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TWI399024B - 反馳式電源轉換器之數位動態延遲式偵測裝置及偵測方法 - Google Patents

反馳式電源轉換器之數位動態延遲式偵測裝置及偵測方法 Download PDF

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TWI399024B
TWI399024B TW099118400A TW99118400A TWI399024B TW I399024 B TWI399024 B TW I399024B TW 099118400 A TW099118400 A TW 099118400A TW 99118400 A TW99118400 A TW 99118400A TW I399024 B TWI399024 B TW I399024B
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Ren Huei Tzeng
Jan He Li
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Neoenergy Microelectronics Inc
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    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
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Description

反馳式電源轉換器之數位動態延遲式偵測裝置及偵測方法
本發明係有關於一種電力電子應用的技術，特別是一種準諧振式反馳式電源轉換器(QRFlyback)中波谷偵測器技術以及方法。
在目前的電力電子技術中，反馳式(Flyback)電源轉換器由於成本低架構簡單，因而被大量且廣泛的使用在低功率的電源轉換應用之中。其中準諧振返馳式電源轉換器具有在不增加系統複雜性與元件的前提下，改善系統效率，因此準諧振返馳式電源轉換器具有同時顧及經濟效益與環保訴求的優勢。
第一圖係為習知返馳式電源供應器之方塊圖，而第二圖為第一圖的工作波形示意圖。所屬技術領域具有通常知識者應當知道，當二次側線圈NS 電感能量傳輸完畢，一次側線圈NP 的激磁電感與VD 端等效寄生電容將開始產生諧振。如第二圖所示，如果該返馳式電源供應器能於延遲時間TD 之後，於諧振的波谷控制閘極電壓VG 切換第一圖之功率電晶體Q，如此便可降低切換損失，提高整體系統效率。然而目前的準諧振返馳式控制晶片於量產時並無法有效的切換在波谷，使得效率無法有效提升。
為解決此問題，美國專利 US5986897提出一種可在波谷切換之準諧振返馳式電源轉換器。第三圖所示為該習知技術之波谷偵測電路圖，其可應用於第一圖所示之返馳式電源供應器，以偵測諧振波谷，其中VAUX為一穩定正電壓源用以維持電路運作。當第一圖之返馳式電源供應器之二次側線圈NS 釋放能量時，與諧振波形成正比的輔助線圈(未圖示)之電壓VAUXIN為一正電壓。參見第三圖，此時電流會由VAUXIN往接點DMAG流入，並流進電晶體M3，且此時電晶體T1關閉。當二次側能量消耗完畢時，第一圖所示之功率電晶體Q之渠極電壓VD 開始向下諧振，此時接點DMAG將會往VAUXIN輸出一與諧振波形成正比之電流，並經由電流鏡M2與電阻R1轉換為與諧振波形反向之一反向訊號VM 。當 功率電晶體Q之渠極電壓 VD 諧振到最低點時，反向訊號VM 恰為峰值，此時該反向訊號VM 觸發邏輯電路74進而切換功率電晶體。此專利所揭露之技術原理係判斷到反向訊號VM 峰值（對應輔助線圈電壓VAUXIN之谷值）才進行觸發，但是實際切換時間會較觸發時多一傳遞延遲時間，所以並不能真正切換在諧振波谷，故無法有效提升效率。
