TWI278185B - Cyclic pipeline analog to digital converter - Google Patents

Description

1278185. 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係有關於循環管線式類比數 於使用雙模取樣保持電路的猶環管線式類比數:轉換且^別是有關 【先前技術】 在高速電路應用領域當中，循環管 不可或缺的-環，然而，要設計出一個面^比數:轉換器是 類比數位轉換器面臨許多挑戰，尤面積^^速又精確的 »容:電阻的精確度的影響（―般來說電容的度^製料電 一般電路架構中，單端訊號常用於電路嘹 減少面積與功率的消耗，但單 =汁中，八叙點為 若對雜訊报敏减，-般多^虎易Γ訊干擾，所以假 塑而μ Γ, 夕才木用差動訊號以降低共模雜訊的影 曰而在循裱官線式類比數位轉換器中，一般來 ^ Vi ^ ^ ^ 力又木口兄訊諕源大 §〜為主，故在設計類比數位轉換器會以單端輸入 主要的目標，因此轉換器之效能會受到一些非線性的誤差，塑 >而變差。若心採差動輸人來完成射要在前級電路加上= 端轉差動式電路來搭配，如此也無法取得最好的效能。 在循環管線式類比數位轉換器中，會先以一取樣保持電路 來對輸入=號作取樣’以精確地接收輸入信號。取樣保持電路 主要有電荷轉換（charge-redistribution)與電容反轉（flip_ar〇und) 為兩種架構，其中電荷轉換架構常用於單端輸入訊號，而電容 反轉架構則用於差動輸入訊號，各有其利弊。 以下茲就電荷轉換與電容反轉兩種架構作簡單的說明。第 1A圖為電荷轉換架構的取樣保據電路圖。於此架構中，當取 樣信號Φ1開啟時，訊號被儲存在取樣電容匕上，當保持信號 0608-A40409TWF 6 1278185 Φ2開啟時，儲存在取樣電容匕上的電荷會被轉換到保持電容 Cf上，如此達到電荷轉換的效果。另外，第1Β圖為電容反轉 架構的取樣保持電路圖。於此架構中，當取樣信號Φ1開啟時， 訊號被儲存在取樣電容（^上，當保持信號Φ2開啟時，取樣電 容Cs原本的輸入端轉接至差動操作放大器的輸出端，如此達 到電容反轉的效果。 在電荷轉換的架構中’由於電何是由取樣電容c s轉換到 保持電容Cf上，所以不會受限於輸入共模範圍（input common .range)變動而影響，因此非常適合單端訊號為主的應用。再者， • 取樣保持電路上之取樣電容和保持電容必須要相同，然而，以 一般CMOS製程技術上電容匹配仍有0.1%的誤差度（約對應於 10位元），若將每一級的誤差累積起來，對於循環管線式類比 數位轉換器來說是一大缺點，這將造成類比數位轉換器之微分 非線性（differential nonlinearity，DNL)誤差過大，進而造成積分非 線性（integral nonlinearity，INL)誤差過大，影響類比數位轉換器的 效能。 而在電容反轉的架構中，因為此架構利用同一個電容來完成 取樣保持的動作，不僅減少了 一半雜訊干擾(kT/C)，且也減少電容 ® 匹配上所產生的誤差，但是此架構侷限於以差動為主的輸入訊 號。假若輸入訊號為單端訊號時，則會受到輸入共模範圍（input common range)變動而造成輸出共模範圍（output common range) 的誤差，使得單端訊號輸入不利於此架構的應用，尤其在高速 的電路架構更是如此。 【發明内容】 本發明提供一種循環管線式類比數位轉換器，包括一雙模取 樣保持電路、一乘法數位類比轉換器、一次類比數位轉換器以及 一解碼器，其中雙模取樣保持電路具有一電荷轉換模式與一電容 0608-A40409TWF 7 ^78185- 二轉核：’且接收第—與第二輸入電壓以及第一 輪出信號對以及-數m’乘法f _換_收該差動 厭 位宋數子兀’亚產生該第一與第二E7饉帝 土 -人；資比數位轉換器接收該差 :、 、包 數字元與-數位輪出宝-站 “號對，亚產生該數位乘 應於第碼謂魏讀㈣元轉換為一對 一弟一輸入電壓的數位輸出。 -第佳實施例中，其中該雙細 h祕 收該第—與第二輸人《，且受-取摄r 唬所控制；一取样雷交斜八…、4 取樣^ ^ 7 ，刀別以其一端與該第一開關對矣$ —差動操作放大器，卜差動輸人對與—差^對=接， 輸入對與該取樣電容對之另 1 f該差動 輸出信號對，·-第一門關，J；/妾心動輸出對產生該差動 U所控制；-第二開關對，共接至 二保持 動輸入對輕接，且受-第-時脈所控制二;電;;與:差 以其一端與該差動輸入對岸接、 、刀別 電容對之另一端糕垃八開關對’分別與該保持 π〜， 耦接分別接收該第-與第二回饋電壓，且為 _楚1士/ 弟一開關’與該差動輸出對輕接，且為 - Η所控制；一第四開關對，分別與該差動叙又 分別與該保持電容對之哕另一 出對耦接’ 以及一第五開二受-第， 對之該另-端輕i且==同電壓’分別與該保持電容 鳊耦接，且文該取樣信號所控制。 半電晶驗實施例中，其中該等開關與開關對皆為金氧 本發明亦提供一種雙模取樣保持方法，包 =電荷轉換模式，將—取樣電容對上的電荷轉移到 =至以ΪΓ於—電容反轉模式’將該保持電容對中的G 輸出至一差動操作放大器的差動輪出對。 兒何

