TWI862181B - 基於峰谷值電流模式的電源控制電路以及電感式開關升降壓dc/dc電壓穩壓器 - Google Patents
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Abstract
提供了一種基於峰谷值電流模式的電源控制電路以及電
感式開關升降壓DC/DC電壓穩壓器。基於峰谷值電流模式的電源控制電路包括：功率級電路、差分放大器、第一比較器、計時器Timer電路、邏輯控制電路、輸出電阻、輸出電容以及取樣電阻；功率級電路的輸入端接輸入電壓，功率級電路的輸出端分別與輸出電阻的一端、輸出電容的一端、取樣電阻的一端以及差分放大器的反向輸入端連接；取樣電阻的一端還與第一比較器的正向輸入端連接；差分放大器的正向輸入端接參考電壓，差分放大器的輸出端與第一比較器的反向輸入端連接；第一比較器的輸出端與邏輯控制電路的輸入端連接；邏輯控制電路的輸入端還與Timer電路的輸出端連接，邏輯控制電路的輸出端與功率級電路連接；Timer電路的輸入端接輸入電壓和輸出電壓。
Description
本發明涉及電源管理技術領域，特別是涉及一種基於峰谷值電流模式的電源控制電路以及電感式開關升降壓DC/DC電壓穩壓器。
BUCK-BOOST是電感式開關升降壓DCDC電壓穩壓器的簡稱。其基本原理如圖1所示，開關ABCD和儲能電感IND組成了功率級電路，控制電路(Control Circuit)讓開關ABCD按著一定的時序交替工作，在保持輸出電壓VOUT恒定的同時，利用儲能電感IND將能量由輸入電壓VIN端搬移到輸出電壓VOUT端；與其它類型的DCDC穩壓器相比，BUCK-BOOST的輸出電壓VOUT可以大於、小於或等於輸入電壓VIN。該技術在電池供電的應用場景中得到了廣泛的應用。
在VIN大於VOUT，且VIN與VOUT的差值超出閾值範
圍時，開關D保持長導通，開關C保持長關斷，開關A和開關B交替導通，BUCK-BOOST工作在簡單的降壓模式(BUCK模式)；在VIN小於VOUT，且VIN與VOUT的差值超出閾值範圍時，開關A保持長導通、開關B保持長關斷、開關C和開關D交替導通，BUCK-BOOST工作在簡單的升壓模式(BOOST模式)。降壓模式和升壓模式都只有在一定的VOUT/VIN比例範圍內才能正常工作，當VIN接近VOUT時，需要設計特殊的升降壓模式(BUCK-BOOST模式)，讓開關ABCD配合工作，才能實現VOUT的恒定。
現有方案是在BUCK模式和BUCK-BOOST模式的切換點附近，BUCK模式時，向VOUT端輸出的電流均值小於環路實際控制的峰值電流；BUCK-BOOST模式時，向VOUT端輸出的電流均值大於環路實際控制的峰值電流。在進行模式切換時，環路的工作點不能突變，導致BUCK模式切換到BUCK-BOOST模式時在VOUT端出現電壓上沖；BUCK-BOOST模式切換到BUCK模式時在VOUT端出現電壓下沖。
為了解決上述問題，本發明提供了一種基於峰谷值電流模式的電源控制電路以及電感式開關升降壓DC/DC電壓穩壓器。
為實現上述目的，本發明提供了如下方案：
一種基於峰谷值電流模式的電源控制電路，包括：功率級電路、差分放大器、第一比較器、計時器Timer電路、邏輯控制電路、
輸出電阻、輸出電容以及取樣電阻；所述功率級電路的輸入端接輸入電壓，所述功率級電路的輸出端分別與所述輸出電阻的一端、所述輸出電容的一端、所述取樣電阻的一端以及所述差分放大器的反向輸入端連接；所述輸出電阻的另一端以及所述輸出電容的另一端接地；所述取樣電阻的一端還與所述第一比較器的正向輸入端連接，所述取樣電阻的另一端接地；所述差分放大器的正向輸入端接參考電壓，所述差分放大器的輸出端與所述第一比較器的反向輸入端連接；所述第一比較器的輸出端與所述邏輯控制電路的輸入端連接；所述邏輯控制電路的輸入端還與所述計時器Timer電路的輸出端連接，所述邏輯控制電路的輸出端與所述功率級電路連接；所述計時器Timer電路的輸入端接輸入電壓和輸出電壓。
