[go: up one dir, main page]

TW201439703A - 開關調節器電路及方法 - Google Patents

開關調節器電路及方法 Download PDF

Info

Publication number
TW201439703A
TW201439703A TW102149128A TW102149128A TW201439703A TW 201439703 A TW201439703 A TW 201439703A TW 102149128 A TW102149128 A TW 102149128A TW 102149128 A TW102149128 A TW 102149128A TW 201439703 A TW201439703 A TW 201439703A
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
node
voltage
switching regulator
current
regulator stage
Prior art date
Application number
TW102149128A
Other languages
English (en)
Other versions
TWI689804B (zh
Inventor
David Christian Gerard Tournatory
Kevin Kennedy Johnstone
Original Assignee
Gazelle Semiconductor Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Gazelle Semiconductor Inc filed Critical Gazelle Semiconductor Inc
Publication of TW201439703A publication Critical patent/TW201439703A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI689804B publication Critical patent/TWI689804B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current 
    • G05F1/12—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is AC
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for AC mains or AC distribution networks
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for AC mains or AC distribution networks
    • H02J3/12—Circuit arrangements for AC mains or AC distribution networks for adjusting voltage in AC networks by changing a characteristic of the network load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/1566—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with means for compensating against rapid load changes, e.g. with auxiliary current source, with dual mode control or with inductance variation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本發明包含開關調節器電路及方法。在一項實施例中，一第一開關調節器級接收一第一輸入電壓且在一第一節點上產生一第一電壓。一第二開關調節器級接收該第一輸入電壓且在一第二節點上產生一第二電壓。一電容器包含耦合至該第一節點之一第一端子及耦合至該第二節點之一第二端子，且該第一開關調節器級及該第二開關調節器級經組態以設定該第一節點上之一第一電壓且設定該第二節點上之一第二電壓。

