TWI279070B - Power converter, electronic device, and method of controlling a power converter - Google Patents
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1279070 (1) 九、發明說明 - 【發明所屬之技術領域】 • 本發明涉及電源轉換器，更具體的是涉及直流對直流 轉換器。 - 【先前技術】 . 很多電子裝置採用直流對直流轉換器以將直流輸入電 Φ 壓轉換成直流輸出電壓。一個直流對直流轉換器具有全橋 初級側和倍流整流器次級側拓蹼爲基礎的變壓器。在此情 形中，全橋電路可以橫跨耦合隔離變壓器的初級線圈，倍 流整流器電路可以橫跨耦合隔離變壓器的次級線圈。全橋 電路可以具有四個開關，這四個開關以習知的電橋配置形 式排列。倍流整流器可以具有兩個開關。 在一習知的配置中，全橋電路的四個開關可以由四個 獨立的控制信號控制，倍流整流器電路的兩個開關可以由 Φ 另外兩個控制信號控制。這樣’在這種已知的排列方式 中，需要向這些開關提供六個不同的控制信號。此外’六 個開關響應這六個相關的控制信號’以使在功率傳輸週期 ^ 之前次級線圈是短路的’而初級線圈是斷開的（全橋的四 個開關是斷開的）。因此，該已知排列方式需要變壓器有 . 一個尺寸相對大的鐵芯，因爲對於磁化曲線上的每個週 • 期，鐵芯幾乎會返回到鐵芯沒有磁化時的初始狀態。 【發明內容】 tm (2) 1279070 本發明的實施例中提供了電源轉換器，該電源轉換器 • 包括具有初級線圈和次級線圈的變壓器；沿著全橋電路的 • 第一路徑相串聯之第一高側開關和第一低側開關，全橋電 路的第一路徑具有位於第一高側開關和第一低側開關之間 的第一節點；沿著全橋電路的第二路徑相串聯之第二高側 • 開關和第二低側開關，全橋電路的第二路徑具有位於第二 . 高側開關和第二低側開關之間的第二節點，其中，初級線 φ 圈耦合在第一節點和第二節點之間；耦合至次級線圈的一 端之第一整流器開關；耦合至次級線圈的另一端的第二整 流器開關；第一路徑，能夠將第一整流器驅動信號從第一 節點提供至該第二整流器開關；及第二路徑，能夠將第二 整流器驅動信號從第二節點提供至第一整流器開關。 在另一個實施例中，本發明提供具有電源轉換器的電 子裝置。 在另一個實施例中，本發明還提供了一種方法，其包 • 括：提供第一控制信號，以控制耦合至全橋電路的第一路 徑的第一高側開關的狀態；提供第二控制信號，以控制耦 合至全橋電路的第二路徑的第二高側開關的狀態，全橋電 ^ 路橫跨耦合變壓器的初級線圈；提供第三控制信號給第 一低側開關，第一低側開關耦合至全橋電路的第一路徑； • 提供第四控制信號給第二低側開關，第二低側開關耦合至 • 該全橋電路的第二路徑，第一節點係在第一高側開關和第 一低側開關之間，第二節點係在第二高側開關和第二低側 開關之間；從第二節點提供第一整流器驅動信號’以驅動 (3) 1279070 耦合至變壓器的次級線圈的一端的第一整流器開關；和從 第一節點提供弟一整流益驅動ί旨號’以驅動耦[合至次級線 圈的另一端的第二整流器開關。 【實施方式】 - 第1圖描述了一個具有一個電源轉換器，例如一個實 . 施例中的直流對直流轉換器102的電子裝置100。該電子 φ 裝置100可以是任何類型的電子裝置，可以包括一台伺服 器，一台桌上型電腦、一台筆記型電腦、手機、個人數位 助理等，但並不局限於這些裝置。電子裝置100可以接收 來自任何類型的電源的能量，例如一個直流電源1 04。該 直流電源可以是任何類型的電源，例如：交流/直流適配 器、直流"香煙"型適配器、電池或充電電池。一個充電電 池可以包括任何類型的充電電池，例如鋰離子、鎳鎘、鎳 金屬氫電池或類似電池。直流對直流轉換器1 〇2可以接收 φ 一個直流輸入電壓Vin，並向負載108提供一個直流輸出 電壓 Vout。由直流對直流轉換器102提供的輸出電壓 Vout可能比輸入電壓Vin高或低。 * 第2圖詳細示出了第1圖中的直流對直流轉換器1 02 的一個實施例1 〇2a的電路圖。通常，直流對直流轉換器 • 102a接收一個直流輸入電壓Vin，並提供一個理想的直流 • 輸出電壓Vout。直流對直流轉換器1 02a可以包括一個變 壓器202、一個全橋電路、一個整流器電路205和一個輸 出濾波器212。變壓器202具有一個初級線圈206、一個 (4) 1279070 次級線圈 20 8和一個鐵芯 2 1 0。全橋電路有一對路 • 170，172。路徑170上還有一個高側開關S1和一個與 ' 串聯的低側開關S3 。路徑170上有一個位於開關S1 開關S3之間的節點LX1。