CN201230276Y - 一种同步峰值电流控制模式脉宽调制dc/dc转换器 - Google Patents

Abstract

一种同步峰值电流控制模式脉宽调制DC/DC转换器，由误差放大器对基准电压和负载电压分量的差值进行比较、放大，得到控制信号送到脉宽调制比较器的反相输入端；增设斜波振荡器、斜波补偿电路及加法器，斜波振荡器产生的斜波信号送入斜波补偿电路的输入端，斜波补偿电路及电流检测放大器的输出端分别送入加法器的二个输入端；加法器的输出端送入脉宽调制比较器的同相输入端；脉宽调制比较器的输出信号和脉冲振荡器产生的正窄脉冲信号分别送到RS触发器的R、S端，触发产生开关信号，控制同步整流管、同步开关管和电流检测管的开和关；上述结果通过电感的储能及释放特性并经电感、电容滤波后，在负载上得到脉动很小的直流电压。

Description

一种同步峰值电流控制模式脉宽调制DC/DC转换器

技术领域

本实用新型涉及便携式电子产品的电源，特别是一种同步峰值电流控制模式脉宽调制DC/DC转换器，属于开关电源技术领域。

背景技术

电源是电子产品的一个重要组成部分，电源质量直接影响电子设备的性能。便携式电子产品通常采用电池供电，随着放电的进行，电池电压逐渐降低，电池内阻逐渐增大；一方面，电池开始使用时，端电压较高而电池内阻较小，易造成输出电流大于负载实际需要电流而造成电能的浪费，尤其不利于系统工作时间及待机时间的延长；另一方面，使用一段时间后，端电压降低而电池内阻增大，致使负载变化引起较大的供电电压的变化，又不利于系统维持高性能的工作。为延长电池使用寿命以及得到波动小的直流电压，需要高效率、体积小、重量轻的低电压DC/DC转换器。

DC/DC转换器有三种类型：线性稳压器、电荷泵和开关电源。其中开关电源因具有效率高、灵活的正负极性和升降压方式的特点而倍受人们的青睐，它广泛应用于便携式装置如笔记本电脑、移动电话、寻呼机、PDA中。

开关电源技术属于电力电子技术，它把电源从一种形态转换成另一种形态，满足各种用电要求，由于其高效节能可带来巨大的经济效益，因此引起了社会的各方面的重视而得到迅速的推广。近来随着笔记本电脑、移动电话、PDA、MP3、MP4等移动设备的不断发展，其电源IC的品种也因追求设备高性能化的缘故而日渐繁多。CPU、微控制器、DSP等各自需要固定的工作电压，使得设备中的工作电压至少已达5种之多，并会随所用器件版本的不同而发生变化。另外，为了实现移动设备的体小量轻和更长的电池使用寿命，少数IC的功耗会增加。在这种情况下，采用标准化的电源IC或定制电源已呈落伍之势，而具有高灵活性和高性能的小型通用电源IC则已成为移动设备用电源IC的发展方向。

图2所示现有技术，同步峰值电流控制模式脉宽调制DC/DC转换器包括误差放大器A1、脉宽调制比较器A2、电流检测放大器A3、脉冲振荡器、RS触发器、同步整流管M0、同步开关管M1、电流检测管M2、电流检测电阻R2、分压电阻R0、R1、电感L0、滤波电容C0、频率补偿电阻电容R3、C1、C2。由误差放大器A1对基准电压Vref和负载电压分量Vout(R1/(R0+R1))之间的差值进行比较、放大，得到控制信号Vc。由于在一个开关周期时间内，负载电压的变化量很小，可近似认为在同一个开关周期时间内Vc值不变。Vc被送到脉宽调制比较器A2的反相输入端；通过电流检测电阻R2和电流检测管M2检测到的电感电流信号经过电流检测放大器A3比较、放大后产生正比于电感电流瞬时值的电压Vsens，Vsens被送到脉宽调制比较器A2的同相输入端；脉宽调制比较器A2产生的信号送入RS触发器的R端；脉冲振荡器产生的正窄脉冲信号送到RS触发器的S端。电路中的振荡器开始同步送出正窄脉冲信号时，就是每个开关周期的开始。此时S＝1，R＝0，RS触发器输出QN＝0，同步整流管M0开始关断，同步开关管M1开始导通。电流由电池流经同步开关管M1、电感L0到电容C0和负载，电感电流持续上升，电感储能在增加，能量由电池传送到电感并存储在电感中。在正窄脉冲信号很快消失后，S＝0，R＝0，RS触发器输出处于保持状态，同步整流管M0维持在关断状态，同步开关管M1维持在导通状态。此后，由于同步开关管M1处于导通状态，电感电流开始线性增大，Vsens也随着电感电流增大而增大，一般在本周期结束前，信号增长至满足Vsens>Vc，使脉宽调制比较器A2产生翻转，于是R＝1，S＝0，RS触发器输出QN＝1，同步整流管M0开始导通，同步开关管M1开始关断，切断电池和电感元件的连接，于是电感产生感生电动势是电流维持原来的方向，电流由电感L0流向电容C0和负载，电感电流随时间下降，能量由电感流向负载。经电感L0、电容C0滤波，在负载上可得到脉动很小的直流电压Vout。推导输出电压与输入电压的关系，考察开关节点X处的波形：同步开关管M1导通、同步整流管M0关断时，忽略同步开关管M1的导通电阻，有：

