JP2012143071A - 電源装置および電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】共振型の電源装置の起動時に発生する貫通電流を低減する。
【解決手段】制御回路７は、トランス１１の２次側の出力電圧をフィードバックとしてハイサイドＦＥＴ８とローサイドＦＥＴ９とを交互に駆動する駆動信号を生成する。比較器６は、電流共振コンデンサ１４の両端電圧と基準電圧とを比較する。とりわけ、制御回路７は、電源装置が動作を開始してから直列共振回路が定常状態に移行するまでの期間は、比較器６の比較結果に対応した駆動信号を生成する。一方、直列共振回路が定常状態に移行した後の期間は、制御回路７が、比較器７の比較結果を使用せずに、２次側の出力電圧に対応した駆動信号を生成する。基準電圧は、例えば、直流電源から供給される電源電圧の二分の一の大きさの電圧とする。
【選択図】 図１

Description

本発明は電源装置に関し、特に電源装置を起動したときに流れる貫通電流を緩和する回路に関する。

共振型のスイッチング電源装置は、電力の変換効率に優れるとともに、スイッチング動作の波形が正弦波となることによるノイズの少なさや、部品点数の少なさといった特徴を備えている。とりわけ、電流共振型のコンバータでは、ハーフブリッジ方式が採用されることが多い。このハーフブリッジ方式では、２つのスイッチング素子を直列に接続したスイッチング回路が直流入力電圧に対して並列に接続される。

しかし、スイッチング電源装置では、動作開始直後においては共振回路が安定に動作しないため、一方のスイッチング素子と他方のスイッチング素子のボディダイオードとを経路として流れる貫通電流が発生する。貫通電流は、スイッチング素子にダメージを与えてしまうおそれがある。なお、ボディダイオードは、静電破壊を防止するために、ゲート・ソース間に設けられるダイオードであり、寄生ダイオードや内蔵ダイオードと呼ばれることもある。

そこで、特許文献１では、この課題を解決するために、ボディダイオードに流れる電流を電流状態検出回路により検出し、ボディダイオードに電流が流れている間は、２つのスイッチング素子のオン／オフ切り替えを行わないようにすることが提案されている。

特開２００５−０５１９１８号公報

しかし、特許文献１に記載された発明では、ボディダイオードに電流が流れなくなったらすぐに一方のスイッチング素子から他方のスイッチング素子への切り替えを行う。このボディダイオードに電流が流れなくなってすぐのタイミングでは、コンデンサとリーケージインダクタンスに流れている電流は小さい。そのため、このタイミングでスイッチング素子のオンオフを切り替えるとスイッチング素子の出力容量や、スイッチング素子に並列に接続された電圧共振用のコンデンサを充放電する時間が多く必要となってします。つまり、一方のスイッチング素子をオフに切り替えてから、他方のスイッチング素子をオンに切り替えるまでの待機時間（デッドタイム）を長く確保しておかなければならなかった。

そこで、本発明は、共振型の電源装置の起動時に発生する貫通電流を低減することを目的とする。

本発明の電源装置は、直流電源に対して並列に接続された回路であって、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを直列に接続した回路、直列共振回路、整流平滑回路、駆動信号生成回路および比較回路を備える。直列共振回路は、第２のスイッチング素子に対して並列に接続され、トランスの一次巻線と共振コンデンサとにより形成された回路である。整流平滑回路は、第１のスイッチング素子または第２のスイッチング素子がオンとなる期間にトランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑する回路である。駆動信号生成回路は、整流平滑回路の出力電圧をフィードバックして第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを交互に駆動する駆動信号を生成する回路である。比較回路は、共振コンデンサの両端電圧と所定の基準電圧とを比較する回路である。とりわけ、駆動信号生成回路は、電源装置が動作を開始してから直列共振回路が定常状態に移行するまでの期間は、比較回路の比較結果に対応した駆動信号を生成する。一方、駆動信号生成回路は、直列共振回路が定常状態に移行した後の期間は、比較回路の比較結果を使用せずに、整流平滑回路の出力電圧に対応した駆動信号を生成する。基準電圧は、たとえば、直流電源から供給される電源電圧の二分の一の大きさの電圧である。

本発明によれば、駆動信号生成回路が、電源装置が動作を開始してから直列共振回路が定常状態に移行するまでの期間は、比較回路の比較結果に対応した駆動信号を生成する。これにより、電源装置の起動時に発生する貫通電流を低減できる。また、電源電圧の二分の一の大きさの電圧を基準電圧とすれば、スイッチング切り替え時のデッドタイムを短く設定することが可能であるため、制御性が向上する。例えば、本発明の電源装置では、スイッチング周波数に対する追従性が向上しているため、スイッチング周波数を高くしやすい。

第１の実施例を説明する回路図。 第１の実施例を説明するタイミング図。 第２の実施例を説明する回路図。 第２の実施例を説明するタイミング図。 比較例を説明する回路図。 比較例を説明するブロック図。 比較例を説明するタイミング図。