再者，美國專利 US7394670亦提供一波谷偵測器電路。參見第四圖，為該專利之波谷偵測器電路51之電路圖，其 可應用於第一圖所示之 返馳式電源供應器，以偵測諧振波谷。當二次側能量消耗完畢時，第一圖所示之功率電晶體之渠極電壓 開始向下諧振，此時輔助繞組側2C亦可得到一相同形狀的波形。當諧振開始時，二極體52關閉，此時電容55與電阻54產生一RC放電，當放電至一參考電壓VTH 時觸動比較器57，因而產生一VBD 訊號，進而切換第一圖所示之功率電晶體Q。此前案係藉由RC放電以提供一固定之延遲時間，然而在量產時由於每一台返馳式電源轉換器的控制迴路延遲時間一定會不同，因而使用此技術之無法在量產時精確切換在諧振波谷，所以喪失準諧振轉換器的優勢。
美國專利US07426120及US07466569提出一種具鎖相裝置之切換式控制器。參見第五圖，為該專利之鎖相裝置200之電路圖，該鎖相裝置200可應用於第一圖所示之返馳式電源供應器，以調整延遲時間。該專利藉由電流源230與電容235製造出一延遲時間TDLY，其延遲時間約略與第二圖所示之諧振至波谷之時間Td 相當。當延遲時間結束而欲切換功率電晶體時，有一斜率偵測電路300負責偵測此時反向訊號VM 的斜率。當延遲時間TDLY過長時，則斜率偵測電路300偵測到的斜率為正，此時斜率偵測電路300會發送一訊號UP/DOWN至計數器210，計數器210將控制電流源230放大電流以縮小下一週期之延遲時間。反之，若延遲時間過短時，則斜率偵測電路300會控制計數器210縮小電流以放大下一週期之延遲時間。因而在經過一段時間之後，其延遲時間將會自動調節以切換在波谷。然而此專利揭露之技術中，其延遲時間是經由電流源230與電容235所實現，於實務上此架構有許多類比的誤差存在；電流源230無法製作出一既精確且可變範圍廣的可變電流源，電容235與比較電壓VY 的偏差(offset)，而這些類比誤差在先進製程時會更加嚴重，增加設計的困難度。
有鑑於上述習知技術的缺點並且為克服上述問題，本發明提出一數位動態延遲式偵測裝置(Digital Dynamic Delay Modulator)及方法，利用數位實現的方式不但可以精確控制延遲時間，並可隨製程演進縮小體積且不需修改電路。
本發明之一目的在於提供一種反馳式電源轉換器之數位動態延遲式偵測裝置。
本發明之另一目的在於提供一種反馳式電源轉換器之數位動態延遲式偵測方法。
為達成本發明之上述目的，本發明之數位動態延遲式偵測裝置包含：一微分器，該微分器接收該反馳式電源轉換器之一第一輸入電壓訊號；一數位控制器，電連接至該微分器且內建有一預設內建次數，該預設內建次數為一整數；及一震盪器，電連接至該數位控制器。該數位控制器接收到代表第一輸入電壓訊號到達一臨界電壓之一起始訊號時，致能該震盪器並且開始計數該預設內建次數，該數位控制器在計數完成後送出一輸出訊號，以導通該 反馳式電源轉換器之一切換開關。該微分器在收到代表切換開關導通之第二輸入電壓訊號後，計算當時該第一輸入電壓訊號之斜率，以決定該預設內建次數之一增減值，其中該增減值為一整數。
為達成本發明之上述目的，本發明之數位動態延遲式偵測方法進行下列步驟：(a)接收反馳式電源轉換器之一第一輸入電壓訊號；(b)將該第一輸入電壓訊號與一臨界電壓比較以決定是否達到開始計數條件；(c)若到達開始計數條件，則計數一預設內建次數，其中該內建次數為一整數；(d)於計數完成後，送出一第一輸出訊號以導通該反馳式電源轉換器之一切換開關；(e) 於該切換開關導通時，比對當時該第一輸入電壓訊號之斜率；及(f)利用該斜率以決定該預設內建次數之一增減值，其中該增減值為一整數。