路徑170的高側開關S1連接 電壓輸入端和節點LX1之間，路徑170的低側開關S3 - 接在節點LX1與地之間。類似，全橋電路的路徑172 . 一個高側開關S2、一個與之串聯的低側開關S4和一個 φ 於開關S2與開關S4之間的節點LX2。變壓器202的初 線圈206連接在全橋電路的節點LX1與LX2之間。整 器電路205可以是一個倍流整流器電路，該倍流整流器 路包括與變壓器202的次級線圈208兩端耦合的開關 和開關S6。開關S5連接在節點N1與地之間，開關S6 接在節點N2與地之間。輸出濾波器21 2可以包括電 LI、L2 和電容 Cout。 控制器214可以向各個開關SI、S2、S3、S4、S5 # S6提供控制信號HDR1、LDR1、HDR2和LDR2。開關 至S6可以由任意類型的電晶體實現，包括雙極型電晶 和場效應電晶體。在一個實施例中，可以採用金屬氧化 半導體場效應電晶體（M0SFET)。控制器214還可以 收來自直流對直流轉換器102a的信號，該信號代表直 • 對直流轉換器的輸出電壓Vout，控制器214能夠至少 ' 分地根據該信號做出切換的決定。 本實施例的一個優勢是，爲了同步驅動開關S3 S5，控制信號LDR1既可以作爲全橋電路的路徑170上 徑 之 與 在 連 有 位 級 流 電 S5 連 感 和 S 1 體 物 接 流 部 和 的 (5) 1279070 低側開關S 3的控制信號’又可以作爲整流器電路205的 • 開關S5的控制信號。此外，爲了同步驅動開關S4和 • S6，控制信號LDR2既可以作爲全橋電路的路徑1 72上的 低側開關S4的控制信號’又可以作爲整流器電路205的 開關 S6的控制信號。如此，只需要四個控制信號 - HDR1、LDR1、HDR2和LDR2就可以控制所有六個開關 一 S 1至S 6的操作。 φ 爲了進一步具體描述直流對直流轉換器的工作，第3 圖示出了四個控制信號HDR1、LDR1、HDR2和LDR2的 時序圖，其中該四個控制信號控制第2圖中的直流對直流 轉換器的開關S1至S6。第3圖還示出了第2圖的直流對 直流轉換器l〇2a的各個節點LX1、LX2、N1和N2在各 個時間段ΤΙ、T2、T3和T4內的典型電壓値。通常，當 一個相關開關對應的相關控制信號爲高電位，則該開關閉 合，由此電流導通。相反，當一個相關開關對應的相關控 φ 制信號爲低電位，則該開關斷開，由此電流不導通。本領 域的技術人員會瞭解還存在一些其他開關和控制信號的配 置，並且這些開關可以響應這些控制信號。 ^ 在時間段T1內，控制信號HDR1爲高電位，控制信 號LDR1和HDR2爲低電位，而控制信號LDR2爲高電 • 位。作爲對這些控制信號的響應，開關S1閉合，開關S3 - 和S5斷開，開關S2斷開，開關S4和S6閉合。因此， 在時間段T1內，節點lxi可以通過閉合的開關si與直 流輸入電壓Vin連接，節點LX2可以通過閉合的開關S4 (6) 1279070 與地連接。如此，節點LX1具有一個與Vin相關的電壓 • 値，而節點LX2的電壓値爲零。由於初級線圏206有電 • 流流經，次級線圈2 0 8出現感應電壓値，因此節點N1的 電壓値與節點LX 1的電壓値相關。在時間段T1內，節點 LX 1的電壓値與節點N 1的相對電壓大小的比較依賴於變 - 壓器202的類型。對於降壓變壓器而言，它傳輸一個比輸 . 入電壓Vin低的輸出電壓Vout，所以在時間段T1內節點 φ N 1的電壓値小於節點LX 1的電壓値，如第3圖所示。 同樣在時間段T1內，節點N2與次級線圈208的相 應一端通過閉合開關S 6與地耦合。如此，節點N2在時 間段T1內的電壓値爲零。因此，在時間段T1內，功率 在這個第一功率傳輸時間段內通過開關S1和節點LX1從 輸入電壓Vin被傳送至初級線圈206，並感應到次級線圈 208，在節點N1處可視。 在時間段T2內，控制信號HDR1爲低電位，控制信 • 號LDR1爲高電位，控制信號HDR2爲低電位，控制信號 e LDR2爲高電位。作爲對這些控制信號的響應，開關S1 斷開，開關S3和S5閉合，開關S2斷開，開關S4和S6 閉合。本實施例的一個優勢是，在時間段Τ2內，變壓器 2〇2的初級線圈206和次級線圈208均短路，Τ2在此被稱 β 爲復位時間段。在此所稱的”短路”表示電路中具有電勢差 ' 的兩點相接觸。在一個實施例中，通過將初級線圈206接 地’初級線圈206可以短路，或者如第2圖所示直接接 地’或者如第5圖所示通過電阻Rsense間接接地。 -9- (7) 1279070 在第2圖的實施例中，由於節點LX 1和LX2可以 • 過閉合開關S 3和S 4 (此時開關S 1和S 2斷開）接地， • 級線圏206可以短路。次級線圈208也可以通過開關 和S 6短路。