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TWI848435B - 空乏式氮化鎵電晶體同步整流器及具有同步整流器的電源轉換器 - Google Patents

空乏式氮化鎵電晶體同步整流器及具有同步整流器的電源轉換器 Download PDF

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TWI848435B
TWI848435B TW111143290A TW111143290A TWI848435B TW I848435 B TWI848435 B TW I848435B TW 111143290 A TW111143290 A TW 111143290A TW 111143290 A TW111143290 A TW 111143290A TW I848435 B TWI848435 B TW I848435B
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成維華
張翼
饒達仁
唐立權
吳至強
謝岳璁
柳景耀
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康舒科技股份有限公司
國立清華大學
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Abstract

本發明的空乏式氮化鎵電晶體同步整流器主要包含開關功率模組、峰值檢波模組及閘極驅動模組，峰值檢波模組在電源轉換器的二次側線圈負端為高電壓時儲存電能，並通過閘極驅動模組提供至開關功率模組的模組閘極，使第一開關維持導通，開關功率模組包含串聯的第一開關及D-mode GaN HEMT的第二開關，閘極驅動模組在二次側線圈正端為負電壓時導通開關功率模組的模組閘極及連接正端的模組源極，使其中的鉗位電路將第二開關的閘極-源極電壓拉至導通閥值以下，第二開關關閉。本發明的同步整流器取代整流二極體，且有更低的導通損耗及振鈴響應。

Description

空乏式氮化鎵電晶體同步整流器及具有同步整流器的電源轉換器
一種同步整流器及具有該同步整流器的電源轉換器，尤指一種空乏式氮化鎵電晶體同步整流器及具有該同步整流器的電源轉換器。
在AC(Alternative Current)/DC(Direct Current)變壓電源轉換器，例如一反馳式電源轉換器(Flyback converter)，常使用二極體作為輸出整流功用，但二極體在正向偏壓期間會保持一順向電壓(VTH,DS)，導致在導通期間的功率損耗。此外，二極體的接面電容在反向電壓的充電期間、導通時的反向恢復電流均容易引起高頻震盪，成為電源轉換器初級測電磁濾波器之負擔。在某些高頻率、高電壓的應用下，例如在無限充電接收端的整流變壓器時，交流頻率高達數百萬赫茲(MHz)，整流二極體的損耗問題將會更為明顯。舉例而言，無線充電操作頻率分別為6MHz、13MHz，於接收到所接收之電能從交流轉換直流，必須透過整流；並且，在二次側接收電壓很高，若使用市面上傳統二極體時，整流時會產生順向偏壓，導致過高的損耗，降低電源轉換器效率。
為了提供低損耗、低震盪開關元件，利用主動式開關取代二極體是常見的選項，其中，近年開發的空乏式氮化鎵元件具有優異的材料特性，可實現低閘極電荷、較小輸出電容、零反向恢復電流等特性，然而，二次側整流開關模組要使用空乏式氮化鎵元件作為整流開關有幾點挑戰。首先，空乏式氮化鎵元件為常開元件，而一般電源轉換器通常使用常關元件以保證安全避免 意外短路，故使用時須要對空乏式氮化鎵元件施加負閘極電壓以使其保持常關狀態，驅動電路設計較為複雜；再者，當輸出端處於低電壓或零電壓狀態時，該開關模組仍必須能夠維持自身工作電壓，以確保整流開關之運作；最後，若處於反向偏壓時，開關模組必須能夠自行關閉，避免電流倒灌。上述幾點均為使用空乏式氮化鎵元件作為整流開關必須進行的額外考量，形成電路設計之挑戰。
