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TWI506939B - Ac/dc功率轉換器、電力供應器及將ac輸入電壓轉換成dc輸出電壓之系統 - Google Patents

Ac/dc功率轉換器、電力供應器及將ac輸入電壓轉換成dc輸出電壓之系統 Download PDF

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TWI506939B
TWI506939B TW102134878A TW102134878A TWI506939B TW I506939 B TWI506939 B TW I506939B TW 102134878 A TW102134878 A TW 102134878A TW 102134878 A TW102134878 A TW 102134878A TW I506939 B TWI506939 B TW I506939B
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Inhwan Oh
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Apple Inc
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Description

AC/DC功率轉換器、電力供應器及將AC輸入電壓轉換成DC輸出電壓之系統
所揭示實施例係關於AC對DC功率轉換器之設計。更具體而言，所揭示實施例係關於設計高效率、高功率密度之AC對DC共振功率轉換器。
AC對DC(或「AC/DC」)功率轉換器常常用以將初級AC電源(例如，來自壁式插座之AC電力供應器)轉換成經整流DC電壓，該經整流DC電壓接著可供應至各種電子器件。切換模式功率轉換器(switched-mode power converter)為併入切換調節器(switching regulator)以較有效率地將電力自AC轉換至DC之AC/DC功率轉換器類型。使用切換模式功率轉換器之電力供應器(常常被稱為「SMPS」)通常尤其用於現代計算器件(例如，桌上型電腦及膝上型電腦兩者、平板電腦、攜帶型媒體播放器、智慧型手機，及/或其他現代計算器件)、電池充電器及電動車輛中。
電力供應器設計者正不斷地開發較好的AC/DC轉換器設計以滿足針對較大效率、較小尺寸及較輕重量之增長需求。使用LLC共振轉換器拓撲之SMPS設計已展示顯著高效率及高功率密度。習知切換模式LLC共振AC/DC轉換器通常包括在AC輸入整流器之後的預調節器級(常常被稱為「功率因數校正(power factor correction)」或「PFC 級」)。此PFC級將來自AC輸入整流器之經整流AC信號轉換成DC電壓。此DC電壓接著饋入至DC/DC LLC共振轉換器。然而，PFC級使用龐大高電壓DC電容器以濾波經整流低頻率AC輸入，此情形可佔據大量空間。此外，PFC級通常需要具有與後繼LLC轉換器級之功率定額相同的功率定額。當使用PFC級及LLC級兩者來轉換功率時，系統達成高效率及高功率密度之能力可嚴重地受到可包括許多組件之龐大高電壓DC電容器及PFC級限制。
因此，需要一種用於SMPS之AC/DC功率轉換器設計，其至少消除PFC級中之龐大DC電容器。
所揭示實施例提供一種將一AC輸入電壓轉換至一DC輸出電壓之AC/DC功率轉換器。此AC/DC功率轉換器包括一輸入整流器級，該輸入整流器級將一AC輸入電壓整流成具有一第一恆定極性及一第一振幅之一第一經整流電壓。該AC/DC功率轉換器亦包括一切換共振級，該切換共振級直接地耦接至該輸入整流器級之輸出。此切換共振級將該經整流電壓轉換成具有一第二恆定極性(其可與該第一恆定極性相同)及一第二振幅(其可遠小於該第一振幅)之一第二經整流電壓。該AC/DC功率轉換器另外包括一輸出整流器級，該輸出整流器級耦接至該切換共振級之輸出，其中該輸出整流器級將該第二經整流電壓整流成一DC電壓輸出。
在一些實施例中，該AC/DC功率轉換器進一步包括一控制器，該控制器耦接於該第二整流器級之輸出與該切換共振級之輸入之間。更具體而言，該控制器接收該DC電壓輸出作為一回饋信號，且產生驅動該切換共振級之一或多個控制信號。
在一些實施例中，該AC/DC功率轉換器不在該輸入整流器級與該切換共振級之間使用一預調節器(PFC)級。
100‧‧‧AC/DC轉換器
102‧‧‧輸入整流器級
104‧‧‧預調節器(PFC)級
106‧‧‧切換級
108‧‧‧共振級
110‧‧‧輸出整流器級
112‧‧‧AC電力供應器
114‧‧‧控制器
116‧‧‧控制信號
118‧‧‧共振槽
120‧‧‧變壓器
200‧‧‧AC/DC轉換器
202‧‧‧輸入整流器級