Description

開關調節器電路及方法 相關申請案交叉參考
本申請案主張於2012年12月31日提出申請之標題為「Switching Regulator Circuits and Methods」之序號為61/747988之美國臨時專利申請案之優先權之權益，該美國臨時專利申請案之揭示內容特此以全文引用方式併入本文中。本申請案主張於2013年3月11日提出申請之題目為「Switching Regulators」之序號為13/794231之美國專利申請案之優先權之權益，該美國專利申請案之揭示內容特此以全文引用方式併入本文中。
本發明係關於開關調節器電路及方法。
圖1圖解說明一習用多相步降開關調節器。與使用習用單相或多相調節器來達成高變動率相關聯之一個顯著問題係此等調節器展現可不利地影響系統效能之不對稱變動率。此外，在高開關頻率下，此等電路可需要不切實際小之電感值或一不切實際高數目個相。
圖2圖解說明在正變動期間一多相步降開關調節器之組態。針對輸入電壓VIN及輸出電壓VOUT，一習用N相步降開關調節器將藉由致動開關以使開關節點SW1及SW2至SWN短接至VIN來命令一最大正輸入電流變動率。此導致大量電感器電流按以下速率變動：D(ISUM)/dt=N*(VIN-VREF)/L
圖3圖解說明在負變動期間一習用多相步降開關調節器之組態。為命令一最大負電流變動率，控制器302啟動開關以使開關節點SW1及SW2至SWN短接至接地。此導致大量電感器電流按以下速率變動：D(ISUM)/dt=N*(-VREF)/L
因此，正輸出電流變動率係高於負輸出電流變動率(VIN-VREF)/(VREF)倍。舉例而言，若VIN處於12V且VOUT處於1V(例如，低工作循環情形)而不論所使用相之數目如何，一傳統步降開關轉換器以快於其最大負輸出電流變動率(SRN)11倍之一最大正輸出電流變動率(SRP)為特徵。
(SRP)/(SRN)=(N*(VIN-VREF)/L)/(N*(-VREF)/L)=(12-1)/1=11
在某些應用中，由於一斷開負載事件所致之正電壓過衝(其中負載電流減少)應等於由於一等效負載事件所致之負低越量(其中負載電流增加)，以便在負載電流往返步進時輸出電壓不漂移遠離。因此，一系統可受由於電感器之緩慢之負電流變動率所致之斷開負載輸出電壓過衝限制且不可能利用電感器之快速正電流變動率。圖4針對經歷一負載及斷開負載事件之一單相傳統降壓轉換器圖解說明上述情形。在某些應用中，可需要減少系統增益以使得Vout上之電壓低越量匹配過衝。
圖5展示一單相調節器對一負VREF電壓步階且然後正VREF電壓步階作出回應之一實例。由於緩慢之負變動率，輸出電壓花費一較長時間來變動下降。因此，電感器電流之緩慢之負變動率再次限制輸出電壓可變動之快速程度。如上文所提及，圖5圖解說明在某些應用中可係非所要之一不對稱。
快速變動率開關調節器在各種應用中係有利的。舉例而言，依循莫耳定律之微處理器之發展已導致增加晶片上功率密度，導致熱管 理挑戰。CMOS程序具有至少兩個功率耗散分量：1)開關功率，其與供應電壓之平方及時脈頻率成比例；及2)裝置洩漏功率，其隨供應電壓而變。
逐漸地，相對於其工作負載量變曲線對微處理供應電壓及時脈頻率之微管理用於獲得顯著功率節省。假定主功率耗散機制係供應電壓之強函數，可藉助隨時間之平均供應電壓之適度減少且通常藉助電路效能之適度或不減少達成顯著之功率消耗減少。
現今，與微處理器活動率相比，動態電壓及頻率調變(DVFS)技術以相對低速率使用。DVFS速率當前受可用電壓調節器之電壓變動率之限制。電壓調節器可越接近即時地追蹤微處理器工作負載，時間平均供應電壓可減少越多，潛在地導致顯著功率節省。因此，現有DVFS技術之全部可能性已受電壓調節器技術限制。
舉例而言，某些系統以Unix Kernel層級調整供應電壓及時脈頻率，其中約每10us調整頻率。供應電壓以較低頻率調整，歸因於習用調節器之限制性。此意味著供應電壓未必保持處於其峰值而時脈頻率減少。因此，所得平均供應電壓及相關聯平均功率耗散高於工作負載所需之理論平均值。
因此，克服現有開關調節器技術之限制性將係有利的。
本發明包含用於開關調節器之電路及方法。在一項實施例中，一第一開關調節器級接收一第一輸入電壓且在一第一節點上產生一第一電壓。一第二開關調節器級接收該第一輸入電壓且在一第二節點上產生一第二電壓。一電容器包含耦合至該第一節點之一第一端子及耦合至該第二節點之一第二端子，且該第一開關調節器級及該第二開關調節器級經組態以設定該第一節點上之一第一電壓且設定該第二節點上之一第二電壓。
以下詳細說明及附圖提供對本發明之性質及優點之一更佳理解。
602‧‧‧第一開關調節器級/開關調節器級/級
604‧‧‧第二開關調節器級/開關調節器級/級
606‧‧‧電路/控制電路
608‧‧‧電路/控制電路
610‧‧‧輸出節點/節點
612‧‧‧節點
620‧‧‧電容器
630‧‧‧控制電路
631‧‧‧控制電路/電路
632‧‧‧控制電路/電路
690‧‧‧控制電路
702‧‧‧處理電路
704‧‧‧可調整開關調節器電源供應器/開關電源供應器
706‧‧‧第一開關調節器級
708‧‧‧第二開關調節器級
710‧‧‧控制信號
712‧‧‧控制信號/信號
714‧‧‧電源管理電路/電源管理器
720‧‧‧電容器
802‧‧‧控制電路
804‧‧‧第二開關調節器級/級/開關級/開關調節器級/開關調節器/AC級
806‧‧‧第一開關調節器級/級/開關級/開關調節器級/開關調節器/DC級
812‧‧‧節點/輸出節點/VAC節點
814‧‧‧節點/輸出節點/輸出/VOUT節點/VOUT輸出節點
820‧‧‧電容器
824‧‧‧AC級/ControlAC開關調節器
826‧‧‧DC級
834‧‧‧電路
836‧‧‧電路
850‧‧‧負載電路
1702‧‧‧AC控制區塊
1704‧‧‧DC控制區塊/ControlDC區塊
1706‧‧‧大信號校正區塊
1708‧‧‧推拉/拉推後VAC再充電區塊/控制電路
1710‧‧‧VREF AC產生器
1712‧‧‧VAC節點/節點
1714‧‧‧VOUT節點/輸出節點/節點
1716‧‧‧控制器
1718‧‧‧狀態機
1904‧‧‧AC相/DC相
1914‧‧‧VOUT輸出節點
2004‧‧‧AC相/DC相
2012-1‧‧‧VAC節點
2012-2‧‧‧VAC節點
2012-N‧‧‧VAC節點
2014‧‧‧VOUT輸出節點
2104‧‧‧AC相/DC相
2112-1‧‧‧VAC節點
2112-2‧‧‧VAC節點
2112-K‧‧‧VAC節點
2114‧‧‧VOUT輸出節點
2202‧‧‧電流輸入/電流輸出開關調節器級PHASE AC/級PHASE AC/開關調節器級/PHASE AC開關調節器/級
2204‧‧‧電流輸入/電流輸出開關調節器級PHASE DC/級PHASE DC/開關調節器級/PHASE DC開關調節器
2206A‧‧‧放大器
2206B‧‧‧放大器
2206C‧‧‧放大器
2208A‧‧‧PID元件
2208B‧‧‧PID元件
2208C‧‧‧PID元件
2210A‧‧‧求和元件
2210B‧‧‧求和元件
2212‧‧‧VAC節點/VAC輸出節點/節點
2214‧‧‧VOUT節點/VOUT輸出節點
2216‧‧‧控制電路
2218‧‧‧控制電路
AMP‧‧‧誤差放大器
C1‧‧‧電容器
CAC‧‧‧電容器
CAC1‧‧‧電容器
CAC2‧‧‧電容器
CACK‧‧‧電容器
CLK‧‧‧時脈輸入
COUT‧‧‧輸出電容器/電容器
Des_AC_pos‧‧‧電流臨限值
Des_AC_neg‧‧‧電流臨限值
Des_DC_pos‧‧‧電流臨限值
Des_DC_neg‧‧‧電流臨限值
FB1‧‧‧回饋輸入
FB2‧‧‧第二回饋輸入/回饋輸入
ILAC‧‧‧LAC電感器電流/LAC電流/電感器電流
ILDC‧‧‧LDC電感器電流/電感器電流
ILDC+ILAC‧‧‧電感器電流之總和
ISUM‧‧‧電感器電流之總和
L‧‧‧AC電感器/電感器
LAC‧‧‧電感器/第二電感器
LDC‧‧‧電感器/第一電感器
PHASE AC1‧‧‧AC相
PHASE AC2‧‧‧AC相
PHASE ACN‧‧‧AC相
PHASE AC11‧‧‧AC相
PHASE AC12‧‧‧AC相
PHASE AC21‧‧‧AC相
PHASE AC22‧‧‧AC相
PHASE AC N1‧‧‧AC相
PHASE AC N2‧‧‧AC相
PHASE AC NK‧‧‧AC相
PHASE AC1K‧‧‧AC相
PHASE AC2K‧‧‧AC相
PHASE DC1‧‧‧DC相
PHASE DC2‧‧‧DC相
PHASE DCM‧‧‧DC相
REFctrl‧‧‧輸入
S1‧‧‧開關/功率開關
S2‧‧‧開關/功率開關
S3‧‧‧開關/功率開關
S4‧‧‧開關/功率開關
SW1‧‧‧開關節點
SW2‧‧‧開關節點
SWN‧‧‧開關節點
SWAC‧‧‧開關節點
SWDC‧‧‧開關節點
SW_AC_HS‧‧‧開關
SW_AC_LS‧‧‧開關
SW_DC_HS‧‧‧開關
SW_DC_LS‧‧‧開關
VAC‧‧‧電壓/輸出電壓/第二電壓/第二回饋輸入/經調節電壓
Vdd‧‧‧端子/電源供應端子
Ve‧‧‧誤差信號
Ve'‧‧‧誤差信號
VFB‧‧‧回饋電壓輸入
VIN‧‧‧輸入電壓
VIN-VREF‧‧‧大正電壓/電壓
-(VIN-VREF)‧‧‧大負電壓
VOUT‧‧‧輸出電壓/電壓/經調節電壓/第一電壓/第一回饋 輸入/電源供應電壓/電壓輸出/輸出
VREF‧‧‧參考電壓/電壓參考
VREF_AC‧‧‧內部電壓參考/參考電壓/參考電壓輸入
VREF_DC‧‧‧內部電壓參考/參考電壓/參考電壓輸入
-VREF‧‧‧電壓
圖1圖解說明一習用多相步降開關調節器。
圖2圖解說明在正變動期間一習用多相步降開關調節器之組態。
圖3圖解說明在負變動期間一習用多相步降開關調節器之組態。
圖4圖解說明經歷一負載及斷開負載事件之一習用單相傳統降壓轉換器。
圖5圖解說明一習用單相調節器對一負VREF電壓步階及然後正VREF電壓步階作出回應。
圖6A圖解說明根據一項實施例之一實例性開關調節器。
圖6B圖解說明根據另一實施例之一實例性開關調節器。
圖6C圖解說明根據另一實施例之一實例性開關調節器。
圖7圖解說明根據一項特定實施例之一實例性應用。
圖8圖解說明根據另一實施例之一實例。
圖9圖解說明根據一項實施例之正電流變動。
圖10圖解說明根據一項實施例之負電流變動。
圖11展示根據一項實例性操作之電流及電壓波形。
圖12圖解說明根據一項實施例之推拉操作。
圖13圖解說明根據一項實施例之推拉操作。
圖14圖解說明根據另一實例性實施例之一再充電動作。
圖15至圖16圖解說明針對一項實例性實施例之推拉、拉推及再充電波形。
圖17圖解說明根據一特定實施例之一項實例性實施方案。
圖18圖解說明在情形A、B、C及D下標記之推拉及拉推波形。
圖19展示一第一多相實施方案實例，其中N個AC電感器連接至 節點VAC且M個DC電感器連接至VOUT輸出節點。
圖20展示一第二多相實施方案實例，其中N個AC電感器連接至N個VAC節點，且M個DC電感器連接至VOUT輸出節點。
圖21展示具有N個AC電感器及M個DC電感器之K個群組之一第三多相實施方案實例。
圖22圖解說明根據一特定實施例之另一實例性實施方案。
圖23展示根據一項實施例之一程序。
圖24展示根據一項實施例之一程序。
圖25展示根據一項實施例之一程序。
圖26展示根據一項實施例之一程序。
本發明係關於開關調節器電路及方法。在下文描述中，出於解釋之目的，闡述了眾多實例及特定細節，以便提供對本發明之一透徹理解。然而，熟習此項技術者將顯而易見，如申請專利範圍所表達之本發明可單獨或結合下文所闡述之其他特徵包含此等實例中之某些或全部特徵，且可進一步包含本文中所闡述之特徵及概念之修改及等效形式。
本發明之實施例包含具有極其高變動率之開關調節器技術(或開關電壓轉換器)。在一項實例性組態中，一第一開關調節器級可驅動一輸出節點且一第二開關調節器級可透過一電容器驅動相同輸出節點。舉例而言，開關調節器級可具有多個控制迴路以調節分離輸出之電容器之端子上之電壓。在一項實例性實施例中，開關調節器級係透過一電容器AC耦合在一起以提供以高靜效率之高電流變動，此在某些實例性實施方案中可甚至係對稱的。在一項實例性實施例中，揭示對多個開關級之推拉控制。某些實施方案可包含耦合至一電容器之一個端子之多個開關級及耦合至該電容器之另一端子之多個開關級。在 某些實施例中，多個開關級可驅動多個電容器之端子。實例性實施例可用於在不降級靜效率之情況下以極其高變動率改變處理器之電源供應電壓。因此，電源供應電壓可經修改以追蹤工作負載量變曲線。實施例亦可有利地用於對當前負載及斷開負載事件快速作出回應。
圖6A圖解說明根據一項實施例之一實例性開關調節器。在此實例中，一第一開關調節器級602耦合至具有一電壓VOUT之一輸出節點610。一第二開關調節器級604耦合至具有一電壓VAC之一節點612。節點612藉由一電容器(C1)620耦合至節點610。本發明之實施例有利地允許兩個開關調節器級(亦稱為「相」)在具有不同輸出電壓之不同條件下操作。
開關調節器級602及604經組態以調節節點610上之電壓VOUT及調節節點612上之電壓VAC。在一項實施例中，由開關調節器級602產生之經調節電壓VOUT不同於由開關調節器級604產生之經調節電壓VAC，但開關調節器級604可驅動電流(例如，AC電流)穿過電容器620至開關調節器級602之輸出以有利地改良對節點610處之電路之暫態回應。在本發明中，術語開關調節器級(或僅「級」)及開關調節器相(或僅「相」)通常係指一電感器、用於選擇性傳輸儲存於電路節點之間的電感器中之輸入功率之至少一個開關(例如，一電晶體，諸如例如一MOS電晶體)，且可包含用於接通及關斷開關以調節一輸出參數(例如，電壓或電流)之控制電路(諸如驅動器)。舉例而言，開關調節器級亦通常經耦合至輸出電容器以儲存一輸出電壓。在此說明性圖式中，舉例而言，第一開關調節器級602可透過一第一電感器(未展示)耦合至輸出節點610，且第二開關調節器級604可透過一第二電感器(未展示)耦合至輸出節點612。控制電路可包含用於分別控制級602及604中之開關之電路606及608以調節VAC及VOUT。
