JP2015144554A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】交流電圧を直流電圧に変換する際に発生するリップルを低減する。
【解決手段】電力変換装置は、キャパシタと、複数のスイッチング素子を含むブリッジ回路と、トランスと、二次側整流回路と、平滑回路と、キャパシタ電圧とキャパシタ電流との少なくとも一方に基づく検出値を取得する検出回路と、検出値が大きくなるとスイッチング周波数を高くし、検出値が小さくなるとスイッチング周波数を低くし、複数のスイッチング素子のそれぞれを前記スイッチング周波数でオンオフさせる一次側駆動信号を出力する制御装置とを備える。
【選択図】図１

Description

本開示は、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置に関する。

交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣコンバータは、例えば、交流電圧を全波整流する整流回路を備える。整流回路の出力電圧はリップル（脈動）を含む。高品質な直流電圧を生成するために、リップルの低減が求められる。リップルを低減するために、整流回路の後段に大容量のキャパシタを備えるＡＣ−ＤＣコンバータが考えられる。しかし、この場合、回路が大型化し、コストも上昇する。

特許文献１は、スイッチング回路によって生成されるパルス一次電圧のデューティ比を制御することによって、出力電力に所望の脈動を持たせる方法を開示している。

特開２０１２−２２２９５１号公報

本開示は、交流電圧を直流電圧に変換する際に発生するリップルを低減できる技術を提供する。

本開示の一態様に係る電力変換装置は、第一交流電圧が整流された第一整流電圧を平滑化するキャパシタと、複数のスイッチング素子を含み、前記キャパシタからのキャパシタ電圧を第二交流電圧に変換するブリッジ回路と、前記ブリッジ回路に接続される一次巻線と前記一次巻線と電磁結合される二次巻線とを含み、前記第二交流電圧を第三交流電圧に変換するトランスと、前記二次巻線に接続され、前記第三交流電圧を整流して第二整流電圧を生成する二次側整流回路と、前記第二整流電圧を平滑化する平滑回路と、前記キャパシタ電圧と前記キャパシタから流れるキャパシタ電流との少なくとも一方に基づく検出値を取得する検出回路と、前記検出値が大きくなると前記スイッチング周波数を高くし、前記検出値が小さくなると前記スイッチング周波数を低くし、前記複数のスイッチング素子のそれぞれを前記スイッチング周波数でオンオフさせる一次側駆動信号を出力する、制御装置と、を備える。

これらの包括的または具体的な態様は、二次電池の充電システム、車両、制御装置または制御方法として実現されてもよく、それらの任意の組み合わせで実現されてもよい。

本開示によれば、交流電圧を直流電圧に変換する際に発生するリップルを低減できる。

図１は、実施の形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。 図２は、スイッチング周波数が一定の場合における電力変換装置の各信号波形の一例を示す図である。 図３は、実施の形態に係る電力変換装置の各信号波形の一例を示す図である。 図４は、電力変換装置の入力電力Ｐｉｎおよび出力電力Ｐｏｕｔの一例を示す図である。 図５は、実施の形態に係る電力変換装置における、ピークボトムｐｂ付近の各信号波形の一例を示す図である。 図６は、実施の形態に係る電力変換装置における、ピークトップｐｔ付近の各信号波形の一例を示す図である。 図７は、実施の形態の変形例に係る電力変換装置の構成例を示す図である。 図８は、実施の形態に係る電力変換装置が搭載された車両の構成例を示すブロック図である。

（実施の形態の概要）
本開示の一態様に係る電力変換装置は、第一交流電圧が整流された第一整流電圧を平滑化するキャパシタと、複数のスイッチング素子を含み、前記キャパシタからのキャパシタ電圧を第二交流電圧に変換するブリッジ回路と、前記ブリッジ回路に接続される一次巻線と前記一次巻線と電磁結合される二次巻線とを含み、前記第二交流電圧を第三交流電圧に変換するトランスと、前記二次巻線に接続され、前記第三交流電圧を整流して第二整流電圧を生成する二次側整流回路と、前記第二整流電圧を平滑化する平滑回路と、前記キャパシタ電圧と前記キャパシタから流れるキャパシタ電流との少なくとも一方に基づく検出値を取得する検出回路と、前記検出値が大きくなると前記スイッチング周波数を高くし、前記検出値が小さくなると前記スイッチング周波数を低くし、前記複数のスイッチング素子のそれぞれを前記スイッチング周波数でオンオフさせる一次側駆動信号を出力する、制御装置と、を備える。

検出値が大きい場合、スイッチング周波数が高くなることによって、トランスの一次巻線から二次巻線に取り出される電力量が減少する。他方、検出値が小さい場合、スイッチング周波数が低くなることによって、トランスの一次巻線から二次巻線に取り出される電力量が増加する。これにより、交流電圧を直流電圧に変換する際に発生するリップルを低減できる。

本開示の一態様に係る電力変換装置は、例えば、複数の二次側スイッチング素子を含み、前記二次巻線および前記平滑回路の間の通電をオンオフする二次側スイッチング回路と、前記平滑回路からの出力電圧および出力電流の少なくとも一方に基づく出力検出値を取得する出力検出回路と、をさらに備え、前記平滑回路は、二次側キャパシタと、前記二次側キャパシタおよび前記二次側整流回路の間の電流経路に挿入されるコイルとを含み、前記制御装置は、前記出力検出値に基づいて前記一次側駆動信号と二次側駆動信号との間の位相差を決定し、前記複数の二次側スイッチング素子のそれぞれを、前記位相差に応じた位相でオンオフさせる前記二次側駆動信号を出力してもよい。

一次側駆動信号の周波数が制御されることによりリップルが抑制されるとともに、二次側駆動信号の位相が制御されることにより出力電流および／または出力電圧が調整されうる。すなわち、リップルを抑制するための周波数制御と、出力を調整するための位相制御とが分離されうる。これにより、各スイッチング素子の駆動信号が、より高精度に制御されうる。

本開示の一態様に係る電力変換装置において、例えば、前記制御装置は、前記出力検出値が大きくなると前記位相差を大きくし、前記出力検出値が小さくなると前記位相差を小さくしてもよい。

出力検出値が大きい場合、位相差が大きくなることによって、トランスの一次巻線から二次巻線に取り出される電力量が減少する。他方、出力検出値が小さい場合、位相差が小さくなることによって、トランスの一次巻線から二次巻線に取り出される電力量が増加する。これにより、出力電流および／または出力電圧が調整されうる。

