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TWI651921B - 改善返馳式開關電源的ｅｍｉ的系統 - Google Patents

改善返馳式開關電源的ｅｍｉ的系統 Download PDF

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TWI651921B
TWI651921B TW106135197A TW106135197A TWI651921B TW I651921 B TWI651921 B TW I651921B TW 106135197 A TW106135197 A TW 106135197A TW 106135197 A TW106135197 A TW 106135197A TW I651921 B TWI651921 B TW I651921B
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TW201909532A (zh
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林元
黃曉敏
楊彭林
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昂寶電子（上海）有限公司
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本發明涉及改善返馳式開關電源的EMI的系統。系統包括：邏輯電路，被配置為基於第一信號來生成鎖存信號；振盪器(OSC)，被配置為生成並將第一信號傳輸到邏輯電路，其中回饋比例分壓電阻被配置為根據系統的輸出電壓來生成回饋信號；抖動生成器，被配置為生成第二信號並且將第二信號傳輸到比較器；比較器，基於回饋信號和第二信號生成比較信號；RS鎖存器，基於比較信號和鎖存信號來生成第三信號閘極驅動器；閘極驅動器被配置為接收第三信號，並且基於第三信號生成驅動信號從而控制連接到閘極驅動器的功率電晶體的導通和關斷；以及抖動控制器，接收參考信號並且基於參考信號來生成控制信號，其中第一信號是由振盪器基於控制信號生成的。

Description

改善返馳式開關電源的EMI的系統
本發明涉及開關電源，更具體地，涉及一種改善返馳式(flyback)開關電源的電磁干擾EMI(Electromagnetic Interference)的系統。
在開關電源中，一般開關頻率從幾十kHz到幾百kHz不等，系統板上存在著寄生的電容和電感，EMI不可避免。為了避免嚴重干擾其它的用電器，需要嚴格限制開關電源產生的EMI。
開關電源為了減小體積，需要提高開關頻率，這樣會引起EMI問題同時會增大開關損耗。採用準諧振(QR，Quasi-Resonant)技術，利用功率MOSFET汲極端的寄生電容Cf和變壓器的漏感Lm產生諧振，實現谷底導通，從而可以提高系統效率。QR系統與傳統的固定頻率硬體開關系統相比，輻射EMI可以得到明顯改善。
但是傳統的固定頻率系統可以容易實現開關頻率抖動，導通EMI可以通過開關頻率抖動使原來比較集中的頻譜能量分散開來。由於QR系統的開關頻率由系統及負載決定，即在某個輸入電壓下當輸出負載不變情況下，系統的開關頻率基本恒定，這樣導通EMI在低頻時頻譜能量分佈比較集中，從而導致導通EMI難以解決。
第1圖是示出了返馳式開關電源系統，以及傳統的固定頻率PWM控制器100的示意性框圖。一次側固定頻率PWM控制器100(如虛線所示)，其外部可以連接有電流源(例如，AC電流源)。PWM控制器100包括振盪器110、回饋比例分壓電阻120、PWM比較器130、RS鎖存器140、以及閘極驅動器150。其中，開關頻率完全由振盪器110所控制。其連接關係如第1圖所示，PWM控制器100外部與回饋隔離元 件的輸出相連接系統實現了包括一次繞組和二次繞組的變壓器，以使一次側上的AC輸入電壓和二次側上的輸出電壓相隔離。回饋隔離元件處理關於輸出電壓的資訊並生成回饋信號，通過控制PWM信號來控制能量傳輸，從而實現對系統的閉環(closed-loop)控制。例如，隔離回饋元件可以包括誤差放大器、補償網路、和光耦合器(未示出)。
