TW200931791A - Method of third-order transconductance cancellation and high-linearity mixer thereof - Google Patents

Description

200931791 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係有關於一種三次轉導互補消除法及其高 線性度混波器’尤指-種利用改良過具有高線性度之 電曰曰體，可應用於混波器並改善其線性度之三次轉導 互補消除法及其高線性度混波器。 【先前技術】 〇 電晶體係一個具有非線性操作特性之主動元件， 當應用於電路設計上對電路之線性度特徵會直接 影響，因此一個高線性度之元件係許多研究追求之目 標。然而目前一般從電路架構上做設計改良僅能夠侷 限在特定電路上實現，因而降低其應用性。 由於在目前通訊系統裡隨著傳輸資料量及速度之 需求，射頻端之接收機必須要有更佳之線性度以提供 更好之傳輸品質。如第8圖所示，常見之接收機模組 ° I，其組成係包含—功率放大器7 1、一低雜訊放大 器7 2、一混波器（Mixer) 7 3及一壓控振盈器7 4 等子電路。並且，就一般來說，該接收機模組7之非 線性失真主要係由該功率放大器7丄及混波器7 3兩 個電路所造成。而目前所提出可改善線性度之混波器 及放大器電路，其通常需要付出額外之功率損耗亦或 係增加電路之複雜度，因此往往造成電路之穩定性與 可行性降低。 200931791 請參閱『第9圖』所示，係習用之主動式混波器 架構示意圖。如圖所示：其係為一吉勃爾（Gilbert-cell ) 混波器8 ’其主要係由一 RF轉導級（Transconductance

Stage) 8 1、一 LO 開關級（Switching Stage) 8 2

及一輸出負載級（Output Load) 8 3所組成。該RF •'轉導級8 1通常係工作於電晶體之飽和區以獲得電路 最大之增益及最小之雜訊指數（N〇ise Figure)，而該 L0開關級8 2係工作於夾止區（Pinch 〇ff),並藉由 ❹ 一 L0輸入訊號不同相位之控制達到開關之效果，最 後再由該輸出負載級8 3接上負載電阻以將輸出之電 流訊號轉變成電壓訊號，並且通常會在多一輸出緩衝 級（Output Buffer)以提供阻抗之匹配，進而獲得更 高之輸出功率。因此該RF轉導級8 i係可當做該吉 •动爾混波器8之電路增益級，並且決定整個混波器之 電路增益、雜訊指數及電路之線性度。然而一般來講， ❹雖然此架構之電路特性約有0〜5分貝（dB )之電路增 益（Gain)，卻同時亦需要5〜10毫瓦特（mW)之功 率損耗。 根據中華民國專利公告號第4231〇2〇〇6號之「高 線性低功率混合器之系統及方法」，以常見之共源級 (Common Source)放大器來說，其等效電路之閘極 源極電容cgs、汲極源極電容Cds、閘極汲極電容Cy、 轉導值gm及汲極電導gds為組成元件非線性特性之主 200931791 要成分，其尹又以該轉導值gm之非線性特徵為直流成 刀裡貝獻最大並造成元件產生三次調變失真之主要因 素。因此，只要能減低或消除該轉導值&之三次非線 性特性即可提高電晶體之線性度。 請參閱『第10圖』所示，其係為 iNlVlWd % 0¾ 體之轉導特徵量測示意圖。如圖所示：從一 n通道型 金氧半場效（N-channel Metai 〇xide Semi⑶nduct〇r，