Vx＝Vin               (1)

同步开关管(M1)关断、同步整流管(M0)导通时，忽略同步整流管(M0)的导通电阻，有：

Vx＝0                 (2)

忽略电感L0、电容C0的寄生电阻，负载上得到的输出电压值与Vx的平均值相等，所以有：

Vout＝D*Vin           (3)

其中D为同步开关管(M1)导通时间的占空比。

振荡器送出新的脉冲，开始下一个开关周期。

上述过程实现了如下的控制规律：当电感电流上升到满足条件Vsens>Vc时，同步整流管M0即被导通，同步开关管M1即被关断，于是电感与电池的连接被断开，电感电流随后就线性下降，直到下一个开关周期开始同步开关管M1重新导通后电感电流才会增加。而在本周期内，同步开关管M1断开时刻的电流瞬时值即为电感电流峰值。考虑到Vsens＝i_LRsAs，可以得出结论：在每个周期，由电压控制外环输出的控制电压Vc为本周期的电感电流瞬时值设定了的最大值为Vc/RsAs。

可见，上述的电路有一个缺陷，就是系统容易不稳定。

发明内容

本实用新型的目的是克服现有技术之缺陷，提供一种同步峰值电流控制模式脉宽调制DC/DC转换器，它能够提高转换效率，获得稳定的输出，能很好的解决便携式电子产品电池供电时，减少功耗意味延长电池的寿命或两次充电之间的时间间隔的问题。

本实用新型的上述目的由以下技术方案实现：

一种同步峰值电流控制模式脉宽调制DC/DC转换器，设有包括误差放大器、脉宽调制比较器、电流检测放大器、脉冲振荡器、RS触发器、同步整流管、同步开关管、电流检测管、电流检测电阻、分压电阻、电感、滤波电容及频率补偿电阻电容，误差放大器对基准电压和经分压电阻分压的负载电压分量之间的差值进行比较、放大，得到控制信号并送到脉宽调制比较器的反相输入端，其特征是：增设斜波振荡器、斜波补偿电路及加法器，斜波振荡器产生的斜波信号送入斜波补偿电路的输入端，斜波补偿电路的输出端送入加法器的一个输入端；通过电流检测电阻和电流检测管检测到的电感电流信号经过电流检测放大器比较、放大后产生正比于电感电流瞬时值的电压信号输出至加法器的另一个输入端；加法器的输出端送入脉宽调制比较器的同相输入端；脉宽调制比较器的输出信号和脉冲振荡器产生的正窄脉冲信号分别送到RS触发器的R、S端，触发产生开关信号，控制同步整流管、同步开关管和电流检测管的开和关；上述过程的结果通过电感的储能及释放特性并经电感、电容滤波后，在负载上得到脉动很小的直流电压。

