TWI458234B - 直流對直流轉換器、電力變換器及其控制方法 - Google Patents

Description

直流對直流轉換器、電力變換器及其控制方法

本發明是有關於電力電子技術，且特別是有關於一種直流對直流轉換器、電力變換器及其控制方法。

近年來，由於能源節約運動在世界範圍內的廣泛推行，越來越多的客戶要求開關模式的變換器在很寬的負載範圍內均能達到高變換效率，所以對變換器在輕載和空載時的效率也提出了很高的要求。對此，國際能源組織(IEA)、美國和歐洲等國家和組織已制定出或正在制定相關標準，以限制開關模式變換器等電氣產品在輕載和空載時的損耗。

串聯諧振DC/DC變換器採用諧振變換技術，可實現開關管的零電壓開通，電源損耗很小，在滿載時效率很高。第1圖是LLC串聯諧振DC/DC變換器的基本形式。這種拓撲通常採用變頻調製方式，通過改變矩形波工作頻率來穩定輸出電壓，占空比為50%，如第2圖所示。電源輸出電壓增益M與工作頻率的的關係為：

其中，諧振頻率

其中，L_s為諧振電感值，L_m為變壓器勵磁電感值，C_s 為諧振電容值，f為矩形波工作頻率值，n為變壓器原副邊匝比，R_L為輸出負載電阻值。

如第3圖所示，這種控制方式在輕載時的工作方式是：檢測負載狀況，控制串聯諧振式變換器隨負載變小而矩形波工作頻率上升，頻率上升到一定值後維持此工作頻率，進入開關間歇式控制方式(即，打嗝模式)(第3圖)。

現有的提高輕載效率的方法有：

1.降低變換器的工作頻率。因為功率器件的開關損耗和驅動損耗在輕載時的損耗中佔有較大的比例，所以降低開關頻率可以有效的降低這些損耗，進而降低輕載損耗。適用於PWM線路。

2.開關間歇式工作。通過檢測電壓誤差放大信號，使變換器在輕載時間歇式工作，這樣可以減少變換器在單位時間內的總開關次數，因而可以降低待機損耗。

由於在諧振線路中無法僅通過降低工作頻率有效地控制輸出電壓，因而第一種方法並不適用；第二種方法能在一定程度上提高輕載效率，但變換器工作頻率較高時，增益較低(小於1)(如第4圖所示)，所以每個工作周期內傳輸能量較低，因而總的開關次數還是過多，開關損耗和驅動損耗還是較高，無法達到對輕載損耗限制越來越嚴格的標準。

由此可見，上述現有的控制機制，顯然仍存在不便與缺陷，而有待加以進一步改進。為瞭解決上述問題，相關領域莫不費盡心思來謀求解決之道，但長久以來一直未見適用的方式被發展完成。因此，如何能進一步提高輕載效 率，實屬當前重要研發課題之一，亦成為當前相關領域亟需改進的目標。

為了能夠滿足嚴格的輕載高效率的要求，本發明之一態樣是在提供一種創新的直流對直流轉換器、電力變換器及其控制方法。

依據本發明一實施例，一種直流對直流轉換器包括輸出電路、矩形波發生器、諧振槽、檢測單元與控制單元。矩形波發生器將一輸入電壓轉換成至少一矩形波，諧振槽用以基於矩形波以提供一第一電壓給輸出電路，檢測單元用以檢測反映負載的狀態的信號，當負載的狀態為輕載或空載時，控制單元用以控制矩形波發生器之輸出矩形波的工作頻率或占空比，矩形波之占空比落於一預定範圍內，藉此直流對直流轉換器的電壓增益高於若占空比為50%時的電壓增益。

