电路的输出电压端口和用于控制四个开关器件状态的驱动信号端口分别与数字控制器相连接。
进一步地，本发明的控制原理基于图4所示的分析，该图在图1所展示的三电平飞跨电容降压变换器基本电路的基础上进行了扩展。具体而言，当输出电容Co支路上的等效串联电阻Re相较于负载电阻R显著较小即Re<<R，那么电感上高频变化的电感电流纹波ΔiL就完全流经输出电容Co，并通过串联电阻Re给输出电容Co放电，从而在Re上产生与电感电流斜率相同的电压降ΔiLRe。当Co的容量很大时，其电压Vcap可认为恒定不变，则输出电压由恒定量与纹波量构成，即Vo＝Vcap+DiLRe，输出电压Vo的纹波变化趋势将随着电感电流纹波ΔiL的变化而变化。数字控制器感知输出电压Vo纹波的变化，并据此结合本发明所提出算法作出反应，生成相应的驱动信号，控制电路中开关器件的通断，进而达到目标输出。
进一步地，本发明的控制过程具体包括如下步骤：数字控制器中的模数转换(ADC)模块对输出电压Vo进行采样，获得数字化的采样值vo。系统中预设有一个以数字形式存储的参考电压Vref，该参考电压与采样得到的输出电压vo进行比较，生成误差信号。此误差信号随后被送入离散比例积分微分(D-PID)控制模块，以产生相应的电压控制信号vpi。接着，数字脉宽调制(DPWM)模块根据当前时刻的输出电压采样值vo和由D-PID模块生成的电压控制信号vpi，结合本发明所提出的特定算法，计算出电路所需的开关占空比。基于此计算结果，DPWM模块在不同的时间间隔内输出高低电平的驱动信号，用以精确控制四个开关器件的导通和断开状态，从而实现对输出电压的有效调节。
进一步地，本发明对控制算法展开说明具体包括，以数字谷值电压控制算法在前缘、后缘、三角前缘、三角后缘调制下的实现，并且三电平飞跨电容降压变换器工作在模式一即G<0.5为例，但本发明实施例并不限定于此。
如图5所示为电感电流工作在连续导通模式(一个开关周期内，电感电流从不会到0)时，前缘调制方式下数字谷值电压控制三电平飞跨电容降压变换器于G<0.5条件下运行时的控制波形，其中m1、m2分别是数字控制器检测到输出电压纹波vo的上升斜率、下降斜率大小，根据三电平飞跨电容降压变换器的工作原理，G<0.5范围内，m1和m2分别为：
dn-1、dn分别是相邻两个输出电压变化时对应的开关器件导通占空比，Vo为稳态时输出电压的平均值，实线为稳态波形，点划线为扰动出现后输出电压的变化趋势。在每个输出电压变化周期开始时刻对输出电压进行一次采样，得到采样值vo，将相继两次采样的数值定义为vo(n-1)、vo(n)。数字控制器通过其内置的离散比例积分微分(D-PID)控制器生成谷值电压控制信号vpi，由于系统的固有自然频率远低于开关频率，因此可认为在相邻两个输出电压变化周期内谷值电压控制信号vpi未发生较大变化，即vpi(n)＝vpi(n-1)。第n-1周期开始时出现的电压扰动体现在vo(n-1)中，如果当前周期未出现其他扰动，有DPWM根据vo(n-1)、vpi、占空比dn-1、预存在数字控制器内部的电路参数，以及不同的调制方式计算占空比dn，使得在第n周期内，检测输出电压纹波的谷值与vpi相等。根据图5，G<0.5时前缘调制方式下的数字谷值电压控制原理，在第n个开关周期开始时刻，Q1、Q2都关断，vo下降，经过时间(0.5-dn-1)Ts后，Q1导通，vo上升，导通dn-1Ts时间后Q1再次关断，一直保持当前开关周期(Ts)结束，Q1与Q2相错时刻导通。记第n个开关周期的纹波电压谷值为vovy(n),由图5得：
vpi＝vovy(n)＝vo(n-1)-m2d'n-1Ts+m1dn-1Ts-m2d'nTs (4)