0608-A40409TWF 8 1278185 依本發明一較佳實施例中，其中先運作於該電荷 再運作於該電容反轉模式。 轉換換式 本發明係利用雙模取樣保持電路結合電荷轉換與電容反轉 模式，使得輸入信號不受限於單端輸入或差動輸入信號，同時利 用電荷轉换模式將輸入共模範圍提高，減少共模誤差所造成的影 %，同時利用電容反轉模式減低電路上的雜訊以及電容匹配上的 誤差，以達到最佳的效能，這樣的電路架構不僅使整個類比數位 I換為的被分非線性（differential nonlinearity ; DNL)與積分非線性 (integral nonlinearity’· INL)的誤差降到最低，也使訊號失真雜訊比 Φ (signal to noise distortion ratio}提高。 為讓本發明之上述和其他目的、特徵、和優點能更明顯易 懂，下文特舉出較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如 下： 【實施方式i 第2圖為依據本發明一較佳實施例之循環管線式類比數位轉 換1§的區塊示意圖。循環管線式類比數位轉換器2〇〇包括一雙模 取樣保持電路210、一乘法數位類比轉換器230、一次類比數位 鲁轉換器250以及一解碼器270，其中雙模取樣保持電路21〇有一 電荷轉換模式與一電容反轉模式，且接收第一與第二輸入電壓 VinA/VinB以及第一與第二回饋電壓VinA_fb/VinB—fb，並產生一 差動輸出信號對Vout+y^Vout·，乘法數位類比轉換器230接收該 差動輸出信號對Vout+/Vout-以及一數位乘數字元（digital multiplying word)DMW，並產生該第一與第二回饋電壓 VinA一fVVinB—fb，次類比數位轉換器250接收該差動輸出信號對 Vout+/Vout-，並產生該數位乘數字元DMW與一數位輸出字元 (digital output word)DOW，解碼器270將該數位輸出字元D〇w 轉換為一對應於第一與第二輸入電壓VinA/VinB的數位輸出D1 0608-A40409TWF 9 1278185 DN。 第3圖為第2圖中所示之雙模取樣保持電路21〇的範例電路 圖。該雙模取樣保持電路210包括一第一金氧半電晶體對 TP 1A/TP1B、一取樣電容對CsA/CsB、一差動操作放大器215、一 第一金氧半電晶體T1、一第二金氧半電晶體對TP2A/TP2B、 一保持電容對CfA/CfB、一第三金氧半電晶體對TP3A/TP3B、一 第二金氧半電晶體T2、一第四金氧半電晶體對τρ4Α/ΤΡ4Β以 及一第五金氧半電晶體對TP5A/TP5B。第一金氧半電晶體對 TP 1A/TP1B之源極211分別接收該第一與第二輸入電壓 鲁 VinA/VinB，且其閘極212受一取樣信號Φ1 所控制，取樣電容 對CsA/CsB分別以其一端214與該第一金氧半電晶體對 TP1A/TP1B之汲極213耦接，差動操作放大器215有一差動輸 入對In+/In-與一差動輸出對0ut+/0ut-，該差動輸入對In+/In_ 與該取樣電谷對Csa/Csb之另^一端216 禺接，該差動輸出對 Out+/Out-產生該差動輸出信號對Vout+/Vout-，第一金氧半電晶 體T1之源/汲極217/218分別與該第一金氧半電晶體對 TP1A/TP1B之汲極213耦接，且其閘極219受一保持信號 所控制，第二金氧半電晶體對TP2A/TP2B之源極220共接至一 ® 共同電壓Vcm，其汲極221分別與該差動輸入對In+/In_耦接， 且其閘極222受一第一時脈Φ1，所控制，保持電容對CfA/CfB* 別以其一端223與該差動輸入對In+/In-麵接，第三金氧半電晶 體對TP3A/TP3B的源/汲極之一 225與該保持電容對CfA/CfBi 另一端224耦接，其另一源/汲極226分別接收該第一與第二回 饋電壓VinA-fb/VinB—fb，且其閘極227受一回饋控制信號cpl_fb 所控制，第二金氧半電晶體T2之源/汲極228/229與該差動輸出 對Out+/Out-搞接’且其閘極231受一第二時脈φ 1所控制，第四 金氧半電晶體對ΤΡ4Α/ΊΤ4Β的源/汲極之一 232分別與該差動 0608-A40409TWF 10 1278185 輪出對Out-/Out+耦接，其另一源/沒極233分別與該保持電容 對CfA/cfB之另一端224 |馬接，且其閘極234受一第三時脈φ2 所控制’第五金氧半電晶體對TP5A/TP5B的源/沒極之一 235 分別耦接至該共同電壓Vcm，其另一汲/源極236分別與該保持 電各對CfA/CfB之該另一端224耦接，且其閘極受該取樣信號 所控制。此處之金氧半電晶體與電晶體.對僅為舉例，只要 疋電子開關亦可取代金氧半電晶體與電晶體對之動作。 第4圖為第3圖中所示之雙模取樣保持電路21〇 Φ 1 v %银號