請參考第六圖，係為本發明較佳實施例之數位動態延遲偵測裝置應用之示意圖。本發明較佳實施例之數位動態延遲式偵測裝置100係應用於一 反馳式電源轉換器之控制晶片內，且控制晶片 係電連接於一變壓器之一輔助繞組NA 及一切換開關Q1。該數位動態延遲式偵測裝置10係量測輔助繞組NA 上電壓訊號VA 之極值（波峰或是波谷），以決定控制切換開關Q1之閘極電壓。 該控制晶片亦包含其他單元，如回授控制單元，或是對 切換開關Q1提供切換控制訊號之單元，然此為習知技術，因此在此不在贅述。
參見第七圖，其為本發明較佳實施例之數位動態延遲式偵測裝置100應用在一數位動態延遲式偵測系統10之示意圖。該數位動態延遲式偵測系統10包含一電流轉電壓單元200、一啟始訊號產生單元220、及一數位動態延遲式偵測裝置100。該啟始訊號產生單元220之負輸入端耦接至電阻RA ，以接收電壓訊號VA ，用以偵測比例於該切換開關Q1上所產生的諧振電壓訊號。該啟始訊號產生單元220將該電壓訊號VA 與一臨界電壓VX 進行比較，以輸出一啟始訊號SDS 。
電流轉電壓單元200中之運算放大器202之正輸入端係接收臨界電壓VX ，其負輸入端耦接至電阻RA 以接收電壓訊號VA ，其輸出端則控制電晶體204的閘極，且電晶體204的源極耦接至電阻RA。電流鏡電路係由電晶體M1與M2所組成，電晶體M1透過電晶體204耦接至電阻RA ，電晶體M2進一步連接一電阻R3。運算放大器202之輸出可控制電晶體204是否導通，且在電晶體204導通後，電流轉電壓單元200將流過該電阻RA 上的電流轉換成為比例於電壓訊號VA 之一反向訊號VM ，該反向訊號VM 和電壓訊號VA 之極性相反。
數位動態延遲式偵測裝置100連接於電流轉電壓單元200及啟始訊號產生單元220，於第六圖所示之切換開關Q1截止時，受控於啟始訊號SDS，用來偵測反向訊號VM 的波峰值，進而輸出一控制訊號Vd 。該控制訊號Vd 係送至該控制晶片之一開關控制單元，進而導通切換開關Q1。輔助繞組NA 上所產生的電壓訊號VA 係正比於跨於切換開關Q1上的渠極電壓VD 。因此，透過數位動態延遲式偵測裝置100的數位延遲操作，依據跨於切換開關Q1上的波谷電壓（對應於反向訊號VM 的波峰電壓）使得切換開關 Q1導通。
請參考第八圖，為本發明較佳實施例之數位動態延遲式偵測裝置100示意圖。該數位動態延遲式偵測裝置100主要包含一微分器110、一數位控制器120及一震盪器130。當二次側能量消耗完畢，由於LC諧振使得電壓訊號VA 開始向下震盪時，經電流鏡(M1, M2)可得一反向訊號VM 並耦接至微分器110。當電壓訊號VA 向下諧振至臨界電壓VX 時，會觸發啟始訊號SDS 。此時數位控制器120便會致能震盪器130，使震盪器130產生脈波；並且數位控制器120開始以一預設內建次數N來計數震盪器130之產生脈波，其中N為整數。當數位控制器120計數至預設內建次數N時，會送出一輸出訊號Vd 知會一控制切換開關Q1之開關控制單元30，開關控制單元30接收到輸出訊號Vd之後便會導通該切換開關Q1，且產生一回授訊號INGT耦接至微分器110。由上述說明可知，準諧振之延遲時間和數位控制器120之內建次數及震盪器130脈波週期相關。在震盪器130脈波週期為固定數值狀況下，藉由動態調整內建次數，即可動態調整延遲時間。當微分器110接收到回授訊號INGT時，會判斷在此時反向訊號VM 的斜率，並產生一UP/DOWN計數控制訊號給數位控制器120。
當延遲時間過長時，UP/DOWN計數控制訊號會降低數位控制器120內建次數，亦即將預設內建次數N減去一預定減值M(M>=1，且為整數)，以得到新的內建次數為N-M次。反之，當延遲時間過短時，UP/DOWN計數控制訊號會增加數位控制器120內建次數，亦即將預設內建次數N加上一預定增值P(P>=1，且為整數)，以得到新的內建次數為N+P次，藉此以數位且動態之方式調整延遲時間。