［実施例１］
発明の実施形態について述べる。図１（Ａ）はハーフブリッジ方式を採用した電流共振型の電源装置を示している。図１（Ａ）において、商用の交流電源１から供給される交流電圧は、全波整流回路２により整流され、平滑コンデンサ３に出力される。平滑コンデンサ３は全波整流電圧を平滑し、これにより直流電圧Ｖｄｃが得られる。ここで、商用の交流電源１、全波整流回路２および平滑コンデンサ３は、直流電源を構成している。

平滑コンデンサ３の両端に抵抗４、５が直列に接続される。抵抗４、５は、直流電圧Ｖｄｃを抵抗比に応じて分圧する分圧回路を形成している。ここでは、抵抗４、５の抵抗値は同一としているため、抵抗４、５の接続点ＡにはＶｄｃ×０．５の電圧が生じる。分割回路の出力である０．５Ｖｄｃが比較器６へ入力される。このように、抵抗４、５は、直流電源から供給される電源電圧を分圧して直流電源の電源電圧Ｖｄｃの二分の一の大きさの電圧を基準電圧として出力する分圧回路として機能する。

制御回路７は、比較器６とフォトカプラ２１から入力された信号に応じて、スイッチング素子であるハイサイドＦＥＴ８とローサイドＦＥＴ９を駆動する駆動信号の周波数を可変制御する。ハイサイドＦＥＴ８の駆動端子（ゲート）に入力される駆動信号をＶＱ１と呼ぶ。ローサイドＦＥＴ９の駆動端子（ゲート）に入力される駆動信号をＶＱ２と呼ぶ。図１（Ａ）が示すように、ハイサイドＦＥＴ８とローサイドＦＥＴ９はハーフブリッジ形式で接続されている。つまり、第１のスイッチング素子であるハイサイドＦＥＴ８と第２のスイッチング素子であるローサイドＦＥＴ９とを直列に接続した回路が形成されており、この回路は、直流電源に対して並列に接続されている。電圧共振コンデンサ１０の一端はローサイドＦＥＴ９のドレインに接続され、他端はソースに接続されている。

図１（Ａ）において、トランス１１は、１次側と２次側とが絶縁された絶縁トランスである。ここでは、トランス１１が励磁インダクタンス１２とリーケージインダクタンス１３との等価回路で示されている。電流共振コンデンサ１４は、トランスの一次巻線であるリーケージインダクタンス１３と直列共振回路を構成している。この直列共振回路は、第２のスイッチング素子であるローサイドＦＥＴ９に対して並列に接続されている。

ダイオード１５Ａ、１５Ｂはトランス１１の２次側巻線に生じる電圧を整流する整流回路を構成するダイオードである。コンデンサ１６は、ダイオード１５Ａ，１５Ｂで整流された電圧を平滑するための平滑回路としてのコンデンサである。このように、ダイオード１５Ａ、１５Ｂおよびコンデンサ１６は、第１のスイッチング素子または第２のスイッチング素子がオンとなる期間にトランス１１の二次巻線に発生する電圧を整流して平滑する整流平滑回路として機能している。負荷抵抗１７は、本発明の電源装置に接続される負荷を示している。

シャントレギュレータ１９は、基準電圧を発生する電圧源、比較器およびトランジスタにより構成されている。シャントレギュレータ１９は、内部の基準電圧とトランス１１の２次側に生じた電圧とを比較し、両者の差に応じた電流（誤差信号）を出力する。ここでは、２次側に生じた電圧として、整流平滑回路の出力電圧Ｖｏｕｔを採用している。フォトカプラ２１は、シャントレギュレータ１９より出力された誤差信号をトランス１１の１次側に設けられた制御回路７へ伝達する回路を構成している。このように、整流平滑回路の出力電圧Ｖｏｕｔは、誤差信号に変換されて制御回路７へフィードバックされる。なお、フォトカプラ２１の発光素子側には発光素子に流れる電流を制限する制限する制限抵抗２０が設けられている。

図１（Ｂ）は制御回路７のブロック図を示したものである。制御回路７は、整流平滑回路の出力電圧をフィードバックとして第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを交互に駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成回路の一例である。制御回路７は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが交互にオンとなるように駆動信号を出力する。つまり、ハイサイドＦＥＴ８がオンのときは、ローサイドＦＥＴ９が必ずオフになる。また、ローサイドＦＥＴ９がオンのときは、ハイサイドＦＥＴ８が必ずオフになる。ただし、本実施例では、両方のＦＥＴがオフになるデットタイムが確保される。