與先前技術的一個實施例中僅令次級線 208短路，而令初級線圈206開路的做法不同’在本實 - 例中由於在時間段T2內初級和次級線圈2 0 6、2 0 8均 „ 路，所以存儲在變壓器鐵芯2 1 0中的能量可以更完全地 0 存。因此，可以採用一個相對較小尺寸的鐵芯。此外， 據開關S1至S6的狀態，節點LX1、LX2、N1和N2在 位時間段T2內的電壓均爲零。 時間段T3爲一個第二功率傳輸時間段，通常，在 時間段內，開關S1與S4，開關S2與S3向變壓器202 初級線圈206提供極性相反的直流輸入電壓Vin。例如 在時間段T3內，控制信號HDR1爲低電位，控制信 LDR1爲高電位，控制信號HDR2爲高電位，控制信 • LDR2爲低電位。作爲對這些控制信號的響應，開關 斷開，開關S3和S5閉合，開關S2閉合，開關S4和 斷開。如此，節點LX2會有一個與Vin相關的電壓値 而節點L X 1的電壓爲零。由於初級線圈2 0 6有電流 經，次級線圈208出現感應所得的電壓，因此節點N2 • 電壓値與節點LX2的電壓値相關。在時間段T3內，節 • LX2的電壓與節點N2的相對電壓大小的比較依賴於變 器202的類型。對於降壓變壓器而言，在時間段T3內 點N2的電壓値小於節點LX2的電壓値，如第3圖所示 通 初 55 圈 施 短 保 根 復 該 的 號 號 S 1 56 流 的 點 壓 節 -10- (8) 1279070 同樣在時間段T3內，節點N1與次級線圏208的相 • 關一端通過閉合開關S5與地耦合。如此，節點N1在時 • 間段T3內的電壓爲零。因此，在時間段T3內，功率在 該第二功率傳輸時間段內通過開關S2和節點LX2從輸入 電壓 Vin被傳送至初級線圈206，並感應到次級線圈 • 20 8，在節點N2處可視。 ^ 最後，時間段T4與先前討論的時間段T2相似。即 φ 控制信號HDR1爲低電位，控制信號LDR1爲高電位，控 制信號HDR2爲低電位，控制信號LDR2爲高電位。作爲 對這些控制信號的響應，開關S 1斷開，開關S3和開關 S5閉合，開關S2斷開，開關S4和S6閉合。本發明的一 個優勢是，在時間段T4內，變壓器202的初級線圈206 和次級線圈208均短路，正如先前所述的時間段T2。此 外，根據開關S 1至S6的狀態，節點LX1、LX2、N1和 N2在復位時間段T4內的電壓均爲零。 # 第4圖爲第2圖中變壓器2 02的鐵芯210關於磁通量 密度（B )-磁場強度（Η )的典型鐵芯磁化曲線圖。鐵芯 在磁滯回線4 0 6的點4 0 2、4 0 4處達到磁飽和。有利的 是，在時間段Τ1和Τ3期間的每個功率傳輸週期之前， 鐵芯保持前一週期的磁化値。對於磁化曲線上所反映的每 • 個功率傳輸週期，鐵芯始於一個預充電値，該預充電値先 • 被放電（在時間段Τ2和Τ4內），然後再以相反的方向 充電至同一個値（在時間段Τ1和Τ3期間）。以這種方 式，鐵芯遠離飽和點402、404，並且鐵芯210的工作點 -11 - 1279070 Ο) 接近B-H軸上的零點。如此，鐵芯210的物理尺寸可以 • 小於先前技術的實施例中的尺寸，這是本發明的一個優 • 勢。在一個例子中，通過令初級和次級線圈短路，保存的 鐵芯能量可達最大値的90%，而僅有次級線圈短路時，保 存的鐵芯能量約爲最大値的60%。因此，在這個例子中， • 鐵芯尺寸可以減小約30%。 一 除了鐵芯尺寸減少之外，控制器2 1 4僅需要向直流對 φ 直流轉換器l〇2a提供四個控制信號HDR1、LDR1和 HDR2、LDR2。如第3圖所示，控制信號HDR1和LDR1 在時間段T1至T4的每個時間段內相位相反，例如當控 制信號LDR1爲低電位時，控制信號HDR1爲高電位，反 之亦然。控制信號HDR2和LDR2在每個時間段內的相位 也相反。此外，每對反相控制信號（HDR1/LDR1和 HDR2/LDR2 )之間被某個時間段隔開，例如第3圖所示的 一個實施例中的時間段T2。本發明的一個優勢是，提供 φ 信號HDR1、LDR1和HDR2、LDR2的控制器214可以很 容易地獲得，且不貴。例如，若開關 S 1至 S6均由 MOSFET實現，該控制器214的一部分可以是一個本領域 ^ 所知的雙MOSFET驅動器。例如，在另外一個應用中， 這樣一個雙M0SFET驅動器可以向一個降壓型轉換器提 . 供開關控制信號。 • 在復位時間段T2和T4內，第2圖中電源轉換器 102a可以將變壓器210的初級線圈206和次級線圈208 短路，以便保存鐵芯磁性。參照第3圖的時序圖，第2圖 -12- (10) 1279070 中電源轉換器1 〇2a示出了在復位時間段內令初級線圈 2 0 6和次級線圈2 0 8短路的多種方法中的一種。例如，在 • 另一個實施例中，通過閉合高側開關S 1和S2，並提供一 個通向另一個埠的路徑，可以令初級線圈短路，其中該埠 的電壓和初級線圈的電壓不同。若開關S 1至S6都是 • MOSFET電晶體，則該方法和其他一些令初級和次級線圈