再者，控制單元可以以一打嗝模式來控制矩形波發生器，控制單元可以使得矩形波之工作頻率高於諧振槽之諧振頻率。

當負載的狀態為重載或滿載時，控制單元以一調頻模式來控制矩形波發生器。

矩形波發生器包含一開關器件。控制單元控制開關器件之啟閉以輸出矩形波，其中矩形波之幅值可以與輸入電壓相等或可以為輸入電壓的兩倍。

開關器件為一半橋電路或一全橋電路。

負載包含一電阻器。

再者，輸出電路可更包含一變壓器與一整流器，彼此電性連接至電阻器。

諧振槽為一串聯諧振電路或一並聯諧振電路。

串聯諧振電路為一LC串聯諧振電路或一LLC串聯諧振電路。

LLC串聯諧振電路包含一磁激電感器、一諧振電感器與一諧振電容器彼此串聯，其中磁激電感器與輸出電路並聯。

占空比小於0.5且大於預定範圍之下限值，當諧振電容器充電時，直流對直流轉換器的電壓增益高於在占空比為50%時的電壓增益。

或者，占空比大於0.5且小於預定範圍之上限值，當諧振電容器放電時，直流對直流轉換器的電壓增益高於在占空比為50%時的電壓增益。

依據本發明另一實施例，一種電力變換器包含上述的直流對直流轉換器、功率因數校正裝置與電磁干擾濾波器。功率因數校正裝置電性耦接直流對直流轉換器，電磁干擾濾波器電性耦接功率因數校正裝置。電磁干擾濾波器用以接收一交流電，交流電經該電磁干擾濾波器及功率因數校正裝置轉換後對直流對直流轉換器提供上述的輸入電壓。

當負載的狀態為輕載或空載時，功率因數校正裝置降低對直流對直流轉換器所提供輸入電壓。

當負載的狀態為輕載或空載時，功率因數校正裝置關 閉。

功率因數校正裝置包含橋式整流器與功率因數校正器，功率因數校正器電性耦接橋式整流器。

或者，功率因數校正裝置包含一無橋功率因數校正器。

依據本發明又一實施例，一種電力變換器的控制方法包含下列步驟：將一輸入電壓轉換成至少一矩形波；基於矩形波以提供一第一電壓給一輸出電路；檢測反映負載的狀態的信號；以及當負載的狀態為輕載或空載時，控制該矩形波的工作頻率或占空比，矩形波之占空比落於一預定範圍內，藉此電壓增益高於若占空比為50%時的電壓增益。

於控制方法中，可以以一打嗝模式來控制矩形波，可以使得矩形波之工作頻率高於一諧振頻率。

於控制方法中，當負載的狀態為重載或滿載時，以一調頻模式來調制該矩形波。

上述將輸入電壓轉換成至少一矩形波之步驟包含：控制一開關器件之啟閉以輸出矩形波，其中矩形波之幅值與輸入電壓相等。

於控制方法中，可利用一功率因數校正裝置接收一交流電，交流電經電磁干擾濾波器及一功率因數校正裝置轉換後提供輸入電壓。

當負載的狀態為輕載或空載時，降低功率因數校正裝置所提供輸入電壓。

或者，當負載的狀態為輕載或空載時，關閉功率因數校正裝置。

綜上所述，本發明之技術方案與現有技術相比具有明 顯的優點和有益效果。藉由在輕載和空載時矩形波的占空比工作在一定範圍內，使得電壓增益大於固定的50%占空比時的增益，因此能有效減少變換器在單位時間內的總開關次數，有效地提高輕載效率，滿足限制輕載時損耗的要求。

以下將以實施方式對上述之說明作詳細的描述，並對本發明之技術方案提供更進一步的解釋。

為了使本發明之敘述更加詳盡與完備，可參照所附之圖式及以下所述各種實施例，圖式中相同之號碼代表相同或相似之元件。另一方面，眾所週知的元件與步驟並未描述於實施例中，以避免對本發明造成不必要的限制。

於實施方式與申請專利範圍中，涉及『耦接(coupled with)』之描述，其可泛指一元件透過其他元件而間接連接至另一元件，或是一元件無須透過其他元件而直接連接至另一元件。

於實施方式與申請專利範圍中，除非內文中對於冠詞有所特別限定，否則『一』與『該』可泛指單一個或複數個。

本文中所使用之『約』、『大約』或『大致』係用以修飾任何可些微變化的數量，但這種些微變化並不會改變其本質。於實施方式中若無特別說明，則代表以『約』、『大約』或『大致』所修飾之數值的誤差範圍一般是容許在百分之二十以內，較佳地是於百分之十以內，而更佳地則是 於百分五之以內。