其中，d'n＝0.5-dn,d'n-1＝0.5-dn-1。由式(4)进一步可得，电压转换比G<0.5时前缘调制方式下数字谷值控制三电平飞跨电容降压变换器的占空比算法为：
类似地，参考图6，给出G<0.5时后缘调制方式下的数字谷值电压控制波形图，在后缘调制中，每个输出变化周期的采样点出现在纹波的谷值位置上。由图6可得：
vpi＝vovy(n)＝vo(n-1)+m1dn-1Ts-m2d'n-1Ts+m1dnTs-m2d'nTs (6)
由式(6)进一步可得，电压转换比G<0.5时后缘调制方式下数字谷值控制三电平飞跨电容降压变换器的占空比算法为：
类似地，参考图7，给出G<0.5时三角前缘调制数字谷值电压控制，在第n周期开始时刻，Q1、Q2关断，vo下降，经过时间Q1导通，vo上升，经过dn-1Ts时间，Q1再次关断直至当前周期结束，Q2与Q1相错时间导通。在三角前缘调制中，每个开关周期的采样点出现在输出电压纹波下降阶段的中间位置上；开关管Q2、Q1在每个输出电压变化周期(图中Tsw)的开始段和结束段的关断时间相等。由图7可得：
由式(8)进一步可得，G<0.5时三角前缘调制方式下数字谷值控制三电平飞跨电容降压变换器的占空比算法：
类似地，参考图8，给出G<0.5时三角后缘调制数字谷值电压控制，由图8可得：
由式(10)进一步可得，G<0.5时三角后缘调制方式下数字谷值控制三电平飞跨电容降压变换器的占空比算法为：
一具体应用实例中，针对上述均是在G<0.5的范围内推导，本发明将数字控制的适用范围推广到G>0.5的范围内，其特征在于，由上分析可知，式(5)、(7)、(9)、(11)分别给出了G<0.5时前缘、后缘、对称三角前缘及对称三角后缘调制下数字谷值控制三电平飞跨电容降压变换器的占空比算法。当G>0.5时以上算法仍适用，区别在于输出电压纹波的上升和下降斜率在两种工作模式下不同。式(12)给出G>0.5时的m1、m2表达式：
观察式(5)、(7)、(9)、(11)占空比，上述算法得到的占空比均是基于上一个输出变化周期中的量计算得到的，存在一个输出变化周期的延时，如果能够克服一个输出变化周期的延迟，来根据当前输出变化周期的状态量计算当前开关所需的占空比。
一具体应用实例中，本发明克服一个输出变化周期的延迟，提出改进型数字控制策略，具体包括，对于数字控制电路来说，通常存在以下时间间隔：采样时间与电路延迟间隔ts，算法计算时间间隔tc(包括D-PID、DPWM的时间)，占空比更新时间tr。对于本发明所述数字谷值电压控制三电平飞跨电容降压变换器来说，有要想克服开关周期延迟的关键是最大化tr，以便有充足的时间更新占空比，而ts通常由电路硬件结构决定，基本保持不变，因此尽量减小tc使得克服开关周期延迟可行性增大，以前缘调制数字电路时序图为例，如图9，如果能够满足时序tr>dTs，就可以实现改进型前缘调制数字谷值控制算法。如图10所示，给出前缘调制方式下改进型数字谷值控制三电平飞跨电容降压变换器的控制波形。根据图10，可以得到：
vpi＝vovy(n-1)＝vo(n-1)-m2(0.5-dn-1)Ts (13)
由式(13)进一步可得，前缘调制方式下改进型数字谷值控制三电平飞跨电容降压变换器的占空比算法为：
由图10可以看出，在第n-1周期开始时出现了扰动后，输出电压纹波的谷值能在n-1周期达到控制目标vpi。
类似地，式(15)、(16)、(17)分别给出后缘调制、三角前缘调制、三角后缘调制方式下改进型数字谷值电压控制三电平飞跨电容降压变换器的占空比计算算法：
