CN100536300C

CN100536300C - 多相降压转换器

Info

Publication number: CN100536300C
Application number: CNB2005101075970A
Authority: CN
Inventors: 翁祥宗; 杨孙成
Original assignee: Asustek Computer Inc
Current assignee: Asustek Computer Inc
Priority date: 2005-09-30
Filing date: 2005-09-30
Publication date: 2009-09-02
Anticipated expiration: 2025-09-30
Also published as: CN1941580A

Abstract

一种多相降压转换器。多相降压转换器包括第一、第二开关组、电容、第一及第二储能耦合单元。第一及第二开关组用以提供输入电压及低电压。电容一端系连接于低电压，另一端产生一输出电压。第一储能耦合单元耦接于电容及第一开关组之间。第二储能耦合单元耦接于电容及第二开关组之间。第一储能耦合单元包括一次侧绕组及第一电感。第二储能耦合单元包括二次侧绕组及第二电感。当第一时段时，第一及第二电感为储能状态。当第二时段时，第一及第二电感为释能状态。当第三时段时，第一及第二电感系为储能状态。

Description

多相降压转换器

【技术领域】

本发明是有关于一种降压转换器，且特别是有关于一种多相降压转换器。

【背景技术】

降压转换器(buck converter)系一实用的转换器，其提供的输出电压系小于输入电压，达到降压的功能。请参照图1，其绘示系传统的降压转换器。降压转换器100包括NMOS开关M11、NMOS开关M12、电感L11及电容C11。降压转换器100系根据输入电压Vin1以输出较输入电压Vin1的电压值小的输出电压Vout1。NMOS开关M11的漏极系接收输入电压Vin1，其栅极系接收控制信号S11。NMOS开关M12的漏极系接收与NMOS开关M11的源极耦接，其栅极系接收控制信号S12，其源极系连接至接地。NMOS开关M11与NMOS开关M12系分别接受控制信号S11及S12以决定是否导通。当NMOS开关M11导通时，NMOS开关M12不导通。当NMOS开关M12导通时，NMOS开关M11不导通。

而于降压转换器100的架构下，可得下列的式：

Vout1/Vin1＝D；

此处的D即任务周期(Duty cycle)。表示于一周期T中，NMOS开关M11导通的时间即DT，NMOS开关M12导通的时间即(1-D)T。代表即可以于一周期中，调整开关组件导通的时间以控制输出电压的值。

因其供应输出电压时，为避免开关组件负载过大的电流而造成大量的热量集中，系以多相(phase)推动的方式使热能分散。请参照图2，其绘示系传统的多相(multi-phase)降压转换器。多相降压转换器200根据输入电压Vin2以输出较小的输出电压Vout2。多相降压转换器200包括NMOS开关M21~M26及电感L21~L23及电容C21。NMOS开关M21、M22接受控制信号S21、S22的控制，并以藉电感L21而产生电流I21。NMOS开关M23、M24接受控制信号S23、S24的控制，并以藉电感L22而产生电流I22。NMOS开关M25、M26接受控制信号S25、S26的控制，并以藉电感L23而产生电流I23。

假设电流I24的平均值系120安培(Ampere)，则每一相承受的电流I21、I22及I23的平均值系40安培，避免热量过度集中的问题。请参照图3，其绘示系传统的多相降压转换器200的相关信号波形图。控制信号S21与S22反相，控制信号S23与S24反相，控制信号S25与S26反相。而电流I21随着控制信号S21而有起伏，电流I22随着控制信号S23而有起伏，电流I23随着控制信号S25而有起伏。电流I21、I22及I23汇流而成的电流I24即如图3中所示，其系以平均值120安培而有上下的振幅。

当相数增加，使电感的储能频率Fsw增加，可使电流的峰值电流(peakcurrent)相对减小，因应I²R＝P的式，使导通损(conduction loss)及开关切换时的损耗功率减小。储能频率Fsw增加，亦可使频宽加大，且电容不需储存太多能量而可减小其值或数量，以减低成本。

然而，若直接以增加开关的切换频率增加储能频率Fsw，会使损耗的热能增加。而一选择即增加相数以增加储能频率Fsw，而每增一相，即需增加开关组件、电感及输出控制信号的控制器等等，相对增加成本。现今如何增加储能频率Fsw且避免上述缺点的方法，系为一研发努力的方向。