本發明提出的新的技術解決方案是為了能夠滿足嚴格的輕載高效率的要求。本發明之一技術態樣的典型應用示意圖，即第5圖所示之直流對直流轉換器100，其可適用於電力變換器，或是廣泛地運用在相關之技術環節。

直流對直流轉換器100包括矩形波發生器110、諧振槽120、輸出電路130、檢測單元140與控制單元150。在結構上，矩形波發生器110電性耦接諧振槽120，諧振槽120電性耦接輸出電路130，輸出電路130電性耦接檢測單元140，檢測單元140電性耦接控制單元150，控制單元150電性耦接矩形波發生器110。

矩形波發生器110可由開關器件實現，例如圖6所示之半橋電路(A)、全橋電路(B)。控制單元150控制開關器件之啟閉以輸出矩形波，其中矩形波之幅值與輸入電壓相等，占空比為D，頻率為f。或者，於另一實施例中，矩形波之幅值可以為輸入電壓的兩倍，熟習此項技藝者當視當時需要彈性選擇之。

輸出電路130具有負載R_L，例如可包含電阻器；或者，輸出電路130也可以是由變壓器&整流器131和負載R_L組成，其中變壓器&整流器131電性連接至電阻器，整流器的整流方式可以是全波整流、中心抽頭整流，可以用二極體整流，也可以用同步整流，如第7圖所示，但不限於此。

諧振槽120可以是串聯諧振電路，如LC串聯諧振、LLC串聯諧振等，也可以是並聯諧振電路。其中輸出電路130與諧振槽120中的某一諧振器件，或者幾個諧振器件 並聯或串聯。

如上所述之控制單元150，其具體實施方式可為軟體、硬體與/或軔體。舉例來說，若以執行速度及精確性為首要考量，則該單元基本上可選用硬體與/或軔體為主；若以設計彈性為首要考量，則該單元基本上可選用軟體為主；或者，該單元可同時採用軟體、硬體及軔體協同作業。應瞭解到，以上所舉的這些例子並沒有所謂孰優孰劣之分，亦並非用以限制本發明，熟習此項技藝者當視當時需要，彈性選擇控制單元150的具體架構。

在直流對直流轉換器100運作時，矩形波發生器110將一輸入電壓轉換成至少一矩形波，諧振槽120用以基於矩形波以提供一第一電壓給輸出電路130，檢測單元140用以檢測反映負載R_L的狀態的信號，舉例來說，檢測單元140檢測與負載電流相關的信號，可以是變壓器原邊電流信號，可以是變壓器副邊電流信號，可以是諧振槽120中諧振電感L_s上的電流信號，或者可以是諧振電容C_s的電壓。當負載R_L的狀態為輕載或空載時，控制單元150以一打嗝模式來控制矩形波發生器110，使得矩形波之工作頻率高於諧振槽120之諧振頻率，且矩形波之占空比D落於預定範圍內(即0.5>D>下限值D1或者0.5<D<上限值D2)，藉此直流對直流轉換器100的電壓增益高於若占空比約為50%時的電壓增益，如第11圖所示。

另一方面，當反映負載的狀態的信號為重載或滿載時，控制單元150以一調頻模式來控制矩形波發生器110，即通過改變矩形波工作頻率來穩定輸出電壓，以滿足重載 時的高效率要求。

本發明的主要控制方法是：當線路工作在輕載時，通過改變矩形波發生器110所產生的矩形波的占空比D，提高線路增益。

此高增益控制方法可提高轉換器效率。當線路工作在高增益時，可以降低輸入電壓，因此可以提高前級變換器的轉換效率，變換器的整體效率就可得到提高。當線路工作在高增益、間歇工作模式時，可有效減少工作次數，提高變換器工作效率。

以諧振槽是LLC串聯諧振電路為例，如第8圖所示，其中L_s是諧振電感器，C_s是諧振電容器，L_m是激磁電感器，三者彼此串聯，其中激磁電感器L_m與輸出電路130並聯。

在線路工作在輕載時，線路工作頻率即矩形波發生器110產生的矩形波頻率f高於由L_s和C_s串聯諧振產生的諧振頻率f_s，且諧振電容器C_s上的紋波電壓非常小，所以諧振電容器C_s上的電壓可以認為近似等於占空比與輸入電壓的乘積，即D×V_i。