第二開關調節器級604透過一第二電感器(未展示)及一電容器C1 耦合至輸出節點610。電容器620具有耦合至具有一電壓VOUT之輸出節點610之一第一端子。電容器620之一第二端子耦合至具有一電壓VAC之第二開關調節器級604。因此，在此實例性組態中，在節點612處具有一電壓VAC之第二開關調節器級604之輸出經AC耦合至具有一電壓VOUT之輸出節點610。
在此實例中，開關調節器級602及604兩者接收一輸入電壓VIN及一參考電壓VREF。在其他實施例中，一或多個參考電壓可內在地產生為電路之部分。第一開關調節器級602具有耦合至電容器620之一第一端子之一回饋輸入FB1，且第二開關調節器級604具有耦合至電容器620之第二端子之一第二回饋輸入FB2。回饋輸入FB1及FB2可用於控制輸出節點610上之一電壓VOUT及控制電容器之第二端子上之一電壓VAC。
第一開關調節器級602可包含控制電路606以產生穿過一第一電感器之一第一電流以維持VOUT處於一特定電壓。該特定電壓可藉由VREF(舉例而言)及一第一控制迴路設定。第二開關調節器級604可包含控制電路608以產生穿過第二電感器之一第二電流以維持一電壓VAC處於一特定電壓。舉例而言，VAC可藉由VREF及一第二控制迴路設定。在此實例中，由於第二開關調節器級604經AC耦合至輸出節點610，因此第二開關調節器級604可分別推動電流至輸出節點610及自輸出節點610拉動電流以改良輸出節點610處之變動率能力。因此，開關調節器級602及604兩者可推動電流至輸出節點610及自輸出節點610拉動電流。在一項實施例中，通至節點610之DC負載電流係由第一開關調節器級602(例如，專門地)提供且AC電流係由第二開關調節器級604回應於節點610處之一暫態(例如，負載電流之一改變或所要輸出電壓之一改變)而穿過電容器620提供至節點610。
某些實施例之特徵及優點包含維持不同經調節輸出電壓之經AC 耦合開關調節器級。如上文所提及，開關調節器級602可調節節點610上之一電壓VOUT且開關調節器級604可調節節點612上之一不同電壓VAC。在一項實施例中，第一開關調節器級602以一第一工作循環操作且第二開關調節器級604以一第二工作循環操作。一步降(降壓)開關調節器之工作循環如下：D=Vo/Vin，其中D係工作循環，Vin係輸入電壓，且Vo係輸出電壓。因此，針對圖6中之電路，其中VAC<>VOUT，不同工作循環如下：D1=VOUT/VIN，D2=VAC/VIN，且D1<>D2，其中D1係開關調節器級602之工作循環，D2係開關調節器級604之工作循環，VOUT係開關調節器級602之輸出電壓，VAC係開關調節器級604之輸出電壓，且VIN係通至兩個級之輸入電壓。在一項實施例中，VIN大於VAC，且VAC大於VOUT(例如，兩個級皆係步降「降壓」電壓轉換器)。因此，在某些有利實例性實施方案中，第二開關調節器級之工作循環(D2)大於第一開關調節器級之工作循環(D1)。針對一降壓開關調節器，工作循環設定平均輸出電壓。因此，工作循環設定正電感變動率(亦即，Vin-Vout/L)連同負電感變動率(亦即，-Vout/L)。具有設定AC相之工作循環之自由度有利地允許對AC相之一最佳正及負電流變動率集之選擇且最佳化系統以達成良好調節效能。
在下文更詳細闡述之一項實例性實施例中，一第一控制迴路維持輸出節點610上之電壓處於一第一電壓VOUT，且一第二控制迴路維持介於一電感器與電容器C1之間的節點612上之電壓處於一第二電壓VAC，其可隨輸入電壓VIN及/或第一電壓VOUT而變。舉例而言，在一項實例性實施方式中，VAC可經調節處於VIN之大約一半(亦即， VAC=½ VIN)。在下文更詳細闡述之另一實例中，VAC如下：VAC=VIN-VREF，其中VREF=VOUT。
在後者條件下，正及負電流及電壓變動率可相等，如下文進一步闡述。
圖6B圖解說明根據一項實施例之一實例性開關調節器組態。開關調節器級602接收一輸入電壓VIN且在節點610上產生輸出電壓VOUT。開關調節器級604接收一輸入電壓VIN且產生一輸出電壓VAC。在此實例中，VIN針對兩個級係相同電壓，但舉例而言，在某些應用中，級可接收不同輸入電壓位準以改良效率。在此實例中，一控制電路630自節點610接收一回饋輸入以感測電壓VOUT及自節點612接收另一回饋輸入以感測VAC。控制電路630可包含耦合至開關調節器級602之一第一輸出及耦合至開關調節器級604之一第二輸出以組態級602及604以產生經調節電壓VOUT及VAC。在一項實施例中，控制電路630包含兩個內部電壓參考(例如，VREF_DC及VREF_AC)以調節級602及604上之電壓。舉例而言，在一項實施例中，用於調節VAC之參考電壓VREF_AC係至少基於用於調節VOUT之參考電壓VREF_DC而產生。在一項實施例中，VREF_AC大於VREF_DC。
圖6C圖解說明根據一項實施例之另一實例性開關調節器組態。在此實例中，控制電路690包含具有耦合至節點610之一輸入及耦合至開關調節器級604以修改開關調節器級604之操作之一輸出之一控制電路631。此外，控制電路690包含具有耦合至節點612之一輸入及耦合至開關調節器級602以修改開關調節器級602之操作之一輸出之一控制電路632。舉例而言，在一項實施例中，電路631具有用於對節點610上之一暫態作出回應之一第一頻寬及電路632具有用於重設節點612上之一電壓之一第二頻寬，且第一頻寬大於第二頻寬。在一項實施例中，控制電路632可在節點610中產生一電流以使節點610中之一對應 電流自開關調節器級604偏移以重設節點612上之電壓VAC。
出於說明性目的，下文在圖17及圖22中提供控制電路之兩個實例性實施方案。
圖7圖解說明根據一項特定實施例之一實例性應用。在此實例中，處理電路702(或「處理器」)在一Vdd端子上接收一電源供應電壓VOUT。電源供應電壓VOUT係由一可調整開關調節器電源供應器704(包括一第一開關調節器級706及一第二開關調節器級708)產生。為減少功率消耗，可期望改變由處理電路702所使用之電源供應電壓VOUT(例如，基於處理器之工作負載)。在一項實例性實施例中，電源管理電路714(或「電源管理器」)可監視處理電路702之狀態且可判定何時電源供應電壓VOUT可改變以減少功率消耗。舉例而言，開關電源供應器704可接收來自電源管理器714之對應於一所要電壓輸出VOUT之一控制信號712。因此，當發生針對改變電源供應電壓VOUT之條件時，諸如當處理器工作負載增加時，處理電路702可將控制信號710發送至電源管理器714以改變由(舉例而言)開關調節器級706及/或708所使用之一參考電壓(例如，VREF)且繼而改變VOUT處之電壓。舉例而言，實例性處理電路702可包含若干種不同類型之處理器，諸如一或多個微處理器、記憶體、系統單晶片或基於改變操作條件在不同時間週期期間消耗不同功率量之其他類型之複雜電子電路，包含但不限於資料處理器(諸如CPU、記憶體、圖形處理器、網路處理器及諸如此類)。在某些實施例中，一單個處理器可接收來自多個開關電源供應器704之多個不同電源供應電壓以為不同功率域提供功率，且在每一功率域中，電源供應電壓可隨時間改變以減小功率消耗。
當開關電源供應器704接收指示需要輸出電壓VOUT之一改變(例如，在REFctrl輸入上)之一信號712時，用於開關電源供應器704之一 內部參考電壓可改變至一新電壓。開關電源供應器704可產生自第一開關調節器級706穿過一第一電感器至一輸出之一第一電流，且可進一步產生自第二開關調節器級708穿過一第二電感器及電容器(C1)720至輸出節點之一第二電流。基於電流之極性，開關電源供應器704之輸出處之電壓VOUT(例如，處理電路之電源供應端子Vdd上之電壓)可改變。
圖8圖解說明根據一項實施例之另一實例。此實例包含一控制電路(「控制」)802及根據所示拓撲配置之一電感器及電容器網路。控制電路802可包含一或多個參考電壓，諸如VREF。舉例而言，在一項實例性實施例中，VREF經外部控制以改變輸出電壓VOUT。在某些實施例中，控制電路802可產生多個不同參考電壓(例如，VREF DC及VREF AC)用於在不同電壓下調節VOUT及VAC。控制電路802可包含耦合至節點814以接收電壓VOUT及耦合至節點812以接收電壓VAC之控制電路以控制開關調節器級之操作。下文更詳細闡述實例性控制電路。
自圖8，可看到，一第一開關調節器級806接收一輸入電壓VIN且在輸出節點814產生一輸出電壓VOUT。在此實例中，VOUT等於參考電壓VREF，但在其他實施例中，VOUT可與VREF相關(例如，經由一控制電路中之一電阻分壓器或增益級與VREF線性相關)。第一開關調節器級806(在本文中偶爾稱為「DC級」)包含開關S3及S4、一電感器LDC以及用於接通(開關短路或「閉合」)及關斷(開關開路或「斷開」)開關S3及S4之控制電路。開關S3具有耦合至用以接收輸入電壓VIN(例如，自一電源)之一節點之一第一端子。S3之一第二端子耦合至一開關節點SWDC。開關S4具有耦合至開關節點SWDC之一第一端子及耦合至用以接收一參考電壓(例如，接地或另一低側電源供應電壓)之一節點一第二端子。一第一電感器LDC具有耦合至開關節點 SWDC之一第一端子及耦合至節點814之一第二端子。
一第二開關調節器級804接收輸入電壓VIN且在輸出節點812上產生一輸出電壓VAC。第二開關調節器級804(在本文中偶爾稱為「AC級」)包含開關S1及S2、一電感器LAC以及用於接通及關斷開關S1及S2之控制電路。開關S1具有耦合至用以接收輸入電壓VIN之一節點之一第一端子。S1之一第二端子耦合至一開關節點SWAC。開關S2具有耦合至開關節點SWAC之一第一端子及耦合至用以接收接地之一節點之一第二端子。一第二電感器LAC具有耦合至開關節點SWAC之第一端子及耦合至節點812之一第二端子。開關S1至S4可使用各種技術(諸如電晶體(例如，MOS電晶體))實施。
一電容器CAC 820耦合於具有一第一電壓VOUT之第一開關調節器級806之一輸出節點814與具有一第二電壓VAC之第二開關調節器級804之一輸出節點812。輸出節點814又可耦合一輸出電容器COUT 821及負載電路850。如上文所提及，級804及806中之開關經操作以調節電壓VOUT及VAC。VOUT又可用於以自級804至CAC電容器補充之快速變動能力跨越負載電流及/或電壓之一範圍提供電壓及電流至一負載電路850。
控制電路802包含耦合至節點814之一第一回饋輸入(標記為VOUT)及耦合至節點812之一第二回饋輸入(標記為VAC)。控制電路802可包含透過電路836(例如，驅動電路及其他控制電路)耦合至開關S3及開關S4之一第一輸出以在節點814上產生一經調節電壓VOUT。類似地，控制電路802可包含透過電路834(例如，驅動電路及其他控制電路)耦合至開關S1及開關S2之一第二輸出以在節點812上產生一經調節電壓VAC。因此，控制電路802及開關級804及806調節節點814上之電壓VOUT及調節節點812上之電壓VAC。在下文所闡述之實例性實施例中，控制電路802可具有多個回饋路徑及相關聯控制電路。舉例 而言，在一項實施例中，控制電路802可包含：一第一控制電路，該第一控制電路具有耦合至節點814之一輸入及耦合至開關調節器級804以修改開關調節器級804之操作之一輸出；及一一第二控制電路，該第二控制電路具有耦合至節點812之一輸入及耦合至開關調節器級806以修改開關調節器級806之操作之一輸出。在一項實例性實施例中，控制電路802包含：一第一控制電路，該第一控制電路具有用於對節點814上之一暫態作出回應之一第一頻寬；及一第二控制電路，該第二控制電路具有用於重設節點812上之一電壓之一第二頻寬，其中該第一頻寬大於該第二頻寬。控制電路802可進一步產生多個不同參考電壓以用於調節VOUT及VAC，如下文所圖解說明。
本發明之實施例包含能夠利用高降壓比之一開關轉換器。特定實施例可在多個閉合迴路之控制下組合一DC相(LDC)中之高正電感器電流變動率與一AC相(LAC)中之高負電感器電流變動率以回應於一參考電壓步階或電流負載步階而提供快速電壓調節。DC相以一高正電流變動率及一低負電流變動率為特徵。AC相以相反情況(低正電流變動率及高負電流變動率)為特徵。
在諸多應用中，諸如如上文所提及之DVFS，可期望儘可能快速地轉變電壓(例如，以使得可儘可能緊密地遵循一處理電路之實際工作負載量變曲線以達成最大功率節省)。在某些應用中，亦可期望變動係對稱的或至少正邊緣及負邊緣具有類似速度。舉例而言，某些實例性實施例可組合DC相電流及AC相電流以支援±(Vin/L)之一對稱電流變動率。
本發明之某些實施例之特徵及優點包含一正輸出電流變動率等於負輸出電路變動率。除了此對稱變動率性質外，某些實施例亦以能夠大大增加輸出節點814之電壓變動率之一推拉及/或一拉推電流動作為特徵。
在一項實施例中，對稱電流變動率可透過將VAC節點812閉合迴路調節至等於下式之一電壓而達成VAC=A×VIN+B×VOUT+C，其中A、B及C係系統係數。係數可根據一廣泛應用範圍之所要效能經組態成各種值。舉例而言，在下文更詳細闡述之一項實施例中，係數可針對對稱回應效能設定為A=1、B=-1及C=0(亦即，VAC=VIN-VOUT)。在另一實例性實施例中，係數可經設定為A=½；B=C=0(亦即，VAC=½ VIN)。針對以下之實例，將假定A=1、B=-1及C=0，但亦可使用不同值。