. 短路的方法就不能利用容易得到且低成本的雙MOSFET φ 驅動器。 第5圖描述了直流對直流轉換器l〇2b的另一個實施 例，該直流對直流轉換器102 b具有多個電源單元1〇2-1、102-2 ……1 02-N。每個電源單元 102· 1，102-2 ……102-N與先前在第2圖中詳細描述的直流對直流轉換器l〇2a 類似。每個電源單元102-1、1 02-2 ...... 1 02-N並聯在一 起。每個電源單元還有一個相關的驅動器5 08- 1、5 08-2……5 08-N。在一個實施例中，驅動器 50 8- 1、5 08-φ 2……508-N可以是雙MOSFET驅動器。每個驅動器接收來 自控制器509的相同的脈寬調製信號PWM1和PWM2。控 制器509根據週期性的峰値電流檢測技術可以產生信號 PWM1和PWM2。因爲提供給每個驅動器5 0 8 - 1、5 0 8-2……5〇8-N的是相同的信號pwMl和PWM2，所以在電源 • 單元內部會有一個內部平衡。N個電源單元可以並聯，且 • 不需要另外電路，如第5圖中描述的拓撲結構所示。即每 個增加的電源單元僅需要將相關的驅動器與信號PWM 1和 PWM2相連，並和其他電源單元並聯。 -13- (11) 1279070 由於每個驅動器5 08- 1、508-2……5 0 8 -N接收相同的 - PWM1和PWM2信號，所以每個電源單元1〇2·1、102- • 2......1 0 2 -Ν之間的匹配實際上相當於每個電源單元之間的 物質元件匹配，例如：每個電源單元的電感、變壓器、電 晶體和電阻。由於來自每個驅動器的控制信號LDR1、 , LDR2、HDR1和HDR2是根據相同的PWM1和PWM2信 ^ 號來提供的，所以各個功率傳輸階段之間的延遲（例如各 φ 個時間段Τ2和Τ4的長度）也可以匹配。這還能防止電 流從一個電源單元的輸出流向另一個電源單元，因爲導通 時間（例如Τ1和Τ3 )也是一致的。如此，因爲在零負載 的情況下，每個電源單元的輸出之間不會有額外的偏移電 流，所以每個電源單元的元件的容差只要求一個百分比的 匹配誤差。 第5圖的電流檢測原理圖採用一個差分拓撲結構的加 法電阻性網路，以消除每個電源單元之間的地電位偏移。 Φ 對於與每個電源單元相關的電阻性網路的每個部分，它們 _ 採用一個高側平衡電阻（Rhigh—1 •••Rhigh + N )和一個低側 平衡電阻（Rio w—1…Rio w_N )。在一個實施例中，所有 的高側平衡電阻（Rhigh_l…Rhigh_N)和所有的低側平衡 電阻（Rlow—1…Rlow —N )的値均相等。節點5 2 8 (節點 • CSP )和節點5 3 0 (節點CSN )之間的電壓爲n個檢測電 • 阻（R SENSE_1 ...R SENSE — N)兩端的暫態平均電壓値，如 等式（1 )所給出的，其中N代表電源單元i 〇 2 -1、102- 2 102-N的個數。 -14- (12) 1279070
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N 本發明的一個優勢是，第5圖的實拥 度與具有一個單級電源單元的直流對直涕 快一些，這是由於等效輸出電感爲單級電 # 直流轉換器的Ν分之一，其中Ν爲電源 - 每個電源單元的所有變壓器基本上相同， # 的電壓也相等。另外，由於所有電感都並 感將會是原來的Ν分之一。在負載暫態 出電流上升能力將提高Ν倍。 第6圖示出了第1圖的直流對直流轉 個實施例l〇2c的電路圖。直流對直流轉 與第2圖中的直流對直流轉換器102a的 號相似，所以爲了淸楚起見，在這裏省略 與第2圖中的實施例不同，來自控制器 # HDR1、HDR2、LDR1 和 LDR2 直接僅驅 . 關SI、S2、S3和S4。來自節點LX2和 動信號分別直接驅動同步整流器開關S 5 : 這個目的，提供了從節點LX2至開關S5 節點LX1至開關S6的路徑602。 • 開關S 1至S6可以通過各種電晶體實 電晶體和場效應電晶體。在一個實施例中 氧化物半導體場效應電晶體（MOSFET) 可以接收來自直流對直流轉換器1 〇2c的 ΐ例的暫態響應速 :轉換器相比相對 ί源單元的直流對 ί單元的個數。若 則所有電感兩端 :聯，這樣等效電 變化情況下，輸 換器102的另一 奥器102c的元件 元件相似，並標 任何重複描述。 6 1 4的控制信號 動對應的電橋開 LX1的整流器驅 和S6。爲了達到 的路徑604和從 現，包括雙極型 ，可以採用金屬 。