參見第九圖，為依據本發明之數位動態延遲式偵測方法流程圖。於步驟S301開始後，該數位動態延遲式偵測裝置100接受一第一輸入電壓訊號（例如電壓訊號VA ），及接受一第一參考電壓訊號（例如為臨界電壓VX ）(步驟S302)。該數位動態延遲式偵測裝置100將第一輸入電壓訊號與該第一參考電壓訊號比較（S303）。若第一輸入電壓訊號小於該第一參考電壓訊號，表示該電壓訊號VA 開始向下諧振。隨後該數位動態延遲式偵測裝置100之數位控制器120便會開始計數一預設內建次數N，並且於計數完成之後發出一輸出訊號Vd 知會一控制切換開關Q1之開關控制單元（步驟S304）。於該計數完成之後，開關控制單元會導通切換開關Q1，且產生一回授訊號INGT耦接至該數位動態延遲式偵測裝置100。該數位動態延遲式偵測裝置100接受一第二輸入電壓訊號(亦即回授訊號INGT)，並判斷在此時第一參考電壓訊號之斜率(步驟S305)。若斜率小於0，表示延遲時間不足，此時該數位動態延遲式偵測裝置100增加內建次數以延長延遲時間（步驟S308）；再者若斜率大於0，表示延遲時間過長，此時該數位動態延遲式偵測裝置100減少內建次數以降低延遲時間（步驟S307）。
再者，若在步驟S302之第一輸入電壓訊號為反向訊號VM ，則步驟S303、S306之判斷方式剛好相反。在步驟S303時，反向訊號VM 大於第一參考電壓訊號才會繼續進行步驟S304。在步驟S306，若斜率大於0，表示延遲時間不足，此時增加內建次數以延長延遲時間；再者若斜率小於0，表示延遲時間過長，此時減少內建次數以降低延遲時間。
藉由上述方式，可以動態調節延遲時間，由於本發明為數位計時調節，因此可以除去類比誤差，並隨製程演進縮小體積且不需修改電路。
惟，以上所述，僅為本發明最佳之一的具體實施例之詳細說明與圖式，惟本發明之特徵並不侷限於此，並非用以限制本發明，本發明之所有範圍應以下述之申請專利範圍為準，凡合於本發明申請專利範圍之精神與其類似變化之實施例，皆應包含於本發明之範疇中，任何熟悉該項技藝者在本發明之領域內，可輕易思及之變化或修飾皆可涵蓋在以下本案之專利範圍。
[習知]
NS‧‧‧二次側線圈
NP‧‧‧一次側線圈
TD‧‧‧延遲時間
VG‧‧‧閘極電壓
Q‧‧‧功率電晶體
VAUX‧‧‧電壓
DMAG‧‧‧接點
M1-M4,T1‧‧‧電晶體
VD‧‧‧渠極電壓
R1‧‧‧電阻
VM‧‧‧反向訊號
74‧‧‧邏輯電路
51‧‧‧波谷偵測器電路
2C‧‧‧輔助繞組側
52‧‧‧二極體
55‧‧‧電容
54‧‧‧電阻
VTH‧‧‧參考電壓
57‧‧‧比較器
VBD‧‧‧訊號
200‧‧‧鎖相裝置
230‧‧‧電流源
235‧‧‧電容
TDLY‧‧‧延遲時間
300‧‧‧斜率偵測電路
UP/DOWN‧‧‧訊號
210‧‧‧計數器
VY‧‧‧比較電壓
VAUXIN‧‧‧電壓
[本發明]
100‧‧‧數位動態延遲式偵測裝置
Q1‧‧‧切換開關
10‧‧‧數位動態延遲式偵測系統
200‧‧‧電流轉電壓單元
220‧‧‧啟始訊號產生單元
100‧‧‧數位動態延遲式偵測裝置
VX‧‧‧臨界電壓
SDS‧‧‧啟始訊號
110‧‧‧微分器
120‧‧‧數位控制器
130‧‧‧震盪器
(M1,M2)‧‧‧電流鏡
VM‧‧‧反向訊號
N‧‧‧預設內建次數
Vd‧‧‧輸出訊號
30‧‧‧開關控制單元
INGT‧‧‧回授訊號
UP/DOWN‧‧‧計數控制訊號
S301-S310‧‧‧步驟
第一圖係為習知返馳式電源供應器之方塊圖。
第二圖為第一圖的工作波形示意圖 。
第三圖所示為一習知技術之波谷偵測電路圖。
第四圖所示為另一習知技術之波谷偵測電路圖。
第五圖為另一習知技術之 鎖相裝置電路圖。
第六圖為本發明之數位動態延遲偵測裝置應用之示意圖。
第七圖為本發明之數位動態延遲式偵測裝置應用在一數位動態延遲式偵測系統之示意圖。