綜上所述，對於如何將空乏式氮化鎵元件有效應用於同步整流電源轉換器，勢必須進一步提出更有利的技術方案。
為了解決現有電源轉換器二次側整流開關具有通損耗、高切換震盪不利高頻操作等問題，本發明提供一種空乏式氮化鎵電晶體同步整流器(以下簡稱同步整流器)，包含：一開關功率模組，具有一模組閘極、一模組漏極與一模組源極，該模組源極連接一線圈正連接端，該模組漏極連接一負載連接端，且包含：一第一開關及一第二開關，串聯於該模組源極及該模組漏極之間；一鉗位電容，連接於該模組閘極及該第二開關的一閘極之間；一鉗位二極體，連接於該第二開關的閘極及該模組源極之間；以及一第一二極體，連接於模組閘極及該第一開關的一閘極之間；其中，該第二開關是一空乏式氮化鎵高電子遷移率電晶體(D-mode GaN HEMT)；一峰值檢波模組，包含一供電二極體及一供電電容，串聯於該開關功率模組的模組漏極及一線圈負連接端之間，且該供電二極體及該供電電容之間有一連接點；以及 一閘極驅動模組，具有一驅動控制端、一參考端，一電源供應端、一第一驅動端及一第二驅動端，該驅動控制端電連接該線圈負連接端，該參考端電連接該線圈正連接端，該電源供應端電連接該供電二極體及該供電電容的連接點，該第二驅動端通過一第一電阻電連接該模組閘極，該第一驅動端通過一第二電阻電連接該模組閘極；當該驅動控制端的電壓超過該參考端的電壓，該參考端及該第一驅動端之間形成導通；當該驅動控制端的電壓低於該電源供應端的電壓，該電源供應端及該第二驅動端之間形成導通。
此外，本發明還提供一種具有空乏式氮化鎵電晶體同步整流器的電源轉換器，包含：一隔離式變壓器，具有一一次側線圈及一二次側線圈；一隔離式變壓器，具有一一次側線圈及一二次側線圈；一一次側線路，電性連接該一次側線圈，包含一功率開關，該功率開關地連接於該一次側線圈的一負端及一接地端之間；一二次側線路，包含如前述的空乏式氮化鎵電晶體同步整流器，該線圈正連接端連接該二次側線圈的一正端，該線圈負連接端連接該二次側線圈的一負端。
本發明的同步整流器用於取代一返馳式電源轉換器(以下簡稱電源轉換器)二次側的整流二極體。當該電源轉換器尚未開始工作，即該鉗位電容及供電電容均尚未充電時，第一開關為不導通狀態，故開關功率模組首先處於一常關狀態；在初始階段，輸入電源初次輸入電源轉換器的變壓器的一次側線圈的正端時，該二次側線圈的正端為低電壓，負端為高電壓，該峰值檢波模組的供電電容由該線圈負連接端充電；當該供電電容完成充電，且該二次側線圈的正端轉為高電壓，該峰值檢波模組儲存的電能通過該閘極驅動模組的電源供應端及該第二驅動端提供一高電壓至該開關功率模組的模組閘極，該模組 閘極的高電壓通過該第一二極體提供至該第一開關的閘極，使該第一開關形成並維持導通；當該二次側線圈的正端再次轉為低電壓時，該鉗位電容通過閘極驅動模組的第一驅動端及參考端放電，該鉗位電容及該鉗位二極體形成的鉗位電路將第二開關的閘極相對源極電壓拉至第二開關的導通電壓以下，該第二開關關閉，完成二次側線圈的正端為低電壓時截止之功能。