206‧‧‧切換級
208‧‧‧共振級
210‧‧‧輸出整流器級
212‧‧‧AC電力供應器
214‧‧‧節點
216‧‧‧控制信號
218‧‧‧控制信號
220‧‧‧控制器
222‧‧‧零交叉偵測器(ZCD)
224‧‧‧LLC共振槽
226‧‧‧變壓器
228‧‧‧節點
230‧‧‧整合式變壓器
300‧‧‧增益相對於驅動頻率曲線/增益曲線
302‧‧‧增益曲線
304‧‧‧增益曲線
402‧‧‧頂部子標繪圖
404‧‧‧中間子標繪圖
406‧‧‧底部子標繪圖
408‧‧‧頂部子標繪圖
410‧‧‧中間子標繪圖
412‧‧‧底部子標繪圖
502‧‧‧查找表
504‧‧‧零交叉偵測器(ZCD)
506‧‧‧脈衝頻率調變器(PFM)
508‧‧‧高壓側驅動器
510‧‧‧低壓側驅動器
514‧‧‧回饋迴路
516‧‧‧比例-積分-微分(PID)控制器
Cdc ‧‧‧DC電容器
Co‧‧‧低通濾波器
Cr‧‧‧電容器
D1‧‧‧二極體
D2‧‧‧二極體
D3‧‧‧二極體
D4‧‧‧二極體
DL ‧‧‧二極體
Do1‧‧‧二極體
Do2‧‧‧二極體
Ldc ‧‧‧升壓電感器
Lm‧‧‧磁化電感器
Lr‧‧‧漏電電感器
Q1‧‧‧開關
Q2‧‧‧開關
Ro‧‧‧負載
圖1說明根據一些實施例的將AC輸入電壓轉換至DC輸出電壓之切換模式共振AC/DC功率轉換器的方塊圖。
圖2說明根據本文中之一些實施例的將AC輸入電壓轉換至DC輸出電壓之簡化切換模式LLC共振AC/DC功率轉換器。
圖3說明根據本文中之一些實施例的針對給定LLC共振轉換器設計之增益相對於驅動頻率曲線。
圖4A說明根據本文中之一些實施例的用於針對給定LLC共振轉換器而判定遍及|sin(wt )|週期之驅動頻率曲線的程序。
圖4B說明根據本文中之一些實施例的用於判定包括恆定驅動頻率區之驅動頻率曲線的程序。
圖5說明根據本文中之一些實施例的在AC/DC轉換器200內之控制器220的方塊圖。
圖6呈現根據本文中之一些實施例的說明建構用於查找表之驅動頻率曲線之程序的流程圖。
在該等圖中，類似參考數字指代相同圖元件。
所揭示實施例提供切換模式共振AC/DC功率轉換器設計，其可用以將DC電力尤其供應至計算器件(例如，桌上型電腦、膝上型電腦、平板電腦、攜帶型媒體播放器、智慧型手機，及/或其他現代計算器件)、電池充電器及電動車輛。
在特定實施例中，描述不在輸入整流器與切換共振級之間使用預調節器(PFC)級之LLC共振AC/DC功率轉換器。此AC/DC功率轉換器使用回饋迴路中之控制器以監視輸出電壓且控制切換共振級之切換操作。該控制器亦為前饋迴路之部分，該前饋迴路用以補償AC輸入電壓中之未經調節正弦波對輸出電壓的效應。在一實施例中，前饋迴 路包括查找表，該查找表儲存經預校準驅動頻率相對於時間曲線。在操作期間，控制器可基於選定驅動頻率相對於時間曲線而產生具有時變頻率之控制信號。該控制信號接著用以驅動切換共振級，其中該等時變驅動頻率調變切換共振級之轉移函數且補償未經調節正弦波對輸出電壓之效應。藉由使用回饋迴路及前饋迴路兩者以控制切換操作，所提出之AC/DC功率轉換器在無需PFC級之情況下自高電壓正弦波AC輸入電壓獲得穩定DC輸出電壓。
圖1說明根據一些實施例的將AC輸入電壓轉換至DC輸出電壓之切換模式共振AC/DC功率轉換器100的方塊圖。如圖1所說明，切換模式共振AC/DC功率轉換器100(在下文中為「AC/DC轉換器100」)包括輸入整流器級102、預調節器(PFC)級104、切換級106、共振級108及輸出整流器級110。更具體而言，輸入整流器級102耦接至提供AC輸入電壓Vac (例如，50Hz或60Hz公用事業電壓)之AC電力供應器112。應注意，儘管未圖示，但電磁干擾(EMI)濾波器通常耦接於AC電力供應器112與輸入整流器級102之間。此類EMI濾波器可為AC/DC轉換器100之部分。輸入整流器級102將AC電壓Vac 整流成具有恆定極性之第一經整流電壓Vdc 。
輸入整流器級102耦接至PFC級104，PFC級104將經整流電壓Vdc 調節成經調節DC電壓Vdc '。應注意，PFC級104包括充當低通濾波器之DC電容器Cdc 及升壓電感器Ldc 。為了達成低漣波Vdc '輸出，通常使用大尺寸電感器Ldc 及具有大電容之龐大Cdc 。在所展示實施例中，PFC級104另外包括二極體DL 及其他電路組件。應注意，PFC級104亦可使用其他調節器設計以獲得經調節DC電壓Vdc '，且因此不限於圖1之特定實施例。然而，PFC級104幾乎總是包括大DC電容器，諸如，Cdc 。
進一步參看圖1，應注意，PFC級104之輸出耦接至切換級106， 切換級106將DC電壓Vdc '轉換成高頻率AC電壓VQ 。更具體而言，切換級106可包括受到由控制器114產生之控制信號116驅動的一或多個開關。在一實施例中，控制信號116驅動一對串聯耦接開關，其中針對每一開關而交替50%之作用區間循環，藉此產生具有50%之作用區間循環的方波VQ 。應注意，控制器114亦自整流器級110之輸出接收輸入。