第2圖是示出了如第1圖所示的固定頻率PWM控制器的抖動信號的圖示。為了改善EMI，通常在振盪器110中增加頻率抖動功能。振盪器110中頻率抖動方式，如第2圖所示，開關頻率從低斜坡爬升到高，然後從高斜坡降低到低。另外，也可以採用偽隨機發生器，對EMI改善也有相同的效果。通常頻率抖動幅度可以控制在一定範圍內，可以在保證EMI改善時不會因為頻率變化幅度太大而引起雜訊問題。例如對60K的固定頻率系統，可以採用±4%抖動範圍，即系統開關頻率為60K±2.4K，在n次諧波能量分佈頻率範圍為±2.4nK，相比固定頻率系統總的諧波能量不變，但每個諧波頻點上能量幅度有明顯下降，從而改善導通EMI。
第3圖是示出了如第1圖所示的固定頻率PWM控制器的開關頻率Fs、閘極電壓Vcs、以及回饋信號FB的關係的圖示。在傳統固定頻率PWM返馳式系統中，系統重載時開關頻率不受FB控制，可以通過在OSC(Oscillator，振盪器)上疊加固定週期抖動信號實現頻率週期性變化，通常週期會遠大於二次側的頻寬。但是在降頻區，二次側誤差放大器回饋信號FB會控制OSC實現輕載降頻，這樣原來設計OSC週期性抖動幅度會受到FB回饋控制，實際在系統上頻率抖動一般採用週期性爬坡方式，容易受回饋信號FB調變導致最終抖動幅度會比設計值小很多，結果在降頻區由於開關頻率頻差小導致EMI傳導偏差。
第4圖是示出了如第1圖所示的固定頻率PWM控制器的在降頻段的開關頻率Fs、回饋信號FB與時間的關係的圖示。如第4圖所示，在降頻區，Fs_抖動為OSC在降頻區抖動週期內頻率變化幅度(開環，FB保持不變)。但是實際系統中，二次側誤差放大器回饋信號FB會 控制OSC頻率反向調變，這樣原來設計OSC週期性抖動幅度會受到FB回饋控制，最終系統開關頻率Fs上抖動幅度會遠小於OSC抖動幅度。
因此，需要改善返馳式開關電源的EMI的系統。
鑒於以上所述的問題，本發明提出一種改善返馳式開關電源的EMI的系統。從而在系統降頻段，通過採用開關頻率擾動(switch frequency jittering)方式來改善EMI。
根據本公開的一個方面，提供了一種改善返馳式開關電源的電磁干擾EMI的系統，包括：邏輯電路，邏輯電路被配置為至少部分地基於第一信號來生成鎖存信號；振盪器OSC，OSC的輸入連接到回饋比例分壓電阻並且輸出連接到邏輯電路，並且被配置為生成並將第一信號傳輸到邏輯電路，其中回饋比例分壓電阻被配置為根據系統的輸出電壓來生成回饋信號；抖動生成器，抖動生成器被配置為生成第二信號並且將第二信號傳輸到比較器；比較器，比較器的同相輸入連接到回饋比例分壓電阻，反相輸入連接到抖動生成元件，輸出連接到RS鎖存器的R端，從而基於回饋信號和第二信號生成比較信號；RS鎖存器，RS鎖存器的R端連接到比較器的輸出，S端連接到邏輯電路的輸出，並且Q端連接到閘極驅動器的輸入，從而基於比較信號和鎖存信號來生成第三信號閘極驅動器；閘極驅動器被配置為接收第三信號，並且至少部分地基於第三信號生成驅動信號從而控制連接到閘極驅動器的功率電晶體的導通和關斷；以及抖動控制器，抖動控制器被配置為接收參考信號並且至少部分地基於參考信號來生成控制信號，其中第一信號是由OSC基於控制信號生成的。
根據本公開的另一方面，提供了包括根據本公開的欠壓和過壓保護系統的電源變換器。
根據本申請實施例的系統為返馳式開關電源提供了對EMI的改善。取決於實施例，還可以獲得一個或多個益處。參考下面的詳細描述和附圖可以全面地理解本發明的這些益處以及各個另外的目的、特徵和優點。