控制器6 1 4還 信號，該信號代 -15- (13) 1279070 表直流對直流轉換器的輸出電壓Vout，控制器6 1 4能夠 • 至少部分地根據該信號做出切換的決定。 • 第7圖示出了時序圖700，以便進一步詳細描述第6 圖的直流對直流轉換器102c的操作。時序圖700示出了 在不同時間段ΤΙ、T2、T3和T4內提供至開關S1的控制 ， 信號HDR1，提供至開關S2的控制信號HDR2，提供至開 . 關 S3的控制信號LDR1，提供至開關S4的控制信號 φ LDR2，提供至相應整流器開關S6和S5的來自相應節點 LX1和LX2處的整流器驅動信號。 總而言之，當一個相關開關對應的相關控制信號爲高 電位時，開關閉合，由此電流導通。相反，當一個相關開 關對應的枏關控制信號爲低電位時，開關斷開，由此電流 不再導通。本領域的技術人員還會認識到存在一些其他開 關和控制信號的配置，並且這些開關可以響應這些控制信 號。 Φ 在時間段T1內，控制信號HDR1爲低電位’控制信 號HDR2爲高電位，控制信號LDR1爲高電位，控制信號 LDR2爲低電位。作爲對這些控制信號的響應，開關S1 斷開，開關S2和S3閉合，開關S4斷開。另外’在該時 間段T1內，由於節點LX2通過路徑604向開關S5提供 • 的整流器驅動信號也爲高電位（因爲開關S2閉合）’所 . 以開關S5閉合。由於節點LX1通過路徑602向開關S6 提供的整流器驅動信號爲低電位（因爲開關S 1斷開）’ 所以開關S 6斷開。因此，在時間段τ 1內’電流通過變壓 -16- (14) 1279070 器202的初級線圈206從節點LX2流向節點LX 1。 • 在時間段T2內，例如一個重定時間段，控制信號 • HDR1爲高電位，控制信號HDR2爲高電位，控制信號 LDR1爲低電位，控制信號LDR2爲低電位。作爲對這些 控制信號的響應，開關S1和S2閉合，開關S3和S4斷 ， 開。另外，在該時間段T2內，由於節點LX2和節點LX1 - 通過路徑604和602向開關S5和S6提供的整流器驅動信 0 號也爲高電位，所以開關S 5和S 6閉合。因此，初級線圈 206通過閉合的開關S1和S2與Vin短路，次級線圈208 通過閉合的開關S5和S6與地短路。 在時間段T3內，控制信號HDR1爲高電位，控制信 號HDR2爲低電位，控制信號LDR1爲低電位，控制信號 LDR2爲高電位。作爲對這些控制信號的響應，開關S1 閉合，開關S2和S3斷開，開關S4閉合。另外，由於節 點LX2處的整流器驅動信號爲低電位，所以開關S5斷 Φ 開。由於節點L X 1處的整流器驅動信號爲高電位，所以 開關S 6閉合。因此，在時間段T3內，電流通過變壓器 2 02的初級線圈206從節點LX1流向節點LX2。 ^ 在時間段T4內（類似于時間段T2 )，控制信號 HDR1爲高電位，控制信號HDR2爲高電位，控制信號 . LDR1爲低電位，控制信號LDR2爲低電位。作爲對這些 _ 控制信號的響應，開關S1和S2閉合，開關S3和S4斷 開。另外，由於節點LX2和節點LX1通過路徑604和 6 02向開關S5和S6提供的整流器驅動信號也爲高電位， •17· (15) 1279070 所以開關S5和S6閉合。因此，初級線圈206通過閉合的 開關S1和S2與Vin短路，次級線圈208通過閉合的開關 S 5和S 6與地短路。 與第3圖的時序圖相比，控制信號HDR1、HDR2、 LDR1和LDR2是反相的，這是爲了從節點LX1和LX2處 獲得驅動信號使得開關S6和S5具有合適的相位寬度及相 位疊加。 第8圖示出了第6圖的直流對直流轉換器102c的等 效電路圖800。路徑806上的漏電感802和路徑808上的 漏電感804與變壓器202的次級線圈208串聯。一個實施 例中，對於平面變壓器而言，這樣的漏電感802、804的 値在20納亨（nH )至40納亨之間。有利的是，這樣的 寄生漏電感802和804能防止同步整流器開關S5和S6將 它們的導通時間段與主導通時間段重疊。該切換時刻可能 發生在時間段T2和T4的結束時刻。 第9圖示出了第8圖的等效電路的各種切換波形圖， 並描述了時間段T2至T3的過渡期內與變壓器202的次 級線圈20 8相串聯的漏電感8〇2和804帶來的影響。在時 間段T2內，作爲對信號HDR2、LDR2和來自節點LX2和 LX1的整流器驅動信號的響應，開關S2閉合，開關S4斷 開’開關S5閉合’開關S6閉合。在該T2時間段內’開 關S3和S4斷開。因此，初級線圈206通過閉合的開關 S1和S2與Vin短路，且次級線圈208通過閉合的開關S5 和S 6與地短路。 -18· (16) 1279070 時間段T2至T3的過渡期內，開關S2響應信號 • HDR2而斷開。