TWI767635B

TWI767635B - 返馳變換器電源及其控制方法

Info

Publication number: TWI767635B
Application number: TW110111412A
Authority: TW
Inventors: 趙春勝; 孫運
Original assignee: 大陸商昂寶電子（上海）有限公司
Priority date: 2020-12-25
Filing date: 2021-03-29
Publication date: 2022-06-11
Also published as: CN112688570A; TW202226724A; CN112688570B

Abstract

提供了一種返馳變換器電源及其控制方法。該返馳變換器電源包括同步整流場效應電晶體和用於控制同步整流場效應電晶體的導通與關斷的同步整流控制器，其中，該同步整流控制器被配置為：基於同步整流場效應電晶體的汲極電壓、同步整流開啟閾值、以及同步整流關斷閾值，產生同步整流開關訊號；基於同步整流開關訊號和預定時鐘訊號，產生用於屏蔽同步整流開關訊號的每簇頻率包絡中最開始的一個或多個同步整流週期的整流週期屏蔽訊號；以及基於同步整流開關訊號和整流週期屏蔽訊號，產生用於驅動同步整流場效應電晶體的導通和關斷的閘極驅動訊號。

Description

返馳變換器電源及其控制方法

本發明涉及電路領域，尤其涉及一種返馳變換器電源及其控制方法。

返馳變換器電源廣泛應用於交流/直流(Alternate Current，AC/Direct Current，DC)和直流/直流(DC/DC)之間的轉換，通常包括電力MOS場效電晶體、變壓器、二極體、和電容，其中：脈寬調變(Pulse Width Modulation，PWM)訊號控制電力MOS場效電晶體的導通與關斷；在電力MOS場效電晶體處於導通狀態時，返馳變換器電源的輸入電壓連接到變壓器的一次線圈，變壓器的二次線圈通過感應變壓器的一次線圈兩端的電壓產生第一感應電壓，該第一感應電壓使得二極體處於反偏狀態而不能導通，此時由電容中存儲的電能向負載提供電壓和電流；在電力MOS場效電晶體處於關斷狀態時，變壓器的二次線圈通過感應變壓器的一次線圈兩端的電壓產生第二感應電壓，該第二感應電壓使得二極體處於正偏狀態而導通，此時變壓器磁芯中存儲的電能轉移至電容和負載。

根據本發明實施例的返馳變換器電源，包括同步整流場效應電晶體和用於控制同步整流場效應電晶體的導通與關斷的同步整流控制器，其中，該同步整流控制器被配置為：基於同步整流場效應電晶體的汲極電壓、同步整流開啟閾值、以及同步整流關斷閾值，產生同步整流開關訊號；基於同步整流開關訊號和預定時鐘訊號，產生用於屏蔽同步整流開關訊號的每簇頻率包絡中最開始的一個或多個同步整流週期的整流週期屏蔽訊號；以及基於同步整流開關訊號和整流週期屏蔽訊號，產生用於驅動同步整流場效應電晶體的導通和關斷的閘極驅動訊號。

根據本發明實施例的用於返馳變換器電源的控制方法，該返馳變換器電源包括同步整流場效應電晶體，該方法包括：基於同步整流場效應電晶體的汲極電壓、同步整流開啟閾值、以及同步整流關斷閾值，產生同步整流開關訊號；基於同步整流開關訊號和預定時鐘訊號，產生用於屏蔽同步整流開關訊號的每簇頻率包絡中最開始的一個或多個同步整流週期的整流週期屏蔽訊號；以及基於同步整流開關訊號和整流週期屏蔽訊號，產生用於驅動同步整流場效應電晶體的導通和關斷的閘極驅動訊號。

根據本發明實施例的返馳變換器電源及其控制方法，可以將同步整流開關訊號的每簇頻率包絡中最開始的一個或多個同步整流週期屏蔽掉，使得同步整流場效應電晶體在被屏蔽掉的一個或多個同步整流週期中保持關斷狀態，僅通過寄生體二極體導通來續流，從而可以避免返馳變換器電源中的變壓器的一次側和二次側同時導通，進而避免同步整流場效應電晶體由於變壓器的一次側和二次側同時導通而損壞。