R1、R2‧‧‧電阻器
Q1‧‧‧功率電晶體
Rsense‧‧‧電阻值
CS‧‧‧端子
Fs‧‧‧開關頻率
Vcs‧‧‧閘極電壓
Fs_fix‧‧‧固定值
VCS_抖動‧‧‧週期性變化信號
dem‧‧‧繞組
OSC‧‧‧振盪器
Va‧‧‧折返模式回饋信號
Fs_jitter‧‧‧頻率抖動變化幅度
Vcs_md1‧‧‧閘極電壓中間值1
Vcs_md2‧‧‧閘極電壓中間值2
Vin‧‧‧系統輸入電壓
Vo‧‧‧系統輸出電壓
Vcs_max‧‧‧閘極電壓最大值
Vcs_min‧‧‧閘極電壓最小值
110、510、810、1010‧‧‧振盪器
120、520、820、1020‧‧‧回饋比例分壓電阻
130、530、830、1030‧‧‧PWM比較器
140、540、840、1040‧‧‧RS鎖存器
150、550、850、1050‧‧‧閘極驅動器
Fs_max、Fs_max1‧‧‧系統最高頻率
Fs_min、Fs_min1‧‧‧系統最低頻率
T、t、T0、T1、T2‧‧‧時刻
Clk_ref‧‧‧內部基準時鐘
860、1060‧‧‧邏輯電路
870、1070‧‧‧退磁感測元件
1080‧‧‧抖動控制元件
1090‧‧‧抖動生成元件
Ip‧‧‧一次線圈電感電流
Fs_抖動‧‧‧頻率變化幅度
LPF‧‧‧低通濾波器
gate‧‧‧閘極驅動輸出端子
100、500‧‧‧固定頻率PWM控制器
800、1000‧‧‧準諧振(QR)控制器
FB‧‧‧二次側誤差放大器回饋信號
Vfb_burst‧‧‧間歇模式(Burst)回饋信號閾值電壓
Vfb_1‧‧‧回饋信號閾值電壓1
Vfb_2‧‧‧回饋信號閾值電壓2
Vfb_3‧‧‧回饋信號閾值電壓3
FB_max1‧‧‧頻率抖動週期回饋信號最大值1
FB_min1‧‧‧頻率抖動週期回饋信號最小值1
Fs_va‧‧‧回饋信號為va時系統開關頻率
Ip_max1‧‧‧一次線圈電感電流最大值1
Ip_min1‧‧‧一次線圈電感電流最小值1
下面，將結合附圖對本實用新型的示例性實施例的特徵、優點和技術效果進行描述，附圖中相似的附圖標記表示相似的元件，其中：第1圖是示出了傳統固定頻率PWM控制器的簡化框圖。
第2圖是示出了如第1圖所示的固定頻率PWM控制器的抖動信號的圖示。
第3圖是示出了如第1圖所示的固定頻率PWM控制器的的開關頻率Fs、閘極電壓Vcs、以及回饋信號FB的關係的圖示。
第4圖是示出了如第1圖所示的固定頻率PWM控制器的在降頻段的開關頻率Fs、回饋信號FB與時間的關係的圖示。
第5圖是示出了根據本公開的實施例的固定頻率PWM控制器的簡化框圖。
第6圖是示出了返馳式電源系統典型功率管開關頻率Fs和一次VCS值與回饋信號FB對應關係的圖示。
第7圖是示出了返馳式電源系統在降頻區隨時間變化的Fs抖動和Ip抖動的圖示。
第8圖是示出了根據本公開的實施例的準諧振QR控制器的簡化框圖。
第9圖是示出了QR控制器的開關頻率Fs、閘極電壓Vcs、以及回饋信號FB的關係的圖示。
第10圖示出了根據本公開的實施例的、QR系統的抖動控制的一種實現方式的示意性框圖。
第11圖示出了根據本公開的實施例的、QR系統的抖動控制的另一實現方式的示意性框圖。
第12圖示出了根據本公開的實施例的、QR系統的抖動控制的又一實現方式的示意性框圖。
下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中，提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理解。但是，對於本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明決不限於下面所提出的任何具體配置和演算法，而是在不脫離本發明的精神的前提下覆蓋了元素、部件和演算法的任何修改、替換和改進。在附圖和下面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。