一具体应用实例中，本发明对所述算法进行稳定性分析，具体包括，改进型数字控制算法克服了传统数字控制算法中存在的一个输出变化周期的延迟，二者具有相同的稳定性。以改进型数字控制算法为例进行稳定性分析，通过比值进行研究。根据图10，前缘调制方式下改进型数字谷值电压控制波形，由图中的三角形及平行四边形几何关系可得：
稳定区域需满足|K|<1，分别代入G<0.5和G>0.5时的m1、m2，得到前缘调制方式下改进型数字谷值电压控制三电平飞跨电容降压变换器的稳定区域：
类似地，由图11所示的后缘调制方式下改进型数字谷值电压控制三电平飞跨电容降压变换器的控制波形可知，在上一个输出电压变化周期开始时出现的输出电压扰动量，在下一个输出电压变化周期结束时消失，因此后缘调制从调制原理上消除了改进型数字谷值电压控制三电平飞跨电容降压变换器中可能存在的次谐波振荡问题。因此后缘调制方式下改进型数字谷值电压控制三电平飞跨电容降压变换器的稳定区域是0<G<1；此外，类似前缘调制推导稳定区域原理，可以得到三角前缘调制方式下改进型数字谷值电压控制三电平飞跨电容降压变换器在电压转换比全范围内即0<G<1都会产生次谐波振荡；三角后缘调制方式下改进型数字谷值电压控制三电平飞跨电容降压变换器的稳定范围同后缘调制一样，是0<G<1。
一具体应用实例中，针对存在次谐波振荡的数字控制算法，提出解决策略，引入数字斜坡补偿技术，消除算法中存在的次谐波振荡问题。其特征在于，使用数字斜坡补偿技术的前缘调制改进型数字谷值控制三电平飞跨电容降压变换器的控制波形如图12所示，kcomp为数字斜坡补偿的斜率。可得：
分别代入G<0.5和G>1时的m1、m2，得到：
因此，使用数字斜坡补偿技术的前缘调制改进型数字谷值控制三电平飞跨电容降压变换器算法所需的最小斜坡斜率为类似地，使用数字斜坡补偿技术的三角前缘调制改进型数字谷值控制三电平飞跨电容降压变换器算法所需的最小斜坡斜率为
进一步地，对于本发明所提出的基于单传感器数字电压双环反馈控制技术，上述均是基于数字谷值电压控制技术的推导，数字峰值电压控制技术亦有类似推导过程及结论。具体而言，表1总结了基于单传感器数字电压双环反馈控制技术在不同调制方式下的占空比计算方法，包括前缘调制、后缘调制、三角前缘调制及三角后缘调制，适用于数字谷值电压控制技术和数字峰值电压控制技术。此外，本发明还提出了改进型数字谷值电压控制技术和改进型数字峰值电压控制技术，并在表一中列出了这两种改进技术对应的占空比算法表达式。
同时，由于改进型数字控制算法与传统数字控制算法稳定性相同，表2详细列出了基于单传感器数字电压双环反馈控制技术在不同调制方式下的稳定区域，适用于(改进型)数字谷值电压控制技术和(改进型)数字峰值电压控制技术。其中，数字谷值电压控制技术在后缘调制和三角后缘调制方式下全范围稳定，在三角前缘调制方式下全范围不稳定，在前缘调制方式下部分范围稳定；数字峰值电压控制技术有类似结论。此外，针对产生次谐波振荡的情况，在原来控制电压信号(vpi)的基础上叠加斜坡补偿，可补偿斜坡的最小斜率根据单缘调制(前缘调制、后缘调制)、双缘调制(三角前缘调制、三角后缘调制)的不同而发生变化，补偿正斜坡还是负斜坡也因谷值控制还是峰值控制具有差异。
进一步地，针对采用数字斜坡补偿技术消除输出电压的次谐波振荡后，分析对飞跨电容电压稳定性的影响，具体包括，如图13，以前缘调制方式下数字谷值控制三电平飞跨电容降压变换器且在G<0.5的模式下运行为例，假设飞跨电容上具有扰动Vfly，即飞跨电容电压由于飞跨电容上扰动Vfly的存在，产生的影响一定会体现在飞跨电容的充放电不平衡，同时导致两个开关器件的占空比不同，分别设为D1，D2，由波形的几何关系，分别求得：
流过飞跨电容的平均电流公式为：