nmos) t晶體之轉導值gm、gm2及gm3所量測之特徵 曲線9 1、9 2及9 3中可看出，當閉極電壓在〇4 0.5伏特（V)左右時有最大之轉導值^負值；當 祕電壓增加該轉導值gm3會降低並經過為零之點， 接者當電壓在0·6〜〇,8伏特左右會有最大之轉導值 ^正值。-般而言，該共源極放大器必須要操作㈣ =屋為G.6〜0.8伏特之區域以獲得高之電路增益。 ，在此飽和區操作時該轉導值^正值 :也係線性度會最差之時，因此通常 ;之間很難同時獲得最好之結果。故，一般習用= …'法符合使用者於實際使用時之所需。 ’、 200931791 【發明内容】 本發明之主要目的係在於，從電路裡最基本之電 晶f做雜度之改善，以利用三次轉導互補消除之方 •’ <得到一高線性度之電晶體’並將此特性良好之電晶 : 豸應用於混波n料輸人級之設計，如此可以有效改 善混波器之非線性特徵以提高線性度，並可在增加電 路操作穩定性之同時，不會增加電路之複雜度或降低 〇 其它電路特性。 本發明之次要目的係在於，高線性度之電晶體也 可應用於其它系統上不同射頻之子電路，如低雜訊放 大器或功率放大器等，係具有寬頻操作，可處理不同 系統規格所規劃之頻率，包含藍芽規格、無線區域網 路及超寬頻（Ultra-Wide Band，UWB)系統等頻段規 格。 本發明之另一目的係在於，可廣泛應用於收發機 模組上，並可使用低成本互補式金氧半場效電晶體 (Complementary Metal-Oxide Semiconductor, CMOS) 製程實現此電路，以增加其實用性。 為達以上之目的，本發明係一種三次轉導互補消 除法及其面線性度混波器’係利用基體端電壓改變電 曰曰體之門檻電壓及轉導（Transconductance)特性，再 將兩顆電晶體以並聯方式獲得三次轉導互補消除結 果，可得到具有平坦三次轉導區之電晶體，而將工作 200931791 電壓操作在此區之元件即可獲得良好之線性度。 【實施方式】 請參閱『第1圖』所示，係本發明之電晶體線性 / 度改善流程示意圖。如圖所示：本發明係為一種三次 轉導互補消除法及其高線性度混波器，係利用改良過 具有高線性度之電晶體，將其應用於混波器上以達改 善其線性度，其三次轉導互補消除法係至少包含以下 ❹步驟： (A)於基體端給一偏愿1 1 :對一 p通道型金 氧半場效（P_channel Metal Oxide Semiconductor, PMOS)電晶體及一 n通道型金氧半場效（N-channel Metal Oxide Semiconductor，NMOS)電晶體之基體端 (Body)給定一個正或負之偏壓，根據一基體效應方 程式，此時該PMOS電晶體及NMOS電晶體之門檻電 壓（ Threshold voltage)受到其基體端電壓之影響改 〇 變，所以轉導特徵曲線亦隨著門檻電壓之不同而改 變，使最終三次轉導之正負峰值（Peak Value )也位移 至不同之位置，其中，該PMOS電晶體及NMOS電晶 體係為可提供閘極、汲極、源極及基體端偏壓之四阜 端元件；該三次轉導值係為一次轉導值再對閘極電壓 兩次微分後之結果；該基體效應方程式係表示一個共 源級電晶體之三次諸波截止點（Third-order Intercept Point, IP3 )，當有效減低三次轉導值（Third-order 200931791