【发明内容】

有鉴于此，本发明的目的就是在提供一种多相降压转换器。其系使用变压器耦合的方式使原为两相的降压转换器，可达三相降压转换器的功效，进而使储能频率提高达到如节省功率、频宽加大及成本减低等优点。

根据本发明的目的，提出一种多相降压转换器。包括：一第一开关组，用以提供一输入电压及一低电压；一第二开关组，用以提供该输入电压及该低电压；一电容，其一端连接于该低电压，另一端与输出电压相连接；一第一储能耦合单元，包括一一次侧绕组；及一第一电感，根据该输入电压储能，所述第一储能耦合单元系耦接于该电容及该第一开关组之间并产生一第一电流；以及一第二储能耦合单元，包括一二次侧绕组，该二次侧绕组与该一次侧绕组系构成一变压器；及一第二电感，根据该输入电压储能，所述第二储能耦合单元系耦接于该电容及该第二开关组之间并产生一第二电流；其中，该第一电流为递增状态时，系带动该第二电流为递增状态；其中，该第二电流为递增状态时，系带动该第一电流为递增状态。

为让本发明的上述目的、特征、和优点能更明显易懂，下文特举一较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下：

【附图说明】

图1绘示图系传统的降压转换器。

图2绘示图系传统的多相降压转换器。

图3绘示图系传统的多相降压转换器的相关信号波形图。

图4A绘示图系依照本发明一第一实施例的多相降压转换器的方块图。

图4B绘示图系依照本发明一第一实施例的多相降压转换器的电路图。

图5绘示图系第一及第二实施例的多相降压转换器的相关信号波形图。

图6A绘示图系依照本发明一第二实施例的多相降压转换器的方块图。

图6B绘示图系依照本发明一第二实施例的多相降压转换器的电路图。

【具体实施方式】

第一实施例

请参照图4A，其绘示依照本发明一第一实施例的多相降压转换器的方块图。多相降压转换器400包括开关组410、420、储能耦合单元430、储能耦合单元440及电容C41。开关组410用以提供输入电压Vin4或一低电压给储能耦合单元430，于本实施例中的低电压为地电压。开关组420用以提供输入电压Vin4或地电压给储能耦合单元440。电容C41一端系连接至接地，另一端与储能耦合单元430及储能耦合单元440耦接，并产生较输入电压Vin4小的输出电压Vout4。

请同时参照图4A及图4B。图4B绘示系依照本发明一第一实施例的多相降压转换器的电路图。储能耦合单元430(标号删除，会无法得知是那一个储能耦合单元)包括一次侧绕组(primary coil)Tr41及电感L41。储能耦合单元430系耦接于电容C41及开关组410之间并产生电流I41。一次侧绕组Tr41的一端系与开关组410耦接，另一端系与电感L41耦接，电感L41的另一端系与电容C41耦接。根据输入电压Vin4，经由储能耦合单元430及电感L41储能后产生电流I41，电流I41则流经串连的一次侧绕组Tr41及电感L41。储能耦合单元440包括二次侧绕组(secondary coil)Tr42及电感L42。储能耦合单元440系耦接于电容C41及开关组420之间并产生电流I42。二次侧绕组Tr42的一端系与开关组420耦接，另一端系与电感L42耦接，电感L42的另一端系与电容C41耦接。根据输入电压Vin4经由储能耦合单元440及电感L42储能后产生电流I42，电流I42则流经串连的二次侧绕组Tr42及电感L42。二次侧绕组Tr42与一次侧绕组Tr41系构成一变压器Tr4。

开关组410包括NMOS开关M41及NMOS开关M42。NMOS开关M41的漏极接收输入电压Vin4，其栅极系接收一控制信号S41，其源极系与一次侧绕组Tr41耦接。NMOS开关M42的漏极系与NMOS开关M41的源极耦接，其栅极系接收一控制信号S42，其源极系连接至接地。开关组420包括NMOS开关M43及NMOS开关M44。NMOS开关M43的漏极接收输入电压Vin4，其栅极系接收控制信号S43，其源极系与二次侧绕组Tr42耦接。NMOS开关M44的漏极系与NMOS开关M43的源极耦接，其栅极系接收一控制信号S44，其源极系连接至接地。