300,700:SR控制器晶片

AND:及閘

AVDD:晶片內部電源

burst_det:整流週期屏蔽訊號

burst_dis:整流開啟強制訊號

Cbulk:濾波電容

Cgk,Csn:電容

Cout:輸出電容

Comp_sron:SR開啟比較器

Comp_sroff:SR關斷比較器

Cp:供電電容

clk_60k:60kHz時鐘訊號

D1,D2,D3,D4:二極體整流橋

Dp:供電二極體

Dsn:二極體

dff:D觸發器

f:工作頻率

f_5k:計時輸出訊號

Gate:閘極驅動訊號輸出端口

GND:晶片地端口

gate1,gate2,gate2’:閘極驅動訊號

INV:反相器

Isec:電流

iref:參考電流

k‧vdsp:一定比例的vdsp值

MNH:高壓開關

MP,MN:電晶體

MS1:高壓場效應電晶體

MS2:SR場效應電晶體

min_ton,ton_min:最小導通時間控制訊號

NOR1,NOR2:反或閘

OR:或閘

on det:整流開啟感測訊號

on ctrl:SR開啟控制訊號

off det:整流關斷感測訊號

QN:RS鎖存器反相輸出端

R:RS鎖存器復位端

Rcs:感測電阻

Rds2(on):導通電阻

Rst:啟動電阻

S:RS鎖存器置位端

sr:同步整流開關訊號

T:三繞組變壓器

ts,tval,tgt,tc:時間

turn on:SR開啟訊號

turn off:SR關斷訊號

U1:脈寬調變(PWM)控制器晶片

U2:同步整流(SR)控制器晶片

Vd:汲極電壓

Vds:壓差

vdsp:高位準幅值

Vin:輸出電壓感測端口

vout:輸出電壓

vref:參考電壓

Vs:源極電壓

vt(on):SR開啟閾值

vt(off):SR關斷閾值

vt(reg):調整值

從下面結合圖式對本發明的具體實施方式的描述中可以更好地理解本發明，其中：

圖1和圖2示出了包括同步整流器的返馳變換器電源的示例性系統電路圖。

圖3示出了用於圖1和圖2所示的傳統同步整流器(Synchronous Rectifier，SR)控制器晶片的示例性內部電路圖。

圖4示出了在採用圖3所示的SR控制器晶片的情況下，圖1和圖2所示的返馳變換器電源以分散計算模型(Distributed Computing Model，DCM)模式工作時與同步整流器的開啟與關斷有關的多個訊號的時序圖。

圖5示出了在採用圖3所示的SR控制器晶片的情況下，圖1和圖2所示的返馳變換器電源在Burst狀態下工作正常時與同步整流器的開啟與關斷有關的多個訊號的時序圖。

圖6示出了在採用圖3所示的SR控制器晶片的情況下，圖1和圖2所示的返馳變換器電源在Burst狀態下工作異常時與同步整流器的開啟與關斷有關的多個訊號的時序圖。

圖7示出了根據本發明實施例的用於圖1和圖2所示的返馳變換器電源的SR控制器晶片的示例性內部電路圖。

圖8示出了圖7所示的驅動控制模組的示例性內部電路圖。

圖9示出了與圖8所示的驅動控制模組有關的多個訊號的時序圖。

下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中，提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理解。但是，對於本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明絕不限於下面所提出的任何具體配置和演算法，而是在不脫離本發明的精神的前提下覆蓋了元素、部件和演算法的任何修改、替換和改進。在圖式和下面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。

圖1和圖2示出了具有同步整流器的返馳變換器電源的示例性系統電路圖。如圖1和圖2所示，T為三繞組變壓器，D1-D4構成二極體整流橋，Cbulk為濾波電容，Rst為啟動電阻，Cp為供電電容，Dp為供電二極體，Rsn、Csn、Dsn構成RCD鉗位吸收電路，U1為脈寬調變(Pulse Width Modulation，PWM)控制器晶片，MS1為高壓場效應電晶體，Rcs為感測電阻，Cout為輸出電容，U2為同步整流(Synchronous Rectification，SR)控制器晶片，MS2為SR場效應電晶體，U2與MS2共同構成替代傳統的肖特基整流二極體的同步整流器。

由於SR場效應電晶體MS2具有較低的導通壓降，所以圖1和圖2所示的返馳變換器電源具有較低的熱損耗、較高的電源轉換效率、以及較大的電流輸出能力。

通常，同步整流器廣泛應用在需要較大的電流輸出能力的返馳變換器電源中，並且返馳變換器電源根據其輸入電壓、輸出電壓、以及負載，以斷續導通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)、臨界導通(Quasi-Resonant，QR)模式、或連續導通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)工作。