図１（Ｂ）において、比較器６は、共振コンデンサの両端電圧と所定の基準電圧とを比較する比較回路として機能する。比較器６は、接続点Ａより入力された電圧値である０．５Ｖｄｃと、電流共振コンデンサ１４の電圧値Ｖｃｒを比較し、比較結果をカウンタ２７とモードＳＷ２８へ出力する。カウンタ２７は比較器６の出力の切り替わり回数（電圧値Ｖｃｒが０．５Ｖｄｃに対して一致した回数）を計数する計数回路として機能する。カウンタ２７のカウント値はカウント比較器３０へ入力される。カウント比較器３０は、設定値保持部２９に予め設定されて保持されている設定値と、カウンタ２７から入力されたカウント値を比較し、比較結果をモードＳＷに出力する。設定値は、電源装置が動作を開始してから直列共振回路が定常状態に移行するまでの期間の長さに対応した値である。この期間において、比較器６の出力は設定値と同数の回数だけ変化する。つまり、設定値は、この期間に、電圧値Ｖｃｒが０．５Ｖｄｃに対して一致した回数を、実験またはシミュレーションによって求めることで決定された回数である。電圧値Ｖｃｒが０．５Ｖｄｃに対して一致した回数が設定値になると、制御回路７は、直列共振回路が定常状態に移行したと認識できる。

モードＳＷ２８は、カウント比較器３０の比較結果が２つの入力が不一致であることを示している間、オンとなる。すなわち、モードＳＷ２８は、比較器２６の比較結果を示す信号をゲートドライバ３１へスルー出力する。モードＳＷ２８は、カウント比較器３０での比較結果が２つの入力が一致していることを示している場合、オフとなる。すなわち、モードＳＷ２８は、比較器６とゲートドライバ３１の接続を切断する。ゲートドライバ３１は、ハイサイドＦＥＴ８とローサイドＦＥＴ９の各ゲートに駆動信号を出力する。モードＳＷ２８からの入力信号がある場合、ゲートドライバ３１は、モードＳＷ２８からの入力信号に対応した駆動信号をハイサイドＦＥＴ８とローサイドＦＥＴ９に出力する。モードＳＷ２８からの入力信号がない場合、ゲートドライバ３１は、発振器３２の入力信号に対応した駆動信号を出力する。ゲートドライバ３１は、電源装置の起動時の１回目のみ初期パルス設定保持部３３に設定されている初期パルス設定時刻を参照し、初期パルス設定時刻に対応した駆動信号をハイサイドＦＥＴ８に出力する。初期パルスの駆動が終了すると、モードＳＷ２８がオンとなり、比較器６の出力がゲートドライバ３１へ接続される。

図２を用いて本実施例の電源装置の動作について説明する。とりわけ、実施例１の制御回路７は、電源装置が動作を開始してから直列共振回路が定常状態に移行するまでの期間は、比較回路の比較結果に対応した駆動信号を生成する。一方、直列共振回路が定常状態に移行した後の期間は、制御回路７は、比較回路の比較結果を使用せずに、整流平滑回路の出力電圧に対応した駆動信号を生成する。

時刻Ｈにおいて電源装置を起動する。なお、時刻ＨにおいてハイサイドＦＥＴ８をオンする前に共振回路をリセットする目的でローサイドＦＥＴ９をオンさせてもよい。その場合、ローサイドＦＥＴ９をオフさせた以降、本実施例の制御が適用できる。時刻Ｈ以降、制御回路７は初期パルス設定値時間にわたり、ゲートドライバ３１の出力状態を維持する。このとき電流の経路はハイサイドＦＥＴ８→トランス１１→電流共振コンデンサ１４であ。電流共振コンデンサ１４の電圧が徐々に上昇する。制御回路７は、カウンタまたはタイマーを用いて時刻Ｈからの経過時間を計測する。

時刻Ｈから時刻Ｎまで、電源装置が動作を開始してから直列共振回路が定常状態に移行するまでの期間である。そこで、実施例１では、制御回路７が、電流共振コンデンサ１４の両端電圧Ｖｃｒが基準電圧に一致したタイミングごとに、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを交互にオンに切り替えるよう駆動信号を生成する。つまり、両端電圧Ｖｃｒが基準電圧に一致したタイミングが、ハイサイドＦＥＴ８とローサイドＦＥＴ９の切り替えタイミングとなる。

時刻Ｉで、制御回路７は、ハイサイドＦＥＴ８をオフに切り替える。制御回路７は、時刻Ｉからの経過時間が所定のデッドタイムに到達すると、ローサイドＦＥＴ９をオンに切り替える。時刻Ｈから時刻Ｉまでの期間の長さは、リーケージインダクタンス１３と電流共振コンデンサ１４で構成される共振回路の共振周期より短い任意の時間とする。また、制御回路７は、時刻Ｉで、モードＳＷ２８をオンに切り替える。これにより、ゲートドライバ３１は、比較器６の出力に応じて駆動信号を出力する。電流共振コンデンサ１４の電圧値ＶｃｒがＶｄｃの０．５を上回ったタイミングで、ゲートドライバ３１は、ハイサイドＦＥＴ８をオフに切り替え、ローサイドＦＥＴ９をオンに切り替える。また、ゲートドライバ３１は、電流共振コンデンサ１４の電圧値ＶｃｒがＶｄｃの０．５を下回ったタイミングで、ハイサイドＦＥＴ８をオンに切り替え、ローサイドＦＥＴ９をオフに切り替える。