请参照图5，其绘示系第一实施例的多相降压转换器的相关信号波形图。电压VL41系电感L41的跨压，电压VL42系电感L42的跨压。多相降压转换器400系为两相的降压转换器。控制信号S41系与控制信号S42反相，控制信号S43系与控制信号S44反相。于周期T4内，控制信号S41与控制信号S43系具有相位差180度，同理控制信号S42与控制信号S44亦具有相位差180度。

多相降压转换器400于时段t1时，因控制信号S41使NMOS开关M41导通，控制信号S44使NMOS开关M44导通，控制信号S42使NMOS开关M42不导通，控制信号S43使NMOS开关M43不导通。则开关组410系提供输入电压Vin4，开关组420系提供低电压。一次侧绕组Tr41及电感L42因输入电压Vin4产生电流I41，而电感L41储能的缘故，电流I41系成递增状态。此时，电流I41流经一次侧绕组Tr41的跨压，使二次侧绕组Tr42对应产生跨压而使电流I42为递增状态，进而使应为释能状态的电感L42为储能状态。则时段t1时，电感L41、L42系为储能状态。而电压VL41系因输入电压Vin4的缘故，而具有位准V1。电压VL42因电流I42而具有位准V4。

多相降压转换器400于时段t2及t4时，因控制信号S42使NMOS开关M42导通，控制信号S44使NMOS开关M44导通，控制信号S41使NMOS开关M41不导通，控制信号S43使NMOS开关M43不导通。则开关组410系提供低电压，开关组420系提供低电压。而因电感L41及L42因无电压提供而释能，使电流I41与电流I42系为递减状态。则于时段t2及t4，电感L41、L42系为释能状态，且电压VL41及电压VL42的位准皆为零。

多相降压转换器400于时段t3时，因控制信号S42使NMOS开关M42导通，控制信号S43使NMOS开关M43导通，控制信号S41使NMOS开关M41不导通，控制信号S44使NMOS开关M44不导通。开关组410系提供低电压，开关组420系提供输入电压Vin4。二次绕侧组Tr42及电感L42系因输入电压Vin4产生电流I42。电流I42流经二次侧绕组Tr42产生的跨压，使一次侧绕组Tr41产生跨压而使电流I41为递增状态，进而使应为释能状态的电感L41为储能状态。则于时段t3，电感L41、L42系为储能状态。而电压VL42系因输入电压Vin4的缘故，而具有位准V3。电压VL41因电流I41而具有位准V2。

于本实施例中，较传统的多相降压转换器增加了变压器的电路，利用变压器的原理，使得电流I41流经一次侧绕组Tr41且为递增状态时，可使二次侧绕阻Tr42对应产生跨压影响电流I42，使电感L42再次储能而增加储能频率。亦可于电流I42流经二次侧绕组Tr42且为递增状态时，可带动一次侧绕阻Tr41产生跨压影响电流I41，使电感L41再次储能而增加储能频率。

由现有技术的内容可知，储能频率增加会使电流I41及I41的峰值电流减少而减小损耗功率。且储能频率增加亦使频宽加大，电容不需储存太多能量而可减小其值或数量，进而减低成本。且较传统的做法，不须增加相数，即可以两相达到三相推动而增加储能频率的效果。

第二实施例

请参照图6A，其绘示系依本发明第二实施例的多相降压转换器的示意图。多相降压转换器600包括开关组410、420、储能耦合单元450、储能耦合单元460及电容C41。而与第一实施例不同的处在于储能耦合单元450与储能耦合单元46，与储能耦合单元430及储能耦合单元440的内部电路连接方式不同。请同时参照图6A及图6B，图6B绘示系依本发明第二实施例的多相降压转换器的电路图。储能耦合单元450包括一次侧绕组Tr41及电感L41。一次侧绕组Tr41的一端系与电容C41耦接，另一端系与电感L41耦接，电感L41的另一端系与开关组410耦接。储能耦合单元460包括二次侧绕组Tr42及电感L42。二次侧绕组Tr42的一端系与电容C41耦接，另一端系与电感L42耦接，电感L42的另一端系与开关组420耦接。