圖3示出了用於圖1和圖2所示的傳統SR控制器晶片300的示例性內部電路圖。如圖3所示，穩壓器模組產生晶片內部電源AVDD；電壓/電流基準模組基於晶片內部電源AVDD產生參考電壓vref和參考電流iref；SR場效應電晶體MS2的汲極電壓Vd經由高壓開關MNH連接到SR開啟比較器Comp_sron的輸入端和SR關斷比較器Comp_sroff的輸入端；SR開啟比較器Comp_sron基於SR場效應電晶體MS2的汲極電壓Vd、SR開啟閾值vt(on)、以及基準地電壓產生整流開啟感測訊號on det；SR關斷比較器Comp_sroff基於SR場效應電晶體MS2的汲極電壓Vd、SR關斷閾值vt(off)、以及基準地電壓產生整流關斷感測訊號off det；SR開啟控制模組基於SR場效應電晶體MS2的汲極電壓Vd產生SR開啟控制訊號on ctrl；反或閘NOR1基於整流開啟感測訊號on det和SR開啟控制訊號on ctrl產生SR開啟訊號turn on；反或閘NOR2基於整流關斷感測訊號off det和最小導通時間控制訊號min_ton產生SR關斷訊號turn off；RS鎖存器基於SR開啟訊號turn on和SR關斷訊號turn off產生同步整流開關訊號sr；最小導通時間控制模組基於同步整流開關訊號sr產生最小導通時間控制訊號min_ton；驅動器模組基於同步整流開關訊號sr產生閘極驅動訊號gate2。

這裡，最小導通時間控制訊號min_ton用於控制SR場效應電晶體MS2的最小導通時間，閘極驅動訊號gate2用於驅動SR場效應電晶體MS2的導通或關斷。當同步整流開關訊號sr為高位準時，最小導通時間控制訊號min_ton為高位準並且持續時間為SR場效應電晶體的最小導通時間(例如，1.5us)；當同步整流開關訊號sr為低位準時，最小導通時間控制訊號min_ton為低位準。

圖4示出了在採用圖3所示的SR控制器晶片的情況下，圖1和圖2所示的返馳變換器電源以DCM模式工作時與同步整流器的開啟與關斷有關的多個訊號的時序圖。在圖4中，gate1為用於高壓場效應電晶體MS1的閘極驅動訊號；Vds為SR場效應電晶體MS2的汲極電壓Vd與源極電壓Vs之間的壓差；gate2為用於SR場效應電晶體MS2的閘極驅動訊號；Isec為流過變壓器T的二次線圈的電流；min_ton為用於控制SR場效應電晶體MS2的最小導通時間的最小導通時間控制訊號；vdsp為SR場效應電晶體MS2的汲極電壓Vd與源極電壓Vs之間的壓差Vds的高位準幅值；k‧vdsp為一定比例的vdsp值，例如，k=0.75；vt(on)為SR開啟閾值，例如，-200mV；vt(reg)為SR場效應電晶體MS2的汲極電壓Vd與源極電壓Vs之間的壓差Vds的調整值，例如，-30mV；vt(off)為SR關斷閾值，例如，0mV；vout為返馳變換器電源的輸出電壓，例如，3V~25V；ts為SR場效應電晶體MS2的汲極電壓Vd與源極電壓Vs之間的壓差Vds從k‧vdsp下降到vt(on)的時間；tval為SR場效應電晶體MS2的汲極電壓Vd與源極電壓Vs之間的壓差Vds連續大於預定電壓的時間，例如，1.5V的時間。

需要說明的是，在圖1和圖2所示的返馳變換器電源中，由於SR場效應電晶體MS2的源極接地，所以SR場效應電晶體MS2的汲極電壓Vd即為SR場效應電晶體的汲極電壓Vd與源極電壓Vs之間的壓差Vds。

在採用圖3所示的SR控制器晶片的情況下，同步整流器的開啟條件包括：(1)ts<150ns，(2)當f>5kHz時tval>6us或者當f<5kHz時tval>12us，以及(3)Vds<vt(on)，其中，f為同步整流器的工作頻率。當圖1和圖2所示的返馳變換器電源在突發(Burst)狀態工作時，在閘極驅動訊號gate1的每簇頻率包絡之間同步整流器的工作頻率f<5kHz，只要條件(1)和(3)或條件(2)和(3)同時滿足，同步整流器就會開啟。這裡，Burst狀態屬於DCM工作模式的一種情況。