第5圖示出了根據本公開的實施例的固定頻率PWM控制器的簡化框圖。該圖僅作為示例，其不應該不適當地限制專利申請範圍。本領域的普通技術人員應該理解很多變化、替代和修改。
固定頻率PWM控制器500(如虛線所示)包括振盪器(OSC)510、回饋比例分壓電阻520、PWM比較器530、RS鎖存器540、以及閘極驅動器550。第5圖還示出了PWM控制器500所連接到的電流源、回饋隔離元件等。PWM控制器連接到諸如一次繞組、二次繞組、電磁干擾(EMI)濾波器、整流電橋、隔離回饋組件等的外部設備。隔離回饋元件可以例如包括多個電阻器、電容器、三端穩壓器和光耦合器。
如第5圖所示，交流電(Alternate Current,AC)輸入由EMI濾波器進行處理，並且整流橋提供輸入電壓用於PWM控制器500的操作。包括一次繞組和二次繞組的變壓器隔離PWM控制器500的一次側和二次側。與二次側上的輸出電壓相關的資訊可以通過包括電阻器R1和R2的回饋比例分壓電阻520來提取。
隔離回饋元件基於與輸出電壓相關聯的資訊來生成回饋信號。控制器的資訊接收回饋信號並生成驅動信號，以導通和關斷開關從而調節輸出電壓。如果電源開關被閉合(例如，導通)時，能量被存儲在包括一次繞組和二次繞組的變壓器中。閉合的電源開關允許電流流過一次 繞組。電流由電阻器感測並通過終端(例如，端子CS)轉換成電流感測信號(例如，VCS)。隨後，如果電源開關是斷開的(例如，被關斷)，所存儲的能量釋放到輸出端並且系統進入退磁過程。
在一個示例中，功率電晶體是雙極結型電晶體。在另一示例中，功率電晶體是場效應電晶體(例如，金屬氧化物半導體場效應電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET))。在又另一示例中，功率電晶體是絕緣閘雙極性接面電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)。其中功率電晶體(例如，第1圖中的Q1)的集電極經由變壓器的一次繞組連接到輸入電壓，並且經由取樣電阻連接到地。在各種示例中，回饋分壓電阻器R1和R2的電阻值可以由本領域技術人員根據需要設置。
第6圖是示出了返馳式電源系統典型功率管開關頻率Fs和一次VCS值與回饋信號FB對應關係的圖示。如第6圖所示，當FB>Vfb_2時，開關頻率Fs為固定值(例如，Fs_fix)與FB電壓無關，此時振盪器OSC(例如，第5圖的OSC 510)直接控制開關頻率fs，可以通過在OSC上調變頻率的方式來調變開關頻率Fs，改善EMI傳導。
隨著輸出負載降低，當Vfb_3<FB<Vfb_2時，此時FB信號會控制OSC頻率，隨著FB電壓降低OSC頻率而降低。在FB=Va處，通過OSC上增加調變頻率方式，Fs=Fs_va±△fs，由於輸出負載不變，系統環路調節FB電壓會隨著OSC上疊加抖動幅度△fs而變化。換言之，隨著OSC上疊加抖動增大(+△fs)，即系統開關頻率會升高，通過二次側回饋迴圈控制FB電壓會下降，即FB=Va-△fb，由於OSC上疊加抖動週期將會較大，二次側回饋迴圈比快，則最終在系統上開關頻率週期性變化幅度會遠小於OSC上設計的調變幅度△fs。其中，輸出功率Pout(1)可以表示如下： 其中L p 為電感器的電感值，I p 為系統一次輸出電流，△fs為OSC上設計的調變幅度。
在等式1中，FB回饋信號不變條件下，降頻區OSC頻率增加抖動後，可以看出此時輸出功率與系統開關頻率成正比POut(1) n(F s +△Fs)。
實際系統中，輸出二次測誤差放大器回饋控制FB信號，在OSC抖動幅度增大到△fs，FB信號減小△fb，輸出功率Pout(1)如下式所示：
在等式2中，實際OSC抖動幅度會受FB迴圈控制後最終幅度為△fs-Fs△fb，最終在系統上開關頻率週期性變化幅度會遠小於OSC上設計的調變幅度△fs。