綜上所述，本發明的同步整流器利用該峰值檢波模組在電源轉換器的初始階段儲存電能，以供該閘極驅動模組工作並供電至開關功率模組的模組閘極，維持第一開關在常開狀態，而後續的開關工作則由該閘極驅動模組根據參考端連接的線圈正連接端的電壓控制該第二開關執行，且全程無須額外驅動控制模組及驅動電源，解決空乏式氮化鎵場效電晶體須負電壓才能關閉之問題；進一步而言，由於空乏式氮化鎵高電子遷移率電晶體具有無順向偏壓、閘極閥值電壓低、極低的輸出電容、零反向恢復電流等特性，第二開關的驅動耗能低、導通損耗低於二極體整流器，且截止振鈴幅度也低於二極體整流器，使得本發明的空乏式氮化鎵電晶體同步整流器能夠實現快速、高頻率開關以及極低導通損耗，提升應用該同步整流器的電源轉換器之在高電流、高頻率運作時之效能。
1:電源轉換器
T:隔離式變壓器
LP:一次側線圈
LS:二次側線圈
1A:一次側線路
1B:二次側線路
10:空乏式氮化鎵電晶體同步整流器
nLD:負載連接端
nA+:線圈正連接端
nA-:線圈負連接端
11:開關功率模組
G:模組閘極
S:模組源極
D:模組漏極
S1:第一開關
S2:第二開關
Cgs:閘極-源極寄生電容
CP:鉗位電容
DP:鉗位二極體
DM:第一二極體
12:峰值檢波模組
CPD:供電電容
DB:體二極體
DPD:供電二極體
RPD:緩衝電阻
13:閘極驅動模組
IN:驅動控制端
VSS:參考端
VDD:電源供應端
NOUT:第一驅動端
POUT:第二驅動端
S3:第三開關
S4:第四開關
RG.n:第一電阻
RG.p:第二電阻
BAT:負載
RBAT:負載電阻
CBAT:負載電容
v s :二次側線圈電壓
v PD :供電電容上的電壓
v CP :鉗位電容上的電壓
v gs,GaN :第二開關的閘極-源極電壓
v gs,MOS :第一開關的閘極-源極電壓
t0~t4:時間點
Io:輸出電流
圖1係本發明空乏式氮化鎵電晶體同步整流器之電路圖。
圖2係本發明具有空乏式氮化鎵電晶體同步整流器的電源轉換器的電路方塊示意圖。
圖3係本發明具有空乏式氮化鎵電晶體同步整流器的電源轉換器的工作狀態模擬波形示意圖。
圖4係本發明具有空乏式氮化鎵電晶體同步整流器的電源轉換器的工作狀態實驗波形圖。
圖5A係本發明具有空乏式氮化鎵電晶體同步整流器的電源轉換器的另一工作狀態實驗波形圖。
圖5B係現有以整流二極體進行整流的電源轉換器的工作狀態實驗波形圖。
圖6係本發明的電源轉換器及以整流二極體進行整流的電源轉換器的效率相對負載曲線圖。
請參閱圖1及圖2所示，本發明的空乏式氮化鎵電晶體同步整流器10(以下簡稱同步整流器10)具有三個端子，分別為負載連接端nLD、線圈正連接端nA+及一線圈負連接端nA-。做為電源轉換器1二次側的同步整流器10，該同步整流器10連接於電源轉換器1的二次側線圈LS及一負載BAT之間。該二次側線圈LS具有一正端(+)及一負端(-)，該同步整流器10的線圈正連接端nA+連接該二次側線圈LS的正端，該線圈負連接端nA-連接該二次側線圈LS的負端。
該同步整流器10主要包含一開關功率模組11、一峰值檢波模組12及一閘極驅動模組13。以下分別詳述之。
其中，該開關功率模組11具有一模組閘極G、模組漏極D及一模組源極S，該模組源極S連接該線圈正連接端nA+，該模組漏極D連接該負載連接端nLD，且該開關功率模組11包含一第一開關S1及一第二開關S2、一鉗位電容CP、一鉗位二極體DP及一第一二極體DM。較佳的，該第一開關S1是一壓控開關，例如一N通道金屬氧化物半導體場效電晶體(N-channel metal-oxide-semiconductor field-effect transistor,NMOS)。該第二開關S2是一空乏式氮化鎵 高電子遷移率電晶體(Depletion-mode GaN High Electron Mobility Transistors,D-mode GaN HEMT)，該第一開關S1及該第二開關S2分別具有一閘極、一源極及一漏極。