在切換級106之後為共振級108，共振級108接收AC電壓VQ 作為輸入。共振級108進一步包含共振槽118及變壓器120，變壓器120在共振槽118之後以使高輸入電壓VQ 降壓。共振槽118可含有電感器及電容器之串聯或並聯組合，且可使用許多共振槽設計。通常，共振槽118插入於切換級106之後以允許該切換級在零電壓切換(zero voltage switching,ZVS)或零電流切換(zero current switching,ZCS)條件下操作。結果，切換級106可在高切換頻率下以極低切換損失而操作。緊接著，變壓器120在共振級108之輸出處產生經降壓AC電壓Vs及關聯AC電流IS 。
進一步參看圖1，應注意，共振級108耦接至輸出整流器級110。可由任何習知電路製成之輸出整流器級110將AC電壓Vs轉換成DC電壓VO ，DC電壓VO 亦為AC/DC功率轉換器100之輸出。在所展示實施例中，DC輸出電壓VO 及關聯DC電流Is隨後供應至負載RO ，負載RO 通常不被視為AC/DC功率轉換器100之部分。如上文所提及，DC電壓VO 用作至控制器114之回饋。控制器114可基於VO 而產生誤差且使用該誤差以調整驅動切換級106之控制信號116。
在基於AC/DC轉換器100的所提出之AC/DC功率轉換器設計中，PFC級104(包括大DC電容器Cdc )被消除，因此，輸入整流器級102及切換級106彼此直接地耦接。此情形引起具有較小尺寸、較高效率及較高功率密度之較精巧AC/DC功率轉換器。由於消除PFC級，故切換級 106接收含有大正弦漣波之經整流輸入電壓Vdc 。為了確保轉換器輸出VO 為實質上恆定DC電壓，所提出之實施例重新設計控制器114，使得控制信號116在頻率方面連續地變化。現在描述不使用PFC級的所提出之AC/DC功率轉換器。
圖2說明根據本文中之一些實施例的將AC輸入電壓轉換至DC輸出電壓之簡化切換模式LLC共振AC/DC功率轉換器200。如圖2所說明，切換模式LLC共振AC/DC功率轉換器200(在下文中為「AC/DC轉換器200」)包括輸入整流器級202、切換級206、共振級208及輸出整流器級210。然而，AC/DC轉換器200不包括相似於AC/DC轉換器100中之PFC級104的PFC級。結果，輸入整流器級202之輸出直接地耦接至切換級206之輸入。藉由自AC/DC轉換器200移除PFC級，所提出之實施例亦消除DC電容器Cdc 。現在詳細地描述AC/DC功率轉換器200之剩餘級中每一者。
輸入整流器級202可實質上相似於AC/DC轉換器100中之輸入整流器級102。更具體而言，輸入整流器級202耦接至提供AC輸入電壓Vac (例如，60Hz公用事業電壓)之AC電力供應器212。在一實施例中，Vac 具有正弦波形。在一些實施例中，輸入整流器級202經由AC電力插塞而耦接至AC電力供應器212。儘管未圖示，但電磁干擾(EMI)濾波器通常耦接於AC電力供應器212與輸入整流器級202之間。此類EMI濾波器可為AC/DC轉換器200之部分。輸入整流器級202將AC電壓Vac 整流成第一經整流電壓Vdc ，第一經整流電壓Vdc 具有恆定極性及大漣波，該等大漣波具有與Vac 之振幅相同的振幅。在所展示實施例中，輸入整流器級202使用包含四個二極體D1至D4之全波橋式整流器。然而，輸入整流器級202可使用其他整流器類型(例如，半波橋式整流器)以獲得經整流電壓Vdc ，且因此不限於圖2之特定實施例。
進一步參看圖2，應注意，輸入整流器級202直接地耦接至切換 級206，切換級206在節點214處將低頻率經整流電壓Vdc 轉換成高頻率AC電壓VQ 。切換級206可實質上相似於AC/DC轉換器100中之切換級106。在所展示實施例中，切換級206使用一對串聯耦接MOSFET Q1及Q2作為開關，其中Q1及Q2受到耦接至各別MOSFET之閘極的控制信號216及218驅動。然而，切換級206亦可使用其他切換電路或技術以獲得高頻率AC電壓VQ ，且因此不限於圖2之特定實施例。舉例而言，代替使用兩個MOSFET開關，切換級206可使用受到單一控制信號驅動之單一MOSFET開關。應注意，控制信號216及218係由耦接於切換級206之輸入與輸出整流器級210之輸出之間的控制器220產生。在一些實施例中，控制器220用於回饋迴路中，該回饋迴路調整控制信號216及218，使得整流器級210之輸出為防禦AC輸入電壓及負載變化之實質上經調節DC電壓。