〜1η、保持信號Φ2—；[η、回饋控制信號Φ1—Λ以及各時脈μ 01與Φ2的波形示意圖。以下利用各信號之波形圖來說明錐 樣保持電路210的動作。首先，時間u時，取樣時脈φι ::模， 準位，金氧半電晶體對TP1A/TP1B會被導通，則第一與#為阿 ^電壓VinA/VinB便可存入取樣電容對Csa/CsB。時間t2時弟一輪 L就Φ2 一 m和時脈φ2同為高準位，則取樣電容對◦ 「呆持 ^ t 。在時間tl與t2時，雙模取樣保持電路21〇是運作於二 轉換模式。當循環管線式類比數位轉換器内部開始進㈣二二何 樣保持動作時，亦即時間t3時，回饋控制信號〜托會拉人= 準位，此時金氧半電晶體對TP3A/TP3B會被導通，則第一至二 一回饋電壓VinA—fb/VinB_伪便存入保持電容對cfA/Cf與第 日守日守脈Φ2為低準位。時間t4時，時脈Φ2又為高準位，此 持電谷對CfA/cfB作反轉，使原本輸人端變成差動操、= 215的差動輸出對〇m+/〇ut，達成取樣保持的動作 大益 與t4時，雙模取樣保持電路21〇是運作於一電容反轉模了間t3 各級取樣保持皆以電容反轉模式進行資料取樣，直到;—= 料來臨牯雙模取樣保捧電路21#才會奔切換成電荷轅| i資 行資料取樣。 换杈式進