圖9圖解說明針對VAC=VIN-VOUT之情形之正電流變動之圖8中之電路之一項實例性組態。圖10圖解說明針對VAC=VIN-VOUT之情形之負電流變動之圖8中之電路之一項實例性組態。在此等實例中，系統利用CAC電容器以驅迫VAC節點812上之一電壓等於VIN-VOUT。在圖9及圖10中，假定VOUT=VREF，因此，VAC在以下說明中經設定等於VIN-VREF。
如圖9中所圖解說明，跨越電感器LDC之電壓係一大正電壓(VIN-VREF)。因此，來自LDC之電感器電流正變動率係：(VIN-VREF)/L。
類似地，跨越電感器LAC之電壓係VIN-(VIN-VREF)。因此，來自LAC之電感器電流正變動率係：VREF/L。
因此，針對正變動，LDC電感器具有比LAC電感器大得多之一電壓及對應變動率。然而，兩個電感器電流之總和以下式變動上升：VREF/L+(VIN-VREF)/L=VIN/L。
圖10展示針對負電流變動之電路組態。如圖10中所圖解說明，跨越電感器LAC之電壓係一大負電壓(-(VIN-VREF))。因此，來自 LAC之電感器負電流變動率係：-(VIN-VREF)/L。
類似地，跨越電感器LDC之電壓係(-VREF)。因此，來自LAC之電感器電流負變動率係：-(VREF/L)。
如此，針對負變動，LAC電感器具有比LDC電感器大得多之一電壓及對應變動率。然而，兩個電感器電流之總和以下式變動下降：(-VREF/L)+(-(VIN-VREF)/L)=-VIN/L。
因此，在此等條件下，針對一正變動之電感器電流變動率之總和在量值上等於針對一負變動之電感器電流變動率之總和。
圖9及圖10證實節點814處之對稱變動可藉由在不同開關相期間跨越經AC耦合LDC及LAC電感器施加相等但相反電壓來達成。舉例而言，一第一開關相中(例如，當S1及S3閉合時)跨越LDC電感器之一電壓(VIN-VREF)係大約等於一第二開關相中(例如，當S2及S4閉合時)跨越LAC電感器之一電壓(VIN-VREF)。類似地，第二開關相中(S2/S4閉合)跨越LDC電感器之一電壓(-VREF)係大約等於第一開關相中(S1/S3閉合)跨越LAC電感器之一電壓(-VREF)。因此，在兩個相期間電感器電流之總和相同。
如圖9中所示，將VAC節點812電壓調節處於(VIN-VREF)允許在輸出處消除VREF項，且所得之組合電流變動率係基於VIN。類似地，如圖10中所示，跨越LAC端子施加之大負電壓-(VIN-VREF)係藉由使LAC之端子中之一者接地且將另一者連接至VAC節點812來產生。再次以閉合迴路將VAC節點812電壓調節處於(VIN-VREF)導致消除VREF項，導致基於VIN之一組合變動率。因此，在此實例中，正變動率及負變動率係獨立於輸出電壓VOUT。針對此實例性實施方案，若VAC未經調節，則VAC與(VIN-VREF)之任意偏差可使VOUT調 節降級且影響效能。
圖11展示根據一項實例性操作之針對圖8至圖10中之電路之電流及電壓波形。波形展示系統可如何對一電壓參考(VREF)步升(後續接著步降)作出回應。注意，步降回應以一初始負變動率快於一習用降壓步降開關調節器(電流快速斜降)且整體回應係對稱為特徵。
在此實例中，在穩定狀態中，迴路獨立地控制LDC及LAC電感器中之每一者之瞬時工作循環。將LDC及LAC電感器工作循環獨立控制處於穩定狀態可確保將VAC節點812電壓主動調節處於一所要電壓位準(例如，VIN-VREF)，以待下一負載步階。
在一項實例性實施例中，圖8至圖10之電路可經操作以執行推拉及拉推動作以改良系統回應。自圖11，可看到，LDC電感器電流ILDC快速斜升，但緩慢斜降。相反地，LAC電感器電流ILAC快速斜降但緩慢斜升。組合LDC電感器電流ILDC之一快速斜升後續接著LAC電感器電流ILAC之一快速斜降(稱為「推拉動作」)允許系統使饋送輸出節點814之電感器電流之總和ILDC+ILAC快速斜升及斜降以在輸出處產生一正電壓步階。圖12圖解說明圖8至圖10之電路之推拉操作。控制電路802首先起始一推動操作，此組態開關調節器804、806兩者以增加通至輸出節點814中之電流。接下來，控制電路802起始一拉動操作，此組態開關調節器804、806兩者以減少至輸出節點814中之電流。藉由將LAC電感器電流ILAC組態成快速變動下降，系統具有在輸出節點814消除先前建立於LDC電感器中之正電流之能力。
相反地，組合LAC電感器電流ILAC之一快速斜降後續接著LDC電感器電流ILDC之一快速斜升(稱為「拉推」動作)允許系統使饋送輸出節點814之電感器電流之總和ILDC+ILAC快速斜降及斜升以在輸出節點814處產生一負向電壓步階。圖13圖解說明圖8至圖10之電路之拉 推操作。控制電路802首先起始一拉動操作，此將開關調節器804、806兩者組態成減少通至輸出節點814中之電流。接下來，控制電路起始一推動操作，此將開關調節器804、806兩者組態成增加通至輸出節點814中之電流。藉由將LDC電感器電流ILDC組態成快速變動上升，系統具有在輸出節點814處消除事先建立於LAC電感器中之負電流之能力。
一推拉操作可回應於參考電壓(VREF)上之一負載事件或一正電壓步階而執行一推拉操作。推拉動作可以3步驟執行。首先，控制電路802藉由命令開關S1及S3將SWAC及SWDC節點短接至VIN來驅迫電感器電流之總和ILAC+ILDC快速變動上升。然後，在一時間延遲之後，控制電路802藉由命令開關S2及S4將SWAC及SWDC節點短接至接地來驅迫LAC及LDC電感器電流之總和ILAC+ILDC快速變動下降。最後，一旦LDC及LAC電流之總和ILAC+ILDC已返回至負載電流(例如，在圖12中設定為0)，控制電路802可驅動開關以使LAC電流ILAC儘可能快速返回至0同時維持電感器電流之總和ILAC+ILDC等於負載電流。
相反地，回應於參考電壓(VREF)上之一斷開負載事件或一負電壓步階，以3個步驟進行拉推動作。首先，控制電路802藉由命令開關S2及S4將SWAC及SWDC節點短接至接地來驅迫LAC及LDC電感器電流之總和ILAC+ILDC快速變動下降。然後，在一可能時間延遲之後，控制電路802藉由命令開關S1及S3將SWAC及SADC節點短接至VIN來驅迫LAC及LDC電感器電流之總和ILAC+ILDC快速變動上升。最後，一旦LDC及LAC電感器電流LAC及LDC之總和已返回至負載電流(例如，在圖13中設定為0)，控制電路802即驅動開關以使LAC電流ILAC儘可能快速返回至0同時維持電感器電流之總和ILAC+ILDC等於負載電流。
圖14圖解說明根據另一實例性實施例之一再充電動作。圖6及圖8中所示之電路之輸出VOUT處之暫態活動可導致VAC電壓之偏差。因此，舉例而言，本發明之實施例可包含用於重設VAC上之電壓而不影響耦合至VOUT之一負載之技術。舉例而言，回應於輸出814處之一暫態，開關調節器級804可在一第一時間週期期間產生穿過CAC電容器通至節點814之一電流(例如，正或負極性)，此在節點812處產生CAC電容器上之VAC電壓之一改變。此後，開關調節器級804可在於第一時間週期之後的一第二時間週期期間產生一CAC再充電電流(例如，相反極性)以重設通至VAC之電容器上之電壓。可藉由來自級806之電流之一對應改變而計及自級804穿過CAC電容器且通至節點814中之額外CAC再充電電流，因此負載電流不受影響。舉例而言，開關調節器級806可在相同時間週期期間產生通至第一節點之一電流，該電流至少包括具有與來自級804之CAC再充電電流大致相等之一量值及相反極性之一CAC再充電電流分量。如由下文實例所圖解說明，在一項實施例中，舉例而言，由於在不同開關相期間跨越LAC電感器之電壓，因此由開關調節器級804回應於暫態所產生之電流可具有比CAC再充電電流之變動率大得多之一變動率。在一項實例性實施例中，一控制電路可具有經由回饋輸入VAC耦合至節點812之一輸入以接收電壓VAC。控制電路之一輸出可耦合至開關調節器級806以在節點814中產生一電流分量以使節點814中之一對應電流自開關調節器級804偏移以重設節點812上之電壓VAC。
可藉由參考一對稱推拉或拉推組態中之以下實例而進一步理解CAC再充電。一推拉或一拉推動作將使CAC電容器放電且導致VAC節點812電壓與一設定值產生偏差(例如，VIN-REF)。為使CAC電容器儘可能快速放電(例如，為下一暫態作準備)，控制電路802可組態DC級806以自VOUT節點814吸取如由AC級804供應至VAC節點812之一相等 電流。以此方式，可使VOUT上之干擾最小化。如圖14中所圖解說明，控制電路802可組態AC級804以產生通至CAC電容器之頂部端子中之一正CAC再充電電流。為產生通至輸出電容器COUT中之一淨零總輸出電流，控制電路802亦可同時組態DC級806以產生自CAC電容器之底部端子輸出之一負CAC再充電電流。
圖15至圖16圖解說明針對一項實例性實施方案之推拉、拉推及再充電波形。如圖15至圖16中所示，當發生一負載暫態或輸出電壓步階事件且執行一推拉或拉推動作時，VAC電壓移動遠離所要VIN-VREF電壓。此在圖15至圖16中圖解說明為VAC下降低於其標稱值VIN-VREF。在某些應用中，可期望系統藉由使VAC節點812電壓快速返回至其VIN-VREF值來儘可能快速自一先前暫態恢復以為下一暫態作準備。
可在不干擾輸出電壓(VOUT)之調節之情況下進行VAC節點812之再放電。為完成上述情況，一電流可藉由LAC電感器供應至VAC節點812中同時具有相反極性之相同電流可藉由LDC電感器自VOUT節點814吸取。所供應電流(自LAC電感器)及所吸取電流(自LDC電感器)兩者在VOUT輸出節點814彼此消除。因此，VOUT節點814電壓不受跨越CAC電容器之電壓之變動影響。程序之再充電相在圖15至圖16中圖解說明為電感器電流ILDC及ILAC在推拉/拉推脈衝之後與其標稱值相交之點。控制電路802組態AC級804以導致LAC電感器電流ILAC繼續增加且控制電路802組態DC級806以導致LDC電感器電流ILDC繼續減少，而非返回至穩態操作。再充電動作在跨越CAC電容器之電壓使得VAC節點812電壓已返回至其標稱值之點處完成。系統然後返回至穩態。
圖17圖解說明一實施例之一項實例性實施方案。此實例性系統中之控制電路包含一AC控制區塊1702、一DC控制區塊1704、一大信 號校正區塊1706、一VREF AC產生器1710及一推拉/拉推後VAC再充電區塊1708。
AC控制區塊1702連同開關SW_AC_HS及SW_AC_LS形成一習用步降開關調節器，該習用步降開關調節器包含一參考電壓輸入VREF_AC、一回饋電壓輸入VFB及控制開關SW_AC_HS(例如，接通)之一時脈輸入CLK。AC控制區塊1702在大信號校正區塊1706非作用中時調節VAC節點1712處於VREF_AC(例如，VIN-VREF)。下文闡述當大信號校正區塊1706作用中時對VAC節點1712之調節。
DC控制區塊1704連同開關SW_DC_HS及SW_DC_LS形成一習用步降開關調節器，該習用步降開關調節器包含一參考電壓輸入VREF_DC、一回饋電壓輸入VFB及控制開關SW_DC_LS(例如，接通)之一時脈輸入CLK。當大信號校正區塊1706非作用中時，DC控制區塊1704調節VOUT節點處於VREF_DC。下文闡述當大信號校正區塊1706作用中時對VOUT節點1714之調節。
VREF AC產生器1710在AC控制區塊1702處之控制AC VREF_AC輸入處產生一VREF_AC參考電壓，且經定義為係VIN及VREF_DC之函數(亦即，f(VIN,VREF_DC))。以下係VIN及VREF_DC之一個實例性函數：VREF_AC=A×Vin+B×VREF_DC+C
A、B及C係係數。如針對上文之一項實例所述，可使用以下值：A=1、B=-1及C=0。因此，VREF_AC將接收以下電壓：VREF_AC=Vin-VREF_DC，此將組態AC級824以在VAC節點1712上維持一控制電壓VIN-VREF_DC，其中在此實例中VREF_DC=VOUT。
在此實例中，大信號校正區塊1706實施上文所闡釋之推拉及拉推動作。控制電路大信號校正區塊1706發送輸出VOUT及輸入參考 VREF_DC信號以偵測一參考或負載步階且產生一輸出以修改AC級824及DC級826之操作。在一項實施例中，可藉由產生4個電流臨限值來實施推拉及拉推：(Des_AC_pos)、(Des_AC_neg)、(Des_DC_pos)及(Des_DC_neg)。直觀地，四個電流臨限值各自表示LAC及LDC電感器電流之總和ILAC+ILDC之一所要值。使用AC及DC命名規約，此乃因對照LAC及LDC電感器輸出電流之總和ILAC+ILDC(例如，總輸出電流)比較電流臨限值之每一者且每一比較對AC級824或DC級826起作用。四個電流臨限值用於偵測調節故障，舉例而言，當電感器之電流之總和ILAC+ILDC不恰當且需要一推動或一拉動以重新建立調節時。
在此實例中，電流臨限值中之每一者可藉由一控制器1716使用誤差信號Ve'=(VOUT-VREF_DC)之一比例項、一積分項及一微分項之組合形成，如以下：
X、Y、Z係系統係數。四個電流臨限值中之每一者可藉助一不同X、Y、Z係數集產生。比例項取決於目前(瞬時)誤差，積分項取決於過去誤差之一累積，且差分向取決於對未來誤差之預測。比例、積分、微分回饋控制將一誤差值計算為一程序變數與其所要值之間的差(例如，VREF_DC-VOUT)控制器1716嘗試藉由調整控制輸入而使誤差最小化。
一狀態機1718比較電流臨限值中之每一者與電感器電流之總和Isum=(ILDC+ILAC)以觸發4種不同情形(A(推動)、B(拉動)、C(拉動)及D(推動))來執行上文所闡述之推拉及拉推動作。舉例而言，可使用電流感測電路(未展示)來感測電感器電流ILDC及ILAC。表1圖解說明用於產生一推/拉或拉/推操作之條件。