第7圖是示出了返馳式電源系統在降頻區隨時間變化的Fs抖動和Ip抖動的圖示。如第7圖所示，在OSC頻率上增加週期性抖動幅度△fs，同時會在CS信號上疊加同向信號△Vcs，抖動週期與OSC上頻率週期保持一致。其中反映開關導通時一次線圈電感電流信號的強度的CS信號Vcs可以表示如下：Vcs=Ip Rsence (等式3)其中，Ip為一次線圈電感電流，Rsence為感測電阻器的電阻值。
在一個實施例中，輸出功率Pout可以表示如下： 其中L p 為電感器的電感值，I p 為系統一次電感電流，Fs為開關頻率。
當系統工作在降頻區，保持輸出負載不變(即，Pout恒定)，OSC頻率抖動上升△fs，同時CS上信號幅度降低△Vcs(其中△Vcs為一次線圈電感電流感測信號的變化)可以得出：
其中，Pout(T0)為T0時刻的輸出功率；Pout(T1)為T0時刻的輸出功率；並且△Ip=△Vcs/Rsense，△Vcs為端子CS處的電壓變化並且Rsense為感測電阻器的電阻值。
通過控制Fs上疊加抖動幅度△fs以及Vcs信號上疊加抖動幅度，可以基本保持Pout(T0)基本等於Pout(T1)，此時二次側回饋控制信號FB基本保持不變，這樣設計希望得到開關頻率幅度△fs與系統上實際測試頻率變化幅度大體一致。
第8圖是示出了根據本公開的實施例的準諧振QR控制器的簡化框圖。該圖僅作為示例，其不應該不適當地限制專利申請範圍。本領域的普通技術人員應該理解很多變化、替代和修改。
如第8圖所示，準諧振(QR)控制器800(如虛線所示)包括振盪器(OSC)810、回饋比例分壓電阻820、PWM比較器830、RS鎖存器840、閘極驅動器850、邏輯電路860、以及退磁感測元件870。第8圖還示出了PWM控制器800所連接到的電流源、回饋隔離元件等。PWM控制器連接到諸如一次繞組、次級繞組、電磁干擾(EMI)濾波器、整流電橋、隔離回饋組件等的外部設備。隔離回饋元件可以例如包括多個電阻器、電容器、三端穩壓器和光耦合器。
如第8圖所示，包括一次繞組和次級繞組的變壓器隔離QR控制器800的一次側和次級側。與次級側上的輸出電壓相關的資訊可以通過包括電阻器R1和R2的回饋比例分壓電阻820來提取。隔離回饋元件基於與輸出電壓相關聯的資訊來生成回饋信號。控制器的資訊接收回饋信號並生成驅動信號，以導通和關斷開關從而調節輸出電壓。如果電源開關被閉合(例如，導通)時，能量被存儲在包括一次繞組和次級繞組的變壓器中。閉合的電源開關允許電流流過一次繞組。電流由電阻器感測並通過終端(例如，端子CS)轉換成電流感測信號(例如，VCS)。隨後，如果電源開關是斷開的(例如，被關斷)，所存儲的能量釋放到輸出端並且系統進入退磁過程。
輸出電壓經過負回饋誤差放大器控制輸入FB，FB經過電阻分壓與CS信號進入PWM比較器，回饋誤差放大器輸出FB控制CS的峰值電流，實現輸出電壓調節。為了整個系統可以穩定工作，回饋誤差放大器需要進行補償，通常頻寬需要控制在開關頻率的1/10-1/15以下。
第9圖是示出了QR控制器的開關頻率Fs、閘極電壓Vcs、以及回饋信號FB的關係的圖示。其中，系統頻率和Vcs對應FB關係，當FB>Vfb_1時系統在QR模式，即通過繞組DEM pin感測到退磁就導通電晶體。在Vfb_2<FB<Vfb_1區間，隨著負載降低系統開關頻率升高，達到系統最高頻率Fs_max，為了開關頻率不超過最高頻率限制，系統會在第二谷底、第三谷底依次延後導通。隨著輸出負載繼續降低，Vfb_3<FB<Vfb_2，為了減小系統開關損耗系統的最高頻率隨著FB信號降低而降低。
在輕載降頻段Vfb_3<FB<Vfb_2區間，為了改善導通模式EMI，希望系統的開關頻率不能太集中，能像固定頻率系統可以實現頻率抖動，從而改善EMI。在FB信號控制的降頻曲線上增加週期性抖動控制，同時CS信號上疊加反向抖動信號，最終系統開關頻率可得以分散開來。