0608-A40409TWF 11 1278185 本發明係利用雙模取樣保持電路結合電荷轉換與電容反轉 模式，使得輸入信號不受限於單端輸入或差動輸入信號，同時利 用電荷轉換模式將輸入共模範圍提高，減少共模誤差所造成的影 響，同時利用電容反轉模式減低電路上的雜訊以及電容匹配上的 誤差，以達到最佳的效能，這樣的電路架構不僅使整個類比數位 轉換器的微分非線性（differential nonlinearity ; DNL)與積分非線性 (integral nonlinearity ; INL)的誤差降到最低，也使訊號失真雜訊比 (signal to noise distortion ratio)提高。 雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定 # 本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍 内，當可作些許之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後 附之申請專利範圍所界定者為準。 【圖式簡單說明】 第1A圖為電荷轉換架構的取樣保持電路圖。 第1B圖為電容反轉架構的取樣保持電路圖。 第2圖為依據本發明一較佳實施例之循環管線式類比數位轉 換器的區塊示意圖。 第3圖為第2圖中所示之雙模取樣保持電路的範例電路圖。 ® 第4圖為第3圖中所示之雙模取樣保持電路的取樣信號、保 持信號、回饋控制信號與各時脈的波形示意圖。 【主要元件符號說明】 200〜循環管線式類比數位轉換器； 210- -雙模取樣保持電路； 211〜 源極； 212- i閘極； 213〜 汲極； 214、 -取樣電容對之一端； 215〜 差動操作放大器； 216- -取樣電容對，之另一端; 217〜 源極; 218- 。汲極； 219〜 閘極； 0608-A40409TWF 12 1278185 220〜源極； 221〜 汲極； 222〜閘極； 223〜保持電容對之一端 224〜保持電容對之另一端； :225 〜 源/汲極之一； 226〜另一源/汲極； 227〜 閘極； 228〜源極； 229〜 汲極； 230〜乘法數位類比轉換器 231〜閘極； 232〜 源/汲極之一； 233〜另一源/汲極； 234〜 閘極； 235〜源/汲極之一； 236〜 另一源/汲極； 250〜次類比數位轉換器； 270〜 解碼器； VinA〜第一輸入電壓； VinB〜第二輸入電壓； VinA_fb〜第一回饋電壓； VinB 一 _fb〜第二回饋電壓 Vout+/Vout-〜差動輸出信號對； DMW〜數位乘數字元； DOW， 〜數位輸出字元；

D1、D2、D3、Dn〜數位輸出； TP1A/TP1B〜第一金氧半電晶體對；

Cs〜取樣電容； Cf〜保持電容；

CsA/CsB〜取樣電容對； T1〜第一金氧半電晶體； TP2A/TP2B〜第二金氧半電晶體對；

CfA/CfB〜保持電容對； T2〜第二金氧半電晶體； TP3A/TP3B〜第三金氧半電晶體對； TP4A/TP4B〜第四金氧半電晶體對； TP5 A/TP5B〜第五金氧半電晶體對； 01_in〜取樣信號； Φ2_ίη〜保持信號； Ιη+/Ιη-〜差動輸入對； Out+/Out-〜差動輸出對； 0608-A40409TWF 13 1278185 φγ〜第一時脈； φι Φ2〜第三時脈； Φ1

Vcm〜共同電壓。 ι第二時脈； fb〜回饋控制信號；

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Claims (1)