當D=0.5時，諧振電容器C_s上的電壓為D×V_i，即Vi/2。諧振電感器L_s和激磁電感器L_m上的電壓總和為(1-D)×V_i，即Vi/2；當D<0.5時，諧振電容器Cs上的電壓為D×V_i。當Cs充電時，等效電路如第9圖所示，諧振電感器Ls和激磁電感器L_m上的電壓總和為1-D×V_i，大於V_i/2；當D>0.5時，諧振電容器C_s上的電壓為D×V_i。當C_s 放電時，等效電路如第10圖所示，諧振電感器L_s和激磁電感器L_m上的電壓總和為D×V_i，大於V_i/2；由於輸出電路130與激磁電感器L_m並聯，所以在輕載、且D不等於0.5時，輸出電路130獲得的電壓更高，即線路的增益高於D等於0.5時的增益。

第11圖是在某一實施例之負載R_L下線路增益和占空比D之間的關係曲線。當占空比D處在上述之預定範圍內，即區間(D1,0.5)和區間(0.5,D2)時，線路增益大於D等於0.5時的增益。應瞭解到，下限值D1與上限值D2的具體數值會因負載R_L種類的不同而有所變化，還與諧振參數相關，並非一個固定的數值。

參照第9、11圖，占空比D小於0.5且大於預定範圍之下限值D1，當諧振電容器C_s充電時，直流對直流轉換器的電壓增益高於在占空比D為50%時的電壓增益。

或者，參照第10、11圖，占空比大於0.5且小於預定範圍之上限值D2，當諧振電容器C_s放電時，直流對直流轉換器的電壓增益高於在占空比為50%時的電壓增益。

此高增益控制方法可用於開關電源中提高輕載效率。其典型應用如第12圖所示，電力變換器200包括上述的直流對直流轉換器100、功率因數校正裝置160與電磁干擾濾波器170。在結構上，電磁干擾濾波器170電性耦接功率因數校正裝置160，功率因數校正裝置160電性耦接直流對直流轉換器100。於使用時，電磁干擾濾波器170用以接收一交流電，交流電經電磁干擾濾波器170及功率因數校正裝置160轉換後對直流對直流轉換器100提供上述 的輸入電壓V_i。

如第13圖所示，功率因數校正裝置160可以由橋式整流器161和傳統功率因數校正器162組成，也可以用無橋功率因數校正器163實現，但不限於此。

控制策略1是：在重載時工作在傳統的調頻模式，即PFM模式，滿足重載時的高效率要求。在輕載時工作在高增益模式，同時用間歇工作模式(即，打嗝模式)控制輸出電壓的穩定，從而實現輕載時效率的提高。

控制策略2是：在重載時工作在傳統的調頻模式，即PFM模式，滿足重載時的高效率要求。在輕載時工作在高增益模式，用間歇工作模式控制輸出電壓的穩定，同時降低功率因數校正裝置160的輸出電壓，例如以控制單元150降低功率因數校正裝置160的輸出電壓，藉以提高功率因數校正裝置160的效率，從而實現輕載時效率的提高。但也可以同時提高功率因數校正裝置160和直流對直流轉換器100在輕載時的效率，從而實現輕載時效率的提高。

控制策略3是：在重載時工作在傳統的調頻模式，即PFM模式，滿足重載時的高效率要求。在輕載時工作在高增益模式，用間歇工作模式控制輸出電壓的穩定，同時在輸入交流電壓高時，關閉功率因數校正裝置160，例如以控制單元150關閉功率因數校正裝置160。輸出電壓低時，降低功率因數校正裝置160的輸出電壓，提高功率因數校正裝置160的效率，從而實現輕載時效率的提高。

綜上所述，本發明之另一技術態樣為電力變換器200的控制方法，此控制方法包含下列步驟：(a)將一輸入電 壓轉換成至少一矩形波；(b)基於矩形波以提供一第一電壓給輸出電路130；(c)檢測輸出電路130的狀態；(d)當負載R_L的狀態為輕載或空載時，以一打嗝模式來控制矩形波，使得矩形波之工作頻率f高於一諧振頻率f_s，且矩形波之占空比D落於一預定範圍內，亦即0.5>D>下限值D1或者0.5<D<上限值D2，藉此電壓增益高於若占空比約為0.5時的電壓增益。