Transconductance, gm3 )時 度’其推導公式係可為 IP3= P ‘ ；以及 將可增加IP3以提升線性 .(B)將電晶體並聯連結12:將此具有三次轉 導（正負）值之PMOS電晶趙及NM〇s電晶體予以並 聯之方式結合，其卜此並聯亦可包含兩顆及兩顆以 上之電晶體組成。 〇 Ο 藉此，利用基趙端電壓改變電晶體之門播電虔及 轉導（Trans_duetanee )特性，再將兩顆電晶體以並 聯方式獲得三次轉H肖除結果，可得到具有平坦 三次轉導區之電晶體’而將工作電壓操作在此區之元 件即可獲得良好之線性度，可職於各㈣要高線性 度需求規格之電路上。 請參閱『第2圖〜第4圖』所示，係分別為本發 明之並聯架構與三次轉導量測示意圖、本發明第工圖 之輸入三次諧波截止點量測示意圖及本發明第1圖之 鄰近頻道功率比#測示㈣。如騎示：本實施例係 以兩顆電晶體在不同操作下所量測到之三次轉導曲 線，分別為當基體偏壓（Vbs)為〇伏特（v)時之轉 導曲線21及基體偏堡為負電虔！伏特時之轉導曲線 2 2，由於基體端給偏壓可以改變該轉導曲線2工、 2 2之趨勢使其產生位移，並在最後將這兩顆電晶體 並聯連結，即可獲得一轉導互補曲線2 3，藉此可看 200931791 出當操作在0.6〜0.7伏特範圍左右時係具有平坦之三 次轉導值gm3。因此根據上述基體方程式係可使電晶體 具有高之IP3值而提升電晶體之線性度，使在此偏壓 下設計之混波器或放大器皆可獲得最佳之電路增益。 本實施例並針對其電晶體之三次諧波載止點進行 量測，由量測結果可知，當w/gm3諧波截止點曲線3 1及w/〇gfn3諧波截止點曲線3 2使用上述方式互補三 次轉導值gm3後，由互補後之諧波截止點曲線3 3可 發現，其電晶體係改善12.5分貝（dB)左右之三次調 變失真（Third-order Intermodulation Distortion，IMD3 ) 及8 dB之輸入三次諧波截止點（Input Third-order Intercept Point，IIP3 )。此外，本實施例並以另一種常 用來說明線性度好壞之鄰近頻道功率比（Adjacent Channel Power Ratio，ACPR)數值進行量測，由量測 結果可知，使用上述方式係可改善該ACPR有15dB 左右，與其它文獻上相比係具有很大之改善結果。 請參閱『第5圖』所示，係本發明之混波器電路 架構示意圖。如圖所示：本實施例係利用一常用之吉 勃爾（Gilbert-cell)混波器架構做驗證，將上述改善 後之電晶體運用於其電路設計上。本發明之高線性度 混波器5係至少包含一 RF轉導級（Transconductance Stage) 5 1、一 L0 開關級（Switching Stage) 5 2、 一輸出負載級（Output Load ) 5 3及一輸出緩衝級 (Output Buffer) 5 4 所構成。 200931791 該RF轉導級5 1係將輸入為電壓之rf訊號轉換 成電流訊號之電晶體。而該RF轉導級5 1係包含有 一第一電晶體（)及一第二電晶體（m2 )。 該LO開關級5 2係用以將電壓偏壓工作在夾止 區（Pinch Off)，利用輸入之LO訊號控制其開與關之 • 狀態。而該L0開關級5 2係包含有一第三電晶體〜 一第六電晶體（M3〜M6)。 該輸出負載級5 3係為具有阻抗值之電阻元件， ° 並可進一步作為主動式負載，其中，該輸出負載級5 3係可為電阻、電感或電晶體，且該電晶體係為金氧 半場效（Metal Oxide Semiconductor，M0S)電晶體元 件。 該輸出緩衝級5 4係用以接收經由電路運作產生 之已降頻訊號’並放大此訊號。而該輸出緩衝級5 4 係包含有一第七電晶體（M·/)及一第八電晶體（m8), ◎ 其中’ s亥輸出緩衝級5 4係可為共閘極 (Common-Gate)組態、共源極（Common-Source)組 態或共汲極（Common-Drain )組態。 其中，該高線性度混波器5之電路係可為單端 (Single-end)電路、單平衡（singie_ba丨ance)電路或 雙平衡（Double-balance )電路，且該高線性度混波器 5並可為該RF訊號與該LO訊號間頻率差之降頻訊 號，以及該RF訊號與該乙0訊號間頻率和之升頻訊號。 