應注意，控制器220可接收Vdc 作為前饋輸入，且接著使用零交叉偵測器(zero-cross detector,ZCD)222以偵測Vdc 內之零交叉。此時序資訊可由控制器220使用以使控制信號216及218同步於輸入電壓Vdc 。應注意，儘管ZCD 222被展示為控制器220內之模組，但其他實施例可使用控制器220外部之離散ZCD以接收Vdc ，且產生時序資訊作為輸出，該輸出接著饋入至控制器220。然而，在一些實施例中，整合式ZCD及離散ZCD皆不用於AC/DC轉換器200中，且控制器220使用其他技術來識別Vdc 中之零交叉。下文結合圖4來更詳細地描述控制器220之例示性設計。
進一步參看圖2，應注意，在切換級206之後為共振級208，共振級208接收高振幅AC電壓VQ 作為輸入。共振級208可實質上相似於AC/DC轉換器100中之共振級108。更具體而言，共振級208進一步包含LLC共振槽224及變壓器226，變壓器226在LLC共振槽224之後以使高輸入電壓VO 降壓。更具體而言，LLC共振槽224包含兩個電感器 Lr(常常被稱為「漏電電感器(leakage inductor)」)及Lm(常常被稱為「磁化電感器(magnetizing inductor)」)，以及一個電容器Cr。應注意，LLC共振槽224通常具有兩個共振頻率。亦應注意，變壓器226(及AC/DC轉換器200之其餘部分)並聯地連接至電感器Lm。
如上文所提及，共振槽通常插入於切換級之後以允許切換級在零電壓切換(ZVS)或零電流切換(ZCS)條件下操作。LLC共振槽224相比於許多其他共振槽組態具有數個優勢。舉例而言，LLC共振轉換器可在ZVS條件下遍及寬負載範圍而操作，甚至在零負載條件下操作。此外，LLC共振轉換器可遍及寬負載範圍而在窄頻率變化範圍內操作。應注意，共振級208可使用其他共振槽組態，諸如，簡單串聯共振槽、簡單並聯共振槽，或兩個或三個電感器及電容器之其他組合。因此，共振級208中之共振槽不限於圖2所說明之特定實施例。
LLC共振槽224在節點228處產生中間AC電壓VP 。緊接著，變壓器226在共振級208之輸出處產生經降壓AC電壓Vs及關聯AC電流IS 。應注意，變壓器226經組態以具有n =N p/N s之輸入對輸出匝比，其中N p及N s分別為初級側及次級側上之變壓器線圈的匝數。應注意，漏電電感器Lr及磁化電感器Lm可為離散組件，或可整合至變壓器226中。在圖2所展示之實施例中，電感器Lr及Lm兩者係與變壓器226整合作為整合式變壓器230之部分。
應注意，共振級208耦接至輸出整流器級210。實質上相似於AC/DC轉換器100中之輸出整流器級110的輸出整流器級210將AC電壓Vs轉換成DC電壓VO ，DC電壓VO 亦為AC/DC轉換器200之輸出。在所展示實施例中，輸出整流器級210包括包含兩個二極體Do1及Do2之全波整流器、中心抽頭變壓器，及低通濾波器Co。經整流電壓Vo及關聯DC電流Is隨後供應至負載RO ，負載RO 通常不被視為AC/DC轉換器200之部分。如上文所提及，經整流電壓VO 用作至控制器220之回饋 信號。控制器220可基於VO 而產生誤差且使用該誤差以調整控制信號216及218直至輸出電壓VO 為實質上DC信號為止。
與AC/DC轉換器100相比較，AC/DC轉換器200提供較簡單、較精巧且較有效率之轉換器設計。然而，藉由移除PFC級，至切換級之輸入為具有低頻率之經整流正弦波(假定AC電力供應器具有正弦波形)。經正弦波調變電壓接著傳播至VQ 及VP 。若使用習知輸出整流器級210，則輸出VO 亦將由低頻率正弦波調變，此情形不理想。現在描述控制器220可如何經組態以補償轉換器輸出VO 中之正弦波調變。
首先計算共振級208之輸出電壓增益G =VP /VQ (亦即，「轉移函數」)。應注意，在LLC共振槽224中，串聯耦接之Cr及Lr係與Lm串聯，Lm係與AC/DC轉換器200之其餘部分並聯。為了計算節點228處之VP 至節點218處之VQ 的電壓增益，使用分壓器理論以取得： 其中ω 為控制信號216及218之驅動頻率；X Lm 、X Lr 及X Cr 分別為電感器Lm及Lr以及電容器Cr之電抗；且R eq 為與Lm並聯的AC/DC轉換器200之其餘部分的等效阻抗。R eq 可被表達為： 其中n 為匝比N p/N s，且R o 為負載之阻抗。
應注意，X Lm (ω )=ωL m 、X Lr (ω )=ωL r 及皆為驅動頻率f =ω /(2π)之函數。因此，輸出電壓增益G 亦為驅動頻率之函數。觀測到，若f 在時間方面固定，則G (f )亦固定。若AC輸入Vac 可被表達為Vac =Vpk sin(wt )，則VQ 包括與|sin(wt )|成比例之正弦波調變，其中w 為AC輸入Vac 之頻率。正弦波調變自VQ 傳播至VP ，且接著傳播至Vs，且最終呈現於輸出電壓Vo中。應注意，為了獲得穩定輸出電壓Vo，需要補償對Vo之此正弦波調變。