開關S2斷開之後，節點LX2的電壓從 • Vin變爲接地。然後，根據節點Lx2通過路徑604向開關 S 5提供的整流器驅動信號，開關S5最終斷開。在此例 中，由於漏電感802、804的存在，在開關S5斷開之前， - 產生一個相關的時間延遲（S5斷開延遲）。對於開關 - S 6 ’從時間段T4至T1之間存在一個類似的過渡期（未 φ 示出）。 再回來討論時間段T2和T3之間的過渡期，假設開 關S5由MOSFET實現，曲線902表示開關S5的漏極電 流。曲線902的一部分904示出了若不存在漏電感802、 8 04時電流是怎樣上升的。曲線902的另一部分906示出 了從開關S2斷開至開關S5斷開之間的那段時間內（在時 間段T2至T3之間的過渡期內），漏電感802、804怎樣 限制流過開關S5的電流變化率的。類似，從開關S 1斷開 • 至開關S6斷開之間的那段時間內（在時間段T4至T1之 間的過渡期內），漏電感可以限制流過開關S6的電流變 化率。 ^ 對於一個理想的變壓器202，一旦節點LX2由於開關 S2的斷開而切換至接地，且另一節點LX 1由於開關S 1的 . 閉合爲 Vin，則次級線圈208兩端的電壓將會升至 Vin/n，其中Vin爲輸入電壓，η爲變壓器202的匝數比。 在時間段Τ2至Τ3之間的一個特殊時刻，即當開關S2斷 開，而開關S5還沒有斷開的時刻，次級線圈208仍通過 -19- (17) 1279070 閉合的開關S 5和S 6與地短路。一旦開關S 5最終斷開， • 該短暫狀況將終止。即使開關S 5的斷開延遲時間大約僅 • 爲1 0至2 0納秒（n s )，仍然會產生較大的電流脈衝（曲 線9 0 2的9 0 4部分），並導致嚴重的功率損耗。 在高側開關S 1和S 2其中一個斷開時’且在相關整流 . 器開關S6或S5斷開之前’總漏電感（漏電感802與804 之和）可以有利地限制流經開關S5和S6的電流變化率。 φ 該變化率可由下式（2 )所示加以限制： …、dl Vin 1 (2 )—---- 出 ^ ^ ^leakage 其中 Vin爲輸入電壓，η爲變壓器2 02的匝數比， Lleakage爲與變壓器202的次級線圈208串聯的寄生漏電 感 802、804。在一個例子中，若 Vin=12V、n = 3 且 Lleakage=l〇nH，則 dI/dt = 200A^s。對於一個 10ns 的斷開 φ 延遲，電流僅上升2A，例如，參見曲線902的906部 分。因此，由此造成的功率損耗可以忽略。 本發明的一個實施例中提供了一個電源轉換器，該電 源轉換器包括一個具有初級線圈和次級線圈的變壓器，一 個第一高側開關’一個第一低側開關，其中這兩個開關沿 • 著全橋電路的第一路徑串聯，一個位於第一高側開關和第 • 一低側開關之間的第一節點。電源轉換器還包括一個第二 高側開關和一個第二低側開關，其中這兩個開關沿著全橋 電路的第二路徑串聯，一個位於第二高側開關和第二低側 -20- (18) 1279070 開關之間的第二節點，其中初級線圈連接在第一節點 二節點之間，一個與次級線圈一端耦合的第一整流 • 關，一個與次級線圈另一端耦合的第二整流器開關。 源轉換器還包括一個第一路徑，該第一路徑能夠將一 一整流器驅動信號從第一節點提供至第二整流器開關 - 一個第二路徑，該第二路徑能夠將一個第二整流器驅 . 號從所述第二節點提供至第一整流器開關。在另一個 φ 例中，本發明提供了一個具有該電源轉換器的電子裝 在另一個實施例中，本發明還提供了一種方法。 法包括：提供一個第一控制信號，以控制一個與全橋 的第一路徑耦合的第一高側開關的狀態；提供一個第 制信號，以控制一個與全橋電路的第二路徑耦合的第 側開關的狀態，其中該全橋電路連接至一個變壓器的 線圈的兩端；向一個第一低側開關提供一個第三控 號，該第一低側開關與全橋電路的第一路徑耦合；向 # 第二低側開關提供一個第四控制信號，該第二低側開 全橋電路的第二路徑耦合，其中在第一高側開關和第 側開關之間存在一個第一節點，在第二高側開關和第 ^ 側開關之間存在一個第二節點；提供了 一個來自第二 的第一整流器驅動信號，以驅動一個與變壓器次級線 . 端耦合的第一整流器開關；和提供了一個來自第一節 • 第二整流器驅動信號，以驅動一個與變壓器次級線圈 端耦合的第二整流器開關。 本發明的一個優勢是，在這些實施例中，控制器 和第 器開 該電 個第 ，和 動信 實施 置。 該方 電路 二控 二高 初級 制信 一個 關與 一低 二低 節點 圈一 點的 另一 6 14 -21 - (19) 1279070 僅需要提供四個控制信號（HDR1、HDR2 • LDR2 )以直接驅動四個電橋開關（開關S1、 • S4 )，而整流器開關（開關S5和S6 )可以由節 LX 1提供的整流器驅動信號，例如通過相應的路 6 02被驅動。