第八圖為本發明之數位動態延遲式偵測裝置示意圖。
第九圖為依據本發明之數位動態延遲式偵測方法流程圖。
S301-S310

Claims (12)

  1. 一種反馳式電源轉換器之數位動態延遲式偵測裝置，包含：
    一微分器，該微分器接收該反馳式電源轉換器之一第一輸入電壓訊號；
    一數位控制器，電連接至該微分器且內建有一預設內建次數，該預設內建次數係一整數；及
    一震盪器，電連接至該數位控制器；
    其中該數位控制器接收到代表第一輸入電壓訊號到達一臨界電壓之一起始訊號時，致能該震盪器並且開始計數該預設內建次數，該數位控制器在計數完成後送出一輸出訊號，以導通該反馳式電源轉換器之一切換開關；
    該微分器在收到代表切換開關導通之第二輸入電壓訊號後，計算當時該第一輸入電壓訊號之斜率，以決定該預設內建次數之一增減值，其中該增減值為一整數。
  2. 如申請專利範圍第1項之數位動態延遲式偵測裝置，其中該第一輸入電壓訊號為反馳式電源轉換器之輔助線圈之一電壓訊號，且該微分器在電壓訊號斜率為正值時，將該預設內建次數減去一預定減值，其中該預定減值大於或是等於1。
  3. 如申請專利範圍第1項之數位動態延遲式偵測裝置，其中該第一輸入電壓訊號為反馳式電源轉換器之輔助線圈之一電壓訊號，且該微分器在電壓訊號斜率為負值時，將該預設內建次數加上一預定增值，其中該預定增值大於或是等於1。
  4. 如申請專利範圍第1項之數位動態延遲式偵測裝置，其中該第一輸入電壓訊號為與反馳式電源轉換器之輔助線圈之一電壓訊號反向之一反向訊號，且該微分器在反向訊號斜率為負值時，將該預設內建次數減去一預定減值，其中該預定減值大於或是等於1。
  5. 如申請專利範圍第1項之數位動態延遲式偵測裝置，其中該第一輸入電壓訊號為與反馳式電源轉換器之輔助線圈之一電壓訊號反向之一反向訊號，且該微分器在反向訊號斜率為正值時，將該預設內建次數加上一預定增值，其中該預定增值大於或是等於1。
  6. 一種反馳式電源轉換器之數位動態延遲式偵測方法，包含：
    (a) 接收反馳式電源轉換器之一第一輸入電壓訊號；
    (b) 將該第一輸入電壓訊號與一臨界電壓比較以決定是否達到開始計數條件；
    (c) 若到達開始計數條件，則計數一預設內建次數，其中該內建次數為一整數；
    (d) 於計數完成後，送出一第一輸出訊號以導通該反馳式電源轉換器之一切換開關；
    (e) 於該切換開關導通時，比對當時該第一輸入電壓訊號之斜率；及
    (f) 利用該斜率以決定該預設內建次數之一增減值，其中該增減值為一整數。
  7. 如申請專利範圍第6項之數位動態延遲式偵測方法，其中該第一輸入電壓訊號為反馳式電源轉換器之輔助線圈之一電壓訊號，且在該電壓訊號小於該臨界電壓時開始計數。
  8. 如申請專利範圍第6或7項之數位動態延遲式偵測方法，其中在步驟(f)時，若斜率為正值時，將該預設內建次數減去一預定減值，其中該預定減值大於或是等於1。
  9. 如申請專利範圍第6或7項之數位動態延遲式偵測方法，其中在步驟(f)時，若斜率為負值時，將該預設內建次數加上一預定增值，其中該預定增值大於或是等於1。
  10. 如申請專利範圍第6項之數位動態延遲式偵測方法，其中該第一輸入電壓訊號為對應反馳式電源轉換器之輔助線圈之一電壓訊號之一反向訊號，且在該反向訊號大於該臨界電壓時開始計數。
  11. 如申請專利範圍第10項之數位動態延遲式偵測方法，其中在步驟(f)時，若斜率為負值時，將該預設內建次數減去一預定減值，其中該預定減值大於或是等於1。
  12. 如申請專利範圍第10項之數位動態延遲式偵測方法，其中在步驟(f)時，若斜率為正值時，將該預設內建次數加上一預定增值，其中該預定增值大於或是等於1。
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