時刻Ｉから時刻Ｊまでの期間で、共振電流Ｉｒｅｓは２つの状態を遷移する。まず、トランス１１→電流共振コンデンサ１４→ローサイドＦＥＴ９と電流が流れることで、電流共振コンデンサ１４の電圧Ｖｃｒは上昇を続ける。トランス１１に蓄えられたエネルギーが放出されると、共振電流Ｉｒｅｓの向きが反転し、電流共振コンデンサ１４→トランス１１→ハイサイドＦＥＴ８と電流が流れ、電流共振コンデンサ１４の電圧Ｖｃｒは徐々に下降する。

時刻Ｊで電流共振コンデンサ１４の電圧Ｖｃｒが電圧Ｖｄｃの０．５を下回ると、比較器６の出力信号が切り替わる。比較器６の出力信号の切り替わりに応答して、ゲートドライバ３１は、ローサイドＦＥＴ９をオフに切り替える。さらに、時刻Ｊからデッドタイムが経過したタイミングで、ゲートドライバ３１は、ハイサイドＦＥＴ８をオンに切り替える。

ここで、電流共振コンデンサ１４の電圧ＶｃｒがＶｄｃの０．５を一旦超え後にＶｄｃの０．５に再び一致するということは、電流共振コンデンサ１４が放電されるように共振電流Ｉｒｅｓの向きが変わったことを意味する。つまり、共振電流Ｉｒｅｓは、電流共振コンデンサ１４→トランス１１→ローサイドＦＥＴ９の向きで流れている。そのため、時刻Ｊで、ローサイドＦＥＴ９をオフに切り替え、さらにデッドタイムが経過するのを待つと、共振電流Ｉｒｅｓは電流共振コンデンサ１４→トランス１１→ハイサイドＦＥＴ８のボディダイオードという経路で流れる。この状態で、ハイサイドＦＥＴ８をオンに切り替えることで、貫通電流の発生なくＺＶＳ（ゼロ・ボルテージ・スイッチング）を達成することが可能となる。

時刻Ｊ以降、共振電流Ｉｒｅｓは電流共振コンデンサ１４→トランス１１→ハイサイドＦＥＴ８と流れるため、電流共振コンデンサ１４の電圧Ｖｃｒは下降を続ける。トランス１１に蓄えられたエネルギーが放出されると、共振電流Ｉｒｅｓの向きが反転し、ハイサイドＦＥＴ８→トランス１１→電流共振コンデンサ１４と共振電流Ｉｒｅｓが流れ、電流共振コンデンサ１４の電圧Ｖｃｒが上昇する。

時刻Ｋで、電流共振コンデンサ１４の電圧Ｖｃｒが電圧Ｖｄｃの０．５を上回ると、比較器６の出力信号が切り替わる。比較器６の出力信号の切り替わりに応答して、ゲートドライバ３１は、ハイサイドＦＥＴ８をオフに切り替える。さらに、時刻Ｋからデッドタイムが経過すると、ゲートドライバ３１は、ローサイドＦＥＴ９をオンに切り替える。以後、制御回路７は、時刻Ｎまで同様の制御を繰り替える。

時刻Ｎで、直列共振回路は定常状態に移行する。よって、時刻Ｎ以降、制御回路７は、フォトカプラ２１を経て入力されたトランス１１の二次側からの誤差信号に応じて発振器３２が発振する周波数にてスイッチング素子を切り替える。なお、時刻Ｎ以降において、ハイサイドＦＥＴ８のオン／オフとローサイドＦＥＴ９のオフ／オンとを切り替える周期の逆数である切り替え周波数は、直列共振回路の共振周波数よりも高い周波数とする。

時刻Ｎは、カウンタ２７でカウントされた比較器６の出力信号に基づくスイッチング素子の切り替え回数が、設定値保持部２９に保持されている設定値と一致したタイミングである。カウント比較器３０は、計数回路が計数した回数が所定の設定値になったかどうかに基づいて、直列共振回路が定常状態に移行したかどうかを判定する判定回路として機能する。

スイッチング素子の切り替え回数が設定値と一致すると、カウント比較器３０の出力信号が切り替わり、モードＳＷ２８がオフに切り替わる。よって、ゲートドライバ３１への入力信号は発振器３２からの入力信号のみとなり、ゲートドライバ３１は、発振器３２が発振する周波数に応じて駆動信号の切り替えを行う。発振器３２は、整流平滑回路の出力電圧に対応した周波数で発振する発振回路の一例である。このように、制御回路７は、直列共振回路が定常状態に移行した後の期間は、発振器３２から出力される信号に対応した駆動信号を出力する。

実施例１の制御回路７は、電源装置が動作を開始してから直列共振回路が定常状態に移行するまでの期間は、比較回路の比較結果に対応した駆動信号を生成する。一方、直列共振回路が定常状態に移行した後の期間は、制御回路７は、比較回路の比較結果を使用せずに、整流平滑回路の出力電圧に対応した駆動信号を生成する。これにより、実施例１では、電源装置の起動時に発生するハーフブリッジ形式のスイッチング素子とダイオードに流れる貫通電流を抑制することが可能となる。よって、スイッチング素子へのストレスを緩和でき、その結果、電源装置の信頼性を向上させることができる。さらに、さらに、Ｖｄｃの０．５の電圧を基準に制御することで、共振電流Ｉｒｅｓが比較的に多く流れているときにスイッチング素子の切り替えが行われる。よって、電圧共振コンデンサ１０の充放電時間を短くできる。その結果デッドタイムを短く設定することが可能となる。