應瞭解到，以上所提及的步驟，除特別敘明其順序者外，均可依實際需要調整其前後順序，甚至可同時或部分同時執行。至於實施該些步驟的硬體裝置，由於以上實施例已具體揭露，因此不再重複贅述之。

於控制方法中，當負載R_L的狀態為重載或滿載時，以一調頻模式來調制矩形波。

上述將輸入電壓轉換成至少一矩形波之步驟包含：控制一開關器件之啟閉以輸出矩形波，其中矩形波之幅值與輸入電壓相等。

於控制方法中，可利用電磁干擾濾波器170接收一交流電，交流電經電磁干擾濾波器170及功率因數校正裝置160轉換後提供輸入電壓V_i。

當反映負載R_L的狀態的信號為輕載或空載時，降低功率因數校正裝置160所提供之輸入電壓V_i。

或者，當負載R_L的狀態為輕載或空載時，關閉功率因數校正裝置160。

藉此，在輕載和空載時工作在的開關間歇式脈寬調製控制模式，工作頻率f高於諧振頻率f_s，但電壓增益大於 固定的50%占空比時的增益，因此能有效減少變換器在單位時間內的總開關次數，有效地提高輕載效率，滿足限制輕載時損耗的要求。

雖然本發明已以實施方式揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

100‧‧‧直流對直流轉換器

110‧‧‧矩形波發生器

120‧‧‧諧振槽

130‧‧‧輸出電路

131‧‧‧變壓器&整流器

140‧‧‧檢測單元

150‧‧‧控制單元

160‧‧‧功率因數校正裝置

170‧‧‧電磁干擾濾波器

161‧‧‧橋式整流器

162‧‧‧功率因數校正器

163‧‧‧無橋功率因數校正器

200‧‧‧電力變換器

C_s‧‧‧諧振電容器

L_m‧‧‧激磁電感器

L_s‧‧‧諧振電感器

R_L‧‧‧負載

為讓本發明之上述和其他目的、特徵、優點與實施例能更明顯易懂，所附圖式之說明如下：第1圖是LLC串聯諧振DC/DC變換器的方塊圖；第2圖表示傳統LLC串聯諧振腔驅動波形；第3圖表示傳統LLC串聯諧振DC/DC變換器控制方式；第4圖表示傳統LLC串聯諧振DC/DC變換器控制方式下的增益曲線；第5圖是依照本發明一實施例之一種直流對直流轉換器的方塊圖；第6圖是依照本發明一實施例所繪示之矩形波發生器的電路圖；第7圖是依照本發明一實施例所繪示之變壓器&整流器的電路圖；第8圖是依照本發明一實施例之一種LLC串聯諧振變 換器的電路方塊圖；第9圖表示第8圖之Cs充電時的等效電路；第10圖表示第8圖之Cs放電時的等效電路；第11圖表示本發明一實施例之LLC串聯諧振變換器的控制方式下的增益曲線；第12圖是依照本發明一實施例之一種電力變換器的；以及第13圖是依照本發明一實施例所繪示之功率因數校正裝置的方塊圖。

100‧‧‧直流對直流轉換器

110‧‧‧矩形波發生器

120‧‧‧諧振槽

130‧‧‧輸出電路

131‧‧‧變壓器&整流器

140‧‧‧檢測單元

150‧‧‧控制單元

R_L‧‧‧負載

Claims (26)