所述的斜波补偿电路采用分段补偿斜率的办法，第二部分的斜率为第一部分的斜率的4倍；

所述的基准电压为0.6V；

所述的误差放大器的开环增益大于或等于50dB，相位裕度大于或等于60°；

所述的脉宽调制比较器的开环增益大于或等于50dB；

所述的电流检测放大器的开环增益大于或等于20dB；

所述的振荡器产生的正窄脉冲信号和线性斜坡信号为1.5MHz；

所述的同步整流管为NMOS管，其导通电阻小于0.4Ω，同步开关管为PMOS管，其导通电阻小于0.5Ω；

所述的电流检测电阻为6Ω。

本实用新型的优点及有益效果：本实用新型的发明点是利用负载电压反馈为外环，电感电流瞬时值反馈作为内部控制环，引入斜波补偿技术改善系统的稳定性，实现在逐个开关周期内对电感电流峰值的控制。本实用新型用作同步整流型DC/DC转换器，可以提供具有高效率、大电流、输入电压范围广、输出电压稳定的直流电压输出，具有很强的可实施性。

附图说明

图1是本实用新型的电原理示意图；

图2是现有的同步峰值电流控制模式脉宽调制DC/DC转换器的原理示意图；

图3是本实用新型的系统简化示意图；

图4是本实用新型的电感的电流波形图；

图5是本实用新型另一种实施例的原理示意图。

具体实施方式

参看图1，与图2现有技术电路相比，增加了斜波振荡器、斜波补偿电路及加法器(均为公知电路，故不再画出具体电路)其余相同。脉冲振荡器产生的脉冲信号Vosc送入RS触发器的S端；斜波振荡器产生的斜波信号Vra送入斜波补偿电路的输入端；斜波补偿电路的输出端Vramp送入加法器的一个输入端；电流检测放大器A3的输出端Vsens送入加法器的另一个输入端；加法器的输出端Vp送入脉宽调制比较器的同相输入端；反馈电阻R0接在输出电压Vout和反馈电压VFB之间，反馈电阻R0接在反馈电压VFB和地之间；电感L0接在输出电压Vout和同步整流管M0的漏端X之间，滤波电容C0接在输出电压Vout和地之间；同步整流管M0的漏端、同步开关管M1的漏端和电流检测管M2的漏端接在一起，为X，同步整流管M0的栅端、同步开关管M1的栅端和电流检测管M2的栅端接在一起，为Vswitch，同步整流管M0的源端接地，同步开关管M1的源端接电源，电流检测管M2的源端接电流采样电阻R2的一端Vse，同时接入电流检测放大器A3的反相输入端，同步整流管M0的衬底接地，同步开关管M1的衬底和电流检测管M2的衬底接电源；电流采样电阻R2的另一端接在电源，电流检测放大器A3的同相输入端也接在电源；反馈电压VFB接入误差放大器A1的反相输入端，参考电压Vref接入误差放大器A1的同相输入端，误差放大器A1的输出端Vc接入脉宽调制比较器的反相输入端；频率补偿电容C2接在反馈电压VFB和误差放大器A1的输出端Vc之间，频率补偿电阻R3和频率补偿电容C1串联后也接在反馈电压VFB和误差放大器A1的输出端Vc之间；脉宽调制比较器的输出端R接入RS触发器的R端，RS触发器的QN端Vswitch接入同步整流管M0的栅端、同步开关管M1的栅端和电流检测管M2的栅端。

其中：

电感L0用于从电源装置接收一电源电压以在其中积累能量，产生感应电压，以及释放积累的能量；

同步整流管M0和同步开关管M1，通过开关，从电源向负载侧输出端供电，并使负载侧输出端保持在输出设定的电压；

分压电阻(R0、R1)，用于对输出负载电压进行采样，得到负载电压分量Vout(R1/(R0+R1))；

误差放大器A1，用于比较、放大来自负载电压分量Vout(R1/(R0+R1))和基准电压Vref之间的误差，得到控制信号Vc；

频率补偿电阻电容(R3、C1、C2)，用于调整误差放大器A1的零点和极点，从而增加误差放大器A1的相位裕度，使误差放大器A1工作稳定；

电流检测管M2，用于检测流过同步开关管M1的电流，电流检测电阻R2，用于将电流转换为电压，从而得到流过电感的电流信号；

电流检测放大器A3，用于对从电流检测管M2和电流检测电阻R2得到的电感电流信号进行比较、放大，从而得到正比于电感电流瞬时值的电压Vsens；

脉冲振荡器及斜波振荡器，用于产生正窄脉冲信号和相同频率的线性斜坡信号；

斜波补偿电路，用于产生斜波补偿信号Vramp，从而改善整体系统的稳定性；

加法器，用于对从电流检测放大器A3产生的正比于电感电流瞬时值的电压信号Vsens和从斜波补偿电路产生的斜波补偿信号Vramp进行相加，得到综合信号Vsens+Vramp；