なお、発振器３２が出力する信号の周波数は、ハイサイドＦＥＴ８とローサイドＦＥＴ９との切り替え周波数に相当する。共振回路が安定した状態（定常状態）に移行した後における切り替え周波数は、実験により、トランス１１のリーケージインダクタンス１３と電流共振コンデンサ１４とにより構成される共振回路の共振周波数よりも高い周波数とするとよいことがわかっている。

［実施例２］
実施例２は、実施例１の変形例であり、制御回路７の内部構成とその周辺の回路構成が異なっている。そのため、実施例１に関してすでに説明済みの個所には同一の参照符号を付与することで説明の簡潔化を図る。

図３（Ａ）、図３（Ｂ）において、制御回路７は、ＣＰＵやＤＳＰにより構成可能な機能部を備えている。抵抗２３は、直列共振回路に対して挿入された抵抗であって、直列共振回路に流れる電流を電圧に変換する抵抗として機能する。つまり、抵抗２３は、共振回路に流れる共振電流Ｉｒｅｓを検出する抵抗である。共振回路に流れる共振電流の電流値は抵抗２３によって電圧に変換されて、その電圧の値が積分器２４で積分される。積分器２４が出力する積分値は、比較器２６の一方の端子へ入力される。比較器２６の他方の端子には、直流の入力電圧Ｖｄｃを分圧回路によって分圧することで得られた分圧値が入力される。比較器２６は、積分器２４より入力された積分値と、分圧値とを比較し、比較結果をカウンタ２７とモードＳＷ２８へ出力する。このように、比較器２６は、電流共振コンデンサ１４の両端電圧として抵抗２３によって検知された電圧を用いて基準電圧と比較する比較回路として機能する。分圧回路を形成している抵抗４と抵抗５は同じ抵抗値であるたため、分圧値は、０．５・Ｖｄｃとなる。

カウンタ２７は比較器２６の出力値の切り替わり回数をカウントする。カウンタ２７のカウント値はカウント比較器３０の一方の入力端子へ入力される。カウント比較器３０の他方の端子には設定値保持部２９に保持されている設定値が入力される。カウント比較器３０は、カウント値と設定値とを比較し、比較結果をモードＳＷ２８に出力する。モードＳＷ２８は、カウント比較器３０の比較結果に応じて、比較器２６の比較結果をゲートドライバ３１に渡すか、渡さないかを切り替える。例えば、モードＳＷ２８は、カウント値が設定値に一致するようになるまでの間にわたってオンとなり、比較器２６の出力結果をゲートドライバ３１へスルーさせる。カウント比較器３０での比較結果がカウント値と設定値とが一致したことを示す値になると、モードＳＷ２８は、オフに切り替わり、比較器２６とゲートドライバ３１との接続を切断する。つまり、比較器２６の出力値は、ゲートドライバ３１へ出力されないようになる。上述したように、ゲートドライバ３１は、ハイサイドＦＥＴ８とローサイドＦＥＴ９のゲートに駆動信号を出力する。ゲートドライバ３１は、モードＳＷ２８と発振器３２とから信号を入力されるが、モードＳＷ２８からの入力信号を優先する。モードＳＷ２８から信号が入力されるときは、ゲートドライバ３１は、この信号に基づいてハイサイドＦＥＴ８のオン／オフとローサイドＦＥＴ９のオフ／オンとを切り替える。モードＳＷ２８からの信号が入力されないときは、ゲートドライバ３１は、発振器３２からの入力信号に応じて、ハイサイドＦＥＴ８のオン／オフとローサイドＦＥＴ９のオフ／オンとを切り替える。

（動作説明）
図４は実施例２における回路動作を時間の経過とともに示している。時刻Ｏで、電源装置は、動作を開始する。制御回路７はゲートドライバ３１を通じてハイサイドＦＥＴ８を駆動する。比較器２６は、積分器２４の出力と分圧値である０．５Ｖｄｃとの比較を開始する。ハイサイドＦＥＴ８がオンされることにより、ハイサイドＦＥＴ８→トランス１１→電流共振コンデンサ１４の経路で共振電流Ｉｒｅｓが流れる。時刻Ｐで、共振電流Ｉｒｅｓの積分値が０．５Ｖｄｃと一致する。これにより、比較器２６の出力がローからハイに反転する。比較器２６の反転した出力値はモードＳＷ２８を経由してゲートドライバ３１へ入力される。ゲートドライバ３１は、比較器２６から入力された信号に応じた駆動信号を出力することで、ハイサイドＦＥＴ８をオフに切り替える。時刻Ｐからデッドタイムが経過すると、ゲートドライバ３１は、ローサイドＦＥＴ９がオンに切り替わるよう駆動信号を出力する。比較器２６の出力はカウンタ２７にも入力され、カウンタ２７のカウント値が０から１に進む。