因此，控制器614只散發出適度的 - 外，由於低側開關出現相對低的控制電極充電， _ 開關（S3和S4 )的切換很快。在這些情況下， φ 一個性能適中且價格合理的控制器。 此外，同步開關S5和S6被驅動至一個與 VU相應的電壓値。在一個例子中，該電壓 12V。將開關S5和S6驅動至這樣一個較高的電 改善開關S5和S6的切換性能。例如，與將開關 個較低的電壓値相比，將開關驅動至較高的電壓 短切換時間，並且降低開關S5和S6的導通電阻 間和導通電阻對增進電源轉換器效率都很有益。 φ 流値較大時尤爲如此。 此外，在高側開關（S 1和S 2 )斷開之後， 器開關S5和S6中的一個相關開關斷開之前，變 ' 生漏電感可以用來限制流經整流器開關S 5和S 6 化率（分別在時間段T2和T4之後）。如此， . 的電流突波和相關功率損失都可以避免。 • 在這裏使用的術語與措辭是揭示內容的術語 局限性。在採用這些術語和措辭時，不排除其他 展示和描述的特徵（或特徵的一部分）相似的均 、LDR1 、 S2 、 S3 、 點LX2和 徑6 04和 f熱量。此 低側電橋 可以採用 輸入電壓 値可以爲 壓値可以 驅動至一 値可以縮 。切換時 當負載電 且在整流 壓器的寄 的電流變 任何過量 ，但沒有 與這裏所 等物。並 -22 - (20) 1279070 且應該意識到的是，在專利申請範圍內，本發明可能有多 • 種修改。本發明還可能存在其他一些修改、變動及其它。 因此’專利申請範圍旨在涵蓋所有這些均等物。 【圖式簡單說明】 ' 第1圖爲實施例中具有直流對直流轉換器的電子裝置 - 的方塊圖； φ 第2圖爲第1圖中的直流對直流轉換器的一個實施例 的電路圖； 第3圖爲第2圖中的直流對直流轉換器的時序圖； 第4圖爲第2圖中的變壓器鐵芯的磁化曲線圖； 第5圖爲具有多個並聯電源單元的直流對直流轉換器 的另一個實施例的電路圖； 第6圖爲第1圖中的直流對直流轉換器的另一個實施 例的電路圖； # 第7圖爲第6圖中的直流對直流轉換器的時序圖； • 第8圖爲第6圖中的實施例的等效電路圖，第8圖示 出了與變壓器次級線圈串聯的寄生漏電感；和 第9圖爲第8圖的等效電路圖的各種開關的波形圖。 • 【主要元件符號說明】 • 1〇〇 電子裝置 102 ’ i〇2a，i〇2b，102c 直流對直流轉換器 102—1，102—2…102— N 電源單元 -23- (21)1279070
104 直 流 電 源 108 負 載 1 70 ’ 172 ， 602 ， 604 ， 806 ， 808 路 徑 202 變 壓 器 205 整 流 器 電 路 206 初 級 線 圈 208 次 級 線 圈 2 10 鐵 芯 2 12 輸 出 濾 波 器 214 ’ 509 ， 614 控 制 器 406 磁 滯 回 線 402 ’ 404 點 5 0 8 - -1，5 0 8 - 2.· • 508 — N 驅 動 器 5 2 8 ’ 530 節 點 700 時 序 圖 800 等 效 電 路 圖 802， 804 漏 電 感 902， 904 ， 906 曲 線 S 1， S2 ， S3 ， S4 ，S5 ， S6 開 關 LX1 ，LX2，N1， N2 節 點 L1， L2 電 感 C ο u t 電 容 R s e η s e 電 阻 -24-
Claims (1)
1279070
第094104104號專利申請案 中文申請專利範圍替換本(95年4月） ROC (Taiwan) Patent Application No. 094104104 Replacement Version of Chinese Claims iApril 2006) 十、申請專利範圍 1. 一種電源轉換器，包括： 一變壓器，具有一初級線圈和一次級線圏； 一第一高側開關和一第一低側開關，該第一高側開關 和第一低側開關沿著一全橋電路的一第一路徑相串聯，一 第一節點位於該第一高側開關和該第一低側開關之間；
一第二高側開關和一第二低側開關，該第二高側開關 和第二低側開關沿著該全橋電路的一第二路徑相串聯，一 第二節點位於該第二高側開關和該第二低側開關之間，其 中，該初級線圈耦合在該第一節點和該第二節點之間； 一耦合至該次級線圈的一端的第一整流器開關； 一耦合至該次級線圈的另一端的第二整流器開關； 該第一路徑，能夠將一第一整流器驅動信號從該第一 節點提供至該第二整流器開關；及