1. 一種直流對直流轉換器，包含：一輸出電路，具有一負載；一矩形波發生器，用以將一輸入電壓轉換成至少一矩形波；一諧振槽，用以基於該矩形波以提供一第一電壓給該輸出電路；一檢測單元，用以檢測反映該負載的狀態的信號；以及一控制單元，用以控制該矩形波發生器之輸出矩形波的工作頻率或占空比，當該負載的狀態為輕載或空載時，該矩形波之占空比落於一預定範圍內，藉此該直流對直流轉換器的電壓增益高於若該占空比為50%時的電壓增益。
2. 如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中當該負載的狀態為輕載或空載時，該控制單元以一打嗝模式來控制該矩形波發生器。
3. 如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中當該負載的狀態為輕載或空載時，該矩形波之工作頻率高於該諧振槽之諧振頻率。
4. 如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中當該負 載的狀態為重載或滿載時，該控制單元以一調頻模式來控制該矩形波發生器。
5. 如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中該矩形波發生器包含一開關器件，該控制單元控制該開關器件之啟閉以輸出該矩形波，其中該矩形波之幅值與該輸入電壓相等或為其雙倍。
6. 如請求項5所述之直流對直流轉換器，其中該開關器件為一半橋電路或一全橋電路。
7. 如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中該負載包含一電阻器。
8. 如請求項7所述之直流對直流轉換器，其中該輸出電路更包含一變壓器與一整流器，彼此電性連接至該電阻器。
9. 如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中該諧振槽為一串聯諧振電路或一並聯諧振電路。
10. 如請求項9所述之直流對直流轉換器，其中該串聯諧振電路為一LC串聯諧振電路或一LLC串聯諧振電路。
11. 如請求項10所述之直流對直流轉換器，其中該LLC串聯諧振電路包含一激磁電感器、一諧振電感器與一諧振電容器彼此串聯，其中該激磁電感器與該輸出電路並聯。
12. 如請求項11所述之直流對直流轉換器，其中該占空比小於0.5且大於該預定範圍之下限值，當該諧振電容器充電時，該直流對直流轉換器的電壓增益高於在該占空比為50%時的電壓增益。
13. 如請求項11所述之直流對直流轉換器，其中該占空比大於0.5且小於該預定範圍之上限值，當該諧振電容器放電時，該直流對直流轉換器的電壓增益高於在該占空比為50%時的電壓增益。
14. 一種電力變換器，包含：如請求項1至13中任意一項所述的直流對直流轉換器；一功率因數校正裝置，電性耦接該直流對直流轉換器；以及一電磁干擾濾波器，電性耦接該功率因數校正裝置，用以接收一交流電，該交流電經該電磁干擾濾波器及該功率因數校正裝置轉換後對該直流對直流轉換器提供該輸入電壓。
15. 如請求項14所述之電力變換器，其中當該負載的狀態為輕載或空載時，該功率因數校正裝置降低對該直流對直流轉換器所提供該輸入電壓。
16. 如請求項14所述之電力變換器，其中當該負載的狀態為輕載或空載時，該功率因數校正裝置關閉。
17. 如請求項14所述之電力變換器，其中該功率因數校正裝置包含：一橋式整流器；以及一功率因數校正器，電性耦接該橋式整流器。
18. 如請求項14所述之電力變換器，其中該功率因數校正裝置包含一無橋功率因數校正器。
19. 一種電力變換器的控制方法，該控制方法包含：將一輸入電壓轉換成至少一矩形波；基於該矩形波以提供一第一電壓給一輸出電路；檢測反映負載的狀態的信號；以及當該負載的狀態為輕載或空載時，控制該矩形波的工作頻率或占空比，該矩形波之占空比落於一預定範圍內，藉此電壓增益高於若該占空比為50%時的電壓增益。
20. 如請求項19所述之控制方法，更包含： 當該負載的狀態為輕載或空載時，以一打嗝模式來控制該矩形波。
21. 如請求項19所述之控制方法，更包含：當該負載的狀態為輕載或空載時，使該矩形波之工作頻率高於一諧振頻率。
22. 如請求項19所述之控制方法，更包含：當該負載的狀態為重載或滿載時，以一調頻模式來調制該矩形波。
23. 如請求項19所述之控制方法，其中將該輸入電壓轉換成至少一該矩形波之步驟包含：控制一開關器件之啟閉以輸出該矩形波，其中該矩形波之幅值與該輸入電壓相等。
24. 如請求項19所述之控制方法，更包含：利用一電磁干擾濾波器接收一交流電，該交流電經該電磁干擾濾波器及一功率因數校正裝置轉換後提供該輸入電壓。
25. 如請求項24所述之控制方法，更包含：當該負載的狀態為輕載或空載時，降低該功率因數校正裝置所提供該輸入電壓。
26. 如請求項24所述之控制方法，更包含：當該負載的狀態為輕載或空載時，關閉該功率因數校正裝置。