該等閘極、源極及漏極在第一開關S1及該第二開關S2的位置係所屬領域中具有通常知識者所熟知的，故在此省略圖式中之標示。該第一開關S1及該第二開關S2串聯於該模組源極S及該模組漏極D之間，更詳細的說，該第一開關S1的源極電連接該模組源極S，該第一開關S1的漏極連接該第二開關S2的源極，該第二開關S2的漏極連接該模組漏極D。該鉗位電容CP電連接於該模組閘極G及該第二開關S2的閘極之間，該鉗位二極體DP電連接於該第二開關S2的閘極及該模組源極S之間，且該鉗位二極體DP的陽極連接該第二開關S2的閘極，其陰極連接該模組源極S。該鉗位電容CP及該鉗位二極體DP在該模組閘極G及該第二開關S2的閘極形成一鉗位電路。該第一二極體DM連接於該模組閘極G極該第一開關S1的閘極之間。本實施例是以該第一開關S1為NMOS為例，熟習本領域技術者可將NMOS替換為具有相似操作動作及功能之開關元件，例如絕緣閘極雙極性電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)、MOS控制閘流體(MOS-Controlled Thyristor,MCT)...等，本發明不以此為限。
該峰值檢波模組12包含一供電二極體DPD及一供電電容CPD，串聯於該開關功率模組11的模組漏極D及該線圈負連接端nA-之間，該供電二極體DPD及該供電電容CPD之間有一連接點。更詳細的說，該供電二極體DPD的一陽極連接該線圈負連接端nA-，一陰極連接該供電電容CPD的其中一端，而該供電電容CPD的另端連接該模組源極S。較佳的，該峰值檢波模組12進一步包含一緩衝電阻RPD，電連接於該連接點及該供電二極體DPD之間。
該閘極驅動模組13具有一驅動控制端IN、一參考端VSS，一電源供應端VDD、一第一驅動端NOUT及一第二驅動端POUT，該驅動控制端IN電連接該線圈負連接端nA-，該參考端VSS電連接該線圈正連接端nA+，該電源供應端 VDD電連接該供電二極體DPD及該供電電容CPD的連接點，該第一驅動端NOUT通過該第一電阻RG,n電連接該模組閘極G，該第二驅動端POUT通過該第二電阻RG,p電連接該模組閘極G。較佳的，該第一電阻RG,n的電阻值小於或等於該第二電阻RG,p的電阻值。當該驅動控制端IN的電壓超過該參考端VSS的電壓，該參考端VSS及該第一驅動端NOUT之間形成導通；當該驅動控制端IN的電壓低於該電源供應端VDD的電壓，該電源供應端VDD及該第二驅動端POUT之間形成導通。更詳細的說，該閘極驅動模組13包含有一第三開關S3及一第四開關S4，該第三開關S3係一NMOS，該第四開關S4係一PMOS(P-channel metal-oxide-semiconductor field-effect transistor,PMOS)，分別具有一閘極、一源極及一漏極，該第三開關S3的源極連接該參考端VSS，漏極連接該第一驅動端NOUT，該第四開關S4的源極連接該電源供應端VDD，漏極連接該第二驅動端POUT，該第三開關S3及該第四開關S4的閘極均連接該驅動控制端IN。當該驅動控制端IN的電壓超過該參考端VSS的電壓該第三開關S3的閥值電壓，該第三開關S3導通，使得該動輸入端與該參考端VSS之間形成導通；當該驅動控制端IN的電壓低於該電源供應端VDD的電壓該第四開關S4的一閥值電壓，該第四開關S4導通，使得該電源供應端VDD與該第二驅動端POUT之間形成導通。