本開示の一態様に係る電力変換装置において、例えば、前記二次側スイッチング回路は、前記二次巻線の一端および前記平滑回路の一端の間の電流経路、または、前記二次巻線の他端および前記平滑回路の他端の間の電流経路に挿入される第１の二次側スイッチング素子と、前記二次巻線の他端および前記平滑回路の一端の間の電流経路、または、前記二次巻線の一端および前記平滑回路の他端の間の電流経路に挿入される第２の二次側スイッチング素子とを備え、前記制御装置は、前記第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側スイッチング素子とを相補的にオンオフさせてもよい。

本開示の一態様に係る電力変換装置において、例えば、前記一次側駆動信号は、固定のデューティ比、および固定の位相で、前記複数のスイッチング素子をオンオフさせ、前記二次側駆動信号は、固定のデューティ比、および前記出力検出値に応じて設定される位相で、前記複数の二次側スイッチング素子をオンオフさせてもよい。

一次側駆動信号の周波数が制御されることによりリップルが抑制されるとともに、二次側駆動信号の位相が制御されることにより出力電流および／または出力電圧が調整されうる。すなわち、リップルを抑制するための周波数制御と、出力を調整するための位相制御とが分離されうる。これにより、各スイッチング素子の駆動信号が、より高精度に制御されうる。加えて、一次側駆動信号のデューティ比および位相が固定されることにより、一次側の回路における循環電流の増加が抑制されうる。

本開示の一態様に係る電力変換装置において、例えば、前記ブリッジ回路は、前記キャパシタの一端および前記一次巻線の一端の間の電流経路に挿入される第１のスイッチング素子と、前記キャパシタの一端および前記一次巻線の他端の間の電流経路に挿入される第２のスイッチング素子と、前記キャパシタの他端および前記一次巻線の一端の間の電流経路に挿入される第３のスイッチング素子と、前記キャパシタの他端および前記一次巻線の他端の間の電流経路に挿入される第４のスイッチング素子と、を含むフルブリッジ回路であり、前記制御装置は、第１のスイッチング素子を、固定のデューティ比および固定の位相でオンオフさせ、第４のスイッチング素子を、前記第１のスイッチング素子と同じデューティ比、前記第１のスイッチング素子と異なる固定の位相でオンオフさせ、前記第２のスイッチング素子を、前記第４のスイッチング素子に対して相補的にオンオフさせ、前記第３のスイッチング素子を、前記第１のスイッチング素子に対して相補的にオンオフさせてもよい。

一次側駆動信号のデューティ比および位相が固定されることにより、一次側の回路における循環電流の増加が抑制されうる。

本開示の一態様に係る電力変換装置において、例えば、前記二次側整流回路は、前記二次巻線の一端および前記平滑回路の一端の間の電流経路、または、前記二次巻線の他端および前記平滑回路の他端の間の電流経路に挿入される第１の二次側ダイオードと、前記二次巻線の他端および前記平滑回路の一端の間の電流経路、または、前記二次巻線の一端および前記平滑回路の他端の間の電流経路に挿入される第２の二次側ダイオードとを含んでもよい。

本開示の一態様に係る電力変換装置において、例えば、前記第一交流電圧を整流して前記第一整流電圧を生成する一次側整流回路をさらに備えてもよい。

本開示の一態様に係る電力変換装置は、例えば、二次電池に電力を供給するための装置であって、前記検出値は、キャパシタ電圧の値であってもよい。

（実施の形態）
以下、実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、以下の全ての図において、同一又は相当部分には、同一の符号が付され、重複する説明は省略される場合がある。

また、以下で説明される実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置、接続形態、波形などは、一例であり、本開示を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。

［電力変換装置１００の構成］
図１は、実施の形態に係る電力変換装置１００の構成例を示す。電力変換装置１００は、交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣコンバータである。以下、電力変換装置１００が、商用電源である交流電源３０から供給される交流電圧を直流電圧に変換し、当該直流電圧を二次電池４０に出力する充電装置である例について説明する。

電力変換装置１００は、スイッチング電源装置１０、出力電圧検出回路１２、出力電流検出回路１３、キャパシタ電圧検出回路１４、キャパシタ電流検出回路１５、及び制御装置２０を備える。スイッチング電源装置１０は絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータである。スイッチング電源装置１０は、一次側整流回路、平滑キャパシタＣ０、入力抵抗Ｒ１、フルブリッジ回路、トランスＴ、二次側整流回路、平滑回路および出力抵抗Ｒ２を含む。

一次側整流回路は、交流電源３０から入力される交流電圧を全波整流することによって、入力整流電圧を生成する。一次側整流回路は、第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２、第３ダイオードＤ３及び第４ダイオードＤ４を含み、これらはフルブリッジ接続されている。入力整流電圧は、直流定電圧ではなく、リップルを含む直流電圧である。平滑キャパシタＣ０は、一次側整流回路からの入力整流電圧を平滑化して、より平坦な直流電圧を生成する。

交流電源３０から一次側整流回路に入力される交流電圧は、「第一交流電圧」の一例である。一次側整流回路が生成する入力整流電圧は、「第一整流電圧」の一例である。本開示において、平滑キャパシタＣ０が出力する電圧は、「キャパシタ電圧」と呼ばれる場合がある。平滑キャパシタＣ０から出力される電流は、「キャパシタ電流」と呼ばれる場合がある。

入力抵抗Ｒ１は、平滑キャパシタＣ０の出力端子とフルブリッジ回路の入力端子の間に挿入されている。入力抵抗Ｒ１は、平滑キャパシタＣ０からフルブリッジ回路に供給される電流の値を検出するための電流検出素子である。なお、入力抵抗Ｒ１の代わりにホール素子が用いられてもよい。

フルブリッジ回路は、平滑キャパシタＣ０から供給される直流電圧から一次側電圧を生成する。フルブリッジ回路は、第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３及び第４スイッチング素子Ｓ４を含み、これらはフルブリッジ接続されている。具体的には、フルブリッジ回路は、上側に第１スイッチング素子Ｓ１及び下側に第３スイッチング素子Ｓ３を含む第１アームと、上側に第２スイッチング素子Ｓ２及び下側に第４スイッチング素子Ｓ４を含む第２アームで構成される。第１アームと第２アームとは並列接続されている。第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３及び第４スイッチング素子Ｓ４は、制御装置２０からの制御信号に基づいてスイッチングする。これにより、平滑キャパシタＣ０の出力電流の流れる経路が順次切り替わり、順方向電流と逆方向電流が交互に発生する。