第10圖示出了根據本公開的實施例的、QR系統的抖動控制的一種實現方式的示意性框圖。該圖僅作為示例，其不應該不適當地限制專利申請範圍。本領域的普通技術人員應該理解很多變化、替代和修改。QR控制器1000如第10圖所示，包括振盪器(OSC)1010、回饋比例分壓電阻1020、PWM比較器1030、RS鎖存器1040、閘極驅動器1050、邏輯電路1060、退磁感測元件1070，以及抖動控制元件1080和抖動生成元件1090。
如第10圖所示，OSC 1010的輸入連接到回饋比例分壓電阻1020並且輸出連接到邏輯電路1060。PWM比較器1030的同相輸入連接到回饋比例分壓電阻1020，反相輸入連接到抖動生成元件1090，輸出連接到RS鎖存器1040的R端。RS鎖存器1040的R端連接到PWM比 較器1030的輸出，S端連接到邏輯電路輸出，Q端連接到閘極驅動器1050的輸入。閘極驅動器1050的輸出與功率電晶體(例如，Q1)的基極相耦接。功率電晶體的基極與閘極驅動器1050的輸出相耦接，集電極與變壓器(未示出)的一次繞組電感的一端相耦接，並且發射極與取樣電阻器Rs的一端相耦接(電阻器Rs的另一端耦接到地信號)。
如第10圖所示，輕載降頻區OSC頻率受回饋信號FB控制，同時OSC頻率上疊加週期性抖動調變。在Vcs信號進入PWM比較器之前疊加一個Vcs_抖動信號，實現對一次線圈電感峰值電流Ipk的抖動調變，這樣系統的開關頻率也可以受到抖動週期性信號調變。VCS_抖動為週期性變化信號與OSC週期保持一致，在週期內信號幅度是連續變化的方式。
第11圖示出了根據本公開的實施例的、QR系統的抖動控制的另一實現方式的示意性框圖。該圖僅作為示例，其不應該不適當地限制專利申請範圍。本領域的普通技術人員應該理解很多變化、替代和修改。所示出的控制器類似於第10圖，其連接關係在此不再贅述。在第11圖所示的實施例中，還包括低通濾波器(Low Pass Filter,LPF)，被配置為接收回饋信號並且將經濾波的回饋信號輸出到振盪器。在QR系統輕載降頻段，FB信號控制OSC降頻，降低最高頻率方式實現降頻。相對根據第10圖的實施例，FB信號經過LPF後進入OSC，由於VCS_抖動為與OSC週期保持一致的週期性變化信號，在週期內信號幅度是連續變化的方式，可以減小二次側EA回饋FB信號波動對OSC抖動幅度的影響。
根據一個實施例，OSC頻率上疊加週期性抖動調變，在Vcs信號進入PWM比較器之前疊加一個Vcs_抖動信號，實現對Ipk電流的抖動調變，這樣系統的開關頻率也可以受到抖動週期性信號調變。VCS_抖動為週期性變化信號與OSC週期保持一致，在週期內信號幅度是連續變化的方式。
第12圖示出了根據本公開的實施例的、QR系統的抖動控制的又一實現方式的示意性框圖。該圖僅作為示例，其不應該不適當地 限制專利申請範圍。本領域的普通技術人員應該理解很多變化、替代和修改。所示出的控制器類似於第10圖，其連接關係在此不再贅述。在第11圖所示的實施例中， 根據一個實施例，輕載降頻區OSC頻率受回饋信號FB控制，同時OSC頻率上疊加週期性抖動調變。在Vcs信號進入PWM比較器之前疊加一個Vcs_抖動信號，實現對Ipk電流的抖動調變。根據一個實施例，二次側回饋FB信號和OSC抖動的時鐘信號控制抖動生成器輸出信號的幅度，從而控制CS上疊加的抖動幅度，這樣可以控制OSC上抖動和CS上疊加抖動信號相對應，減小OSC抖動對整個環路的干擾，即在OSC抖動週期內FB信號保持相對恒定，減小二次側EA對OSC抖動的影響。
在本公開的實施例中，同時在OSC和CS上引入抖動信號，以實現系統開關頻率的抖動功能。導通EMI在頻譜上每個諧波頻點能量分佈範圍更寬，同時由於總能量不變，每個諧波頻點的幅度會更低，EMI冗餘(margin)更大。