時刻Ｐから時刻Ｑまでの期間では、共振電流Ｉｒｅｓの反転が発生する。共振電流Ｉｒｅｓは電流共振コンデンサ１４→トランス１１→ローサイドＦＥＴ９の経路で流れる。そのため、積分器２４の積分値は徐々に減少していく。

時刻Ｑで、比較器２６では共振電流Ｉｒｅｓの積分値と分圧値である０．５Ｖｄｃが一致する。その結果、比較器２６の出力がハイからローへ反転する。比較器２６の反転した出力は、モードＳＷ２８を経由して、ゲートドライバ３１へ入力される。ゲートドライバ３１は、比較器２６の信号に応じた駆動信号を出力することで、ローサイドＦＥＴ９をオフに切り替える。さらに、時刻Ｑからデッドタイムが経過すると、ゲートドライバ３１は、ハイサイドＦＥＴ８がオンに切り替わるよう駆動信号をハイサイドＦＥＴ８のゲートへ出力する。比較器２６の出力はカウンタ２７にも入力されるため、カウンタ２７のカウント値が１から２に進む。

時刻Ｑから時刻Ｒまでの期間では、共振電流Ｉｒｅｓの反転が発生する。そのため、ハイサイドＦＥＴ８→トランス１１→電流共振コンデンサの経路で共振電流Ｉｒｅｓは流れる。よって、積分器２４の積分値が徐々に上昇していく。時刻Ｒでは、再び、積分器２４の積分値が分圧値に一致するため、比較器２６の出力がローからハイへ反転する。比較器２６の出力はモードＳＷ２８を経由してゲートドライバ３１へ入力される。ゲートドライバ３１は、比較器２６からの信号に対応した駆動信号をハイサイドＦＥＴ８に出力することで、ハイサイドＦＥＴ８をオフに切り替える。時刻Ｒからデッドタイムが経過すると、ゲートドライバ３１は、ローサイドＦＥＴ９がオンに切り替わるよう駆動信号を出力する。比較器２６の出力はカウンタ２７にも入力され、カウンタ２７のカウント値が２から３に進む。

その後、時刻Ｓでカウンタ２７のカウント値が設定値（例：５）と一致するようになるまでは、ゲートドライバ３１は比較器２６の出力に応じた駆動信号をハイサイドＦＥＴ８とローサイドＦＥＴ９へ出力する。

時刻Ｓで、カウンタ２７のカウント値と設定値が一致すると、カウント比較器３０は出力をローからハイに切り替えることで、モードＳＷ２８をオンからオフに切り替える。時刻Ｏから時刻Ｓまでは共振回路の動作が不安定な期間である。それゆえ、時刻Ｏから時刻Ｓまでは、ゲートドライバ３１が共振回路に流れる共振電流Ｉｒｅｓと入力電圧の半分である分圧値との比較結果に基づいてハイサイドＦＥＴ８とローサイドＦＥＴ９とを切り替える。

モードＳＷ２８がオフになると、ゲートドライバ３１には発振器３２からの信号のみが入力される。ゲートドライバ３１は、時刻Ｓ以降で、発振器３２の出力信号にしたがってハイサイドＦＥＴ８とローサイドＦＥＴ９とが択一的にオンとオフとを繰り返すようハイサイドＦＥＴ８とローサイドＦＥＴ９を駆動する。時刻Ｓ以降の期間は共振回路が安定に動作する期間である。よって、時刻Ｓ以降の期間では、トランス１１の出力側の電圧のフィードバックによって動作する発振器３２からの信号にしたがってハイサイドＦＥＴ８とローサイドＦＥＴ９とを切り替える。

実施例２では、２つスイッチング素子の切り替えが、電流共振コンデンサ１４の電圧がＶｄｃの１／２の電圧を基準として制御される。電流共振コンデンサ１４の電圧がＶｄｃの１／２であるとき、共振電流Ｉｒｅｓはこれからオンされるスイッチング素子のボディダイオードを流れている。そのため、電源装置の動作開始時にハーフブリッジ形式で接続された２つのスイッチング素子のうち一方と、他方のスイッチング素子のボディダイオードとを流れる貫通電流が抑制される。さらに、直流の入力電圧Ｖｄｃの１／２の電圧を基準とすることで、電圧共振コンデンサ１０の充放電時間を短くできる。よって、デッドタイムを短く設定することが可能となる。