表1匯總導致推拉及拉推動作之狀態機條件。圖18圖解說明藉助情形A、B、C及D標記之推拉及拉推波形。
注意，延遲元件(圖17中未展示)可實施於狀態機中以驅迫一推拉動作中之一推動之結束與一拉動之開始之間的一延遲，亦及一拉推動作中之一拉動之結束與一推動之結束之間的一延遲。
若輸出電壓被命令步升(例如，若VREF_DC步升)，則VREF_DC將增加超過VOUT，且Des_DC_pos將大於ILDC+ILAC，此觸發情形A。在此實例中，針對至少某些特定時間週期(例如，計時器1)尚未發生情形C之一額外約束設定一推拉可接在一拉推之後之一最小時間。情形A導致將用於DC級826之VFB驅動為低，驅迫來自DC級826之一正電流變動。當在一特定時間週期內(例如，計時器2)總輸出電流Isum大於Des_AC_pos且已發生情形A(一推動)時發生一拉動(情形B)。舉例而言，然後AC級824被命令產生一負電流變動(情形B)。情形B導致將用於AC級824之VFB驅動為高，驅迫來自AC級824之一負電流變動。以此方式，形成一正電流脈衝且將其推動至輸出節點1714。脈衝持續時間與有限變動時間(±Vin/L)及針對一目標淨正變動率進行調整之事件A與事件B之間的延遲相關。
若輸出電壓被命令步降(例如，若VREF_DC步降)，則VREF_DC 將減少低於VOUT，且Des_AC_neg將小於ILDC+ILAC，此觸發情形C。在此實例中，針對至少某些特定時間週期(例如，計時器3)尚未發生情形A之一額外約束設定一拉推可接在一推拉之後之一最小時間。情形C導致將用於AC級824之VFB驅動為高，驅迫來自AC級824之一負電流變動。當在一特定時間週期(例如，計時器4)內總輸出電流Isum小於Des_DC_neg且已發生情形C(一拉動)時發生一推動(情形D)。情形D導致將用於DC級826之VFB驅動為低，驅迫來自DC級826之一正電流變動。以此方式，形成一負電流脈衝且將其自輸出節點1714拉動。脈衝持續時間取決於有限變動時間(±Vin/L)及針對一目標淨負變動率進行調整至情形C與情形D之間的延遲。
此實例性實施方案僅驅迫以最高電流變動率(沿所要求方向)為特徵之電感器來針對A、B、C及D情形中之每一者變動。然而，在另一實施例中，系統可經設計以亦驅迫具有較低電流變動率(沿所要求方向)之相反級來針對彼等4種情形中之每一者變動。
如上文所闡述，一推拉或一拉推事件將使CAC電容器放電且VAC節點1712電壓與(VIN-REF)產生偏差。為儘可能快速充電，為下一暫態作準備，ControlDC調節器可自VOUT節點1714吸取如由ControlAC調節器供應至VAC節點1712之一相等電流。自VAC節點1712至DC級826之一輸入之一控制電路1708感測VAC且修改DC級826之操作。在此實例中，電路1708在節點1714中產生一電流以使節點1714中之一對應電流自AC級偏移以重設節點1712上之電壓VAC。推拉/拉推後VAC再充電區塊1708在VOUT電壓之頂部上添加一信號(或偏移)且將總和饋送至ControlDC回饋節點。此驅迫LDC電感器吸取CAC再充電電流，如上文所闡述。在此實例中，經添加信號具有PID形式且如下產生：
其中X、Y及Z係此再充電功能特有之係數且可經設定以匹配ControlAC開關調節器824之轉移函數。在此實例中，推拉/拉推後VAC再充電區塊1708包含一誤差放大器AMP，該誤差放大器AMP接收VREF_AC(例如，VAC節點1712之所要值，VIN-VREF)及VAC(例如，VAC節點1712處置實際電壓)且產生一誤差信號Ve。比例、積分及微分項可經判定及組合以在DC級826回饋迴路中產生適當信號以驅動ControlDC區塊1704之回饋輸入，該回饋輸入繼而驅動開關SW_DC_HS及SW_DC_LS以吸取一電流以使用於使CAC電容器再充電之電流偏移。
各種實施例可擴展至各種形式之多相架構。如針對一習用步降調節器，一多相架構呈現數個優點，諸如：1)減少個別功率開關及電感器之電流位準；2)當操作時，提供較高電流變動率及較低電壓漣波。
圖19展示一第一多相實施方案實例，其中N個AC電感器L連接至節點VAC且M個DC電感器L連接至VOUT輸出節點1914。特定而言，實施方案包含N個AC相PHASE AC1至PHASE ACN，及M個DC相PHASE DC1至PHASE DCM。AC相及DC相中之每一者如1904處所示實施。注意，每一電感器L可具有一不同電感值。
圖20展示一第二多相實施方案實例，其中N個AC電感器連接至N個VAC節點2012-1至2012-N，且M個DC電感器連接至VOUT輸出節點2014。特定而言，實施方案包含N個AC相PHASE AC1至PHASE ACN，及M個DC相PHASE DC1至PHASE DCM。AC相及DC相中之每一者如2004處所示實施。注意，每一電感器L可具有一不同電感值。
圖21展示具有N個AC電感器及M個DC電感器之K個群組之一第三 多相實施方案實例。每一DC電感器連接至一VOUT輸出節點2114。N個AC電感器之K個群組中之每一者連接至VAC節點2112-1至2112-K中一各別者。K個節點2112中之每一者由電容器CAC1至CACK中之一各別者連接至VOUT輸出節點2114。特定而言，實施方案包含N×K個AC相PHASE AC11至PHASE ACNK，及M個DC相PHASE DC1至PHASE DCM。AC相及DC相中之每一者如2104處所示實施。注意，每一電感器L可具有一不同電感值。在某些實施例中，AC相之K個群組可包含不同數目個PHASE AC。
圖22圖解說明另一實例性實施例。此實例中所示之系統包含兩個電流輸入/電流輸出開關調節器級PHASE AC 2202及PHASE DC 2204、具有耦合至VAC節點2212之一輸入之一第一控制電路包含放大器2206A及PID元件(比例、積分及微分求和元件)2208A、具有耦合至VOUT節點2214之一輸入之一第二控制電路包含放大器2206B及PID元件2208B及具有耦合至VOUT節點2214之一輸入之一第三控制電路包含放大器2206C及PID元件2208C。第一控制電路之一輸出與求和元件2210A中之第二控制電路之一輸出組合且耦合至級PHASE AC 2202之一輸入。第一控制電路之一輸出與求和元件2210B中之第三控制電路之一輸出組合且耦合至級PHASE DC 2204之一輸入。PHASE AC 2202之VAC輸出節點2212透過一電容器CAC連接至PHASE DC 2204之VOUT輸出節點2214。VOUT輸出節點2214亦透過一電容器COUT連接至系統接地。每一開關調節器級2202、2204分別包含額外控制電路2216及2218、兩個功率開關S1、S2及S3、S4及一輸出電感量LAC及LDC。
PHASE AC開關調節器2202之電流命令係兩個分量之總和：VOUT與VREF_DC之間的差(由放大器2206B放大且然後由PID元件2208B處理)及VAC與VREF_AC之間的差(由放大器2206A放大且由PID 元件2208A處理)。自VOUT節點2214至級PHASE AC及PHASE DC之輸入之第二控制電路及第三控制電路可經組態以具有用於對VOUT節點2214上之一暫態作出回應之一寬頻寬。舉例而言，自VAC節點2212至級PHASE AC及PHASE DC之第一控制電路可經組態以具有比第二及第三控制電路低之一頻寬以用於經由CAC電容器再充電重設節點2212上之VAC電壓。舉例而言，VAC節點2212之間的第一控制電路進一步產生一CAC再充電電流(例如，經由通至級2202之2210A處之一加法信號)及一對應相反電流分量(例如，經由通至級2204之2210B處之一減法信號)兩者以使電流自級2202偏移以重設CAC電容器上之電壓而不影響負載電流。
PHASE DC開關調節器2204之電流命令係兩個分量之間的差：(i)首先，VOUT與VREF_DC之間的一差(由放大器2206C放大且然後由PID元件2208C處理)及(ii)其次，VAC與VREF_AC之間的一差(由放大器2206A放大且然後由PID元件2208A處理)。注意，每一PID元件2208可使用針對線性、微分、積分及積分常數參數之一不同參數集。類似地，三個放大器2206中之每一者可設立有一不同增益項。
圖22之實施例提供一極其線性回應且在需要時藉由提供一推拉及推拉動作而達成對VOUT輸出節點2214之一快速及對稱調節。此實施方案之線性性質使其極其容易穩定化。注意，此實施方案可容易轉換成電壓模式及/或多相。
進一步說明性實例及實施例
上文所闡述技術可適用於廣泛範圍之實施方案及實施例。舉例而言，在一項實施例中，本發明包含一電子電路，該電子電路包括：一第一開關調節器級，其用以接收一第一輸入電壓且在一第一節點上產生一第一電壓；一第二開關調節器級，其用以接收該第一輸入電壓且在一第二節點上產生一第二電壓；及一電容器，其包括耦合至該第 一節點之一第一端子及耦合至該第二節點之一第二端子，其中該第一開關調節器級及該第二開關調節器級經組態以調節該第一節點上之該第一電壓且調節該第二節點上之該第二電壓。
在一項實施例中，該第一節點上之該第一電壓不同於該第二節點上之該第二電壓。
在一項實施例中，該第一開關調節器級以一第一工作循環操作且該第二開關調節器級以大於該第一工作循環之一第二工作循環操作。
在一項實施例中，該第一輸入電壓大於該第二節點上之該第二電壓，且其中該第二節點上之該第二電壓大於該第一節點上之該第一電壓。
在一項實施例中，該第二節點上之該第二電壓大約等於一第一係數乘以該第一輸入電壓、一第二係數乘以該第一節點上之該第一電壓及一常數之一總和。
在一項實施例中，該第二節點上之該第二電壓大約等於該第一輸入電壓之一半。
在一項實施例中，該第二節點上之該第二電壓大約等於該第一輸入電壓與該第一節點上之該第一電壓之間的一差。
在一項實施例中，該第一開關調節器級包括一第一電感器且該第二開關調節器級包括一第二電感器，其中一第一開關相中跨越該第一電感器之一電壓大約等於一第二開關相中跨越該第二電感器之一電壓且該第二開關相中跨越該第一電感器之一電壓大約等於該第一開關相中跨越該第二電感器之一電壓。
在一項實施例中，該第一開關調節器級包括經組態於一第三節點與一第一開關節點之間的一第一開關，其中該第三節點經組態以接收該第一輸入電壓；經組態於該第一開關節點及一第四節點之間的一 第二開關，其中該第四節點經組態以接收一參考電壓；及經組態於該第一開關節點與該第一節點之間的一第一電感器。此外，第二開關調節器級包括：經組態於一第五節點與一第二開關節點之間的一第三開關，其中該第五節點經組態以接收該第一輸入電壓；經組態於該第二開關節點與一第六節點之間的一第四開關，其中該第六節點經組態以接收該參考電壓；及經組態於該第二開關節點與該第二節點之間的一第二電感器。該電路進一步包括一控制電路，該控制電路包括：耦合至該第一節點之一第一輸入；耦合至該第二節點之一第二輸入；耦合至該第一開關及該第二開關以調節該第一節點上之該第一電壓之一第一輸出；及耦合至該第三開關及該第四開關以調節該第二節點上之該第二電壓之一第二輸出。
在一項實施例中，該電路進一步包括一第二電容器及一負載電路，其中該第二電容器及該負載電路經組態於該第一節點與一參考電壓之間。
在一項實施例中，該電路進一步包括具有耦合至該第一節點之一電源供應輸入之一處理器，其中該第一節點上之該第一電壓基於該處理器之一工作負載而改變。
在一項實施例中，該第二節點上之該第二電壓係基於該第一節點上之該第一電壓以使得由該第一開關調節器級及該第二開關調節器級產生之該第一節點處之一變動率獨立於該第一節點上之該第一電壓。
在一項實施例中，該第一開關調節器級包括一第一電感器且該第二開關調節器級包括一第二電感器，其中該第一電感器中之一第一正電流變動率與該第二電感器之一第二正變動率之一總和等於該第一電感器中之一第一負電流變動率與該第二電感器之一第二負變動率之一總和之一量值。
在一項實施例中，該第一開關調節器級在一第一時間週期期間將一第一電流推動至該第一節點，且其中該第二開關調節器級在該第一時間週期之後的一第二時間週期期間自該第一節點拉動具有大約等於該第一電流之一量值之一第二電流穿過該電容器。
在一項實施例中，該第二開關調節器級在一第一時間週期期間自該第一節點拉動一第一電流穿過該電容器，且其中該第一開關調節器級在該第一時間週期之後之一第二時間週期期間將具有大約等於該第一電流之一量值之一第二電流推動至該第一節點。
在一項實施例中，該第二開關調節器級在一第一時間週期期間產生穿過該電容器至該第一節點之具有一第一極性之一第一電流，且根據該第一電流，在該第二節點處改變該電容器上之一電壓，其中該第二開關調節器級在該第一時間週期之後之一第二時間週期期間產生具有與該第一極性相反之一第二極性之一第二電流以將該電容器上之該電壓重設為該第二電壓，且其中該第一開關調節器級在該第二時間週期期間產生通至該第一節點之一第三電流，該第三電流至少包括具有與該第二電流大約相等之一量值且相反之極性之一電流分量。
在一項實施例中，該第一電流具有一第一變動率且該第三電流具有一第二變動率，且其中該第一變動率大於該第二變動率。
在一項實施例中，DC負載電流由該第一開關調節器級提供至該第一節點且其中AC電流由該第二開關調節器級穿過該電容器提供至該第一節點。
在一項實施例中，電路進一步包括一控制電路，其中該控制電路包括一第一電路及一第二電路，其中該第一電路具有耦合至該第一節點之一輸入及耦合至該第二開關調節器級以修改該第二開關調節器級之操作之一輸出，且其中該第二電路具有耦合至該第二節點之一輸入及耦合至該第一開關調節器級以修改該第一開關調節器級之操作之 一輸出。