ここで、一次側電圧は、「第二交流電圧」の一例である。ブリッジ回路は、複数のスイッチング素子を含み、キャパシタからのキャパシタ電圧を第二交流電圧に変換する回路であれば、その他の構成であってもよい。図１に示される例において、「上側」は、平滑キャパシタからの電圧が各アームに印加された際の高電位側に相当し、「下側」は、低電位側に相当する。

図１に示される例において、フルブリッジ回路は、第１スイッチング素子Ｓ１に並列に接続される第１キャパシタＣ１と、第２スイッチング素子Ｓ２に並列に接続される第２キャパシタＣ２と、第３スイッチング素子Ｓ３に並列に接続される第３キャパシタＣ３と、第４スイッチング素子Ｓ４に並列に接続される第４キャパシタＣ４とを含む。図１に示される例において、フルブリッジ回路は、第１スイッチング素子Ｓ１に並列に接続される第１逆導通ダイオードＤｓ１と、第２スイッチング素子Ｓ２に並列に接続される第２逆導通ダイオードＤｓ２と、第３スイッチング素子Ｓ３に並列に接続される第３逆導通ダイオードＤｓ３と、第４スイッチング素子Ｓ４に並列に接続される第４逆導通ダイオードＤｓ４とを含む。

第１逆導通ダイオードＤｓ１〜第４逆導通ダイオードＤｓ４は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４に対して、それぞれ、逆バイアスに接続される。すなわち、第１逆導通ダイオードＤｓ１〜第４逆導通ダイオードＤｓ４は、カソードが上側、アノードが下側になるように接続される。第１逆導通ダイオードＤｓ１〜第４逆導通ダイオードＤｓ４は、例えば、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４の寄生ダイオードであってもよい。

第１キャパシタＣ１〜第４キャパシタＣ４は、スナバキャパシタである。

第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４は、例えばＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子であってもよい。図１に示される例において、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４は、ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴである。なお、第１スイッチング素子Ｓ１及び第２スイッチング素子Ｓ２が、ｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴであり、第３スイッチング素子Ｓ３及び第４スイッチング素子Ｓ４が、ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴであってもよい。

トランスＴは、一次巻線Ｎ１及び二次巻線Ｎ２を含む高周波トランスである。一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とは、電磁誘導により結合される。一次側と二次側とは絶縁されている。トランスＴは、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻線比に応じて交流電圧を変圧する。図１において、トランスＴは、一次側電圧を二次側電圧に変圧する。一次巻線Ｎ１の両端はフルブリッジ回路の両出力端に接続され、二次巻線Ｎ２の両端は二次側整流回路の両入力端に接続される。

図１に示される例において、トランスＴの一次巻線Ｎ１の一端は第１アームに接続され、一次巻線Ｎ１の他端は第２アームに接続されている。以下では、説明の簡便のため、一次巻線Ｎ１のうち一端から他端に向かう方向を「順方向」、一次巻線Ｎ１のうち他端から一端に向かう方向を「逆方向」と呼ぶ場合がある。図１に示される例において、トランスＴの二次巻線Ｎ２の一端は、第７ダイオードＤ７および第８ダイオードＤ８の間のノードに接続され、二次巻線Ｎ２の他端は、第５ダイオードＤ５および第６ダイオードＤ６の間のノードに接続される。二次巻線Ｎ２のうち一端から他端に向かう方向を「順方向」、二次巻線Ｎ２のうち他端から一端に向かう方向を「逆方向」と呼ぶ場合がある。なお、二次側電圧は、「第三交流電圧」の一例である。

第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４がオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３がオフ状態でトランスＴに順方向電流が流れる。他方、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３がオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４がオフ状態でトランスＴに逆方向電流が流れる。第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４は、一次巻線Ｎ１に順方向電流を供給する経路に挿入される。すなわち、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４は、一次側順方向スイッチング素子として作用する。一方、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３は、一次巻線Ｎ１に逆方向電流を供給する経路に挿入される。すなわち、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３は、一次側逆方向スイッチング素子として作用する。

二次側整流回路は、二次巻線Ｎ２から入力される二次側電圧を全波整流することによって、整流電圧を生成する。二次側整流回路は、第５ダイオードＤ５、第６ダイオードＤ６、第７ダイオードＤ７及び第８ダイオードＤ８を含み、これらはフルブリッジ接続されている。第５ダイオードＤ５及び第８ダイオードＤ８は、二次巻線Ｎ２からの順方向電流を導通し、二次巻線Ｎ２からの逆方向電流を遮断する。一方、第６ダイオードＤ６及び第７ダイオードＤ７は、二次巻線Ｎ２からの順方向電流を遮断し、二次巻線Ｎ２からの逆方向電流を導通する。これにより、二次側整流回路は、二次巻線Ｎ２から供給される交流電圧を全波整流する。

平滑回路は、二次側整流回路から出力された整流電圧を平滑化することによって、二次電池４０を充電するための出力電力を生成する。図１に示される例において、平滑回路は、第１コイルＬ１及び第５キャパシタＣ５を含むＬＣフィルタで構成されている。なお、平滑回路は、他の構成であってもよい。

第６ダイオードＤ６及び第７ダイオードＤ７のそれぞれは、「第１の二次側ダイオード」の一例である。第５ダイオードＤ５及び第８ダイオードＤ８のそれぞれは、「第２の二次側ダイオード」の一例である。二次側整流回路が生成する整流電圧は、「第二整流電圧」の一例である。第５キャパシタＣ５は、「二次側キャパシタ」の一例である。なお、第１コイルＬ１の替わりに寄生インダクタが用いられてもよい。

二次側整流回路の出力端子に、出力抵抗Ｒ２が接続される。出力抵抗Ｒ２は、平滑回路から二次電池４０に供給される電流の値を検出するための電流検出素子である。なお、出力抵抗Ｒ２の代わりにホール素子が用いられてもよい。

出力電圧検出回路１２は、スイッチング電源装置１０から二次電池４０に出力される出力電圧を検出する。出力電圧検出回路１２は、例えば、スイッチング電源装置１０の出力電圧を入力とする誤差増幅回路であってもよい。出力電圧検出回路１２は、検出した出力電圧値を制御装置２０に出力する。なお、出力電圧検出回路１２の検出対象は、出力電圧値そのものであってもよいし、出力電圧値の変動を反映しうる他の物理量であってもよい。

出力電流検出回路１３は、スイッチング電源装置１０から二次電池４０に出力される出力電流を検出する。出力電流検出回路１３は、例えば、出力抵抗Ｒ２の両端電圧を入力とする誤差増幅回路であってもよい。出力電流検出回路１３は、検出した出力電流値を制御装置２０に出力する。なお、出力電流検出回路１３の検出対象は、出力電流値そのものであってもよいし、出力電流値の変動を反映しうる他の物理量であってもよい。