［比較例］
比較例としての共振型のスイッチング電源装置の回路図を図５（Ａ）に示す。実施例１や実施例２と共通する部分には同一の参照符号を付与することで説明を省略する。図１と図５（Ａ）とを比較すると、制御回路７の周辺回路とその動作が異なっている。制御回路７には、スイッチング電源装置が起動するとすぐに、シャントレギュレータ１９およびフォトカプラ２１によってフィードバックされる基準電圧に対する出力電圧Ｖｏｕｔの誤差信号に応じてスイッチング制御を実行する。つまり、制御回路７は、フォトカプラ２１の受光素子であるフォトトランジスタに流れる電流の大きさに比例して制御回路７に内蔵されていうる不図示の発振器の発振周波数を変化させる。発振周波数が変化することによりハイサイドＦＥＴ８とローサイドＦＥＴ９とのスイッチング周波数も変化し、トランス１１の一次側から二次側に伝送されるエネルギー量も変化する。その結果、二次側の出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが可変制御される。スイッチング周波数は、ハイサイドＦＥＴ８とローサイドＦＥＴ９とを交互にオンにする周期の逆数である。

図５Ｂに図５Ａに示した電源回路のうち一次側の共振回路を構成する部分について示す。図５Ｂにおいて、ボディダイオードＤ１はハイサイドＦＥＴ８についてのボディダイオードであり、ボディダイオードＤ２はローサイドＦＥＴ９に対するボディダイオードである。

＜安定動作状態＞
図６は図５Ｂに示した共振回路の動作波形を示している。共振電流Ｉｒｅｓは共振回路に流れる電流である。駆動信号ＶＱ１はハイサイドＦＥＴ８を駆動するためにゲートに入力される信号である。駆動信号ＶＱ２はローサイドＦＥＴ９を駆動するためにゲートに入力される信号である。電流ＩＱ１はハイサイドＦＥＴ８に流れる電流である。電流ＩＱ２はローサイドＦＥＴ９に流れる電流である。電圧Ｖｃｒは電流共振コンデンサ１４の両端電圧を示している。

まず、期間Ａは、ハイサイドＦＥＴ８がオンとなり、ローサイドＦＥＴ９がオフとなる期間である。共振電流Ｉｒｅｓは、ハイサイドＦＥＴ８→リーケージインダクタンス１３→電流共振コンデンサ１４の経路で流れる。よって、トランス１１の一次巻線の励磁インダクタンス１２とリーケージインダクタンス１３を介して電流共振コンデンサ１４にエネルギーが蓄えられ電流共振コンデンサ１４の電圧Ｖｃｒが上昇する。

期間Ｂは、ハイサイドＦＥＴ８もローサイドＦＥＴ９もともにオフとなるデッドタイムである。期間Ｂにおいて、電流はローサイドＦＥＴ９のボディダイオードＤ２→リーケージインダクタンス１３→電流共振コンデンサ１４の経路で流れる。ボディダイオードＤ２に電流が流れている状態で、ローサイドＦＥＴ９をオンにすることでＺＶＳが実現される。

期間Ｃは、ハイサイドＦＥＴ８がオフとなり、ローサイドＦＥＴ９がオンとなる期間である。期間Ｃにおいて、電流共振コンデンサ１４への充電が継続し、リーケージインダクタンス１３が蓄えたエネルギーを放出し終わると、共振電流の向きが変わる。つまり、電流共振コンデンサ１４→リーケージインダクタンス１３→ローサイドＦＥＴ９の経路で電流が流れる。このとき電流共振コンデンサ１４の電圧は低下する。

期間Ｄは、ハイサイドＦＥＴ８もローサイドＦＥＴ９もともにオフとなるデッドタイムである。期間Ｄにおいて、電流は電流共振コンデンサ１４→リーケージインダクタンス１３→Ｄ１の経路で電流が流れる。ボディダイオードＤ１に電流が流れている状態で、ハイサイドＦＥＴ８をオンすることでＺＶＳが実現される。

以上のように電源回路の動作が安定した定常状態においては、リーケージインダクタンス１３と電流共振コンデンサ１４が共振動作を行いながら、ハイサイドＦＥＴ８とローサイドＦＥＴ９のスイッチング周波数を可変制御する。これにより、トランス１１の一次巻き線に印加される電圧が変化し、トランス１１の二次側へ伝達するエネルギーが制御される。

＜不安定動作状態＞
ところで、比較例の共振型のスイッチング電源装置では、動作開始の直後に、図５（Ｂ）に示した共振回路が安定に動作しない。そのため、一方のスイッチング素子と他方のスイッチング素子のボディダイオードとを経路として流れる貫通電流が発生し、スイッチング素子にダメージを与えてしまうおそれがある。

図７を用いてスイッチング電源装置の動作開始直後の動作について説明する。動作開始直後に、時刻Ｅで、制御回路７はハイサイドＦＥＴ８をオンにし、ローサイドＦＥＴ９をオフのままとする。このとき電流はハイサイドＦＥＴ→リーケージインダクタンス１３→電流共振コンデンサ１４の経路で流れるため、電流共振コンデンサ１４の電圧Ｖｃｒが徐々に上昇する。図７が示すように、動作開始前において、電流共振コンデンサ１４の電圧Ｖｃｒはゼロである。そのため、リーケージインダクタンス１３には高い電圧がかかる。そのため、図７が示すように、共振電流Ｉｒｅｓの傾きが大きくなる。