可選地，所述功率級電路包括第一MOS開關、第二MOS開關、第三MOS開關、第四MOS開關以及儲能電感；
所述第一MOS開關的源極為所述功率級電路的輸入端，所述第一MOS開關的漏極分別與所述第二MOS開關的漏極以及所述儲能電感的一端連接；所述第二MOS開關的源極接地；所述儲能電感的另一端分別與所述第三MOS開關的漏極以及所述第四MOS開關的漏極連接；所述第三MOS開關的源極接地；所述第四MOS開關的源極為所述功率級電路的輸出端；所述第二MOS開關的漏極以及所述第三MOS開關的漏極還與所述取樣電阻的一端連接；所述第一MOS開關的柵極、所述第二MOS開關的柵
極、所述第三MOS開關的柵極以及所述第四MOS開關的柵極均與所述邏輯控制電路的輸出端連接。
可選地，所述計時器Timer電路包括第二比較器、第三比較器、第四比較器以及及閘；所述第二比較器的正向輸入端接所述輸出電壓，所述第二比較器的反向輸入端接所述輸入電壓，所述第二比較器的輸出端與所述邏輯控制電路的輸入端連接；所述第三比較器的正向輸入端接所述輸出電壓，所述第三比較器的反向輸入端接所述輸入電壓，所述第三比較器的輸出端與所述及閘的第一輸入端連接；所述第四比較器的正向輸入端接所述輸入電壓，所述第四比較器的反向輸入端接所述輸出電壓，所述第四比較器的輸出端與所述及閘的第二輸入端連接；所述及閘的輸出端與所述邏輯控制電路的輸入端連接。
可選地，當VIN大於VOUT，且VIN與VOUT的差值超出閾值範圍時，所述電源控制電路工作在BUCK模式，所述取樣電阻、所述第一比較器以及所述差分放大器構成谷值電流模式環路；當VIN小於VOUT，且VIN與VOUT的差值超出閾值範圍時，所述電源控制電路工作在BOOST模式，所述取樣電阻、所述第一比較器以及所述差分放大器構成峰值電流模式環路；當VIN與VOUT的差值在閾值範圍內時，所述電源控制電路工作在BUCK-BOOST模式，所述取樣電阻、所述第一比較器以及
所述差分放大器構成峰值電流模式環路；其中，VIN為輸入電壓，VOUT為輸出電壓。
可選地，當所述電源控制電路工作在BUCK模式時，由所述第三比較器計算所述第一MOS開關和所述第四MOS開關共同導通的時間，由所述谷值電流模式環路決定所述第二MOS開關和所述第四MOS開關共同導通的時間；當所述電源控制電路工作在BOOST模式時，由所述第四比較器計算所述第一MOS開關和所述第四MOS開關共同導通的時間；由所述峰值電流模式環路決定所述第一MOS開關和所述第三MOS開關共同導通的時間；當所述電源控制電路工作在BUCK-BOOST模式時，由所述第二比較器計算所述第二MOS開關和所述第四MOS開關共同導通的時間；由所述第三比較器和所述第四比較器計算所述第一MOS開關和所述第四MOS開關共同導通的時間；由所述峰值電流模式環路決定所述第一MOS開關和所述第三MOS開關共同導通的時間。
根據本發明提供的具體實施例，本發明公開了以下技術效果：
本發明提供的電源控制電路在BUCK模式時採用自我調整on time谷值電流模式控制，在BUCK-BOOST模式和BOOST模式採用自我調整off time峰值電流模式控制，從而避免了模式切換時，由於環路的工作點不能突變而引起的輸出電壓下沖和過沖問題。
A:第一MOS開關/開關
B:第二MOS開關/開關
C:第三MOS開關/開關
D:第四MOS開關/開關
COMP1:第一比較器
COMPA:第二比較器