請參閱圖2所示，具有該同步整流器10的電源轉換器1包含一隔離式變壓器T、一一次側線路1A及一二次側線路1B。該隔離式變壓器T具有一一次側線圈LP及該二次側線圈LS，該一次側線路1A電連接該一次側線圈LP，主要包含一功率開關Q1，該功率開關Q1電連接於該一次側線圈LP的一負端及一接地端之間，以控制由一輸入電源VIN輸入至該一次側線圈LP的電能。該一次側線路1B則主要包含該同步整流器10，該線圈正連接端nA+連接該二次側線圈LS的正端(+)，該線圈負連接端nA-連接該二次側線圈LS的一負端(-)。該同步整流器10的負載連接端nLD用以連接一負載BAT，該負載BAT例如是一電池，其 具有一負載電阻RBAT及負載電容CBAT。一般而言，該負載電阻RBAT的阻值極小，故可忽略。更明確地說，該電源轉換器1是一反馳式電源轉換器1(Flyback Converter)。
請一併參閱圖3的電路波形圖所示，由上到下分別為該二次側線圈LS電壓v s 、供電電容CPD上的電壓v PD 、該鉗位電容CP上的電壓v CP 、該第一開關S1的閘極-源極電壓v gs,MOS 、以及該第二開關S2的閘極-源極電壓v gs,GaN 。v s,high 是功率開關Q1導通時在二次側線圈LS上所能產生的最高電壓，v GaN,On 是第二開關S2的閥值電壓。此外，二次側線圈LS電壓v s 的極性根據通過該同步整流器10之電流方向而定，v s 、v PD 、v CP 之極性均標示於圖1中。接下來將以時間點t0~t4之間各點的電壓變化說明該同步整流器10在電源轉換器1中的作動方式。
時間點t0之前：該電源轉換器1尚未啟動，一次側線圈LP上的電壓及二次側線圈LS電壓v s 為0，且該開關功率模組11的鉗位電容CP上尚未建立電位差，該第二開關S2的閘極-源極電壓v gs,GaN 為0，該第二開關S2導通，該第一開關S1的閘極-源極電壓v gs,MOS 也為0，該第一開關S1不導通。由於該第一開關S1與該第二開關S2為串聯，故此時模組源極S及模組漏極D之間不導通，即，該同步整流器10在尚未啟動時為不導通狀態，實現常關器件之要求。
時間點t0~t1：該一次側線路1A的功率開關Q1在時間點t0首次導通，該二次側線圈LS電壓v s 為負(v s <0)，即同步整流器10的線圈正連接端nA+為低電壓，線圈負連接端nA-為高電壓。該供電電容CPD由該線圈負連接端nA-通過該供電二極體DPD充電，且其充電方向如圖1所示，在該連接點為正電壓端。較佳的，該緩衝電阻RPD降低該供電電容CPD的充電速度，避免產生大幅度電壓震盪。此外，由於此時該線圈正連接端nA+電壓為負，此時該鉗位電容CP尚未充電，該第一開關S1的閘極-源極電壓v gs,MOS =0，小於其閥值電壓，該第一開關S1保持仍然不導通。該第二開關S2閘極-源極電壓v gs,GaN 仍為0，第二開關S2為導通 狀態。根據該第一開關S1的連接方向，當該第一開關S1為不導通，該第一開關S1的體二極體DB(Body Diode)能夠阻擋由該負載連接端nLD倒灌之電流。
時間點t1~t2：該一次側線路1A的功率開關Q1在時間點t1切換為不導通((1-δ)T)，該二次側線圈LS電壓v s 為正(v s >0)，即同步整流器10的線圈正連接端nA+為高電壓，線圈負連接端nA-為低電壓。當該閘極驅動模組13的驅動控制端IN電壓相較該電源供應端VDD低於該第四開關S4的閥值電壓，該第四開關S4導通，該供電電容CPD通過該第四開關S4及該第二電阻RG,p對該開關功率模組11的模組閘極G供電，該鉗位電容CP充電至與該供電電容CPD相同電位，且當該鉗位電容CP的電壓足夠高，通過該第一二極體DM提供至該第一開關S1的閘極，使得該第一開關S1閘極相對源極電壓v gs,MOS 超過其閥值電壓，該第一開關S1導通；同時，由於v PD =v CP ，該第二開關S2的閘極-源極電壓v gs,GaN 為v PD -v CP =0，第二開關S2為導通狀態。