在圖3所示的SR控制器晶片300中，SR開啟比較器Comp_sron通過比較SR場效應電晶體MS2的汲極電壓Vd和SR開啟閾值vt(on)的疊加結果與基準地電壓，產生整流開啟感測訊號on det；SR關斷比較器Comp_sroff通過比較SR場效應電晶體MS2的汲極電壓Vd和SR關斷閾值vt(off)的疊加結果與基準地電壓，產生整流關斷感測訊號off det；SR開啟控制模組通過判斷SR場效應電晶體MS2的汲極電壓Vd是否滿足條件(1)或(2)，產生SR開啟控制訊號on ctrl，其中，SR開啟控制訊號on ctrl在條件(1)或(2)滿足時為低位準，並且在條件(1)和(2)均不滿足時為高位準。

結合圖1至圖4可以看出，在圖1和圖2所示的返馳變換器電源以DCM模式正常工作的過程中，當閘極驅動訊號gate1由高位準變為低位準時，高壓場效應電晶體MS1由導通狀態變為關斷狀態，壓差Vds開始從平臺電壓高位準幅值vdsp逐漸下降，並且電流Isec開始從最大電流值逐漸減小。此時，SR場效應電晶體MS2尚未導通，電流Isec流經SR場效應電晶體MS2的體二極體續流。在同步整流器的開啟條件(1)或(2)滿足且Vds<vt(on)後，同步整流開關訊號sr由低位準變為高位準，閘極驅動訊號gate2開始從低位準逐漸增大，使得SR場效應電晶體MS2由關斷狀態變為導通狀態(即，同步整流器開啟)。當電流Isec在SR場效應電晶體MS2的導通電阻Rds2(on)上產生的壓降，即壓差Vds略大於調整值vt(reg)時，閘極驅動訊號gate2逐漸減小，SR場效應電晶體MS2的導通電阻Rds2(on)逐漸增大，使得壓差Vds穩定在調整值vt(reg)附近。隨著電流Isec進一步減小，SR場效應電晶體MS2的導通電阻Rds2(on)的增大已不足以將壓差Vds維持在調整值vt(reg)附近，壓差Vds開始增大。當Vd>vt(off)時，同步整流開關訊號sr由高位準變為低位準，閘極驅動訊號gate2被快速拉低，使得SR場效應電晶體MS2由導通狀態變為關斷狀態(即，同步整流器關斷)。

這裡，由於閘極驅動訊號gate2提前從高位準下降到了一個較低的值，所以縮短了閘極驅動訊號gate2從高位準變為低位準的時間，加快了同步整流器的關斷。在CCM工作模式下，這可以降低壓差Vds的尖峰電壓。

但是，對於實際工作在Burst狀態的返馳變換器電源，由於變壓器T的一次側的電容Csn的充放電以及二極體Dsn和供電二極體Dp的反向恢復，在閘極驅動訊號gate1的每簇頻率包絡的第一個同步整流週期期間，SR場效應電晶體MS2的汲極電壓Vd的退磁波形以及諧振波形會發生畸變，這會導致SR場效應電晶體MS2的誤導通。在SR場效應電晶體MS2誤導通後，SR場效應電晶體MS2由於最小導通時間控制訊號ton_min的控制而無法立刻關斷，如果變壓器T的一次側的高壓場效應電晶體MS1恰好在SR場效應電晶體MS2的最小導通時間內導通，則變壓器T的一次側和二次側同時導通，壓差Vds會產生一個很高的尖峰電壓，這個尖峰電壓疊加在高位準幅值vdsp上會產生超過SR場效應電晶體MS2的額定耐壓值的電壓，從而會導致SR場效應電晶體MS2損壞。

圖5示出了在採用圖3所示的SR控制器晶片的情況下，圖1和圖2所示的返馳變換器電源在Burst狀態下工作正常時與同步整流器的開啟與關斷有關的多個訊號的時序圖。在圖5中，gate1為用於高壓場效應電晶體MS1的閘極驅動訊號，Vds為SR場效應電晶體MS2的汲極電壓Vd與源極電壓Vs之間的壓差，gate2為用於SR場效應電晶體MS2的閘極驅動訊號，Isec為流過變壓器T的二次線圈的電流。可以看出，在圖1和圖2所示的返馳變換器電源在Burst狀態下工作正常時，閘極驅動訊號gate1的每簇頻率包絡包含3個同步整流週期。