COMPB:第三比較器
COMPC:第四比較器
C1:第一電容
C2:第二電容
Cout:輸出電容
Gm:差分放大器
IND:儲能電感
I1:第一電流
IL:電感電流信號
Logic:邏輯控制電路
PWM:脈衝寬度調變信號
R1:第一電阻
R2:第二電阻
Rsns:取樣電阻
S1:第一開關
S2:第二開關
S3:第三開關
SW1:切換點1
SW2:切換點2
T1、T2:信號
Timer:計時器電路
Vc:控制信號
VFB:電壓回饋信號
VIN:輸入電壓
VREF:參考電壓
VSNS:電感電流取樣信號
VOUT:輸出電壓
Rout:輸出電阻
為了更清楚地說明本發明實施例或現有技術中的技術方案，下面將對實施例中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發明的一些實施例，對於本領域普通技術人員來講，在不付出創造性勞動性的前提下，還可以根據這些附圖獲得其他的附圖。
圖1為BUCK-BOOST的原理圖。
圖2為本發明提供的基於峰谷值電流模式的電源控制電路的示意圖。
圖3為本發明提供的計時器Timer電路的示意圖。
圖4為BUCK工作模式下，開關信號和電感電流信號的時序圖。
圖5A與圖5B為BUCK-BOOST工作模式下，開關信號和電感電流信號的時序圖。
圖6為BOOST工作模式下，開關信號和電感電流信號的時序圖。
圖7為BUCK模式和BUCK-BOOST模式切換時的波形圖。
下面將結合本發明實施例中的附圖，對本發明實施例中
的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基於本發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬於本發明保護的範圍。
為使本發明的上述目的、特徵和優點能夠更加明顯易懂，下面結合附圖和具體實施方式對本發明作進一步詳細的說明。
如圖2所示，本實施例提供的基於峰谷值電流模式的電源控制電路，包括：功率級電路(虛線框部分)、差分放大器Gm、第一比較器COMP1、計時器Timer電路、邏輯控制電路Logic、輸出電阻Rout、輸出電容Cout以及取樣電阻Rsns。
功率級電路的輸入端接輸入電壓VIN，功率級電路的輸出端分別與輸出電阻Rout的一端、輸出電容Cout的一端、取樣電阻Rsns的一端以及差分放大器Gm的反向輸入端連接；輸出電阻Rout的另一端以及輸出電容Cout的另一端接地；取樣電阻Rsns的一端還與第一比較器COMP1的正向輸入端連接，取樣電阻Rsns的另一端接地；差分放大器Gm的正向輸入端接參考電壓VREF，差分放大器Gm的輸出端與第一比較器COMP1的反向輸入端連接；第一比較器COMP1的輸出端與邏輯控制電路Logic的輸入端連接；邏輯控制電路Logic的輸入端還與Timer電路的輸出端連接，邏輯控制電路Logic的輸出端與功率級電路連接；Timer電路的輸入端接輸入電壓VIN和輸出電壓VOUT。
如圖2所示，本實施例提供的功率級電路包括第一MOS
開關A、第二MOS開關B、第三MOS開關C、第四MOS開關D以及儲能電感IND。第一MOS開關A的源極為功率級電路的輸入端，第一MOS開關A的漏極分別與第二MOS開關B的漏極以及儲能電感IND的一端連接；第二MOS開關B的源極接地；儲能電感IND的另一端分別與第三MOS開關C的漏極以及第四MOS開關D的漏極連接；第三MOS開關C的源極接地；第四MOS開關D的源極為功率級電路的輸出端；第二MOS開關B的漏極以及第三MOS開關C的漏極還與取樣電阻Rsns一端連接，第二MOS開關B的漏極為切換點(SW1)，第三MOS開關C的漏極為切換點2(SW2)；第一MOS開關A的柵極、第二MOS開關B的柵極、第三MOS開關C的柵極以及第四MOS開關D的柵極均與邏輯控制電路Logic的輸出端連接。