在一項實施例中，電路進一步包括一控制電路，其中該控制電路包括一第一電路及一第二電路，其中該第一電路具有用於對該第一節點上之一暫態作出回應之一第一頻寬且該第二電路具有用於重設該第二節點上之一電壓之一第二頻寬，其中該第一頻寬大於該第二頻寬。
在一項實施例中，電路進一步包括一控制電路，該控制電路具有：一輸入，其耦合至該第二節點以接收該第二電壓；及一輸出，其耦合至該第一開關調節器級以在該第一節點中產生一電流以使該第一節點中之一對應電流自該第二開關調節器級偏移以重設該第二節點上之該第二電壓。
在一項實施例中，電路進一步包括一控制電路，其中該控制電路使用一第一參考電壓調節該第一節點上之該第一電壓，且其中該控制電路使用一第二參考電壓調節該第二節點上之該第二電壓。
在一項實施例中，該第二參考電壓係至少基於該第一參考電壓而產生。
在一項實施例中，電路進一步包括一控制電路，其中該控制電路包括用於調節該第一節點上之該第一電壓之一第一參考電壓及用於調節該第二節點上之該第二電壓之一第二參考電壓，其中該第二參考電壓大於該第一參考電壓。
在另一實施例中，本發明包含一電路，該電路包括：一第一開關，其具有一第一輸入端子及耦合至一第一開關節點之一第二端子；一第二開關，其具有耦合至該第一開關節點之一第一端子及一第二端子；一第一電感器，其具有耦合至該第一開關節點之一第一端子及耦合至一第一輸出節點之一第二端子；一第三開關，其具有一第一輸入端子及耦合至一第二開關節點之一第二端子；一第四開關，其具有耦 合至該第二開關節點之一第一端子及一第二端子；一第二電感器，其具有耦合至該第二開關節點之一第一端子及耦合至一第二輸出節點之一第二端子；一電容器，其具有耦合至該第一輸出節點之一第一端子及耦合至該第二輸出節點之一第二端子；及一控制電路，其包括耦合至該第一輸出節點之一第一輸入、耦合至該第二輸出節點之一第二輸入，其中該控制電路控制該第一開關及該第二開關以在該第一輸出節點上產生一經調節第一電壓，且其中該控制電路控制該第三開關及該第四開關以在該第二輸出節點上產生一經調節第二電壓。
一項實施例包含一設備，該設備包括耦合至一輸出節點之一第一開關調節器級；透過一電容器耦合至該輸出節點之一第二開關調節器級，該電容器具有耦合至該輸出節點之一第一端子及耦合至該第二開關調節器級之一第二端子，其中該第一開關調節器級具有耦合至該電容器之一第一端子之一回饋輸入且該第二開關調節器級具有耦合至該電容器之該第二端子之一第二回饋輸入。該等級經組態以控制該輸出節點上之一電壓以控制該電容器之該第二端子上之一電壓。
另一實施例包含一設備，該設備包括：一第一開關調節器級，其具有用以接收一輸入電壓之一輸入，該第一開關調節器級耦合至一輸出節點，該第一開關調節器級具有用以控制該輸出節點上之電壓之一第一控制迴路；一第二開關調節器級，其具有用以接收該輸入電壓之一輸入，該第二開關調節器級透過一電容器耦合至該輸出節點，該電容器具有耦合至該輸出節點之一第一端子及耦合至該第二開關調節器級之一第二端子，該第二開關調節器級具有用以控制該電容器之該第二端子上之電壓之一第二控制迴路，其中該第一控制迴路將該輸出節點上之該電壓維持處於一第一電壓，且其中該第二控制迴路將該電容器之該第二端子上之該電壓維持處於隨該輸入電壓及該第一電壓而變之一第二電壓。
在另一實施例中，本發明包含開關調節器方法(程序)。儘管在所闡述實施例中，本文中之程序及方法之元件呈現於一項配置中，其他實施例可以其他配置為特徵。舉例而言，在各種實施例中，程序之某些或所有元素可基於應用以一不同次序、同時地及類似地執行，如熟習此項技術者所理解。另外，程序之某些或所有元素可自動執行，亦即，無需人力介入。
一種方法包括：透過一第一開關調節器級耦合一第一輸入電壓以在一第一節點上產生一第一電壓，透過一第二開關調節器級耦合該第一輸入電壓以在一第二節點上產生一第二電壓，其中該第一節點藉由一電容器耦合至該第二節點，及調節該第一節點上之該第一電壓及該第二節點上之該第二電壓。
在一項實施例中，調節該第一節點上之該第一電壓及該第二節點上之該第二電壓包括：感測該第一電壓及該第二電壓；控制經組態於該第一輸入電壓與一第一開關節點之間的一第一開關及經組態於該第一開關節點與一參考電壓之間的一第二開關，以將一第一電感器之一第一端子選擇性地耦合於該第一輸入電壓與該參考電壓之間以調節該第一節點上之該第一電壓，其中該第一電感器之一第二端子耦合至該第一節點；及控制經組態於該第一輸入電壓與一第二開關節點之間的一第三開關及經組態於該第二開關節點與該參考電壓之間的一第四開關，以將一第二電感器之一第一端子選擇性地耦合於該第一輸入電壓與該參考電壓之間以調節該第二節點上之該第二電壓，其中該第二電感器之一第二端子耦合至該第二節點。
在一項實施例中，該方法進一步包括：將一輸出電流提供至耦合至該第一節點之一負載電流及將該第一電壓儲存於耦合至該第一節點之一第二電容器上，其中該第二電容器及該負載電流經組態於該第一節點與一參考電壓之間。
在一項實施例中，該方法進一步包括：基於具有耦合至該第一節點之一電源供應輸入之處理器之一工作負載，改變該第一節點上之該第一電壓。
在一項實施例中，該方法進一步包括：藉由該第二開關調節器級，在一第一時間週期期間產生穿過該電容器至該第一節點之具有一第一極性之一第一電流，且根據該第一電流，在該第二節點處改變該電容器上之一電壓；藉由該第二開關調節器級，在該第一時間週期之後之一第二時間週期期間產生具有與該第一極性相反之一第二極性之一第二電流以將該電容器上之該電壓重設為該第二電壓；及藉由該第一開關調節器級，在該第二時間週期期間產生通至該第一節點之一第三電流，該第三電流至少包括具有與該第二電流大約相等之一量值且相反之極性之一電流分量。
在一項實施例中，該方法進一步包括：將該第一節點上之該第一電壓耦合至一第一控制電路之一輸入，該第一控制電路修改該第二調節器級之操作；及將該第二節點上之該第二電壓耦合至一第二控制電路之一輸入，該第二控制電路修改該第一開關調節器級之操作。
在一項實施例中，該方法進一步包括：將該第一節點上之該第一電壓耦合至一第一電路之一輸入及將該第二節點上之該第二電壓耦合至一第二電路之一輸入，其中該第一電路具有用於對該第一節點上之一暫態作出回應之一第一頻寬且該第二電路具有用於重設該第二節點上之一電壓之一第二頻寬，其中該第一頻寬大於該第二頻寬。
在一項實施例中，該方法進一步包括：將該第二節點上之該第二電壓耦合至一控制電路之一輸入，該控制電路控制該第一開關調節器級以在該第一節點中產生一電流以使該第一節點中之一對應電流自該第二開關調節器級偏移以重設該第二節點上之該第二電壓。
在一項實施例中，該方法進一步包括：產生一第一參考電壓以 控制該第一節點上之該第一電壓；及產生一第二參考電壓以控制該第二節點上之該第二電壓，其中該第二參考電壓大於該第一參考電壓。
在一項實施例中，該第二參考電壓基於該第一參考電壓及該第一輸入電壓而產生。
圖23圖解說明另一實例性程序。參考圖23，程序可在2302處包含：接收來自一處理器之一第一信號，該第一信號對應於提供一電源供應電壓至該處理器之一開關電源供應器之一所要電壓輸出。程序可在2304處包含：改變用於該開關電源供應器之一參考電壓。在2306處，該程序包含：回應於該改變該參考電壓，產生自該開關電源供應器中之一第一開關調節器級至一輸出節點之一第一電流。在2308處，程序包含：回應於該改變該參考電壓，產生自該開關電源供應器中之一第二開關調節器級穿過一電容器至該輸出節點之一第二電流，其中該第二電流之極性與該第一電流相反，且其中該第二電流自該第一電流延遲。
參考圖24，程序可在2402處包含：接收一第一信號，該第一信號對應於提供一電源供應電壓至一系統之一開關電源供應器之一所要電壓輸出，該第一開關電源供應器包括一第一開關調節器級及一第二開關調節器級。程序在2404處可包含：回應於該第一信號而改變用於該開關電源供應器之一參考電壓。程序可在2406處包含：產生自該第一開關調節器級至一輸出節點之一第一電流，其中該第一電流係基於該改變該參考電壓及基於該輸出節點上之一電壓而產生。該程序可在2408處包含：產生自該第二開關調節器級穿過一電容器至該輸出節點之一第二電流，其中該第二電流係基於該改變該參考電壓及基於該第二開關調節器級與該電容器之間的一節點上之一電壓而產生。
參考圖25，程序可在2502處包含：接收一第一信號，該第一信號對應於提供一電源供應電壓至一系統之一開關電源供應器之一所要 電壓輸出，該第一開關電源供應器包括一第一開關調節器級及一第二開關調節器級。程序在2504處可包含：回應於該第一信號，改變用於該開關電源供應器之一參考電壓。程序可在2506處包含：產生自該第一開關調節器級至一輸出節點之一第一電流，其中該第一電流係基於耦合至該第一開關調節器級之一第一回饋信號而產生。程序可在2508處包含：產生自該第二開關調節器級穿過至少一個電容器至輸出節點之一第二電流，其中該第二電流係基於耦合至該第二開關調節器級之一第二回饋信號而產生。
參考圖26，程序在2602處可包含：在一第一開關調節器級中接收一輸入電壓。程序可在2604處包含：在一第二開關調節器級中接收該輸入電壓。程序可在2606處包含：控制該第一開關調節器級以產生穿過一第一電感器之一第一電流以在一輸出節點上維持一第一電壓。程序可在2608處包含：控制該第二開關調節器級以產生穿過一第二電感器及一電容器之一第二電流以在該第二電感器與該電容器之間的一節點上維持一第二電壓。
在一項實施例中，該第一開關調節器級產生該第一電流且該第二開關調節器級回應於一參考信號之一改變而產生該第二電流。
在一項實施例中，該第一開關調節器級產生該第一電流及該第二開關調節器級回應於一負載電流之一改變而產生該第二電流。
在一項實施例中，該方法進一步包括：控制該第一開關調節器級以產生一第一電容器再充電電流及控制該第二開關調節器級以產生一第二電容器再充電電流，其中該第一電容器再充電電流及該第二電容器再充電電流之總和大約係零。
另一實施例包含一設備，該設備包括：一第一開關調節器級，其包括一第一控制迴路；一第二開關調節器級，其包括一第二控制迴路；及一電容器。該第二開關調節器級之一輸出透過該電容器耦合至 該第一開關調節器級之一輸出，且該第一控制迴路控制該第一開關調節器之輸出處之一電壓且該第二控制迴路控制該第二開關調節器之輸出處之一電壓。
在一項實施例中，該第一控制迴路包括用於設定該第一開關調節器級之輸出上之一第一電壓之一第一參考電壓，且其中該第二控制迴路包括用於設定該第二開關調節器級之輸出上之一第二電壓之一第二參考電壓，其中該等第一及第二電壓跨越該電容器確立一電壓差。
在一項實施例中，該第一控制迴路包括用於引起一第一偏移以在該第一開關調節器級中產生一第一電流之一第一電路，且其中該第二控制迴路包括用於引起一第二偏移以在該第二開關調節器級中產生一第二電流，其中該等第一及第二偏移係回應於一負載電流之一改變或回應於觸發第一開關調節器之輸出處之電壓之一改變之一信號而引起。
另一實施例包含一設備，該設備包括：一第一開關調節器級，其包括一第一控制迴路；一第二開關調節器級，其包括一第二控制迴路，該第二控制迴路具有透過一電容器耦合至該第一開關調節器級之一輸出，且其中該第一控制迴路控制該第一開關調節器級之輸出處之一電壓且該第二控制迴路控制該第二開關調節器級之輸出處之一電壓，其中，回應於一負載電流之一改變或回應於該第一開關調節器級之輸出處之電壓之一改變，該第一開關調節器級產生具有一第一極性之通至一負載之一第一電流且該第二開關調節器級在一延遲之後產生具有與該第一極性相反之一第二極性之通至該負載之一第二電流。
本發明之特徵及態樣可實施於數位電子電路中或電腦硬體、韌體、軟體中或其組合中。本發明之特徵(諸如控制演算法)可實施於有形地體現於一機器可讀儲存裝置中供一可程式化處理器執行之一電腦程式產品中；本發明之某些方法步驟可藉由一可程式化處理器來執 行，該可程式化處理器藉由操作輸入資料並產生輸出來執行一程式指令以執行本發明之功能。本發明之特徵及態樣可有利地實施於可在一可程式化系統上執行的一或多個電腦程式中，該可程式化系統包含至少一個可程式化處理器(其經耦合以自一資料儲存系統接收資料及指令且將資料及指令傳輸到該資料儲存系統)、至少一個輸入裝置及至少一個輸出裝置。每一電腦程式可以一高階程序或物件導向程式設計語言，或以組合或機械語言(若期望)實施；且在任何情形中，語言可係一編譯或解譯語言。合適之處理器包括(舉例而言)通用及專用微處理器兩者。一般而言，一處理器將自一唯讀記憶體及/或一隨機存取記憶體接收指令及資料。一般而言，一電腦可包含用於儲存資料檔案之一或多個大量儲存裝置；此等裝置包含：磁碟(諸如，內部硬磁碟及可抽換式磁碟)；一磁光碟；及光碟。適合於有形地體現電腦程式指令及資料之儲存裝置包含揮發性或非揮發性記憶體，其包含：(舉例而言)半導體記憶體裝置(例如，EPROM、EEPROM及快閃記憶體裝置)；磁碟(諸如，內部硬磁碟及可抽換式磁碟)；磁光碟；及CD-ROM磁碟。舉例而言，前述者中之任一者皆可由ASIC(特殊應用積體電路)進行補充或併入於ASIC中。
上述說明圖解說明各種實施例連同該等實施例之態樣可如何實施之實例。上述實例及實施例不應被認為係唯一的實施例，且經呈現以圖解說明如由以下申請專利範圍界定之各種實施例之靈活性及優點。基於上述揭示內容及以下申請專利範圍，其他配置、實施例、實施方案及等效內容對於熟習此項技術者將是顯而易見的且可在不背離如由申請專利範圍界定之實施例之精神及範疇之情況下採用。
602‧‧‧第一開關調節器級/開關調節器級/級
604‧‧‧第二開關調節器級/開關調節器級/級
606‧‧‧電路/控制電路
608‧‧‧電路/控制電路
610‧‧‧輸出節點/節點
612‧‧‧節點
620‧‧‧電容器
C1‧‧‧電容器
FB1‧‧‧回饋輸入
FB2‧‧‧第二回饋輸入/回饋輸入
VAC‧‧‧電壓/輸出電壓/第二電壓/第二回饋輸入/經調節電壓
VIN‧‧‧輸入電壓
VOUT‧‧‧輸出電壓/電壓/經調節電壓/第一電壓/第一回饋輸入/電源供應電壓/電壓輸出/輸出
VREF‧‧‧參考電壓/電壓參考