圖6示出了在採用圖3所示的SR控制器晶片的情況下，圖1和圖2所示的返馳變換器電源在Burst狀態下工作異常時與同步整流器的開啟與關斷有關的多個訊號的時序圖。在圖6中，gate1為用於高壓場效應電晶體MS1的閘極驅動訊號；Vds為SR場效應電晶體MS2的汲極電壓Vd與源極電壓Vs之間的壓差；gate2為用於SR場效應電晶體MS2的閘極驅動訊號；min_ton為用於控制SR場效應電晶體MS2的最小導通時間的最小導通時間控制訊號；vdsp為SR場效應電晶體MS2的汲極電壓Vd與源極電壓Vs之間的壓差Vds的高位準幅值；k‧vdsp為一定比例的vdsp值，例如，k=0.75；vt(on)為SR開啟閾值，例如，-200mV；vt(reg)為SR場效應電晶體MS2的汲極電壓Vd與源極電壓Vs之間的壓差Vds的調整值，例如，-30mV；vt(off)為SR關斷閾值，例如，0mV；vout為返馳變換器電源的輸出電壓，例如，3V~25V；ts為SR場效應電晶體MS2的汲極電壓Vd與源極電壓Vs之間的壓差Vds從k‧vdsp下降到SR開啟閾值vt(on)的時間；tval為SR場效應電晶體MS2的汲極電壓Vd與源極電壓Vs之間的壓差Vds連續大於預定電壓的時間，例如，1.5V的時間；tgt為變壓器T的一次側和二次側同時處於導通狀態的持續時間。

從圖6可以看出，在閘極驅動訊號gate1的某個頻率包絡中的第一個同步整流週期內，由於電容Csn的充放電以及二極體Dp和供電二極體Dsn的反向恢復時間過長，壓差Vds的退磁波形以及諧振波形發生明顯畸變。具體地，壓差Vds從高位準幅值vdsp下降到SR開啟閾值vt(on)的時間增大到接近1us，雖然SR開啟條件(1)不滿足，但是SR開啟條件(2)滿足，等到壓差Vds下降到SR開啟閾值vt(on)後SR場效應電晶體MS2仍會導通，此時剩餘退磁時間較短，退磁電流很快下降到零，壓差Vds很快上升到大於SR關斷閾值vt(off)，但是由於最小導通時間控制訊號ton_min的控制，SR場效應電晶體MS2無法關斷而要到最小導通時間期滿才能關斷。

進一步地，從圖6可以看出，由於退磁結束後，SR場效應電晶體MS2持續導通，輸出電容Cout的輸出電流反向流過SR場效應電晶體MS2，導致壓差Vds的諧振波形的下降沿變快、幅度變大，甚至會高過高位準幅值vdsp。在有些情況下，壓差Vds的諧振波形的脈寬也會增大，這就是SR開啟條件(2)中當f<5kHz時，時間tval增大到12us的原因。由於壓差Vds的諧振波形下降沿變快，SR開啟條件(1)滿足，等到壓差Vds下降到SR開啟閾值vt(on)後，SR場效應電晶體MS2會誤導通。同樣，由於最小導通時間控制訊號ton_min的控制使得SR場效應電晶體MS2無法及時關斷，輸出電容Cout的輸出電流又反向流過SR場效應電晶體MS2，壓差Vds接下來的諧振波形下降沿變快，SR場效應電晶體MS2又誤導通。SR場效應電晶體MS2在壓差Vds的諧振週期誤導通後，受最小導通時間控制訊號ton_min的控制無法及時關斷，如果恰好碰到變壓器T1的一次側的高壓場效應電晶體MS1導通，則變壓器T1的一次側和二次側同時導通(同時導通的持續時間為tgt)，壓差Vds會產生一個很大的尖峰電壓，此尖峰電壓疊加在高位準幅值vdsp上會產生大於SR場效應電晶體MS2的額定耐壓值的電壓，導致SR場效應電晶體MS2損壞。