如圖3所示，本實施提供的Timer電路包括第二比較器COMPA、第三比較器COMPB、第四比較器COMPC以及及閘。
第二比較器COMPA的正向輸入端接輸出電壓VOUT，第二比較器COMPA的反向輸入端接輸入電壓VIN、第一開關S1和第一電容C1，第二比較器COMPA的反向輸入端接的第一電流I1=輸入電壓VIN/第一電阻R1，第二比較器COMPA的輸出端與邏輯控制電路Logic的輸入端連接；第三比較器COMPB的正向輸入端接輸出電壓VOUT，第三比較器COMPB的反向輸入端接輸入電壓VIN、第二開關S2、第二電阻R2和第二電容C2，第三比較器COMPB的輸出端與及閘的第一輸入端連接；第四比較器COMPC
的正向輸入端接輸入電壓VIN，第四比較器COMPC的反向輸入端接輸出電壓VOUT、第三開關S3、第二電阻R2和第二電容C2，第四比較器COMPC的輸出端與及閘的第二輸入端連接；及閘的輸出端與邏輯控制電路Logic的輸入端連接。
本實施例提供的電源控制電路的工作原理如下：參考電壓VREF和VOUT的電壓回饋信號VFB通過差分放大後產生電流控制信號Vc，電感電流在開關B和開關C處取樣，流經Rsns後產生電感電流取樣信號VSNS；VSNS和Vc進行比較，產生脈衝寬度調變信號PWM；Timer電路通過監測VIN和VOUT電壓，產生T1信號(第二比較器COMPA的輸出信號)和T2信號(及閘的輸出信號)；PWM、T1信號和T2信號共同控制開關A、B、C、D，實現VOUT的穩壓。
T1信號和T2信號的產生電路如圖3所示。當VIN大於VOUT，且VIN與VOUT的差值超出閾值範圍，本實施例提供的電源控制電路工作在BUCK模式，由第三比較器COMPB構成的電路計算開關A和開關D共同導通的時間；由谷值電流模式環路決定開關B和開關D共同導通的時間。其中，取樣電阻Rsns、第一比較器COMP1以及差分放大器Gm構成谷值電流模式環路。當VIN小於VOUT，且VIN與VOUT的差值超出閾值範圍，本實施例提供的電源控制電路工作在BOOST模式，由第四比較器COMPC構成的電路計算開關A和開關D共同導通的時間；由峰值電流模式環路決定開關A和開關C共同導通的時間。其中，取
樣電阻Rsns、第一比較器COMP1以及差分放大器Gm構成峰值電流模式環路。當VIN接近VOUT時，本實施例提供的電源控制電路工作在BUCK-BOOST模式，由第二比較器COMPA構成的電路計算開關B和開關D共同導通的時間；由第三比較器COMPB和第四比較器COMPC構成的電路計算開關A和開關D共同導通的時間；由峰值電流模式環路決定開關A和開關C共同導通的時間。其中，取樣電阻Rsns、第一比較器COMP1以及差分放大器Gm構成峰值電流模式環路。
T1信號和T2信號都隨著VIN和VOUT自我調整的調整，本實施例提供的電源控制電路會根據T1信號和T2信號的值自動調整開關A和開關C的共同導通時間，或，開關B和開關D的共同導通時間，使得儲能電感IND的充放電保持平衡。依靠自我調整關斷時間(off time)的峰值電流模式環路或自我調整導通時間(on time)的谷值電流模式環路，本實施例提供的電源控制電路在全電壓範圍內開關頻率幾乎保持不變。
本實施例提供的電源控制電路在BUCK模式時採用自我調整on time谷值電流模式控制，在BUCK-BOOST模式和BOOST模式採用自我調整off time峰值電流模式控制。避免了模式切換時，由於環路的工作點不能突變而引起的輸出電壓下沖和過沖問題。