時間點t2~t3：該一次側線路1A的功率開關Q1在時間點t2再次切換為導通(δT)，該二次側線圈LS電壓v s 為負(v s <0)，即同步整流器10的線圈正連接端nA+為低電壓，線圈負連接端nA-為高電壓。此時由於該閘極驅動模組13的參考端VSS電壓低於該驅動控制端IN，且電壓差超過第三開關S3的閥值電壓，該第三開關S3導通，該開關功率模組11的模組閘極G通過該第一電阻RG,n及閘極驅動模組13連接至該線圈正連接端na+，該鉗位電容CP及該鉗位二極體DP形成的鉗位電路使得第二開關S2的閘極-源極電壓v gs,GaN 為-v CP ，低於該第二開關S2的閥值電壓V GaN,ON ，該第二開關S2關閉，從而實現當二次側線圈LS電壓v s <0時，該同步整流器10形成斷路之功能。
時間點t3~t4：該一次側線路1A的功率開關Q1在時間點t3再次切換為不導通，該二次側線圈LS電壓v s 為正(v s >0)，即同步整流器10的線圈正連接端nA+為高電壓，線圈負連接端nA-為低電壓。該第一開關S1的閘極-源極寄生 電容Cgs在t1~t2期間儲存的電荷受到第一二極體DM阻擋無法釋放，故該第一開關S1維持導通；進一步而言，該閘極驅動模組13的驅動控制端IN電壓再次低於該電源供應端VDD電壓，使得該第四開關S4導通，該供電電容CPD通過第四開關S4對該鉗位電容CP供電，該第二開關S2的閘極-源極電壓v gs,GaN 為v PD -v CP =0，第二開關S2再次形成導通狀態。該第一開關S1及該第二開關S2均為導通，從而實現當二次側線圈LS電壓v s >0時，該同步整流器10形成導通之功能。
至此，該同步整流器10完成初始化充電及完整的一個開關週期。
圖4係本發明的同步整流器10的工作狀態實驗波形圖。觀察圖4可知，該第一開關S1的閘極-源極電壓v gs,MOS 維持在高電位差，故該第一開關S1始終維持導通，而該第二開關閘極-源極電壓v gs,GaN 在該線圈正連接端nA+的電壓切換為正電壓時切換為高電位差，故該第二開關在v gs,GaN 在v s >v GaN,ON 時切換為導通，使得該二次側線圈LS的正端電壓通過該同步整流器10輸出至負載。
圖5A所示為本發明使用該同步整流器10的電源轉換器1在重載狀態下的實驗波形圖，圖5B為使用整流二極體作為二次側整流的電源轉換器在重載狀態下的實驗波形圖。實驗所比較的二個電源轉換器差異僅在二次側整流元件分別為本發明的同步整流器及一二極體，其中，做為比較所採用的二極體為RFN10T2D。所採樣的波形分別為二次側線圈LS電壓v S 、負載連接端nLD的一輸出電壓v BAT 、及通過該同步整流器10的導通電流i S 。其中標示
Figure 111143290-A0305-02-0012-1
、
Figure 111143290-A0305-02-0012-2
為整流器切換所產生的輸出電壓v BAT 主要震盪部位，標示
Figure 111143290-A0305-02-0012-3
為整流器切換所產生的二次側線圈LS電壓v S 主要震盪部位。波形圖中各電壓之正負極性均標示於圖1相應之元件位置上。
比較圖5A中的
Figure 111143290-A0305-02-0012-4
、
Figure 111143290-A0305-02-0012-5
、
Figure 111143290-A0305-02-0012-6
及5B中的
Figure 111143290-A0305-02-0012-7
、
Figure 111143290-A0305-02-0012-8
、
Figure 111143290-A0305-02-0012-9