脉宽调制比较器A2，用于对从误差放大器A1产生的控制信号和从加法器产生的综合信号Vsens+Vramp进行比较、放大，从而产生脉宽调制的控制信号；

RS触发器，对从脉宽调制比较器A2产生的脉宽调制的控制信号和从振荡器产生的正窄脉冲信号进行RS触发，从而产生控制同步整流管M0、同步开关管M1和电流检测管M2的开关信号Vswith，控制同步整流管M0、同步开关管M1和电流检测管M2的开和关；

滤波电容C0和电感L0，一起构成低通滤波器，从而保证输出稳定。

工作原理及过程：

由误差放大器A1对基准电压Vref和负载电压分量Vout(R1/(R0+R1)之间的差值进行比较、放大，得到控制信号Vc，频率补偿电阻电容R3、C1、C2是为了改变误差放大器A1的零点和极点，从而增加误差放大器A1的相位裕度，使误差放大器A1工作稳定。误差放大器A1的开环增益大于或等于50dB，误差放大器A1的相位裕度大于或等于60°。电流检测电阻R2和电流检测管M2检测到的电感电流信号经过电流检测放大器A3比较、放大后产生正比于电感电流瞬时值的电压Vsens。电流检测放大器A3的开环增益大于或等于20dB。电流检测电阻R2为6Ω。

Vsens和通过斜波补偿电路产生的斜波补偿信号Vramp通过加法器相加后得到综合信号Vsens+Vramp。斜波补偿电路采用分段补偿斜率的办法，第二部分的斜率为第一部分的斜率的4倍。Vc被送到脉宽调制比较器A2的反相输入端，综合信号Vsens+Vramp被送到脉宽调制比较器A2的同相输入端。脉宽调制比较器A2比较此两个信号的大小。脉宽调制比较器A2的开环增益大于或等于50dB。脉宽调制比较器A2产生的信号送入RS触发器的R端；脉冲振荡器产生的1.5MHz正窄脉冲信号送到RS触发器S端。斜波振荡器产生相同频率的线性斜坡信号，此线性斜坡信号送入斜波补偿电路。RS触发器的输出Vswith信号控制同步整流管M0、同步开关管M1和电流检测管M2的导通和关断。脉冲及斜波振荡器开始同步送出1.5MHz的正窄脉冲信号和线性斜坡补偿信号时，就是每个开关周期的开始。此时S＝1，R＝0，RS触发器输出QN＝0，同步整流管M0开始关断，同步开关管M1开始导通。电流由电池流经同步开关管M1、电感L0到电容C0和负载，电感电流持续上升，电感储能在增加，能量由电池传送到电感并存储在电感中。在正窄脉冲信号很快消失后，S＝0，R＝0，RS触发器输出处于保持状态，同步整流管M0维持在关断状态，同步开关管M1维持在导通状态。此后，斜波补偿信号Vramp从0V开始线性增大，而且由于同步开关管M1处于导通状态，电感电流开始线性增大，Vsens也随着电感电流增大而增大，一般在本周期结束前，两信号增长至满足Vsens+Vramp>Vc，使脉宽调制比较器A2产生翻转，于是R＝1，S＝0，RS触发器输出QN＝1，同步整流管M0开始导通，同步开关管M1开始关断，切断电池和电感元件的连接，于是电感产生感生电动势是电流维持原来的方向，电流由电感L0流向电容C0和负载，电感电流随时间下降，能量由电感流向负载。经电感L0、电容C0滤波，在负载上可得到脉动很小的直流电压Vout。推导输出电压与输入电压的关系，考察开关节点X处的波形：同步开关管M1导通、同步整流管M0关断时，忽略同步开关管M1的导通电阻，有：Vx＝Vin；同步开关管M1关断、同步整流管M0导通时，忽略同步整流管M0的导通电阻，有：Vx＝0；忽略电感L0、电容C0的寄生电阻，负载上得到的输出电压值与Vx的平均值相等，所以有：Vout＝D*Vin(其中D为同步开关管M1导通时间的占空比)。Vout的电压经过电阻分压后被反馈至误差放大器A1的负端，所以在误差放大器A1的开环增益足够高(大于或等于50dB)的情况下：Vout＝(1+R0/R1)*Vref。振荡器1送出新的脉冲，开始下一个开关周期。