出力電圧検出回路１２及び出力電流検出回路１３は、「出力検出回路」の一例である。すなわち、出力検出回路は、出力電圧検出回路１２及び出力電流検出回路１３の少なくとも一方を含みうる。

キャパシタ電圧検出回路１４は、平滑キャパシタＣ０のキャパシタ電圧を検出する。キャパシタ電圧検出回路１４は、例えば、平滑キャパシタＣ０の両端電圧を入力とする誤差増幅回路であってもよい。キャパシタ電圧検出回路１４は、検出した電圧値を制御装置２０に出力する。なお、キャパシタ電圧検出回路１４の検出対象は、キャパシタ電圧そのものであってもよいし、キャパシタ電圧の変動を反映しうる他の物理量であってもよい。

キャパシタ電流検出回路１５は平滑キャパシタＣ０からのキャパシタ電流を検出する。キャパシタ電流検出回路１５は、例えば、入力抵抗Ｒ１の両端電圧を入力とする誤差増幅回路であってもよい。キャパシタ電流検出回路１５は、検出した電流値を制御装置２０に出力する。なお、キャパシタ電流検出回路１５の検出対象は、キャパシタ電流そのものであってもよいし、キャパシタ電流の変動を反映しうる他の物理量であってもよい。

キャパシタ電圧検出回路１４及びキャパシタ電流検出回路１５は、「検出回路」の一例である。すなわち、検出回路は、キャパシタ電圧検出回路１４及びキャパシタ電流検出回路１５の少なくとも一方を含みうる。

制御装置２０は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のオン／オフを制御することによって、スイッチング電源装置１０を駆動する。制御装置２０は、平滑キャパシタＣ０のキャパシタ電圧およびキャパシタ電流の少なくとも一方に基づく検出値に応じて、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のスイッチング周波数を適応的に変化させる。以下、フルブリッジ回路の制御方法について具体的に説明する。

［ブリッジ回路の制御方法］
制御装置２０は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のそれぞれをオンオフさせる一次側駆動信号を出力する。一次側駆動信号において、例えば、第１スイッチング素子Ｓ１の駆動信号と第３スイッチング素子Ｓ３の駆動信号とは、一方がハイレベルのときに他方がローレベル、一方がローレベルのときに他方がハイレベルとなる相補的な信号である。同様に、第２スイッチング素子Ｓ２の駆動信号と第４スイッチング素子Ｓ４の駆動信号とは、一方がハイレベルのときに他方がローレベル、一方がローレベルのときに他方がハイレベルとなる相補的な信号である。なお、本開示において「相補的な信号」とはデッドタイムを除いて相補的である信号をも含む。第１スイッチング素子Ｓ１の駆動信号と第４スイッチング素子Ｓ４の駆動信号とは、例えば、同じデューティ比、互いに異なる位相を有する。第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４の駆動信号のデューティ比、及び位相は、例えば、所定の固定値である。この場合、第１スイッチング素子Ｓ１と第４スイッチング素子Ｓ４との位相差も固定値である。

第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のそれぞれをオンオフさせるスイッチング周波数は、検出回路の検出値に応じて設定される。

検出値は、キャパシタ電圧検出回路１４から供給される電圧値であってもよいし、キャパシタ電流検出回路１５から供給される電流値であってもよいし、当該電圧値と当該電流値が乗算されて導出される電力値であってもよい。検出値は、平滑キャパシタＣ０から出力される電圧、電流および電力の少なくとも１つの変動を反映しうる他の物理量であってもよい。例えば、検出値は、平滑キャパシタＣ０から出力される電圧、電流および電力の少なくとも１つの増加に伴って、増加する値である。

検出値として電圧値が使用される場合、入力抵抗Ｒ１及びキャパシタ電流検出回路１５が省略されうる。

検出値として電流値が使用される場合、出力電流のリップルをより直接的に低減することができる、そのため、図１に示されるように負荷が二次電池４０である場合に、安定した定電流出力が実現されうる。また、キャパシタ電圧検出回路１４が省略されうる。

検出値として電力値が使用される場合、入力電力値を他の用途にも用いることができる。例えば、外部のエネルギー監視システム等により、電力変換装置１００の入力電力が管理されている場合、入力電力を算出する演算部（図示せず）が共通化されうる。

制御装置２０は、検出値を取得し、検出値の大きさに応じて、スイッチング周波数を設定する。制御装置２０は、検出値が大きい場合に高いスイッチング周波数を設定し、検出値が小さい場合に低いスイッチング周波数を設定する。すなわち、制御装置２０は、検出値が大きくなるとスイッチング周波数を高くし、検出値が小さくなるとスイッチング周波数を低くする。なお、スイッチング周波数は、検出値が大きくなるにつれて連続的に高くなってもよいし、検出値が所定の値を超えるごとに段階的に高くなってもよい。

制御装置２０は、検出値を複数の基準値と比較することによって検出値の大きさを判定し、判定結果に応じてスイッチング周波数を決定してもよい。その場合、基準値はあらかじめ設定された値であってもよい。

制御装置２０は、取得した検出値を、それよりも過去に取得された検出値と比較することによって検出値の増減を判定し、判定結果に応じてスイッチング周波数を決定してもよい。

制御装置２０は、取得した検出値を所定の演算回路に入力することによって、スイッチング周波数を決定してもよい。

このように制御装置２０は、平滑キャパシタＣ０の電圧値、電流値または電力値のリップルに同期して、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のスイッチング周波数を制御する。例えば、スイッチング周波数の大きさは、平滑キャパシタＣ０の電圧値、電流値または電力値のリップルの大きさに比例する。制御装置２０は、例えば、２０ｋＨｚを中心にして上下に周波数を変動させてもよい。

［リップルの低減］
以下、図１に示される電力変換装置１００が一定のスイッチング周波数で駆動された場合と、電力変換装置１００がスイッチング周波数を変化させて駆動された場合とについて比較する。なお、後者の場合が、本実施の形態の一例に相当する。

図２（ａ）〜（ｅ）は、一定のスイッチング周波数で駆動された場合における、電力変換装置１００の各信号波形の一例を模式的に示す。図２（ａ）は、平滑キャパシタＣ０の電圧を示す。図２（ｂ）は、電力変換装置１００の出力電圧を示す。図２（ｃ）は、電力変換装置１００の出力電流を示す。図２（ｄ）は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のスイッチング周波数を示す。図２（ｅ）は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４の制御位相量を示す。