該第二路徑，能夠將一第二整流器驅動信號從該第二 節點提供至該第一整流器開關。 2. 根據專利申請範圍第1項所述的電源轉換器，其 中該第一和第二高側開關在一第一復位時間段內閉合，使 該初級線圈與該電源轉換器的輸入電壓短路。 3. 根據專利申請範圍第2項所述的電源轉換器，其 中在該第一復位時間段內，該第一和第二低側開關斷開， 該第一和第二整流器開關閉合，使該次級線圈在該第一復 位時間段內與地短路。 4. 根據專利申請範圍第1項所述的電源轉換器，其 -25- (2) (2)
1279070 中該第一高側開關響應一第一控制信號，該第二 響應一第二控制信號，該第一低側開關響應一第 號，該第二低側開關響應一第四控制信號。 5.根據專利申請範圍第1項所述的電源轉 中在該第一和第二高側開關斷開之後且在相應的 二和第一整流器開關斷開之前，流經該第一和第 開關的電流變化率如下所示： dl Vin 1 其中Vin爲所述電源轉換器的輸入電壓，η 器的匝數比，Lleakage爲與該次級線圈串聯的該 寄生漏電感。 6. —種電子裝置，包括： 能夠接收一輸入電壓和提供一輸出電壓的一 器，該電源轉換器包括： 一變壓器，該變壓器具有一初級線圈和一次 一第一高側開關和一第一低側開關，該第一 和第一低側開關沿著一全橋電路的一第一路徑 一第一節點位於所述第一高側開關和所述第一低 間； 一第二高側開關和一第二低側開關，該第二 和第二低側開關沿著所述全橋電路的一第二路徑 一第二節點位於該第二高側開關和該第二低側開 高側開關 三控制信 換器，其 所述該第 二整流器 爲該變壓 變壓器的 電源轉換 級線圈； 高側開關 相串聯， 側開關之 高側開關 相串聯， 關之間， -26- (3) 1279070 其中該初級線圈連接在該第一節點和該第二節點之間； 一耦合至該次級線圈一端的第一整流器開關； 一耦合至該次級線圈另一端的第二整流器開關； 該第一路徑，能夠將一第一整流器驅動信號從該第一 節點提供至該第二整流器開關； 該第二路徑，能夠將一第二整流器驅動信號從該第二 節點提供至該第一整流器開關。
7.根據專利申請範圍第6項所述的電子裝置，其中 在一第一復位時間段內，該第一和第二高側開關閉合，使 該初級線圈與該電源轉換器的該輸入電壓短路。 8 .請範圍第7項所述的電子裝置，其中在該第一復 位時間段內，該第一和第二低側開關斷開，該第一和第二 整流器開關閉合，使該次級線圈在該第一復位時間段內與 地短路。 9. 根據專利申請範圍第6項所述的電子裝置，其中 該第一高側開關響應一第一控制信號，該第二高側開關響 應一第二控制信號，該第一低側開關響應一第三控制信 號，該第二低側開關響應一第四控制信號。 10. 根據專利申請範圍第6項所述的電子裝置，其中 在該第一和第二高側開關斷開之後且在相應的該第二和第 一整流器開關斷開之前，流經該第一和第二整流器開關的 電流變化率如下所示： dl _ Vin dt η 2L 'leakage - 27- (4) 1279070 其中Vin爲所述電源轉換器的輸入電壓，η爲該變壓 器的匝數比，Lleakage爲與該次級線圈串聯的所述變壓器 的寄生漏電感。 1 1 . 一種控制電源轉換器之方法，包括： 提供一第一控制信號，以控制耦合至一全橋電路的一 第一路徑的一第一高側開關的狀態；
提供一第.二控制信號，以控制耦合至該全橋電路的一 第二路徑的一第二高側開關的狀態，該全橋電路橫跨耦合 一變壓器的一初級線圏； 提供一第三控制信號給一第一低側開關，該第一低側 開關耦合至該全橋電路的該第一路徑； 提供一第四控制信號給一第二低側開關，該第二低側 開關耦合至該全橋電路的該第二路徑，一第一節點係位在 該第一高側開關和該第一低側開關之間，一第二節點係位 在該第二高側開關和該第二低側開關之間； 提供一來自該第二節點的第一整流器驅動信號，以驅 動一耦合至該變壓器的次級線圈的一端的第一整流器開 關；和 提供一來自該第一節點的第二整流器驅動信號，以驅 動一耦合至該次級線圈的另一端的第二整流器開關。 1 2 .根據專利申請範圍第1 1項所述的方法，還包括 在一第一復位時間段內，將該第一和第二高側開關閉合， 使該初級線圈與該電源轉換器的輸入電壓短路。 - 28- 1279070 ·'·⑼ 1 3 ·根據專利申請範圍第1 2項所述的方法，還包括 . 在該第一復位時間段內，將該第一和第二低側開關斷開， . 將該第一和第二整流器開關閉合，使該次級線圏在該第一 復位時間段內與地短路。 14.根據專利申請範圍第11項所述的方法’還包括 在f亥胃—和第二高側開關斷開之後且在相應的該第二和第 _整流器開關斷開之前，限制流經該第一和第二整流器開 B 關的電流變化率至： dl Vin 1 __二———· 一 dt ^ leakage 其中Vin爲該電源轉換器的輸入電壓，η爲該變壓器 的匝數比，Lleakage爲與該次級線圈串聯的該變壓器的寄 生漏電感。
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