圖4為BUCK工作模式下，開關信號和電感電流信號IL的時序圖。如圖4所示，當VIN大於VOUT，且VIN與VOUT的
差值超出閾值範圍時，本實施例提供的電源控制電路工作在谷值電流模式BUCK模式，開關C關斷，開關D保持長通。每個開關週期的開始開關A導通，開關B關斷，電感電流隨時間而線性增加，同時Timer電路開始計時。當到達預設的時間後，T2信號將開關A關斷，開關B導通，電感電流隨時間而線性降低。當電感電流取樣信號VSNS達到Vc設定的谷值時，PWM將開關B關斷，開關A導通，從而進入下一個開關週期。
圖5A與圖5B為BUCK-BOOST工作模式下，開關信號和電感電流信號IL的時序圖，其中圖5A為VIN>=VOUT時的開關信號和電感電流信號IL的時序圖，圖5B為VIN<=VOUT時的開關信號和電感電流信號IL的時序圖。如圖5A與圖5B所示，當VIN接近VOUT(即VIN與VOUT的差值在閾值範圍內)，無論是VIN>=VOUT還是VIN<=VOUT，本實施例提供的電源控制電路都工作在相同的BUCK-BOOST模式。每個開關週期的開始時開關A和開關C導通，開關B和開關D關斷，電感電流隨時間而線性增加。當電感電流取樣信號VSNS達到Vc設定的峰值時，PWM將開關C關斷，開關D導通。同時Timer電路開始計時，當到達預設的時間後，T2信號將開關A關斷，開關B導通。同時Timer電路開始計時，當到達預設的時間後，T1信號將開關B和開關D關斷，開關A和開關C導通，本實施例提供的電源控制電路進入下一個開關週期。
圖6為BOOST工作模式下，開關信號和電感電流信號IL
的時序圖。如圖6所示，當VIN小於VOUT，且VIN與VOUT的差值超出閾值範圍時，本實施例提供的電源控制電路工作在峰值電流模式BOOST模式，開關A在每個開關週期保持常通，開關B在每個開關週期保持常關。每個開關週期的開始將開關C導通，開關D關斷。電感電流隨時間而線性增加，當電感電流取樣信號VSNS達到Vc設定的峰值時，PWM將開關C關斷，開關D導通。同時Timer電路開始計時，當到達預設的時間後，T2信號將開關D關斷，開關C導通，從而進入下一個開關週期。
BUCK模式和BUCK-BOOST模式切換時的波形如圖7所示。在相同條件下，對比現有技術的瞬態波形，VOUT的變化大幅度減小。
本文中應用了具體個例對本發明的原理及實施方式進行了闡述，以上實施例的說明只是用於幫助理解本發明的方法及其核心思想；同時，對於本領域的一般技術人員，依據本發明的思想，在具體實施方式及應用範圍上均會有改變之處。綜上，本說明書內容不應理解為對本發明的限制。
A:第一MOS開關
B:第二MOS開關
C:第三MOS開關
D:第四MOS開關
COMP1:第一比較器
Cout:輸出電容
Gm:差分放大器
IND:儲能電感
Logic:邏輯控制電路
PWM:脈衝寬度調變信號
Rsns:取樣電阻
SW1:切換點1
SW2:切換點2
T1、T2:信號
Timer:計時器電路
Vc:控制信號
VFB:電壓回饋信號
VIN:輸入電壓
VREF:參考電壓
VSNS:電感電流取樣信號
VOUT:輸出電壓
Rout:輸出電阻
Claims (6)
- 一種基於峰谷值電流模式的電源控制電路，包括：功率級電路、差分放大器、第一比較器、計時器Timer電路、邏輯控制電路以及取樣電阻；所述功率級電路的輸入端接輸入電壓，所述功率級電路的輸出端分別與所述取樣電阻的一端以及所述差分放大器的反向輸入端連接；所述取樣電阻的一端還與所述第一比較器的正向輸入端連接，所述取樣電阻的另一端接地；所述差分放大器的正向輸入端接參考電壓，所述差分放大器的輸出端與所述第一比較器的反向輸入端連接；所述第一比較器的輸出端與所述邏輯控制電路的輸入端連接；所述邏輯控制電路的輸入端還與所述計時