一次側整流回路からの入力整流電圧のリップルは、平滑キャパシタＣ０によって低減される。しかし、図２（ｂ）および（ｃ）に示されるように、入力整流電圧のリップルは、その全てが除去されることなく、電力変換装置１００の出力電圧および出力電流に伝搬される。電力変換装置１００の出力電圧および出力電力が二次電池に供給する場合、それらに伝播されたリップルは、二次電池４０の定電流充電および定電圧充電を困難にする。二次電池４０は、大きなリップルを含む電流で充電されることによって、劣化しやすくなる。

図３（ａ）〜（ｅ）は、検出値に適応して変化するスイッチング周波数で駆動された場合における、電力変換装置１００の各信号波形の一例を模式的に示す。図３（ａ）は、平滑キャパシタＣ０の電圧を示す。図３（ｂ）は、電力変換装置１００の出力電圧を示す。図３（ｃ）は、電力変換装置１００の出力電流を示す。図３（ｄ）は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４の制御周波数を示す。図３（ｅ）は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４の制御位相量を示す。

図３（ａ）及び図３（ｄ）に示すように、平滑キャパシタＣ０の電圧が高いとき制御周波数を下げ、平滑キャパシタＣ０の電圧が低いとき制御周波数を上げている。これにより、電力変換装置１００の出力電圧および出力電流に含まれるリップルが大幅に低減している。図２（ｂ）と図３（ｂ）、図２（ｃ）と図３（ｃ）をそれぞれ比較すると分かるように、スイッチング周波数を変化させた場合のリップル低減効果は、スイッチング周波数が一定である場合に比べて、大きい。これは、次のとおり説明される。トランスＴに入力される交流電圧および交流電流の周波数が変化すると、二次側回路のインピーダンスが変化する。二次側回路のインピーダンスが変化することによって、トランスＴの一次巻線Ｎ１から二次巻線Ｎ２に取り出される電力量が変化する。本実施の形態において、二次側回路は、トランスＴの一次巻線Ｎ１に入力される交流電流の周波数が低いほど電流が流れやすく、トランスＴの一次巻線Ｎ１に入力される交流電流の周波数が高いほど電流が流れにくくなるように、設計される。例えば、二次側回路のインピーダンスが、入力される交流電圧の周波数の増大に応じて増大するように、二次側回路を構成するコイル及びキャパシタが選定されてもよい。そのため、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４の駆動信号のスイッチング周波数が高くなると、トランスＴの一次巻線に入力される交流電圧および交流電流の周波数が高くなり、トランスＴの一次巻線Ｎ１から二次巻線Ｎ２に取り出される電力量が減少する。その結果、電力変換装置１００の出力電圧および出力電流が減少し、出力電圧および出力電流における増加方向のリップルが減少する。

［循環電流の抑制］
図４は、電力変換装置１００の入力電力Ｐｉｎおよび出力電力Ｐｏｕｔの一例を示す。入力電力Ｐｉｎは交流成分を含んでおり、その交流成分はピークトップｐｔとピークボトムｐｂを有する。

図５（ａ）〜（ｄ）は、電力変換装置１００にピークボトムｐｂ付近の入力電力Ｐｉｎが入力されたときの、各信号波形を示す。図５（ａ）は、第１スイッチング素子Ｓ１の駆動信号および第３スイッチング素子Ｓ３の駆動信号を示す。図５（ｂ）は、第２スイッチング素子Ｓ２の駆動信号および第４スイッチング素子Ｓ４の駆動信号を示す。図５（ｃ）は、トランス電圧を示す。図５（ｄ）は、トランス電流を示す。図５（ｃ）におけるトランス電圧、および図５（ｄ）におけるトランス電流は、トランスＴの一次巻線Ｎ１における電圧および電流である。図５（ａ）において、第１スイッチング素子Ｓ１の駆動信号（図中の細線）および第３スイッチング素子Ｓ３の駆動信号（図中の太線）は、デッドタイムを除き相補的な信号である。図５（ｂ）において、第２スイッチング素子Ｓ２の駆動信号（図中の太線）および第４スイッチング素子Ｓ４の駆動信号（図中の細線）は、デッドタイムを除き相補的な信号である。

図６（ａ）〜（ｄ）は、電力変換装置１００にピークトップｐｔ付近の入力電力Ｐｉｎが入力されたときの、各信号波形を示す。図６（ａ）は、第１スイッチング素子Ｓ１の駆動信号および第３スイッチング素子Ｓ３の駆動信号を示す。図６（ｂ）は、第２スイッチング素子Ｓ２の駆動信号および第４スイッチング素子Ｓ４の駆動信号を示す。図６（ｃ）は、トランス電圧を示す。図６（ｄ）は、トランス電流を示す。図６（ｃ）におけるトランス電圧、および図６（ｄ）におけるトランス電流は、トランスＴの一次巻線Ｎ１における電圧および電流である。図６（ａ）において、第１スイッチング素子Ｓ１の駆動信号（図中の細線）および第３スイッチング素子Ｓ３の駆動信号（図中の太線）は、デッドタイムを除き相補的な信号である。図６（ｂ）において、第２スイッチング素子Ｓ２の駆動信号（図中の太線）および第４スイッチング素子Ｓ４の駆動信号（図中の細線）は、デッドタイムを除き相補的な信号である。図６（ａ）および（ｂ）に示される各駆動信号のスイッチング周波数は、図５（ａ）および（ｂ）に示される各駆動信号のスイッチング周波数よりも高い。

一次巻線Ｎ１の両端に電位差が発生しない期間は、一次巻線Ｎ１から二次巻線Ｎ２に電磁誘導が発生しない。そのため、当該期間において、一次巻線Ｎ１からの漏洩磁束により発生する電流が一次側の回路を循環する。図５（ｄ）及び図６（ｄ）において、一次側に流れる循環電流ＣＣが斜線で示されている。循環電流ＣＣが流れると、配線ロス等によって、損失が発生しうる。

第１スイッチング素子Ｓ１の駆動信号と第４スイッチング素子Ｓ４の駆動信号との位相差が大きくなるほど、トランスＴの一次巻線Ｎ１の両端に電位差が発生しない期間が増加する。そのため、位相差が大きくなるほど、一次側の回路に多くの循環電流が流れ、損失が増大する。したがって、位相差を変化させることによってリップルを低減する従来の方法は、リップルを低減しうるものの、位相差を大きくしたときに循環電流による損失を増大させる。また、デューティ比を変化させることによってリップルを低減する従来の別の方法は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のオフ期間が長くなるため、循環電流による損失を増大させる。