Claims (33)

  1. 一種電子電路，其包括：一第一開關調節器級，其用以接收一第一輸入電壓且在一第一節點上產生一第一電壓；一第二開關調節器級，其用以接收該第一輸入電壓且在一第二節點上產生一第二電壓；及一電容器，其包括耦合至該第一節點之一第一端子及耦合至該第二節點之一第二端子；其中該第一開關調節器級及該第二開關調節器級經組態以調節該第一節點上之該第一電壓且調節該第二節點上之該第二電壓。
  2. 如請求項1之電子電路，其中該第一開關調節器級以一第一工作循環操作且該第二開關調節器級以大於該第一工作循環之一第二工作循環操作。
  3. 如請求項1之電子電路，其中該第一輸入電壓大於該第二節點上之該第二電壓，且其中該第二節點上之該第二電壓大於該第一節點上之該第一電壓。
  4. 如請求項1之電子電路，其中該第二節點上之該第二電壓大約等於該第一輸入電壓與該第一節點上之該第一電壓之間的一差。
  5. 如請求項1之電子電路，其中該第一開關調節器級包括一第一電感器且該第二開關調節器級包括一第二電感器，其中跨越一第一開關相中之該第一電感器之一電壓大約等於跨越一第二開關相中之該第二電感器之一電壓，且跨越該第二開關相中之該第一電感器之一電壓大約等於跨越該第一開關相中之該第二電感器之一電壓。
  6. 如請求項1之電子電路，該第一開關調節器級包括：一第一開關，其經組態於一第三節點與一第一開關節點之間，其中該第三節點經組態以接收該第一輸入電壓；一第二開關，其經組態於該第一開關節點與一第四節點之間，其中該第四節點經組態以接收一參考電壓；及一第一電感器，其經組態於該第一開關節點與該第一節點之間，該第二開關調節器級包括：一第三開關，其經組態於一第五節點與一第二開關節點之間，其中該第五節點經組態以接收該第一輸入電壓；一第四開關，其經組態於該第二開關節點與一第六節點之間，其中該第六節點經組態以接收該參考電壓；及一第二電感器，其經組態於該第二開關節點與該第二節點之間，且該電子電路進一步包括一控制電路，該控制電路包括耦合至該第一節點之一第一輸入、耦合至該第二節點之一第二輸入、耦合至該第一開關及該第二開關以調節該第一節點上之該第一電壓之一第一輸出，及耦合至該第三開關及該第四開關以調節該第二節點上之該第二電壓之一第二輸出。
  7. 如請求項1之電子電路，其進一步包括具有耦合至該第一節點之一電源供應輸入之一處理器，其中該第一節點上之該第一電壓基於該處理器之一工作負載而改變。
  8. 如請求項1之電子電路，其中該第一開關調節器級包括一第一電感器且該第二開關調節器級包括一第二電感器，其中該第一電感器中之一第一正電流變動率與該第二電感器之一第二正變動率之一總和等於該第一電感器中之一第一負電流變動率與該第 二電感器之一第二負變動率之一總和之一量值。
  9. 如請求項1之電子電路，其中該第一開關調節器級在一第一時間週期期間將一第一電流推動至該第一節點，且其中該第二開關調節器級在該第一時間週期之後之一第二時間週期期間自該第一節點拉動具有大約等於該第一電流之一量值之一第二電流穿過該電容器。
  10. 如請求項1之電子電路，其中該第二開關調節器級在一第一時間週期期間自該第一節點拉動一第一電流穿過該電容器，且其中該第一開關調節器級在該第一時間週期之後之一第二時間週期期間將具有大約等於該第一電流之一量值之一第二電流推動至該第一節點。
  11. 如請求項1之電子電路，其中該第二開關調節器級在一第一時間週期期間產生穿過該電容器至該第一節點之具有一第一極性之一第一電流，且根據該第一電流，在該第二節點處改變該電容器上之一電壓，其中該第二開關調節器級在該第一時間週期之後之一第二時間週期期間產生具有與該第一極性相反之一第二極性之一第二電流以將該電容器上之該電壓重設為該第二電壓，且其中該第一開關調節器級在該第二時間週期期間產生通至該第一節點之一第三電流，該第三電流至少包括具有與該第二電流大約相等之一量值且相反之極性之一電流分量。
  12. 如請求項1之電子電路，其中DC負載電流由該第一開關調節器級提供至該第一節點且其中AC電流由該第二開關調節器級穿過該電容器提供至該第一節點。
  13. 如請求項1之電子電路，其進一步包括一控制電路，其中該控制電路包括一第一電路及一第二電路，其中該第一電路具有耦合至該第一節點之一輸入及耦合至該第二開關調節器級以修改該 第二開關調節器級之操作之一輸出，且其中該第二電路具有耦合至該第二節點之一輸入及耦合至該第一開關調節器級以修改該第一開關調節器級之操作之一輸出。
  14. 如請求項1之電子電路，其進一步包括一控制電路，其中該控制電路包括一第一電路及一第二電路，其中該第一電路具有用於對該第一節點上之一暫態作出回應之一第一頻寬且該第二電路具有用於重設該第二節點上之一電壓之一第二頻寬，其中該第一頻寬大於該第二頻寬。
  15. 如請求項1之電子電路，其進一步包括一控制電路，該控制電路具有：一輸入，其耦合至該第二節點以接收該第二電壓；及一輸出，其耦合至該第一開關調節器級以在該第一節點中產生一電流以使該第一節點中之一對應電流自該第二開關調節器級偏移以重設該第二節點上之該第二電壓。
  16. 一種方法，其包括：透過一第一開關調節器級耦合一第一輸入電壓以在一第一節點上產生一第一電壓；透過一第二開關調節器級耦合該第一輸入電壓以在一第二節點上產生一第二電壓，其中該第一節點藉由一電容器耦合至該第二節點；及調節該第一節點上之該第一電壓及該第二節點上之該第二電壓。
  17. 如請求項16之方法，其中該第一開關調節器級以一第一工作循環操作且該第二開關調節器級以大於該第一工作循環之一第二工作循環操作。
  18. 如請求項16之方法，其中該第一輸入電壓大於該第二節點上之該第二電壓，且其中該第二節點上之該第二電壓大於該第一節 點上之該第一電壓。
  19. 如請求項16之方法，其中該第二節點上之該第二電壓大約等於該第一輸入電壓與該第一節點上之該第一電壓之間的一差。
  20. 如請求項16之方法，其中該第一開關調節器級包括一第一電感器且該第二開關調節器級包括一第二電感器，其中跨越一第一開關相中之該第一電感器之一電壓大約等於跨越一第二開關相中之該第二電感器之一電壓，且跨越該第二開關相中之該第一電感器之一電壓大約等於跨越該第一開關相中之該第二電感器之一電壓。
  21. 如請求項16之方法，其中調節該第一節點上之該第一電壓及該第二節點上之該第二電壓包括：感測該第一電壓及該第二電壓；控制經組態於該第一輸入電壓與一第一開關節點之間的一第一開關及經組態於該第一開關節點與一參考電壓之間的一第二開關，以將一第一電感器之一第一端子選擇性地耦合於該第一輸入電壓與該參考電壓之間以調節該第一節點上之該第一電壓，其中該第一電感器之一第二端子耦合至該第一節點；及控制經組態於該第一輸入電壓與一第二開關節點之間的一第三開關及經組態於該第二開關節點與該參考電壓之間的一第四開關，以將一第二電感器之一第一端子選擇性地耦合於該第一輸入電壓與該參考電壓之間以調節該第二節點上之該第二電壓，其中該第二電感器之一第二端子耦合至該第二節點。
  22. 如請求項16之方法，其進一步包括：基於具有耦合至該第一節點之一電源供應輸入之處理器之一工作負載，改變該第一節點上之該第一電壓。
  23. 如請求項16之方法，其中該第一開關調節器級包括一第一電感 器且該第二開關調節器級包括一第二電感器，其中該第一電感器中之一第一正電流變動率與該第二電感器之一第二正變動率之一總和等於該第一電感器中之一第一負電流變動率與該第二電感器之一第二負變動率之一總和之一量值。
  24. 如請求項16之方法，其中該第一開關調節器級在一第一時間週期期間將一第一電流推動至該第一節點，且其中該第二開關調節器級在該第一時間週期之後的一第二時間週期期間自該第一節點拉動具有大約等於該第一電流之一量值之一第二電流穿過該電容器。
  25. 如請求項16之方法，其中該第二開關調節器級在一第一時間週期期間自該第一節點拉動一第一電流穿過該電容器，且其中該第一開關調節器級在該第一時間週期之後之一第二時間週期期間將具有大約等於該第一電流之一量值之一第二電流推動至該第一節點。
  26. 如請求項16之方法，其進一步包括：藉由該第二開關調節器級，在一第一時間週期期間產生穿過該電容器至該第一節點之具有一第一極性之一第一電流，且根據該第一電流，在該第二節點處改變該電容器上之一電壓；藉由該第二開關調節器級，在該第一時間週期之後之一第二時間週期期間產生具有與該第一極性相反之一第二極性之一第二電流以將該電容器上之該電壓重設為該第二電壓；及藉由該第一開關調節器級，在該第二時間週期期間產生通至該第一節點之一第三電流，該第三電流至少包括具有與該第二電流大約相等之一量值且相反之極性之一電流分量。
  27. 如請求項16之方法，其中由該第一開關調節器級將DC負載電流提供至該第一節點且其中由該第二開關調節器級穿過該電容器 將AC電流提供至該第一節點。
  28. 如請求項16之方法，其進一步包括：將該第一節點上之該第一電壓耦合至一第一控制電路之一輸入，該第一控制電路修改該第二調節器級之操作；及將該第二節點上之該第二電壓耦合至一第二控制電路之一輸入，該第二控制電路修改該第一開關調節器級之操作。
  29. 如請求項16之方法，其進一步包括：將該第一節點上之該第一電壓耦合至一第一電路之一輸入；及將該第二節點上之該第二電壓耦合至一第二電路之一輸入，其中該第一電路具有用於對該第一節點上之一暫態作出回應之一第一頻寬且該第二電路具有用於重設該第二節點上之一電壓之一第二頻寬，其中該第一頻寬大於該第二頻寬。
  30. 如請求項16之方法，其進一步包括：將該第二節點上之該第二電壓耦合至一控制電路之一輸入，該控制電路控制該第一開關調節器級以在該第一節點中產生一電流以使該第一節點中之一對應電流自該第二開關調節器級偏移以重設該第二節點上之該第二電壓。
  31. 如請求項16之方法，其進一步包括：產生一第一參考電壓以控制該第一節點上之該第一電壓；及產生一第二參考電壓以控制該第二節點上之該第二電壓，其中該第二參考電壓大於該第一參考電壓。
  32. 如請求項16之方法，其中基於該第一參考電壓及該第一輸入電壓而產生該第二參考電壓。
  33. 一種電路，其包括：一第一開關，其具有一第一輸入端子及耦合至一第一開關節 點之一第二端子；一第二開關，其具有耦合至該第一開關節點之一第一端子及一第二端子；一第一電感器，其具有耦合至該第一開關節點之一第一端子及耦合至一第一輸出節點之一第二端子；一第三開關，其具有一第一輸入端子及耦合至一第二開關節點之一第二端子；一第四開關，其具有耦合至該第二開關節點之一第一端子及一第二端子；一第二電感器，其具有耦合至該第二開關節點之一第一端子及耦合至一第二輸出節點之一第二端子；一電容器，其具有耦合至該第一輸出節點之一第一端子及耦合至該第二輸出節點之一第二端子；及一控制電路，其包括耦合至該第一輸出節點之一第一輸入、耦合至該第二輸出節點之一第二輸入，其中該控制電路控制該第一開關及該第二開關以在該第一輸出節點上產生一經調節第一電壓，且其中該控制電路控制該第三開關及該第四開關以在該第二輸出節點上產生一經調節第二電壓。
TW102149128A 2012-12-31 2013-12-30 開關調節器電路及方法 TWI689804B (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201261747988P 2012-12-31 2012-12-31
US61/747,988 2012-12-31
US13/794,231 2013-03-11
US13/794,231 US9086708B2 (en) 2012-12-31 2013-03-11 High slew rate switching regulator circuits and methods