如图3所示，从t＝nT到t＝(n+1)T的一个周期内(T为周期)，电感电流线性的上升到I_ref，然后开始下降，设t＝nT时的电感电流为i_n，t＝(n+1)T时的电感电流为i_n+1，输出电压为V。由以上假设可以得到如下的等式：

$\frac{I_{\mathrm{ref}}-i_{n+1}}{(1-D)T}=\frac{v-V_{\mathrm{in}}}{L}---\left(4\right)$

$\frac{I_{\mathrm{ref}}-i_n}{\mathrm{DT}}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L}---\left(5\right)$

$i_{n+1}-i_n=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L}\mathrm{DT}-\frac{v-V_{\mathrm{in}}}{L}(1-D)T---\left(6\right)$

$i_{n+1}=(1-\frac{v}{V_{\mathrm{in}}})i_n+\frac{I_{\mathrm{ref}}v}{V_{\mathrm{in}}}-\frac{(v-V_{\mathrm{in}})T}{L}---\left(7\right)$

考虑到稳态情况下电流i_n的微小扰动，由 $\frac{v}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{1}{1-D}$ 根据公式(7)可得(后面两项都是i_n的高阶小量)： ${\mathrm{\δi}}_{n+1}=\left(\frac{-D}{1-D}\right){\mathrm{\δi}}_n$

令 $\mathrm{\&lambda;}=\frac{-D}{1-D},$ 可见要想使系统稳定的工作，必须使-1<λ<1，即D<0.5。但是在实际应用中来自输出电压的误差信号并不直接控制占空比，而是直接转换成电流I_ref，因此有必要研究一下为了能使系统稳定工作对I_ref有什么要求。

令 $\mathrm{\&Delta;i}=\frac{{\mathrm{DTV}}_{\mathrm{in}}}{L},$ 也就是一个周期内电感电流从最小到最大的变化量，这样

就是一个周期电感的平均电流，因此电池消耗的能量就是：

$(I_{\mathrm{ref}}-\frac{\mathrm{\&Delta;i}}{2})V_{\mathrm{in}}T---\left(8\right)$

而一个周期负载电阻上消耗的能量是： $\frac{v^2}{R}=\frac{{V_{\mathrm{in}}}^{2}T}{{(1-D)}^{2}R}---\left(9\right)$

考虑到能量的守恒，在不考虑能量的损耗的情况下，有下式存在：

$(I_{\mathrm{ref}}-\frac{\mathrm{\&Delta;i}}{2})V_{\mathrm{in}}T=\frac{{V_{\mathrm{in}}}^{2}T}{{(1-D)}^{2}R}---\left(10\right)$

由(10)式可以解得： $I_{\mathrm{ref}}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{R}(\frac{\mathrm{DRT}}{2L}+\frac{1}{{(1-D)}^2})<{\frac{V_{\mathrm{in}}}{R}(\frac{\mathrm{DRT}}{2L}+\frac{1}{{(1-D)}^2})}_{D=0.5}---\left(11\right)$

即：                $I_{\mathrm{ref}}<\frac{V_{\mathrm{in}}}{R}(\frac{\mathrm{RT}}{4L}+4)---\left(12\right)$

这就是系统稳定工作对I_ref的要求。

以上是没考虑斜波补偿的情况，如果加上了补偿斜波，电感的电流波形图4所示：由图可得：            $i_n=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L}\mathrm{DT}+m_c\mathrm{DT}=I_{\mathrm{ref}}---\left(13\right)$

可见由于斜波的存在使得电感电流最大值和I_ref之间有了一个差值m_cDT，从而减小了电感电流的峰值，减小了由于扰动而引起的不稳定的可能。

有必要说明一下为什么要用斜波来进行补偿，而不采用一个固定的电流来进行补偿。由图4可见，如果采用固定电流来补偿，那么对于不同斜率的电感电流波形，峰值电流都是一样的，而采用斜波补偿则电感峰值电流则随着斜率而变化，在0<D<0.5的区间内可以发现，D越小就越稳定，相应的峰值电流就越大，而在一定范围内峰值电流的大则系统的动态响应越快，由此可见采用斜波补偿是系统在稳定性和动态响应之间作了一个折衷。