一方、本実施の形態に係る制御方法の場合、一次巻線Ｎ１から二次巻線Ｎ２に取り出される電力量が減少しても、一次巻線Ｎ１の両端に電位差が発生しない期間が長くならない。すなわち、周波数の高低を変化させても、循環電流ＣＣの流れる割合は変化しない。

このように本実施の形態に係るリップル抑制方法は、従来の方法に比べて、循環電流による損失を低減しうる。具体的には、ピークトップｐｔ付近の循環電流ＣＣを、従来のリップル抑制方法と比較して大幅に低減できる。そのため、電力変換装置１００の変換効率が大幅に改善する。すなわち、本実施の形態に係る電力変換装置１００は、循環電流による損失を抑えつつ、リップルを抑制できる。そのため、電力変換装置１００は、例えば、二次電池４０に定電流充電および定電圧充電できる。

また、本実施の形態に係る電力変換装置１００は、平滑キャパシタＣ０を大容量化することによってリップルの低減量を大きくする方法に比べて、高効率化、小型化、及び低コスト化を実現できる。

（変形例）
制御装置２０は、出力電圧検出回路１２及び／又は出力電流検出回路１３からの出力検出値に基づいてフィードバック制御を行ってもよい。これにより、出力電圧及び／または出力電流が制御され、定電圧出力および定電流出力が実現されうる。出力制御の方式として、例えば、デューティ方式、または、二次側位相シフト方式が用いられうる。出力制御と、リップル対策のスイッチング周波数制御とは併存可能である。二次側位相シフト方式が用いられる場合、スイッチング周波数制御と、出力制御とを、一次側と二次側で役割分担する構成が可能となる。

［電力変換装置１００ａの構成］
図７は、変形例に係る電力変換装置１００ａの構成を示す。以下、電力変換装置１００ａのうち、図１の電力変換装置１００との相違点を説明する。図７の変形例に係る電力変換装置１００ａは、二次側位相シフト方式の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータである。

電力変換装置１００ａのブリッジ回路は、部分共振型のフルブリッジ回路である。図７の部分共振型のフルブリッジ回路は、図１のフルブリッジ回路に対して、第２コイルＬ２、第３コイルＬ３、第６キャパシタＣ６及び第７キャパシタＣ７をさらに含む。部分共振型のフルブリッジ回路は、スイッチング時のみ共振転流し、その他のモードでは非共振で動作する。図７に示されるフルブリッジ回路は、軽負荷時にもゼロ電圧転流を担保できる共振ポール型の構成を備える。

第６キャパシタＣ６及び第７キャパシタＣ７は直列接続され、当該直列回路はフルブリッジ回路の入力端子間に接続される。第２コイルＬ２は、第６キャパシタＣ６及び第７キャパシタＣ７間のノードと、第１スイッチング素子Ｓ１及び第３スイッチング素子Ｓ３間のノードとの間に接続される。第３コイルＬ３は、第６キャパシタＣ６及び第７キャパシタＣ７間のノードと、第２スイッチング素子Ｓ２及び第４スイッチング素子Ｓ４間のノードとの間に接続される。図７に示される共振ポール型のフルブリッジ回路は、第６キャパシタＣ６及び第７キャパシタＣ７を、第２コイルＬ２と第３コイルＬ３で共有する構成である。ただし、第３コイルＬ３用のキャパシタが、第６キャパシタＣ６及び第７キャパシタＣ７とは別に設けられてもよい。

第２コイルＬ２及び第３コイルＬ３は共振用の補助インダクタであり、第６キャパシタＣ６及び第７キャパシタＣ７から電流が供給される。スイッチング素子をゼロ電圧スイッチングするためには、当該スイッチング素子をスイッチングする時点で、当該スイッチング素子に並列接続されているキャパシタ内の電荷がゼロである必要がある。図７に示される共振ポール型のフルブリッジ回路は、第２コイルＬ２及び第３コイルＬ３を有するため、軽負荷時において負荷電流が小さくなる場合であっても、部分共振期間中にキャパシタを完全に放電させることができる。そのため、図７に示される共振ポール型のフルブリッジ回路において、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４は、確実にゼロ電圧スイッチングされうる。

電力変換装置１００ａに係る二次側整流回路は、第５ダイオードＤ５、第６ダイオードＤ６、第７ダイオードＤ７、第８ダイオードＤ８に加えて、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６をさらに含む。第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６は、二次側整流回路の電流経路にそれぞれ挿入される。具体的には、第５スイッチング素子Ｓ５は、第５ダイオードＤ５及び第８ダイオードＤ８を含む順方向電流経路に挿入される。すなわち、第５スイッチング素子Ｓ５は、二次側順方向スイッチング素子として作用する。一方、第６スイッチング素子Ｓ６は、第６ダイオードＤ６及び第７ダイオードＤ７を含む逆方向電流経路に挿入される。すなわち、第６スイッチング素子Ｓ６は、二次側逆方向スイッチング素子として作用する。

第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６がスイッチングすることによって、トランスＴから取り出される電力量が調整される。第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６は、例えば、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子であってもよい。

第５スイッチング素子Ｓ５は、「第１の二次側スイッチング素子」の一例である。第６スイッチング素子Ｓ６は、「第２の二次側スイッチング素子」の一例である。

制御装置２０は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第６スイッチング素子Ｓ６のオン／オフを制御することによって、スイッチング電源装置１０を駆動する。

トランスＴに順方向電流が流れる期間の内、第５スイッチング素子Ｓ５がオン状態に制御されている期間において、二次側整流回路に順方向電流が流れる。当該順方向電流が流れる期間において、第５ダイオードＤ５及び第８ダイオードＤ８が導通、第６ダイオードＤ６及び第７ダイオードＤ７が非導通、第５スイッチング素子Ｓ５がオン状態、第６スイッチング素子Ｓ６がオフ状態となる。

トランスＴに逆方向電流が流れる期間の内、第６スイッチング素子Ｓ６がオン状態に制御されている期間において、二次側整流回路に逆方向電流が流れる。当該逆方向電流が流れる期間は、第６ダイオードＤ６及び第７ダイオードＤ７が導通、第５ダイオードＤ５及び第８ダイオードＤ８が非導通、第６スイッチング素子Ｓ６がオン状態、第５スイッチング素子Ｓ５がオフ状態となる。

制御装置２０は、出力電流検出回路１３から供給される電流値、および／または、出力電圧検出回路１２から供給される電圧値に応じて、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６の制御位相を適応的に変化させる。

［変形例の制御方法］
制御装置２０は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４の制御端子に一次側駆動信号を供給し、第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６の制御端子に二次側駆動信号を供給する。