本實施例所成之架構，其操作原理與各部份功能 12 200931791 係與常用之吉勃爾架構相同，在此不作多餘贅述。而 本實施架構特別之處，係將決定混波器電路增益與線 性度之RF轉導級’以互補三次轉導值^並聯兩顆電 晶體之方式做替代，並將此兩顆電晶體之閘極寬度分 別挑選為37.5微米（μιη)及5〇微米，藉此元件尺寸 挑選不同以得到三次轉導值gw接近零值之平坦區。 ❹ 〇 μ參閱_ 6圖及第7圖』所示，係分別為本發 明第5圖之輸入三次譜波截止點量測示意圖及本發明 第5圖之鄰近頻道功率比量測示意圖。如圖所示：利 用上述之高線性度混波器進行三次譜波截止點量測， 由量測結果可知，當w/gw諧波戴止點曲線6 1及 W/Ogw諧波截止點曲線62使用互補三次轉導值 後’由互補後之諸波截止點曲線6 3可發現，其Μ出 及HP3分別有⑽與1〇dB左右之改善。而以AcpR 作量測比較時，當該高線性度混波Η < rf輸人頻 率為2·4千兆赫兹（GHz)而⑺頻率為23咖時， 其輸出之中頻IF頻率為100兆赫兹（MHz)，由此量 測結果可知，該ACPR量測結果係有之改善。因 此本實知例之結果與改良後之電晶體相同，皆可有 =善電路之線性度，並可在增加電路操作穩定性之 同時，=會增加電路之複雜度或降低其它電路特性。 如是’由本發明從電路裡最基本之電晶體做線性 二善。利用三次轉導互補消除之方式得到一個高 ”-之電晶體’並將此特性良好之電晶體應用於混 13 200931791 波器轉導輸入級之設計，如此可以有效改善混波器之 非線性特徵以提高線性度。此外，高線性度之電晶體 也可應用於其它系統上不同射頻之子電路，如低雜訊 放大器或功率放大器等，係具有寬頻操作，可處理不 同系統規格所規劃之頻率，包含藍芽規格、無線區域 網路及超寬頻（Ultra-Wide Band，UWB)系統等頻段 規格。藉此可廣泛應用於收發機模組上，並可使用低 成本互補式金氧半場效電晶體（Complementary Metal-Oxide Semiconductor, CMOS )製程實現此電 路，以增加其實用性。 綜上所述，本發明係一種三次轉導互補消除法及 其高線性度混波器，可有效改善習用之種種缺點，利 用三次轉導互補消除之方式得到一個高線性度之電晶 體，並將此特性良好之電晶體應用於混波器轉導輸入 級之設計，如此可以有效改善混波器之非線性特徵以 提高線性度，並可應用於收發機模組上或各種需要高 線性度需求規格之電路上，具有廣泛之應用與可行 性，進而使本發明之産生能更進步、更實用、更符合 使用者之所須，確已符合發明專利申請之要件，爰依 法提出專利申請。 惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已， 當不能以此限定本發明實施之範圍；故，凡依本發明 申請專利範圍及發明說明書内容所作之簡單的等效變 化與修飾，皆應仍屬本發明專利涵蓋之範圍内。 14 200931791 I 【圖式簡單說明】 第1圖，係、本發明之電晶體線性度改善流程示意圖〇 第2圓，係本料之㈣_與三次料量測示意 圖。 ·.帛3圖，係本發明第1圖之輸人三次譜波截止點量測 示意圖。 帛4圖’係本發明第1圖之鄰近頻道功率比量測示意 〇 圖.。 ’ 第5圖，係本發明之基本架構示意圖。 第6圖，係本發明第5圖之輸入三次譜波截止點量測 示意圖。 第7圖，係本發明第5圖之鄰近頻道功率比量測示意 圖。 第8圖’係習用之接收機模組示意圖。 0 帛9圖’係習用之主動式混波器架構示意圖。 第1 0圖，係NMOS電晶體之轉導特徵量測示意圖。 【主要元件符號說明】 (本發明部分） 步驟（A)於基體端給一偏壓1 1 步驟（B )將電晶髏並聯連結1 2 轉導曲線21、22 15 200931791 轉導互補曲線2 3 諧波截止點曲線3 1、3 2 尚線性度混波|§ 5 RF轉導級5 1 LO開關級5 2 輸出負載級5 3 輸出緩衝級5 4 Ο 諧波截止點曲線6 1、6 2 諧波截止點曲線6 3 (習用部分） 接收機模組7 功率放大器7 1 低雜訊放大器7 2 〇 混波器7 3 壓控振盪器7 4 吉勃爾混波器8 RF轉導級8 1 LO開關級8 2 輸出負載級8 3 轉導值gm9 1 16 200931791 轉導值gm29 2 轉導值gm39 3