除此之外，多相降压转换器600与多相降压转换器400的电路皆相同。因此，其信号动作亦相同。则本实施例的相关波形亦请参照图5，于此不再赘述。

因本发明以变压器耦合的方式，使电感的储能频率提升，使原为两相推动的降压转换器，其功效可等效于三相的降压转换器。然依本发明的概念，亦可应用至四相、六相等多相降压转换器。若以五相的降压转换器为例，则可以一传统的多相降压转换器，配合本发明提出的多相降压转换器而达成。而NMOS晶体管于此仅做为开关组件控制输出的电压，不以NMOS晶体管为限，如以接面型场效晶体管(Junction type Field Effect Transistor，JFET)等开关组件亦可替代。

本发明上述实施例所揭露的多相降压转换器，未以增加相数的方式即使两相的降压转换器的功效于三相的降压转换器。且增加电感的储能频率，有下列优点：

1.电流的峰值电流减少而减小损耗功率。

2.使频宽加大。

3.使电容值减小，因储能频率Fsw增加，电容不需储存太多能量而可减小其值或数量。

4.并未增加相数且使电容的数量减少，进而减低成本。

综上所述，虽然本发明已以一较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何熟习此技艺者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视后附的申请专利范围所界定者为准。

Claims

1.一种多相降压转换器，包括：

一第一开关组，用以提供一输入电压及一低电压；

一第二开关组，用以提供该输入电压及该低电压；

一电容，其一端连接于该低电压，另一端与输出电压相连接；

一第一储能耦合单元，包括一一次侧绕组；及一第一电感，根据该输入电压储能，所述第一储能耦合单元系耦接于该电容及该第一开关组之间并产生一第一电流；以及

一第二储能耦合单元，包括一二次侧绕组，该二次侧绕组与该一次侧绕组系构成一变压器；及一第二电感，根据该输入电压储能，所述第二储能耦合单元系耦接于该电容及该第二开关组之间并产生一第二电流；

其中，该第一电流为递增状态时，系带动该第二电流为递增状态；

其中，该第二电流为递增状态时，系带动该第一电流为递增状态。

2.根据权利要求1所述的多相降压转换器，其特征在于，该第一开关组包括：

一第一N型金氧半导体开关，其漏极连接于该输入电压，其栅极系接收一第一控制信号；及

一第二NMOS开关，其漏极与第一N型金氧半导体开关的源极耦接，其栅极系接收一第二控制信号，其源极连接于该低电压；

其中，该第一控制信号系与该第二控制信号反相。

3.根据权利要求2所述的多相降压转换器，其特征在于，该第二开关组包括：

一第三N型金氧半导体开关，其漏极系连接于该输入电压，其栅极系接收一第三控制信号；及

一第四N型金氧半导体开关，其漏极系与第三N型金氧半导体开关的源极耦接，其栅极系接收一第四控制信号，其源极系连接于该低电压；

其中，该第三控制信号系与该第四控制信号反相；

其中，该第一控制信号与该第三控制信号系具有一相位差，该第二控制信号与该第四控制信号系具有该相位差。

4.根据权利要求1所述的多相降压转换器，其特征在于，该一次侧绕组的一端系与该第一开关组耦接，该一次侧绕组的另一端系与该第一电感的一端耦接，该第一电感的另一端系与该电容耦接。

5.根据权利要求1所述的多相降压转换器，其特征在于，该一次侧绕组的一端系与该电容耦接，该一次侧绕组的另一端系与该第一电感的一端耦接，该第一电感的另一端系与该第一开关组耦接。

6.根据权利要求1所述的多相降压转换器，其特征在于，该二次侧绕组的一端系与该第二开关组耦接，该二次侧绕组的另一端系与该第二电感的一端耦接，该第二电感的另一端系与该电容耦接。

7.根据权利要求1所述的多相降压转换器，其特征在于，该二次侧绕组的一端系与该电容耦接，该二次侧绕组的另一端系与该第二电感的一端耦接，该第二电感的另一端系与该第二开关组耦接。

8.根据权利要求1所述的多相降压转换器，其特征在于，该多相降压转换器于一第一时段时，该第一开关组系提供该输入电压，该第二开关组系提供该低电压，该第一电感为储能状态，该一次侧绕组及该第二电感根据该输入电压产生该第一电流，该第一电流流经该一次侧绕组，使该二次侧绕组对应产生跨压而使该第二电感为储能状态。