在一實施例中，可藉由使驅動頻率f 遍及半正弦波|sin(wt )|之每一週期隨著時間t 而變化來達成此補償。更具體而言，當Vo之值對應於正弦波中之較大值時，設計f ，使得G (f )具有較低值；且當Vo之值對應於正弦波中之較低值時，設計f ，使得G (f )具有較高值。因此，遍及每一|sin(wt )|週期，驅動頻率f 隨著時間t 而連續地變化，且因此，G (f )隨著時間t 而連續地變化。在一實施例中，可遍及每一|sin(wt )|週期而組態f (t )，使得sin(wt )與G (f (t ))之乘積近恆定。
圖3說明根據本文中之一些實施例的針對給定LLC共振轉換器設計之增益相對於驅動頻率曲線(增益曲線)300。更具體而言，圖3說明在不同負載條件下針對LLC共振轉換器而量測之特性增益(G =VP /VQ )相對於驅動頻率(f )曲線(或「增益曲線」)群組，其中LLC共振槽具有以下值：Lr=100μH，Cr=2nF，且Lm=100μH。
應注意，在增益曲線群組當中，在全負載條件下量測之增益曲線302為曲線群組當中之標繪圖上的最低曲線。在增益曲線302上展示有三個特性點：P1、P3及P4。P1為增益曲線302在驅動頻率f b 270kHz下達到最大增益Gmax =1.7之處。P3對應於LLC共振槽之兩個共振頻率f 0 中之一者。應注意，在不同負載條件下之增益曲線群組在對應於單位增益之P3處相交。P4在驅動頻率f p 700kHz下對應於增益曲線302上之最小增益Gmin =0.45。應注意，在驅動頻率f b 與驅動頻率f p 之間，電壓增益G (f )隨著驅動頻率f 自f b 增加至f p 而單調地減低。換言之，與增益曲線302相關聯之G (f )為介於f b 與f p 之間的驅動頻率f 之逆函數。
圖3亦說明對應於輕負載條件之增益曲線304，其為曲線群組當中之最高曲線。在增益曲線304上展示有三個特性點：P2、P3及P5。P2為增益曲線304上對應於驅動頻率f b 270kHz之點，其中增益曲線302達成最大增益。應注意，P2對應於增益曲線304上顯著地大於Gmax 之增益。增益曲線304上之P3為增益曲線302上之相同P3。P5為增益曲線304上對應於驅動頻率f p 700kHz之點，其中增益曲線304具有低增益Gmin =0.55。應注意，與增益曲線304相關聯之G (f )亦為介於f b 與f p 之間的驅動頻率f 之逆函數。
圖3亦說明額外增益曲線，其係針對介於全負載與輕負載之間的其他負載條件而校準。此等增益曲線介於增益曲線302與增益曲線304之間。在此等曲線中每一者內，亦可識別驅動頻率f 與G (f )之間的逆區(inverse region)。基於增益曲線之逆屬性，可設計驅動頻率曲線以補償正弦波漣波對輸出電壓Vo之效應。然而，歸因於增益曲線中之逆區的非線性性質，需要針對每一輸入電壓Vdc 而校準此驅動頻率曲線。
圖4A說明根據本文中之一些實施例的用於針對給定LLC共振轉換器而判定遍及|sin(wt )|週期之驅動頻率曲線的程序。在不損失一般性之情況下，在圖2及圖3之上下文中描述圖4A。
應注意，圖4A包含三個子標繪圖。頂部子標繪圖402說明在輸入整流器級202之輸出處隨時間而變的經整流電壓Vdc 。更具體而言，子標繪圖402包括具有相同極性及峰值振幅Vpk 之正弦波的三個週期(3×Tac )。問題係尋找驅動頻率f ，驅動頻率f 控制增益曲線G (f )，使得AC/DC轉換器輸出Vo為實質上恆定DC電壓。
中間子標繪圖404說明遍及與子標繪圖402相同之時間週期隨時間而變的驅動頻率f 。應注意，在每一週期Tac 內，驅動頻率f 在對應於Vdc 中之零位置的基本頻率f b 與對應於Vdc 中之峰值電壓Vpk 的峰值頻率f p 之間變化。在一實施例中，對於圖3中之AC/DC轉換器的全負載條件，首先基於增益曲線302而判定頻率f b 及f p ，其中f b 及f p 係與增益曲線302中之最大增益Gmax 及最小增益Gmin 相關聯。一旦判定峰值頻率f p 及基本頻率f b ，就基於Vdc 之振幅、增益曲線G (f )及使Vo保持至恆定值之目標而使驅動頻率f 在f b 與f p 之間變化。在一實施例中，驅動頻率f 具有 介於200kHz與1MHz之間的範圍。
在一實施例中，可使用與f p 相關聯之增益來計算對應於Vdc =Vpk 之Vo：Vc =Vpk ．Gmin /n ，其中n 為變壓器之匝比。在判定對應於峰值電壓之Vo之後，系統可基於選定增益曲線G (f )而針對介於0與Vpk 之間的每一Vdc 值來產生一驅動頻率。舉例而言，當Vdc =0.75Vpk 時，系統判定出G (f )=Gmin /0.75將產生相同恆定輸出Vc =Vpk ．Gmin /n 。緊接著，系統可識別介於f b 與f p 之間的來自增益曲線302之驅動頻率f ，其對應於增益值Gmin /0.75。以此方式，可建構全驅動頻率曲線f (t )。應注意，歸因於對稱性，系統僅需要校準驅動頻率f 之一個半週期，其接著經鏡像處理以獲得用於全週期Tac (亦被稱為「驅動頻率曲線」)之驅動頻率值。接著重複經校準驅動頻率曲線以獲得子標繪圖404之頻率波形。在一實施例中，子標繪圖404之經校準驅動頻率曲線儲存於查找表中，該查找表可由控制器220使用以產生控制信號216及218。結合圖5來描述使用此類查找表之控制器220的更詳細實施例。