Claims (1)

1. 200931791 十、申請專利範圍： 1·一種三次轉導互補消除法及其高線性度混波器， 其三次轉導消除法至少包含以下步驟： (A )對一電晶體之基體端（Body)給定一 個偏壓，根據一基體效應方程式，該電晶體之門 ' 檻電壓（Threshold voltage )受到其基體端電壓 之影響改變，使最終三次轉導之正負峰值（Peak q Value )位移至不同位置處；以及 (B)將此具有三次轉導（正負）值之電晶 體予以並聯之方式結合。 2 ·依據申請專利範圍第1項所述之三次轉導互補消 除法及其高線性度混波器，其中，該電晶體係包 含一 p通道型金氧半場效（P-channel Metal Oxide Semiconductor, PMOS )電晶體及一 η通道型金氧 ^ 半場效（N-channel Metal Oxide Semiconductor, NMOS )電晶體。 3 ·依據申請專利範圍第2項所述之三次轉導互補消 除法及其高線性度混波器，其中，該電晶體係為 可提供閘極、汲極、源極及基體端偏壓之四阜端 元件。 4 ·依據申請專利範圍第1項所述之三次轉導互補消 除法及其高線性度混波器，其中，該基體效應方 18 200931791 程式之推導公式係可為 •屁。 5 ·依射請專利範圍第1項所述之三次轉導互補消 除法及其高線性度混波器，其中，該步驟（b) 並聯係可包含兩顆及兩顆以上之電晶體組成。 6 ·依據申請專利範圍第丄項所述之三次轉導互補消 除法及其高線性度混波器，其中，該三次轉導值 係為一次轉導值再對閘極電壓兩次微分後之結 果。 7 ·依據申請專利範圍第1項所述之三次轉導互補消 除法及其高線性度混波器，其中，該步驟（A) 偏壓為正偏壓或負偏壓皆可改變該三次轉導之正 負峰值。 8·—種三次轉導互補消除法及其高線性度混波器， 該高線性度混波器係至少包含： 一 RF 轉導級（Transconductance Stage)，該 RF轉導級係將輸入為電壓之rf訊號轉換成電 流訊號之電晶體； 一 LO 開關級（Switching Stage)，該 LO 開 關級係用以將電屋偏！工作在夾止區（Pinch Off)，利用輸入之LO訊號控制其開與關之狀態； 19 200931791 一輸出負載級（Output Load)，該輸出負載 級係為具有阻抗值之電阻元件，並可進一步作為 主動式負載；以及 輸出緩衝級（Output Buffer )，該輸出緩 衝級係用以接收經由電路運作產生之已降頻訊 號，並放大此訊號。 9 ·依據申請專利範圍第8項所述之三次轉導互補消 〇 除法及其高線性度混波器，其中，該輸出負載級 係可為電阻、電感或電晶體。 1 0 .依據申請專利範圍第9項所述之三次轉導互補 消除法及其高線性度混波器，其中，該電晶體係 為金氧半場效（Metal Oxide Semiconductor， MOS)電晶體元件。 1 1 ·依據申請專利範圍第8項所述之三次轉導互補 〇 消除法及其高線性度混波器，其中，該輸出缓衝 級係可為共閘極（Common-Gate )組態、共源極 (Common-Source ) 組態或共汲極 (Common-Drain)組態。 1 2 ·依據申請專利範圍第8項所述之三次轉導互補 消除法及其高線性度混波器，其中，該高線性度 混波器之電路係可為單端（Single-end )電路、 單平衡（Single-balance )電路或雙平衡 20 200931791 (Double-balance)電路。 13·依據申請專利範圍第8項所述之三次轉導互補 消除法及其高線性度混波器，其中，該高線性度 》昆波器係為降頻訊號或升頻訊號之混波器。 4 ·依據申請專利範圍第1 3項所述之三次轉導互

   補消除法及其高線性度混波器，其中，該降頻訊 號係為該RF訊號與該LO訊號之頻率差。 •依據申請專利範圍第13項所述之三次轉導互 補消除法及其高線性度混波器，其中，該升頻訊 號係為該RF訊號與該LO訊號之頻率和。

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