時刻Ｆで、制御回路７は、ハイサイドＦＥＴ８をオフにし、デッドタイムを経て、ローサイドＦＥＴ９をオンにする。時刻Ｆ以後では、電流がリーケージインダクタンス１３→電流共振コンデンサ１４→Ｄ２の経路で流れる。

時刻Ｇで、制御回路７は、ローサイドＦＥＴ９をオフにし、デッドタイムを経て、ハイサイドＦＥＴ８をオンにする。このとき、リーケージインダクタンス１３に蓄えられたエネルギーは放出しきっていないため、電流は継続して、リーケージインダクタンス１３→電流共振コンデンサ１４→ボディダイオードＤ２の経路で流れている。そのため、時刻Ｇで、ハイサイドＦＥＴ８をオンにしてしまうと、ボディダイオードＤ２内のキャリアが消滅するまでの期間はハイサイドＦＥＴ８→ボディダイオードＤ２（逆回復）の経路で入力電圧Ｖｄｃと接地端子（ＧＮＤ）を短絡した電流が流れる。この電流は、時間当たりの傾きｄｉ／ｄｔが大きい。そのため、スイッチング素子の内部に構成される寄生トランジスタがオンし、スイッチング素子に多大なストレスを与える。これは、場合によってはスイッチング素子の破壊をもたらす。これが貫通電流である。

よって、実施例１や実施例２で説明したように、制御回路７が共振回路に流れる共振電流Ｉｒｅｓを監視し、入力電圧Ｖｄｃの半分程度を基準としてスイッチング周波数を制御することで、貫通電流が流れないようになる。実施例１や実施例２では、入力電圧Ｖｄｃの１／２を基準として採用したが、スイッチング素子の破壊が生じない程度の貫通電流であれば流れてもよい。そのため、基準電圧をどの程度の値にするかは、スイッチング素子の耐圧に依存することになる。よって、基準電圧を０．５Ｖｄｃに対して±α程度となる範囲で決定すればよい。ここで、αは、採用するスイッチング素子の耐圧に依存した係数である。

なお、本発明にかかる電源装置は、画像形成装置、複写機、複合機、画像読取装置、情報処理装置など、各種の電子機器の定電圧供給用の電源装置として使用されてもよい。この場合、これらの電子機器の動作を制御するコントローラや駆動部としてのモータ類は、電源装置から電力を供給されて動作する。

Claims (8)

1. 直流電源に対して並列に接続され、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを直列に接続した回路と、
   前記第２のスイッチング素子に対して並列に接続され、トランスの一次巻線と共振コンデンサとにより形成された直列共振回路と、
   前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子がオンとなる期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
   前記整流平滑回路の出力電圧をフィードバックして前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを交互に駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成回路と、
   前記共振コンデンサの両端電圧と基準電圧とを比較する比較回路と
   を備え、
   前記駆動信号生成回路は、電源装置が動作を開始してから前記直列共振回路が定常状態に移行するまでの期間は、前記比較回路の比較結果に対応した前記駆動信号を生成し、前記直列共振回路が定常状態に移行した後の期間は、前記比較回路の比較結果を使用せずに、前記整流平滑回路の出力電圧に対応した前記駆動信号を生成することを特徴とする電源装置。
2. 前記基準電圧は、前記直流電源から供給される電源電圧の二分の一の大きさの電圧であることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記直流電源から供給される電源電圧を分圧して前記電源電圧の二分の一の大きさの電圧を前記基準電圧として出力する分圧回路をさらに備え、
   前記駆動信号生成回路は、前記電源装置が動作を開始してから前記直列共振回路が定常状態に移行するまでの期間は、前記共振コンデンサの両端電圧が前記基準電圧に一致したタイミングごとに、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを交互にオンに切り替えるよう前記駆動信号を生成することを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
4. 前記駆動信号生成回路は、
   前記整流平滑回路の出力電圧に対応した周波数で発振する発振回路を備え、
   前記直列共振回路が定常状態に移行した後の期間は、前記発振回路から出力される信号に対応した前記駆動信号を出力することを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の電源装置。
5. 前記共振コンデンサの両端電圧が前記基準電圧に一致した回数を計数する計数回路と、
   前記計数回路が計数した回数が所定の設定値になったかどうかに基づいて、前記直列共振回路が定常状態に移行したかどうかを判定する判定回路と
   を備えることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電源装置。
6. 前記直列共振回路に対して挿入された抵抗であって、前記直列共振回路に流れる電流を電圧に変換する抵抗をさらに備え、
   前記比較回路は、前記共振コンデンサの両端電圧として前記抵抗によって検知された前記電圧を用いて前記基準電圧と比較することを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電源装置。
7. 前記直列共振回路が定常状態に移行した後の期間は、前記第１のスイッチング素子のオン／オフと前記第２のスイッチング素子のオフ／オンとを切り替える周期の逆数である切り替え周波数は、前記直列共振回路の共振周波数よりも高い周波数であることを特徴とする請求項１ないし６のいずれか１項に記載の電源装置。
8. 請求項１ないし６のいずれか１項に記載の電源装置から電力を供給されて動作する電子機器。

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