1278185 十、申請專利範圍·· L種循環管線式類比數位轉換器，包括· 雙模取樣保持電路，具有一電荷韆 式，該雔禮取冤仃轉換輻式與一電容反轉模 飞β又拉取樣保持電路接收第一盥第 二回饋雷厭^ ^ . /、罘一輸入電壓以及第一與第 i，並產生一差動輸出信號對； 位采，t兀，亚產生該第一與第二回饋電壓丨 一次類比數位轉換器，接收該差 位乘數字元與-數位輸出字元；;Γ輸η號對，並產生該數 一解碼器，將該數位輸出字元轉換於 入電壓的數位輸出。 對應於弟一與弟二輸 2·如申凊專利範圍第丨項所之其 器，其中該雙模取樣保持電路包括：“、線式類比數位轉換 一第—開關對’分別接收該第一與 樣信號所控制； 弟一輪入電壓，且受一取 一取樣電容對，分別以其一踹盥 -差動操作放大器，有—差動;二：關對叙接’· 差動輪入對與該取樣電容對之另一‘ 動輸出對，該 差動輸出信號對；接該差動輪出對產生該 一第一開關，與該第一開關對4 制； 開關對耦接，且受-保持信號所控 苐一開關對，共接至一Ji fgl Φ网、、 減，且受—第一時脈所控制了 ϋ別與該差動輸入對 -保持電容對，分取其_端與該差 第二開關對，分別與該保持電容對之另山焉’ 接收—該第，且受一回饋二 弟—開關，與該絲輸她接，且受_第二=，控制； 0608-A40409TWF 15 1278185 一第四開關對，分別與該差動輸出對耦接，分別與該保持電 容對之該另一端耦接，且受一第三時脈所控制；以及 一第五開關對，分別耦接至該共同電壓，分別與該保持電容 對之該另一端耦接，且受該取樣信號所控制。 3. 如申請專利範圍第2項所述之循環管線式類比數位轉換 器，其中該雙模取樣保持電路先運作於該電荷轉換模式，將該取 樣電容對上的電荷轉移到該保持電容對中，再以該電容反轉模式 將該保持電容對輸入端轉為該差動操作放大器的差動輸出對。 4. 如申請專利範圍第2項所述之循環管線式類比數位轉換 # 器，其中當該取樣時脈為一第一準位時，該第一開關對會被導 通，則第一與第二輸入電壓便存入該取樣電容對，之後該保持信 號和該第二時脈同為該第一準位時，則該取樣電容對上的電荷 轉移到該保持電容對中。 5. 如申請專利範圍第2項所述之循環管線式類比數位轉換 器，其中該回饋控制信號為該第一準位時，則該第三開關對會 被導通，該第一與第二回饋電壓便存入該保持電容對中，此時該 第三時脈為一第二準位，之後該第三時脈又為該第一準位，則 該保持電容對輸入端轉為該差動操作放大器的差動輸出對。 6. 如申請專利範圍第2項所述之循環管線式類比數位轉換 器，其中該等開關與開關對皆為金氧半電晶體。 7. —種雙模取樣保持方法，包括下列步驟： 運作一電荷轉換模式，將一取樣電容對上的電荷轉移到一保 持電容對中；以及 運作一電容反轉模式，將該保持電容對中的電荷輸出至一 差動操作放大器的差動輸出對。 8. 如申請專利範圍第7項所述之雙模取樣保持方法，其中先 運作該電荷轉換模式，再運作該電容反轉模式。 0608-A40409TWF 16 1278185 9.如t請專·圍第7項所狀雙 _ 運作該電荷轉換模式時，包括下列步驟：持方法’其中於 取樣時脈為一第一準位時，一第一 一與第二輪人Μ存人該取樣電容對；以及_會被導通’第 > 一保持信號和一第二時脈同為該第一準 ^ 對上的電荷轉移到該保持電容對中。 $忒取樣電容 饥如申請專利範圍第7項所述之雙模取 運作該電容反轉模式時，包括下❹驟：’、持方法’其中於 一回饋控制信號為一第一準位時，一 通’第-與第二_電鮮人該保持電容對中:會被導 為一第二準位；以及 $ 一第三時脈 該第三時脈為該第一準位時，將該保持電容 與第二回饋輪出至該差動操作放大器的差動輪^該第-0608-A40409TWF 17