圖4A中之底部子標繪圖406說明遍及與子標繪圖404相同之時間週期隨時間而變的輸出電壓Vo。理想地，上述輸出補償技術將產生實質上等於Vpk ．Gmin /n 之穩定DC輸出Vo。然而，因為增益曲線302之最大增益限於Gmax ，而Vdc 在正弦波之任一末端下降至極低位準，所以在某一點處，Vo=Vdc ×G (f )將自所要恆定位準朝向0衰減。可看出，在每一週期Tac 內，Vo包括波形中間之穩定區。然而，在0°相角及180°相角附近，Vo朝向0下降，此情形在輸出波形中產生「谷值(valley)」。在一實施例中，可使用DC輸出電容器來濾出或縮減Vo中之此等缺陷。然而，歸因於此等缺陷之低頻率性質，對於此操作將需要極大電容。
圖4B說明根據本文中之一些實施例的用於判定包括恆定驅動頻率區之驅動頻率曲線的程序。
圖4B中之頂部子標繪圖408說明與圖4A中之子標繪圖402相同的經整流電壓Vdc 。中間子標繪圖410說明遍及與子標繪圖408相同之時間週期隨時間而變的驅動頻率f 。相似於圖4A中之子標繪圖404，子標繪圖410中之驅動頻率f 在對應於Vdc 中之零位置的基本頻率f b 與對應於Vdc 中之峰值電壓Vpk 的峰值頻率f p 之間變化。然而，自零位置維持基本頻率f b 直至由與零位置相隔之距離α 界定的位置為止。應注意，驅動頻率曲線中之此兩個穩定區界定具有最大增益Gmax 之兩個恆定增益區。當將包括此等高增益區之驅動曲線應用於輸入電壓Vdc 時，高增益區允許輸出電壓Vo中之穩定區更多地加寬，如圖4B中之底部子標繪圖412所展示。在一實施例中，可在兩個高增益區之間獲得實質上恆定Vo。
應注意，可使用不同技術以校準α 值。在一實施例中，使用結合圖2所描述之回饋迴路來判定α 值。更具體而言，可自0初始化且逐漸地增加α 值，且對於每一新α 值，比較對應於f (α )之Vo與預定位準(在控制器220內部被程式化)。當對應於f (α )之Vo增加至預定位準時，設定及記錄α 值。在另一實施例中，在計算恆定輸出Vc =Vpk ．Gmin /n 之後，比較恆定電壓位準n Vc =Vpk ．Gmin 與子標繪圖408中之Vdc ，且自n Vc 與Vdc 之相交點判定α 值。
圖5說明根據本文中之一些實施例的在AC/DC轉換器200內之控制器220的方塊圖。如圖5所說明，控制器220包括查找表502。在一實施例中，查找表502儲存一或多個經校準驅動頻率曲線(亦即，驅動頻率相對於時間曲線)。應注意，上文已結合圖4A及圖4B而描述用於建構驅動頻率曲線之詳細操作。查找表502中之驅動頻率曲線可對應於唯一LLC轉換器設計。此外，不同驅動頻率曲線可與同一LLC轉換器設計而非不同Vdc 輸入相關聯。舉例而言，可針對不同輸入波形而產生不同驅動頻率曲線(應注意，輸入波形不限於正弦波，例如，其亦可 尤其包括三角波及方波)。因此，在操作期間，系統可基於特定LLC轉換器設計及輸入電壓Vdc 而自查找表502選擇驅動頻率曲線。
在所展示實施例中，控制器220亦包括零交叉偵測器(ZCD)504，ZCD 504接收Vdc 作為前饋輸入且偵測Vdc 內之零交叉。此相位資訊接著由控制器220使用以使選定驅動頻率曲線與Vdc 輸入同步。選定驅動頻率曲線之時間同步值饋入至脈衝頻率調變器(PFM)506中。PFM 506經組態以基於選定驅動頻率曲線而產生經頻率調變脈衝信號，其中經頻率調變脈衝信號由高壓側驅動器508及低壓側驅動器510使用以針對兩個開關Q1及Q2而產生兩個控制信號216及218。應注意，查找表502、ZCD 504、PFM 506以及驅動器508及510形成前饋迴路512，以用於補償Vdc 之效應且自AC/DC轉換器200產生穩定輸出電壓Vo。
如上文所描述，控制器220亦為AC/DC轉換器200中之回饋迴路514的部分以使輸出電壓Vo保持恆定。在一實施例中，自Vo獲得至控制器220之主動回饋，如結合圖2所描述。在另一實施例中，可(例如)藉由使用變壓器輔助繞組而在變壓器226之初級側處自VP 採取至控制器220之主動回饋。在一實施例中，使用回饋迴路514以偵測Vo中之波動。使用控制器220中之比例積分微分(proportional-integral-derivative,PID)控制器516以在Vo或VP 與參考信號Vr之間產生誤差信號，該誤差信號接著饋入至PFM 506中。PFM 506使用此誤差信號以調整經頻率調變脈衝信號以補償誤差。