為了避免上述情況的發生，提出了圖7所示的根據本發明實施例的用於圖1和圖2所示的返馳變換器電源的SR控制器晶片700。從圖3和圖7可以看出，SR控制器晶片700與SR控制器晶片300的區別在於增加了驅動控制模組，其他部分可以與SR控制器晶片300相同。圖8示出了圖7所示的驅動控制模組的示例性內部電路圖。

如圖7和圖8所示，在一些實施例中，SR控制器晶片700可以被配置為：基於SR場效應電晶體(例如，MS2)的汲極電壓(例如，Vd)、SR開啟閾值(例如，Vt(on))、以及SR關斷閾值(例如，Vt(off))，產生同步整流開關訊號(例如，sr)；基於同步整流開關訊號和預定時鐘訊號(例如，clk_60k)，產生用於屏蔽同步整流開關訊號的每簇頻率包絡中最開始的一個或多個同步整流週期的整流週期屏蔽訊號(例如，burst_det)；以及基於同步整流開關訊號和整流週期屏蔽訊號，產生用於驅動SR場效應電晶體的導通和關斷的閘極驅動訊號(例如，gate2’)。

這裡，整流週期屏蔽訊號可以將同步整流開關訊號的每簇頻率包絡中最開始的一個或多個同步整流週期屏蔽掉，使得SR場效應電晶體在被屏蔽掉的一個或多個同步整流週期中保持關斷狀態，僅通過寄生體二極體導通來續流，從而可以避免返馳變換器電源中的變壓器的一次側和二次側同時導通，進而避免SR場效應電晶體由於變壓器的一次側和二次側同時導通而損壞。

如圖7和圖8所示，在一些實施例中，SR控制器晶片700可以進一步被配置為：基於SR場效應電晶體的汲極電壓和SR開啟閾值，產生SR開啟訊號(例如，turn on)；基於SR場效應電晶體的汲極電壓、SR關斷閾值、以及最小導通時間控制訊號(例如，min_ton)，產生SR關斷訊號(例如，turn off)；以及基於SR開啟訊號和SR關斷訊號，產生同步整流開關訊號(例如，可以基於SR開啟訊號和SR關斷訊號，利用RS鎖存器產生同步整流開關訊號)。其中，最小導通時間控制訊號是基於同步整流開關訊號產生的。這裡，在最小導通時間控制訊號的控制下，可以防止SR場效應電晶體在剛導通時由於其汲極電壓與源極電壓之間的壓差被干擾而誤關斷。

如圖7和圖8所示，在一些實施例中，當SR場效應電晶體的汲極電壓小於SR開啟閾值時，SR開啟訊號為高位準；當SR場效應電晶體的汲極電壓不小於SR開啟閾值時，SR開啟訊號為低位準。當SR場效應電晶體的汲極電壓大於SR關斷閾值並且最小導通時間控制訊號為低位準時，SR關斷訊號為高位準；當SR場效應電晶體的汲極電壓不大於SR關斷閾值或者最小導通時間控制訊號為高位準時，SR關斷訊號為低位準。當整流週期屏蔽訊號為高位準且整流開啟強制訊號為低位準、或者同步整流開關訊號為低位準時，用於SR場效應電晶體的閘極驅動訊號為低位準；當整流週期屏蔽訊號為低位準或整流開啟強制訊號為高位準、並且同步整流開關訊號為高位準時，用於SR場效應電晶體的閘極驅動訊號為高位準。

如圖7和圖8所示，在一些實施例中，SR控制器晶片700可以進一步被配置為：基於SR場效應電晶體的汲極電壓和SR開啟閾值，產生整流開啟強制訊號(例如，burst_dis)；以及基於同步整流開關訊號(例如，sr)、整流週期屏蔽訊號(例如，burst_det)、以及整流開啟強制訊號(burst_dis)，產生用於SR場效應電晶體的閘極驅動訊號(例如，gate2’)。這裡，在整流開啟強制訊號的作用下，可以強制SR場效應電晶體從關斷狀態變為導通狀態。另外，在屏蔽解除後的當前同步整流週期內，SR場效應電晶體的關斷不再受最小導通時間控制訊號的控制，這不僅避免了工作在輕載Burst狀態的返馳變換器電源切換到CCM工作模式時，SR場效應電晶體還沒從關斷狀態變為導通狀態引起的SR場效應電晶體的汲極電壓與源極電壓之間的尖峰壓差，而且減小了系統效率損失，大大提高了返馳變換器電源的可靠性。