可知，圖5A中的二次側線圈LS電壓v S 及負載連接端nLD的輸出電壓v BAT 在同步整流器10切換 時，均呈現較平滑的切換響應；相對的，圖5B中的以二極體進行整流的二次側線圈LS電壓v S 及負載連接端nLD的輸出電壓v BAT 具有明顯幅度較大的電壓震盪。從圖5A、5B的實驗波形圖可知，本發明的同步整流器10明顯改進了切換時的切換振鈴問題。
圖6所示為分別為本發明使用該同步整流器10的電源轉換器1以及使用二極體作為二次側整流的電源轉換器的效率-負載曲線圖。在該實驗中，在約為輸出電流Io<1.75A(輕載)時，由於該電源轉換器1操作在非連續導通模式(Discontinuous current mode)，該開關功率模組11的模組閘極G電壓不足以充電至能有效驅動該第二開關S2之電壓，故效率較低；在約為輸出電流Io>1.75A(重載)時，本發明使用該同步整流器10的電源轉換器1開始操作在連續導通模式(continuous current mode)，可以明顯看出本發明的電源轉換器1的效率超過傳統使用二極體作為二次側整流的電源轉換器1的效率超出2%左右。故本發明的同步整流器10相較整流二極體在重負載時具有明顯較佳的電源傳輸效率。
由以上同步整流器10的作動原理以及實驗波形圖可知，當供電電容CPD在t0~t1完成充電，且在t1~t2期間通過閘極驅動模組13對該鉗位電容CP完成充電後，該第一開關S1在後續的電源轉換器1工作中均維持導通狀態，實際的開關工作由該第二開關S2(D-mode GaN HEMT)執行，故具有至少以下優點：
1.由D-mode GaN HEMT取代傳統二極體作為開關，該同步整流器10的模組漏極D及模組源極S兩端之間在導通時不具有順向偏壓，避免傳統整流二極體上的壓降功率損耗之問題，使得本發明的電源轉換器1有效提高大輸出電流、高負載時之總體轉換效率。
2.根據D-mode GaN HEMT的特性，該第二開關S2不具有NMOS、PMOS的體二極體，且由於該第一開關S1在該同步整流器10工作中均維持導通狀態，該第一開關S1的體二極體DB在同步整流器10工作時產生的影響極小，故當該同步整流器10第二開關S2切換為不導通時，該同步整流器10中所產生的反向恢復電流效應極低，從而降低同步整流器10截止時的電壓震盪，降低電源轉換器產生的電磁干擾。
3.根據D-mode GaN HEMT低輸出電容的特性，該同步整流器10由不導通切換為導通時產生的電壓震盪也較低，使得電源轉換器在線圈儲能期間的電壓曲線亦更平滑，進一步降低電源轉換器產生的電磁干擾。
以上所述僅是本發明的實施例而已，並非對本發明做任何形式上的限制，雖然本發明已以實施例揭露如上，然而並非用以限定本發明，任何熟悉本專業的技術人員，在不脫離本發明技術方案的範圍內，當可利用上述揭示的技術內容做出些許更動或修飾為等同變化的等效實施例，但凡是未脫離本發明技術方案的內容，依據本發明的技術實質對以上實施例所作的任何簡單修改、等同變化與修飾，均仍屬於本發明技術方案的範圍內。
L S:二次側線圈 10: 空乏式氮化鎵電晶體同步整流器 n LD:負載連接端 n A+:線圈正連接端 n A-:線圈負連接端 11:開關功率模組 G:模組閘極 S:模組源極 D:模組漏極 S1:第一開關 S2:第二開關 C gs:閘極-源極寄生電容 C P:鉗位電容 D P:鉗位二極體 D M:第一二極體 12:峰值檢波模組 C PD:供電電容 D B:體二極體 D PD:供電二極體 R PD:緩衝電阻 13:閘極驅動模組 IN:驅動控制端 VSS:參考端 VDD:電源供應端 N OUT:第一驅動端 P OUT:第二驅動端 S3:第三開關 S4:第四開關 R G.n:第一電阻 R G.p:第二電阻 BAT:負載 R BAT:負載電阻 C BAT:負載電容 v s :二次側線圈電壓