在一實施例中，可使用PID控制器516以偵測由負載條件Ro之突然改變造成的Vo改變。回顧到，圖3中之增益曲線300說明出不同負載條件可在相同驅動頻率下具有非常不同之增益。在一實施例中，若負載條件改變已由PID控制器516偵測，則PFM 506可抵消基本頻率f b 及峰值頻率f p 中之一者或兩個頻率以補償此改變，藉此維持Vo位準。
在一些實施例中，可自控制器220消除ZCD 504及Vdc 輸入。在此 等實施例中，控制器220使用自回饋輸入Vo或VP 提取之相位資訊以使選定查找表與Vdc 同步。此等實施例相比於圖5所展示之實施例可引起較精巧之控制器設計。
圖6呈現根據本文中之一些實施例的說明建構用於查找表之驅動頻率曲線之程序的流程圖。在一或多個實施例中，可省略、重複及/或以不同次序來執行步驟中之一或多者。因此，圖6所展示之步驟的特定配置不應被認作限制實施例之範疇。
在操作期間，系統接收LLC共振轉換器設計(步驟602)。應注意，對於給定設計，Lr、Cr及Lm具有固定值。系統接著在給定負載條件下產生用於LLC共振轉換器設計之增益曲線(步驟604)。在一實施例中，藉由量測LLC共振轉換器設計隨頻率而變之特性增益(G =VP /VQ )來獲得增益曲線。在一實施例中，給定負載條件為全負載條件。
緊接著，系統自經校準增益曲線識別基本頻率及峰值頻率(步驟606)。在一實施例中，所識別之基本頻率與峰值頻率之間的增益曲線單調地減低。系統接著計算對應於峰值頻率之參考輸出電壓(步驟608)。在一實施例中，系統藉由使AC輸入電壓之峰值振幅乘以與峰峰頻率相關聯之特性增益而計算參考輸出電壓。緊接著，系統基於AC輸入電壓、經校準增益曲線及參考輸出電壓而計算驅動頻率曲線(步驟610)，且隨後將所計算之驅動頻率曲線儲存於查找表中(步驟612)。
前述描述經呈現以使熟習此項技術者能夠作出及使用所揭示實施例，且前述描述係在特定應用及其要求之上下文中予以提供。在不脫離所揭示實施例之精神及範疇的情況下，對所揭示實施例之各種修改對於熟習此項技術者將易於顯而易見，且本文所界定之一般原理可應用於其他實施例及應用。因此，所揭示實施例不限於所展示實施 例，而應符合與本文所揭示之原理及特徵一致的最寬範疇。因此，許多修改及變化對於熟習此項技術者將顯而易見。另外，以上揭示內容不意欲限制本描述。本描述之範疇係由附加申請專利範圍界定。
又，上述方法及程序中之一些可被體現為程式碼及/或資料，其可儲存於如上文所描述之電腦可讀儲存媒體中。當電腦系統讀取及執行儲存於電腦可讀儲存媒體上之程式碼及/或資料時，電腦系統執行被體現為資料結構及程式碼且儲存於電腦可讀儲存媒體內之方法及程序。此外，所描述之方法及裝置可包括於(但不限於)特殊應用積體電路(ASIC)晶片、場可程式化閘陣列(FPGA)及其他可程式化邏輯器件中。
200‧‧‧AC/DC轉換器
202‧‧‧輸入整流器級
206‧‧‧切換級
208‧‧‧共振級
210‧‧‧輸出整流器級
212‧‧‧AC電力供應器
214‧‧‧節點
216‧‧‧控制信號
218‧‧‧控制信號
220‧‧‧控制器
222‧‧‧零交叉偵測器(ZCD)
224‧‧‧LLC共振槽
226‧‧‧變壓器
228‧‧‧節點
230‧‧‧整合式變壓器

Claims (27)

  1. 一種用於將一AC輸入電壓轉換成一DC輸出電壓之AC/DC功率轉換器，其包含：一輸入整流器級(rectifier stage)，其將一AC輸入電壓整流成一第一恆定極性(constant polarity)及一第一振幅之一第一經整流電壓；一切換共振級(switching resonant stage)，其直接地耦接至該輸入整流器級之輸出，其中該切換共振級包含：一切換級，其包含一或多個開關，其中該一或多個開關的切換頻率隨該AC輸入電壓之一函數而變化；及一共振級，其耦接至該切換級之輸出，該共振級將該切換級的輸出電壓切換為一第二恆定極性及一第二振幅之一第二經整流電壓；及一輸出整流器級，其耦接至該切換共振級之輸出，其中該輸出整流器級將該第二經整流電壓整流成一DC電壓輸出。
  2. 請求項1之AC/DC功率轉換器，其中該共振級進一步包含：一LLC共振槽，其包含兩個電感器及一單一電容器；及一變壓器，其耦接至該LLC共振槽之輸出且經組態以將該第一振幅降頻轉換成該第二振幅。
  3. 如請求項2之AC/DC功率轉換器，其中該兩個電感器中之一或兩者係與該變壓器整合以形成一整合式變壓器。
  4. 如請求項1之AC/DC功率轉換器，其進一步包含一控制器，該控制器耦接於該第二整流器級之輸出與該切換共振級之輸入之間，其中該控制器接收該DC電壓輸出作為一回饋信號且產生驅動該切換共振級之一或多個控制信號。
  5. 如請求項4之AC/DC功率轉換器，其中該一或多個開關受到該一或多個控制信號控制。