本發明可以以其他的具體形式實現，而不脫離其精神和本質特徵。例如，特定實施例中所描述的演算法可以被修改，而系統體系結構並不脫離本發明的基本精神。因此，當前的實施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本發明的範圍由所附申請專利範圍而非上述描述定義，並且，落入申請專利範圍的含義和等同物的範圍內的全部改變從而都被包括在本發明的範圍之中。
本發明各個實施例中的一些或所有元件單獨地和/或與至少另一元件相組合地是利用一個或多個軟體元件、一個或多個硬體元件和/或軟體與硬體元件的一種或多種組合來實現的。在另一示例中，本發明各個實施例中的一些或所有元件單獨地和/或與至少另一元件相組合地在一個或多個電路中實現，例如在一個或多個類比電路和/或一個或多個數位電路中實現。在又一示例中，本發明的各個實施例和/或示例可以相組合。
雖然已描述了本發明的具體實施例，然而本領域技術人員將明白，還存在於所述實施例等同的其它實施例。因此，將明白，本發明不受所示具體實施例的限制，而是僅由專利申請範圍來限定。

Claims (8)

  1. 一種改善返馳式開關電源的電磁干擾(EMI)的系統，包括：邏輯電路，所述邏輯電路被配置為至少部分地基於第一信號來生成鎖存信號；振盪器(OSC)，所述振盪器的輸入連接到回饋比例分壓電阻並且輸出連接到所述邏輯電路，並且被配置為生成所述第一信號並將所述第一信號傳輸到所述邏輯電路，其中所述回饋比例分壓電阻被配置為根據所述系統的輸出電壓來生成回饋信號；抖動生成器，所述抖動生成器被配置為生成第二信號並且將所述第二信號傳輸到比較器；所述比較器，所述比較器的同相輸入連接到所述回饋比例分壓電阻，反相輸入連接到抖動生成器，輸出連接到RS鎖存器的R端，從而基於所述回饋信號和第二信號生成比較信號；所述RS鎖存器，所述RS鎖存器的R端連接到所述比較器的輸出，S端連接到所述邏輯電路的輸出，並且Q端連接到閘極驅動器的輸入，從而基於所述比較信號和所述鎖存信號來生成第三信號；所述閘極驅動器，所述閘極驅動器被配置為接收所述第三信號，並且至少部分地基於所述第三信號生成驅動信號從而控制連接到所述閘極驅動器的功率電晶體的導通和關斷；以及抖動控制器，所述抖動控制器被配置為接收參考信號並且至少部分地基於所述參考信號來生成控制信號，其中所述第一信號是由所述振盪器基於所述控制信號生成的；其中所述抖動生成器被配置為至少部分地基於所述系統的開關頻率的降頻區的內頻率變化幅度來生成所述第二信號。
  2. 如專利申請範圍第1項所述的系統，其中所述第一信號是由所述振盪器基於所述控制信號和所述回饋信號生成的。
  3. 如專利申請範圍第1項所述的系統，進一步包括低通濾波器，所述低通濾波器被配置為接收所述回饋信號並且將經濾波的回饋信號輸出到所述振盪器。
  4. 如專利申請範圍第1項所述的系統，其中所述抖動生成器被配置為至少部分地基於所述時鐘信號來生成所述第二信號。
  5. 如專利申請範圍第1項所述的系統，進一步包括感測電阻器，所述感測電阻器一端與所述比較器相耦接，一端接地，並且被配置為基於所述系統的一次線圈電感電流來生成電流感測信號，其中所述抖動生成器的輸出信號與所述電流感測信號疊加，並且經疊加的信號被輸出到所述比較器的反相輸入端。
  6. 如專利申請範圍第1項所述的系統，進一步包括誤差放大器，所述誤差放大器被配置為接收所述系統的輸出電壓，並且基於所述輸出電壓來生成回饋電壓，其中所述回饋信號是基於所述回饋電壓生成的。
  7. 如專利申請範圍第6項所述的系統，其中所述誤差放大器被配置為將所述系統的頻寬控制為小於所述系統的開關頻率的1/10。
  8. 一種開關電源，包括如專利申請範圍第1-7項中任一項所述的改善返馳式開關電源的電磁干擾(EMI)的系統。
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