如圖7和圖8所示，當SR場效應電晶體的汲極電壓小於SR開啟閾值的持續時間大於預定時間值(例如，tc，一般為2.5us)時，整流開啟強制訊號為高位準；當SR場效應電晶體的汲極電壓小於SR開啟閾值的持續時間不大於預定時間值(例如，tc，一般為2.5us)或者SR場效應電晶體的汲極電壓不小於SR開啟閾值時，整流開啟強制訊號為低位準。

如圖7和圖8所示，當整流週期屏蔽訊號為低位準或整流開啟強制訊號為高位準、並且同步整流開關訊號為高位準時，閘極驅動訊號為高位準；當整流週期屏蔽訊號為高位準且整流開啟強制訊號為低位準、或者同步整流開關訊號為低位準時，閘極驅動訊號為低位準。

如圖8所示，在一些實施例中，驅動控制模組包括：1)同步整流開關訊號的頻率感測部分，2)整流週期計數和屏蔽部分，以及3)Vd<vt(on)的持續時間大於tc的感測部分。在圖8中，dff為D觸發器，OR為或閘，AND為及閘，INV為反相器，clk_60k為60kHz時鐘訊號，sr為同步整流開關訊號。具體地，0-shot模組在同步整流開關訊號sr的上升沿產生一個脈寬為150ns的低脈衝；計時輸出訊號f_5k感測同步整流開關訊號sr的相鄰頻率包絡之間的間隔是否大於200us；當同步整流開關訊號sr的頻率低於5kHz時，計時輸出訊號f_5k的上升沿使得整流週期屏蔽訊號burst_det由低位準變為高位準；同步整流開關訊號sr被屏蔽並開始計數；當被屏蔽的同步整流周期滿3個時，整流週期屏蔽訊號burst_det由高位準變為低位準，屏蔽解除，同步整流開關訊號sr正常輸出；在同步整流開關訊號sr被屏蔽期間，圖8最下面的電路用於感測Vd<vt(on)的持續時間是否大於tc；如果是，則整流開啟強制訊號burst_dis由低位準變為高位準，允許同步整流開關訊號sr輸出，SR場效應電晶體MS2被強制從關斷狀態變為導通狀態並且其從導通狀態變為關斷狀態不再受最小導通時間控制訊號min_ton的控制，當Vd>vt(off)時即可正常關斷。這裡，on det訊號為圖7中的SR開啟比較器Comp_sron的輸出，turn off訊號為圖7中的反或閘NOR2的輸出；Comp為比較器，與電晶體MP、MN，電流源iref，電容Cgk一起構成tc計時電路。

圖9示出了與圖8所示的驅動控制模組有關的多個訊號的時序圖。可以看出，在返馳變換器電源在Burst狀態下工作時，同步整流開關訊號sr的每簇頻率包絡包含4個同步整流週期，並且其相鄰頻率包絡之間的間隔大於200us。由於加入了本文提出的控制機制，從閘極驅動訊號gate2’的波形可以看出，同步整流開關訊號sr的每簇頻率包絡的前3個同步整流週期被屏蔽掉，SR場效應電晶體MS2保持關斷狀態，僅通過寄生體二極體導通續流，避免了變壓器的一次側和二次側同時導通，不會再出現前面提到的尖峰電壓問題。在圖9中，當返馳變換器電源從Burst狀態轉換到CCM工作模式導致退磁時間變長時，由於加入了Vd<vt(on)持續時間大於tc的感測機制，儘管整流週期屏蔽訊號仍為高位準，但是SR場效應電晶體MS2會在整流開啟強制訊號的作用下強制從關斷狀態變為導通狀態，避免了SR場效應電晶體MS2的寄生體二極體的反向恢復導致的返馳變換器電源處於CCM工作模式時的尖峰電壓，這極大地提高了包括同步整流器的返馳變換器電源的可靠性。

本發明可以以其他的具體形式實現，而不脫離其精神和本質特徵。例如，特定實施例中所描述的演算法可以被修改，而系統體系結構並不脫離本發明的基本精神。因此，當前的實施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本發明的範圍由所附申請專利範圍而非上述描述定義，並且，落入申請專利範圍的含義和等同物的範圍內的全部改變從而都被包括在本發明的範圍之中。

700:SR控制器晶片