其中，Apos和Aneg分别为飞跨电容电流曲线的正、负面积，由几何关系求解并且将(24)、(25)式代入(26)式，得到在G<0.5的范围内飞跨电容的平均电流公式：
由式(27)可知，在G<0.5的范围内，当补偿斜坡斜率满足就会使得飞跨电容平均电流Ifly的正负与飞跨电压扰动Vfly的正负异号。因此可以得到结论：前缘调制方式下数字谷值控制三电平飞跨电容降压变换器，一旦变换器输出电压的次谐波振荡被抑制，该技术就会固有地稳定飞跨电容电压，使其最终达到平衡状态。类似地，三角前缘调制方式下的数字谷值控制方法同样可以得到类似结论。因此，数字谷值控制在次谐波振荡消除后，具备飞跨电容电压自平衡的特性。
不同地，数字峰值控制在次谐波振荡消除后，不具备飞跨电容电压自平衡的特性。只有当峰对峰的纹波足够大时，飞跨电容电压才会稳定。
应当理解，本文所述的示例性实施例是说明性的而非限制性的。尽管结合附图描述了本发明的一个或多个实施例，本领域普通技术人员应当理解，在不脱离通过所附权利要求所限定的本发明的精神和范围的情况下，可以做出各种形式和细节的改变。

Claims (2)

1.一种三电平飞跨电容降压变换器的单传感器数字控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
分析三电平飞跨电容降压变换器电路工作机理，包括电路正常运行时各开关器件的通断逻辑、4种静态工作模态、2种动态工作切换模式，其中正常运行时各开关器件的通断逻辑包括：第一开关器件Q1与第四开关器件Q4互补导通，第二开关器件Q2与第三开关器件Q3互补导通，第一开关器件Q1与第二开关器件Q2呈现相位差180°交错导通特性；4种静态工作模态包括：以第一开关器件和第二开关器件构成的坐标序列(Q1,Q2)为准描述，分别记为状态Ⅰ、状态Ⅱ、状态Ⅲ、状态Ⅳ，坐标序列(Q1,Q2)分别对应(1,0)、(0,0)、(0,1)、(1,1)；2种动态工作切换模式包括：根据电压转换比G的范围将电路工作动态切换过程分成两种工作模式，所述电压转换比G为输出电压Vo与输入电压Vg之比，分别是模式一即G<0.5时，电路静态工作模态依次按照Ⅰ→Ⅱ→Ⅲ→Ⅱ的顺序依次切换；模式二即G>0.5时，电路静态工作模态依次按照Ⅳ→Ⅰ→Ⅳ→Ⅲ的顺序依次切换；
以其中一个静态工作模态点(1,0)为例分析飞跨电容电压平衡对电路正常运行的影响；
针对三电平飞跨电容降压变换器电路的飞跨电容两端电压平衡问题，提出一种单传感器的数字控制策略，即基于单传感器的数字电压双环反馈V2控制技术，包含数字谷值电压控制和数字峰值电压控制；
并克服一个输出变化周期的延迟，提出改进型数字控制策略；接着对所述算法进行稳定性分析；
针对存在次谐波振荡的数字控制算法，提出解决策略，引入数字斜坡补偿技术，消除算法中存在的次谐波振荡问题；
接着基于数字谷值电压控制技术的推导，总结扩展到数字峰值电压控制技术；
进一步分析数字谷值、数字峰值在次谐波振荡消除后是否具备飞跨电容自平衡的特性。
2.如权利要求1所述的三电平飞跨电容降压变换器的单传感器数字控制方法，其特征在于，所述三电平飞跨电容降压变换器包括直流输入电压源Vg、飞跨电容Cfly、由开关器件组成的桥臂、滤波电感Lo、输出电容Co以及直流输出端，直流输入电压源Vg与由四个开关器件(Q1,Q2,Q3,Q4)串联组成的桥臂并联连接，飞跨电容Cfly并联在由Q2和Q3组成的串联支路两端，滤波电感Lo和输出电容Co组成的串联支路，与由Q3和Q4组成的串联支路相并联，输出电容Co与直流输出端并联。
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