下面推导一下在有斜波补偿情况下系统若能稳定工作对D和I_ref的要求，与无斜波补偿的情况相类似，可以得到：

$\frac{I_{\mathrm{ref}}-m_c\mathrm{DT}-i_{n+1}}{(1-D)T}=\frac{v-V_{\mathrm{in}}}{L}---\left(14\right)$

$\frac{I_{\mathrm{ref}}-m_c\mathrm{DT}-i_n}{\mathrm{DT}}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L}---\left(15\right)$

按照和上面相似的推导过程可以得到：

${\mathrm{\&delta;i}}_{n+1}=(\frac{M_c}{1+M_c}-\frac{D}{(1-D)(1+M_c)}){\mathrm{\&delta;i}}_n---\left(16\right)$

这里 $M_c=\frac{m_{c}L}{V_{\mathrm{in}}}$

令 $\mathrm{\&lambda;}=\frac{M_c}{1+M_c}-\frac{D}{(1-D)(1+M_c)}$

由-1<λ<1，可得： $D=\frac{M_c+0.5}{M_c+1}$

                                6

同样根据能量守恒，可以得到： $(I_{\mathrm{ref}}-m_c\mathrm{DT}-\frac{\mathrm{\&Delta;i}}{2})V_{\mathrm{in}}T=\frac{{V_{\mathrm{in}}}^{2}T}{{(1-D)}^{2}R}---\left(17\right)$

有：                  $I_{\mathrm{ref}}<\frac{V_{\mathrm{in}}}{R}(\frac{\mathrm{RT}(M_c+0.5)}{4L(M_c+1)}+4{(M_c+1)}^2)---\left(18\right)$

式 $\frac{V_{\mathrm{in}}}{R}(\frac{\mathrm{RT}(M_c+0.5)}{4L(M_c+1)}+4{(M_c+1)}^2)$ 是随着M_c的增大而单调递增的，由此可见采用斜波补偿增加了I_ref的上限值，也就是说增加了系统的稳定裕度。

如图5另一实施例所示，其基本原理与图1一致，只是电感所接的位置不一致，图1是实现降压的功能，而图5是实现升压的功能。图5中振荡器方框包括了图1的脉冲振荡器及斜波振荡器。

Claims (3)

1、一种同步峰值电流控制模式脉宽调制DC/DC转换器，设有包括误差放大器、脉宽调制比较器、电流检测放大器、脉冲振荡器、RS触发器、同步整流管、同步开关管、电流检测管、电流检测电阻、分压电阻、电感、滤波电容及频率补偿电阻电容，误差放大器对基准电压和经分压电阻分压的负载电压分量之间的差值进行比较、放大，得到控制信号并送到脉宽调制比较器的反相输入端，其特征是：增设斜波振荡器、斜波补偿电路及加法器，斜波振荡器产生的斜波信号送入斜波补偿电路的输入端，斜波补偿电路的输出端送入加法器的一个输入端；通过电流检测电阻和电流检测管检测到的电感电流信号经过电流检测放大器比较、放大后产生正比于电感电流瞬时值的电压信号输出至加法器的另一个输入端；加法器的输出端送入脉宽调制比较器的同相输入端；脉宽调制比较器的输出信号和脉冲振荡器产生的正窄脉冲信号分别送到RS触发器的R、S端，触发产生开关信号，控制同步整流管、同步开关管和电流检测管的开和关；上述过程的结果通过电感的储能及释放特性并经电感、电容滤波后，在负载上得到脉动很小的直流电压。

2、根据权利要求1所述的同步峰值电流控制模式脉宽调制DC/DC转换器，其特征是：所述的斜波补偿电路采用分段补偿斜率，第二部分的斜率为第一部分的斜率的4倍。

3、根据权利要求1或2所述的同步峰值电流控制模式脉宽调制DC/DC转换器，其特征是：

所述的基准电压为0.6V；

所述的误差放大器的开环增益大于或等于50dB，相位裕度大于或等于60°；

所述的脉宽调制比较器的开环增益大于或等于50dB；

所述的电流检测放大器的开环增益大于或等于20dB；

所述的振荡器产生的正窄脉冲信号和线性斜坡信号为1.5MHz；

所述的同步整流管为NMOS管，其导通电阻小于0.4Ω，同步开关管为PMOS管，其导通电阻小于0.5Ω；

所述的电流检测电阻为6Ω。

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