器Timer電路的輸出端連接，所述邏輯控制電路的輸出端與所述功率級電路連接；所述計時器Timer電路的輸入端接輸入電壓和輸出電壓；其中，當VIN大於VOUT，且VIN與VOUT的差值超出閾值範圍時，所述電源控制電路工作在BUCK模式，所述取樣電阻、所述第一比較器以及所述差分放大器構成谷值電流模式環路；當VIN小於VOUT，且VIN與VOUT的差值超出閾值範圍時，所述電源控制電路工作在BOOST模式，所述取樣電阻、所述第一比較器以及所述差分放大器構成峰值電流模式環路；當VIN與VOUT的差值在閾值範圍內時，所述電源控制電路工作在BUCK-BOOST模式，所述取樣電阻、所述第一比較器以及所述差分放大器構成峰值電流模式環路；其中，VIN為輸入電壓，VOUT為輸出電壓。
- 如請求項1所述的基於峰谷值電流模式的電源控制電路，其中，所述功率級電路包括第一MOS開關、第二MOS開關、第三MOS開關、第四MOS開關以及儲能電感；所述第一MOS開關的源極為所述功率級電路的輸入端，所述第一MOS開關的漏極分別與所述第二MOS開關的漏極以及所述儲能電感的一端連接；所述第二MOS開關的源極接地；所述儲能電感的另一端分別與所述第三MOS開關的漏極以及所述第四MOS開關的漏極連接；所述第三MOS開關的源極接地；所述第四MOS開關的源極為所述功率級電路的輸出端；所述第二MOS開關的漏極以及所述第三MOS開關的漏極還與所述取樣電阻的一端連接；所述第一MOS開關的柵極、所述第二MOS開關的柵極、所述第三MOS開關的柵極以及所述第四MOS開關的柵極均與所述邏輯控制電路的輸出端連接。
- 如請求項2所述的基於峰谷值電流模式的電源控制電路，其中，所述計時器Timer電路包括第二比較器、第三比較器、第四比較器、及閘；所述第二比較器的正向輸入端接所述輸出電壓，所述第二比較器的反向輸入端接所述輸入電壓，所述第二比較器的輸出端與所述邏輯控制電路的輸入端連接；所述第三比較器的正向輸入端接所述輸出電壓，所述第三比較器的反向輸入端接所述輸入電壓，所述第三比較器的輸出端與所述及閘的第一輸入端連接；所述第四比較器的正向輸入端接所述輸入電壓，所述第四比較器的反向 輸入端接所述輸出電壓，所述第四比較器的輸出端與所述及閘的第二輸入端連接；所述及閘的輸出端與所述邏輯控制電路的輸入端連接。
- 如請求項3所述的基於峰谷值電流模式的電源控制電路，其中，當所述電源控制電路工作在BUCK模式時，由所述第三比較器計算所述第一MOS開關和所述第四MOS開關共同導通的時間，由所述谷值電流模環路決定所述第二MOS開關和所述第四MOS開關共同導通的時間；當所述電源控制電路工作在BOOST模式時，由所述第四比較器計算所述第一MOS開關和所述第四MOS開關共同導通的時間；由所述峰值電流模環路決定所述第一MOS開關和所述第三MOS開關共同導通的時間；當所述電源控制電路工作在BUCK-BOOST模式時，由所述第二比較器計算所述第二MOS開關和所述第四MOS開關共同導通的時間；由所述第三比較器和所述第四比較器計算所述第一MOS開關和所述第四MOS開關共同導通的時間；由所述峰值電流模式環路決定所述第一MOS開關和所述第三MOS開關共同導通的時間。
- 如請求項1-4任一項所述的基於峰谷值電流模式的電源控制電路，其中，還包括：輸出電阻和輸出電容；所述功率級電路的輸出端還分別與所述輸出電阻的一端以及所述輸出電容的一端連接；所述輸出電阻的另一端以及所述輸出電容的另一端接地。
- 一種電感式開關升降壓DC/DC電壓穩壓器，包括：如請求項1-5任一項所述的基於峰谷值電流模式的電源控制電路。
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