一次側駆動信号は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４を、固定のデューティ比および固定の位相で駆動させる。具体的には、デッドタイムを除き、第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３とが、デューティ５０％で相補的に駆動され、第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４とが、デューティ５０％で相補的に駆動される。本変形例では、二次側のスイッチング素子が制御されることによって出力電流または出力電圧が調整されるため、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のデューティ比および制御位相は固定である。ただし、リップル抑制のため、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のスイッチング周波数は、上記の説明と同様に、制御装置２０によって変化させられる。

一次側駆動信号は、トランスＴの一次巻線Ｎ１に順方向電流が流れる期間と逆方向電流が流れる期間との間に、デッドタイムを有する。デッドタイム中において、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４が全てオフ状態となる。当該デッドタイム中にキャパシタンス成分とインダクタンス成分との間に共振電流が流れる。これにより、次にターンオンされるスイッチング素子に並列接続されているキャパシタが放電される。

二次側駆動信号は、第５スイッチング素子Ｓ５および第６スイッチング素子Ｓ６を、固定のデューティ比、および可変の位相で駆動させる。例えば、第５スイッチング素子Ｓ５および第６スイッチング素子Ｓ６は、デューティ５０％で相補的に駆動される。

制御装置２０は、第５スイッチング素子Ｓ５および第６スイッチング素子Ｓ６の位相を変化させる。具体的には、制御装置２０は、スイッチング電源装置１０の出力電流または出力電圧に応じて、適応的に第５スイッチング素子Ｓ５および第６スイッチング素子Ｓ６の位相をシフトさせる。これにより、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４の位相と、第５スイッチング素子Ｓ５および第６スイッチング素子Ｓ６の位相との位相差が変化する。この位相差は、例えば、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４の位相に対する、第５スイッチング素子Ｓ５および第６スイッチング素子Ｓ６の位相の遅れ量である。これにより、スイッチング電源装置１０の出力電流または出力電圧が安定化される。

例えば、スイッチング電源装置１０の出力電流または出力電圧が高くなると、制御装置２０は、例えば、第５スイッチング素子Ｓ５および第６スイッチング素子Ｓ６の位相を遅らせることによって当該位相差を大きくする。これにより、トランスＴから取り出される電力量が少なくなる。反対に、スイッチング電源装置１０の出力電流または出力電圧が低くなると、制御装置２０は、例えば、第５スイッチング素子Ｓ５および第６スイッチング素子Ｓ６の位相を進ませることによって当該位相差を小さくする。これにより、トランスＴから取り出される電力量が多くなる。当該位相差がゼロのとき、トランスＴから最も多くの電力量が取り出される。当該位相差が大きくなるほど、取り出される電力量が少なくなる。

［リップル抑制と出力調整の両立］
本変形例によれば、一次側駆動信号の周波数が可変に制御されることによりリップルが抑制されるとともに、二次側駆動信号の位相が可変に制御されることにより出力電流および／または出力電圧が調整されうる。すなわち、リップルを抑制するための周波数制御と、出力を調整するための位相制御とが分離されうる。これにより、各スイッチング素子の駆動信号が、より高精度に制御されうる。なお、一次側駆動信号のスイッチング周波数の変化に伴って、二次側駆動信号のスイッチング周波数が変化してもよい。この場合であっても、一次側駆動信号における周波数の制御は、二次側駆動信号における位相の制御による影響を受けないように実行されうる。

本変形例において、一次側駆動信号の位相は固定されており、したがってブリッジ回路中の複数のスイッチング素子の位相差が固定されている。そのため、上述したような、一次側の回路における循環電流の増大が抑止される。すなわち、二次側位相シフト方式によって、一次側回路の循環電流を増大させることなく、出力電流および／または出力電圧が調整されうる。

本変形例は、二次側位相シフト方式を採用しているため、ブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子がソフトスイッチングされうる。例えば、ブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子がゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）又はゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）されうる。従って、スイッチング損失が低減され、電磁誘導ノイズが抑制されうる。また、二次側位相シフト方式の位相制御の対象である二次側のスイッチング素子と負荷（二次電池４０）との間の電流経路は、一次側位相シフト方式の位相制御の対象である一次側のスイッチング素子と負荷との間の電流経路に比べて短い。従って、二次側位相シフト方式で制御される変形例は、一次側位相シフト方式で制御される場合に比べて、配線ロスを低減し、より高効率化しうる。

（応用例）
上述の電力変換装置は様々な用途に使用されうる。以下、上述の電力変換装置が、車載充電器として使用される例を挙げる。本実施の形態に係る電力変換装置は、その他、車両外に設置される急速充電器または非接触充電器、家庭用蓄電池の充電器、エネルギー監視システムのＡＣ−ＤＣ接続機器群などに使用されうる。本実施の形態に係る電力変換装置は、商用電源から二次電池へ充電する用途全般に使用されうる。

図８は、本実施の形態に係る電力変換装置１００または１００ａが搭載される車両２００の構成例を示すブロック図である。車両２００は、例えば、電気自動車又はプラグインハイブリッド自動車である。車両２００は、外部の商用電源に接続するためのコンセント２０１と、本実施の形態に係る電力変換装置１００または１００ａで構成される充電器と、二次電池４０とを搭載する。コンセント２０１から供給される交流電力は、充電器で直流電力に変換されて二次電池４０に充電される。充電器に、本実施の形態に係る電力変換装置１００または１００ａが使用されるため、リップルによる二次電池４０へのストレスが軽減され、高効率な充電が可能となる。

以上の説明は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能であること、またそうした変形例も本開示の範囲にあることは当業者に理解される。

例えば、一次側整流回路と平滑キャパシタＣ０との間に、力率改善回路（ＰＦＣ回路）が設けられてもよい。ＰＦＣ回路は、インターリーブ型であってもよい。

例えば、電力変換装置が二次側位相シフト方式で駆動される場合、一次側のブリッジ回路は、フルブリッジ回路の代わりに、ハーフブリッジ回路であってもよい。二次側整流回路は、フルブリッジ型ではなく、センタータップ型であってもよい。

負荷は二次電池４０に限定されない。負荷は、例えば、情報処理機器であってもよい。本実施の形態に係る電力変換装置は、高効率なＡＣ−ＤＣコンバータであるため、多数のサーバが設置されるデータセンタにも適用されうる。

また、電力変換装置は、絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータに限らない。本開示に係るスイッチング素子の周波数制御は、例えば、非絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータにも適用されうる。例えば、本開示に係るスイッチング素子の周波数制御は、三端子レギュレータ、昇圧チョッパ、降圧チョッパにも適用されうる。