Claims (8)

  1. 一種空乏式氮化鎵電晶體同步整流器，包含：一開關功率模組，具有一模組閘極、一模組漏極與一模組源極，該模組源極連接一線圈正連接端，該模組漏極連接一負載連接端，且包含：一第一開關及一第二開關，串聯於該模組源極及該模組漏極之間；一鉗位電容，連接於該模組閘極及該第二開關的一閘極之間；一鉗位二極體，連接於該第二開關的閘極及該模組源極之間；以及一第一二極體，連接於模組閘極及該第一開關的一閘極之間；其中，該第二開關是一空乏式氮化鎵高電子遷移率電晶體(D-mode GaN HEMT)；一峰值檢波模組，包含一供電二極體及一供電電容，串聯於該開關功率模組的模組漏極及一線圈負連接端之間，且該供電二極體及該供電電容之間有一連接點；以及一閘極驅動模組，具有一驅動控制端、一參考端，一電源供應端、一第一驅動端及一第二驅動端，該驅動控制端電連接該線圈負連接端，該參考端電連接該線圈正連接端，該電源供應端電連接該供電二極體及該供電電容的連接點，該第一驅動端通過一第一電阻電連接該模組閘極，該第二驅動端通過一第二電阻電連接該模組閘極；當該驅動控制端的電壓超過該參考端的電壓，該參考端及該第一驅動端之間形成導通；當該驅動控制端的電壓低於該電源供應端的電壓，該電源供應端及該第二驅動端之間形成導通。
  2. 如請求項1所述之空乏式氮化鎵電晶體同步整流器，其中，該峰值檢波模組包含：一緩衝電阻，電連接於該連接點及該供電二極體之間。
  3. 如請求項1所述之空乏式氮化鎵電晶體同步整流器，其中， 該第一開關的一源極電連接該模組源極，該第一開關的一漏極連接該第二開關的一源極，該第二開關的一漏極連接該模組漏極。
  4. 如請求項1所述之空乏式氮化鎵電晶體同步整流器，其中，該閘極驅動模組包含：一第三開關，電連接於該電源供應端及該第一驅動端之間，且具有連接該驅動控制端的一控制端；一第四開關，電連接於該第二驅動端及該參考端之間，且具有連接該驅動控制端的一控制端；其中，當該閘極驅動模組的驅動控制端的電壓超過該參考端的電壓該第三開關的一閥值電壓，該第三開關導通；當該閘極驅動模組的驅動控制端的電壓低於該電源供應端的電壓該第四開關的一閥值電壓，該第四開關導通。
  5. 如請求項4所述之空乏式氮化鎵電晶體同步整流器，其中，該第三開關是一N通道金屬氧化物半導體場效電晶體(NMOS)，具有一閘極、一源極及一漏極，該第三開關的源極連接該參考端，該第三開關的漏極連接該第一驅動端，該第三開關的閘極連接該驅動控制端；該第四開關是一P通道金屬氧化物半導體場效電晶體(PMOS)，具有一閘極、一源極及一漏極，該第四開關的源極連接該電源供應端，該第四開關的漏極連接該第二驅動端，該第四開關的閘極連接該驅動控制端。
  6. 如請求項1所述之空乏式氮化鎵電晶體同步整流器，其中，該第一電阻的電阻值小於或等於該第二電阻的電阻值。
  7. 一種具有空乏式氮化鎵電晶體同步整流器的電源轉換器，包含：一隔離式變壓器，具有一一次側線圈及一二次側線圈； 一一次側線路，電性連接該一次側線圈，包含一功率開關，該功率開關電連接於該一次側線圈的一負端及一接地端之間；一二次側線路，包含如請求項1至6中任一項所述的空乏式氮化鎵電晶體同步整流器，該線圈正連接端連接該二次側線圈的一正端，該線圈負連接端連接該二次側線圈的一負端。
  8. 如請求項7所述的具有空乏式氮化鎵電晶體同步整流器的電源轉換器，其係一返馳式電源轉換器。
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