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201439703A true TW201439703A (zh) 2014-10-16
TWI689804B TWI689804B (zh) 2020-04-01

Family

ID=51016449

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW102149128A TWI689804B (zh) 2012-12-31 2013-12-30 開關調節器電路及方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9086708B2 (zh)
CN (1) CN105103425B (zh)
TW (1) TWI689804B (zh)
WO (1) WO2014106203A1 (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2577769C1 (ru) * 2015-03-19 2016-03-20 Владимир Степанович Климаш Способ включения конденсаторов
RU2749606C1 (ru) * 2020-08-31 2021-06-16 Владимир Степанович Климаш Способ трехступенчатого регулирования реактивной мощности конденсаторной установкой
TWI895935B (zh) * 2023-12-01 2025-09-01 恆景科技股份有限公司 具有過衝及下衝調節電路的電壓調節系統

Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2505371B (en) 2011-05-05 2018-02-28 Arctic Sand Technologies Inc DC-DC converter with modular stages
US10680515B2 (en) 2011-05-05 2020-06-09 Psemi Corporation Power converters with modular stages
US8743553B2 (en) 2011-10-18 2014-06-03 Arctic Sand Technologies, Inc. Power converters with integrated capacitors
US8619445B1 (en) 2013-03-15 2013-12-31 Arctic Sand Technologies, Inc. Protection of switched capacitor power converter
US8724353B1 (en) 2013-03-15 2014-05-13 Arctic Sand Technologies, Inc. Efficient gate drivers for switched capacitor converters
US9547322B1 (en) * 2014-11-13 2017-01-17 Gazelle Semiconductor, Inc. Configuration modes for optimum efficiency across load current
TWI713495B (zh) 2015-02-20 2020-12-21 美商線性科技股份有限公司 具有改善的暫態響應的控制架構、裝置及系統
WO2016149063A1 (en) 2015-03-13 2016-09-22 Arctic Sand Technologies, Inc. Dc-dc transformer with inductor for the facilitation of adiabatic inter-capacitor charge transport
CN108139786B (zh) 2015-06-05 2021-07-23 朝阳半导体技术江阴有限公司 基于供应电流监测的动态频率缩放
WO2017007991A1 (en) 2015-07-08 2017-01-12 Arctic Sand Technologies, Inc. Switched-capacitor power converters
US10050559B2 (en) 2016-01-20 2018-08-14 Linear Technology Llc Control architecture with improved transient response
CN112187059A (zh) * 2016-03-14 2021-01-05 派赛公司 电力转换器设备
US10122179B2 (en) * 2016-05-19 2018-11-06 Qualcomm Incorporated Power supplies with feedback
KR102611984B1 (ko) * 2018-10-10 2023-12-08 삼성전자주식회사 인터리빙 회로를 포함하는 다상 스위칭 레귤레이터 및 이의 스위칭 레귤레이팅 방법
US11502594B2 (en) 2020-05-19 2022-11-15 Analog Devices International Unlimited Company Switched-mode power converter with ripple attenuation
US11848606B2 (en) * 2021-05-18 2023-12-19 Mediatek Inc. Asymmetric power regulator system
EP4254763A1 (en) 2022-03-31 2023-10-04 The Governing Council of the University of Toronto Control of auxiliary-assisted dc-dc converter

Family Cites Families (38)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
IT1215247B (it) 1985-03-13 1990-01-31 Ates Componenti Elettron Dispositivo e procedimento per azzerare un segnale di uscita in un amplificatore a commutazione.
US5418707A (en) 1992-04-13 1995-05-23 The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy High voltage dc-dc converter with dynamic voltage regulation and decoupling during load-generated arcs
JP3260024B2 (ja) 1993-11-15 2002-02-25 株式会社東芝 電源回路
US5570276A (en) 1993-11-15 1996-10-29 Optimun Power Conversion, Inc. Switching converter with open-loop input voltage regulation on primary side and closed-loop load regulation on secondary side
US5615093A (en) 1994-08-05 1997-03-25 Linfinity Microelectronics Current synchronous zero voltage switching resonant topology
US5592071A (en) 1995-01-11 1997-01-07 Dell Usa, L.P. Method and apparatus for self-regeneration synchronous regulator
US5770940A (en) 1995-08-09 1998-06-23 Switch Power, Inc. Switching regulator
US5929692A (en) 1997-07-11 1999-07-27 Computer Products Inc. Ripple cancellation circuit with fast load response for switch mode voltage regulators with synchronous rectification
US6396137B1 (en) 2000-03-15 2002-05-28 Kevin Mark Klughart Integrated voltage/current/power regulator/switch system and method
EP1172924A3 (en) 2000-07-11 2002-02-13 Sony Corporation Switching power supply having an improved power factor by voltage feedback
US6987380B1 (en) 2001-11-06 2006-01-17 Linear Technology Corporation Time-based current control in switching regulators
DE10392501T5 (de) 2002-04-03 2006-04-20 International Rectifier Corp., El Segundo Verbesserungen eines synchronen Buck Converters
DE10231183A1 (de) * 2002-07-10 2004-01-29 Infineon Technologies Ag Verstärkerschaltung
US6798177B1 (en) * 2002-10-15 2004-09-28 Arques Technology, Inc. Boost-buck cascade converter for pulsating loads
US6943535B1 (en) * 2002-10-17 2005-09-13 Analog Devices, Inc. Multiple-phase DC-DC converter topology
US7432614B2 (en) 2003-01-17 2008-10-07 Hong Kong University Of Science And Technology Single-inductor multiple-output switching converters in PCCM with freewheel switching
JP2005033888A (ja) 2003-07-10 2005-02-03 Seiko Instruments Inc スイッチング・レギュレータ制御回路
WO2005096481A1 (en) * 2004-03-31 2005-10-13 Koninklijke Philips Electronics N.V. Parallel arranged power supplies
US7250746B2 (en) 2004-03-31 2007-07-31 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Current mode switching regulator with predetermined on time
US7499682B2 (en) 2005-05-24 2009-03-03 Skyworks Solutions, Inc. Dual voltage regulator for a supply voltage controlled power amplifier in a closed power control loop
US7538535B2 (en) 2006-01-13 2009-05-26 Dell Products L.P. Error voltage ripple compensation to extend bandwidth of a feedback loop in a DC-to-DC converter
US7459951B2 (en) 2006-02-22 2008-12-02 Exar Corporation Self-calibrating digital pulse-width modulator (DPWM)
US8081785B2 (en) 2006-03-21 2011-12-20 Fairchild Semiconductor Corporation High efficiency converter providing switching amplifier bias
US7486060B1 (en) 2006-03-30 2009-02-03 Western Digital Technologies, Inc. Switching voltage regulator comprising a cycle comparator for dynamic voltage scaling
US8482270B2 (en) 2006-05-02 2013-07-09 Advanced Analogic Technologies Incorporated Reverse current comparator for switching regulators
US8319483B2 (en) * 2007-08-06 2012-11-27 Solaredge Technologies Ltd. Digital average input current control in power converter
US7730340B2 (en) 2007-02-16 2010-06-01 Intel Corporation Method and apparatus for dynamic voltage and frequency scaling
EP2220754A4 (en) 2007-11-21 2012-10-03 Univ Arizona State CONTINUOUS / CONTINUOUS CONDENSER CONVERTERS SWITCHED ADAPTIVE ELEVATORS / ADAPTERS
US7782032B2 (en) * 2007-12-03 2010-08-24 California Polytechnic Corporation System method and apparatus for a multi-phase DC-to-DC converter
US8085020B1 (en) 2008-06-13 2011-12-27 Western Digital Technologies, Inc. Switching voltage regulator employing dynamic voltage scaling with hysteretic comparator
US8248152B2 (en) 2009-02-25 2012-08-21 International Business Machines Corporation Switched capacitor voltage converters
US8274264B2 (en) 2010-02-19 2012-09-25 Exar Corporation Digital control method for improving heavy-to-light (step down) load transient response of switch mode power supplies
FR2959072B1 (fr) 2010-04-15 2012-05-25 Inst Polytechnique Grenoble Systeme de gestion d'une association serie d'elements de generation ou de stockage d'energie electrique base sur une pluralite de bras d'onduleur de tension
US8564271B2 (en) * 2010-06-01 2013-10-22 Lockheed Martin Corporation Method and means to implement a current follower operation of a buck mode, switching power supply
EP2493060A1 (en) 2011-02-22 2012-08-29 ST-Ericsson SA Low ripple step-up/step-down converter
US8952753B2 (en) 2012-02-17 2015-02-10 Quantance, Inc. Dynamic power supply employing a linear driver and a switching regulator
US8890502B2 (en) 2012-02-17 2014-11-18 Quantance, Inc. Low-noise, high bandwidth quasi-resonant mode switching power supply
CN102801305B (zh) 2012-08-14 2015-07-08 成都芯源系统有限公司 峰值电流信号产生电路,开关电源电路及其方法

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2577769C1 (ru) * 2015-03-19 2016-03-20 Владимир Степанович Климаш Способ включения конденсаторов
RU2749606C1 (ru) * 2020-08-31 2021-06-16 Владимир Степанович Климаш Способ трехступенчатого регулирования реактивной мощности конденсаторной установкой
TWI895935B (zh) * 2023-12-01 2025-09-01 恆景科技股份有限公司 具有過衝及下衝調節電路的電壓調節系統

Also Published As

Publication number Publication date
US9086708B2 (en) 2015-07-21
CN105103425B (zh) 2018-10-16
US20140184177A1 (en) 2014-07-03
WO2014106203A1 (en) 2014-07-03
TWI689804B (zh) 2020-04-01
CN105103425A (zh) 2015-11-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI689804B (zh) 開關調節器電路及方法
US9735574B2 (en) Switching regulator circuits and methods
US10892686B2 (en) Hysteretic control for transformer based power converters
US9537409B2 (en) Method of feedback commanding a monophase resonant converter, a related monophase resonant converter and a polyphase resonant converter
EP2350763B1 (en) A switch-mode voltage regulator
US8598857B2 (en) Methods and apparatus for a multiphase power regulator
US9219411B2 (en) DC/DC converter, method for providing an output voltage on the basis of an input voltage and computer program
TWI420796B (zh) 直流轉直流變換器及其減小過衝現象的控制方法
US9093901B2 (en) Switching converter and method for controlling a switching converter
US8773088B2 (en) Single inductor multiple output power converter
US10044273B2 (en) Multi-phase switching converter
US20090108823A1 (en) Control circuit and method for maintaining high efficiency in switching regulator
US8829872B1 (en) Systems and methods for dropping and/or adding phases in multiphase regulators
US20140191736A1 (en) Active Transient Response for DC-DC Converters
EP2695288A2 (en) Power supply controller
US7443150B2 (en) Switching power supply control with phase shift
CN107528472B (zh) 用于中间电压控制的一调节多级切换式电源转换器
TW201909536A (zh) 多相切換式電源供應器、及其控制電路與控制方法
CN109997301A (zh) 用于dc-dc电力转换器的控制方案
TWI694666B (zh) 轉換器及其驅動及控制方法
US12027983B2 (en) Multi-phase switching regulator incorporating phase current balance circuit
TW202103454A (zh) 用於功率級的自動電流共享的功率轉換系統
US20260005603A1 (en) Frequency Lock Loop for Constant Switching Frequency of DC-DC Converters
US20080197826A1 (en) Switching power supply controller with transient gain change
CN109309451B (zh) 多相切换式电源供应器、及其控制电路与控制方法