本開示は、例えば、充電器などで使用されるＡＣ−ＤＣコンバータに利用可能である。

１００ 電力変換装置
１００ａ 電力変換装置
１０ スイッチング電源装置
２０ 制御装置
Ｓ１ 第１スイッチング素子
Ｓ２ 第２スイッチング素子
Ｓ３ 第３スイッチング素子
Ｓ４ 第４スイッチング素子
Ｓ５ 第５スイッチング素子
Ｓ６ 第６スイッチング素子
Ｄ１ 第１ダイオード
Ｄ２ 第２ダイオード
Ｄ３ 第３ダイオード
Ｄ４ 第４ダイオード
Ｄ５ 第５ダイオード
Ｄ６ 第６ダイオード
Ｄ７ 第７ダイオード
Ｄ８ 第８ダイオード
Ｒ１ 入力抵抗
Ｒ２ 出力抵抗、
Ｄｓ１ 第１逆導通ダイオード
Ｄｓ２ 第２逆導通ダイオード
Ｄｓ３ 第３逆導通ダイオード
Ｄｓ４ 第４逆導通ダイオード
Ｃ０ 平滑キャパシタ
Ｃ１ 第１キャパシタ
Ｃ２ 第２キャパシタ
Ｃ３ 第３キャパシタ
Ｃ４ 第４キャパシタ
Ｃ５ 第５キャパシタ
Ｃ６ 第６キャパシタ
Ｃ７ 第７キャパシタ
Ｌ１ 第１コイル
Ｌ２ 第２コイル
Ｌ３ 第３コイル
Ｔ トランス
Ｎ１ 一次巻線
Ｎ２ 二次巻線
３０ 交流電源
４０ 二次電池
１２ 出力電圧検出回路
１３ 出力電流検出回路
１４ キャパシタ電圧検出回路
１５ キャパシタ電流検出回路
２００ 車両
２０１ コンセント

Claims (9)

1. 第一交流電圧が整流された第一整流電圧を平滑化するキャパシタと、
   複数のスイッチング素子を含み、前記キャパシタからのキャパシタ電圧を第二交流電圧に変換するブリッジ回路と、
   前記ブリッジ回路に接続される一次巻線と前記一次巻線と電磁結合される二次巻線とを含み、前記第二交流電圧を第三交流電圧に変換するトランスと、
   前記二次巻線に接続され、前記第三交流電圧を整流して第二整流電圧を生成する二次側整流回路と、
   前記第二整流電圧を平滑化する平滑回路と、
   前記キャパシタ電圧と前記キャパシタから流れるキャパシタ電流との少なくとも一方に基づく検出値を取得する検出回路と、
   前記検出値が大きくなるとスイッチング周波数を高くし、前記検出値が小さくなると前記スイッチング周波数を低くし、前記複数のスイッチング素子のそれぞれを前記スイッチング周波数でオンオフさせる一次側駆動信号を出力する、制御装置と、
   を備える電力変換装置。
2. 複数の二次側スイッチング素子を含み、前記二次巻線および前記平滑回路の間の通電をオンオフする二次側スイッチング回路と、
   前記平滑回路からの出力電圧および出力電流の少なくとも一方に基づく出力検出値を取得する出力検出回路と、をさらに備え、
   前記平滑回路は、二次側キャパシタと、前記二次側キャパシタおよび前記二次側整流回路の間の電流経路に挿入されるコイルとを含み、
   前記制御装置は、
   前記出力検出値に基づいて前記一次側駆動信号と二次側駆動信号との間の位相差を決定し、前記複数の二次側スイッチング素子のそれぞれを、前記位相差に応じた位相でオンオフさせる前記二次側駆動信号を出力する、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御装置は、
   前記出力検出値が大きくなると前記位相差を大きくし、前記出力検出値が小さくなると前記位相差を小さくする、
   請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記二次側スイッチング回路は、
   前記二次巻線の一端および前記平滑回路の一端の間の電流経路、または、前記二次巻線の他端および前記平滑回路の他端の間の電流経路に挿入される第１の二次側スイッチング素子と、
   前記二次巻線の他端および前記平滑回路の一端の間の電流経路、または、前記二次巻線の一端および前記平滑回路の他端の間の電流経路に挿入される第２の二次側スイッチング素子とを備え、
   前記制御装置は、
   前記第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側スイッチング素子とを相補的にオンオフさせる、
   請求項２または３に記載の電力変換装置。
5. 前記一次側駆動信号は、固定のデューティ比、および固定の位相で、前記複数のスイッチング素子をオンオフさせ、
   前記二次側駆動信号は、固定のデューティ比、および前記出力検出値に応じて設定される位相で、前記複数の二次側スイッチング素子をオンオフさせる、
   請求項２から４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
6. 前記ブリッジ回路は、
   前記キャパシタの一端および前記一次巻線の一端の間の電流経路に挿入される第１のスイッチング素子と、
   前記キャパシタの一端および前記一次巻線の他端の間の電流経路に挿入される第２のスイッチング素子と、
   前記キャパシタの他端および前記一次巻線の一端の間の電流経路に挿入される第３のスイッチング素子と、
   前記キャパシタの他端および前記一次巻線の他端の間の電流経路に挿入される第４のスイッチング素子と、を含むフルブリッジ回路であり、
   前記制御装置は、
   第１のスイッチング素子を、固定のデューティ比および固定の位相でオンオフさせ、
   第４のスイッチング素子を、前記第１のスイッチング素子と同じデューティ比、前記第１のスイッチング素子と異なる固定の位相でオンオフさせ、
   前記第２のスイッチング素子を、前記第４のスイッチング素子に対して相補的にオンオフさせ、
   前記第３のスイッチング素子を、前記第１のスイッチング素子に対して相補的にオンオフさせる
   請求項１から５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
7. 前記二次側整流回路は、
   前記二次巻線の一端および前記平滑回路の一端の間の電流経路、または、前記二次巻線の他端および前記平滑回路の他端の間の電流経路に挿入される第１の二次側ダイオードと、
   前記二次巻線の他端および前記平滑回路の一端の間の電流経路、または、前記二次巻線の一端および前記平滑回路の他端の間の電流経路に挿入される第２の二次側ダイオードとを含む、
   請求項２から５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
8. 前記第一交流電圧を整流して前記第一整流電圧を生成する一次側整流回路をさらに備える、
   請求項１から７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
9. 前記電力変換装置は、二次電池に電力を供給するための装置であって、
   前記検出値は、キャパシタ電圧の値である、
   請求項１から８のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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