  6. 如請求項4之AC/DC功率轉換器，其中該控制器包括經組態以使該一或多個控制信號與該第一經整流電壓同步之一前饋同步模組。
  7. 如請求項6之AC/DC功率轉換器，其中該前饋同步模組包括在該第一經整流電壓內偵測相位資訊之一零交叉偵測器(ZCD)。
  8. 如請求項6之AC/DC功率轉換器，其中該控制器經組態以將該第一經整流電壓耦接至該前饋同步模組中。
  9. 如請求項6之AC/DC功率轉換器，其中該前饋同步模組進一步包含儲存複數個經預校準驅動頻率相對於時間曲線之一查找表。
  10. 如請求項9之AC/DC功率轉換器，其中該查找表耦接至該ZCD之輸出，且其中該查找表使用來自該ZCD之該相位資訊，以使該第一經整流電壓與該等驅動頻率相對於時間曲線同步。
  11. 如請求項9之AC/DC功率轉換器，其中該控制器進一步包含一脈衝頻率調變(PFM)模組，該PFM模組耦接至該前饋同步模組且經組態以基於該等經預校準驅動頻率相對於時間曲線中之一者而產生該一或多個控制信號。
  12. 如請求項11之AC/DC功率轉換器，其中該一或多個控制信號中每一者為一經頻率調變脈衝信號。
  13. 如請求項1之AC/DC功率轉換器，其中該AC/DC功率轉換器不在該輸入整流器級與該切換共振級之間使用一預調節器(PFC)級。
  14. 一種電力供應器，其包含：一AC電力連接器；及一AC/DC功率轉換器，其耦接至該AC電力連接器且經組態以將一AC輸入電壓轉換至一DC輸出電壓； 其中該AC/DC功率轉換器進一步包含：一輸入整流器級，其將一AC輸入電壓整流成一第一恆定極性及一第一振幅之一第一經整流電壓；一切換共振級，其直接地耦接至該輸入整流器級之輸出，其中該切換共振級包含：一切換級，其包含一或多個開關，其中該一或多個開關的切換頻率隨該AC輸入電壓之一函數而變化；及一共振級，其耦接至該切換級之輸出，該共振級將該切換級的輸出電壓切換為一第二恆定極性及一第二振幅之一第二經整流電壓；及一輸出整流器級，其耦接至該切換共振級之輸出，其中該輸出整流器級將該第二經整流電壓整流成一DC電壓輸出。
  15. 如請求項14之電力供應器，其中該共振級進一步包含：一LLC共振槽，其包含兩個電感器及一單一電容器；及一變壓器，其耦接至該LLC共振槽之輸出且經組態以將該第一振幅降頻轉換成該第二振幅。
  16. 如請求項15之電力供應器，其中該兩個電感器中之一或兩者係與該變壓器整合以形成一整合式變壓器。
  17. 如請求項14之電力供應器，其中該AC/DC功率轉換器進一步包含一控制器，該控制器耦接於該第二整流器級之輸出與該切換共振級之輸入之間，其中該控制器接收該DC電壓輸出作為一回饋信號且產生驅動該切換共振級之一或多個控制信號。
  18. 如請求項17之電力供應器，其中該一或多個開關受到該一或多個控制信號控制。
  19. 如請求項17之電力供應器，其中該控制器包括一前饋同步模組，其經組態以使該一或多個控制信號與該第一經整流電壓同 步。
  20. 如請求項19之電力供應器，其中該前饋同步模組包括在該第一經整流電壓內偵測相位資訊之一零交叉偵測器(ZCD)。
  21. 如請求項19之電力供應器，其中該控制器經組態以將該第一經整流電壓耦接至該前饋同步模組中。
  22. 如請求項19之電力供應器，其中該前饋同步模組進一步包含儲存複數個經預校準驅動頻率相對於時間曲線之一查找表。
  23. 如請求項22之電力供應器，其中該查找表耦接至該ZCD之輸出，且其中該查找表使用來自該ZCD之該相位資訊，以使該第一經整流電壓與該等驅動頻率相對於時間曲線同步。
  24. 如請求項22之電力供應器，其中該控制器進一步包含一脈衝頻率調變(PFM)模組，該PFM模組耦接至該前饋同步模組且經組態以基於該等經預校準驅動頻率相對於時間曲線中之一者而產生該一或多個控制信號。
  25. 如請求項24之電力供應器，其中該一或多個控制信號中每一者為一經頻率調變脈衝信號。
  26. 如請求項14之電力供應器，其中該AC/DC功率轉換器不在該輸入整流器級與該切換共振級之間使用一預調節器(PFC)級。
  27. 一種將一AC輸入電壓轉換成一DC輸出電壓之系統，其包含：一輸入整流器級，其將一AC輸入電壓整流成一第一恆定極性及一第一振幅之一第一經整流電壓；一切換共振級，其直接地耦接至該輸入整流器級之輸出，其中該切換共振級包含：一切換級，其包含一或多個開關，其中該一或多個開關的切換頻率隨該AC輸入電壓之一函數而變化；及一共振級，其耦接至該切換級之輸出，該共振級將該切換 級的輸出電壓切換為一第二恆定極性及一第二振幅之一第二經整流電壓；及一輸出整流器級，其耦接至該切換共振級之輸出，其中該輸出整流器級將該第二經整流電壓整流成一DC電壓輸出。
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